JP4590755B2 - 同期電動機の制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は同期電動機の制御装置に関し、詳しくは、エンコーダやレゾルバなどの磁極位置検出器によって電動機の磁極位置を検出しないで永久磁石同期電動機等の速度やトルクを制御する、いわゆる位置センサレス同期電動機の制御装置において、電動機のインダクタンスを自動測定する技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
永久磁石同期電動機の速度やトルクを高性能に制御するには、一般には電動機の回転子の磁極位置を検出する位置検出器を電動機に取り付ける必要がある。しかるに、上記検出器は一般に高価で、また電動機の構造や設置環境の点から位置検出器を取り付けられない場合がある。
この問題を解決するため、磁極位置を電動機の電圧や電流などから電気的に演算で求める方法、いわゆるセンサレス制御が研究されている。
【０００３】
センサレス制御においては、同期電動機の電機子巻線のインダクタンスが回転子の磁極位置によって相対的に変化することに基づき、同期電動機のインダクタンスを演算により求めて磁極位置を推定する方法が、例えば第１の公知文献である電学論Ｄ，１１０巻１１号，平成２年，Ｐ．１１９３〜１２００に「永久磁石界磁同期電動機の回転子位置と速度のセンサレス検出の一方法」（渡辺氏ほか）に記載されている。
【０００４】
また、インダクタンスの自動測定法としては、第２の公知文献である電学論Ｄ，１１９巻１０号，平成１１年，Ｐ．１１８４〜１１９１に「センサレスＰＭＳＭのパラメータ計測法」（竹下氏ほか）が知られている。
上記第２の公知文献による方法は、電機子巻線のｕ相方向、ｖ相方向、及び、ｗ相方向にパルス電圧を印加し、このときの電流値からインダクタンスを演算するもので、回転子に突極性がある埋込磁石形の永久磁石同期電動機やリラクタンスモータのインダクタンス測定に適しており、また、回転子の磁極位置が分からない状態からも回転子を動かすことなくインダクタンス測定ができる等の特徴を持つ優れた方式である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
前記竹下氏らの方式を実用化しようとすると、電流検出器のノイズの影響を除くため、測定を複数回行って平均演算を行う必要がある。しかし、パルス電圧印加時に流れた電流が零に減衰するまでの間、次のパルス電圧を印加できないので測定に時間がかかる。
そこで本発明は、同期電動機のいわゆるセンサレス制御を行うに当たり、電動機のインダクタンス測定を効率よく短時間で行うことができる同期電動機の制御装置を提供しようとするものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、同期電動機の制御装置において、
電動機の電機子電流及び端子電圧をベクトルとしてとらえ、
電力変換器に与える電圧指令値を得るために任意の一定方向に交番する第１の交流電圧を指令値として選択する手段と、
電力変換器に与える電圧指令値を得るために第１の交流電圧に対し電気角で９０°ずれた一定方向に交番する第２の交流電圧を指令値として選択する手段と、
▲１▼第１の交流電圧を選択している時の当該電圧と同一方向かつ同一周波数の交流電流、
▲２▼第１の交流電圧を選択している時の当該電圧と直交方向かつ同一周波数の交流電流、
▲３▼第２の交流電圧を選択している時の当該電圧と同一方向かつ同一周波数の交流電流、
▲４▼第２の交流電圧を選択している時の当該電圧と直交方向かつ同一周波数の交流電流、
の中から少なくとも３つの交流電流と、第１の交流電圧及び第２の交流電圧とを用いて電動機の電機子巻線の直軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを演算する手段と、を備えたものである。
【０００７】
請求項２に記載した発明は、同期電動機の制御装置において、
電動機の電機子電流及び端子電圧をベクトルとしてとらえ、
電力変換器に与える電圧指令値を得るために任意の一定方向に交番する第１の交流電圧を指令値として選択する手段と、
電力変換器に与える電圧指令値を得るために第１の交流電圧に対し電気角で４５°ずれた一定方向に交番する第２の交流電圧を指令値として選択する手段と、
▲１▼第１の交流電圧を選択している時の当該電圧と同一方向かつ同一周波数の交流電流、
▲２▼第１の交流電圧を選択している時の当該電圧と直交方向かつ同一周波数の交流電流、
▲３▼第２の交流電圧を選択している時の当該電圧と同一方向かつ同一周波数の交流電流、
▲４▼第２の交流電圧を選択している時の当該電圧と直交方向かつ同一周波数の交流電流、
の中から少なくとも３つの交流電流と、第１の交流電圧及び第２の交流電圧とを用いて電動機の電機子巻線の直軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを演算する手段と、を備えたものである。
【０００８】
請求項３に記載した発明は、同期電動機の制御装置において、
電動機の電機子電流及び端子電圧をベクトルとしてとらえ、
電力変換器に与える電圧指令値を得るために任意の一定方向に交番する第１の交流電流を指令値として選択する手段と、
電力変換器に与える電圧指令値を得るために第１の交流電流に対し電気角で９０°ずれた一定方向に交番する第２の交流電流を指令値として選択する手段と、
▲１▼第１の交流電流を選択している時の当該電流と同一方向かつ同一周波数の交流電圧、
▲２▼第１の交流電流を選択している時の当該電流と直交方向かつ同一周波数の交流電圧、
▲３▼第２の交流電流を選択している時の当該電流と同一方向かつ同一周波数の交流電圧、
▲４▼第２の交流電流を選択している時の当該電流と直交方向かつ同一周波数の交流電圧、
の中から少なくとも３つの交流電圧と、第１の交流電流及び第２の交流電流とを用いて電動機の電機子巻線の直軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを演算する手段と、を備えたものである。
【０００９】
請求項４に記載した発明は、同期電動機の制御装置において、
電動機の電機子電流及び端子電圧をベクトルとしてとらえ、
電力変換器に与える電圧指令値を得るために任意の一定方向に交番する第１の交流電流を指令値として選択する手段と、
電力変換器に与える電圧指令値を得るために第１の交流電流に対し電気角で４５°ずれた一定方向に交番する第２の交流電流を指令値として選択する手段と、
▲１▼第１の交流電流を選択している時の当該電流と同一方向かつ同一周波数の交流電圧、
▲２▼第１の交流電流を選択している時の当該電流と直交方向かつ同一周波数の交流電圧、
▲３▼第２の交流電流を選択している時の当該電流と同一方向かつ同一周波数の交流電圧、
▲４▼第２の交流電流を選択している時の当該電流と直交方向かつ同一周波数の交流電圧、
の中から少なくとも３つの交流電圧と、第１の交流電流及び第２の交流電流とを用いて電動機の電機子巻線の直軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを演算する手段と、を備えたものである。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、請求項１に記載した発明の実施形態である第１実施形態について、その原理を説明する。
図５に座標軸の定義を示す。ｄ軸は回転子磁極方向、ｑ軸はｄ軸と直交方向に定義する。ｄｃ軸は任意の方向に定義し、ｑｃ軸はｄｃ軸に対して直交方向に定義する。Δθはｄｃ軸とｄ軸との角度差である。
【００１１】
図６に、Δθを横軸にとったときのｄｃ軸方向のインダクタンス（以下、ｄｃ軸インダクタンスという）とｄｃ軸方向に流れる交流電流（以下、ｄｃ軸交流電流という）の振幅とを併せて示す。
