JP4902001B2 - インダクタンス変化検出回路、変位検出装置及び金属検出装置 - Google Patents

Description

本発明は、インダクタンス変化検出回路、変位検出装置及び金属検出装置に関する。
より詳細には、高感度且つ安定した検出性能を実現する、アクティブ型変位センサ（変位検出装置）を構成するインダクタンス変化検出回路と、これを用いた変位検出装置及び金属検出装置に関する。

出願人は、抵抗スライダと違い、電気機械的接触部品を伴わずに、直線変位量をリニアなアナログ電圧で出力できる、アクティブ型変位センサを製造販売している。以下、このアクティブ型変位センサの動作原理について説明する。

図１１（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）は、出願人が製造販売する変位センサの動作原理を説明するための、コイルの諸特性を説明するグラフである。
図１１（ａ）は変位センサの原理を説明する回路図であり、図１１（ｂ）は図１１（ａ）の回路のスイッチＳＷの状態を示す図であり、図１１（ｃ）は図１１（ａ）の回路のコンデンサＣの両端電圧の過渡応答特性を示すグラフである。

図１１（ａ）に示すように、直流電源Ｅに、スイッチＳＷ、抵抗Ｒ、コイルＬとコンデンサＣを直列に接続し、図１１（ｂ）に示すようにスイッチをオン操作すると、コンデンサＣの両端電圧は、図１１（ｃ）に示すように、コイルＬの作用で徐々に増加して、その後振動しながらある一定の電圧に収束する。これは典型的なステップ応答の波形である。
この電圧波形の、スイッチＳＷをオン操作した直後の立ち上がりの傾きは、コイルＬのインダクタンスが大きいほど緩やかになり、コイルＬのインダクタンスが小さいほど急峻になることは周知である。
本出願人の変位センサは、このコイルのインダクタンスの変化を過渡応答現象から得ることで実現している。

交流を流しているコイルに非磁性体の金属を近接させると、金属に誘導電流が発生する。つまり、コイルから生じる磁束の一部が熱に変換されるため、コイルのインダクタンスは減少する。そこで、棒状に形成したコイルに真鍮等の非磁性体金属の筒を被せると、筒のコイルに対する被り具合に応じて、インダクタンスが直線的に変化する。このインダクタンスの変化を検出すると、変位センサが実現できる。

図１１（ｄ）は、コイルに金属を近接させた状態における、コンデンサＣの両端電圧の過渡応答特性を示すグラフである。
コイルＬに金属物を近づけない状態で図１１（ａ）の回路のスイッチＳＷをオン操作すると、コンデンサＣの両端電圧は、図１１（ｃ）と同様に、コイルＬの作用で徐々に増加して、その後振動しながらある一定の電圧に収束する（Ｓ１２０１）。
コイルＬの一部に金属物を近づけた状態で図１１（ａ）の回路のスイッチＳＷをオン操作すると、コンデンサＣの両端電圧の立ち上がりの傾きは、コイルＬのインダクタンスが減少した分だけ急峻になる（Ｓ１２０２）。
コイルＬの全部を金属物で覆った状態で図１１（ａ）の回路のスイッチＳＷをオン操作すると、コンデンサＣの両端電圧の立ち上がりの傾きは、コイルＬのインダクタンスが更に減少した分だけ急峻になる（Ｓ１２０３）。
このように、コイルは、金属物と干渉する長さに応じて直線的な信号を得ることができる。そこで、コイルと金属物との相対的な配置関係を、絶対的な距離を検出できるセンサとして応用できる。
特許文献１及び特許文献２は、出願人による変位センサの先行技術文献である。

特公平６−２３６５９号公報 特開平２−２０１１１４号公報

特許文献１及び特許文献２に開示されている技術内容は、コイルのインダクタンスの変化をステップ応答特性を利用して検出するための技術が共通する。
図１２は特許文献１及び特許文献２に開示されている、検出回路の回路図である。
コイルＡ及びコイルＢには、トランス１２０２を介して矩形波発生器の矩形波が印加される。
コイルＡに流れる電流は、ダイオードＤ１２０３を通じてコンデンサＣ１２０４に流れ、コンデンサＣ１２０４には電荷が蓄積される。コイルＡとコンデンサＣ１２０４との間のダイオードＤ１２０３は、コイルからコンデンサに流れる電流を片方向に制限する。ダイオードＤ１２０３に電流が流れない期間では、コンデンサＣ１２０４に蓄積された電荷は、コンデンサＣ１２０４に並列接続されている抵抗Ｒ１２０５によって放電される。したがって、コンデンサＣ１２０４の両端（端子１２１０Ｂと端子１２１０Ｃとの間）には鋸歯状波が得られる。

