JP4490831B2 - 無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信装置に関し、特に、OFDM/FDMA (OFDMA)セルラシステムにおける伝搬路推定技術に関する。

近年、通信容量の増大に伴い、無線通信システムにおけるデータ伝送の高速化を求めるユーザが増加している。データ伝送の高速化・大容量化が実現可能な通信方式の１つとしてOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)に代表されるマルチキャリア伝送方式が注目されている。OFDMは、5GHz帯の無線システムであるIEEE802.11aや地上ディジタル放送で用いられている方式であり、理論上干渉の起こらない最小となる周波数間隔に数十から数千のキャリアを並べて同時に通信する方式である。通常、OFDMにおいてこのキャリアをサブキャリアと呼び、各サブキャリアをPSK、QAM等のディジタル変調して通信を行なう。さらに、OFDMと誤り訂正方式とを組み合わせることにより、周波数選択性フェージングに対して強い耐性が得られることが知られている。 図７は、IEEE802.11aにおけるデータパケットの構成例を示す図である。図７に示すように、IEEE802.11aにおいて用いられるデータパケットは、プリアンブルA、Bと、データ信号と、を有している。プリアンブルAはOFDMのシンボル同期や周波数同期に用いられ、プリアンブルBはアンテナ識別や伝搬路推定に用いられる。これら２つのプリアンブルは、いずれも予め決められた信号であり、受信側においても既知の信号である。

次に、OFDM変復調回路の構成を、それぞれ図８、図９に示す。但し、使用されるサブキャリア数をＮとしている。図８は、OFDM変調回路の簡略化した構成例を示す機能ブロック図である。図８において、符号1000は誤り訂正符号部であり、符号1001はシリアル/パラレル変換部（S/P変換部）であり、符号1002はマッピング部であり、符号1003はIDFT(逆離散フーリエ変換：Inverse Discrete Fourier Transform)部であり、符号1004はパラレル/シリアル（P/S変換部）であり、符号1005はプリアンブルA生成部であり、符号1006はプリアンブルB生成部であり、符号1007はマルチプレックス部であり、符号1008はガードインターバル挿入部であり、符号1009はディジタル/アナログ変換部（D/A変換部）であり、符号1010は無線送信部であり、符号1011はアンテナである。

OFDM変調回路から送信される情報データは、誤り訂正符号部1000において、誤り訂正符号化が施される。次いで、S/P変換部1001において、各キャリアの変調に必要となるデータ分シリアル/パラレル変換され、マッピング部1002において各キャリアに変調が施される。その後、IDFT部1003においてIDFTが施される。図８では、OFDMの変調にIDFTを用いる例を示したが、一般の回路ではポイント数を２^ｎの形式とし、高速逆フーリエ変換（IFFT：Inverse Fast Fourier Transform）を使用することが多く、N波のOFDM信号を生成する場合には、通常、N以上でNに最も近い２^ｎの値がIFFTのポイント数として用いられる。

IDFT後、P/S変換部1004においてシリアルデータに変換された後、マルチプレックス部1007においてプリアンブルA及びプリアンブルBと時間多重され、図７に示すパケット構成となる。そして、ガードインターバル挿入部1008において、ガードインターバルが挿入される。ガードインターバルはOFDM信号を受信する際、シンボル間干渉を低減させるために挿入される。さらに、データはD/A変換部1009でアナログ信号に変換された後、無線送信部1010において、送信するべき周波数に変換された後、アンテナ1011よりパケットが送信される。

図９は、OFDMの復調回路の簡略化したブロック図である。受信機では、基本的に送信処理と逆の操作が行なわれる。図９において、符号1020はアンテナであり、符号1021は無線受信部であり、符号1022はA/D(アナログ/ディジタル)変換部であり、符号1023は同期部であり、符号1024はGI除去部であり、符号1025はS/P変換部であり、符号1026はDFT（離散フーリエ変換：Discrete Fourier Transform）部であり、符号1027は切り替えスイッチであり、符号1028はプリアンブル乗算部であり、符号1029、1030は乗算部であり、符号1031はデマッピング部であり、符号1032はP/S変換部であり、符号1033は誤り訂正復号部である。但し、前述のように、通常、復調回路においてもDFTではなくFFTが用いられることが多い。