電動機のインダクタンスはΔθの２倍周期で変化する関数であり、最小値が直軸インダクタンスＬｄ、最大値が横軸インダクタンスＬｑである。一方、ｄｃ軸交流電流の振幅もΔθの２倍周期で変化する関数であり、最大値をｉｄｈｍａｘ、最小値をｉｄｈｍｉｎ、平均値をＩ０、Δθに依存した脈動の振幅をI２と定義する。
ここで、直軸インダクタンスＬｄと横軸インダクタンスＬｑは、ｉｄｈｍａｘ，ｉｄｈｍｉｎ、及び、電動機に印加した交流電圧から計算することができる。
【００１２】
上記ｉｄｈｍａｘ，ｉｄｈｍｉｎを求める方法としては、ｄｃ軸方向に交流電圧を印加しながらｄｃ軸交流電流を測定し、ｄｃ軸をゆっくりと回転させて１８０°（電気角、以下についても同様）以上回転した期間のｄｃ軸交流電流の最大値からｉｄｈｍａｘを求め、ｄｃ軸交流電流の最小値からｉｄｈｍｉｎを求める方法がある。しかし、この方法は測定に時間がかかる欠点がある。
そこで、請求項１の発明では、電動機に印加する電圧ベクトルの方向を電気角で９０°ずらして回印加し、このときの交流電流からｉｄｈｍａｘ，ｉｄｈｍｉｎを演算することにより測定時間の短縮を図る。
【００１３】
第１回目の測定動作として、任意の座標軸であるｄｃ軸方向に矩形波状の交流電圧を印加する。この交流電圧は、請求項１における第１の交流電圧に相当する。このとき、ｄｃ軸とｑｃ軸方向に流れる交流電流の振幅ｉｄｈ１，ｉｑｈ１は、数式１，数式２により表される。
【００１４】
【数１】
【００１５】
【数２】
【００１６】
なお、数式１，数式２における諸量は以下の通りである。
Ｌｄ：直軸インダクタンス、Ｌｑ：横軸インダクタンス
Ｔｖｈ：交流電圧ｖｈ ＊の周期、Ｖh：交流電圧ｖｈ ＊の振幅（０−peak）
ｉｄｈ１：ｄｃ軸交流電流の振幅（０−peak）（１回目）
ｉｑｈ１：ｑｃ軸交流電流の振幅（０−peak）（１回目）
【００１７】
次に、ｄｃ軸方向の電圧を零に制御し、ｄｃ軸に対して９０°異なるｑｃ軸方向に矩形波の交流電圧を印加する。この交流電圧は、請求項１における第２の交流電圧に相当する。
このとき、ｄｃ軸とｑｃ軸方向に流れる交流電流ｉｄｈ２，ｉｑｈ２は、数式３，数式４により表される。
【００１８】
【数３】
【００１９】
【数４】
【００２０】
また、図６におけるＩ０は、数式１と数式４との平均により、次式によって演算することができる。
【００２１】
【数５】
【００２２】
一方、図６におけるＩ２は、数式６または数式７によって演算することができる。
【００２３】
【数６】
【００２４】
【数７】
【００２５】
従って、ｉｄｈｍａｘ，ｉｄｈｍｉｎは、Ｉ０とＩ２から数式８，数式９によって容易に演算することができる。
【００２６】
【数８】
ｉｄｈｍａｘ＝Ｉ０＋Ｉ２
【００２７】
【数９】
ｉｄｈｍｉｎ＝Ｉ０−Ｉ２
【００２８】
これらの数式８，数式９を用いて、直軸インダクタンスＬｄ及び横軸インダクタンスＬｑは数式１０，数式１１により演算する。
【００２９】
【数１０】
【００３０】
【数１１】
【００３１】
図１は、第１実施形態の制御ブロック図を示している。
図１において、３０はインバータ等の電力変換器、４０は永久磁石同期電動機としての埋込磁石形同期電動機（ＩＰＭモータ）、１１は電動機４０の電機子に流れるｕ相電流ｉｕ，ｗ相電流ｉｗを検出する電流検出器、１２はこれらの電流を図５に示したｄｃ−ｑｃ直交座標軸上のｄｃ軸交流電流ｉｄｃ，ｑｃ軸交流電流ｉｑｃに変換する座標変換器、１３は各電流ｉｄｃ，ｉｑｃの高周波成分ｉｄｈ，ｉｑｈを検出する高周波検出フィルタ、１４ｄ，１４ｑは平均化演算器、ＳＷ３，ＳＷ４はスイッチＳＷ１，ＳＷ２と共に連動するスイッチ、１５ｄ１，１５ｄ２，１５ｑ１，１５ｑ２はスイッチＳＷ３，ＳＷ４からの出力信号ｉｄｈ１，ｉｑｈ１，ｉｄｈ２，ｉｑｈ２を記憶するメモリ、１６は発振器１７から出力される矩形波状の高周波交流電圧ｖｈ ＊と前記ｉｄｈ１，ｉｑｈ１，ｉｄｈ２，ｉｑｈ２とに基づいて電動機４０の直軸インダクタンスＬｄ、横軸インダクタンスＬｑを演算するインダクタンス演算器、ＳＷ１，ＳＷ２はスイッチＳＷ３，ＳＷ４に連動して動作し、前記交流電圧ｖｈ ＊と“０”とを切り替えてｄｃ軸電圧指令値ｖｄ ＊、ｑｃ軸電圧指令値ｖｑ ＊として出力するスイッチ、１８は各電圧指令値ｖｄ ＊，ｖｑ ＊を三相の電圧指令値ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊に変換する座標変換器、１９は電圧指令値ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊をキャリア波形と比較して電力変換器３０の各相のスイッチング素子に対するＰＷＭ信号（駆動信号）を生成するＰＷＭ変調器である。
【００３２】
この実施形態の動作を説明すると、まず、ｄｃ軸位置θｃに零を設定する。
第１回目の測定動作としてスイッチＳＷ１，ＳＷ２の上側をオンし、ｄｃ軸電圧指令値ｖｄ ＊としてｖh ＊を設定し、ｑｃ軸電圧指令値ｖｑ ＊として零を設定する。このとき、発振器１７は矩形波状の高周波交流電圧ｖh ＊を出力している。
【００３３】
座標変換器１８は、ｄｃ軸位置θｃに従ってｖｄ ＊，ｖｑ ＊を三相電圧指令値ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊に座標変換する。ＰＷＭ変調器１９は、ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊とキャリア波形とを比較するＰＷＭ動作により電力変換器３０に対する駆動信号を演算し、これによって電動機４０の端子電圧を所望の値に制御する。
【００３４】
電流検出器１１はｕ相電流ｉｕとｗ相電流ｉｗを検出し、座標変換器１２はｉｕ，ｉｗ及びθｃからｄｃ軸電流ｉｄｃとｑｃ軸電流ｉｑｃとを演算する。高周波検出フィルタ１３は、ｉｄｃ，ｉｑｃを高周波交流電圧ｖｈ ＊により同期整流してｖｈ ＊と同一周波数成分の交流電流ｉｄｈ，ｉｑｈを検出する。
平均化演算器１４ｄ，１４ｑは、ｉｄｈ，ｉｑｈの平均値をそれぞれ演算する。このとき、スイッチＳＷ１，ＳＷ２に連動しているスイッチＳＷ３，ＳＷ４は何れも上側がオンになっているので、平均化演算器１４ｄ，１４ｑによる演算結果はそれぞれメモリ１５ｄ１，１５ｑ１に格納される。
【００３５】
次に、第２回目の測定動作としてスイッチＳＷ１〜ＳＷ４の下側をオンし、座標変換器１８に入力されるｖｄ ＊に零を設定すると共に、ｖｑ ＊としてｖｈ ＊を設定して前記同様の動作を行い、この時の平均化演算器１４ｄ，１４ｑによる演算結果をそれぞれメモリ１５ｄ２，１５ｑ２に格納する。
【００３６】
この状態で、メモリ１５ｄ１，１５ｑ１，１５ｄ２，１５ｑ２にそれぞれ格納されたｉｄｈ１，ｉｑｈ１，ｉｄｈ２，ｉｑｈ２及びｖｈ ＊を用いて、インダクタンス演算器１６は、前記数式５によりＩ０を求め、数式６または数式７によりＩ２を求める。更に、数式８、数式９によりｉｄｈｍａｘ，ｉｄｈｍｉｎを求め、数式１０、数式１１により直軸インダクタンスＬｄ、横軸インダクタンスＬｑを演算する。
【００３７】
次いで、請求項２に記載した発明の実施形態である第２実施形態を説明する。
この実施形態は、電圧ベクトルの方向を電気角で４５°ずらして２回印加したときの電流情報からｉｄｈｍａｘ，ｉｄｈｍｉｎを演算することにより、直軸インダクタンスＬｄ及び横軸インダクタンスＬｑを演算するものである。
【００３８】
第１回目の測定動作として、第１実施形態と同様に、ｄｃ軸方向に矩形波の交流電圧ｖｈ ＊を印加する。この交流電圧は、請求項１における第１の交流電圧に相当する。このとき、前述の数式１、数式２に示す電流ｉｄｈ１，ｉｑｈ１が流れる。
次に、ｄｃ軸とｑｃ軸を１回目の交流電圧印加時から４５°進ませて交流電圧ｖｈ ＊をｄｃ軸方向に印加する。この交流電圧は、請求項１における第２の交流電圧に相当する。このとき、ｄｃ軸とｑｃ軸に流れる交流電流の振幅ｉｄｈ２，ｉｑｈ２は、数式１２，数式１３のようになる。
【００３９】
【数１２】
【００４０】
【数１３】