コイルＢに流れる電流は、ダイオードＤ１２０６を通じてコンデンサＣ１２０７に流れ、コンデンサＣ１２０７には電荷が蓄積される。コイルＢとコンデンサＣ１２０７との間のダイオードＤ１２０６は、コイルからコンデンサに流れる電流を片方向に制限する。ダイオードＤ１２０６に電流が流れない期間では、コンデンサＣ１２０７に蓄積された電荷は、コンデンサＣ１２０７に並列接続されている抵抗Ｒ１２０８によって放電される。したがって、コンデンサＣ１２０７の両端（端子１２１０Ａと端子１２１０Ｃとの間）には、コンデンサＣ１２０４の両端にはコイルＡ側と同様な鋸歯状波が得られる。
端子１２１０Ａと端子１２１０Ｂから得られる信号を図示しない差動増幅回路で差動増幅すると、直流電圧が得られる。この直流電圧は、コイルＡ及びコイルＢのインダクタンスに応じて変化する。

コイルＡ及びコイルＢは、片方は金属物である筒に覆われる検出コイルとして用いられ、もう片方は筒に覆われないダミーコイルとして用意される。
検出コイルとダミーコイルのそれぞれに同じ検出回路が接続され、検出出力には互いに同相の鋸歯状波が得られる。両方の検出出力信号を差動増幅器で差動増幅すると、検出コイルのインダクタンスの変化に基づいて、出力電圧が変化する。

これら従来技術に用いられている検出回路は、その動作原理上、コイルを二つ用意しなければならない。コイルを二つ用意する、ということは、部品点数の増加を招き、装置の小型化を阻害する。

本発明はかかる課題を解決し、単一のコイルでインダクタンスの変化を効果的に検出し、小型でありながら高精度な変位センサを実現するためのインダクタンス変化検出回路と、これを用いる変位検出装置及び金属検出装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明のインダクタンス変化検出回路は、交流電圧源と、交流電圧源が生成する交流電圧が印加されるコンデンサと、コンデンサと接地との間に接続されて、金属が近接することでインダクタンスが変化するコイルと、コイルに流れる電流に基づいてコイルのインダクタンスの変化を検出するインダクタンス変化検出部と、コンデンサとコイルとの接続点に接続され、コイルに直流電流を流すと共に温度の変化によって直流電流の変化を検出するコイル温度検出回路と、コイル温度検出回路の出力信号に基づいて交流電圧源を駆動する電圧を制御する電圧制御回路とを備える。

また、上記課題を解決するために、本発明の変位検出装置は、交流電圧源と、交流電圧源が生成する交流電圧が印加されるコンデンサと、コンデンサと接地との間に接続されるコイルと、コイルに流れる電流に基づいてコイルのインダクタンスの変化を検出するインダクタンス変化検出部と、コンデンサとコイルとの接続点に接続され、コイルに直流電流を流すと共に温度の変化によって直流電流の変化を検出するコイル温度検出回路と、コイル温度検出回路の出力信号に基づいて交流電圧源を駆動する電圧を制御する電圧制御回路と、コイルの巻線方向に連続的に近接可能に設けられてコイルとの相対的変位を検出される金属物とを備える。

コイルとコンデンサを直列接続した共振回路に対し、所定の電圧と接地とを交互に接続する。また、フリーホイールダイオードを二つ設けて、電圧或は接地から切断した直後にコイルから生じる起電力を受け流し、コンデンサに電荷を蓄積させると共に回路を安定化させる。その後、コンデンサ或はコンデンサとコイルの直列接続よりなる負荷の両端電圧を取得して、コイルに非磁性体金属が近接しているときと近接していないときに生じるインダクタンスの変化を検出する。

本発明により、単一のコイルでインダクタンスの変化を効果的に検出し、小型でありながら高精度な変位センサを実現するためのインダクタンス変化検出回路と、これを用いる変位検出装置及び金属検出装置を提供できる。

本発明の第一の実施形態に係る変位センサの外観斜視図と一部断面図である。 変位センサのブロック図である。 検出部の回路図である。 シーケンサのブロック図である。 変位センサの動作原理を説明する図である。 変位センサの各部の波形図である。 本発明の第二の実施形態に係る変位センサの、検出部の回路図である。 本発明の第二の実施形態に係る変位センサの外観斜視図である。 本発明の第三の実施形態に係る変位センサの、検出部の回路図の一部である。 金属検出装置に用いるコイルとコアの概略図である。 出願人が製造販売する変位センサの動作原理を説明するための、コイルの諸特性を説明するグラフである。 従来技術の検出回路の回路図である。

［第一の実施形態］
図１（ａ）及び（ｂ）は、本発明の第一の実施形態に係る変位センサの外観斜視図と一部断面図である。
図１（ａ）は、変位センサの外観斜視図である。
変位センサ１０１は、センサ本体部１０２とスリーブ１０３の組み合わせよりなる。
センサ本体部１０２は、検出回路を内蔵する筐体１０６の一端に、プローブ１０４が取り付けられている。
筐体１０６には、センサ本体部１０２を任意の物品に固定するための取り付け穴１０６ａ及び１０６ｂが設けられている。
プローブ１０４には後述する検出コイルが内蔵されている。このプローブ１０４に、真鍮製の筒であるスリーブ１０３が挿入される。
スリーブ１０３がプローブ１０４に挿抜されると、センサ本体部１０２は、プローブ１０４に対するスリーブ１０３の相対的な位置に応じた、アナログの検出信号を出力する。

