JP4488011B2 - 電気光学装置、半導体装置、表示装置およびこれを備える電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、例えば、電気光学装置、半導体装置、表示装置、およびこれを備える電子機器に関する。

近年、表示装置上において光センサー機能を搭載し、外光照度を測定して輝度等を調整することで消費電力低減・画質向上を図る技術の開発が進んでいる（例えば特許文献１）。光センサーとしては薄膜トランジスター、ＰＩＮダイオード、ＰＮダイオードなどがあげられる。いずれの場合も受光部はシリコン薄膜であって、製造上のコストを増大させないため、表示のスイッチング素子を構成するシリコン薄膜と同一製造工程で製造されることが望ましい。この際、外光とはあらゆる種類の環境光、すなわち太陽光・蛍光灯・白熱電球・ＬＥＤの光などを指し、これら全てに対して光センサーとして正しい照度を検出することが要請される。

米国特許第５８３１６９３号明細書

太陽光が常に一定の光量であるのに対し、ＡＣ電源を用いるタイプの人工光は一定周期で明滅を繰り返すものが多く、特にグロー放電タイプ蛍光灯がメインの環境光になる場合は１００Ｈｚもしくは１２０Ｈｚでの明滅が顕著であり、この影響を光センサーが受けてしまい、照度の検出が正しく出来ない。本発明は、１００Ｈｚもしくは１２０Ｈｚでの明滅がある環境下でも照度検出を精度よく行なうことができる電気光学装置を実現する。

本発明は、第１（実施の形態では、アクティブマトリクス基板１０１）および第２の基板（実施の形態では、対向基板９１２）間に電気光学物質（実施の形態では、ネマティック液晶材料９２２）が挟持されてなる表示領域が形成されたパネル（実施の形態では、液晶パネル９１１）と、前記第１または第２の基板上に設けられ、前記パネルの周囲光の照度を検出する光検出部（実施の形態では、検出回路３６０、受光センサー３５０Ｐ）とを備えた電気光学装置であって、前記光検出部は、所定の時間間隔（ＲＳＴ信号の周期ＴＲ）を空けて、複数回の検出動作を行い、前記所定の時間間隔が１／１００秒または１／１２０秒の整数倍またはそれに近い値以外となるように設定されていることを特徴とする電気光学装置である。このように設定すると１００Ｈｚもしくは１２０Ｈｚでの明滅がある環境下でも短時間・小回数のサンプリングで照度検出の精度が向上する。

本発明は、基板上に形成され、前記基板周辺の外光照度を測定するための光センサー（受光センサー３５０Ｐ）と、前記光センサーに接続されて前記外光照度に対応して出力を行なう検出回路（実施の形態では、検出回路３６０）を備え、前記検出回路は、前記光センサーからの入力に基づき前記外光照度検出動作を複数回行い、前記複数回の検出動作の第１の検出動作と、前記第１の検出動作に引き続いて行なわれる第２の検出動作の時間間隔をＴ１とすると、前記時間間隔Ｔ１は１／１００秒もしくは１／１２０秒の整数倍及びそれに近い値以外となるように設定されてなることを特徴とする半導体装置である。このように設定すると１００Ｈｚもしくは１２０Ｈｚでの明滅がある環境下でも短時間・小回数のサンプリングで照度検出の精度が向上する。より具体的には前記時間間隔Ｔ１は、ｎを任意の整数としたとき、１／１００秒の（ｎ＋０．５）倍、もしくは１／１２０秒の（ｎ＋０．５）倍、もしくは両者の中間に設定されてなる半導体装置であり、さらには前記検出回路の出力を遇数回サンプリングして統計処理を行なう回路（実施の形態では、中央演算回路７８１）を有する半導体装置である。このように設定すると最小２回のサンプリングで著しく精度が向上する。

さらに本発明は、前記第２の検出動作と、前記前記第２の検出動作に引き続いて行なわれる第３の検出動作の時間間隔Ｔ２とすると、前記時間間隔Ｔ１と前記時間間隔Ｔ２は互いに相違することを特徴とする半導体装置である。このように検出間隔を一定としないことで、あらゆる外光の明滅周期に対応できる。

さらに前記光センサーは前記外光照度を電流に変換する素子であり、前記検出回路は前記光センサーが接続されたノードの一端を前記検出周期の開始毎に初期電位にリセットし、前記ノードの電位変化を検出することで前記検出動作を行なう回路であることを特徴とする半導体装置である。このような検出回路は光センサーからの出力電流が微弱であっても高精度で検出が可能であるが、一定の検出動作期間が必要なため、外光の明滅の影響をうけやすく、本実施例を適用するにふさわしい。

さらに本発明は前記光センサーは薄膜ポリシリコンを用いたＰＩＮ接合ダイオードもしくはＰＮ接合ダイオードであることを特徴とする半導体装置である。このような光センサーは液晶表示装置上に安価に製造可能であるが、光電流効率がわるいため、本実施例を適用するにふさわしい。

さらに本発明はこれらの半導体装置を用いた表示装置と、その表示装置を用いた電子機器である。あらゆる環境下で精度の良い光センサーを内蔵しているため、室内であっても適切に画質や輝度を調整し、視認性がよく、消費電力が少なくバッテリー駆動時間の長い装置が提供できる。また、この際、表示のフレーム周期は前記時間間隔Ｔ１の整数倍である表示装置であると、信号生成が容易であってコスト的に優れる。

以下、本発明に係る電気光学装置、半導体装置、表示装置およびこれを備える電子機器の実施の形態について、図面に基づいて説明する。

［第１の実施の形態］
図１は本実施例に係る液晶表示装置９１０の斜視構成図（一部断面図）である。液晶表示装置９１０は、アクティブマトリクス基板１０１と対向基板９１２とをシール材９２３により一定の間隔で貼り合わせ、ネマティック相液晶材料９２２を挟持した液晶パネル９１１を備える。アクティブマトリクス基板１０１上には図示しないがポリイミドなどからなる配向材料が塗布されラビング処理されて配向膜が形成されている。また、対向基板９１２は、図示しないが画素に対応したカラーフィルタと、光抜けを防止し、コントラストを向上させるための低反射・低透過率樹脂よりなるブラックマトリクス９４０と、アクティブマトリクス基板１０１上の対向導通部３３０−１〜３３０−２と短絡される共通電位が供給されるＩＴＯ膜でなる対向電極９３０が形成される。ネマティック液晶材料９２２と接触する面にはポリイミドなどからなる配向材料が塗布され、アクティブマトリクス基板１０１の配向膜のラビング処理の方向とは直交する方向にラビング処理されている。

さらに対向基板９１２の外側には、上偏光板９２４を、アクティブマトリクス基板１０１の外側には、下偏光板９２５を各々配置し、互いの偏光方向が直交するよう（クロスニコル状）に配置する。さらに下偏光板９２５下には、バックライトユニット９２６と導光板９２７が配置され、バックライトユニット９２６から導光板９２７に向かって光が照射され、導光板９２７はバックライトユニット９２６からの光をアクティブマトリクス基板１０１に向かって垂直かつ均一な面光源となるように光を反射屈折させることで液晶表示装置９１０の光源として機能する。バックライトユニット９２６は、本実施例ではＬＥＤユニットであるが、冷陰極間（ＣＣＦＬ）であってもよい。バックライトユニット９２６はコネクタ９２９を通じて電子機器本体に接続され、電源を供給されるが、本実施例では電源が適宜適切な電流・電圧に調整されることでバックライトユニット９２６からの光量が調整される機能を有する。

図示しないが、さらに必要に応じて、周囲を外殻で覆っても良いし、あるいは上偏光板９２４のさらに上に保護用のガラスやアクリル板を取り付けても良いし、視野角改善のため光学補償フィルムを貼っても良い。