アンテナ部1020において受信された電波は、無線受信部1021においてA/D変換が可能な周波数帯域に周波数が変換される。A/D変換部1022でディジタル信号に変換されたデータは同期部1023において、プリアンブルAを利用したOFDMシンボル同期が取られ、GI除去部1024においてガードインターバルが除去される。その後、S/P変換部1025においてパラレル変換される。そして、DFT部1026におけるDFTの後、切り替えスイッチ1027によって、DFT後の受信プリアンブルBはプリアンブル乗算部1028へ送られ、DFT後の受信データ信号は乗算部1029に送られる。プリアンブル乗算部1028では、受信されたプリアンブルBの複素共役と送信側で用いられたプリアンブルBが乗算(周波数領域において乗算)され、伝搬路の推定が行なわれる。

ここで、既知の信号であるプリアンブル(プリアンブルB)を用いた伝搬路推定及び伝搬路補償について数式を用いて簡単に説明する。まず、送信側で用いられたプリアンブルをｐ（ｆ）、情報信号をｓ（ｆ）とする。ここでは、これらは周波数領域の信号として表現している。また、プリアンブルや情報信号が送信された後、伝搬路で受ける変動をｃ（ｆ）とする場合、受信プリアンブルｐ‘（ｆ）及び受信情報信号ｓ’（ｆ）はそれぞれ以下の式で表される。ここでｃ（ｆ）は、サブキャリア毎に異なる振幅変動及び位相回転を与える複素関数である。

ｐ’（ｆ）＝ｃ（ｆ）×ｐ（ｆ） （１）
ｓ’（ｆ）＝ｃ（ｆ）×ｓ（ｆ） （２）

但し、ここでは簡単のため受信機内における熱雑音は考慮していない。これらの受信信号に対して、前述のように、まず、プリアンブル乗算部1028においてｐ‘（ｆ）の複素共役を取り、送信側で用いられたプリアンブルｐ（ｆ）との乗算が行われる。これを式(3)に表す。

このプリアンブル乗算部1028の出力(式(3))は、乗算部1029及び乗算部1030へ送られ、それぞれ受信データ信号及び受信プリアンブルとの乗算が行われる。乗算部1029の出力を式(4)に、乗算部1030の出力を式(5)に示す。

式(4)に示すように、受信情報信号にプリアンブル乗算部1028の出力を乗算することにより、伝搬路変動ｃ（ｆ）による位相回転の影響が補償され、送信信号ｓ（ｆ）と等しい位相を有する信号が得られる。

そして、以上のようにして得られた乗算部1029及び乗算部1030の出力(上記式(4)及び式(5))はデマッピング部1031に入力され、式(5)に示す伝搬路補償後のプリアンブルを基準として情報信号のデマッピングがサブキャリア毎に行われる。その後、必要なデータがP/S変換部1032においてシリアル化され、誤り訂正復号部1033において、誤り訂正が行なわれ、送信データが復号される。

また、OFDMの高速化・高品質化を目指した方式のひとつとして、非特許文献１に記載の技術がある。通常、OFDMの各サブキャリアには異なる情報ビットが割り当てられることとなるが、非特許文献1では、全てのサブキャリアに同一の情報ビットを割り当てる方式を用いている。このように全てのサブキャリアに同一の情報ビットを割り当てつつ高い伝送速度を維持するために、非特許文献1では、情報ビット毎に異なる位相回転量を設定し、設定した位相回転をサブキャリアに与えることにより、異なる情報ビットを同一のサブキャリアに割り当て伝送を行うことを可能としている。ここで、非特許文献1に示されている送信機構成の一部を図１０に示す。図１０に示すように、非特許文献1における送信装置では、マッピング部1050によってマッピングされた情報ビット(尚、非特許文献1ではBPSK変調を対象としている)が、コピー部1051においてサブキャリア数分(ここではサブキャリア数をNとしている)だけコピーされ、サブキャリア変調・位相回転部1052へ入力される。このサブキャリア変調・位相回転部1052では、図１０に示すように、全てのサブキャリアに情報ビットが割り当てられ、情報ビット毎に設定された位相回転が各サブキャリアに与えられる。この時、k番目の情報ビットの1番目のサブキャリアに与えられる位相回転は0、n番目のサブキャリアに与えられる位相回転は（ｎ−１）Δθｋというように、隣り合うサブキャリア間で連続する位相回転を与えている。

非特許文献1では、このように位相回転が加えられたサブキャリアを全て加算し、さらに全情報ビットのサブキャリア変調部・位相回転部の出力を加算器1053において加算している。受信装置では、送信装置において与えられた位相回転の複素共役を乗算することにより、位相回転を補償し情報データの復元を行っている。非特許文献1では、上述の構成を用いるシステムをCI(Carrier Interferometry)/OFDMシステムと呼び、このような構成を用いることにより通常のOFDMと比較して受信特性が向上し高い伝送速度が確保できることが示されている。