図１（ｂ）は、変位センサ１０１を横から見た状態で、スリーブ１０３とプローブ１０４について断面形状を示す一部断面図である。
プローブ１０４は樹脂モールドで形成され、検出コイルであるコイルＬ１０５を内蔵する。
コイルＬ１０５は図１（ｂ）に示すように、プローブ１０４の長手方向に螺旋状に形成されている。

図２は、変位センサ１０１のブロック図である。
変位センサ１０１は、コイルＬ１０５のインダクタンスの変化を検出する検出部２０３と、この検出部２０３に一定周期のパルスを複数出力するシーケンサ２０４よりなる。シーケンサ２０４は、後述する図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）に示す波形のパルスを出力する。

図３は、検出部２０３の回路図である。
第一スイッチ３０１は第二スイッチ３０２に直列接続され、電源電圧＋Ｖｃｃが印加される。第二スイッチ３０２は第一スイッチ３０１と接地との間に接続される。
第一スイッチ３０１及び第二スイッチ３０２はトランジスタスイッチである。

第一スイッチ３０１はシーケンサ２０４が出力する制御パルス信号Ｐ１によってオン・オフ制御される。同様に、第二スイッチ３０２はシーケンサ２０４が出力する制御パルス信号Ｐ２によってオン・オフ制御される。制御パルス信号Ｐ１と制御パルス信号Ｐ２は、互いにオン・オフ動作するので、第一スイッチ３０１と第二スイッチ３０２が同時にオン動作することはない。

第一スイッチ３０１には、第一フリーホイールダイオードＤ３０３が並列接続されている。同様に、第二スイッチ３０２には、第二フリーホイールダイオードＤ３０４が並列接続されている。

第一スイッチ３０１と第二スイッチ３０２との間の中点には、コイルＬ１０５とコンデンサＣ３０５が直列接続されている。コンデンサＣ３０５はその一端が接地される。
コンデンサＣ３０５には、コンデンサＣ３０５の両端電圧を検出するための回路として、二つのサンプルホールド回路が接続されている。コンデンサＣ３０５の後続の回路は、電圧変化取得部ともいえる。

サンプルホールド回路は、第一サンプルホールド回路ともいえるコンデンサＣ３０６とオペアンプ３０７、及び第二サンプルホールド回路ともいえるコンデンサＣ３０９とオペアンプ３１１で構成される。
オペアンプ３０７は帰還抵抗がゼロの非反転増幅器、すなわちボルテージフォロワを構成し、コンデンサＣ３０６の両端電圧をそのまま出力する。
同様に、オペアンプ３１１もコンデンサＣ３０９の両端電圧をそのまま出力する。

コンデンサＣ３０６とコンデンサＣ３０５との間には、第三スイッチ３０８が介在する。第三スイッチ３０８はシーケンサ２０４が出力するサンプリングパルス信号Ｐ３によってオン・オフ制御される。
コンデンサＣ３０９とコンデンサＣ３０５との間には、第四スイッチ３１０が介在する。第四スイッチ３１０はシーケンサ２０４が出力するサンプリングパルス信号Ｐ４によってオン・オフ制御される。

コンデンサＣ３０６とＣ３０９は、コンデンサＣ３０５の両端電圧を取得する際、コンデンサＣ３０５に蓄積されている電荷の量を大きく変化させないために、コンデンサＣ３０５と比べると十分小さな静電容量である必要がある。一例として、Ｃ３０５の１００分の１以下であることが望ましい。

サンプルホールド回路を構成するオペアンプ３０７の出力とオペアンプ３１１の出力は、差動増幅回路に入力される。
オペアンプ３０７の出力信号は、抵抗Ｒ３１２を通じてオペアンプ３１３の反転入力端子に入力される。オペアンプ３１３の非反転入力端子には、図示しない参照電圧形成回路から、＋Ｖｃｃ／２が印加される。
周知のように、オペアンプ３１３の増幅率は、帰還抵抗Ｒ３１４と抵抗Ｒ３１２との比（Ｒ３１４／Ｒ３１２）で決定される。

一方、オペアンプ３１１の出力信号は、抵抗Ｒ３１５を通じてオペアンプ３１６の反転入力端子に入力される。オペアンプ３１６の非反転入力端子にも、図示しない参照電圧形成回路から、＋Ｖｃｃ／２が印加される。
オペアンプ３１５の増幅率も、帰還抵抗Ｒ３１７と抵抗Ｒ３１５との比（Ｒ３１７／Ｒ３１５）で決定される。

オペアンプ３１３の出力は、抵抗Ｒ３１８を通じてオペアンプ３１６の反転入力端子に入力される。
ここで、抵抗Ｒ３１８と抵抗Ｒ３１７の抵抗値は等しい。つまり、オペアンプ３１６はオペアンプ３１３の出力信号を１倍で反転増幅する。
また、抵抗Ｒ３１２と抵抗Ｒ３１５の抵抗値は等しい。更に、抵抗Ｒ３１４と抵抗Ｒ３１７の抵抗値も等しい。つまり、オペアンプ３１３の、オペアンプ３０７の出力信号に対する増幅率と、オペアンプ３１６の、オペアンプ３１１の出力信号に対する増幅率は等しい。
結果的に、オペアンプ３０７の出力信号はオペアンプ３１３の増幅率で非反転増幅され、オペアンプ３１１の出力信号はオペアンプ３１３と増幅率が等しいオペアンプ３１６の増幅率で反転増幅され、其々の信号がオペアンプ３１６で加算されることで、差動増幅が実現される。

