JP4790405B2

JP4790405B2 - 熱式流量センサ

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Publication number: JP4790405B2
Application number: JP2005363181A
Authority: JP
Inventors: 雄二有吉
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2005-12-16
Filing date: 2005-12-16
Publication date: 2011-10-12
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Description

本発明は、熱式流量センサに関し、特に、デジタル出力の熱式流量センサに関する。

流体に伝達される熱量を電気的に検出することにより流体の流量を検出する熱式流量センサが知られている。

たとえば、特許文献１には以下のような熱式流量センサが開示されている。すなわち、基板上に流体の流れ方向について上流側に形成された第１の温度検出抵抗体と、基板上に流体の流れ方向について下流側に形成された第２の温度検出抵抗体と、基板上に第１および第２の温度検出抵抗体を加熱するように形成された発熱抵抗体と、基板上において発熱抵抗体の影響を受けない位置に形成された第１の流体温度検出抵抗体および第２の流体温度検出抵抗体とを備え、各抵抗体と１または複数の固定抵抗体とをブリッジ回路を構成するように接続して、流体流量に応じた第１の温度検出抵抗体、及び、第２の温度検出抵抗体の温度変化に基づいて生起する不平衡状態からブリッジ回路を平衡状態へ復帰させるように発熱抵抗体に流される流体流量と相関関係を有する加熱電流を検出することで流体流量を測定する。このような構成により、流量依存性を有する熱放散係数の温度特性を効果的に補償することができ、センサ出力の温度依存性を抑制することができる。

しかしながら、特許文献１記載の熱式流量センサはアナログ出力であるため、コンピューターおよびＣＰＵ（Central Processing Unit）等に接続するためのデジタル出力を得るためにはＡＤ（Analog to Digital）変換器を備える必要があり、アナログ回路およびデジタル回路の混在によって回路構成が複雑になるという問題点があった。

以下、デジタル出力とは、コンピューターおよびＣＰＵ等に取り込んで処理可能な「１」および「０」の形態を持つ信号のことを意味する。

このような問題点を解決するために、たとえば、特許文献２、非特許文献１および非特許文献２には、デジタル出力を得ることが可能な熱式流量センサとしてΣΔ制御方法を採用する熱式流量センサが開示されている。
特開２００２−５７１７号公報特許第２９９９２２７号公報 Sensors and Actuators A21-A23(1990) 655-659 Sensors and Actuators A52(1996) 198-202

ところで、センサのデジタル出力は、高分解能かつ高速応答であることが一般的に求められる。しかしながら、特許文献２、非特許文献１および非特許文献２記載の熱式流量センサでは、センサ出力として高分解能かつ高速応答のデジタル出力を得るための構成が備えられていない。たとえば、非特許文献２記載の熱式流量センサでは、非特許文献２のテーブル１に記載されているように１０ｂｉｔのセンサ出力が２０ｍｓｅｃごとに更新される。すなわち、非特許文献２記載の熱式流量センサの出力は、１０ｂｉｔの分解能、および５０Ｈｚの周波数応答しか有していない。

それゆえに、本発明の目的は、センサ出力として高分解能かつ高速応答のデジタル出力を得ることが可能な熱式流量センサを提供することである。

上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる熱式流量センサは、流体の流量を測定する熱式流量センサであって、供給される加熱電流により発熱する発熱抵抗体と、発熱抵抗体の温度に応じて抵抗値が変化する第１の温度検出体および流体の温度に応じて抵抗値が変化する第２の流体温度検出体を含むブリッジ回路と、ブリッジ回路の中点電圧の差を量子化することによってデジタル値に変換して出力する比較部と、比較部の出力をＤＡ変換することによって上記のデジタル値に応じた大きさを有するパルス状のアナログ信号を発熱抵抗体に加熱電流として供給するＤＡ変換器と、所定期間比較部の出力を積算し、積算結果を測定対象である流体の所定期間中の流量として出力する出力演算部とを備える。

またこの発明の別の局面に係わる熱式流量センサは、流体の流量を測定する熱式流量センサであって、供給される加熱電流により発熱する発熱抵抗体と、発熱抵抗体の温度に応じて抵抗値が変化する第１の温度検出体および流体の温度に応じて抵抗値が変化する第２の流体温度検出体を含むブリッジ回路と、ブリッジ回路の中点電圧の大小を比較することによって１ビットのデジタルに変換して出力する比較部と、比較部のデジタル出力が一定値となる継続時間をクロック数によってカウントするカウンタ部と、カウンタ部の出力をＤＡ変換することによって、カウンタ部の出力に応じた大きさを有するアナログ信号を発熱抵抗体に加熱電流として供給するＤＡ変換器と、所定期間カウンタ部の出力を積算し、積算結果を測定対象である流体の所定期間中の流量として出力する出力演算部とを備える。

またこの発明のさらに別の局面に係わる熱式流量センサは、流体の流量を測定する熱式流量センサであって、供給される加熱電流により発熱する発熱抵抗体と、発熱抵抗体の温度に応じて抵抗値が変化する第１の温度検出体を含む第１の回路部と、流体の温度に応じて抵抗値が変化する第２の温度検出体を含む第２の回路部とを備え、第１の回路部と第２の回路部とは並列に接続されることによってブリッジ回路を構成し、熱式流量センサは、さらに、第１の温度検出体の端部以外の電圧、および第２の温度検出体の端部以外の電圧を比較し、比較結果を量子化することによってデジタル値に変換して出力する比較部と、比較部のデジタル出力に基づいて、かつ、発熱抵抗体の抵抗値の変化に関わらず加熱電流の値を決定し、決定した値の加熱電流を発熱抵抗体に供給する電圧制御電流源と、所定期間中の比較部のデジタル出力に基づいて、測定対象である流体の所定期間中の流量を演算し、演算結果をデジタル出力する出力演算部とを備える。

本発明によれば、センサ出力として高分解能かつ高速応答のデジタル出力を得ることができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

＜第１の実施の形態＞
［構成および基本動作］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る熱式流量センサの構成を示す機能ブロック図である。同図を参照して、熱式流量センサは、発熱抵抗体１と、発熱体温度検出体（第１の温度検出体）２と、流体温度検出体（第２の温度検出体）３と、固定抵抗４〜６と、固定電源９と、クロック発生器１２と、ＤＡ（Digital to Analog）変換器６３と、固定電源１４と、更新信号生成器１７と、インバーター１９と、比較部８１と、出力演算部８２とを備える。更新信号生成器１７は、分周器１７ａと、遅延回路１７ｂと、ゲート１７ｃと、ＡＮＤゲート２２とを含む。比較部８１は、差動増幅器４３と、ＡＤ変換器４４と、フリップフロップ６２とを含む。出力演算部８２は、カウンター６４ａ〜６４ｃと、フリップフロップ６５と、重み付け加算器４５とを含む。

発熱体温度検出体２は、温度に応じて抵抗値が変化する。発熱抵抗体１は、発熱体温度検出体２の近傍に配置され、供給される電流（以下、加熱電流とも称する。）Ｉ１６により発熱し、発熱体温度検出体２を加熱する。流体温度検出体３は、発熱抵抗体１に加熱されない位置に配置され、流体の温度に応じて抵抗値が変化する。

発熱体温度検出体２と、流体温度検出体３と、固定抵抗４〜６とによりブリッジ回路１００が構成される。発熱体温度検出体２および固定抵抗６の接続点がブリッジ回路１００の中点７となり、流体温度検出体３および固定抵抗５の接続点がブリッジ回路１００の中点８となる。

また、ブリッジ回路１００の中点電圧とは、発熱体温度検出体２と固定抵抗６との接続点の電圧を意味し、また、流体温度検出体３と固定抵抗５との接続点における電圧を意味する。

発熱抵抗体１、発熱体温度検出体２、流体温度検出体３はたとえば白金やニッケル等の、温度によって抵抗値が変化する感温抵抗体材料により形成されている。

固定抵抗４〜６は、たとえば１ｇ／ｓ〜２００ｇ／ｓの間の所定流量において、ブリッジ回路１００が平衡状態にあるときに、発熱体温度検出体２の温度が流体温度検出体３の温度より一定温度だけ高くなるように抵抗値が決められている。

差動増幅器４３は、非反転入力端子にブリッジ回路１００の中点７が接続され、反転入力端子にブリッジ回路１００の中点８が接続される。差動増幅器４３は、中点７および中点８の電圧差に対応するアナログ電圧を出力する。

ＡＤ変換器４４は、３ｂｉｔの分解能を有し、差動増幅器４３から受けたアナログ電圧をデジタル値に変換し、データＤ１〜Ｄ３として出力する。ここで、ＡＤ変換器４４の出力データＤ１がＬＳＢに対応し、また、出力データＤ３がＭＳＢに対応する。なお、ＡＤ変換器４４の分解能は３ｂｉｔに限定するものではなく、他のビット数であってもよい。

フリップフロップ６２は、ＡＤ変換器４４から受けたデータＤ１〜Ｄ３をクロック発生器１２により生成されたクロック２３のタイミングでサンプリングして保持し、保持したデータを出力する。

ＤＡ変換器６３は、フリップフロップ６２から受けたデータＤ１〜Ｄ３を固定電源１４から供給される基準電圧Ｖｒｅｆに基づいてアナログ電圧に変換して発熱抵抗体１に供給する。すなわち、ＤＡ変換器６３は、比較部８１の出力に基づいて加熱電流を発熱抵抗体１に供給する。また、ＤＡ変換器６３の分解能は３ｂｉｔである。

