JP4431021B2 - 無線通信機の波形等化器及び受信方法 - Google Patents

Description

本発明は無線通信機の伝搬路歪みを補償する波形等化器及び受信方法に関わり、特に受信信号のスロット間の不連続を補償する機能を有する波形等化器及び受信方法に関するものである。

デジタルの無線通信において、遅延を伴う多数の反射波によって生じる周波数選択性フェージングにより、受信信号が歪む問題があり、波形等化器によりこの歪みを補償する必要がある。
波形等化器の方式の中で、トランスバーサル等化器は比較的回路構成が簡単なため実現しやすく、広く用いられている。この波形等化器は、それ自身が持つフィルタ係数のトレーニングに、LMS (Least Mean Square: 最小2乗平均)アルゴリズムまたはRLS (Recursive Least Square: 再帰最小2乗)アルゴリズムが一般に用いられる。
LMSアルゴリズムは、処理が比較的簡単であるが、収束速度が遅いため、フィルタ係数のトレーニングに多くの既知シンボル（概ね数十シンボル）を必要とする。一方、RLSアルゴリズムは、収束速度が速い（概ね10シンボル程度で収束する）が、行列演算を浮動小数点演算で行う必要があり、LMSアルゴリズムに比べると演算のための回路規模が大きくなってしまう欠点がある。伝搬路特性の変動がLMSアルゴリズムの収束速度に比べて十分低速で、かつ受信信号に含まれる既知シンボルの長さがLMSアルゴリズムの収束時間に比べて十分長ければ、LMSアルゴリズムが利用可能である。

送信機と受信機が一定の場所に設置される固定無線通信では、伝搬路特性変動が低速なため、フィルタ係数のトレーニングに用いる既知シンボルの長さが十分あれば、LMSアルゴリズムを利用できる。例えば以下に説明する非特許文献１のシステムは、固定通信に用いられ、伝送スロット中に64シンボルの既知シンボルがあるため、LMSアルゴリズムが利用できる。

以下、LMSアルゴリズムを利用したトランスバーサル等化器を組込んだ受信機について、デジタル固定無線通信のシステムである、市町村デジタル同報通信システム(ARIB STD-T86)を例に説明する。
図9はこのシステムのフレーム構成を示した図である。このシステムでは、信号をフレーム（1フレーム=80ms）で区切り、更に1フレームを6個のスロット（1スロット=80ms/6=13.33ms）で区切り、1スロットが信号の最小単位となり、フレームの先頭からスロット0、スロット1、…、スロット5とする。図3は、このシステムの1スロットのデータフォーマットを示す図であり、制御用物理チャネル、通信用物理チャネル、同期バーストの3種類の信号がある。
このシステムでは、基本的にはスロット0〜2が下り（親局が送信し子局が受信）、スロット3〜5が上り（子局が送信し親局が受信）で、スロット0と3は通信制御のために制御用物理チャネル（スロット0は下り、スロット3は上り）が割り当てられる。

図10はこのシステムでのスロットの割り当ての一例を示した図で、同図(1)が連絡通話の場合、同図(2)が拡声放送、みなし音声FAXの場合のスロット割り当てである。
連絡通話の場合、スロット0の下り制御用物理チャネルは、基本的に通話中常に親局から送信されるが、スロット3の上り制御用物理チャネルは、呼接続時のみ送信される。通信用物理チャネルは、下りがスロット1から順番に、上りがスロット4から順番に割り当てられる。
親局から子局に対して拡声通報を行う場合または、みなし音声FAXを送る場合は、スロット1、2、4、5を通信用物理チャネル（下り）として割当てられ、スロット0の下り制御用物理チャネルは基本的に通信中常に親局から送信される。
制御用物理チャネル、同期バーストにはプリアンブル（制御用物理チャネルのAGCプリアンブルAP、同期バーストの固定パターンFPを総称して単にプリアンブルと呼ぶ）が配置されており、'20A800080A'の繰返しパターンで、長さが64シンボルあり、プリアンブルを波形等化器のフィルタ係数の初期トレーニングに利用する。一方、通信用物理チャネルに配置されている既知パターンは、同期ワードSW（通信用物理チャネル、同期バーストにも配置されている）のみで、長さが10シンボルである。LMSアルゴリズムによる収束は、最低でも20〜30シンボルの既知シンボルが必要であるため、通信用物理チャネルで初期トレーニングを行うことはできないため、都度トレーニングを行う必要がある。