また、液晶表示装置９１０の外周部には光センサー受光開口部９９０が設けられる。また、アクティブマトリクス基板１０１は、対向基板９１２から張り出す張り出し部１０２が設けられ、その張り出し部１０２にある信号入力端子３２０には、ＦＰＣ（可撓性基板）９２８が実装され電気的に接続されている。ＦＰＣ（可撓性基板）９２８は電子機器本体に接続され、必要な電源、制御信号等を供給される。

さらに液晶表示装置９１０上には６個の光センサーの受光開口部９９０−１〜９９０−６が設けられる。この受光開口部９９０−１〜９９０−６は対向電極９３０上のブラックマトリクス９４０を部分的に除去することで形成されており、外部の光がアクティブマトリクス基板１０１上に到達するようになっている。各受光開口部９９０−１〜９９０−６の周囲は対向電極９３０上のブラックマトリクス９４０は除去されておらず、外光はアクティブマトリクス基板１０１上に到達しないようになっている。

図２はアクティブマトリクス基板１０１のブロック図である。アクティブマトリクス基板１０１上には ４８０本の走査線２０１−１〜２０１−４８０と１９２０本のデータ線２０２−１〜２０２−１９２０が直交して形成されており、４８０本の容量線２０３−１〜２０３−４８０は走査線２０１−１〜２０１−４８０と並行に配置されている。容量線２０３−１〜２０３−４８０は相互に短絡され、共通電位配線３３５と接続され、さらに２個の対向導通部３３０−１〜３３０−２と接続されて信号入力端子３２０より０Ｖ−５Ｖの反転信号、反転時間は４７．６μ秒である共通電位を与えられる。走査線２０１−１〜２０１−４８０は走査線駆動回路３０１に接続され、またデータ線２０２−１〜２０２−１９２０はデータ線駆動回路３０２に接続され、それぞれ適切に駆動される。また走査線駆動回路３０１、データ線駆動回路３０２は信号入力端子３２０から駆動に必要な信号を供給される。信号入力端子３２０は張り出し部１０２上に配置される。一方、走査線駆動回路３０１、データ線駆動回路３０２は対向基板９１２と重なる領域、すなわち張り出し部１０２外に配置される。走査線駆動回路３０１、データ線駆動回路３０２は、低温ポリシリコンＴＦＴプロセスによりアクティブマトリクス基板上に駆動に必要な回路機能をに集積するシステム・オン・グラス（ＳＯＧ）技術により、アクティブマトリクス基板上にポリシリコン薄膜トランジスターを集積することで形成されており、後述する画素スイッチング素子４０１−ｎ−ｍと同一工程で製造される、いわゆる駆動回路内蔵型の液晶表示装置となっている。

また６個の受光開口部９９０−１〜９９０−６と平面的に重なる領域にそれぞれ６個の受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６が形成され、それと交互になるように６個の遮光センサー３５０Ｄ−１〜３５０Ｄ−６が形成される。この受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６と遮光センサー３５０Ｄ−１〜３５０Ｄ−６もシステム・オン・グラス（ＳＯＧ）技術により、アクティブマトリクス基板上に形成される。このようにガラス基板上に画素スイッチング素子４０１−ｎ−ｍと同一工程で製造することで、製造コストを下げることができる。

受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６は受光開口部９９０−１〜９９０−６と平面的に重なっており外光がセンサーに到達するが、遮光センサー３５０Ｄ−１〜３５０Ｄ−６は受光開口部９９０−１〜９９０−６と平面的に重なっておらず、外光は対向電極９３０上のブラックマトリクス９４０で吸収されほとんど到達しない。受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６は配線ＰＢＴ、配線ＶＳＨ、配線ＳＥＮＳＥと、遮光センサー３５０Ｄ−１〜３５０Ｄ−６は配線ＤＢＴ、配線ＶＳＬ、配線ＳＥＮＳＥと接続される。これらの配線ＰＢＴ、配線ＶＳＨ、配線ＳＥＮＳＥ、配線ＤＢＴ、配線ＶＳＬは検出回路３６０に接続される。検出回路３６０は受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６と遮光センサー３５０Ｄ−１〜３５０Ｄ−６からの外光照度と相関を持つ出力アナログ電流に対応したパルス長の二値出力信号ＯＵＴに変換し、信号入力端子３２０へ出力する。また、配線ＶＣＨＧ、配線ＲＳＴ、配線ＶＳＬ、配線ＶＳＨも信号入力端子３２０を介して検出回路３６０に供給される。

詳細は後述するが、受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６はバックライト遮光電極６１１Ｐ−１〜６１１Ｐ−６、遮光センサー３５０Ｄ−１〜３５０Ｄ−６はバックライト遮光電極６１１Ｄ−１〜６１１Ｄ−６とそれぞれ平面的に重なり、それぞれバックライトからの光は遮蔽されているので、バックライトからの光によって外光の検出精度が低下することがないように構成されている。また、受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６は透明電極６１２Ｐ−１〜６１２Ｐ−６、遮光センサー３５０Ｄ−１〜３５０Ｄ−６は透明電極６１２Ｄ−１〜６１２Ｄ−６とも重なっており、表示領域３１０を駆動する際に発生した電磁ノイズによって検出精度が低下することもない。これらの構成によって、受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６および遮光センサー３５０Ｄ−１〜３５０Ｄ−６は表示領域３１０近くに配置しても検出精度が低下しないので、従来の製品よりデザイン的な自由度が向上している。本実施例では受光開口部９９０−１〜９９０−６のサイズ、すなわち各受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６上のブラックマトリクス９４０の開口サイズは１０ｍｍ×０．３ｍｍに設定し、受光開口部９９０−１〜９９０−６の端部から表示領域３１０までの距離は０．５ｍｍとした。

図３は図２の点線３１０部で示す表示領域のｍ番目のデータ線２０２−ｍとｎ番目の走査線２０１−ｎの交差部付近の回路図である。走査線２０１−ｎとデータ線２０２−ｍの各交点にはＮチャネル型電界効果ポリシリコン薄膜トランジスターよりなる画素スイッチング素子４０１−ｎ−ｍが形成されており、そのゲート電極は走査線２０１−ｎに、ソース・ドレイン電極はそれぞれデータ線２０２−ｍと画素電極４０２−ｎ−ｍに接続されている。画素電極４０２−ｎ−ｍ及び同一電位に短絡される電極は容量線２０３−ｎと補助容量コンデンサー４０３−ｎ−ｍを形成し、また液晶表示装置として組み立てられた際には液晶素子をはさんで対向電極９３０（コモン電極）とやはりコンデンサーを形成する。

ここで、本実施例におけるフレームレートは４３．６Ｈｚである。すなわち、各画素スイッチング素子４０１−ｎ−ｍは２２．９ｍ秒毎に走査線駆動回路３０１によって選択され、各画素電極４０２−ｎ−ｍには２２．９ｍ秒に一回、交互に極性の反転した信号が書き込まれる。

図４は本実施例での電子機器の具体的な構成を示すブロック図である。液晶表示装置９１０は図１で説明した液晶表示装置であって、外部電源回路７８４、映像処理回路７８０がＦＰＣ（可撓性基板）９２８およびコネクタ９２９を通じて必要な信号と電源を液晶表示装置９１０に供給する。中央演算回路７８１は外部Ｉ／Ｆ回路７８２を介して入出力機器７８３からの入力データを取得する。ここで入出力機器７８３とは例えばキーボード、マウス、トラックボール、ＬＥＤ、スピーカー、アンテナなどである。中央演算回路７８１は外部からのデータをもとに各種演算処理を行い、結果をコマンドとして映像処理回路７８０あるいは外部Ｉ／Ｆ回路７８２へ転送する。映像処理回路７８０は中央演算回路７８１からのコマンドに基づき映像情報を更新し、液晶表示装置９１０への信号を変更することで、液晶表示装置９１０の表示映像が変化する。また、液晶表示装置９１０上の検出回路３６０からの二値出力信号ＯＵＴがＦＰＣ（可撓性基板）９２８を通じて中央演算回路７８１に入力され、中央演算回路７８１は二値出力信号ＯＵＴのパルス長を対応する離散値に変換する。次に中央演算回路７８１はＥＥＰＲＯＭ（Electronically Erasable and Programmable Read Only Memory）よりなる参照テーブル７８５にアクセスし、変換した離散値を適切なバックライトユニット９２６の電圧に対応する値に再変換し、外部電源回路７８４に送信する。外部電源回路７８４はこの送信された値に対応した電圧の電位電源を液晶表示装置９１０内のバックライトユニット９２６にコネクタ９２９を通じて供給する。バックライトユニット９２６の輝度は外部電源回路７８４より供給される電圧によって変化するので、液晶表示装置９１０の全白表示時輝度も変化することになる。ここで電子機器とは具体的にはモニター、ＴＶ、ノートパソコン、ＰＤＡ、デジタルカメラ、ビデオカメラ、携帯電話、携帯フォトビューワー、携帯ビデオプレイヤー、携帯ＤＶＤプレイヤー、携帯オーディオプレイヤーなどである。