先に述べた伝搬路推定方法及び伝搬路補償方法は、同一周波数帯域を用いるシステムが近くに位置しない場合、つまり干渉信号が観測されない場合には良好な特性が得られる。しかしながら、近くに同一周波数帯域を用いるシステムが位置する場合や全てのセルで同一周波数帯域を用いる１セル繰り返しセルラシステムを実現する場合には、隣接システム又は隣接セルから到来する干渉の影響により伝搬路推定の精度が著しく劣化し、伝搬路の正しい補償を行うことができなくなってしまう。このような問題に対処するためには、先に述べたCI/OFDM信号を図７に示すプリアンブルBに用い、隣接するシステム毎又はセル毎に異なる位相回転量を設定しておくことにより、干渉信号の影響を軽減した伝搬路推定を行う手法が有効である。

「D. A. Wiegandt, Z. Wu, C. R. Nassar, "High-throughput, high-performance OFDM via pseudo-orthogonal carrier interferometry spreading codes", IEEE Transactions on Communications, vol. 51, no. 7, Jul. 2003, pp. 1123-1134.」

上述の通り、CI/OFDM技術を伝搬路推定に適用することにより、隣接システムまたは隣接セルからの干渉が到来する状況においても高精度な伝搬路推定を行うことができる。しかしながら、周波数利用効率に優れ、高速な伝送レートの実現が期待されるOFDM/FDMA (OFDMA)セルラシステムに対してCI/OFDM技術を利用した伝搬路推定法を用いる場合には、OFDMAシステムにおいては受信可能なサブチャネル(複数のサブキャリアから構成される周波数軸上の1アクセス単位)数が異なる端末が混在するため、受信可能なサブチャネル数がそれぞれ異なる各端末に応じて異なる処理を行わなければならず、処理が複雑化するという問題点がある。具体的には、端末が受信できるサブチャネル数に応じて、CI/OFDM信号における位相回転量を異なる値に設定する必要があり、基地局側の処理が複雑になってしまうという問題点ある。

本発明は、OFDM/FDMA (OFDMA)セルラシステムに対してCI/OFDM技術を利用した伝搬路推定法を用いる場合における処理を簡単にする技術を提供することを特徴とする。

本発明は、位相回転が加えられたサブキャリアを加算し、さらに全情報ビットのサブキャリア変調を行う変調部と位相回転を行う位相回転部の出力を加算することにより伝搬路推定を行うCI/OFDM技術における処理を簡単化することを特徴とする。また、受信側でも受信するサブチャネル数が変化しても必要な帯域の伝播路推定を効率良く行うことを特徴とする。

すなわち、本発明の一観点によれば、OFDMA方式を用いる通信システムにおいて、同一位相、同一振幅に変調されたサブキャリアに対し、周波数に比例しサブチャネル帯域内で2nπ(nは整数)となる位相回転を与えたOFDM信号を送信する送信装置と、前記OFDM信号の1つ以上のサブチャネルを受信し、前記位相回転と逆の位相回転を与えて、OFDM信号を復調し伝搬路推定を行う受信装置とを有することを特徴とする無線通信システムが提供される。

本発明の他の観点によれば、OFDMA方式を用いる通信システムにおいて、同一位相、同一振幅に変調されたサブキャリアに対し、周波数に比例しサブチャネル帯域内で2nπ(nは整数)となる位相回転を与え、かつ、所定の符号を乗算したOFDM信号を送信する送信装置と、前記OFDM信号の１つ以上のサブチャネルを受信し、前記位相回転と逆の位相回転を与え、かつ、前記符号の複素共役を乗算して、OFDM信号を復調し伝搬路推定を行う受信装置と、を有することを特徴とする通信システムが提供される。前記OFDM信号は、サブチャネル帯域内の一部のサブキャリアのみを使用するサブチャネルを含む1つ以上のサブチャネルから構成されるのが好ましい。

本発明の別の観点によれば、OFDMA方式を用いる通信システムにおいて、サブキャリアに同一位相、同一振幅を有する系列を割り当てる手段と、同一位相、同一振幅を有する系列を割り当てられたサブキャリアに対し、周波数に比例しサブチャネル帯域内で2nπ(nは整数)となる位相回転を与える位相シフト手段とを有することを特徴とする送信装置が提供される。