図5は、波形等化器を組込んだ受信機の一例を示すブロック図である。
端子Aには図示していないアンテナが接続され、高周波回路101へ受信信号が入力される。高周波回路101は、無線帯域の周波数を、後段に接続されているA/D（アナログ・デジタル）変換器102でサンプリング可能な中間周波数帯域へ周波数変換し、電力増幅して、A/D変換器102へ入力する。以下の説明で、高周波回路101から出力される信号をIF信号と呼ぶ。
A/D変換器102は、IF信号をサンプリング、量子化してデジタル信号とし、直交復調部103へ入力する。直交復調部103は、デジタルに変換されたIF信号をベースバンド帯域に周波数変換し、その同相成分および直交成分を受信フィルタ部104へ入力する。なお、図には直交復調部103から受信フィルタ部104へは、同相成分および直交成分の2本の信号が入力されるが、図面の簡略化を目的に、1本の線で表す。以下の説明で、同相成分および直交成分の信号の組は、図面上では1本の線で表し、数式上ではこれを複素数で表し、同相成分を実数部、直交成分を虚数部で表す。
受信フィルタ部104は、不要周波数成分の除去と波形整形を行い、AFC（Automatic Frequency Control: 自動周波数制御）部105へ入力する。AFC部105は、高周波部回路101に含まれる局部発振器の周波数誤差によって発生する、ベースバンド信号の位相回転の補正を行い、フレーム同期部106へ入力する。フレーム同期部は、受信信号のフレーム先頭タイミングおよびシンボルタイミングを検索し、これらのタイミングに同期して、バッファ107へ1スロット分のベースバンド信号を格納する。バッファ107は振幅・位相補正部501へ接続され、バッファ107に蓄積されたベースバンド信号が、振幅・位相補正部501から読み出される。
振幅・位相補正部501は、内部に補正済みベースバンド信号を格納するバッファを持っており、受信ベースバンド信号のパイロットシンボルP（スロット内に128シンボル離れて2シンボル配置されている）を用いて、振幅および位相を補正し、補正した信号を内部バッファに格納する。受信する信号はバースト信号のため、非送信スロットが間にあると、受信信号の振幅・位相に不連続が生じる。波形等化器のフィルタ係数トレーニングは、直前に受信したスロットでトレーニングした係数を初期値としてスタートするため、不連続がある場合は、フィルタ係数が発散してしまう。これを防ぐために、スロット毎にパイロットシンボルを利用して振幅・位相を補正し、不連続を取り除く。
等化器108は、振幅・位相補正部501の内部バッファに蓄積されたベースバンド信号を読出し、波形等化および復調を、蓄積された信号のシンボル数分繰返し行い、復調したビットデータを、端子Bを介して出力する。