なお、本実施例では電子機器上の中央演算回路７８１によってバックライトユニット９２６の輝度を制御したが、例えば液晶表示装置９１０内にドライバーＩＣ及びＥＥＰＲＯＭを備えた構成とし、このドライバーＩＣに二値出力信号ＯＵＴから離散値への変換機能、ＥＥＰＲＯＭを参照しての再変換機能、バックライトユニット９２６への出力電圧の調整機能を持たせても良い。また、参照テーブルを用いず、数値計算によって離散値からバックライトユニット９２６の電圧に対応する値に再変換するように構成しても良い。

図５は図３で示した画素表示領域の回路図の実際の構成を示す平面図である。図５の凡例に示す通り、各網掛けの異なる部位はそれぞれ異なる材料配線であることを示し、同じ網掛けで示した部位は同じ材料配線であることを示す。クロム薄膜（Ｃｒ）、ポリシリコン薄膜（Ｐｏｌｙ−Ｓｉ）、モリブデン薄膜（Ｍｏ）、アルミ・ネオジウム合金薄膜（ＡｌＮｄ）、酸化インディウム・錫薄膜（Ｉｎｄｉｕｍ Ｔｉｎ Ｏｘｉｃｅｄ＝ＩＴＯ）の５層薄膜より構成されてなり、それぞれの層間には酸化シリコン、窒化シリコン、有機絶縁膜のいずれかあるいはそれらを積層した絶縁膜が形成される。具体的にはクロム薄膜（Ｃｒ）は膜厚１００ｎｍ、ポリシリコン薄膜（Ｐｏｌｙ−Ｓｉ）は膜厚５０ｎｍ、モリブデン薄膜（Ｍｏ）は膜厚２００ｎｍ、アルミ・ネオジウム合金薄膜（ＡｌＮｄ）は膜厚５００ｎｍ、酸化インディウム・錫薄膜（ＩＴＯ）は膜厚１００ｎｍとする。また、クロム薄膜（Ｃｒ）とポリシリコン薄膜（Ｐｏｌｙ−Ｓｉ）の間には１００ｎｍの窒化シリコン膜と１００ｎｍの酸化シリコン膜を積層した下地絶縁膜が形成され、ポリシリコン薄膜（Ｐｏｌｙ−Ｓｉ）とモリブデン薄膜（Ｍｏ）の間には１００ｎｍの酸化シリコン膜からなるゲート絶縁膜が形成され、モリブデン薄膜（Ｍｏ）とアルミ・ネオジウム合金薄膜（ＡｌＮｄ）の間には２００ｎｍの窒化シリコン膜と５００ｎｍの酸化シリコン膜を積層した層間絶縁膜が形成され、アルミ・ネオジウム合金薄膜（ＡｌＮｄ）と酸化インディウム・錫薄膜（ＩＴＯ）の間には２００ｎｍの窒化シリコン膜と平均１μｍの有機平坦化膜を積層した保護絶縁膜が形成され、互いの配線間を絶縁しており、適切な位置にコンタクトホールを開口して互いに接続される。。なお、図５中にはクロム薄膜（Ｃｒ）パターンは存在しない。

図５で示すように、データ線２０２−ｍはアルミ・ネオジウム合金薄膜（ＡｌＮｄ）により形成され、コンタクトホールを介して画素スイッチング素子４０１−ｎ−ｍのソース電極に接続される。走査線２０１−ｎはモリブデン薄膜（Ｍｏ）で構成され、画素スイッチング素子４０１−ｎ−ｍのゲート電極を兼用する。容量線２０３−ｎは走査線２０１−ｎと同じ配線材料から構成され、画素電極４０２−ｎ−ｍは酸化インディウム・錫薄膜よりなり、画素スイッチング素子４０１−ｎ−ｍのドレイン電極にコンタクトホールを通じて接続される。また、画素スイッチング素子４０１−ｎ−ｍのドレイン電極はリンを高濃度ドープされたｎ＋型ポリシリコン薄膜よりなる容量部電極６０５にも接続され、容量線２０３−ｎと平面的に重なって補助容量コンデンサー４０３−ｎ−ｍを構成する。

図６は画素スイッチング素子４０１−ｎ−ｍの構造を説明するための図５のＡ−Ａ'線部に対応する液晶表示装置９１０の一部の断面構造を示す図である。なお、図を見やすくするために縮尺は一定でない。アクティブマトリクス基板１０１は無アルカリガラスよりなる厚さ０．６ｍｍの絶縁基板であって、その上に２００ｎｍの窒化シリコン膜と３００ｎｍの酸化シリコン膜を積層した下地絶縁膜を介してポリシリコン薄膜よりなるシリコンアイランド６０２が配置され、走査線２０１−ｎはシリコンアイランド６０２と前述のゲート絶縁膜を挟んで上方に配置される。走査線２０１−ｎとオーバーラップする領域ではシリコンアイランド６０２はリンイオンが全く、あるいはごく低濃度しかドープされていない真性半導体領域６０２Ｉであり、その左右にリンイオンが低濃度にドープされたシート抵抗２０ｋΩ程度のｎ−領域６０２Ｌが存在し、さらにその左右にリンイオンが高濃度にドープされたシート抵抗１ｋΩ程度のｎ＋領域６０２Ｎが存在する、ＬＤＤ（Lightly Doped Drain）構造である。左右のｎ＋領域６０２Ｎは層間絶縁膜にそれぞれ形成したコンタクトホールを介してソース電極６０３、ドレイン電極６０４と接続しており、ソース電極６０３はデータ線２０２−ｍと、ドレイン電極６０４は平坦化絶縁膜上に形成された画素電極４０２−ｎ−ｍとそれぞれ接続している。画素電極４０２−ｎ−ｍと対向基板９１２上の対向電極９３０との間にはネマティック液晶材料９２２が存在する。また、画素電極４０２−ｎ−ｍと一部重なるようにしてブラックマトリクス９４０が対向基板９１２上に形成されている。なお、画素スイッチング素子４０１−ｎ−ｍの光リーク電流が問題になる場合はシリコンアイランド６０２下にＣｒ膜よりなる遮光層を形成しても良い。本実施例では光リーク電流はほとんど問題ではなく、かつこのような構造をとると、画素スイッチング素子４０１−ｎ−ｍの移動度が下がるため、シリコンアイランド６０２下のＣｒ膜は除去する構成を選択した。

図７は補助容量コンデンサー４０３−ｎ−ｍの構造を説明するための図５のＢ−Ｂ'線部に対応する液晶表示装置９１０の一部の断面構造を示す図であり、ドレイン電極６０４と繋がる容量部電極６０５と容量線２０３−ｎがゲート絶縁膜をはさんで重なることで蓄積容量を形成している。