【００４１】
なお、数式１２，数式１３において、
ｉｄｈ２：ｄｃ軸交流電流の振幅（０−peak）（２回目）
ｉｑｈ２：ｑｃ軸交流電流の振幅（０−peak）（２回目）
である。
【００４２】
Ｉ０は、数式１４に示すように数式１と数式１３とから、または、数式１５に示すように数式２と数式１２とから演算することができる。
【００４３】
【数１４】
Ｉｏ＝ｉｄｈ１＋ｉｑｈ２
【００４４】
【数１５】
Ｉｏ＝−ｉｑｈ１＋ｉｄｈ２
【００４５】
一方、図６におけるＩ２は、数式２及び数式１３から次式によって演算することができる。
【００４６】
【数１６】
Ｉ２＝√（ｉｑｈ１ ２＋ｉｑｈ２ ２）
【００４７】
以上により、数式１４または数式１５、数式１６の演算結果、及び、数式８〜数式１１から、直軸インダクタンスＬｄ及び横軸インダクタンスＬｑを演算することができる。
【００４８】
図２は本実施形態の制御ブロック図であり、図１と同一の構成要素には同一の符号を付してある。
この実施形態では、図１におけるスイッチＳＷ１，ＳＷ２が除去され、交流電圧ｖｈ ＊がそのままｖｄ ＊として座標変換器１８に入力され、ｖｑ ＊としては零が入力されている。また、スイッチＳＷ３，ＳＷ４に連動するスイッチＳＷ５が設けられており、ｄｃ軸位置θｃとして零または４５°がスイッチＳＷ５によって選択された上、座標変換器１２，１８に入力されるようになっている。
【００４９】
以下、この実施形態の動作を説明すると、第１回目の測定動作として、スイッチＳＷ５の上側をオンし、ｄｃ軸位置θｃを零に設定する。発振器１７は矩形波状の高周波交流電圧ｖｈ ＊を出力し、ｄｃ軸電圧指令値ｖｄ ＊としてｖｈ ＊、ｑｃ軸電圧指令値ｖｑ ＊として零が設定される。このときの交流電圧ｖｈ ＊は、請求項２における第１の交流電圧に相当する。
この状態で図１の実施形態と同様の動作により、電動機４０のｕ相電流ｉｕ、ｗ相電流ｉｗを座標変換器１２により座標変換してｉｄｃ，ｉｑｃを求め、高周波フィルタ１３、平均化演算器１４ｄ，１４ｑを介して上側がオンになっているスイッチＳＷ３，ＳＷ４経由でメモリ１５ｄ１，１５ｑ１にそれぞれ格納する。
【００５０】
次に、第２回目の測定動作として、スイッチＳＷ５の下側をオンし、ｄｃ軸位置θｃを４５°に設定することによりｄｃ軸を４５°動かして電圧ベクトルの方向を４５°ずらす。このときの交流電圧ｖｈ ＊は、請求項２における第２の交流電圧に相当する。これと同時にスイッチＳＷ３，ＳＷ４も下側がオンになり、平均化演算器１４ｄ，１４ｑの演算結果はそれぞれメモリ１５ｄ２，１５ｑ２に格納される。
インダクタンス演算器１６は、メモリ１５ｄ１，１５ｑ１，１５ｄ２，１５ｑ２の内容、及びｖｈ ＊に基づいて、数式１４〜数式１６と数式８〜数式１１とを用いて直軸インダクタンスＬｄ及び横軸インダクタンスＬｑを演算する。
【００５１】
次いで、請求項３に記載した発明の実施形態である第３実施形態を説明する。
前述した第１実施形態及び第２実施形態は、交流電圧を印加したときの交流電流からインダクタンスを測定する方法であるが、第３実施形態は、これとは逆に交流電流を通流したときの交流電圧からインダクタンスを測定するものである。すなわち、本実施形態では電流ベクトルの方向を電気角で９０°ずらして２回通流し、このときの交流電圧から直軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを演算する。
【００５２】
第１回目の測定動作として、最初に任意の座標軸であるｄｃ軸方向に交流電流を通流する。このときの交流電流は、請求項３における第１の交流電流に相当する。
具体的には、ｄｃ軸電流ｉｄｃとｑｃ軸電流ｉｑｃを数式１７のように制御する。
【００５３】
【数１７】
ｉｄｃ＝Ｉsinωｔ,
ｉｑｃ＝０
【００５４】
このとき、ｄｃ軸とｑｃ軸の交流電圧のcos成分は、それぞれ数式１８，数式１９によって表される。
【００５５】
【数１８】
【００５６】
【数１９】
【００５７】
なお、数式１８，数式１９において、
Ｖｄｈ１：ｄｃ軸交流電圧の振幅（０−peak）（１回目）
Ｖｑｈ１：ｑｃ軸交流電圧の振幅（０−peak）（１回目）
である。
次に、２回目の測定動作として、ｄｃ軸に直交するｑｃ軸方向に交流電流を通流する。このときの交流電流は、請求項３における第２の交流電流に相当する。
具体的には、ｄｃ軸電流ｉｄｃとｑｃ軸電流ｉｑｃを数式２０のように制御する。
【００５８】
【数２０】
ｉｄｃ＝０，
ｉｑｃ＝Ｉsinωｔ
【００５９】
このとき、ｄｃ軸とｑｃ軸の交流電圧のcos成分は、それぞれ数式２１，数式２２によって表される。
【００６０】
【数２１】
【００６１】
【数２２】
【００６２】
なお、数式２１，数式２２において、
Ｖｄｈ２：ｄｃ軸交流電圧の振幅（０−peak）（２回目）
Ｖｑｈ２：ｑｃ軸交流電圧の振幅（０−peak）（２回目）
である。
ここで、数式１８、数式２２から、次式が得られる。
【００６３】
【数２３】
【００６４】
また、数式１８、数式１９、数式２２から数式２４が得られ、または、数式１８、数式２１、数式２２から数式２５が得られる。ただし、Ｌｑ＞Ｌｄである。
【００６５】
【数２４】
【００６６】
【数２５】
【００６７】
上記より、直軸インダクタンスＬｄは数式２３と数式２４との差、または、数式２３と数式２５との差から演算することができる。
一方、横軸インダクタンスＬｑは数式２３と数式２４との和、または、数式２３と数式２５との和から演算することができる。
【００６８】
図３は本実施形態を示す制御ブロック図であり、第１，第２実施形態と同一の構成要素には同一の符号を付してある。
この実施形態では、高周波の正弦波の交流電流ｉｈ ＊を出力する発振器２０が設けられ、その出力側にスイッチＳＷ３，ＳＷ４と連動するスイッチＳＷ１，ＳＷ２が設けられている。スイッチＳＷ１，ＳＷ２はｉｈ ＊と零とを切り替え可能であり、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の出力信号は、ｄｃ軸電流指令値ｉｄ ＊、ｑｃ軸電流指令値ｉｑ ＊として加算器２１ｄ，２１ｑにそれぞれ入力されている。また、これらの加算器２１ｄ，２１ｑには座標変換器１２の出力であるｄｃ軸電流ｉｄｃ、ｑｃ軸電流ｉｑｃも図示の符号で入力されている。
【００６９】
更に、加算器２１ｄ，２１ｑから出力されるｄｃ軸電流偏差とｑｃ軸電流偏差がそれぞれｄ軸電流調節器２２ｄ、ｑ軸電流調節器２２ｑに入力され、その出力がそれぞれｄｃ軸電圧指令値ｖｄ ＊、ｑｃ軸電圧指令値ｖｑ ＊として座標変換器１８に入力されると共に、高周波検出フィルタ１３にも入力されている。
なお、座標変換器１２，１８に入力されるｄｃ軸位置θｃは零に設定されている。
【００７０】
この実施形態の動作を説明すると、まず、第１回目の測定動作としてスイッチＳＷ１，ＳＷ２の上側をオンし、ｄｃ軸電流指令値ｉｄ ＊として正弦波状の高周波電流ｉｈ ＊を設定し、ｑｃ軸電流指令値ｉｑ ＊として零を設定する。
ｄ軸電流調節器２２ｄはｉｄ ＊とｄｃ軸電流ｉｄｃとの偏差を増幅してｄｃ軸電圧指令値ｖｄ ＊を演算する。ｑ軸電流調節器２２ｑはｉｑ ＊とｑｃ軸電流ｉｑｃとの偏差を増幅してｑｃ軸電圧指令値ｖｑ ＊を演算する。
【００７１】
高周波検出フィルタ１３は、ｖｄ ＊，ｖｑ ＊からｉｈ ＊と同じ周波数成分の交流電圧Ｖｄｈ，Ｖｑｈを検出する。平均化演算器１４ｄ，１４ｑはＶｄｈ，Ｖｑｈの平均値をそれぞれ演算し、これらの演算結果は上側がオンになっているスイッチＳＷ３，ＳＷ４を介しＶｄｈ１，Ｖｑｈ１としてそれぞれメモリ１５ｄ１，１５ｑ１に格納される。
【００７２】
次に、第２回目の測定動作として、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４の下側をオンし、ｉｄ ＊を零、ｉｑ ＊をｉｈ ＊に設定する。