また、上記送信装置から送信される信号を受信する受信装置であって、1つ以上のサブチャネルから構成される受信信号を一括してフーリエ変換する第1のフーリエ変換手段と、フーリエ変換後のサブキャリアに対し、送信側で与えられた位相回転とは逆の位相回転を与える位相シフト手段と、位相シフト後のサブキャリアに対し逆フーリエ変換を行う逆フーリエ変換手段と、逆フーリエ変換後の信号に時間窓をかける時間軸フィルタリング手段と、時間軸フィルタリング後の信号をフーリエ変換する第2のフーリエ変換手段とを有し、伝搬路推定を行う受信装置が提供される。

また、OFDMA方式を用いる通信システムにおいて、サブキャリアに同一位相、同一振幅を有する系列を割り当てる手段と、同一位相、同一振幅を有する系列を割り当てられたサブキャリアに対し、周波数に比例しサブチャネル帯域内で2nπ(nは整数)となる位相回転を与える位相シフト手段と、各サブキャリアに所定の符号を乗算する拡散部と、を有することを特徴とする送信装置が提供される。

また、上記送信装置から送信される信号を受信する受信装置であって、1つ以上のサブチャネルから構成される受信信号を一括してフーリエ変換する第１のフーリエ変換手段と、フーリエ変換後のサブキャリアに対し、送信側で与えられた位相回転とは逆の位相回転を与える位相シフト手段と、各サブキャリアに所定の符号を乗算する逆拡散部と、位相シフト後のサブキャリアに対し逆フーリエ変換を行う逆フーリエ変換手段と、逆フーリエ変換後の信号に時間窓をかける時間フィルタリング手段と、時間フィルタリング後の信号をフーリエ変換する第２のフーリエ変換手段とを有し、伝搬路推定を行うことを特徴とする受信装置が提供される。

本発明による通信装置では、送信側で同一位相、同一振幅に変調されたサブキャリアに対し、周波数に比例しサブチャネル帯域内で2nπ(nは整数)となる位相回転を与えた信号を送信、または、同一位相、同一振幅に変調されたサブキャリアに対し、周波数に比例しサブチャネル帯域内で2nπ(nは整数)となる位相回転を与え、かつ所定の符号を乗算したOFDM信号を送信することで、受信するサブチャネル数に依存することなく同一の処理で送信することができる。

また、受信側でも受信するサブチャネル数に応じて受信信号をフーリエ変換し、フーリエ変換後のサブキャリアに対し、送信側で与えられた位相回転とは逆の位相回転を与える位相シフトと、送信時に符号を乗じている場合は各サブキャリアに所定の符号を乗算する処理を行うことで、受信するサブチャネル数が変化しても必要な帯域の伝播路推定を効率良く行うことができる。

本明細書において、OFDMA方式とは、OFDMシステムにおいて、チャネル多重数を増やすために、１又は複数のサブキャリア単位でFDMAを行うOFDM/FDMA(以下OFDMA)技術であり、詳細は後述する。また、位相回転が加えられたサブキャリアを全て加算し、さらに全情報ビットのサブキャリア変調部・位相回転部の出力を加算して送信し、受信側では、送信装置において与えられた位相回転の複素共役を乗算することにより、位相回転を補償し情報データの復元を行う構成を用いるシステムをCI(Carrier Interferometry)/OFDMシステムと称する。以下、CI信号を用いて伝播路推定をする方法について説明する。CI信号はOFDM信号の各サブキャリアの位相を揃えることにより生成することができる。各サブキャリアに例として1+j0を入力し、逆離散フーリエ変換(以下「IDFT」と称する。)すると、時間波形はｔ＝０の位置にインパルスが出力される。この波形を送信し、フェージング環境下を通過した受信波形を離散フーリエ変換(以下「DFT」と称する。)すると周波数応答を求めることができる。

上記処理によるCI波形では、PAPR(Peak to Average Power Ratio)が大きく、増幅器に負担がかかる。そこで、各サブキャリアに特定の乱数を乗じることにより、インパルスの送信波形を時間的に拡散することができる。受信時には拡散に使用した乱数をDFT後の各サブキャリアに乗じることにより、正常な周波数応答を求めることができる。この周波数応答をIDFTすることにより、拡散されていないインパルス応答を求めることができる。

この概要について図２を参照しつつ説明を行う。図２（Ａ）は、送信された伝播路推定用の波形であり、点線で示すそれぞれ直交している矢印が実軸成分と虚軸成分とを表し、斜めに走る太線の矢印が周波数軸を示す。また、図２（Ａ）下図の太い矢印が各周波数の変調データak（実軸）、bk（虚軸）を表す。