図８は受光センサー３５０Ｐ−１（第１の光センサー）と遮光センサー３５０Ｄ−１（第２の光センサー）付近の拡大平面図である。なお、図を見やすくするために縦と横の縮尺は一定でない。また、凡例は図５と同様である。受光センサー３５０Ｐ−１は太点線で示す受光開口部９９０−１と平面的に重なっており、外光が照射されるようになっている。受光センサー３５０Ｐ−１は４箇所の孤立した受光部３５０Ｐ−１Ｉとそれに隣り合う配線ＳＥＮＳＥに接続されるアノード領域３５０Ｐ−１Ｐと、配線ＶＳＨに接続されるカソード領域３５０Ｐ−１Ｎとによって構成される。受光部３５０Ｐ−１Ｉ、アノード領域３５０Ｐ−１Ｐ、カソード領域３５０Ｐ−１Ｎはいずれも同一のポリシリコン薄膜アイランドがドープ濃度の違いによって分離されることで構成され、アノード領域３５０Ｐ−１Ｐは比較的高濃度のボロンイオンがドープされ、カソード領域３５０Ｐ−１Ｎは比較的高濃度のリンイオンがドープされ、受光部３５０Ｐ−１Ｉはごく低濃度でしかボロンイオン・リンイオンを含まない。また、アノード領域３５０Ｐ−１Ｐ、カソード領域３５０Ｐ−１Ｎ、受光部３５０Ｐ−１Ｉはそれぞれ幅１０μｍであって、受光部３５０Ｐ−１Ｉの長さはそれぞれ１０００μｍである。このように受光センサー３５０Ｐ−１は複数の並列接続されたＰＩＮ接合ダイオードを構成している。受光センサー３５０Ｐ−１及び遮光センサー３５０Ｄ−１の表示領域３１０に近い側には共通電位配線３３５が配置されるが、本実施例では受光センサー３５０Ｐ−１及び遮光センサー３５０Ｄ−１には接続されず、電磁ノイズの影響を避けるため１００μｍ離して配置している。

遮光センサー３５０Ｄ−１は４箇所の孤立した受光部３５０Ｄ−１Ｉとそれに隣り合う配線ＶＳＬに接続されるアノード領域３５０Ｄ−１Ｐと、配線ＳＥＮＳＥに接続されるカソード領域３５０Ｄ−１Ｎとによって構成される。カソードとアノードが接続される配線が異なることと、受光開口部９９０−１と平面的に重なっていないこと以外は受光センサー３５０Ｐ−１と遮光センサー３５０Ｄ−１は同一の構成であるので、これ以上の説明は省略する。また、受光センサー３５０Ｐ−２〜３５０Ｐ−５は受光センサー３５０Ｐ−１と、遮光センサー３５０Ｄ−２〜３５０Ｄ−５は遮光センサー３５０Ｄ−１と、それぞれ配置位置を除いて同様の構成であるので説明は省略する。

図９は受光センサー３５０Ｐ−１の構造を説明するための図８の線Ｃ−Ｃ'線部に対応する液晶表示装置９１０の一部の断面構造を示す図である。アクティブマトリクス基板１０１上には下地絶縁膜を介してバックライト遮光電極６１１Ｐ−１（第１の遮光電極）が配置され、その上に薄膜ポリシリコンよりなる受光センサー３５０Ｐ−１がゲート絶縁膜を挟んで形成される。受光センサー３５０Ｐ−１が４箇所の受光部３５０Ｐ−１Ｉとそれに隣り合う配線ＶＳＬに接続されるアノード領域３５０Ｐ−１Ｐと、配線ＳＥＮＳＥに接続されるカソード領域３５０Ｐ−１Ｎとによって構成されるのは前述の通りである。受光センサー３５０Ｐ−１の上方には層間絶縁膜、平坦化絶縁膜を介して酸化インディウム・錫薄膜（ＩＴＯ）よりなる透明電極６１２Ｐ−１（第１の透明電極）が配置され、受光部３５０Ｐ−１Ｉに対する電界シールドとして機能する。

透明電極６１２Ｐ−１の上方はネマティック液晶材料９２２が封入され、対向基板９１２上の対向電極９３０が配置される。なお、受光センサー３５０Ｐ−１配置位置によってはネマティック液晶材料９２２のかわりにシール材９２３が配置されることもある。受光開口部９９０−１は対向基板９１２上のブラックマトリクス９４０を部分的に除去することで形成されてなる。図示しないが、遮光センサー３５０Ｄ−１上には受光開口部は存在しないので、ブラックマトリクス９４０は除去されない。

対向基板９１２の上方からは外光ＬＡが照射され、他方、アクティブマトリクス基板１０１の下方からはバックライトユニット９２６からの光（バックライト光ＬＢ）が照射される構成となっている。

なお、本実施例では実施していないが、受光開口部９９０−１部に光学的な補正層を入れてもよい。例えば対向基板９１２に形成される画素に対応したカラーフィルタを構成する色材のうちの一つあるいは複数を受光開口部９９０−１と重ねて形成して、視感度分光特性と受光センサー３５０Ｐ−１をより一致させるようにしてもよい。例えばグリーンの画素に対応する色材を受光開口部９９０−１上に重ねて形成すれば、短波長と長波長側をカットするため、受光センサー３５０Ｐ−１の分光特性が視感度分光特性より短波長あるいは長波長にずれていても補正できる。その他、反射防止膜や干渉層、偏光層等と目的に応じて受光開口部９９０−１部を重ねればよい。また、本図では図示してないが、上偏光板９２４は受光開口部９９０−１と重ねてもよいし、除去しても良い。重ねた方が受光開口部９９０−１は目立たなくなるが、除去すると光感度が向上する。

本実施例では液晶表示装置９１０は低消費電力化のため、共通電位配線３３５に反転信号を印加する共通電極反転駆動（コモンＡＣ駆動）を行っているので、対向電極９３０には振幅０Ｖ〜５Ｖ、周波数１４ＫＨｚのＡＣ信号が印加される。しかしながら対向電極９３０より生じる電磁波は透明電極６１２Ｐ−１によってシールドされるため、対向電極９３０反転時に受光センサー３５０Ｐ−１にノイズがほとんどのることがない。同様に下方からの電磁ノイズに対してはバックライト遮光電極６１１Ｐ−１がシールドとして機能する。

図１０は図８の線Ｄ−Ｄ'線部に対応する液晶表示装置９１０の一部の断面構造を示す図である。下地絶縁膜上に形成されるバックライト遮光電極６１１Ｐ−１（第１の遮光電極）とバックライト遮光電極６１１Ｄ−１（第２の遮光電極）は遮光電極間隙６１１Ｇによって互いに離間しており、別々の電位を与えられる。また平坦化絶縁膜上に形成される透明電極６１２Ｐ−１（第１の透明電極）と透明電極６１２Ｄ−１（第２の透明電極）も透明電極間隙６１２Ｇによって互いに離間しており、別々の電位を与えられる。バックライト遮光電極６１１Ｐ−１と透明電極６１２Ｐ−１は互いに中間電極６１３Ｐ−１とゲート絶縁膜、層間絶縁膜および平坦化絶縁膜に形成されたコンタクトホールを介して接続されており、最終的に配線ＰＢＴに接続される。バックライト遮光電極６１１Ｄ−１と透明電極６１２Ｄ−１は互いに中間電極６１３Ｄ−１とゲート絶縁膜、層間絶縁膜および平坦化絶縁膜に形成されたコンタクトホールを介して接続されており、最終的に配線ＤＢＴに接続される。

ここで遮光電極間隙６１１Ｇと透明電極間隙６１２Ｇはアクティブマトリクス基板１０１および対向基板９１２の鉛直方向において互いに重ならない。このように構成すると、平面的に上下ともにシールドされていない領域がなくなるので、間隙から進入する電磁ノイズが左右に広がりにくくなり、間隙によるシールド性能の低下を軽減できる。