図2は、トランスバーサル等化器の一例を示すブロック図であり、そのタップ数をN_tapとすると、シフトレジスタ201、N_tap個の複素乗算器201-1、201-2、…、202-Ntap、複素加算器203、シンボル判定部204、スイッチ205、複素減算器206、LMSアルゴリズム演算部207、フィルタ係数格納バッファ208で構成され、シンボル番号をnとし、n=0, 1, …149について繰返し処理される。
フィルタ係数の間隔は、1シンボルであるものと、これより狭めたもの（分数間隔等化器と呼ぶ）があるが、遅延歪みをより効果的に補償することと、シンボルタイミング誤差による劣化を抑えることを目的として、図2では係数の間隔を1/2シンボルとする。従って、バッファ107に蓄積される信号はシンボル周期の信号に対して2倍にオーバーサンプリングされている。
シフトレジスタ201は、N_tap個の複素数を記憶領域u₀, u₁, …, u_Ntap-1に記憶し、端子A1、A2から信号を入力すると、u₀, u₁, …, u_Ntap-3の内容をu₂, u₃, …, u_Ntap-1へ2サンプルシフトし、端子A1からの入力信号はu₀、A2からの入力信号はu₁の記憶領域へそれぞれ記憶される。等化器で処理するシンボルの番号をn (n=0, 1, …, 149) とすると、センタータップに2nサンプル目の信号x_2nを入力するために、端子A1にはバッファ107の2n+(N_tap-1)/2サンプル目の信号x_{2n+(Ntap-1)/2}が入力され、端子A2には2n+(N_tap-1)/2-1サンプル目の信号x_{2n+(Ntap-1)/2-1}がそれぞれ入力される。
複素乗算器201-1、201-2、…、202-Ntapには、シフトレジスタ201の各記憶領域の内容u₀, u₁, …, u_Ntap-1と、フィルタ係数バッファ208から複素共役演算器209を介して、フィルタ係数のh₀, h₁, …, h_Ntap-1の複素共役h^* ₀, h^* ₁, …, h^* _Ntap-1が入力され、複素乗算の結果u₀h^* ₀, u₁h^* ₁, …, u_Ntap-1h^*N_tap-1が複素加算器203へ入力される。複素加算器203は、複素乗算器201-1、201-2、…、202-Ntapからの入力値の総和を演算し、その演算結果をシンボル判定部206および減算器の"-"側端子へ入力する。その演算結果は、タップ入力ベクトルをU(n)、係数ベクトルをH(n)として、式(1)で表される。
ここで、h^* ₀やH^*(n)の"*"は複素共役を表す記号で、虚数部の符号を反転させることを意味する。また、U^T(n)の"T"は転置記号で、行列の行と列を入れ替えることを意味し、U(n)が1×N_tapの列ベクトルであるから、U^T(n)はN_tap×1の行ベクトルとなる。
シンボル判定部204は、複素加算器203から入力されるフィルタ出力値y_nのシンボル判定を行い、その判定シンボルD(y_n)をスイッチ205の端子bへ入力し、判定ビットb_nを端子Dへ出力する。なお、本システムでは、16QAMのシンボル判定を行う。
スイッチ205は、判定シンボルD(y_n)と、端子Cから入力される参照シンボルr_n（プリアンブルの送信時のシンボル）を選択し、望みの応答d_nとして減算器206の"+"側端子へ入力する。制御用物理チャネルまたは同期バーストを受信している場合は、4≦n≦68で端子a-cを接続して、望みの応答d_nとして参照シンボルr_nを選択し、それ以外では端子a-bを接続し、d_nとして判定シンボルD(yn)を選択する。通信用物理チャネルを受信している場合は、常に端子a-bを接続し、d_nとして判定シンボルD(yn)を選択する。すなわち、プリアンブルではr_nを選択し、それ以外ではD(y_n)を選択する。
複素減算器206は望みの応答d_nに対するフィルタ出力値y_nの誤差e_nを演算し、その演算結果e_nをLMSアルゴリズム演算部207へ入力する。
LMSアルゴリズム演算部207は、シフトレジスタ201からタップ入力ベクトルU(n)、複素減算器206から誤差e_n、端子Bから定数μ、フィルタ係数格納バッファ208から係数ベクトルH(n)を入力し、式(4)により次シンボルでの係数ベクトルH(n+1)を演算し、フィルタ係数格納バッファ208の内容をH(n+1)に更新する。
ここで、定数μはステップサイズパラメータと呼び、0<μ<1である。
式(4)は、プリアンブルでは、参照シンボル（プリアンブルの送信時のシンボル）r_nを望みの応答d_nとして、等化器の出力y_nを参照シンボルr_nに近づけるように（誤差e_nを0に近づけるように）係数を制御し、プリアンブル以外では、受信側で判定したシンボルD(y_n)を望みの応答d_nとして、等化器の出力y_nを判定シンボルD(y_n)に近づけるように（誤差e_nを0に近づけるように）係数を制御する。

図8は、バッファ107に処理すべきベースバンド信号が蓄積されてからの、振幅・位相補正部501、等化器108の処理手順を示すフローチャートである。バッファ107に処理すべきベースバンド信号が蓄積されたら、上記説明した振幅・位相補正部501による振幅・位相補正処理を行う（ステップ801）。ステップ801の処理が終了したら、ステップ802で制御用物理チャネルまたは同期バーストを受信しているか判断し、制御用物理チャネルまたは同期バーストを受信している場合は、フィルタ係数HをH=0にリセットする（ステップ803）。そうでない場合あるいは、ステップ803終了後、上記説明した等化器108による等化処理をシンボル毎にn=0, 1, …, 149について行う（ステップ804、805、806）。
制御用物理チャネルまたは同期バーストを受信する場合は、等化器108のフィルタ係数Hを0にリセットし、プリアンブルを既知シンボルとして初期トレーニングを行い、プリアンブルに続く信号で引き続きトレーニングする。通信用物理チャネルを受信する場合は、直前に受信したスロットでトレーニングしたフィルタ係数を初期値としてトレーニングする。

従来の無線通信システムに関する技術として例えば非特許文献１がある。
市町村デジタル同報通信システム ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ８６ 社団法人電波産業会