そして、第１回目と同様の動作により、平均化演算器１４ｄ，１４ｑによる演算結果は、下側がオンになっているスイッチＳＷ３，ＳＷ４を介しＶｄｈ２，Ｖｑｈ２としてそれぞれメモリ１５ｄ２，１５ｑ２に格納される。
【００７３】
インダクタンス演算器１６は、メモリ１５ｄ１、メモリ１５ｑ１、メモリ１５ｄ２及びメモリ１５ｑ２にそれぞれ格納されたＶｄｈ１，Ｖｑｈ１，Ｖｄｈ２，Ｖｑｈ２とｉｈ ＊の値を用い、数式１８、数式１９、数式２１〜数式２５を演算する。そして、前述したように数式２３〜数式２５のうちの２つの数式の和または差を求めて直軸インダクタンスＬｄ及び横軸インダクタンスＬｑを演算する。
【００７４】
次いで、請求項４に記載した発明の実施形態である第４実施形態を説明する。
この実施形態は、電流ベクトルの角度を電気角で４５°変えて２回通流したときの交流電圧から直軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを測定するものである。
第１回目の測定動作として、第３実施形態と同様に、ｄｃ軸方向に交流電流を通流する。このときの交流電流は、請求項４における第１の交流電流に相当する。具体的には、数式１７に示した電流を通流する。このときの交流電圧は、先に述べたように数式１８，数式１９となる。
【００７５】
次に、第２回目の測定動作としてｄｃ軸とｑｃ軸とを１回目の交流電流通流時から４５°進ませてから、ｄｃ軸方向に交流電流を通流する。このときの交流電流は、請求項４における第２の交流電流に相当する。
ｄｃ軸とｑｃ軸の交流電圧のcos成分は、それぞれ数式２６，数式２７のようになる。
【００７６】
【数２６】
【００７７】
【数２７】
【００７８】
なお、数式２６，数式２７において、
Ｖｄｈ２：ｄｃ軸交流電圧の振幅（０−peak）（２回目）
Ｖｑｈ２：ｑｃ軸交流電圧の振幅（０−peak）（２回目）
である。
ここで、数式１８、数式２７から数式２８が得られ、または、数式１９、数式２６から数式２９が得られる。
【００７９】
【数２８】
【００８０】
【数２９】
【００８１】
また、数式１９、数式２７から数式３０が得られる。ただし、Ｌｑ＞Ｌｄである。
【００８２】
【数３０】
【００８３】
上記より、直軸インダクタンスＬｄは数式２８と数式３０との差、または、数式２９と数式３０との差から演算することができる。一方、横軸インダクタンスＬｑは数式２８と数式３０との和、または、数式２９と数式３０との和から演算することができる。
【００８４】
図４は本実施形態の制御ブロック図を示すものであり、第３実施形態と同一の構成要素には同一の符号を付してある。
この実施形態では、図３におけるスイッチＳＷ１，ＳＷ２が除去され、交流電流ｉｈ ＊がそのままｉｄ ＊として加算器２１ｄに入力され、ｉｑ ＊として零が加算器２１ｑに入力されている。また、スイッチＳＷ３，ＳＷ４に連動するスイッチＳＷ５が設けられており、ｄｃ軸位置θｃとして零または４５°がスイッチＳＷ５によって選択された上、座標変換器１２，１８に入力されるようになっている。
【００８５】
次に、本実施形態の動作を説明する。
第１回目の測定動作として、スイッチＳＷ５の上側をオンし、ｄｃ軸位置θｃを零に設定する。発振器２０は正弦波状の高周波電流ｉｈ ＊を出力し、これをｄｃ軸電流指令値ｉｄ ＊として設定すると共に、ｑｃ軸電流指令値ｉｑ ＊として零を設定する。
前記同様に、ｄ軸電流調節器２２ｄ及びｑ軸電流調節器２２ｑから出力されるｄｃ軸電圧指令値ｖｄ ＊及びｑｃ軸電圧指令値ｖｑ ＊は、高周波検出フィルタ１３に入力され、高周波成分Ｖｄｈ，Ｖｑｈが平均化演算器１４ｄ，１４ｑを介し上側がオンであるスイッチＳＷ３，ＳＷ４経由でメモリ１５ｄ１，１５ｑ１に格納される。
【００８６】
次いで、２回目の測定動作としてスイッチＳＷ５の下側をオンし、ｄｃ軸位置θｃを４５°動かして電流ベクトルの方向を４５°ずらす。スイッチＳＷ５に連動するスイッチＳＷ３，ＳＷ４も下側がオンになるので、平均化演算器１４ｄ，１４ｑの演算結果はスイッチＳＷ３，ＳＷ４を介してメモリ１５ｄ２，１５ｑ２に格納される。
【００８７】
インダクタンス演算器１６は、メモリ１５ｄ１、メモリ１５ｑ１、メモリ１５ｄ２、メモリ１５ｑ２にそれぞれ格納されたＶｄｈ１，Ｖｑｈ１，Ｖｄｈ２，Ｖｑｈ２及びｉｈ ＊を用い、数式１８、数式１９、数式２６〜数式３０を演算する。そして、前述したように数式２８〜数式３０のうちの２つの数式の和または差を求めて直軸インダクタンスＬｄ及び横軸インダクタンスＬｑを演算する。
【００８８】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、センサレス制御時のように回転子の磁極位置が分からない場合でも、回転子に突極性のある埋込磁石形の永久磁石同期電動機やリラクタンスモータ等の同期電動機の直軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを容易に測定することができる。特に、パルス電圧を使った測定の場合に必要であった電流が零に減衰するまでの待ち時間が不要になるので、測定時間を短縮できるという効果もある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示す制御ブロック図である。
【図２】本発明の第２実施形態を示す制御ブロック図である。
【図３】本発明の第３実施形態を示す制御ブロック図である。
【図４】本発明の第４実施形態を示す制御ブロック図である。
【図５】座標軸の定義を説明する図である。
【図６】インダクタンスと交流電流との関係を示す波形図である。
【符号の説明】
１１ 電流検出器
１２，１８ 座標変換器
１３ 高周波検出フィルタ
１４ｄ，１４ｑ 平均化演算器
１５ｄ１，１５ｄ２，１５ｑ１，１５ｑ２ メモリ
１６ インダクタンス演算器
１７，２０ 発振器
１９ ＰＷＭ変調器
２１ｄ，２１ｑ 加算器
２２ｄ ｄ軸電流調節器
２２ｑ ｑ軸電流調節器
３０ 電力変換器
４０ 埋込磁石形同期電動機（ＩＰＭモータ）
【発明の属する技術分野】
本発明は同期電動機の制御装置に関し、詳しくは、エンコーダやレゾルバなどの磁極位置検出器によって電動機の磁極位置を検出しないで永久磁石同期電動機等の速度やトルクを制御する、いわゆる位置センサレス同期電動機の制御装置において、電動機のインダクタンスを自動測定する技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
永久磁石同期電動機の速度やトルクを高性能に制御するには、一般には電動機の回転子の磁極位置を検出する位置検出器を電動機に取り付ける必要がある。しかるに、上記検出器は一般に高価で、また電動機の構造や設置環境の点から位置検出器を取り付けられない場合がある。
この問題を解決するため、磁極位置を電動機の電圧や電流などから電気的に演算で求める方法、いわゆるセンサレス制御が研究されている。
【０００３】
センサレス制御においては、同期電動機の電機子巻線のインダクタンスが回転子の磁極位置によって相対的に変化することに基づき、同期電動機のインダクタンスを演算により求めて磁極位置を推定する方法が、例えば第１の公知文献である電学論Ｄ，１１０巻１１号，平成２年，Ｐ．１１９３〜１２００に「永久磁石界磁同期電動機の回転子位置と速度のセンサレス検出の一方法」（渡辺氏ほか）に記載されている。
【０００４】
また、インダクタンスの自動測定法としては、第２の公知文献である電学論Ｄ，１１９巻１０号，平成１１年，Ｐ．１１８４〜１１９１に「センサレスＰＭＳＭのパラメータ計測法」（竹下氏ほか）が知られている。
上記第２の公知文献による方法は、電機子巻線のｕ相方向、ｖ相方向、及び、ｗ相方向にパルス電圧を印加し、このときの電流値からインダクタンスを演算するもので、回転子に突極性がある埋込磁石形の永久磁石同期電動機やリラクタンスモータのインダクタンス測定に適しており、また、回転子の磁極位置が分からない状態からも回転子を動かすことなくインダクタンス測定ができる等の特徴を持つ優れた方式である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