こうして、オペアンプ３１６はコンデンサＣ３０５の端子間電圧の変化を連続的なアナログ電圧として出力する。
このコンデンサＣ３０５の端子間電圧の変化は、コイルＬ１０５に接近するスリーブ１０３の位置関係に応じて変化する。この仕組みの詳細については後述する。

図４は、シーケンサ２０４のブロック図である。
シーケンサ２０４は、後述する図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）に示す波形のパルスを出力する。この周期的なパルスを出力するために、シーケンサ２０４は、クロック発生器４０１と、ループカウンタ４０２と、ＲＯＭ４０３とデコーダ４０４よりなる。

クロック発生器４０１は所定の周波数の矩形波のパルスを出力する。
ループカウンタ４０２は、クロック発生器４０１が生成するパルスを受けて、０から予め定められた数Ｎまで計数し、その計数値データを出力する。ループカウンタ４０２はＮまで計数すると、再び計数値を０に戻して、再度計数を繰り返す。

ループカウンタ４０２の計数値データはＲＯＭ４０３のアドレスとして入力される。ＲＯＭ４０３にはクロック発生器４０１のパルスも入力されるので、ＲＯＭ４０３に書き込まれているデータがアドレス０からＮまで順番に読み出される。データは、制御パルス信号Ｐ１、制御パルス信号Ｐ２、サンプリングパルス信号Ｐ３及びサンプリングパルス信号Ｐ４の種別と、出力する論理値の組み合わせである。

ＲＯＭ４０３から出力されるデータは、デコーダ４０４に入力される。デコーダ４０４は入力されるデータに従って、制御パルス信号Ｐ１、制御パルス信号Ｐ２、サンプリングパルス信号Ｐ３及びサンプリングパルス信号Ｐ４を出力する。
なお、シーケンサ２０４はこの構成に限らず、複数のカウンタとフリップフロップ等の論理回路を組み合わせて構成してもよいし、マイコンで構成してもよい。

［動作］
図５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）は、変位センサ１０１の動作原理を説明する図である。
図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）及び（ｆ）は、変位センサ１０１の各部の波形図である。
先ず、図６（ａ）は制御パルス信号Ｐ１の波形であり、図６（ｂ）は制御パルス信号Ｐ２の波形であり、図６（ｃ）はサンプリングパルス信号Ｐ３の波形であり、図６（ｄ）はサンプリングパルス信号Ｐ４の波形である。

図６（ａ）及び（ｂ）に示すように、制御パルス信号Ｐ１と制御パルス信号Ｐ２は、それぞれ交互にオン・オフ動作する。また、制御パルス信号Ｐ１がオフになってから制御パルス信号Ｐ２がオンになる間（時点ｔ２からｔ６まで）と、制御パルス信号Ｐ２がオフになってから制御パルス信号Ｐ１がオンになる間（時点ｔ７からｔ１１まで）にはそれぞれ両者が共にオフになる期間が設けられている。この、制御パルス信号Ｐ１と制御パルス信号Ｐ２が共にオフになっている期間に、サンプリングパルス信号Ｐ３とサンプリングパルス信号Ｐ４による、コンデンサＣ３０５の両端電圧のサンプリングが行われる。

図５（ａ）は、制御パルス信号Ｐ１がオンになっている期間（時点ｔ１からｔ２まで）における、検出部２０３に流れる電流を示す図である。制御パルス信号Ｐ１は第一スイッチ３０１をオン制御するので、電源電圧＋ＶｃｃがコイルＬ１０５とコンデンサＣ３０５に印加され、矢印に示す電流が過渡応答として流れる。

図５（ｂ）は、図５（ａ）の期間の後、制御パルス信号Ｐ１がオフになり、制御パルス信号Ｐ２もオフのままの期間（時点ｔ２からｔ６まで）における、検出部２０３に流れる電流を示す図である。制御パルス信号Ｐ１は第一スイッチ３０１をオフ制御すると、コイルＬ１０５にはそれまで流れていた電流とは逆方向の起電力が生じる。この起電力を逃がすため、第二フリーホイールダイオードＤ３０４が設けられている。

図５（ｃ）は、図５（ｂ）の期間の後、制御パルス信号Ｐ２がオンになっている期間（時点ｔ６からｔ７まで）における、検出部２０３に流れる電流を示す図である。制御パルス信号Ｐ２は第二スイッチ３０２をオン制御するので、コンデンサＣ３０５に蓄積されていた電荷がコイルＬ１０５を通じて接地に流れ、矢印に示す電流が過渡応答として流れる。

図５（ｄ）は、図５（ｃ）の期間の後、制御パルス信号Ｐ２がオフになり、制御パルス信号Ｐ１もオフのままの期間（時点ｔ７からｔ１１まで）における、検出部２０３に流れる電流を示す図である。制御パルス信号Ｐ２は第二スイッチ３０２をオフ制御すると、コイルＬ１０５にはそれまで流れていた電流とは逆方向の起電力が生じる。この起電力を逃がすため、第二フリーホイールダイオードＤ３０４が設けられている。