上述した従来の受信機は、受信信号のスロット間の振幅・位相の不連続を補償するために、振幅・位相補正部501により、パイロットシンボルを利用し受信信号の振幅・位相を補正している。受信信号に歪みがある場合、歪により振幅・位相の補正に誤差を生じ、スロット毎に補正にばらつきが出るため、スロット間で不連続が残り、収束特性を劣化させる問題がある。
また、LMSのような収束の遅いアルゴリズムを用いなければならない場合において、上記収束特性の劣化を改善する必要がある。
更に、スロット間に非送信スロットがあるバースト信号で非送信スロットを受信し、フィルタ係数が発散した場合、フィルタ係数を発散する前の状態に復元する必要がある。

本発明の目的は上記に鑑みて為されたものであり、フィルタ部の係数の振幅および位相を、パイロットシンボルを用いて補正するようにし、スロット間の不連続が除去され、LMSアルゴリズムのような低速な収束アルゴリズムを用いて、スロット間をまたがってフィルタ係数のトレーニングが可能となるようにする波形等化器及び受信方法を提供することを目的とする。

以上の問題を解決するため、本発明のフィルタ係数補正手段は、フィルタ部がFIR (Finite Impulse Response) フィルタであるトランスバーサル等化器に、パイロットシンボル部の受信信号を入力した時の等化器の出力y_Pを演算し、パイロットシンボルの送信時のシンボルをp、該pに対する該y_pの振幅比をa=|y_p|/|p|、該pと該y_pの位相差をθ=θ_yp−θ_p（単位はラジアン、θ_ypはy_pの位相、θ_pはpの位相）とし、フィルタ係数H=[h₀, h₁,…, h_N-1]（Nはタップ数）の振幅に該aを除算して位相をθ回転させた係数H'=He^jθ/a=[h₀e^jθ/a, h₁e^jθ/a, …, h_N-1e^jθ/a]（eは自然対数の底、jは虚数単位で、e^jθはe^jθ=cosθ+jsinθで角度θ（ラジアン）の回転因子である）を算出する。
あるいは、前記係数Hに乗ずる値g=e^jθ/aの演算は、前記y_pを前記pで除算した値k=y_p/p=y_pp^*/|p|²を演算し、該kを該kの大きさ|k|で除算し、該除算結果g'=k/|k|²を前記値gとする。

さらに本発明の波形等化器は、フィルタ部がFIR (Finite Impulse Response) フィルタであるトランスバーサル等化器であり、前記フィルタ係数補正手段により前記H'を算出し、該H'をフィルタ係数の初期値としてトレーニングする。

また、上記の問題を解決するため、本発明の波形等化器は、前記フィルタ係数H=[h₀, h₁,…, h_N-1]（Nはタップ数）のセンタータップの係数をh_Ncenter=1（N_centerはセンタータップの番号）とし、それ以外h₀=h₁=…=h_Ncenter-1=0、h_Ncenter+1=h_Ncenter+2=…h_N-1=0としたH₀=[0, …, 0, 1, 0, …, 0]をHの初期値として、前記フィルタ係数補正手段により前期H'を算出し、該算出した係数H'をフィルタ係数の初期値としてトレーニングする。

更に、上記の問題を解決するため、本発明の波形等化器は、フィルタ係数を退避するメモリを持ち、判定誤差電力|e_n|²（nはスロット内シンボル番号）のスロット内平均値〈|e_n|²〉を求め、該〈|e_n|²〉を予め設定した定数e_th（e_th＞0）と比較し、〈|e_n|²〉＜e_th（あるいは〈|e_n|²〉≦e_th）であれば、フィルタ係数Hを該メモリに退避し、〈|e_n|²〉≧e_th（あるいは〈|e_n|²〉＞e_th）であれば、該メモリに退避した係数をHとして復元し、次スロット処理時のフィルタ係数初期値とする。

また、上記の問題を解決するため、本発明の無線通信機の受信方法は、フィルタ部、誤差演算部、フィルタ係数トレーニング手段を有する波形等化手段を備えた無線通信機の受信方法において、前記波形等化手段にプリアンブルを利用してフィルタ係数を算出するステップと、パイロットシンボル部の受信信号を入力した時の等化器の出力を演算して前記パイロットシンボル部の送信時のシンボルに対する振幅比、及び、位相差に基づいて、前記フィルタ係数の補正係数を算出するステップと、該補正係数を一時記憶するステップとを備え、当該無線通信機が受信を行う場合に、制御用チャネルでは初期トレーニングを行い、通信用チャネル移行後は、前記記憶した補正係数を初期値としてトレーニングを行うことを特徴とする。