前記竹下氏らの方式を実用化しようとすると、電流検出器のノイズの影響を除くため、測定を複数回行って平均演算を行う必要がある。しかし、パルス電圧印加時に流れた電流が零に減衰するまでの間、次のパルス電圧を印加できないので測定に時間がかかる。
そこで本発明は、同期電動機のいわゆるセンサレス制御を行うに当たり、電動機のインダクタンス測定を効率よく短時間で行うことができる同期電動機の制御装置を提供しようとするものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、同期電動機の制御装置において、
電動機の電機子電流及び端子電圧をベクトルとしてとらえ、
電力変換器に与える電圧指令値を得るために任意の一定方向に交番する第１の交流電圧を指令値として選択する手段と、
電力変換器に与える電圧指令値を得るために第１の交流電圧に対し電気角で９０°ずれた一定方向に交番する第２の交流電圧を指令値として選択する手段と、
▲１▼第１の交流電圧を選択している時の当該電圧と同一方向かつ同一周波数の交流電流、
▲２▼第１の交流電圧を選択している時の当該電圧と直交方向かつ同一周波数の交流電流、
▲３▼第２の交流電圧を選択している時の当該電圧と同一方向かつ同一周波数の交流電流、
▲４▼第２の交流電圧を選択している時の当該電圧と直交方向かつ同一周波数の交流電流、
の中から少なくとも３つの交流電流と、第１の交流電圧及び第２の交流電圧とを用いて電動機の電機子巻線の直軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを演算する手段と、を備えたものである。
【０００７】
請求項２に記載した発明は、同期電動機の制御装置において、
電動機の電機子電流及び端子電圧をベクトルとしてとらえ、
電力変換器に与える電圧指令値を得るために任意の一定方向に交番する第１の交流電圧を指令値として選択する手段と、
電力変換器に与える電圧指令値を得るために第１の交流電圧に対し電気角で４５°ずれた一定方向に交番する第２の交流電圧を指令値として選択する手段と、
▲１▼第１の交流電圧を選択している時の当該電圧と同一方向かつ同一周波数の交流電流、
▲２▼第１の交流電圧を選択している時の当該電圧と直交方向かつ同一周波数の交流電流、
▲３▼第２の交流電圧を選択している時の当該電圧と同一方向かつ同一周波数の交流電流、
▲４▼第２の交流電圧を選択している時の当該電圧と直交方向かつ同一周波数の交流電流、
の中から少なくとも３つの交流電流と、第１の交流電圧及び第２の交流電圧とを用いて電動機の電機子巻線の直軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを演算する手段と、を備えたものである。
【０００８】
請求項３に記載した発明は、同期電動機の制御装置において、
電動機の電機子電流及び端子電圧をベクトルとしてとらえ、
電力変換器に与える電圧指令値を得るために任意の一定方向に交番する第１の交流電流を指令値として選択する手段と、
電力変換器に与える電圧指令値を得るために第１の交流電流に対し電気角で９０°ずれた一定方向に交番する第２の交流電流を指令値として選択する手段と、
▲１▼第１の交流電流を選択している時の当該電流と同一方向かつ同一周波数の交流電圧、
▲２▼第１の交流電流を選択している時の当該電流と直交方向かつ同一周波数の交流電圧、
▲３▼第２の交流電流を選択している時の当該電流と同一方向かつ同一周波数の交流電圧、
▲４▼第２の交流電流を選択している時の当該電流と直交方向かつ同一周波数の交流電圧、
の中から少なくとも３つの交流電圧と、第１の交流電流及び第２の交流電流とを用いて電動機の電機子巻線の直軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを演算する手段と、を備えたものである。
【０００９】
請求項４に記載した発明は、同期電動機の制御装置において、
電動機の電機子電流及び端子電圧をベクトルとしてとらえ、
電力変換器に与える電圧指令値を得るために任意の一定方向に交番する第１の交流電流を指令値として選択する手段と、
電力変換器に与える電圧指令値を得るために第１の交流電流に対し電気角で４５°ずれた一定方向に交番する第２の交流電流を指令値として選択する手段と、
▲１▼第１の交流電流を選択している時の当該電流と同一方向かつ同一周波数の交流電圧、
▲２▼第１の交流電流を選択している時の当該電流と直交方向かつ同一周波数の交流電圧、
▲３▼第２の交流電流を選択している時の当該電流と同一方向かつ同一周波数の交流電圧、
▲４▼第２の交流電流を選択している時の当該電流と直交方向かつ同一周波数の交流電圧、
の中から少なくとも３つの交流電圧と、第１の交流電流及び第２の交流電流とを用いて電動機の電機子巻線の直軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを演算する手段と、を備えたものである。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、請求項１に記載した発明の実施形態である第１実施形態について、その原理を説明する。
図５に座標軸の定義を示す。ｄ軸は回転子磁極方向、ｑ軸はｄ軸と直交方向に定義する。ｄｃ軸は任意の方向に定義し、ｑｃ軸はｄｃ軸に対して直交方向に定義する。Δθはｄｃ軸とｄ軸との角度差である。
【００１１】
図６に、Δθを横軸にとったときのｄｃ軸方向のインダクタンス（以下、ｄｃ軸インダクタンスという）とｄｃ軸方向に流れる交流電流（以下、ｄｃ軸交流電流という）の振幅とを併せて示す。
電動機のインダクタンスはΔθの２倍周期で変化する関数であり、最小値が直軸インダクタンスＬｄ、最大値が横軸インダクタンスＬｑである。一方、ｄｃ軸交流電流の振幅もΔθの２倍周期で変化する関数であり、最大値をｉｄｈｍａｘ、最小値をｉｄｈｍｉｎ、平均値をＩ０、Δθに依存した脈動の振幅をI２と定義する。
ここで、直軸インダクタンスＬｄと横軸インダクタンスＬｑは、ｉｄｈｍａｘ，ｉｄｈｍｉｎ、及び、電動機に印加した交流電圧から計算することができる。
【００１２】
上記ｉｄｈｍａｘ，ｉｄｈｍｉｎを求める方法としては、ｄｃ軸方向に交流電圧を印加しながらｄｃ軸交流電流を測定し、ｄｃ軸をゆっくりと回転させて１８０°（電気角、以下についても同様）以上回転した期間のｄｃ軸交流電流の最大値からｉｄｈｍａｘを求め、ｄｃ軸交流電流の最小値からｉｄｈｍｉｎを求める方法がある。しかし、この方法は測定に時間がかかる欠点がある。
そこで、請求項１の発明では、電動機に印加する電圧ベクトルの方向を電気角で９０°ずらして回印加し、このときの交流電流からｉｄｈｍａｘ，ｉｄｈｍｉｎを演算することにより測定時間の短縮を図る。
【００１３】
第１回目の測定動作として、任意の座標軸であるｄｃ軸方向に矩形波状の交流電圧を印加する。この交流電圧は、請求項１における第１の交流電圧に相当する。このとき、ｄｃ軸とｑｃ軸方向に流れる交流電流の振幅ｉｄｈ１，ｉｑｈ１は、数式１，数式２により表される。
【００１４】
【数１】
【数２】
なお、数式１，数式２における諸量は以下の通りである。
Ｌｄ：直軸インダクタンス、Ｌｑ：横軸インダクタンス
Ｔｖｈ：交流電圧ｖｈ ＊の周期、Ｖh：交流電圧ｖｈ ＊の振幅（０−peak）
ｉｄｈ１：ｄｃ軸交流電流の振幅（０−peak）（１回目）
ｉｑｈ１：ｑｃ軸交流電流の振幅（０−peak）（１回目）
【００１７】
次に、ｄｃ軸方向の電圧を零に制御し、ｄｃ軸に対して９０°異なるｑｃ軸方向に矩形波の交流電圧を印加する。この交流電圧は、請求項１における第２の交流電圧に相当する。
このとき、ｄｃ軸とｑｃ軸方向に流れる交流電流ｉｄｈ２，ｉｑｈ２は、数式３，数式４により表される。
【００１８】
【数３】
【数４】