フェージング等の伝播路の影響が全くない理想的な受信ができた場合には、図２（Ａ）が拡散用符号乗算部の入力になる（ｆ_０についてのみ抜き出して下図に示す）。

符号乗算部では、拡散用乱数の複素共役信号が乗ぜられるので、図２（Ｂ）に示す実軸で振幅が同一の信号となる。これをIDFTすると、IDFTの性質から、図２（Ｃ）のようにｔ＝０にのみインパルス信号が見えることになる。実際には、フェージングがあると、符号乗算部の出力は、フェージングの影響により位相に回転が加えられ、振幅も変動する。この波形が図２（Ｄ）に示される。図２（Ｄ）に示す波形を同様にしてIDFT処理すると、図２（Ｅ）に示すような波形となる。図２（Ｂ）と図２（Ｄ）との差が伝播路応答であることから、図２（Ｃ）のインパルスレスポンスが図２（Ｅ）になる。ここで、複数の送信機が、同時にこの伝播路推定信号を使用する場合について考える。この場合は、得られる各端末のインパルス応答が重なってしまい、各端末毎のインパルス応答を求めることができなくなる。この問題を解決するために、インパルスの位置を変更できるようにする。

フーリエ変換の時間シフトの関係は、

であることから、各サブキャリアの位相を変化させることで、インパルスの時間軸上の位置が変わることがわかる。この様子について、図３を参照しつつ説明する。ここでは、判りやすいように拡散は除いて考える。図３（Ａ）は、各サブキャリアの位相を回転させている様子を示す図である。この状態でIDFTを行うと図３（Ｂ）に示すように、ｔ＝１の位置にインパルス（実線の矢印）が発生する。図３（Ｃ）は、判りやすいように１６ポイントのIDFTを行う場合の各サブキャリアの位相回転量をグラフにした図である。全体で2π(rad)回転させた場合、１サンプルだけインパルスの位置がずれ、ｔ＝１の位置にインパルスが発生する（図３（Ｄ）参照）。

以下、上記の原理を利用して、本実施の形態によるＯＦＤＭＡ無線通信技術について図面を参照しつつ説明を行う。まず、本実施発明の第１の形態の形態について説明する。OFDMシステムにおいて、チャネル多重数を増やすために、１又は複数のサブキャリア単位でFDMAを行うOFDM/FDMA(以下OFDMA)技術がある。FDMAを行う単位をサブチャネルと呼ぶ。OFDMAの概要の一例を図４（Ａ）に示す。ここでは512本のサブキャリアを64サブキャリアのサブチャネル8つに分ける場合を示す。

図４（Ａ）に示すように、本実施の形態によるＯＦＤＭＡシステムにおいては、端末の複雑度に応じて同時に使用するサブチャネル数が何種類かあることが考えられる。この時に、例えば１サブチャネルのみを受信する装置が本実施の形態による技術を実施しようとした場合に、伝播路推定の際の処理が複雑になる場合がある。この様子を図４（Ｂ）を参照しつつ説明する。図４（Ｂ）は、送信側において、全サブキャリアで位相が2π回転するように各サブキャリアの位相が調整されている例を示す図である。この状態で図４（Ｂ）に示す(１)の位置の１サブチャネルのみを抜き出して受信した信号を見ると、位相の変化は０〜１／４π、（２）の位置の１サブチャネルのみを抜き出した時は１／４π〜１／２πと、サブチャネルを抜き出す場所によって、サブキャリアの位相が変わってしまうため処理が複雑になる。また、拡散のために使用する乱数も１サブチャネルのみの受信では系列の一部のみが使用されることになり、受信するサブチャネルの位置で使用する乱数を切り替える必要がある。これに対して、本実施の形態では１サブチャネルのみ受信する機器の処理が複雑にならず、また複数サブチャネルを受信する機器も正常に受信できる手段を提供する。

図４（Ｂ）の２段目のグラフは、送信側で行う位相制御の一例を示す図である。ここに示す例では、１サブキャリア内で位相が1/2π(rad)から始まって2π(rad)分回転する。これを全てのサブチャネルで同様の位相回転が行われるように制御する。この位相回転量は1サブチャネル内で2πの正の整数倍(0を含む)となっていれば良い。図４(Ｂ)の３段目のグラフに1サブチャネルで4π回転している例を示す。