本発明により、フィルタ部の係数の振幅および位相を、パイロットシンボルを用いて補正するため、スロット間の不連続が除去され、LMSアルゴリズムのような低速な収束アルゴリズムを用いて、スロット間をまたがってフィルタ係数のトレーニングが可能となる。
フィルタ係数の振幅・位相の補正は、等化器出力信号と送信時のパイロットシンボルの比較により行うため、伝搬路の歪みの影響を受けずに行うことができ、収束特性が劣化しない。
また、センタータップのみを1としたH₀=[0, …, 0, 1, 0, …, 0]をHの初期値として補正係数H'を算出し、該H'を初期値としてトレーニングすることにより、フィルタ係数の初期値を0としてトレーニングする場合と比べ、トレーニングに要する時間（収束時間）が短縮される。
更に、判定誤差のスロット内平均値〈|e_n|²〉をしきい値と比較し、判定誤差の平均電力がしきい値より大きい場合は、メモリに退避してあったフィルタ係数に復元し、次スロットでは該復元されたフィルタ係数を初期値としてトレーニングを行うため、スロット間に非送信スロットがあるバースト信号で非送信スロットを受信し、フィルタ係数が発散した場合も、次スロットでは正常にトレーニングされたフィルタ係数を初期値としてトレーニングするため、バースト信号を受信することができる。

（実施例1）
図1は、本発明による等化器を組込んだ受信機の一実施例を示すブロック図である。図1において、端子A、高周波回路101、A/D変換器102、直交復調部103、受信フィルタ部104、AFC部105、フレーム同期部106、バッファ107は、図5と同じ構成のため説明は省略する。
バッファ107には、等化器108および係数補正部109が接続され、等化器108は図2に示すトランスバーサル等化器で、バッファ107に蓄積されたベースバンド信号を読出し、波形等化および復調を、蓄積された信号のシンボル数分繰返し行い、復調したビットデータを、端子Bを介して出力する。係数補正部109は、バッファ107からパイロット部周辺のベースバンド信号を読出し、読出した信号を用いて、等化器108のフィルタ係数の振幅・位相を補正する。係数補正部109による処理は、等化器108の処理の前に行う。

図4は、係数補正部109を詳細に示したブロック図である。係数補正部109は、N_tap+2個の複素乗算器401-0、401-1、…、401-Ntap-1、403、404、複素加算器402、複素ベクトル乗算器405、振幅2乗演算器406、逆数演算器407、複素共役演算器408で構成される。
端子A0、A1、…、ANtap-1には、バッファ107から、パイロットシンボル部を中心とした受信ベースバンド信号x_{2Np+(Ntap-1)/2}, x_{2Np+(Ntap-1)/2-1}, …, x_{2Np-(Ntap-1)/2}が読込まれ、複素乗算器401-0、401-1、…、401-Ntap-1に入力される。ここで、N_pはパイロットシンボルのシンボル番号で、図3のデータフォーマットよりN_p=10である。
端子Bには、直前のスロットまでにトレーニングされた等化器のフィルタ係数H=[h₀ h₁ … h_Ntap-1]^Tが入力され、複素ベクトル乗算器405および複素共役演算器408に入力される。複素共役演算器408はフィルタ係数Hの複素共役H^*=[h^* ₀ h^* ₁ … h^* _Ntap-1]^Tを演算し、その各要素h^* ₀, h^* ₁, …, h^* _Ntap-1を、複素乗算器401-0、401-1、…、401-Ntap-1のもう片方の入力端子に入力する。
複素乗算器401-0、401-1、…、401-Ntap-1および複素加算器402は、パイロットシンボル部受信信号入力時の等化器出力y_Npを式(5)により演算する。
複素乗算器403は、パイロットシンボルの送信時のシンボルをpとし、pをpの大きさの2乗で除算したp'=p/|p|²の複素共役(p')*をy_Npに乗算し、その乗算結果kを式(6)により演算し、その演算結果kを複素乗算器404および振幅2乗演算器406に入力する。
振幅2乗演算器406、逆数演算器407により、kの大きさの2乗の逆数1/|k|²を演算し、複素乗算器404によりk と1/|k|²の乗算を行い、その演算結果gを複素ベクトル乗算器405へ入力する。
複素ベクトル乗算器405は、端子Bを介して等化器108から入力されるフィルタ係数H=[h₀ h₁ … h_Ntap-1]^Tの各要素h₀, h₁, …, h_Ntap-1のそれぞれに複素乗算器404から入力されるgを乗算して、その乗算結果H'=[h'₀ h'₁ … h'_Ntap-1]^Tを端子Cを介して等化器108へ入力する。