また、図６におけるＩ０は、数式１と数式４との平均により、次式によって演算することができる。
【００２１】
【数５】
一方、図６におけるＩ２は、数式６または数式７によって演算することができる。
【００２３】
【数６】
【数７】
従って、ｉｄｈｍａｘ，ｉｄｈｍｉｎは、Ｉ０とＩ２から数式８，数式９によって容易に演算することができる。
【００２６】
【数８】
ｉｄｈｍａｘ＝Ｉ０＋Ｉ２
【００２７】
【数９】
ｉｄｈｍｉｎ＝Ｉ０−Ｉ２
【００２８】
これらの数式８，数式９を用いて、直軸インダクタンスＬｄ及び横軸インダクタンスＬｑは数式１０，数式１１により演算する。
【００２９】
【数１０】
【数１１】
図１は、第１実施形態の制御ブロック図を示している。
図１において、３０はインバータ等の電力変換器、４０は永久磁石同期電動機としての埋込磁石形同期電動機（ＩＰＭモータ）、１１は電動機４０の電機子に流れるｕ相電流ｉｕ，ｗ相電流ｉｗを検出する電流検出器、１２はこれらの電流を図５に示したｄｃ−ｑｃ直交座標軸上のｄｃ軸交流電流ｉｄｃ，ｑｃ軸交流電流ｉｑｃに変換する座標変換器、１３は各電流ｉｄｃ，ｉｑｃの高周波成分ｉｄｈ，ｉｑｈを検出する高周波検出フィルタ、１４ｄ，１４ｑは平均化演算器、ＳＷ３，ＳＷ４はスイッチＳＷ１，ＳＷ２と共に連動するスイッチ、１５ｄ１，１５ｄ２，１５ｑ１，１５ｑ２はスイッチＳＷ３，ＳＷ４からの出力信号ｉｄｈ１，ｉｑｈ１，ｉｄｈ２，ｉｑｈ２を記憶するメモリ、１６は発振器１７から出力される矩形波状の高周波交流電圧ｖｈ ＊と前記ｉｄｈ１，ｉｑｈ１，ｉｄｈ２，ｉｑｈ２とに基づいて電動機４０の直軸インダクタンスＬｄ、横軸インダクタンスＬｑを演算するインダクタンス演算器、ＳＷ１，ＳＷ２はスイッチＳＷ３，ＳＷ４に連動して動作し、前記交流電圧ｖｈ ＊と“０”とを切り替えてｄｃ軸電圧指令値ｖｄ ＊、ｑｃ軸電圧指令値ｖｑ ＊として出力するスイッチ、１８は各電圧指令値ｖｄ ＊，ｖｑ ＊を三相の電圧指令値ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊に変換する座標変換器、１９は電圧指令値ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊をキャリア波形と比較して電力変換器３０の各相のスイッチング素子に対するＰＷＭ信号（駆動信号）を生成するＰＷＭ変調器である。
【００３２】
この実施形態の動作を説明すると、まず、ｄｃ軸位置θｃに零を設定する。
第１回目の測定動作としてスイッチＳＷ１，ＳＷ２の上側をオンし、ｄｃ軸電圧指令値ｖｄ ＊としてｖh ＊を設定し、ｑｃ軸電圧指令値ｖｑ ＊として零を設定する。このとき、発振器１７は矩形波状の高周波交流電圧ｖh ＊を出力している。
【００３３】
座標変換器１８は、ｄｃ軸位置θｃに従ってｖｄ ＊，ｖｑ ＊を三相電圧指令値ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊に座標変換する。ＰＷＭ変調器１９は、ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊とキャリア波形とを比較するＰＷＭ動作により電力変換器３０に対する駆動信号を演算し、これによって電動機４０の端子電圧を所望の値に制御する。
【００３４】
電流検出器１１はｕ相電流ｉｕとｗ相電流ｉｗを検出し、座標変換器１２はｉｕ，ｉｗ及びθｃからｄｃ軸電流ｉｄｃとｑｃ軸電流ｉｑｃとを演算する。高周波検出フィルタ１３は、ｉｄｃ，ｉｑｃを高周波交流電圧ｖｈ ＊により同期整流してｖｈ ＊と同一周波数成分の交流電流ｉｄｈ，ｉｑｈを検出する。
平均化演算器１４ｄ，１４ｑは、ｉｄｈ，ｉｑｈの平均値をそれぞれ演算する。このとき、スイッチＳＷ１，ＳＷ２に連動しているスイッチＳＷ３，ＳＷ４は何れも上側がオンになっているので、平均化演算器１４ｄ，１４ｑによる演算結果はそれぞれメモリ１５ｄ１，１５ｑ１に格納される。
【００３５】
次に、第２回目の測定動作としてスイッチＳＷ１〜ＳＷ４の下側をオンし、座標変換器１８に入力されるｖｄ ＊に零を設定すると共に、ｖｑ ＊としてｖｈ ＊を設定して前記同様の動作を行い、この時の平均化演算器１４ｄ，１４ｑによる演算結果をそれぞれメモリ１５ｄ２，１５ｑ２に格納する。
【００３６】
この状態で、メモリ１５ｄ１，１５ｑ１，１５ｄ２，１５ｑ２にそれぞれ格納されたｉｄｈ１，ｉｑｈ１，ｉｄｈ２，ｉｑｈ２及びｖｈ ＊を用いて、インダクタンス演算器１６は、前記数式５によりＩ０を求め、数式６または数式７によりＩ２を求める。更に、数式８、数式９によりｉｄｈｍａｘ，ｉｄｈｍｉｎを求め、数式１０、数式１１により直軸インダクタンスＬｄ、横軸インダクタンスＬｑを演算する。
【００３７】
次いで、請求項２に記載した発明の実施形態である第２実施形態を説明する。
この実施形態は、電圧ベクトルの方向を電気角で４５°ずらして２回印加したときの電流情報からｉｄｈｍａｘ，ｉｄｈｍｉｎを演算することにより、直軸インダクタンスＬｄ及び横軸インダクタンスＬｑを演算するものである。
【００３８】
第１回目の測定動作として、第１実施形態と同様に、ｄｃ軸方向に矩形波の交流電圧ｖｈ ＊を印加する。この交流電圧は、請求項１における第１の交流電圧に相当する。このとき、前述の数式１、数式２に示す電流ｉｄｈ１，ｉｑｈ１が流れる。
次に、ｄｃ軸とｑｃ軸を１回目の交流電圧印加時から４５°進ませて交流電圧ｖｈ ＊をｄｃ軸方向に印加する。この交流電圧は、請求項１における第２の交流電圧に相当する。このとき、ｄｃ軸とｑｃ軸に流れる交流電流の振幅ｉｄｈ２，ｉｑｈ２は、数式１２，数式１３のようになる。
【００３９】
【数１２】
【数１３】
なお、数式１２，数式１３において、
ｉｄｈ２：ｄｃ軸交流電流の振幅（０−peak）（２回目）
ｉｑｈ２：ｑｃ軸交流電流の振幅（０−peak）（２回目）
である。
【００４２】
Ｉ０は、数式１４に示すように数式１と数式１３とから、または、数式１５に示すように数式２と数式１２とから演算することができる。
【００４３】
【数１４】
Ｉｏ＝ｉｄｈ１＋ｉｑｈ２
【００４４】
【数１５】
Ｉｏ＝−ｉｑｈ１＋ｉｄｈ２
【００４５】
一方、図６におけるＩ２は、数式２及び数式１３から次式によって演算することができる。
【００４６】
【数１６】
Ｉ２＝√（ｉｑｈ１ ２＋ｉｑｈ２ ２）
【００４７】
以上により、数式１４または数式１５、数式１６の演算結果、及び、数式８〜数式１１から、直軸インダクタンスＬｄ及び横軸インダクタンスＬｑを演算することができる。
【００４８】
図２は本実施形態の制御ブロック図であり、図１と同一の構成要素には同一の符号を付してある。
この実施形態では、図１におけるスイッチＳＷ１，ＳＷ２が除去され、交流電圧ｖｈ ＊がそのままｖｄ ＊として座標変換器１８に入力され、ｖｑ ＊としては零が入力されている。また、スイッチＳＷ３，ＳＷ４に連動するスイッチＳＷ５が設けられており、ｄｃ軸位置θｃとして零または４５°がスイッチＳＷ５によって選択された上、座標変換器１２，１８に入力されるようになっている。
【００４９】
以下、この実施形態の動作を説明すると、第１回目の測定動作として、スイッチＳＷ５の上側をオンし、ｄｃ軸位置θｃを零に設定する。発振器１７は矩形波状の高周波交流電圧ｖｈ ＊を出力し、ｄｃ軸電圧指令値ｖｄ ＊としてｖｈ ＊、ｑｃ軸電圧指令値ｖｑ ＊として零が設定される。このときの交流電圧ｖｈ ＊は、請求項２における第１の交流電圧に相当する。
この状態で図１の実施形態と同様の動作により、電動機４０のｕ相電流ｉｕ、ｗ相電流ｉｗを座標変換器１２により座標変換してｉｄｃ，ｉｑｃを求め、高周波フィルタ１３、平均化演算器１４ｄ，１４ｑを介して上側がオンになっているスイッチＳＷ３，ＳＷ４経由でメモリ１５ｄ１，１５ｑ１にそれぞれ格納する。
【００５０】