また拡散に使用する乱数ρは以下のような系列を使用する。

ρ（ｋ＋Ｎ_ｓｃｎ）＝ρ’（ｋ）

ここでＮ_ｓｃｎは１サブチャネル当たりのサブキャリア数であり、ρはρ’の系列がサブチャネル分繰り返された系列であることを示す。ρ’は様々な系列が使用可能であるが、一例としてＭ系列を利用した擬似乱数や、ウオルシュ符号のような直交系列などが考えられる。この概略を図４（Ｂ）の４段目のグラフに示す。このような系列の符号を用いることにより、いずれのサブチャネルを受信した時でも符号を変更することなくデータの復調が可能となる。

以上に説明したように、送信側において各サブキャリアの位相と拡散用の制御を行うことで１サブチャネルのみ受信する機器では受信処理が複雑にならず、複数サブチャネルを受信する機器でも正常に受信できる送信波形を作ることが出来る。但し、複数サブチャネルを受信する機器においては問題が発生する。受信するサブチャネルの数によってインパルスの立つ位置が変わってしまうため、同様の処理では正確な周波数応答を求めることが出来ない。

この概要について図５を参照しつつ説明を行う。この例では１サブチャネルのみを受信すると、白抜きの矢印で示すように、インパルスの位置がｔ＝１の位置に立ち、２サブチャネルを受信するとｔ＝２の位置にインパルスが立つ。

複数サブチャネルを受信する際は、この補正を行える構成にする必要がある。図１は、かかる技術を実現するための送信機、受信機のブロック図である。尚、送信側と受信側とでは完全に同期が取れているものとする。

図１は、本実施の形態によるＯＦＤＭＡ通信装置の構成例を示すブロック図であり、図１（ａ）は送信側ブロック、図１（ｂ）は受信側ブロックである。図１（ａ）に示すように、符号101は入力信号を各サブキャリア毎に処理するために並列化するシリアル−パラレル変換器であり、符号102は各サブキャリアのデータの位相を調整する位相シフトブロックであり、符号103は各サブキャリアのデータを拡散する拡散ブロックであり、符号104は各サブキャリアのデータを読み込んで時間軸波形に変換する逆離散フーリエ変換処理を行うIDFTブロックである。

図１（ｂ）に示すように、符号701は受信信号を各サブキャリア毎の成分に分離するためにDFTを行うDFTブロックであり、符号702は送信側で行った拡散処理を元に戻すための逆拡散ブロックであり、符号703は各サブキャリアの位相を調整して揃えるための位相シフトブロックであり、符号704は各サブキャリアの位相調整後の信号からインパルスに変換するIDFTブロックであり、符号705はインパルス波形から不要な信号を取り除く時間軸フィルタであり、符号706は整形後のインパルス波形をDFTして周波数応答を求めるDFTブロックである。尚、図中のN_schは受信するサブチャネル数、N_scnは１サブチャネル当たりのサブキャリア数を表す。

まず、送信側のブロックの動作について説明する。シリアル−パラレル変換器101を利用して各サブキャリアの毎に1+j0の信号を分配する。その後、位相シフトブロック102で各キャリアの位相を所望の値に設定する。位相調整した信号を拡散ブロック103で所定の乱数ρで拡散し、IDFTブロック104で時間軸信号に変換し、伝播路推定用の信号を生成する。この乱数ρは先程示したρ（ｋ＋Ｎ_ｓｃｎ）＝ρ’（ｋ）を満たす系列であって、ρ’を繰り返した系列である。尚、本実施の形態による通信装置では、位相シフト、拡散の順で処理を行っているが、この順は入れ替えても全く同じ信号が生成される。

次に受信側の動作を示す。受信した信号をDFTブロック701で各サブキャリア毎の信号に分離する。その後逆拡散ブロック702において、送信側で使用した乱数ρの複素共役を乗じることで逆拡散を行い、拡散前の信号を取り出す。この乱数ρは先程示したρ（ｋ＋Ｎ_ｓｃｎ）＝ρ’（ｋ）を満たす系列で、ρ’を繰り返した系列である。次に逆拡散後の信号を位相シフトブロック703において各サブキャリアの位相を補正して位相を揃えるようにする。この時、受信するサブチャネルの数に応じてサブキャリアの位相を補正するため、-Δθsc×(１〜Nsch×Nscn)の補正を行う。Δθscは隣のサブキャリアとの位相差であり、Δθsc×Nscnが送信時に設定した１サブチャネル当たりの位相回転量に等しくなる値である。次に、位相補正後の信号をIDFTブロック704でIDFTすることにより、インパルス波形を求める。このインパルス波形は、目的の伝播路推定用信号から生成された信号以外の信号も含まれるため、時間軸フィルタ705で時間窓をかけることにより不要な信号を削除する。不要な信号を削除した後の信号をDFTブロック706においてDFTすることにより不要信号を除いた後の周波数応答を求めることが出来る。