以上、図５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）にて説明した回路の動作を踏まえて、図６（ｅ）及び（ｆ）を説明する。
図６（ｅ）は、コイルＬ１０５に流れる電流の波形図である。
時点ｔ１で制御パルス信号Ｐ１がオンになると、コイルＬ１０５には図５（ａ）の矢印に示す電流が流れる。コイルＬ１０５の特性により、電流は正方向に徐々に増加する。
コイルＬ１０５に電流が流れると、コイルＬ１０５に電流に比例する磁界が生じる。

時点ｔ２で制御パルス信号Ｐ１がオフになると、図５（ｂ）の矢印に示す電流が流れる。そして、時点ｔ３で電流はゼロになる。

コイルＬ１０５の過渡現象である時点ｔ１からｔ３までの現象が終わった後、コンデンサＣ３０５にはコイルＬ１０５が流した電流によって電荷が蓄積される。この、コンデンサＣ３０５の両端電圧を、コイルＬ１０５の過渡現象が終了したｔ３の後、シーケンサ２０４が時点ｔ４からサンプリングパルス信号Ｐ３を発生すると、サンプルホールド回路はｔ５の間までサンプリングする。

時点ｔ６で制御パルス信号Ｐ２がオンになると、図５（ｃ）の矢印に示す電流が流れる。コイルＬ１０５の特性により、電流は負方向に徐々に増加する。
コイルＬ１０５に電流が流れると、コイルＬ１０５に電流に比例する磁界が生じる。

時点ｔ７で制御パルス信号Ｐ２がオフになると、図５（ｄ）の矢印に示す電流が流れる。そして、時点ｔ８で電流はゼロになる。

コイルＬ１０５の過渡現象である時点ｔ６からｔ８までの現象が終わった後、コンデンサＣ３０５にはコイルＬ１０５が流した電流によって電荷が蓄積される。この、コンデンサＣ３０５の両端電圧を、コイルＬ１０５の過渡現象が終了したｔ８の後、シーケンサ２０４が時点ｔ９からサンプリングパルス信号Ｐ４を発生すると、サンプルホールド回路はｔ１０の間までサンプリングする。

コイルＬ１０５を内蔵するプローブ１０４にスリーブ１０３を被せていないときは、コイルＬ１０５には図６（ｅ）の実線に示す電流が流れる。これに対し、コイルＬ１０５を内蔵するプローブ１０４にスリーブ１０３を被せると、コイルＬ１０５には図６（ｅ）の点線に示す電流が流れる。つまり、コイルＬ１０５のインダクタンスが減少するので、コンデンサＣ３０５に電流が流れ易くなり、電流が正方向、負方向の何れにも増加する。

図６（ｆ）は、コンデンサＣ３０５の両端電圧の波形図である。
コンデンサＣ３０５に蓄積される電荷は、コイルＬ１０５に発生する電流によって上下する。したがって、時点ｔ１から時点ｔ３までは両端電圧が増加し、時点ｔ３から時点ｔ６までは安定し、時点ｔ６から時点ｔ８までは両端電圧が減少し、時点ｔ８から時点ｔ１１までは安定する。この周期を繰り返す。

コイルＬ１０５を内蔵するプローブ１０４にスリーブ１０３を被せていないときは、コンデンサＣ３０５の両端電圧は図６（ｆ）の実線に示す変化となる。したがって、時点ｔ４からｔ５の間と、時点ｔ９からｔ１０の間のコンデンサＣ３０５の両端電圧をサンプリングして、差動増幅すると、オペアンプ３１４の出力からは、電圧Ｖａ−（電圧−Ｖａ）＝２Ｖａに相当する信号が得られる。

これに対し、コイルＬ１０５を内蔵するプローブ１０４にスリーブ１０３を被せると、コンデンサＣ３０５の両端電圧は図６（ｆ）の点線に示す変化となる。つまり、コイルＬ１０５のインダクタンスが減少するので、コンデンサＣ３０５に電流が流れ易くなり、電流が正方向、負方向の何れにも増加した結果、コンデンサＣ３０５の両端電圧は、スリーブ１０３を被せていないときの電圧Ｖａより電位差が大きい電圧Ｖｂが、正方向、負方向の何れにも現れる。
したがって、時点ｔ４からｔ５の間と、時点ｔ９からｔ１０の間のコンデンサＣ３０５の両端電圧をサンプリングして差動増幅すると、オペアンプ３１４の出力には、電圧Ｖｂ−（電圧−Ｖｂ）＝２Ｖｂに相当する信号が得られる。

以上説明したように、コイルＬ１０５を内蔵するプローブ１０４にスリーブ１０３を被せると、コンデンサＣ３０５の両端電圧の変化はスリーブ１０３の被せる長さに応じて増加する。サンプルホールド回路は、このコンデンサＣ３０５の両端電圧の変化を採取する。そして、差動増幅器で変化を二倍にして捉えることで、安定した検出出力を得る。

［第二の実施形態］
図７は、本発明の第二の実施形態に係る変位センサの、検出部の回路図である。第二の実施形態の変位センサは、第一の実施形態の変位センサ１０１の、検出部のみが異なり、それ以外の部分は共通するので、共通部分の説明は割愛する。