次に、第２回目の測定動作として、スイッチＳＷ５の下側をオンし、ｄｃ軸位置θｃを４５°に設定することによりｄｃ軸を４５°動かして電圧ベクトルの方向を４５°ずらす。このときの交流電圧ｖｈ ＊は、請求項２における第２の交流電圧に相当する。これと同時にスイッチＳＷ３，ＳＷ４も下側がオンになり、平均化演算器１４ｄ，１４ｑの演算結果はそれぞれメモリ１５ｄ２，１５ｑ２に格納される。
インダクタンス演算器１６は、メモリ１５ｄ１，１５ｑ１，１５ｄ２，１５ｑ２の内容、及びｖｈ ＊に基づいて、数式１４〜数式１６と数式８〜数式１１とを用いて直軸インダクタンスＬｄ及び横軸インダクタンスＬｑを演算する。
【００５１】
次いで、請求項３に記載した発明の実施形態である第３実施形態を説明する。
前述した第１実施形態及び第２実施形態は、交流電圧を印加したときの交流電流からインダクタンスを測定する方法であるが、第３実施形態は、これとは逆に交流電流を通流したときの交流電圧からインダクタンスを測定するものである。すなわち、本実施形態では電流ベクトルの方向を電気角で９０°ずらして２回通流し、このときの交流電圧から直軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを演算する。
【００５２】
第１回目の測定動作として、最初に任意の座標軸であるｄｃ軸方向に交流電流を通流する。このときの交流電流は、請求項３における第１の交流電流に相当する。
具体的には、ｄｃ軸電流ｉｄｃとｑｃ軸電流ｉｑｃを数式１７のように制御する。
【００５３】
【数１７】
ｉｄｃ＝Ｉsinωｔ,
ｉｑｃ＝０
【００５４】
このとき、ｄｃ軸とｑｃ軸の交流電圧のcos成分は、それぞれ数式１８，数式１９によって表される。
【００５５】
【数１８】
【数１９】
なお、数式１８，数式１９において、
Ｖｄｈ１：ｄｃ軸交流電圧の振幅（０−peak）（１回目）
Ｖｑｈ１：ｑｃ軸交流電圧の振幅（０−peak）（１回目）
である。
次に、２回目の測定動作として、ｄｃ軸に直交するｑｃ軸方向に交流電流を通流する。このときの交流電流は、請求項３における第２の交流電流に相当する。
具体的には、ｄｃ軸電流ｉｄｃとｑｃ軸電流ｉｑｃを数式２０のように制御する。
【００５８】
【数２０】
ｉｄｃ＝０，
ｉｑｃ＝Ｉsinωｔ
【００５９】
このとき、ｄｃ軸とｑｃ軸の交流電圧のcos成分は、それぞれ数式２１，数式２２によって表される。
【００６０】
【数２１】
【数２２】
なお、数式２１，数式２２において、
Ｖｄｈ２：ｄｃ軸交流電圧の振幅（０−peak）（２回目）
Ｖｑｈ２：ｑｃ軸交流電圧の振幅（０−peak）（２回目）
である。
ここで、数式１８、数式２２から、次式が得られる。
【００６３】
【数２３】
また、数式１８、数式１９、数式２２から数式２４が得られ、または、数式１８、数式２１、数式２２から数式２５が得られる。ただし、Ｌｑ＞Ｌｄである。
【００６５】
【数２４】
【数２５】
上記より、直軸インダクタンスＬｄは数式２３と数式２４との差、または、数式２３と数式２５との差から演算することができる。
一方、横軸インダクタンスＬｑは数式２３と数式２４との和、または、数式２３と数式２５との和から演算することができる。
【００６８】
図３は本実施形態を示す制御ブロック図であり、第１，第２実施形態と同一の構成要素には同一の符号を付してある。
この実施形態では、高周波の正弦波の交流電流ｉｈ ＊を出力する発振器２０が設けられ、その出力側にスイッチＳＷ３，ＳＷ４と連動するスイッチＳＷ１，ＳＷ２が設けられている。スイッチＳＷ１，ＳＷ２はｉｈ ＊と零とを切り替え可能であり、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の出力信号は、ｄｃ軸電流指令値ｉｄ ＊、ｑｃ軸電流指令値ｉｑ ＊として加算器２１ｄ，２１ｑにそれぞれ入力されている。また、これらの加算器２１ｄ，２１ｑには座標変換器１２の出力であるｄｃ軸電流ｉｄｃ、ｑｃ軸電流ｉｑｃも図示の符号で入力されている。
【００６９】
更に、加算器２１ｄ，２１ｑから出力されるｄｃ軸電流偏差とｑｃ軸電流偏差がそれぞれｄ軸電流調節器２２ｄ、ｑ軸電流調節器２２ｑに入力され、その出力がそれぞれｄｃ軸電圧指令値ｖｄ ＊、ｑｃ軸電圧指令値ｖｑ ＊として座標変換器１８に入力されると共に、高周波検出フィルタ１３にも入力されている。
なお、座標変換器１２，１８に入力されるｄｃ軸位置θｃは零に設定されている。
【００７０】
この実施形態の動作を説明すると、まず、第１回目の測定動作としてスイッチＳＷ１，ＳＷ２の上側をオンし、ｄｃ軸電流指令値ｉｄ ＊として正弦波状の高周波電流ｉｈ ＊を設定し、ｑｃ軸電流指令値ｉｑ ＊として零を設定する。
ｄ軸電流調節器２２ｄはｉｄ ＊とｄｃ軸電流ｉｄｃとの偏差を増幅してｄｃ軸電圧指令値ｖｄ ＊を演算する。ｑ軸電流調節器２２ｑはｉｑ ＊とｑｃ軸電流ｉｑｃとの偏差を増幅してｑｃ軸電圧指令値ｖｑ ＊を演算する。
【００７１】
高周波検出フィルタ１３は、ｖｄ ＊，ｖｑ ＊からｉｈ ＊と同じ周波数成分の交流電圧Ｖｄｈ，Ｖｑｈを検出する。平均化演算器１４ｄ，１４ｑはＶｄｈ，Ｖｑｈの平均値をそれぞれ演算し、これらの演算結果は上側がオンになっているスイッチＳＷ３，ＳＷ４を介しＶｄｈ１，Ｖｑｈ１としてそれぞれメモリ１５ｄ１，１５ｑ１に格納される。
【００７２】
次に、第２回目の測定動作として、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４の下側をオンし、ｉｄ ＊を零、ｉｑ ＊をｉｈ ＊に設定する。
そして、第１回目と同様の動作により、平均化演算器１４ｄ，１４ｑによる演算結果は、下側がオンになっているスイッチＳＷ３，ＳＷ４を介しＶｄｈ２，Ｖｑｈ２としてそれぞれメモリ１５ｄ２，１５ｑ２に格納される。
【００７３】
インダクタンス演算器１６は、メモリ１５ｄ１、メモリ１５ｑ１、メモリ１５ｄ２及びメモリ１５ｑ２にそれぞれ格納されたＶｄｈ１，Ｖｑｈ１，Ｖｄｈ２，Ｖｑｈ２とｉｈ ＊の値を用い、数式１８、数式１９、数式２１〜数式２５を演算する。そして、前述したように数式２３〜数式２５のうちの２つの数式の和または差を求めて直軸インダクタンスＬｄ及び横軸インダクタンスＬｑを演算する。
【００７４】
次いで、請求項４に記載した発明の実施形態である第４実施形態を説明する。
この実施形態は、電流ベクトルの角度を電気角で４５°変えて２回通流したときの交流電圧から直軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを測定するものである。
第１回目の測定動作として、第３実施形態と同様に、ｄｃ軸方向に交流電流を通流する。このときの交流電流は、請求項４における第１の交流電流に相当する。具体的には、数式１７に示した電流を通流する。このときの交流電圧は、先に述べたように数式１８，数式１９となる。
【００７５】
次に、第２回目の測定動作としてｄｃ軸とｑｃ軸とを１回目の交流電流通流時から４５°進ませてから、ｄｃ軸方向に交流電流を通流する。このときの交流電流は、請求項４における第２の交流電流に相当する。
ｄｃ軸とｑｃ軸の交流電圧のcos成分は、それぞれ数式２６，数式２７のようになる。
【００７６】
【数２６】
【数２７】
なお、数式２６，数式２７において、
Ｖｄｈ２：ｄｃ軸交流電圧の振幅（０−peak）（２回目）
Ｖｑｈ２：ｑｃ軸交流電圧の振幅（０−peak）（２回目）
である。
ここで、数式１８、数式２７から数式２８が得られ、または、数式１９、数式２６から数式２９が得られる。
【００７９】
【数２８】
【数２９】
また、数式１９、数式２７から数式３０が得られる。ただし、Ｌｑ＞Ｌｄである。
【００８２】
【数３０】
上記より、直軸インダクタンスＬｄは数式２８と数式３０との差、または、数式２９と数式３０との差から演算することができる。一方、横軸インダクタンスＬｑは数式２８と数式３０との和、または、数式２９と数式３０との和から演算することができる。
【００８４】
図４は本実施形態の制御ブロック図を示すものであり、第３実施形態と同一の構成要素には同一の符号を付してある。