各ブロックにおいて以上のような処理をすることにより１サブチャネルのみを受信する機器が含まれる環境下で複数サブチャネルを受信しても正常に伝播路推定を行うことが出来る。

次に、本発明の第２の実施の形態による通信装置について図面を参照しつつ説明を行う。上記第１の実施の形態では、サブキャリアの配置がサブチャネル間で連続していることを前提にしている。

本発明による通信技術は、必ずしもサブキャリアが連続していなくても実施が可能である。以下、サブチャネル毎にガードバンドとキャリアホールとを設けた場合の一実施例について説明を行う。

図６（ａ）は、本実施の形態による無線通信技術において使用されるサブキャリアの配置例の概要をに示す図である。図６（ａ）に示すように、本発明の第１の実施の形態による無線通信技術と同様のサブキャリア間隔を使用し、サブチャネルの帯域も同様に、サブチャネルの両側にサブキャリア２本分のガードバンド、サブチャネル内の中央にキャリアホールのあるものとする。

このような場合でも、ガードバンドを含めた帯域をサブチャネルとして扱い、その帯域内で一様に位相が変化するようにすれば良い。すなわち、ガードバンドやキャリアホールとして使用しないキャリアを無視して位相制御を行う。図６（ｂ）は、かかる処理の概略を示す図である。図６（ｂ）に示すように、第１の実施の形態の場合と同様に、１サブチャネルで2πの整数倍位相が回転するように制御する。

このように、各サブキャリアの位相を制御することで、第１の実施の形態による無線通信技術と同様に、受信するサブチャネル数が変化してもインパルスの生成される時間を制御することが可能となる。

尚、使用する機器の構成としては第１の実施の形態による機器と同様で良い。但し、使用しないサブキャリアの送受信を行わなけいようにすれば良い。

以上、本実施の形態による無線通信技術によれば、サブキャリアが連続していない場合においても、複数サブチャネルを受信しても正常に伝播路推定を行うことが出来る。

本発明は、ＯＦＤＭＡ通信装置に利用することができる。

本実施の形態によるＯＦＤＭＡ通信装置の構成例を示すブロック図であり、図１（ａ）は送信側ブロック、図１（ｂ）は受信側ブロックである。 本実施の形態において、周波数応答とインパルスレスポンスとの関係を示す図である。 各サブキャリアの位相を変化させることで、インパルスの時間軸上の位置が変わる様子を示す図であり、図３（Ａ）は、各サブキャリアの位相を回転させている様子を示し、図３（Ｂ）は、ｔ＝１の位置にインパルス（実線の矢印）が発生する様子を、図３（Ｃ）は、１６ポイントのIDFTを行う場合の各サブキャリアの位相回転量をグラフにした図であり、図３（Ｄ）は、全体で2π(rad)回転させた場合、１サンプルだけインパルスの位置がずれ、ｔ＝１の位置にインパルスが発生する様子を示す図である。 図４（Ａ）は、OFDMAの概要の一例を示す図であり、図４（Ｂ）は、端末の複雑度に応じて同時に使用するサブチャネル数が何種類かある場合の様子を示す図である。 複数サブチャネルを受信する機器における問題を示す図である。 図６（ａ）は、本実施の形態による無線通信技術において使用されるサブキャリアの配置例の概要を示す図である。図６（ｂ）は、処理の概略を示す図である。 IEEE802.11aにおけるデータパケットの構成例を示す図である。 OFDM変調回路の簡略化した構成例を示す機能ブロック図である。 OFDMの復調回路の簡略化したブロック図である。 非特許文献1に示されている送信機構成の一部を示す図である。

符号の説明

101…シリアル−パラレル変換器、102…位相シフトブロック、103…各サブキャリアのデータを拡散する拡散ブロック、104…IDFTブロック、701…DFTブロック、702…逆拡散ブロック、703…位相シフトブロック、704…IDFTブロック、705…時間軸フィルタ、706…DFTブロック。

Claims (10)