図７に示す検出部７０１の、図３の検出部２０３との相違点は、第一スイッチ３０１と第二スイッチ３０２との中点にコンデンサＣ３０５を接続し、コンデンサＣ３０５の先にコイルＬ１０５を接続した点である。したがって、サンプルホールド回路はコンデンサＣ３０５とコイルＬ１０５の直列回路の両端電圧をサンプルすることとなる。

図７の検出部７０１の、図３の検出部２０３から比べた優位点は、コイルＬ１０５が接地されている、という点である。センサであるコイルＬ１０５が接地されているので、コイルＬ１０５に対する外来ノイズの影響を受け難い。したがって、図３の検出部２０３と比べると、検出部７０１からコイルＬ１０５のみをケーブルで引き伸ばして配置することが比較的容易にできる。

図８は、本発明の第二の実施形態に係る変位センサの外観斜視図である。
先に説明したように、図７の検出部７０１であれば、検出部７０１からコイルＬ１０５のみ取り出してケーブルで引き回すことができる。センサであるコイルＬ１０５が検出部７０１から離して配置できるので、第一の実施形態の変位センサ１０１と比べると、変位センサとしての配置の自由度が高い。

［第三の実施形態］
これまで説明した変位センサには、温度変化という、変位検出精度を悪化させる最大の要因が存在する。
コイルは導体を長く巻いた巻線である。つまり、コイルそれ自体が必然的に導体に固有の直流抵抗を内包する。そして、この直流抵抗成分は、温度が高くなると抵抗値が増大する。コイルＬ１０５の内部抵抗値の増大はインピーダンスの変化となって現れ、変位検出信号を構成するコンデンサＣ３０５の電位差にも跳ね返り、検出精度を悪化させる。

第一及び第二の実施形態に開示した検出部２０３及び検出部７０１の温度補償を行うために、温度センサをコイルＬ１０５近傍に設けることも考えられる。しかし、コイルＬ１０５はプローブ１０４に内蔵され、長手方向に細長く形成されており、時に変位センサ１０１の設置状況によっては、プローブ１０４の先端部分だけが熱を帯び、他の箇所は冷たいまま、というような状況もあり得る。通常、温度センサの温度観測箇所は点であり、長手方向に広く温度を検出するには、それだけ温度センサを多数設けなければならない。このような解決策は非現実的である。

そこで、コイルＬ１０５そのものを温度センサとして利用する可能性を考える。
第二の実施形態である図７の回路図をよく見ると、コイルＬ１０５は接地とコンデンサＣ３０５との間に接続されている。つまり、コイルＬ１０５はコンデンサＣ３０５によって直流的には分離されている。インダクタンスの変化を検出するための電流は交流成分のみであり、このコイルＬ１０５に別途直流を流しても、コイルＬ１０５に温度変化をもたらす程の大電流でない限り、インダクタンスの変化の検出には全く影響しない。
コイルＬ１０５に直流電流を流し、内部抵抗を検出して、得られた電流の変化を、コイルＬ１０５及びコンデンサＣ３０５の直列回路に印加するパルスの電圧に反映すると、温度補償が実現できる。

図９は、本発明の第三の実施形態に係る変位センサの、検出部の回路図の一部である。第三の実施形態の変位センサは、第二の実施形態の検出部７０１の、第一スイッチ３０１に印加される電圧が＋Ｖｃｃでないことと、コイルＬ１０５とコンデンサＣ３０５との間からコイルＬ１０５の直流抵抗値を検出するための線が引き出され、新規に回路が追加されている以外の部分は共通するので、共通部分の説明は割愛する。つまり、検出部９０１は、検出部７０１に温度補償のための電圧制御回路を追加した改良版である。
図９において、図７の検出部７０１に対して追加された、抵抗Ｒ９０２、抵抗Ｒ９０３、オペアンプ９０４、抵抗Ｒ９０５、コンデンサＣ９０６、抵抗Ｒ９０７、オペアンプ９０８、抵抗Ｒ９０９、抵抗Ｒ９１０、可変抵抗ＶＲ９１１、そしてコンデンサＣ９１２は電圧制御回路を構成する。

コイルＬ１０５とコンデンサＣ３０５との間には、抵抗Ｒ９０２が接続されている。抵抗Ｒ９０２は、電源電圧＋Ｖｃｃから抵抗Ｒｔ、抵抗Ｒ９０３、抵抗Ｒ９０２、そしてコイルＬ１０５を通じて接地される、抵抗の直列回路の一部を構成する。抵抗Ｒ９０２とＲ９０３の抵抗値は同じである。また、ＲｔはコイルＬ１０５の常温における直流抵抗値と同じ値である。但し、このＲｔは省略可能である。理由は後述する。
抵抗Ｒ９０２とＲ９０３との接続点にはオペアンプ９０４の反転入力端子が接続されている。オペアンプ９０４の非反転入力端子には、参照電圧として＋Ｖｃｃ／２が供給される。すなわち、「Ｒｔ＋Ｒ９０３」を入力抵抗値とする第一の入力抵抗と、「Ｒ９０２＋Ｌ１０５の直流抵抗値」を入力抵抗値とする第二の入力抵抗を持つ二入力反転増幅回路を構成し、それぞれの入力端子が＋Ｖｃｃおよび接地電位に接続されている。