図6は、本実施例での処理手順を示すフローチャートである。ステップ601で制御用物理チャネルまたは同期バーストを受信しているか判断し、制御用物理チャネルまたは同期バーストを受信している場合はフィルタ係数をH=0にリセットする（ステップ602）。そうでない場合は、係数補正部109による補正係数H'の算出を行い、該H'をHの初期値とする（ステップ603）。ステップ602またはステップ603の処理が終了したら、等化器108による等化処理をシンボル毎にn=0, 1, …, 149について行う（ステップ604、605、606）。
制御用物理チャネルまたは同期バーストを受信する場合は、等化器108のフィルタ係数Hを0にリセットし、プリアンブルを既知シンボルとして初期トレーニングを行い、プリアンブルに続く信号で引き続きトレーニングする。通信用物理チャネルを受信する場合は、等化処理を行う前にフィルタ係数の補正処理を行い、補正したフィルタ係数を初期値としてトレーニングする。

以上の説明で、直前に受信したスロットでトレーニングしたフィルタ係数がH=[h₀ h₁ … h_Ntap-1]^Tで、スロット間に振幅・位相の変化が無ければ、nシンボル目のフィルタ出力y_nは、その送信時のシンボルx_nにほぼ一致するが、スロット間で受信信号の振幅がa倍、位相がθ変化したとすると、
となり、等化器出力の振幅・位相も受信信号と同じ変化をする。この状態で、等化器にパイロットシンボル部の受信信号を入力すると、
となり、これを式(6)に代入すると、
となり、式(11)を式(7)に代入すると、
となる。新たな係数は、式(8)より
となり、振幅を1/a、位相をθ回転させる係数が算出される。
等化器出力の演算は、式(1)よりタップ入力ベクトルと係数ベクトルの複素共役との畳み込み（コンボリューション）であるため、フィルタ出力の位相は係数の位相と逆方向の位相に修正されるため、更新後のH'では、振幅が1/aに、位相が−θ回転するように補正される。
更新前の係数では、式(9)より等化器出力は振幅がa倍、位相がθ回転しているため、更新後の係数H'を等化器の係数として置き換えることにより振幅・位相が補正される。
本実施例では、パイロットシンボル入力時の等化器出力y_Npに、フィルタ係数の振幅・位相を合わせるため、係数補正処理は伝搬路の歪みに影響されにくく、スロット間で不連続が発生しにくく、収束特性の劣化を防ぐことができる。

（実施例2）
実施例1では、等化器108に入力されるベースバンド信号は、振幅・位相補正が行われず、処理開始時は、ベースバンド信号の振幅・位相が受信機側で未知のため、制御用物理チャネルまたは同期バーストで、初期トレーニングを行う際、フィルタ係数の初期値を0にしていた。本発明を適用すれば、フィルタ係数の初期値を、周波数特性を持たないインパルスH₀=[0 … 0 1 0 … 0]^T（センタータップの係数のみを1にする）に設定しておき、係数補正部109により係数の振幅・位相を受信ベースバンド信号に合わせて補正し、補正した係数H'をフィルタ係数の初期値として初期トレーニングを行うことができる。

図7は、本実施例での処理手順を示すフローチャートである。ステップ701で制御用物理チャネルまたは同期バーストを受信しているか判断し、制御用物理チャネルまたは同期バーストを受信している場合はフィルタ係数をH=H₀=[0 … 0 1 0 … 0]^Tに初期化する（ステップ702）。そうでない場合またはステップ702の終了後は、係数補正部109により補正係数H'の算出を行い、該H'をHの初期値とする（ステップ703）。ステップ703の処理が終了したら、等化器108による等化処理をシンボル毎にn=0, 1, …, 149について行う（ステップ704、705、706）。
制御用物理チャネルまたは同期バーストを受信する場合は、等化器108のフィルタ係数HをH₀=[0 … 0 1 0 … 0]^Tにリセットし、H₀の振幅・位相を受信ベースバンド信号にあわせて補正し、補正した係数H'を係数の初期値とし、プリアンブルを既知シンボルとして初期トレーニングを行い、プリアンブルに続く信号で引き続きトレーニングする。通信用物理チャネルを受信する場合は、等化処理を行う前にフィルタ係数の補正処理を行い、補正したフィルタ係数を初期値としてトレーニングする。