この実施形態では、図３におけるスイッチＳＷ１，ＳＷ２が除去され、交流電流ｉｈ ＊がそのままｉｄ ＊として加算器２１ｄに入力され、ｉｑ ＊として零が加算器２１ｑに入力されている。また、スイッチＳＷ３，ＳＷ４に連動するスイッチＳＷ５が設けられており、ｄｃ軸位置θｃとして零または４５°がスイッチＳＷ５によって選択された上、座標変換器１２，１８に入力されるようになっている。
【００８５】
次に、本実施形態の動作を説明する。
第１回目の測定動作として、スイッチＳＷ５の上側をオンし、ｄｃ軸位置θｃを零に設定する。発振器２０は正弦波状の高周波電流ｉｈ ＊を出力し、これをｄｃ軸電流指令値ｉｄ ＊として設定すると共に、ｑｃ軸電流指令値ｉｑ ＊として零を設定する。
前記同様に、ｄ軸電流調節器２２ｄ及びｑ軸電流調節器２２ｑから出力されるｄｃ軸電圧指令値ｖｄ ＊及びｑｃ軸電圧指令値ｖｑ ＊は、高周波検出フィルタ１３に入力され、高周波成分Ｖｄｈ，Ｖｑｈが平均化演算器１４ｄ，１４ｑを介し上側がオンであるスイッチＳＷ３，ＳＷ４経由でメモリ１５ｄ１，１５ｑ１に格納される。
【００８６】
次いで、２回目の測定動作としてスイッチＳＷ５の下側をオンし、ｄｃ軸位置θｃを４５°動かして電流ベクトルの方向を４５°ずらす。スイッチＳＷ５に連動するスイッチＳＷ３，ＳＷ４も下側がオンになるので、平均化演算器１４ｄ，１４ｑの演算結果はスイッチＳＷ３，ＳＷ４を介してメモリ１５ｄ２，１５ｑ２に格納される。
【００８７】
インダクタンス演算器１６は、メモリ１５ｄ１、メモリ１５ｑ１、メモリ１５ｄ２、メモリ１５ｑ２にそれぞれ格納されたＶｄｈ１，Ｖｑｈ１，Ｖｄｈ２，Ｖｑｈ２及びｉｈ ＊を用い、数式１８、数式１９、数式２６〜数式３０を演算する。そして、前述したように数式２８〜数式３０のうちの２つの数式の和または差を求めて直軸インダクタンスＬｄ及び横軸インダクタンスＬｑを演算する。
【００８８】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、センサレス制御時のように回転子の磁極位置が分からない場合でも、回転子に突極性のある埋込磁石形の永久磁石同期電動機やリラクタンスモータ等の同期電動機の直軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを容易に測定することができる。特に、パルス電圧を使った測定の場合に必要であった電流が零に減衰するまでの待ち時間が不要になるので、測定時間を短縮できるという効果もある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示す制御ブロック図である。
【図２】本発明の第２実施形態を示す制御ブロック図である。
【図３】本発明の第３実施形態を示す制御ブロック図である。
【図４】本発明の第４実施形態を示す制御ブロック図である。
【図５】座標軸の定義を説明する図である。
【図６】インダクタンスと交流電流との関係を示す波形図である。
【符号の説明】
１１ 電流検出器
１２，１８ 座標変換器
１３ 高周波検出フィルタ
１４ｄ，１４ｑ 平均化演算器
１５ｄ１，１５ｄ２，１５ｑ１，１５ｑ２ メモリ
１６ インダクタンス演算器
１７，２０ 発振器
１９ ＰＷＭ変調器
２１ｄ，２１ｑ 加算器
２２ｄ ｄ軸電流調節器
２２ｑ ｑ軸電流調節器
３０ 電力変換器
４０ 埋込磁石形同期電動機（ＩＰＭモータ）
Claims (4)
- 同期電動機の制御装置において、
電動機の電機子電流及び端子電圧をベクトルとしてとらえ、
電力変換器に与える電圧指令値を得るために任意の一定方向に交番する第１の交流電圧を指令値として選択する手段と、
電力変換器に与える電圧指令値を得るために第１の交流電圧に対し電気角で９０°ずれた一定方向に交番する第２の交流電圧を指令値として選択する手段と、
▲１▼第１の交流電圧を選択している時の当該電圧と同一方向かつ同一周波数の交流電流、
▲２▼第１の交流電圧を選択している時の当該電圧と直交方向かつ同一周波数の交流電流、
▲３▼第２の交流電圧を選択している時の当該電圧と同一方向かつ同一周波数の交流電流、
▲４▼第２の交流電圧を選択している時の当該電圧と直交方向かつ同一周波数の交流電流、
の中から少なくとも３つの交流電流と、第１の交流電圧及び第２の交流電圧とを用いて電動機の電機子巻線の直軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを演算する手段と、
を備えたことを特徴とする同期電動機の制御装置。 - 同期電動機の制御装置において、
電動機の電機子電流及び端子電圧をベクトルとしてとらえ、
電力変換器に与える電圧指令値を得るために任意の一定方向に交番する第１の交流電圧を指令値として選択する手段と、
電力変換器に与える電圧指令値を得るために第１の交流電圧に対し電気角で４５°ずれた一定方向に交番する第２の交流電圧を指令値として選択する手段と、
▲１▼第１の交流電圧を選択している時の当該電圧と同一方向かつ同一周波数の交流電流、
▲２▼第１の交流電圧を選択している時の当該電圧と直交方向かつ同一周波数の交流電流、
▲３▼第２の交流電圧を選択している時の当該電圧と同一方向かつ同一周波数の交流電流、
▲４▼第２の交流電圧を選択している時の当該電圧と直交方向かつ同一周波数の交流電流、
の中から少なくとも３つの交流電流と、第１の交流電圧及び第２の交流電圧とを用いて電動機の電機子巻線の直軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを演算する手段と、
を備えたことを特徴とする同期電動機の制御装置。 - 同期電動機の制御装置において、
電動機の電機子電流及び端子電圧をベクトルとしてとらえ、
電力変換器に与える電圧指令値を得るために任意の一定方向に交番する第１の交流電流を指令値として選択する手段と、
電力変換器に与える電圧指令値を得るために第１の交流電流に対し電気角で９０°ずれた一定方向に交番する第２の交流電流を指令値として選択する手段と、
▲１▼第１の交流電流を選択している時の当該電流と同一方向かつ同一周波数の交流電圧、
▲２▼第１の交流電流を選択している時の当該電流と直交方向かつ同一周波数の交流電圧、
▲３▼第２の交流電流を選択している時の当該電流と同一方向かつ同一周波数の交流電圧、
▲４▼第２の交流電流を選択している時の当該電流と直交方向かつ同一周波数の交流電圧、
の中から少なくとも３つの交流電圧と、第１の交流電流及び第２の交流電流とを用いて電動機の電機子巻線の直軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを演算する手段と、
を備えたことを特徴とする同期電動機の制御装置。 - 同期電動機の制御装置において、
電動機の電機子電流及び端子電圧をベクトルとしてとらえ、
電力変換器に与える電圧指令値を得るために任意の一定方向に交番する第１の交流電流を指令値として選択する手段と、
電力変換器に与える電圧指令値を得るために第１の交流電流に対し電気角で４５°ずれた一定方向に交番する第２の交流電流を指令値として選択する手段と、
▲１▼第１の交流電流を選択している時の当該電流と同一方向かつ同一周波数の交流電圧、
▲２▼第１の交流電流を選択している時の当該電流と直交方向かつ同一周波数の交流電圧、
▲３▼第２の交流電流を選択している時の当該電流と同一方向かつ同一周波数の交流電圧、
▲４▼第２の交流電流を選択している時の当該電流と直交方向かつ同一周波数の交流電圧、
の中から少なくとも３つの交流電圧と、第１の交流電流及び第２の交流電流とを用いて電動機の電機子巻線の直軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを演算する手段と、
を備えたことを特徴とする同期電動機の制御装置。
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