常温の状態であれば、コイルＬ１０５の直流抵抗値は抵抗Ｒｔと同じになる。したがって、抵抗Ｒ９０２とＲ９０３にはそれぞれ方向が逆で同じ値の電流が流れるので、Ｒ９０５に流れる電流はゼロになり、常温の状態であればオペアンプ９０４はＶｃｃ／２を出力する。

常温の状態から温度が上昇すると、コイルＬ１０５の直流抵抗値が増加する。すると、Ｒ９０２に流れる電流が減少しＲ９０３に流れる電流との差がＲ９０５に流れて、オペアンプ９０４の出力端子の電圧はＶｃｃ／２からマイナス方向へ低下する。
逆に、常温の状態から温度が下降すると、コイルＬ１０５の直流抵抗値が減少する。すると、オペアンプ９０４の反転入力端子の電位が下降し、オペアンプ９０４の出力端子の電圧はＶｃｃ／２からプラス方向へ上昇する。
こうして、オペアンプ９０４は、コイルＬ１０５の周囲の温度に応じて変化する電圧信号を出力する。

抵抗Ｒ９０２とＲ９０３は数ｋΩである。一方、コイルＬ１０５の直流抵抗値は、せいぜい数Ω程度である。つまり、コイルＬ１０５の直流抵抗値及び抵抗Ｒｔは、抵抗Ｒ９０２及びＲ９０３と比較すると、誤差範囲にも満たない値である。
更に、オペアンプ９０４が出力すべきは、温度変化に対応してコイルＬ１０５の直流抵抗値が増減したことを示す信号である。「常温」と説明したのは説明の便宜であり、「常温」の定義を厳密に求める必要はない。
したがって、抵抗Ｒｔはなくてもよい。

オペアンプ９０４の反転入力端子と出力端子との間には、抵抗Ｒ９０５とコンデンサＣ９０６が並列接続されている。コンデンサＣ９０６が存在することで、オペアンプ９０４は積分回路を構成する。このコンデンサＣ９０６は、コイルＬ１０５から出力される交流成分を除去するために必要である。

オペアンプ９０４は積分回路であると共に反転増幅器を構成している。温度が上昇してコイルＬ１０５の直流抵抗値が増加すると、Ｒ９０２の電流が減少し、オペアンプ９０４の出力端子の電圧は低下する。また、温度上昇によってコイルＬ１０５の直流抵抗値が増加すると、コンデンサＣ３０５に流れる電流が低下してしまう。したがって、コイルＬ１０５に温度補償を行うには、コンデンサＣ３０５に印加する電圧を温度上昇に応じて高くする必要がある。つまり、オペアンプ９０４の出力信号を更に反転増幅させる必要がある。

オペアンプ９０４の出力端子から抵抗Ｒ９０７を通じて反転入力端子に接続されるオペアンプ９０８は、反転入力端子と出力端子の間に抵抗Ｒ９０９が接続されており、反転増幅回路を構成する。更に、オペアンプ９０８の反転入力端子には抵抗Ｒ９１０を通じて可変抵抗ＶＲ９１１が接続されている。可変抵抗ＶＲ９１１の一端は、電源電圧＋Ｖｃｃに接続され、他端は接地されている。また、オペアンプ９０８自体は図示しない倍電圧回路等が出力する、電源電圧＋Ｖｃｃよりも電圧上昇させられた駆動電圧で駆動され、電源電圧＋Ｖｃｃより高い電圧を出力できるように構成されている。また、出力電圧の若干の低下を許容するのであれば、単一の電源電圧で構成しても良い。
こうして、オペアンプ９０８は温度補償の成分を含む駆動電圧を出力し、第一スイッチ３０１及び第一フリーホイールダイオードＤ３０３に印加する。

上述の実施形態の他、以下のような応用例が考えられる。
（１）検出部２０３、７０１及び８０１では、第一スイッチ３０１に印加される電圧は電源電圧であったが、これは必ずしも電源電圧である必要はない。これら素子に印加する電圧をどのように決定するかは設計的事項である。

（２）スリーブ１０３は真鍮であったが、非磁性体金属であればこれに限られない。例えば、銅やアルミニウム等が挙げられる。

（３）コイルＬ１０５を変形させ、フェライトコア等にコイルを収納すると、渦電流を利用した金属検出装置に応用できる。
図１０（ａ）及び（ｂ）は、金属検出装置に用いるコイルとコアの概略図である。
図１０（ａ）は、コイルとフェライトコアの分解斜視図である。図１０（ｂ）は、コイルを収納したフェライトコアの断面図である。
コイルＬ１００１を、ボビン形状のフェライトコア１００２に収納する。コイルＬ１００１は、第一、第二及び第三の実施形態で開示した検出部の回路にそのまま組み込む。こうして形成された検出コイル体１００３は、金属が近づくと当該金属に渦電流が発生し、この渦電流に起因する損失に応じてコイルＬ１００１のインダクタンスが低下する。このインダクタンスの低下を金属検出信号として取り出す。