中点７および中点８の電圧差が小さいときには差動増幅器４３の出力電圧が小さくなるためＤＡ変換器６３から発熱抵抗体１に供給される電圧は小さくなり、中点７および中点８の電圧差が大きいときには差動増幅器４３の出力電圧が大きくなるためＤＡ変換器６３から発熱抵抗体１に供給される電圧は大きくなる。また、ＡＤ変換器４４の分解能は３ｂｉｔであるため発熱抵抗体１に供給される電圧は８段階に変化する。

更新信号生成器１７は、更新信号２５を生成する。より詳細には、分周器１７ａは、クロック２３を分周して周波数の低い分周クロックに変換する。遅延回路１７ｂは、分周器１７ａから受けた分周クロックを遅延させて出力する。ゲート１７ｃは、分周器１７ａから受けた分周クロックと、遅延回路１７ｂから受けたクロックの論理レベルを反転したクロックとの論理積を出力する。ＡＮＤゲート２２は、ゲート１７ｃから受けたデータとクロック２３との論理積を更新信号２５として出力する。

インバーター１９は、更新信号２５の論理レベルを反転した更新信号２６を出力する。
カウンター６４ａ〜６４ｃは、それぞれフリップフロップ６２から受けたデータＤ１〜Ｄ３がＨレベルである間、クロック２３の数をカウントし、９ｂｉｔのカウント結果ＣＮＴＤ１〜ＣＮＴＤ３を出力する。また、カウンター６４ａ〜６４ｃは、インバーター１９から受けた更新信号２６の立ち下がりのタイミングでリセットされ、カウント結果ＣＮＴＤ１〜ＣＮＴＤ３の各ビットがすべてＬレベルとなる。ここで、カウンター６４ａ〜６４ｃの出力はデジタル出力であり、同図ではカウンター６４ａ〜６４ｃの出力を１本の太い点線で表しているが、実際にはカウンター６４ａ〜６４ｃの出力ビット数と等しい数の出力線が存在する。同図のＣＮＴＤ１〜３＜０．．８＞は太い点線を通るデータが９ｂｉｔであることを示している。以下の説明において、太点線はデジタルバス出力を意味する。

フリップフロップ６５は、カウンター６４ａ〜６４ｃから受けたカウント結果ＣＮＴＤ１〜ＣＮＴＤ３をＡＮＤゲート２２から受けた更新信号２５の立ち上がりのタイミングでサンプリングして保持し、保持したデータをカウント結果ＣＮＴＱ１〜ＣＮＴＱ３として出力する。

重み付け加算器４５は、フリップフロップ６５から受けたカウント結果ＣＮＴＱ１〜ＣＮＴＱ３をそれぞれ１倍、２倍または４倍した後加算する。この加算結果が更新信号２５および更新信号２６の１周期間における加熱電流レベルの総量となる。そして、重み付け加算器４５は、加算結果を熱式流量センサのデジタル出力２１として出力する。

フリップフロップ６５が更新信号２５の立ち上がりのタイミングでデジタル出力２１を出力した直後に更新信号２６が立ち下がり、カウンター６４ａ〜６４ｃから出力されるカウント結果ＣＮＴＤ１〜ＣＮＴＤ３の各ビットがすべてＬレベルとなる。したがって、更新信号２５および更新信号２６の１周期ごとにデジタル出力２１が更新される。

図２は、クロック２３、分周クロック２４、更新信号２５および更新信号２６のタイミングチャートである。

同図を参照して、カウンター６４ａ〜６４ｃは、更新信号２６の立ち下がりのタイミングでクロック２３のカウント値をクリアする。フリップフロップ６５は、カウンター６４ａ〜６４ｃから受けたカウント結果を更新信号２５の立ち上がりのタイミングで、すなわちカウンター６４ａ〜６４ｃがクロック２３のカウント値をクリアする直前のタイミングでサンプリングして保持し、保持したデータをカウント結果ＣＮＴＱ１〜ＣＮＴＱ３として出力する。

［動作］
次に、本発明の第１の実施の形態に係る熱式流量センサの動作について説明する。再び図１を参照して、発熱体温度検出体２に対して流体が流れてくると、発熱体温度検出体２が冷却されて抵抗値が小さくなる。

発熱体温度検出体２の抵抗値が小さくなると、中点７の電圧が上昇し、差動増幅器４３の出力電圧が大きくなり、ＡＤ変換器４４の出力データが大きい値となる。

ＤＡ変換器６３は、フリップフロップ６２から受けた大きい値のデータＤ１〜Ｄ３を対応する高い電圧値のアナログ電圧に変換して発熱抵抗体１に供給する。

発熱抵抗体１に高電圧が供給される、すなわち電流値の大きい加熱電流が供給されると発熱抵抗体１の発熱量が増し、発熱抵抗体１の温度が上昇する。発熱抵抗体１の温度が上昇すると、発熱抵抗体１の近傍に位置する発熱体温度検出体２の温度も上昇し、中点７の電圧が降下する。中点７の電圧が中点８の電圧よりも高い間は電流値の大きい加熱電流が発熱抵抗体１に供給され続ける。

そして、中点７の電圧が中点８の電圧より低くなると、差動増幅器４３の出力電圧が小さくなり、ＡＤ変換器４４の出力データが小さい値となる。ＤＡ変換器６３は、フリップフロップ６２から受けた小さい値のデータＤ１〜Ｄ３を対応する低い電圧値のアナログ電圧に変換して発熱抵抗体１に供給する。

発熱抵抗体１は、ＤＡ変換器６３から供給される電圧、すなわち加熱電流が小さくなるため、温度が低下する。発熱抵抗体１の温度が低下すると、発熱抵抗体１の近傍に位置する発熱体温度検出体２の温度も低下し、中点７の電圧が上昇する。

図３（ａ）は、小流量時の中点７および中点８の電圧、クロック２３ならびに加熱電流を示す図である。（ｂ）は、大流量時の中点７および中点８の電圧、クロック２３ならびに加熱電流を示す図である。

同図（ａ）を参照して、中点７の電圧３３ａは中点８の電圧３４ａを挟んで上下に振動する。流体の流量が小さい場合は、冷却効果が小さい、すなわち発熱抵抗体１から流体への放熱量が小さくなる。そうすると、発熱体温度検出体２の抵抗値の低下幅が小さくなることから、中点７の電圧上昇幅は小さくなり、中点７および中点８の電圧差が小さくなる。このためＡＤ変換器４４の出力データが小さい値となり、加熱電流は０〜２で表わされるレベルの電流値をとる。冷却効果が小さいことから、加熱電流のレベルが低くても短い加熱時間で発熱抵抗体１の温度が上昇するため、中点７および中点８の電圧差は差動増幅器４３において短時間で負になり、ＡＤ変換器４４から出力されるデータＤ１〜Ｄ３はすべてＬレベルとなり、加熱電流のレベルは０となる。また、冷却効果が小さいことから、発熱抵抗体１の温度が一旦上昇すると低下するまでに時間がかかり、加熱電流のレベルが０の状態が長時間継続される。

同図（ｂ）を参照して、中点７の電圧３３ｂは中点８の電圧３４ｂを挟んで上下に振動する。流体の流量が大きい場合は、冷却効果が大きい、すなわち発熱抵抗体１から流体への放熱量が大きくなる。そうすると、発熱体温度検出体２の抵抗値の低下幅が大きくなることから中点７の電圧上昇幅が大きくなり、中点７および中点８の電圧差が大きくなる。このためＡＤ変換器４４の出力データが大きい値となり、加熱電流は０〜６で表わされるレベルの電流値をとる。冷却効果が大きいことから、加熱電流の電流量が大きくても発熱抵抗体１の温度はなかなか上昇せず、中点７および中点８の電圧差が差動増幅器４３において負になるまでに長時間を要する。また、冷却効果が大きいことから、発熱抵抗体１の温度は一旦上昇してもすぐに低下し、加熱電流のレベルが０の状態は短時間で終了する。

同図（ａ）に示すように、流体の流量が小さい場合にはクロック２３の３周期分の時間で合計３レベル分の加熱電流が発熱抵抗体１に供給される。また、同図（ｂ）に示すように、流体の流量が大きい場合にはクロック２３の３周期分の時間で合計１２レベル分の加熱電流が発熱抵抗体１に供給される。

したがって、所定期間におけるＡＤ変換器４４の出力データの総量を計測することにより、所定期間中の流体の流量を検出することができる。

ここで、本発明の第１の実施の形態に係る熱式流量センサでは、ＡＤ変換器４４の分解能が３ｂｉｔであることから、１回のクロック動作、すなわちクロック２３の１クロックで最大７のセンサ出力を得ることができる。

また、本発明の第１の実施の形態に係る熱式流量センサでは、カウンター６４ａ〜６４ｃのクロック、すなわちクロック２３の周波数を７１４ｋＨｚとする。また、更新信号２５および更新信号２６が２ｋＨｚとなるように更新信号生成器１７を構成する。この場合、カウンター６４ａ〜６４ｃの出力ビット数は９ｂｉｔでよい。そして、重み付け加算器４５は、カウンター６４ａ〜６４ｃのカウント結果ＣＮＴＱ１〜ＣＮＴＱ３をそれぞれ１倍、２倍または４倍した後加算するため、デジタル出力２１は１１ｂｉｔとなる。

ところで、特許文献１記載の熱式流量センサはアナログ出力であるため、デジタル出力を得るためにＡＤ変換器を備える必要があり、アナログ回路およびデジタル回路の混在によって回路構成が複雑になるという問題点があった。また、特許文献２、非特許文献１および非特許文献２記載の熱式流量センサでは、センサ出力として高分解能かつ高速応答のデジタル出力を得るための構成が備えられていない。