実施例1では、等化器のフィルタ係数の初期値を0として、プリアンブルで初期トレーニングを行うため、伝搬路の周波数特性（歪み特性）にフィルタ係数を適応させる以外に、ベースバンド信号の振幅・位相に関しても適応させるため、トレーニング時間（収束時間）が長くなる。一方、本実施例では、等化器のフィルタ係数の初期値は、受信信号に振幅・位相を合わせたインパルスを係数の初期値とするため、等化器は伝搬路の周波数特性（歪み特性）にのみフィルタ係数を適応させれば良く、トレーニング時間（収束時間）が短縮される。

（実施例3）
実施例1、実施例2において、判定誤差電力|e_n|²（nはスロット内シンボル番号）のスロット内平均値〈|e_n|²〉を求める。等化処理終了後に、〈|e_n|²〉を予め設定した定数e_th（e_th＞0）と比較し、〈|e_n|²〉＜e_th（あるいは〈|e_n|²〉≦e_th）であれば、フィルタ係数Hを該メモリに退避する。〈|e_n|²〉≧e_th（あるいは〈|e_n|²〉＞e_th）であれば、メモリに退避した係数をHとして復元し、次スロット処理時の係数初期値とする。
判定誤差平均電力〈|e_n|²〉は、データフォーマットに従った信号を受信し、フィルタ係数のトレーニングが正常に行われている場合は、-10dBより大きくなることは無く、スロット間に非送信スロットがあるバースト信号で、非送信スロットを受信した場合は-10dBより大きくなる。
本実施例では、非送信スロットを受信した場合は、〈|e_n|²〉がe_thより大きくなり、メモリに退避した係数がHとして復元され、次スロット受信時のフィルタ係数の初期値となる。このため、非送信スロットを受信している間は、退避したフィルタ係数が復元され、バースト信号を受信する際には、復元したトレーニング済みのフィルタ係数が初期値となり、バースト信号を受信することができる。

（実施例4）
実施例1〜3では、AFC部105での周波数追従の精度が十分であるとして、スロット内での位相回転は殆ど無いものとし、受信ベースバンド信号に残されているのは、スロット間の不連続のみで、これは係数補正部109により除去されるため、従来技術の図5で説明した振幅・位相補正部501は不要である。
しかし、AFC部105での周波数追従の精度が不十分で、スロット内の位相回転が残っている場合は、この位相回転にLMSアルゴリズムが追従できず、受信特性が劣化あるいはフィルタ係数が発散してしまう。このような場合は、振幅・位相補正部501のような補正手段を受信機に組み込み、振幅・位相を補正したベースバンド信号をバッファ107に蓄積して、等化器108、係数補正部109の処理を行う。

本発明の実施の形態によると、例えば、連絡通話時の上りの受信は、呼接続での制御用物理チャネルのプリアンブルを利用して初期トレーニングし、通信用物理チャネル移行後は、直前に受信したスロットで引込んだフィルタ係数を初期値としてトレーニングを行う。連絡通話時の下り受信、拡声通報、みなし音声FAXでは、スロット0の制御用物理チャネルのプリアンブルで初期トレーニングを行い、通信チャネルでは、直前に受信したスロットで引込んだフィルタ係数を初期値としてトレーニングを行う、というような動作を行うこともできる。
特に市町村における固定系の受信装置を各所に備えた防災行政無線システムの場合に有効なシステムを構築することができる。

本発明による波形等化器を実施した受信機のブロック図。 トランスバーサル等化器の一実施例を示すブロック図。 ARIB STD-T86によるスロットのデータフォーマットを示す図。 本発明の係数補正手段の詳細ブロック図。 従来の受信機のブロック図。 実施例1の処理手順を示すフローチャート。 実施例2の処理手順を示すフローチャート。 従来の受信機の処理手順を示すフローチャート。 ARIB STD-T86によるフレーム構成を示す図。 スロット割り当ての一例を示す図。

符号の説明

101: 高周波回路、102: A/D（アナログ・デジタル）変換器、103: 直交復調部、104: 受信フィルタ部、105: AFC（自動周波数制御）部、106: フレーム同期部、107: バッファ、108: 等化器、109: 係数補正部、
201: シフトレジスタ、202-1〜202-Ntap: 複素乗算器、203: 複素加算器、204: シンボル判定部、205: スイッチ、206: 複素減算器、207: LMSアルゴリズム演算部、208: フィルタ係数格納バッファ、
401-0〜401-Ntap-1、403、404: 複素乗算器、402: 複素加算器、405: 複素ベクトル乗算器、406: 振幅2乗演算器、407: 逆数演算器、408: 複素共役演算器、
501: 振幅・位相補正部。

Claims (6)