また、遮光電極間隙６１１Ｇと重なるようにモリブデン薄膜（Ｍｏ）よりなる間隙遮光体６１０が形成される。これにより、遮光電極間隙６１１Ｇより進入するバックライト光が各種絶縁膜やガラスの界面等で多重反射され、迷光となって受光センサー３５０Ｐ−１や遮光センサー３５０Ｄ−１に到達する割合を飛躍的に軽減できる。

以上のような構成による受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６、遮光センサー３５０Ｄ−１〜３５０Ｄ−６の等価回路が図１１である。各受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６、遮光センサー３５０Ｄ−１〜３５０Ｄ−６はそれぞれ、４つのＰＩＮダイオードが並列に接続されている。また、各受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６も互いに並列に接続されており、遮光センサー３５０Ｄ−１〜３５０Ｄ−６も互いに並列に接続されている。ゆえに最終的に図１１は図１２の回路図と等価である。すなわち、遮光センサー３５０Ｄ−１〜３５０Ｄ−６はチャネル幅２４０００μｍ、チャネル長１０μｍのＰＩＮダイオードであり、そのアノードは配線ＶＳＬに接続され、そのカソードは配線ＳＥＮＳＥに接続される。また、遮光センサー３５０Ｄ−１〜３５０Ｄ−６と平面的に重なるバックライト遮光電極６１１Ｄ−１〜６１１Ｄ−６及び透明電極６１２Ｄ−１〜６１２Ｄ−６は配線ＤＢＴに接続される。受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６はチャネル幅２４０００μｍ、チャネル長１０μｍのＰＩＮダイオードであり、そのアノードは配線ＳＥＮＳＥに接続され、そのカソードは配線ＶＳＨに接続される。また、受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６と平面的に重なるバックライト遮光電極６１１Ｐ−１〜６１１Ｐ−６及び透明電極６１２Ｐ−１〜６１２Ｐ−６は配線ＰＢＴに接続される。

図１３は一定の外光照度ＬＸが液晶表示装置９１０に照射された時の受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６と遮光センサー３５０Ｄ−１〜３５０Ｄ−６を構成するＰＩＮダイオードの特性を示したグラフである。横軸はバイアス電位Ｖｄ（＝アノード電位−カソード電位）であり、縦軸はアノード−カソード間に流れる電流量Ｉｄである。実線で示したグラフ（Ａ）は受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６の特性であり、破線で示したグラフ（Ｂ）は遮光センサー３５０Ｄ−１〜３５０Ｄ−６の特性である。このように順バイアス領域（Ｉｄ＞０）ではほぼ両者は一致するが、逆バイアス領域（Ｉｄ＜０）では受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６のグラフ（Ｂ）方が電流の絶対値が大きくなる。これは遮光センサー３５０Ｄ−１〜３５０Ｄ−６には外光が照射されないため、温度に起因する熱電流量Ｉｌｅａｋのみが流れるが、受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６を構成するＰＩＮダイオードの受光部３５０Ｐ−１Ｉ〜３５０Ｐ−６Ｉに光が照射されるとキャリア対が生成され、光電流量Ｉｐｈｏｔｏが流れるため、受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６では光電流量と熱電流量の和、Ｉｐｈｏｔｏ＋Ｉｌｅａｋが流れるためである。熱電流量ＩｌｅａｋはＶｄ（＝アノード電位−カソード電位）依存性を示し、−５．０≦Ｖｄ≦−１．５の領域では傾きＫＡ（ＫＡ＞０）の直線として近似できる。ここでＫＡは温度に対する関数であって、温度が上昇すると指数関数的に上昇する。このＶｄ領域（Ｖｄ＝−５．０≦Ｖｄ≦−１．５）では受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６に流れる光電流量Ｉｐｈｏｔｏはほぼ一定の値を有し、外光照度ＬＸに比例する（以下、Ｉｐｈｏｔｏ＝ＬＸ×ｋとする）。ゆえに、受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６に流れる電流（グラフ（Ａ））、遮光センサー３５０Ｄ−１〜３５０Ｄ−６に流れる電流（グラフ（Ｂ））ともに−５．０≦Ｖｄ≦−１．５の領域では傾きＫＡ（ＫＡ＞０）の直線である。

ここで遮光センサー３５０Ｄ−１〜３５０Ｄ−６と受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６のＶｄを同じになるようにバイアスを設定する、すなわち配線ＳＥＮＳＥの電位ＶＳＥＮＳＥを配線ＶＳＨの電位ＶＶＳＨと配線ＶＳＬの電位ＶＶＳＬのちょうど中間である（ＶＶＳＨ＋ＶＶＳＬ）÷２に設定すると、受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６と遮光センサー３５０Ｄ−１〜３５０Ｄ−６に流れる熱電流量（Ｉｌｅａｋ）は全く一致する。このとき、配線ＶＳＨに流れる電流量（＝受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６に流れる電流量）はＩｐｈｏｔｏ＋Ｉｌｅａｋであり、配線ＶＳＬにながれる電流量（＝遮光センサー３５０Ｄ−１〜３５０Ｄ−６に流れる電流量）はＩｌｅａｋであるので、キルヒホッフ第１法則から配線ＳＥＮＳＥに流れる電流量はＩｐｈｏｔｏ＝ＬＸ×ｋとなって、外光照度ＬＸに比例する。なお実施例では受光センサーを高電位側に、遮光センサーを低電位側に接続したが、もちろん別でも差し支えないし、結論は同じである。

図１４は検出回路３６０の回路図である。配線ＶＣＨＧ、配線ＲＳＴ、配線ＶＳＬ、配線ＶＳＨ、配線ＯＵＴは信号入力端子３２０と接続され、また配線ＶＳＬ、配線ＶＳＨ、配線ＳＥＮＳＥ、配線ＰＢＴ、配線ＤＢＴ配線は受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６及び遮光センサー３５０Ｄ−１〜３５０Ｄ−６に接続される。ここで配線ＶＣＨＧ、配線ＶＳＬ、配線ＶＳＨは外部電源回路７８４より供給されるＤＣ電源に接続され、ＶＣＨＧ配線は電位ＶＶＣＨＧ（＝２．０Ｖ）、ＶＳＬ配線は電位ＶＶＳＬ（＝０．０Ｖ）、ＶＳＨ配線は電位ＶＶＳＨ（＝５．０Ｖ）を供給される。なお、ここでＶＳＬ配線の電位ＶＶＳＬは液晶表示装置９１０のＧＮＤである。

配線ＳＥＮＳＥは第１のコンデンサーＣ１と、第３のコンデンサーＣ３の各一端に接続される。また、初期充電トランジスターＮＣのドレイン電極に接続される。第３のコンデンサーＣ３の他端は配線ＶＳＬに接続される。第１のコンデンサーＣ１の他端はノードＡに接続される。初期充電トランジスターＮＣのソース電極は配線ＶＣＨＧに接続され、電位ＶＶＣＨＧ（＝２．０Ｖ）電源を供給される。初期充電トランジスターＮＣのゲート電極は配線ＲＳＴに接続される。ノードＡはさらに第１のＮ型トランジスターＮ１のゲート電極と第１のＰ型トランジスターＰ１のゲート電極とリセットトランジスターＮＲのドレイン電極に接続され、さらに第２のコンデンサーＣ２の一端に接続される。第２のコンデンサーＣ２の他端は配線ＲＳＴに接続される。