しかしながら、本発明の第１の実施の形態に係る熱式流量センサでは、比較部８１がブリッジ回路１００の中点７および中点８の電圧を比較し、比較結果をデジタル出力する。そして、カウンター６４ａ〜６４ｃは、比較部８１から受けたデータＤ１〜Ｄ３がＨレベルである間、クロック２３の数をカウントする。そして、重み付け加算器４５は、カウンター６４ａ〜６４ｃのカウント結果ＣＮＴＱ１〜ＣＮＴＱ３をそれぞれ１倍、２倍または４倍した後加算する。この加算結果が更新信号２５および更新信号２６の１周期間における加熱電流レベルの総量となり、熱式流量センサの１１ビットのデジタル出力２１として出力される。また、更新信号２５および更新信号２６の１周期ごとにデジタル出力２１が更新される。このような構成により、センサのアナログ出力をデジタル出力に変換するためにＡＤ変換器を備える必要がなくなり、回路構成の簡易化を図ることができる。また、１１ｂｉｔの分解能、および２ｋＨｚの周波数応答を有するデジタル出力２１を得ることができるため、高分解能かつ高速応答のセンサ出力を得ることができる。

また、本発明の第１の実施の形態に係る熱式流量センサでは、クロック２３として７１４ｋＨｚの低速な周波数で、１１ｂｉｔの分解能、および２ｋＨｚの周波数応答を有するデジタル出力２１を得ることができるため、高速動作を実現するための特別な回路素子の代わりに低速動作用の回路素子を使用することができ、回路構成の簡易化および製造コストの低減を図ることができる。

また、本発明の第１の実施の形態に係る熱式流量センサでは、１１ｂｉｔの分解能を有するデジタル出力２１を得るためにはＡＤ変換器４４の分解能を３ｂｉｔにすればよく、高分解能のＡＤ変換器を備えることによる回路構成の複雑化および製造コストの増大を防ぐことができる。

次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

＜第２の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係る熱式流量センサに対してＡＤ変換器４４の出力データのカウント方法を変更した熱式流量センサに関する。以下で説明する内容以外の構成および動作は第１の実施の形態に係る熱式流量センサと同様である。

図４は、本発明の第２の実施の形態に係る熱式流量センサの構成を示す機能ブロック図である。同図を参照して、熱式流量センサは、第１の実施の形態に係る熱式流量センサに対して、出力演算部８２は、加算器４６と、フリップフロップ４７と、フリップフロップ６６とを含む。

加算器４６は、フリップフロップ６２から受けたデータＤ１〜Ｄ３と、フリップフロップ４７から受けた加算結果ＳＵＭＢとを加算し、加算結果ＳＵＭＤを出力する。

フリップフロップ４７は、加算器４６から受けた加算結果ＳＵＭＤをクロック２３のタイミングでサンプリングして保持し、保持したデータを加算結果ＳＵＭＢとして加算器４６およびフリップフロップ６６へ出力する。また、フリップフロップ４７は、インバーター１９から受けた更新信号２６の立ち下がりのタイミングでリセットされ、加算結果ＳＵＭＢの各ビットがすべてＬレベルとなる。

フリップフロップ６６は、フリップフロップ４７から受けた加算結果ＳＵＭＢをＡＮＤゲート２２から受けた更新信号２５の立ち上がりのタイミングでサンプリングして保持する。この保持したデータが更新信号２５および更新信号２６の１周期間における加熱電流レベルの総量となる。そして、フリップフロップ６６は、保持したデータを熱式流量センサのデジタル出力２１として出力する。

フリップフロップ６６が更新信号２５の立ち上がりのタイミングでデジタル出力２１を出力した直後に更新信号２６が立ち下がり、フリップフロップ４７から出力される加算結果ＳＵＭＢの各ビットがすべてＬレベルとなる。したがって、更新信号２５および更新信号２６の１周期ごとにデジタル出力２１が更新される。また、デジタル出力２１であるフリップフロップ６６の出力データは１１ｂｉｔである。

したがって、本発明の第２の実施の形態に係る熱式流量センサでは、第１の実施の形態に係る熱式流量センサと同様に、センサのアナログ出力をデジタル出力に変換するためにＡＤ変換器を備える必要がなくなり、回路構成の簡易化を図ることができる。また、１１ｂｉｔの分解能、および２ｋＨｚの周波数応答を有するデジタル出力２１を得ることができるため、高分解能かつ高速応答のセンサ出力を得ることができる。また、クロック２３として７１４ｋＨｚの低速な周波数で、１１ｂｉｔの分解能、および２ｋＨｚの周波数応答を有するデジタル出力２１を得ることができるため、高速動作を実現するための特別な回路素子の代わりに低速動作用の回路素子を使用することができ、回路構成の簡易化および製造コストの低減を図ることができる。また、１１ｂｉｔの分解能を有するデジタル出力２１を得るためにはＡＤ変換器４４の分解能を３ｂｉｔにすればよく、高分解能のＡＤ変換器を備えることによる回路構成の複雑化および製造コストの増大を防ぐことができる。さらに、本発明の第２の実施の形態に係る熱式流量センサでは、加算器４６が比較部８１の出力データを直接加算するため、カウンター６４ａ〜６４ｃが不要となる。

＜第３の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係る熱式流量センサに対して比較部８１の構成および比較部８１の出力のカウント方法を変更した熱式流量センサに関する。以下で説明する内容以外の構成および動作は第１の実施の形態に係る熱式流量センサと同様である。

図５は、本発明の第３の実施の形態に係る熱式流量センサの構成を示す機能ブロック図である。同図を参照して、熱式流量センサは、第１の実施の形態に係る熱式流量センサに対して、比較部８１は、比較器１０を含む。出力演算部８２は、カウンター６４ａ〜６４ｃと、フリップフロップ６５と、重み付け加算器４５とを含む。カウンター部８３は、カウンター４８と、ＡＮＤゲート４９と、ＮＡＮＤゲート５０と、インバーター６７とを含む。

比較器１０は、非反転入力端子にブリッジ回路１００の中点７が接続され、反転入力端子にブリッジ回路１００の中点８が接続される。比較器１０は、中点７および中点８の電圧を比較し、比較結果に基づいて論理レベルがＨｉｇｈ（以下、Ｈレベルと称する。）またはＬｏｗ（以下、Ｌレベルと称する。）のデータを出力する。言い換えれば、比較器１０は、中点７および中点８の電圧の大小関係に対応する２値の電圧を出力する。

インバーター６７は、比較器１０の出力データの論理レベルを反転させて出力する。カウンター４８は、クロック２３のクロック数をカウントする。そして、カウンター４８は、比較器１０の出力データがＬレベルになるとカウント値をリセットする。すなわち、カウンター４８は、比較器１０の出力データがＨレベルである継続時間をクロック２３のクロック数としてカウントし、カウント結果Ｄ１〜Ｄ３を出力する。

ＤＡ変換器６３は、カウンター４８から受けたデータＤ１〜Ｄ３を固定電源１４から供給される基準電圧Ｖｒｅｆに基づいてアナログ電圧に変換して発熱抵抗体１に供給する。すなわち、ＤＡ変換器６３は、カウンター部８３の出力に基づいて加熱電流を発熱抵抗体１に供給する。

ＡＮＤゲート４９およびＮＡＮＤゲート５０で構成される組み合わせ回路では、カウント結果Ｄ１〜Ｄ３がすべてＨレベルとなると、ＮＡＮＤゲート５０の出力がＬレベルとなり、ＡＮＤゲート４９の出力がＬレベルとなることから、カウンター４８のＥＮＰ端子がＬレベルとなる。カウンター４８は、ＥＮＰ端子がＬレベルとなるとカウントを停止し、カウント結果Ｄ１〜Ｄ３がすべてＨレベルである状態を維持する。すなわち、カウンター４８は、比較器１０の出力データがＨレベルである状態がクロック２３の７周期以上継続する場合にはカウントを停止する。このような構成により、カウンター４８において、カウント結果Ｄ１〜Ｄ３がすべてＨレベルの状態からさらにクロック２３がカウントされてカウント結果Ｄ１〜Ｄ３がすべてＬレベルの状態となってしまうことを防ぐことができる。また、カウンター４８の出力は３ｂｉｔであるため、加熱電流は８段階に変化する。

出力演算部８２が更新信号２５の１周期間における加熱電流レベルの総量を算出してデジタル出力２１として出力する構成は、第１の実施の形態に係る熱式流量センサと同様である。

図６（ａ）は、小流量時の中点７および中点８の電圧、クロック２３ならびに加熱電流を示す図である。（ｂ）は、大流量時の中点７および中点８の電圧、クロック２３ならびに加熱電流を示す図である。

図６（ａ）を参照して、中点７の電圧３３ａは中点８の電圧３４ａを挟んで上下に振動する。図３（ａ）を用いて説明したように、流体の流量が小さい場合には中点７および中点８の電圧差が小さくなる。このためＡＤ変換器４４の出力データが小さい値となり、加熱電流は０〜２で表わされるレベルの電流値をとる。また、発熱抵抗体１の温度が一旦上昇すると低下するまでに時間がかかり、加熱電流のレベルが０の状態が長時間継続される。

図６（ｂ）を参照して、中点７の電圧３３ｂは中点８の電圧３４ｂを挟んで上下に振動する。図３（ｂ）を用いて説明したように、流体の流量が大きい場合には中点７および中点８の電圧差が大きくなる。このためＡＤ変換器４４の出力データが大きい値となり、加熱電流は０〜４で表わされるレベルの電流値をとる。また、中点７および中点８の電圧差が差動増幅器４３において負になるまでに長時間を要する一方で、発熱抵抗体１の温度は一旦上昇してもすぐに低下し、加熱電流のレベルが０の状態は短時間で終了する。