1. フィルタ部、誤差演算部、フィルタ係数トレーニング手段を持ち、フィルタ部がFIR (Finite Impulse Response) フィルタである波形等化器で用いられるフィルタ係数補正手段において、
   該等化器にパイロットシンボル部の受信信号を入力した時の等化器の出力y_Pを演算し、パイロットシンボルの送信時のシンボルをp、該pに対する該y_pの振幅比をa=|y_p|/|p|、該pと該y_pの位相差をθ=θ_yp−θ_p（単位はラジアン、θ_ypはy_pの位相、θ_pはpの位相）とし、フィルタ係数H=[h₀, h₁,…, h_N-1]（Nはタップ数）の振幅に該aを除算して位相をθだけ回転させた係数H'=He^jθ/a=[ h₀e^jθ/a, h₁e^jθ/a, …, h_N-1e^jθ/a]（eは自然対数の底、jは虚数単位で、e^jθはe^jθ=cosθ+jsinθで角度θ（ラジアン）の回転因子である）を算出することを特徴とする波形等化器の係数補正手段。
2. 請求項1記載の係数補正手段において、前記係数Hに乗ずる値g=e^jθ/aの演算を、前記y_pを前記pで除算した値k=y_p/p=y_pp^*/|p|²を演算し、該kを該kの大きさ|k|で除算し、該除算結果g'=k/|k|²を前記値gとすることを特徴とする波形等化器の係数補正手段。
3. フィルタ部、誤差演算部、フィルタ係数トレーニング手段を持ち、フィルタ部がFIR (Finite Impulse Response) フィルタである波形等化器において、請求項1または請求項2記載の係数補正手段により補正した前記フィルタ係数H'を算出し、該H'をフィルタ係数の初期値としてトレーニングすることを特徴とする波形等化器。
4. フィルタ部、誤差演算部、フィルタ係数トレーニング手段を持ち、フィルタ部がFIR (Finite Impulse Response) フィルタである等化器において、フィルタ係数H=[h₀, h₁,…, h_N-1]（Nはタップ数）のセンタータップの係数をh_Ncenter=1（N_centerはセンタータップの番号）とし、それ以外h₀=h₁=…=h_Ncenter-1=0、h_Ncenter+1=h_Ncenter+2=…h_N-1=0としたH₀=[0, …, 0, 1, 0, …, 0]をHの初期値として、請求項1または請求項2記載の係数補正手段により算出し、該算出した係数H'をフィルタ係数の初期値としてトレーニングすることを特徴とする波形等化器。
5. 請求項3または請求項4記載の波形等化器において、フィルタ係数を退避するメモリを持ち、判定誤差電力|e_n|²（nはスロット内シンボル番号）のスロット内平均値〈|e_n|²〉を求め、該〈|e_n|²〉を予め設定した定数e_th（e_th＞0）と比較し、〈|e_n|²〉＜e_th（あるいは〈|e_n|²〉≦e_th）であれば、フィルタ係数Hを該メモリに退避し、〈|e_n|²〉≧e_th（あるいは〈|e_n|²〉＞e_th）であれば、該メモリに退避した係数をHとして復元し、次スロット処理時のフィルタ係数初期値とすることを特徴とする波形等化器。
6. FIRフィルタ、誤差演算部、フィルタ係数トレーニング手段を有する波形等化手段を備えた無線通信機の受信方法において、
   前記波形等化手段にプリアンブルを利用してフィルタ係数を算出するステップと、
   パイロットシンボル部の受信信号を入力した時の等化器の出力y _P を演算し、パイロットシンボルの送信時のシンボルをp、該pに対する該y _p の振幅比をa=|y _p |/|p|、該pと該y _p の位相差をθ=θ _yp −θ _p （単位はラジアン、θ _yp はy _p の位相、θ _p はpの位相）とし、フィルタ係数H=[h ₀ , h ₁ ,…, h _N-1 ]（Nはタップ数）の振幅に該aを除算して位相をθだけ回転させた補正係数H'=He ^j θ/a=[ h ₀ e ^j θ/a, h ₁ e ^j θ/a, …, h _N-1 e ^j θ/a]（eは自然対数の底、jは虚数単位で、e ^j θはe ^j θ=cosθ+jsinθで角度θ（ラジアン）の回転因子である）を算出するステップと、
   該補正係数を一時記憶するステップとを備え、
   当該無線通信機が受信を行う場合に、制御用チャネルでは前記プリアンブルを利用してフィルタ係数を算出して初期トレーニングを行い、通信用チャネル移行後は、前記記憶した補正係数を初期値としてトレーニングを行うことを特徴とする無線通信機の受信方法。