第１のＮ型トランジスターＮ１のドレイン電極と第１のＰ型トランジスターＰ１のドレイン電極とリセットトランジスターＮＲのソース電極はノードＢに接続され、ノードＢはさらに第２のＮ型トランジスターＮ２のゲート電極と第２のＰ型トランジスターＰ２のゲート電極に接続される。第２のＮ型トランジスターＮ２のドレイン電極と第２のＰ型トランジスターＰ２のドレイン電極はノードＣに接続され、ノードＣはさらに第３のＮ型トランジスターＮ３のゲート電極と第３のＰ型トランジスターＰ３のゲート電極に接続される。第３のＮ型トランジスターＮ３のドレイン電極と第３のＰ型トランジスターＰ３のドレイン電極はノードＤに接続され、ノードＤはさらに第４のＮ型トランジスターＮ４のゲート電極と第４のＰ型トランジスターＰ４のゲート電極に接続される。第４のＮ型トランジスターＮ４のドレイン電極と第４のＰ型トランジスターＰ４のドレイン電極は配線ＯＵＴに接続され、配線ＯＵＴはさらに第５のＮ型トランジスターＮ５のドレイン電極にも接続される。第５のＮ型トランジスターＮ５のゲート電極と第５のＰ型トランジスターＰ５のゲート電極は配線ＲＳＴに接続され、第５のＰ型トランジスターＰ５のドレイン電極は第４のＰ型トランジスターＰ４のソース電極に接続される。第１〜第５のＮ型トランジスターＮ１〜Ｎ５のソース電極は配線ＶＳＬに接続され、電位ＶＶＳＬ（＝０Ｖ）を供給されてなる。また第１〜第３のＰ型トランジスターＰ１〜Ｐ３及び第５のＰ型トランジスターＰ５のソース電極は配線ＶＳＨに接続され、電位ＶＶＳＨ（＝＋５Ｖ）を供給されてなる。

また、検出回路３６０には配線ＰＢＴと配線ＤＢＴに印加する電位をトランジスターの閾値電圧（Ｖｔｈ）から自動的に補正する自己補正電圧回路３６１も備えてなる。自己補正電圧回路３６１は第６のＮ型トランジスターＮ１１と、第６のＰ型トランジスターＰ１１のドレイン電極及びゲート電極がそれぞれ配線ＰＢＴに接続され、第７のＮ型トランジスターＮ２１と、第７のＰ型トランジスターＰ２１のドレイン電極及びゲート電極がそれぞれ配線ＤＢＴに接続され、第６のＮ型トランジスターＮ１１と、第７のＮ型トランジスターＮ２１のソース電極は配線ＶＳＬに接続されて電位ＶＶＳＬ（＝０Ｖ）を供給され、第６のＰ型トランジスターＰ１１と、第７のＰ型トランジスターＰ２１のソース電極は配線ＶＳＨに接続され、電位ＶＶＳＨ（＝＋５Ｖ）を供給されて構成される。

また、検出回路３６０は画素電極４０２−ｎ−ｍを構成する酸化インディウム・錫薄膜（ＩＴＯ）と同一の膜で形成されたシールド電極３６９によって全面を覆われる。シールド電極３６９は配線ＶＳＬを通じて液晶表示装置９１０のＧＮＤ電位に接続され、電磁ノイズに対するシールドとして機能する。

ここで本実施例では第１のＮ型トランジスターＮ１のチャネル幅は１０μｍであり、第２のＮ型トランジスターＮ２のチャネル幅は３５μｍであり、第３のＮ型トランジスターＮ３のチャネル幅は１００μｍであり、第４のＮ型トランジスターＮ４のチャネル幅は１５０μｍであり、第５のＮ型トランジスターＮ５のチャネル幅は１５０μｍであり、第６のＮ型トランジスターＮ１１のチャネル幅は４μｍであり、第７のＮ型トランジスターＮ２１のチャネル幅は２００μｍであり、第１のＰ型トランジスターＰ１のチャネル幅は１０μｍであり、第２のＰ型トランジスターＰ２のチャネル幅は３５μｍであり、第３のＰ型トランジスターＰ３のチャネル幅は１００μｍであり、第４のＰ型トランジスターＰ４のチャネル幅は３００μｍであり、第５のＰ型トランジスターＰ５のチャネル幅は３００μｍであり、第６のＰ型トランジスターＰ１１のチャネル幅は２００μｍであり、第７のＰ型トランジスターＰ２１のチャネル幅は４μｍであり、リセットトランジスターＮＲのチャネル幅は２μｍであり、初期充電トランジスターＮＣのチャネル幅は５０μｍであり、全てのＮ型トランジスターのチャネル長は８μｍであり、全てのＰ型トランジスターのチャネル長は６μｍであり、全てのＮ型トランジスターの移動度は８０ｃｍ²／Ｖｓｅｃであり、全てのＰ型トランジスターの移動度は６０ｃｍ²／Ｖｓｅｃであり、全てのＮ型トランジスターの閾値電圧（Ｖｔｈ）は＋１．０Ｖであり、全てのＰ型トランジスターの閾値電圧（Ｖｔｈ）は−１．０Ｖであり、第１のコンデンサーＣ１の容量は１ｐＦであり、第２のコンデンサーＣ２の容量は１００ｆＦであり、第３のコンデンサーＣ３の容量は１００ｐＦである。

配線ＲＳＴは電位振幅０−５Ｖのパルス波であって、周期２２．９ｍ秒毎にパルス長１００μ秒の間Ｈｉｇｈ電位（５Ｖ）に保持され、残りの２２．８ｍ秒間はＬｏｗ電位（０Ｖ）に保持されるように映像処理回路７８０によって駆動される。ＲＳＴ配線が２２．９ｍ秒毎にＨｉｇｈ（５Ｖ）になると、初期充電トランジスターＮＣとリセットトランジスターＮＲがＯＮし、配線ＳＥＮＳＥにはＶＣＨＧ配線の電位（２．０Ｖ）がチャージされ、ノードＡとノードＢは短絡する。第１のＮ型トランジスターＮ１と第１のＰ型トランジスターＰ１はインバーター回路を構成するから、インバーター回路のＩＮ／ＯＵＴが短絡される。このとき、ノードＡとノードＢの電位は最終的に以下の数式で表される電位ＶＳに到達する（詳細なる計算は例えばＫａｎｇ Ｌｅｂｌｅｂｉｃｉ著”ＣＭＯＳ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ” Ｔｈｉｒｄ Ｅｄｉｔｉｏｎ Ｐ２０６などを参照）。

ここで、Ｗｎ：第１のＮ型トランジスターＮ１のチャネル幅、Ｌｎ：第１のＮ型トランジスターＮ１のチャネル長、μｎ：第１のＮ型トランジスターＮ１の移動度、Ｖｔｈｎ：第１のＮ型トランジスターＮ１の閾値電圧、Ｗｐ：第１のＰ型トランジスターＰ１のチャネル幅、Ｌｐ：第１のＰ型トランジスターＰ１のチャネル長、μｐ：第１のＰ型トランジスターＰ１の移動度、Ｖｔｈｐ：第１のＰ型トランジスターＰ１の閾値電圧であるので、本実施例においてはＶＳ＝２．５（Ｖ）と計算される。なお、配線ＲＳＴがＨｉｇｈ（５Ｖ）である間は第５のＮ型トランジスターＮ５がＯＮし、第５のＰ型トランジスターＰ５がＯＦＦしているのでＯＵＴ配線は０Ｖである。