図６（ａ）に示すように、流体の流量が小さい場合にはクロック２３の４周期分の時間で合計３レベル分の加熱電流が発熱抵抗体１に供給される。また、図６（ｂ）に示すように、流体の流量が大きい場合にはクロック２３の４周期分の時間で合計１０レベル分の加熱電流が発熱抵抗体１に供給される。

ここで、本発明の第３の実施の形態に係る熱式流量センサでは、カウンター４８が３ｂｉｔのカウント結果を出力することから、第１の実施の形態に係る熱式流量センサと同様に、１回のクロック動作、すなわちクロック２３の１クロックで最大７のセンサ出力を得ることができる。

したがって、本発明の第３の実施の形態に係る熱式流量センサでは、第１の実施の形態に係る熱式流量センサと同様に、センサのアナログ出力をデジタル出力に変換するためにＡＤ変換器を備える必要がなくなり、回路構成の簡易化を図ることができる。また、本発明の第３の実施の形態に係る熱式流量センサでは、出力演算部８２の構成が第１の実施の形態に係る熱式流量センサと同様であるため、１１ｂｉｔの分解能、および２ｋＨｚの周波数応答を有するデジタル出力２１を得ることができ、高分解能かつ高速応答のセンサ出力を得ることができる。また、クロック２３として７１４ｋＨｚの低速な周波数で、１１ｂｉｔの分解能、および２ｋＨｚの周波数応答を有するデジタル出力２１を得ることができるため、高速動作を実現するための特別な回路素子の代わりに低速動作用の回路素子を使用することができ、回路構成の簡易化および製造コストの低減を図ることができる。

＜第４の実施の形態＞
本実施の形態は、第２の実施の形態および第３の実施の形態に係る熱式流量センサの一部を組み合わせた熱式流量センサに関する。以下で説明する内容以外の構成および動作は第１の実施の形態に係る熱式流量センサと同様である。

図７は、本発明の第４の実施の形態に係る熱式流量センサの構成を示す機能ブロック図である。同図を参照して、比較器１０の出力データがＨレベルである継続時間を比較部８１がクロック２３のクロック数としてカウントする構成は、第３の実施の形態に係る熱式流量センサと同様である。

また、出力演算部８２が更新信号２５の１周期間における加熱電流レベルの総量を算出してデジタル出力２１として出力する構成は、第２の実施の形態に係る熱式流量センサと同様である。

したがって、本発明の第４の実施の形態に係る熱式流量センサでは、第２の実施の形態および第３の実施の形態に係る熱式流量センサと同様に、センサのアナログ出力をデジタル出力に変換するためにＡＤ変換器を備える必要がなくなり、回路構成の簡易化を図ることができる。また、１１ｂｉｔの分解能、および２ｋＨｚの周波数応答を有するデジタル出力２１を得ることができるため、高分解能かつ高速応答のセンサ出力を得ることができる。また、クロック２３として７１４ｋＨｚの低速な周波数で、１１ｂｉｔの分解能、および２ｋＨｚの周波数応答を有するデジタル出力２１を得ることができるため、高速動作を実現するための特別な回路素子の代わりに低速動作用の回路素子を使用することができ、回路構成の簡易化および製造コストの低減を図ることができる。さらに、本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサでは、加算器４６が比較部８１の出力データを直接加算するため、カウンター６４ａ〜６４ｃが不要となる。

＜第５の実施の形態＞
本実施の形態は、センサ出力の温度依存性を抑制する熱式流量センサに関する。以下で説明する内容以外の構成および動作は第１の実施の形態に係る熱式流量センサと同様である。

［構成および基本動作］
図８は、本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサの構成を示す機能ブロック図である。同図を参照して、熱式流量センサは、発熱抵抗体１と、発熱体温度検出体（第１の温度検出体）２と、流体温度検出体（第２の温度検出体）３と、固定抵抗４〜６と、固定電源９と、クロック発生器１２と、ＤＡ（Digital to Analog）変換器１３と、固定電源１４と、電圧制御電流源１５と、更新信号生成器１７と、インバーター１９と、比較部８１と、出力演算部８２とを備える。更新信号生成器１７は、分周器１７ａと、遅延回路１７ｂと、ゲート１７ｃと、ＡＮＤゲート２２とを含む。比較部８１は、比較器１０と、フリップフロップ１１とを含む。出力演算部８２は、カウンター１８と、フリップフロップ２０とを含む。

発熱体温度検出体２と、流体温度検出体３と、固定抵抗４〜６とによりブリッジ回路１００が構成される。本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサでは、ブリッジ回路１００の中点７が発熱体温度検出体２の中間点９７となり、中点８が流体温度検出体３の中間点９８となる。

比較器１０は、非反転入力端子に発熱体温度検出体２の中間点９７が接続され、反転入力端子に流体温度検出体３の中間点９８が接続される。比較器１０は、中間点９７および中間点９８の電圧を比較し、比較結果に基づいてＨレベルまたはＬレベルのデータを出力する。

フリップフロップ１１は、比較器１０から受けたデータをクロック発生器１２により生成されたクロック２３のタイミングでサンプリングして保持し、保持したデータを出力する。

ＤＡ変換器１３は、フリップフロップ１１から受けたデータを固定電源１４から供給される基準電圧Ｖｒｅｆに基づいてアナログ電圧に変換して出力する。また、ＤＡ変換器１３の分解能は１ｂｉｔである。

電圧制御電流源１５は、ＤＡ変換器１３から受けたアナログ電圧を電流に変換して加熱電流Ｉ１６として発熱抵抗体１に供給する。また、電圧制御電流源１５は、ＤＡ変換器１３から受けたアナログ電圧に基づいてのみ加熱電流Ｉ１６の値を決定し、この加熱電流Ｉ１６の値は発熱抵抗体１の抵抗値変化の影響は受けない。よって、ＤＡ変換器１３の出力電圧が一定である間は、加熱電流Ｉ１６の値は外乱および回路素子のノイズ成分等による変動を除いて一定に保たれる。

図９は、電圧制御電流源１５の構成を示す回路図である。同図を参照して、電圧制御電流源１５は、差動増幅器７１と、抵抗値Ｒの抵抗７３とを含む。差動増幅器７１の非反転入力端子にＤＡ変換器１３からのアナログ電圧Ｖｉｎが入力され、反転入力端子に発熱抵抗体１の一端および抵抗７３の一端が接続され、出力端子に発熱抵抗体１の他端が接続される。抵抗７３の他端が接地電位に接続される。

図１０は、電圧制御電流源１５の他の構成例を示す回路図である。同図を参照して、電圧制御電流源１５は、差動増幅器７１と、差動増幅器７２と、抵抗値Ｒの抵抗７３と、抵抗値Ｒ１の抵抗７４〜７７とを含む。差動増幅器７１の非反転入力端子に抵抗７４の一端および抵抗７５の一端が接続され、反転入力端子に抵抗７６の一端および抵抗７７の一端が接続され、出力端子に抵抗７４の他端および抵抗７３の一端が接続される。差動増幅器７２の非反転入力端子に抵抗７３の他端および発熱抵抗体１の一端が接続され、反転入力端子に出力端子および抵抗７６の他端が接続される。発熱抵抗体１の他端および抵抗７７の他端が接地電位に接続される。抵抗７１の他端にＤＡ変換器１３からのアナログ電圧Ｖｉｎが入力される。

図９および図１０のいずれの構成においても、差動増幅器７１によって負帰還回路が構成されるため、発熱抵抗体１に供給される加熱電流Ｉ１６は発熱抵抗体１の抵抗値に関わらずＶｉｎ／Ｒとなる、すなわち加熱電流Ｉ１６は発熱抵抗体１の抵抗値が温度等によって変化してもアナログ電圧Ｖｉｎに基づく電圧値に保たれる。

再び図４を参照して、カウンター１８は、フリップフロップ１１から受けたデータがＨレベルである間、クロック２３の数をカウントする。また、カウンター１８は、インバーター１９から更新信号２６を受けて、更新信号２６の立ち下がりのタイミングでクロック２３のカウント値をクリアする。

フリップフロップ２０は、カウンター１８から受けたカウント結果を更新信号生成器１７から受けた更新信号２５の立ち上がりのタイミングでサンプリングして保持し、保持したデータを熱式流量センサのデジタル出力２１として出力する。

再び図２を参照して、カウンター１８は、更新信号２６の立ち下がりのタイミングでクロック２３のカウント値をクリアする。フリップフロップ２０は、カウンター１８から受けたカウント結果を更新信号２５の立ち上がりのタイミングで、すなわちカウンター１８がクロック２３のカウント値をクリアする直前のタイミングでサンプリングして保持し、保持したデータを熱式流量センサのデジタル出力２１として出力する。

次に、本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサの検出エレメントの構造を説明する。

図１１は、本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサの検出エレメントの平面図である。図１２は、図１１のＡ−Ａ’の断面図である。ただし、図１２は図１１のＡ−Ａ’の寸法を多少拡大して示している。図１３は、発熱抵抗体１および発熱体温度検出体２周辺部の拡大図である。図１４は、流体温度検出体３周辺部の拡大図である。