本実施形態では、変位センサを開示した。
コイルとコンデンサを直列接続した共振回路に対し、所定の電圧と接地とを交互に接続する。また、フリーホイールダイオードを二つ設けて、電圧或は接地から切断した直後にコイルから生じる起電力を受け流し、コンデンサに電荷を蓄積させると共に回路を安定化させる。その後、コンデンサ或はコンデンサとコイルの直列接続よりなる負荷の両端電圧を取得して、コイル電流による磁界と外部磁界が同一極性の状態と逆極性の状態との電圧を比較して、磁界の有無と方向を検出する。

従来技術のように二つのコイルを設ける必要がなく、部品点数が少なくなるので、低コストで高精度な変位センサを実現できる。

特に、第二及び第三の実施形態では、コイルを単体でセンサとして回路ブロックから引き出すことができる。その際、従来技術と比べるとコイルが一つだけで済むので、センサが小型化でき、更に回路ブロックとコイルとを結線する信号ケーブルの本数を節約して低コスト化に一層寄与することができる。

更に、第三の実施形態では、コイル自身を温度センサとして流用することで、温度センサを別途設けることなく、変位センサの温度補償を実現できる。

以上、本発明の実施形態例について説明したが、本発明は上記実施形態例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載した本発明の要旨を逸脱しない限りにおいて、他の変形例、応用例を含む。

１０１…変位センサ、１０２…センサ本体部、１０３…スリーブ、１０４…プローブ、１０６…筐体、１０６ａ…穴、２０３…検出部、２０４…シーケンサ、３０１…第一スイッチ、３０２…第二スイッチ、３０７…オペアンプ、３０８…第三スイッチ、３１０…第四スイッチ、３１１…オペアンプ、３１３…オペアンプ、３１４…オペアンプ、３１５…オペアンプ、３１６…オペアンプ、４０１…クロック発生器、４０２…ループカウンタ、４０３…ＲＯＭ、４０４…デコーダ、７０１…検出部、９０１…検出部、９０４…オペアンプ、９０８…オペアンプ、１００２…フェライトコア、１００３…検出コイル体、１２０２…トランス、１２１０Ａ…端子、１２１０Ｂ…端子、１２１０Ｃ…端子

Claims (6)

1. 交流電圧源と、
   前記交流電圧源が生成する交流電圧が印加されるコンデンサと、
   前記コンデンサと接地との間に接続されて、金属が近接することでインダクタンスが変化するコイルと、
   前記コイルに流れる電流に基づいて前記コイルのインダクタンスの変化を検出するインダクタンス変化検出部と、
   前記コンデンサと前記コイルとの接続点に接続され、前記コイルに直流電流を流すと共に温度の変化によって前記直流電流の変化を検出するコイル温度検出回路と、
   前記コイル温度検出回路の出力信号に基づいて前記交流電圧源を駆動する電圧を制御する電圧制御回路と
   を備えるインダクタンス変化検出回路。
2. 前記コイル温度検出回路は負帰還コンデンサを備えるオペアンプを有する反転増幅回路であり、
   前記電圧制御回路はオペアンプよりなる反転増幅回路である、
   請求項１記載のインダクタンス変化検出回路。
3. 交流電圧源と、
   前記交流電圧源が生成する交流電圧が印加されるコンデンサと、
   前記コンデンサと接地との間に接続されるコイルと、
   前記コイルに流れる電流に基づいて前記コイルのインダクタンスの変化を検出するインダクタンス変化検出部と、
   前記コンデンサと前記コイルとの接続点に接続され、前記コイルに直流電流を流すと共に温度の変化によって前記直流電流の変化を検出するコイル温度検出回路と、
   前記コイル温度検出回路の出力信号に基づいて前記交流電圧源を駆動する電圧を制御する電圧制御回路と、
   前記コイルの巻線方向に連続的に近接可能に設けられて前記コイルとの相対的変位を検出される金属物と
   を備える変位検出装置。
4. 前記コイル温度検出回路は負帰還コンデンサを備えるオペアンプを有する反転増幅回路であり、
   前記電圧制御回路はオペアンプよりなる反転増幅回路である、
   請求項３記載の変位検出装置。
5. 交流電圧源と、
   前記交流電圧源が生成する交流電圧が印加されるコンデンサと、
   前記コンデンサと接地との間に接続されると共にコアを有し、前記コアに金属が近接することでインダクタンスが変化するコイルと、
   前記コイルに流れる電流に基づいて前記コイルのインダクタンスの変化を検出するインダクタンス変化検出部と、
   前記コンデンサと前記コイルとの接続点に接続され、前記コイルに直流電流を流すと共に温度の変化によって前記直流電流の変化を検出するコイル温度検出回路と、
   前記コイル温度検出回路の出力信号に基づいて前記交流電圧源を駆動する電圧を制御する電圧制御回路と
   を備える金属検出装置。
6. 前記コイル温度検出回路は負帰還コンデンサを備えるオペアンプを有する反転増幅回路であり、
   前記電圧制御回路はオペアンプよりなる反転増幅回路である、
   請求項５記載の金属検出装置。

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