ＲＳＴ配線が１００μ秒後にＬｏｗ（０Ｖ）になると、リセットトランジスターＮＲがＯＦＦし、ノードＡとノードＢは電気的に切り離される。この時、第１のＮ型トランジスターＮ１と第１のＰ型トランジスターＰ１で構成されるインバーター回路はノードＡの電位がＶＳより低ければノードＢにＶＳより高い電位を出力し、ノードＡの電位がＶＳより高ければノードＢにＶＳより低い電位を出力する。第２のＮ型トランジスターＮ２と第２のＰ型トランジスターＰ２および第３のＮ型トランジスターＮ３と第３のＰ型トランジスターＰ３もそれぞれインバーター回路を構成するが、同様に入力段の電位がＶＳより低ければＶＳより高い電位を、入力段の電位がＶＳより高ければＶＳより低い電位を、それぞれ出力する。この時、入力段の電位のＶＳとの差より出力段の電位のＶＳとの差はより大きくなり、配線ＶＳＨの電位ＶＶＳＨ（＝＋５Ｖ）もしくは配線ＶＳＬの電位ＶＶＳＬ（＝０Ｖ）へと近づく。結果、ノードＡの電位がＶＳより低ければノードＤはほぼＶＳＨ配線の電位ＶＶＳＨ（＝＋５Ｖ）となり、ノードＡの電位がＶＳより高ければノードＤはほぼＶＳＬ配線の電位ＶＶＳＬ（＝０Ｖ）となる。第４及び第５のＮ型トランジスターＮ４，Ｎ５、第４及び第５のＰ型トランジスターＰ４，Ｐ５はＮＯＲ回路を構成してなるので、ＲＳＴ配線の電位がＬｏｗ（０Ｖ）である期間ではノードＤがＨｉｇｈ（＋５Ｖ）であればＬｏｗ（０Ｖ）を、ノードＤがＬｏｗ（０Ｖ）であればＨｉｇｈ（＋５Ｖ）を、それぞれＯＵＴ配線へ出力する。すなわち、ＲＳＴ配線の電位がＬｏｗ（０Ｖ）である期間ではノードＡの電位がＶＳより低ければＯＵＴ配線への出力はＬｏｗ（０Ｖ）であり、ノードＡの電位がＶＳより高ければＯＵＴ配線への出力はＨｉｇｈ（＋５Ｖ）となる。

ノードＡは前述の通り、配線ＲＳＴがＬｏｗ（０Ｖ）になってリセットトランジスターＮＲがＯＦＦし、ノードＡとノードＢは電気的に切り離されるが、これと同時に第２のコンデンサーＣ２の結合によって配線ＲＳＴと同時に電位が下がる。ここで第１のコンデンサーＣ１の容量ＣＣ１（＝１ｐＦ）がコンデンサーＣ２の容量ＣＣ２（＝１００ｆＦ）及び第１のＮ型トランジスターＮ１、第１のＰ型トランジスターＰ１、リセットトランジスターＮＲのゲート・ドレイン間容量（本実施例ではいずれも１０ｆＦ以下）より十分大きければ、またリセットトランジスターＮＲの書き込みインピーダンスと第１のコンデンサーＣ１の容量の積（本実施例では約１μ秒）が配線ＲＳＴの電位の立ち下げ期間（本実施例では１００ｎ秒）より十分大きければ配線ＲＳＴがＬｏｗ（０Ｖ）になったとき（以下、これを時間ｔ＝０）とするのノードＡの電位（以下、ＶＡ（ｔ）とする）は以下の式で表される。

本実施例ではＶＡ（ｔ＝０）＝２．０Ｖとなる。このとき、受光センサー３５０Ｐ−１にかかるバイアスはＶｄ＝−３．０Ｖであり、遮光センサー３５０Ｄ−１にかかるバイアスはＶｄ＝−２．０Ｖである。図１３の説明から明らかなように、このとき、受光センサー３５０Ｐ−１と遮光センサー３５０Ｄ−１を構成するＰＩＮダイオードの熱電流量Ｉｌｅａｋの差はＫＡ×１．０で表される。従って、配線ＳＥＮＳＥには受光センサー３５０Ｐ−１に照射される外光に応じた光電流量Ｉｐｈｏｔｏに電流量ＫＡ×１．０を加えた電流が流れる。ここで、ＫＡ＜＜Ｉｐｈｏｔｏであれば配線ＳＥＮＳＥに流れる電流量はＩｐｈｏｔｏのみと近似でき、熱電流の寄与を除去できることになる。本実施例では動作保証温度上限の７０℃におけるＫＡと照度１０ルクスにおけるＩｐｈｏｔｏが等しくなった。このことから、外光照度１００ルクス以上であれば動作保証温度範囲内において効果的に熱リークを除去できる。

ここで外光とＩｐｈｏｔｏの関係は前述の通り、このバイアス条件では外光が受光センサー３５０Ｐ−１を照らす外光照度ＬＸに比例してＶｄには依存せずＩｐｈｏｔｏ＝ＬＸ・ｋとなる（ｋは一定の係数）。ＲＳＴ配線がＬｏｗ（０Ｖ）になると、ノードＡはフローティング状態であるので、第２のコンデンサーＣ２の容量ＣＣ２及び第１のＮ型トランジスターＮ１、第１のＰ型トランジスターＰ１のゲート・ソース間容量を無視すればほぼ実効的な容量は第３のコンデンサーＣ３の容量ＣＣ３のみとなって、配線ＳＥＮＳＥの電位ＶＳＥＮＳＥは以下の式で示すように変化する。

なお、ここでは説明のために受光センサー３５０Ｐ−１及び遮光センサー３５０Ｄ−１、及び引き回し配線での付加容量を無視して説明をしている。これらの付加容量分は上記のＣＣ３に加算すればよい。また、受光センサー３５０Ｐ−１及び遮光センサー３５０Ｄ−１、及び引き回し配線での付加容量が十分大きい場合は第３のコンデンサーＣ３は無くても良い。従って、ＣＣ３の値は受光センサー３５０Ｐ−１及び遮光センサー３５０Ｄ−１、及び引き回し配線の付加容量から下限が決定される。

ＶＡ（ｔ）はＶＳＥＮＳＥ（ｔ）が変化すると容量結合で同じ電位分変化する。従って、ノードＡの電位ＶＡは以下のような式で表される。

ここでＶＡ（ｔ）＝ＶＳとなる時間ｔ０は、以下のような式で表される。

すなわち、時間ｔ０でＯＵＴ出力はＬｏｗ（０Ｖ）→Ｈｉｇｈ（５Ｖ）へと反転することになり、この時間ｔ０から外光照度ＬＸは容易にもとまる。

検出回路３６０はＲＳＴ配線がＬｏｗ（０Ｖ）である間、ノードＡがフローティング状態となり、ここに電磁ノイズが進入してノードＡの電位が変化すると誤動作する。従って、電磁ノイズの防止が極めて重要であり、このためにシールド電極３６９を配置している。

さて本構成のようなラテラル構造のＰＩＮ型ダイオードやＰＮ型ダイオードは垂直方向の電界に対して光電流量Ｉｐｈｏｔｏが変化するという問題がある。本実施例にあわせて具体的に言うと、配線ＰＢＴに接続される透明電極６１２Ｐ−１〜６１２Ｐ−６とバックライト遮光電極６１１Ｐ−１〜６１１Ｐ−６の電位（以下、ＶＰＢＴ）が受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６の特性に、配線ＤＢＴに接続される透明電極６１２Ｄ−１〜６１２Ｄ−６とバックライト遮光電極６１１Ｐ−１〜６１１Ｐ−６の電位（以下、ＶＤＢＴ）が遮光センサー３５０Ｄ−１〜３５０Ｄ−６の特性に、それぞれ影響する。ＶＰＢＴ及びＶＤＢＴの最適電位は製造ばらつきによって製品毎に異なるが、これらは薄膜トランジスターの閾値（Ｖｔｈ）と強い相関を持つ。本実施例では薄膜トランジスターの閾値（Ｖｔｈ）をもとに電圧を自己補正した電位ＶＰＢＴと電位ＶＤＢＴをそれぞれ配線ＰＢＴと配線ＤＢＴに印加する自己補正電圧回路３６１を用いている。本実施例での製造ばらつき中の平均的な値では、ＶｔｈＮ＝＋１．０、ＶｔｈＰ＝−１．０であって、このとき自己補正電圧回路３６１は配線ＰＢＴには３．６Ｖが、配線ＤＢＴには１．４Ｖを印加する。受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６ではカソードは配線ＶＳＨと接続され５．０Ｖであるから、バックライト遮光電極６１１Ｐ−１〜６１１Ｐ−６及び透明電極６１２Ｐ−１〜６１２Ｐ−６とカソードの電位差は−１．４Ｖとなり、これが光電流を得られる最適電位となる。製造ばらつきでトランジスターの特性が変動し、例えばＶｔｈＮ＝＋１．５、ＶｔｈＰ＝−０．５であれば配線ＰＢＴには４．１Ｖが、配線ＤＢＴには１．９Ｖが印加される。同様に例えばＶｔｈＮ＝＋０．５、ＶｔｈＰ＝−１．５であれば配線ＰＢＴには３．１Ｖが、配線ＤＢＴには０．９Ｖがそれぞれ印加される。いずれの場合もトランジスターのしきい値が変動するとそれにあわせて配線ＰＢＴと配線ＤＢＴに印加される電位ＶＰＢＴ，ＶＤＢＴも変動するので、常に光電流がほぼ最大に得られるのである。