図１２を参照して、シリコン基板２８上に絶縁膜３０が形成されており、絶縁膜３０の裏側におけるシリコン基板の一部がエッチングにより除去され、ダイヤフラム２７が形成されている。ダイヤフラム２７上にはたとえば白金などの正の温度係数を有する感温抵抗材料からなる発熱抵抗体１および発熱体温度検出体２が形成されている。発熱抵抗体１および発熱体温度検出体２は絶縁膜３１により表面を保護されている。

図１１を参照して、流体温度検出体３は発熱抵抗体１の熱の影響を受けにくい位置に、発熱抵抗体１および発熱体温度検出体２と同様の材料および方法で形成されている。

図１３を参照して、発熱抵抗体１および発熱体温度検出体２の両端ならびに中間点９７からは配線が延びており、配線の終端に形成された図１１に示すパッド２９を介して図８における各回路と接続される。

図１４を参照して、流体温度検出体３の両端および中間点９８からは配線が延びており、配線の終端に形成された図１１に示すパッド２９を介して図８における各回路と接続される。

また、図１５は本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサの取り付け形態を示す図である。同図を参照して、流体の流通する管路等に付設されたセンサ支持部（ホルダ等の取り付け部材）７０に対して、シリコン基板２８の基板面が流体の流れ方向に沿うように、すなわち流線に対して基板面が平行となるように熱式流量センサを取り付ける。この際、ダイヤフラム（薄肉部）２７に形成された発熱体温度検出体２の上流部２ａが流れ方向について上流側に位置するとともに、発熱体温度検出体２の下流部２ｂが流れ方向について下流側に位置するように熱式流量センサの向きを決定する。

［動作］
次に、本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサの動作について説明する。図１２を参照して、同図に示す矢印の方向から流体が流れてくると、発熱体温度検出体２の上流部２ａの方が下流部２ｂよりも冷却されやすいため、上流部２ａの抵抗値が下流部２ｂの抵抗値よりも小さくなる。

再び図８を参照して、上流部２ａの抵抗値が下流部２ｂの抵抗値よりも小さくなると、発熱体温度検出体２の中間点９７の電圧が上昇し、比較器１０の出力データがＨレベルとなる。

フリップフロップ１１は、比較器１０から受けたＨレベルのデータをクロック２３の立ち上がりのタイミングでサンプリングして保持し、保持したＨレベルのデータを出力する。

ＤＡ変換器１３は、固定電源１４から供給される基準電圧Ｖｒｅｆに基づいて、フリップフロップ１１から受けたＨレベルのデータを対応するアナログ電圧（以下、Ｈ電圧とも称する。）に変換して出力する。

電圧制御電流源１５は、ＤＡ変換器１３から受けたＨ電圧を対応する電流（以下、Ｈレベルの電流またはＨ電流とも称する。）に変換して発熱抵抗体１に供給する。

発熱抵抗体１にＨ電流が供給されると発熱抵抗体１の発熱量が増し、発熱抵抗体１の温度が上昇する。発熱抵抗体１の温度が上昇すると、発熱抵抗体１の近傍に位置する発熱体温度検出体２の温度も上昇し、中間点９７の電圧が降下する。中間点９７の電圧が流体温度検出体３の中間点９８の電圧よりも高い間はＨ電流が発熱抵抗体１に供給され続ける。

そして、中間点９７の電圧が中間点９８の電圧より低くなると、比較器１０の出力データがＬレベルとなり、フリップフロップ１１がＤＡ変換器１３にＬレベルのデータを出力する。ＤＡ変換器１３は、フリップフロップ１１から受けたＬレベルのデータを対応するアナログ電圧（以下、Ｌ電圧とも称する。）に変換して出力する。

電圧制御電流源１５は、ＤＡ変換器１３から受けたＬ電圧を対応する電流（以下、Ｌレベルの電流またはＬ電流とも称する。）に変換して発熱抵抗体１に供給する。この場合、ＤＡ変換器１３は１ｂｉｔなのでＬ電流は０Ａとなる。

発熱抵抗体１は、電圧制御電流源１５から供給される電流が０Ａであるため、発熱せずに温度が低下する。発熱抵抗体１の温度が低下すると、発熱抵抗体１の近傍に位置する発熱体温度検出体２の温度も低下し、中間点９７の電圧が上昇する。中間点９７の電圧が中間点９８の電圧よりも低い間は加熱電流が０Ａのままである。

図１６（ａ）は、小流量時の中間点９７および中間点９８の電圧ならびに比較器１０の出力を示す図である。（ｂ）は、大流量時の中間点９７および中間点９８の電圧ならびに比較器１０の出力を示す図である。

同図（ａ）を参照して、中間点９７の電圧３３ａは中間点９８の電圧３４ａを挟んで上下に振動する。流体の流量が小さい場合は、発熱抵抗体１から流体への放熱量が小さくなるので、短い加熱時間で発熱抵抗体１の温度が上昇し、一旦温度が上昇すると低下するまでに時間がかかる。よって電圧制御電流源１５から発熱抵抗体１にＬ電流が供給される時間が長くなる。すなわち、比較器１０の出力３５ａはＨレベルである時間が短く、Ｌレベルである時間が長くなる。

同図（ｂ）を参照して、中間点９７の電圧３３ｂは中間点９８の電圧３４ｂを挟んで上下に振動する。流体の流量が大きい場合は、発熱抵抗体１から流体への放熱量が大きくなるので、長い加熱時間が発熱抵抗体１の温度上昇に必要となり、一旦温度が上昇しても短時間で低下してしまう。よって電圧制御電流源１５から発熱抵抗体１にＨ電流が供給される時間が長くなる。すなわち、比較器１０の出力３５ｂはＨレベルである時間が長く、Ｌレベルである時間が短くなる。

したがって、所定期間における比較器１０の出力データがＨレベルである時間またはＬレベルである時間を計測する、すなわち所定期間中に加熱電流の電流量が所定値以上（加熱電流がＨ電流）であった時間を計測することにより、所定期間中の流体の流量を検出することができる。

前述のようにカウンター１８は、フリップフロップ１１から受けたデータ、すなわち比較器１０の出力データがＨレベルである間、クロック２３の数をカウントする。そして、カウンター１８は、更新信号２６の立ち下がりのタイミングでクロック２３のカウント値をクリアする。カウンター１８のクリア直前のカウント値が流体の流量を表わすデジタル出力２１となる。

以下、クロック２３が５ＭＨｚの周波数を有し、更新信号２５が２ｋＨｚの周波数を有すると仮定して説明する。

カウンター１８は、５ＭＨｚのクロック２３を２ｋＨｚの更新信号２５の周期、すなわち０．５ｍｓｅｃの周期で計数するため、最大２５００個のクロック数をカウントできる。したがって、本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサでは、１１ｂｉｔの分解能、および２ｋＨｚの周波数応答を有するデジタル出力２１を得ることができる。

ある流量で時間ｔの間に計数されたクロック数をＮとする。ここでは、更新信号２５の周期、すなわちカウンター１８のクロック計数時間がｔ（本実施の形態では0.5msec）となる。このクロック計数値Ｎにより、本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサのデジタル出力２１が決まる。

クロック２３の周期、すなわちカウンター１８で計数されるクロックの周期をｔｃ（本実施の形態では０．２μｓｅｃ）とすると、電圧制御電流源１５が発熱抵抗体１に供給する加熱電流がＨレベル（Ｉ_Ｈ）になっている時間ｔ_Ｈは以下の式で表わされる。

加熱電流がＬレベル（Ｉ_Ｌ）である時間ｔ_Ｌは以下の式で表わされる。

ここで、発熱抵抗体１の抵抗値をＲｈとすると、定常状態において時間ｔの間に発熱抵抗体１が生じる発熱エネルギーＥｈは以下の式で表わされる。

熱放散係数をＨとし、発熱抵抗体１と流体との温度差をΔＴｈとすると、発熱抵抗体１から周囲へ奪われるエネルギーＥｃは以下の式で表わされる。

定常状態ではＥh＝Ｅcであるから、以下の式が成り立つ。

式（８）をＮについて解くと、Ｎは以下の式で表わされる。

ここで、本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサでは、電圧制御電流源１５が発熱抵抗体１に供給する電流はパルス状であるため、この熱式流量センサではデジタル制御が行なわれるが、時間平均的に考えれば、図８に示すブリッジ回路１００は平衡状態にあると考えることができる。

したがって、発熱体温度検出体２の上流部２ａの抵抗値をＲｓｕ、下流部２ｂの抵抗値をＲｓｄ、流体温度検出体３の上流部３ａの抵抗をＲａｕ、下流部３ｂの抵抗をＲａｄ、固定抵抗４，５，６の抵抗値をそれぞれＲ１，Ｒ２，Ｒ３とすると、ブリッジ回路の平衡式から以下の式が成り立つ。

流体温度が一定の場合、Ｒｓｕは以下の式で表わされる。

発熱体温度検出体２の上流部２ａおよび下流部２ｂの抵抗比をｒとすると、ｒは以下の式で表わされる。

式（１３）を式（１１）に代入してＲｓｕについて解くと、Ｒｓｕは以下の式で表わされる。

図１７は、シミュレーションにより算出した、クロック計数値Ｎの流量依存性を示すグラフ図である。図１８は、シミュレーションにより算出した、ΔＴｈの流量依存性を示すグラフ図である。

上流部２ａの方が下流部２ｂよりも流体によって冷却されやすいため、ｒは流量が大きいほど大きくなる。よって式（１４）より、流体の流量が増加するとＲｓｕが大きくなり、発熱抵抗体１の温度が上昇することがわかる。