1. OFDMA方式を用いる通信システムにおいて、
   同一位相、同一振幅に変調されたサブキャリアに対し、周波数に比例しサブチャネル帯域内で2nπ(nは整数)となる位相回転を与えたOFDM信号を送信する送信装置と、
   該送信装置からの前記OFDM信号の１つ以上のサブチャネルを受信し、前記位相回転と逆の位相回転を与えて、OFDM信号を復調し伝搬路推定を行う受信装置と
   を有することを特徴とする無線通信システム。
2. OFDMA方式を用いる通信システムにおいて、
   同一位相、同一振幅に変調されたサブキャリアに対し、周波数に比例しサブチャネル帯域内で2nπ(nは整数)となる位相回転を与え、かつ、所定の符号を乗算したOFDM信号を送信する送信装置と、
   該送信装置からの前記OFDM信号の１つ以上のサブチャネルを受信し、前記位相回転と逆の位相回転を与え、かつ、前記符号の複素共役を乗算して、OFDM信号を復調し伝搬路推定を行う受信装置と
   を有することを特徴とする無線通信システム。
3. 前記OFDM信号は、前記サブチャネル帯域内の一部のサブキャリアのみを使用するサブチャネルを含む２つ以上のサブチャネルから構成されることを特徴とする請求項１又は２に記載の無線通信システム。
4. OFDMA方式を用いる送信装置であって、
   サブキャリアに同一位相、同一振幅を有する系列を割り当てる手段と、
   同一位相、同一振幅を有する系列を割り当てられたサブキャリアに対し、周波数に比例しサブチャネル帯域内で2nπ(nは0以外の整数)となる位相回転を与える位相シフト手段と
   を有することを特徴とする送信装置。
5. 各サブキャリアに所定の符号を乗算する拡散部を有することを特徴とする請求項４に記載の送信装置。
6. 請求項４に記載の送信装置から送信される信号を受信する受信装置であって、
   １つ以上のサブチャネルから構成される受信信号を一括してフーリエ変換する第１のフーリエ変換手段と、
   フーリエ変換後のサブキャリアに対し、送信側で与えられた位相回転とは逆の位相回転を与える位相シフト手段と、
   位相シフト後のサブキャリアに対し逆フーリエ変換を行う逆フーリエ変換手段と、
   逆フーリエ変換後の信号に時間窓をかける時間フィルタリング手段と、
   時間フィルタリング後の信号をフーリエ変換する第２のフーリエ変換手段とを有し、
   伝搬路推定を行うことを特徴とする受信装置。
7. 請求項５に記載の送信装置から送信される信号を受信する受信装置であって、
   １つ以上のサブチャネルから構成される受信信号を一括してフーリエ変換する第１のフーリエ変換手段と、
   フーリエ変換後のサブキャリアに対し、送信側で与えられた位相回転とは逆の位相回転を与える位相シフト手段と、
   各サブキャリアに所定の符号を乗算する逆拡散部と、
   位相シフト後のサブキャリアに対し逆フーリエ変換を行う逆フーリエ変換手段と、
   逆フーリエ変換後の信号に時間窓をかける時間軸フィルタリング手段と、
   時間軸フィルタリング後の信号をフーリエ変換する第２のフーリエ変換手段とを有し、
   伝搬路推定を行うことを特徴とする受信装置。
8. OFDMA方式を用いる通信方法であって、
   同一位相、同一振幅に変調されたサブキャリアに対し、周波数に比例しサブチャネル帯域内で2nπ(nは0以外の整数)となる位相回転を与えたOFDM信号を送信するステップと、
   前記OFDM信号の１つ以上のサブチャネルを受信し、前記位相回転と逆の位相回転を与えて、OFDM信号を復調し伝搬路推定を行うステップと
   を有することを特徴とする無線通信方法。
9. OFDMA方式を用いる通信方法であって、
   同一位相、同一振幅に変調されたサブキャリアに対し、周波数に比例しサブチャネル帯域内で2nπ(nは整数)となる位相回転を与え、かつ、所定の符号を乗算したOFDM信号を送信するステップと、
   前記OFDM信号の１つ以上のサブチャネルを受信し、前記位相回転と逆の位相回転を与え、かつ、前記符号の複素共役を乗算して、OFDM信号を復調し伝搬路推定を行うステップと
   を有することを特徴とする無線通信方法。
10. 前記OFDM信号は、前記サブチャネル帯域内の一部のサブキャリアのみを使用するサブチャネルを含む２つ以上のサブチャネルから構成されることを特徴とする請求項８又は９に記載の無線通信方法。

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