より詳細には、定常状態、すなわちブリッジ回路１００が平衡状態である場合において、流体の流量が増加すると、Ｒｓｕが一旦低下する。ＲｓｕがＲｓｄに対して小さくなると、ブリッジ回路１００が平衡状態でなくなる。すなわち、発熱体温度検出体２の中間点９７の電圧が上昇し、中間点９７の電圧が中間点９８の電圧より高くなる。そうすると、比較器１０の出力データがＨレベルとなり、ＤＡ変換器１３がＨ電圧を出力し、電圧制御電流源１５がＨ電流を発熱抵抗体１に供給する。発熱抵抗体１にＨ電流が供給されると発熱抵抗体１の発熱量が増し、発熱抵抗体１の温度が上昇する。発熱体温度検出体２は発熱抵抗体１によって加熱されて温度が上昇し、発熱体温度検出体２は正の温度係数を有することからＲｓｕおよびＲｓｄが増大する。

ここで、ＲｓｕとともにＲｓｄが増大するため、Ｒｓｕの増大による中間点９７の電圧降下がＲｓｄの増大によって一部打ち消され、ブリッジ回路１００の非平衡状態が継続される。すなわち中間点９７の電圧が中間点９８の電圧より高い状態が継続され、電圧制御電流源１５がさらにＨ電流を発熱抵抗体１に供給する。そして、発熱抵抗体１の温度がさらに上昇し、発熱体温度検出体２は発熱抵抗体１によって加熱されてさらに温度が上昇し、流体の流量が増大する前と比べてＲｓｕが大きくなり、ブリッジ回路１００が平衡状態に戻る。以上より、流体の流量が増加すると、図１７に示すようにクロック計数値Ｎが大きくなり、また、図１８に示すようにΔＴｈが大きくなる。

次に、クロック計数値Ｎの温度特性について説明する。
式（１０）において、ｔおよびｔcは予め決められた値であり、温度によらず一定である。また、前述のように電圧制御電流源１５は、発熱抵抗体１の温度変化、すなわち発熱抵抗体１の抵抗値の変化に関わらず加熱電流を一定に保つことができるため、ＩＨおよびＩＬは温度によらず一定である。一方、Ｈ・ΔＴｈ／Ｒｈは温度特性を有する。したがって、クロック計数値Ｎの温度特性はＨ・ΔＴｈ／Ｒｈに依存する。

ここで、熱放散係数Ｈの温度係数αＨは、流体への熱放散係数、およびセンサ支持部７０への熱放散係数の和により決まる。すなわち、流体への熱放散係数をＨｖとし、Ｈｖの温度係数をαｖとし、センサ支持部７０への熱放散係数をＨｄとし、Ｈｄの温度係数をαｄとすると、熱放散係数Ｈの温度係数αＨは以下の式で表わされる。

ここで、流体が空気であればαｖは正の値であり、αｄはセンサ支持部７０の材質により正負両方の値をとりうる。図１１および図１２で示すような構造を有する熱式流量センサでは、一般的にαｄ＞αｖ＞０が成り立つため、熱放散係数Ｈの温度係数αＨは正の値を持ち、流量が大きくなると小さくなる。

流体温度をＴａとすると、ΔＴｈ／Ｒｈは以下の式で表わされる。

ここで、本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサでは、流量が一定の場合には流体温度Ｔａが変化してもΔＴｈがほとんど変化しないようにブリッジ回路１００を調整する。

より詳細には、発熱体温度検出体２の上流部２ａと流体との温度差をΔＴｓｕとし、発熱体温度検出体２の下流部２ｂと流体との温度差をΔＴｓｄとし、流体温度Ｔａが０℃のときのＲｓｕ、Ｒｓｄ、ＲａｕおよびＲａｄの値をＲｓｕ０、Ｒｓｄ０、Ｒａｕ０およびＲａｄ０とし、発熱体温度検出体２および流体温度検出体３の材質が同一であるためＲｓｕ、Ｒｓｄ、ＲａｕおよびＲａｄの抵抗温度係数を同一値αとすると、式（１１）から以下の式が成り立つ。

流体温度Ｔａが変化してもΔＴｈ、すなわちΔＴｓｕおよびΔＴｓｄを変化させることなく式（１７）が成り立つようにするには、Ｒ１およびＲａｕ０の比率を調整すればよい。

したがって式（１６）において、流体温度Ｔａが大きくなるとΔＴｈ／Ｒｈは小さくなるため、ΔＴｈ／Ｒｈは負の温度係数を持つ。また、図１８を用いて説明したように流量が大きくなるとΔＴｈは大きくなるので、流量が大きくなるとΔＴｈ／Ｒｈに対するＴａの影響は相対的に小さくなる。よって、流量が大きくなるとΔＴｈ／Ｒｈの温度係数の絶対値は小さくなる。

図１９は、デジタル出力２１の温度係数の流量依存性を示す図である。
同図を参照して、前述のように熱放散係数Ｈの温度係数αＨは正の値を持つとともに流量が大きくなると小さくなり、また、ΔＴｈ／Ｒｈの温度係数は負の値を持つとともに流量が大きくなると絶対値が小さくなることから、式（１０）より、熱放散係数Ｈの温度係数３８とΔＴｈ／Ｒｈの温度係数３９とは互いに打ち消し合い、クロック計数値Ｎの温度係数４０の絶対値は非常に小さくなる。したがって、本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサでは、デジタル出力２１の温度依存性を非常に小さくすることができる。

ここで、本発明の第１〜第４の実施の形態に係る熱式流量センサ、すなわち電圧制御電流源１５を備えず、発熱抵抗体１にＤＡ変換器１３からのアナログ電圧が印加される構成の温度依存性について考察する。

このような構成では、加熱電流が発熱抵抗体１の抵抗値の変化に応じて変化するため、ＩＨおよびＩＬが温度依存性を持つことになる。この場合、式（１０）において、温度依存性を持つＩＨおよびＩＬを、温度依存性を持たない、すなわち発熱抵抗体１の抵抗値の変化に関わらず変化しないＤＡ変換器１３の出力電圧ＶＨおよび出力電圧ＶＬに変換すると次式が得られる。

式（１８）から判るように、ΔＴｈ／Ｒｈの項がΔＴｈ×Ｒｈとなってしまう。すなわち、熱放散係数Ｈの温度係数３８とΔＴｈ×Ｒｈの温度係数とが互いに打ち消し合わないため、クロック計数値Ｎの温度係数４０の絶対値が小さくならず、デジタル出力２１の温度依存性を小さくすることができなくなる。

図２０は、クロック計数値Ｎの温度特性のシミュレーション結果を示す図である。
同図を参照して、４１で示す線が−２０℃の場合の流量換算ドリフトであり、４２で示す線が80℃の場合の流量換算ドリフトである。

同図より、本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサでは、−２０〜８０℃の温度範囲、かつ０〜２５０ｇ／ｓの流量範囲において流量換算ドリフトがほぼ±２％以内であり、温度依存性の非常に低い優れた温度特性を得ることができることが分かる。

ところで、本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサでは、比較部８１が発熱体温度検出体２の中間点９７および流体温度検出体３の中間点９８の電圧を比較し、比較結果をデジタル出力する。そして、カウンター１８が、フリップフロップ１１から受けたデータがＨレベルである間、クロック２３の数をカウントする。カウンター１８のクリア直前のカウント値が１１ｂｉｔの熱式流量センサのデジタル出力２１となり、更新信号２５および更新信号２６の１周期ごとにデジタル出力２１が更新される。このような構成により、本発明の第１の実施の形態と同様に、センサのアナログ出力をデジタル出力に変換するためにＡＤ変換器を備える必要がなくなり、回路構成の簡易化を図ることができる。また、１１ｂｉｔの分解能、および２ｋＨｚの周波数応答を有するデジタル出力２１を得ることができるため、高分解能かつ高速応答のセンサ出力を得ることができる。

また、特許文献２および非特許文献１記載の熱式流量センサでは、センサ出力の温度依存性を抑制するための対策がとられていない。また、非特許文献２記載の熱式流量センサでは、センサ出力の温度依存性を抑制するための対策がとられているが、２つの熱電対をそれぞれ異なる温度に制御する必要があり、回路構成が複雑になるという問題点がある。しかしながら、本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサでは、電圧制御電流源１５が、比較部８１の比較結果を表わすデジタル出力に基づいて加熱電流を発熱抵抗体１に供給し、発熱抵抗体１の抵抗値の変化に関わらず加熱電流を一定に保つ。このような構成により式（１６）が成り立ち、熱放散係数Ｈの温度係数３８とΔＴｈ／Ｒｈの温度係数３９とが互いに打ち消し合い、クロック計数値Ｎの温度係数４０の絶対値が非常に小さくなる。したがって、本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサでは、センサ出力として高分解能かつ高速応答のデジタル出力を得ることができるとともにセンサ出力の温度依存性を抑制することができる。

なお、本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサでは、比較器１０は、中間点９７および中間点９８の電圧を比較する構成としたが、これに限定するものではない。良好な温度特性を得るためには、発熱抵抗体１と流体との温度差△Ｔｈが流量増大とともに大きくなることが必要なのであり、この現象は、比較器１０が、発熱体温度検出体２の中間点でない端部以外の電圧、および流体温度検出体３の中間点でない端部以外の電圧を比較する構成であっても実現可能である。すなわち、式（１４）におけるパラメータｒが流量とともに大きくなるように、Ｒｓｕ，Ｒｓｄの値を調整することでセンサ出力の温度依存性を抑制することが可能である。

また、本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサでは、電圧制御電流源１５は、ＤＡ変換器１３から受けたアナログ電圧を電流に変換して加熱電流Ｉ１６として発熱抵抗体１に供給する構成としたが、これに限定するものではない。熱式流量センサがＤＡ変換器１３を備えない構成であっても、電圧制御電流源１５が比較部８１の出力データのＨレベルおよびＬレベルを適切な電流量の加熱電流に変換し、発熱抵抗体１に供給する構成であればよい。ただし、熱式流量センサがＤＡ変換器１３を備える構成は、比較部８１の出力データに対応する加熱電流量を容易に調整することができるため、好ましい構成である。

＜第６の実施の形態＞
本実施の形態は、ＤＡ変換器の分解能を増やした熱式流量センサに関する。以下で説明する内容以外の構成および動作は第５の実施の形態に係る熱式流量センサと同様である。

図２１は、本発明の第６の実施の形態に係る熱式流量センサの構成を示す機能ブロック図である。同図を参照して、熱式流量センサは、第５の実施の形態に係る熱式流量センサに対して、ＤＡ変換器１３の代わりにＤＡ変換器６１を備える。

ＤＡ変換器６１の分解能はｎ（ｎは２以上の自然数）ｂｉｔである。ＤＡ変換器６１の端子Ｄ１がＭＳＢ（Most Significant Bit）に対応し、端子ＤｎがＬＳＢ（Least Significant Bit）に対応する。フリップフロップ１１の出力が端子Ｄ１および端子Ｄ２に接続され、端子Ｄｎ−１および端子ＤｎがＨレベルに接続されている。

このように、フリップフロップ１１の出力を端子Ｄ１〜Ｄｎのいずれに接続するか、また、フリップフロップ１１の出力を接続しない端子をＨレベルに接続するか、またはＬレベルに接続するかを選択することによって、比較器１０の比較結果に対応するＤＡ変換器６１の出力電圧を細かく調整することができ、電圧制御電流源１５から供給されるＨ電流の電流値ＩＨおよびＬ電流の電流値ＩＬを細かく調整することができる。そして、式（１０）から、クロック計数値ＮのオフセットはＩＬ^２の項に対応し、また、ゲインが１／（ＩＨ^２−ＩＬ^２）の項に対応することから、ＩＨおよびＩＬを調整することで、クロック計数値Ｎのオフセットおよびゲインを調整することができる。

したがって、本発明の第６の実施の形態に係る熱式流量センサでは、第５の実施の形態に係る熱式流量センサに対して、ＤＡ変換器６１の分解能を複数ビットとすることで新たな回路を追加することなくクロック計数値Ｎ、すなわち熱式流量センサのデジタル出力２１のオフセットおよびゲインをさらに細かく調整することができる。

＜第７の実施の形態＞
本実施の形態は、本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサに対して比較部８１および出力演算部８２の構成を第１の実施の形態と同様にした熱式流量センサに関する。以下で説明する内容以外の構成および動作は第１および第５の実施の形態に係る熱式流量センサと同様である。

図２２は、本発明の第７の実施の形態に係る熱式流量センサの構成を示す機能ブロック図である。同図を参照して、熱式流量センサは、第５の実施の形態に係る熱式流量センサに対して、ＤＡ変換器１３の代わりにＤＡ変換器６３を備える。比較部８１は、差動増幅器４３と、ＡＤ変換器４４と、フリップフロップ６２とを含む。出力演算部８２は、カウンター６４ａ〜６４ｃと、フリップフロップ６５と、重み付け加算器４５とを含む。

ＤＡ変換器６３は、フリップフロップ６２から受けたデータＤ１〜Ｄ３を固定電源１４から供給される基準電圧Ｖｒｅｆに基づいてアナログ電圧に変換して出力する。また、ＤＡ変換器６３の分解能は３ｂｉｔである。

中間点９７および中間点９８の電圧差が小さいときには差動増幅器４３の出力電圧が小さくなるため電圧制御電流源１５から発熱抵抗体１に供給される電流は小さくなり、中間点９７および中間点９８の電圧差が大きいときには差動増幅器４３の出力電圧が大きくなるため電圧制御電流源１５から発熱抵抗体１に供給される電流は大きくなる。また、ＡＤ変換器４４の分解能は３ｂｉｔであるため発熱抵抗体１に供給される電流は８段階に変化する。

ここで、本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサでは、クロック２３の１クロックで最大１のセンサ出力が得られるが、本発明の第７の実施の形態に係る熱式流量センサでは、ＡＤ変換器４４の分解能が３ｂｉｔであることから、１回のクロック動作、すなわちクロック２３の１クロックで最大７のセンサ出力を得ることができる。したがって、本発明の第７の実施の形態に係る熱式流量センサでは、本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサに対して７倍の分解能を実現することができる。

また、本発明の第７の実施の形態に係る熱式流量センサでは、第５の実施の形態に係る熱式流量センサと同等の周波数応答および分解能を実現するように構成されている。すなわち、カウンター６４ａ〜６４ｃのクロック、すなわちクロック２３の周波数を本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサの１／７に落としている。具体的には、クロック２３の周波数を５ＭＨｚから７１４ｋＨｚに落とす。また、更新信号２５および更新信号２６が本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサと同様に２ｋＨｚとなるように更新信号生成器１７を構成する。この場合、カウンター６４ａ〜６４ｃにおいて更新信号２６の１周期でカウントされるクロック２３のクロック数は１／７に減少するため、カウンター６４ａ〜６４ｃの出力ビット数を１１ｂｉｔから９ｂｉｔに減らすことができる。そして、重み付け加算器４５は、カウンター６４ａ〜６４ｃのカウント結果ＣＮＴＱ１〜ＣＮＴＱ３をそれぞれ１倍、２倍または４倍した後加算するため、デジタル出力２１は１１ｂｉｔとなる。

したがって、本発明の第７の実施の形態に係る熱式流量センサでは、本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサに対してクロック２３を低速にしても、本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサと同等の１１ｂｉｔの分解能、および２ｋＨｚの周波数応答を有するデジタル出力２１を得ることができるため、高速動作を実現するための特別な回路素子の代わりに低速動作用の回路素子を使用することができ、回路構成の簡易化および製造コストの低減をさらに図ることができる。

また、特許文献１記載の熱式流量センサはアナログ出力であり、デジタル出力を得るために単にアナログ出力にＡＤ変換器を接続する構成では、センサの精度を向上するために高分解能のＡＤ変換器を備える必要があり、回路構成が複雑になるという問題点があった。しかしながら、本発明の第７の実施の形態に係る熱式流量センサでは、１１ｂｉｔの分解能を有するデジタル出力２１を得るためにはＡＤ変換器４４の分解能を３ｂｉｔにすればよく、高分解能のＡＤ変換器を備えることによる回路構成の複雑化および製造コストの増大を防ぐことができる。

＜第８の実施の形態＞
本実施の形態は、第７の実施の形態に係る熱式流量センサに対してＡＤ変換器４４の出力データのカウント方法を変更した、すなわち比較部８１および出力演算部８２の構成を第２の実施の形態と同様にした熱式流量センサに関する。以下で説明する内容以外の構成および動作は第２および第７の実施の形態に係る熱式流量センサと同様である。

図２３は、本発明の第８の実施の形態に係る熱式流量センサの構成を示す機能ブロック図である。同図を参照して、熱式流量センサは、第７の実施の形態に係る熱式流量センサに対して、出力演算部８２は、加算器４６と、フリップフロップ４７と、フリップフロップ６６とを含む。

本発明の第８の実施の形態に係る熱式流量センサでは、第７の実施の形態に係る熱式流量センサと同様に、本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサに対してクロック２３を低速にしても、本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサと同等の１１ｂｉｔの分解能、および２ｋＨｚの周波数応答を有するデジタル出力２１を得ることができるため、高速動作を実現するための特別な回路素子の代わりに低速動作用の回路素子を使用することができ、回路構成の簡易化および製造コストの低減をさらに図ることができる。

また、本発明の第８の実施の形態に係る熱式流量センサでは、第７の実施の形態に係る熱式流量センサと同様に、１１ｂｉｔの分解能を有するデジタル出力２１を得るためにはＡＤ変換器４４の分解能を３ｂｉｔにすればよく、高分解能のＡＤ変換器を備えることによる回路構成の複雑化および製造コストの増大を防ぐことができる。さらに、本発明の第８の実施の形態に係る熱式流量センサでは、加算器４６が比較部８１の出力データを直接加算するため、カウンター６４ａ〜６４ｃが不要となる。

＜第９の実施の形態＞
本実施の形態は、第５の実施の形態に係る熱式流量センサに対して比較器１０の出力のカウント方法を変更した、すなわち比較部８１および出力演算部８２の構成を第３の実施の形態と同様にした熱式流量センサに関する。以下で説明する内容以外の構成および動作は第３および第５の実施の形態に係る熱式流量センサと同様である。

図２４は、本発明の第９の実施の形態に係る熱式流量センサの構成を示す機能ブロック図である。同図を参照して、熱式流量センサは、第５の実施の形態に係る熱式流量センサに対して、ＤＡ変換器１３の代わりにＤＡ変換器６３を備える。比較部８１は、比較器１０を含む。出力演算部８２は、カウンター６４ａ〜６４ｃと、フリップフロップ６５と、重み付け加算器４５とを含む。カウンター部８３は、カウンター４８と、ＡＮＤゲート４９と、ＮＡＮＤゲート５０と、インバーター６７とを含む。

本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサでは、クロック２３の１クロックで最大１のセンサ出力が得られるが、本発明の第９の実施の形態に係る熱式流量センサでは、カウンター４８が３ｂｉｔのカウント結果を出力することから、１回のクロック動作、すなわちクロック２３の１クロックで最大７のセンサ出力を得ることができる。したがって、本発明の第９の実施の形態に係る熱式流量センサでは、本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサに対して７倍の分解能を実現することができる。

また、本発明の第９の実施の形態に係る熱式流量センサでは、出力演算部８２の構成が第７の実施の形態に係る熱式流量センサと同様であるため、本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサに対してクロック２３を低速にしても、本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサと同等の１１ｂｉｔの分解能、および２ｋＨｚの周波数応答を有するデジタル出力２１を得ることができるため、高速動作を実現するための特別な回路素子の代わりに低速動作用の回路素子を使用することができ、回路構成の簡易化および製造コストの低減をさらに図ることができる。

＜第１０の実施の形態＞
本実施の形態は、第８の実施の形態および第９の実施の形態に係る熱式流量センサの一部を組み合わせた熱式流量センサに関する。以下で説明する内容以外の構成および動作は第５の実施の形態に係る熱式流量センサと同様である。

図２５は、本発明の第１０の実施の形態に係る熱式流量センサの構成を示す機能ブロック図である。同図を参照して、比較器１０の出力データがＨレベルである継続時間を比較部８１がクロック２３のクロック数としてカウントする構成は、第９の実施の形態に係る熱式流量センサと同様である。

また、出力演算部８２が更新信号２５の１周期間における加熱電流レベルの総量を算出してデジタル出力２１として出力する構成は、第８の実施の形態に係る熱式流量センサと同様である。

したがって、本発明の第１０の実施の形態に係る熱式流量センサでは、第８の実施の形態および第９の実施の形態に係る熱式流量センサと同様に、本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサに対して、７倍の分解能を実現し、あるいは、高速動作を実現するための特別な回路素子の代わりに低速動作用の回路素子を使用することができ、回路構成の簡易化および製造コストの低減をさらに図ることができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の第１の実施の形態に係る熱式流量センサの構成を示す機能ブロック図である。クロック２３、分周クロック２４、更新信号２５および更新信号２６のタイミングチャートである。（ａ）は、小流量時の中点７および中点８の電圧、クロック２３ならびに加熱電流を示す図である。（ｂ）は、大流量時の中点７および中点８の電圧、クロック２３ならびに加熱電流を示す図である。本発明の第２の実施の形態に係る熱式流量センサの構成を示す機能ブロック図である。本発明の第３の実施の形態に係る熱式流量センサの構成を示す機能ブロック図である。（ａ）は、小流量時の中点７および中点８の電圧、クロック２３ならびに加熱電流を示す図である。（ｂ）は、大流量時の中点７および中点８の電圧、クロック２３ならびに加熱電流を示す図である。本発明の第４の実施の形態に係る熱式流量センサの構成を示す機能ブロック図である。本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサの構成を示す機能ブロック図である。電圧制御電流源１５の構成を示す回路図である。電圧制御電流源１５の他の構成例を示す回路図である。本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサの検出エレメントの平面図である。図１１のＡ−Ａ’の断面図である。発熱抵抗体１および発熱体温度検出体２周辺部の拡大図である。流体温度検出体３周辺部の拡大図である。本発明の第５の実施の形態に係る熱式流量センサの取り付け形態を示す図である。（ａ）は、小流量時の中間点９７および中間点９８の電圧ならびに比較器１０の出力を示す図である。（ｂ）は、大流量時の中間点９７および中間点９８の電圧ならびに比較器１０の出力を示す図である。シミュレーションにより算出した、クロック計数値Ｎの流量依存性を示すグラフ図である。シミュレーションにより算出した、ΔＴｈの流量依存性を示すグラフ図である。デジタル出力２１の温度係数の流量依存性を示す図である。クロック計数値Ｎの温度特性のシミュレーション結果を示す図である。本発明の第６の実施の形態に係る熱式流量センサの構成を示す機能ブロック図である。本発明の第７の実施の形態に係る熱式流量センサの構成を示す機能ブロック図である。本発明の第８の実施の形態に係る熱式流量センサの構成を示す機能ブロック図である。本発明の第９の実施の形態に係る熱式流量センサの構成を示す機能ブロック図である。本発明の第１０の実施の形態に係る熱式流量センサの構成を示す機能ブロック図である。

符号の説明

１発熱抵抗体、２発熱体温度検出体（第１の温度検出体）、３流体温度検出体（第２の温度検出体）、４〜６固定抵抗、７〜８中間点、９固定電源、１０比較器、１１フリップフロップ、１２クロック発生器、１３，６１，６３ＤＡ変換器、１４固定電源、１５電圧制御電流源、１７更新信号生成器、１７ａ分周器、１７ｂ遅延回路、１７ｃゲート、１８，４８，６４ａ〜６４ｃカウンター、１９，６７インバーター、２０，４７，６２，６５，６６フリップフロップ、２２，４９ＡＮＤゲート、２７ダイヤフラム、２８シリコン基板、３１絶縁膜、４４ＡＤ変換器、４５重み付け加算器、４６加算器、５０ＮＡＮＤゲート、７０センサ支持部、４３，７１〜７２差動増幅器、７３〜７７抵抗、８１比較部、８２出力演算部、８３カウンター部、９７〜９８中間点。

Claims

流体の流量を測定する熱式流量センサであって、
供給される加熱電流により発熱する発熱抵抗体と、
前記発熱抵抗体の温度に応じて抵抗値が変化する第１の温度検出体および前記流体の温度に応じて抵抗値が変化する第２の温度検出体を含むブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路の中点電圧の差を量子化することによってデジタル値に変換して出力する比較部と、
前記比較部の出力をＤＡ変換することによって前記デジタル値に応じた大きさを有するパルス状のアナログ信号を前記発熱抵抗体に前記加熱電流として供給するＤＡ変換器と、
所定期間前記比較部の出力を積算し、前記積算結果を前記測定対象である流体の前記所定期間中の流量として出力する出力演算部とを備える熱式流量センサ。
流体の流量を測定する熱式流量センサであって、
供給される加熱電流により発熱する発熱抵抗体と、
前記発熱抵抗体の温度に応じて抵抗値が変化する第１の温度検出体および前記流体の温度に応じて抵抗値が変化する第２の温度検出体を含むブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路の中点電圧の大小を比較することによって１ビットのデジタル値に変換して出力する比較部と、
前記比較部のデジタル出力が一定値となる継続時間をクロック数によってカウントするカウンタ部と、
前記カウンタ部の出力をＤＡ変換することによって、前記カウンタ部の出力に応じた大きさを有するアナログ信号を前記発熱抵抗体に前記加熱電流として供給するＤＡ変換器と、
所定期間前記カウンタ部の出力を積算し、前記積算結果を前記測定対象である流体の前記所定期間中の流量として出力する出力演算部とを備える熱式流量センサ。
流体の流量を測定する熱式流量センサであって、
供給される加熱電流により発熱する発熱抵抗体と、
前記発熱抵抗体の温度に応じて抵抗値が変化する第１の温度検出体を含む第１の回路部と、
前記流体の温度に応じて抵抗値が変化する第２の温度検出体を含む第２の回路部とを備え、
前記第１の回路部と前記第２の回路部とは並列に接続されることによってブリッジ回路を構成し、
前記熱式流量センサは、さらに、
前記第１の温度検出体の両端部以外の電圧、および前記第２の温度検出体の両端部以外の電圧を比較し、前記比較結果を量子化することによってデジタル値に変換して出力する比較部と、
前記比較部のデジタル出力に基づいて、かつ、前記発熱抵抗体の抵抗値の変化に関わらず前記加熱電流の値を決定し、前記決定した値の加熱電流を前記発熱抵抗体に供給する電圧制御電流源と、
所定期間中の前記比較部のデジタル出力に基づいて、前記測定対象である流体の前記所定期間中の流量を演算し、前記演算結果をデジタル出力する出力演算部とを備える熱式流量センサ。
前記比較部は、前記第１の温度検出体の中間点の電圧、および前記第２の温度検出体の中間点の電圧を比較し、前記比較結果を量子化することによってデジタル値に変換して出力する請求項３記載の熱式流量センサ。
前記出力演算部は、前記所定期間中の前記比較部のデジタル出力に基づいて、前記所定期間中に前記加熱電流の電流量が所定値以上であった時間の総和を計測し、前記時間総和計測結果を前記測定対象である流体の前記所定期間中の流量として出力する請求項３記載の熱式流量センサ。
前記熱式流量センサは、さらに、前記比較部のデジタル出力をＤＡ変換することによって前記デジタル値に応じた大きさを有するアナログ信号に変換するＤＡ変換器を備え、
前記電圧制御電流源は、前記ＤＡ変換器の出力に基づいて前記加熱電流を供給する請求項３記載の熱式流量センサ。
前記ＤＡ変換器は、２ビット以上の分解能を有する請求項６記載の熱式流量センサ。
前記熱式流量センサは、さらに、前記比較部のデジタル出力が一定値となる継続時間をクロック数によってカウントするカウンタ部を含み、
前記電圧制御電流源は、前記カウント結果に基づいて前記加熱電流を供給し、
前記出力演算部は、前記所定期間前記カウント結果を積算し、前記積算結果を前記測定対象である流体の前記所定期間中の流量として出力する請求項３記載の熱式流量センサ。
前記比較部は、前記第１の温度検出体の両端部以外の電圧、および前記第２の温度検出体の両端部以外の電圧の差を量子化することによってデジタル値に変換して出力し、
前記出力演算部は、前記所定期間前記比較部のデジタル出力を積算し、前記積算結果を前記測定対象である流体の前記所定期間中の流量として出力する請求項３記載の熱式流量センサ。