さて、ここまでの説明では外光照度ＬＸは固定して説明をしてきたが、グロー式の蛍光灯下等においては周期的に環境光が明滅する。蛍光灯の電源が正弦波であり、瞬間の電圧に照度が比例するなら時間ｔ'の関数である外光照度ＬＸ（ｔ'）は以下の式で表される。

ここでＴＨは電源周期、すなわちほぼ全世界で１／５０もしくは１／６０秒である。数式６はＴＨ／２すなわち１／１００秒もしくは１／２００秒の周期を持つ波形となる。ここで周期がＴＨでなく、ＴＨ／２となるのは電位が正であっても負であっても照度は同一であるからであり、電位が０になる瞬間は期間ＴＨの中で２回（電位が正→負になる瞬間と電位が負→正になる瞬間）あるためである。Δｔは最後に蛍光灯の電源電位が０になり照度が０になった瞬間からＲＳＴ信号がＬｏｗ（０Ｖ）になって検出回路３６０の検出が開始されるまでの期間であり、０〜ＴＨ／２までのランダムな値となる。

このようなＬＸ（ｔ'）の時間的変化を勘案すると、数式４は以下のように変形される。

上の数式からわかるように、ＶＡ（ｔ）の値はΔｔに依存して変動するので、ＶＡ（ｔ０）＝ＶＳとなる時間ｔ０もΔｔに依存するので、ランダムにばらつきが生じて精度が低下してしまう。この精度低下はｔ０が小さいほど大きくなるので、感度の良いセンサーであるほど顕著になる。このような精度低下を避けるためには複数回測定を行い、平均値をとればよい。しかし１回目の検出でΔｔ＝Δｔ０であったとき、ＲＳＴ信号の周期をＴＲ（時間間隔Ｔ１）とすると、二回目のタイミングではΔｔはΔｔ０にＴＲとＴＨ／２の余剰を足した数値となる。すなわち、ＴＲがＴＨ／２の整数倍（余剰が０）であると、２回目の検出でもΔｔ＝Δｔ０である。このように、ＲＳＴ信号の周期はＴＨ／２の整数倍であると精度が低下してしまう。このような問題点を図１５および図１６を用いて具体的に説明する。

図１５のグラフ（Ａ）は電源周波数５０Ｈｚの時のＡＣ電源である。期間ＴＨは２０ｍ秒となる。グラフ（Ｂ）はこのときのグロー式蛍光灯下での照度であって、１０ｍ秒の周期をもって明滅している。計測した環境光下では、液晶表示装置９１０に他の光は照射されないものとする。グラフ（Ｃ）は配線ＲＳＴの信号電位である。ここでは配線ＲＳＴの信号周期ＴＲ＝４０ｍ秒とする。まずｔ＝０でＲＳＴ信号がＨｉｇｈ（５Ｖ）→Ｌｏｗ（０Ｖ）になったタイミングでは、外光照度ＬＸ＝０であったとする（Δｔ＝０）。このとき、ｔ＝ｔ０＝１２ｍ秒で検出回路３６０から出力される配線ＯＵＴの電位が反転した。次の検出期間ではｔ＝４０ｍ秒で再びＲＳＴ信号がＨｉｇｈ（５Ｖ）→Ｌｏｗ（０Ｖ）になるが、ＴＲがＴＨ／２の整数倍（４倍）であるため、再び検出期間は照度が０のタイミングから始まり（Δｔ＝０）、ｔ＝ｔ０＋ＴＲ＝５２秒、すなわちＲＳＴ信号がＨｉｇｈ（５Ｖ）→Ｌｏｗ（０Ｖ）になったタイミングからは同じｔ０＝１２ｍ秒で反転する。従って１回目も二回目も検出照度は同じになり、以降何回繰り返しても結果は同じである。

図１６は図１５の測定後、一旦、電子機器の電源を再投入したときの全く同じ環境光下での測定結果である。各記号の説明は図１５と同じである。電子機器の電源を再投入したため、タイミングが微妙に変わり、今度はＲＳＴ信号がＨｉｇｈ（５Ｖ）→Ｌｏｗ（０Ｖ）になったタイミングで外光照度ＬＸはＭＡＸ（＝ＬＸ０）であった（Δｔ＝５ｍ秒）。すると、照度がＭＡＸ状態から始まるため、図１５で示したタイミングにくらべ、積分電流が早く一定に達し、配線ＯＵＴの反転は図１５より早くなってｔ０＝１０．３ｍ秒で反転した。このため、図１５の測定結果に比べ照度は１７％大きく算出される。ＴＲは同じ４０ｍ秒であるから、やはり二回目でも同じ検出結果となるから、何回サンプリングして平均とっても結果は同じである。

このように、外光条件は全く同じであるにも関わらず、スイッチをオン・オフするたびに検出結果が最大１７％もばらついてしまうのである。このばらつきは検出時間（ｔ０）が短いほど一層顕著になっていく。特に表示装置は６０Ｈｚのフレームレートで駆動されることが多いが、信号を生成する回路（本実施例では映像処理回路７８０）の構成を簡易にするために表示装置の駆動信号を用いて配線ＲＳＴの信号を生成するとＴＲは１／６０秒の整数倍の周期となる場合が多く、ＡＣ電源６０Ｈｚの地域では上述のような問題が発生しやすいのである。

ここまでの例ではＲＳＴ周期ＴＲがＴＨ÷２の整数倍であるケースであるが、ＲＳＴ周期ＴＲがＴＨ÷２の整数倍にごく近い場合、検出結果が長周期のうねりを持つようになる。例えばＴＨ＝１／５０秒で、ＲＳＴ周期がＴＲ＝１／１０１秒であれば、１秒の周期でゆるやかに検出結果が変化してしまうので、１秒間以上のサンプリングを行わないと正確な平均値が算出できなくなり、センサーの応答性が非常に悪くなる。以上のように、ＲＳＴ周期ＴＲは１／１００及び１／１２０の整数倍及びそれに近い値はさけるべきである。

図１７はＴＲがＴＨ／２の整数＋０．５倍である改善されたケースを示す。やはり各記号の説明は図１５と同じである。この事例ではＴＲ＝３５ｍ秒とした。ＴＨは２０ｍ秒では変わらないのでＴＲはＴＨ／２の３．５倍である。図１５と同様にｔ＝０では照度＝０で測定が開始されるので、ｔ０＝１２ｍ秒で１回目の測定結果は算出される。しかし、ＴＲがＴＨ／２の整数＋０．５倍であるため、２回目の測定は照度がＭＡＸのときから始まる。従って、２回目の測定では検出された時間ｔ０は時間ｔ０＝１０．３秒となる。この２回の結果を平均することで、図１５、図１６で説明したようなばらつきを計算上平均して約４１％に抑えることが出来るのである。

しかし、実際にはＴＨは１／５０秒である地域と１／６０秒である地域が存在し、全ての地域でＴＲがＴＨ／２の整数＋０．５倍にするようにすると、ＴＲが非常に長くなってしまう。そこで、１／１００秒から１／１２０秒の間の値の整数＋０．５倍とすればよい。本実施例では１／１０９秒の２．５倍として２２．９ｍ秒をＴＲとして採用した。計算上、ＴＲをＴＨ／２の整数にとる場合（例えば２０ｍ秒）に比べ、ワーストでも５１％にばらつきを抑えることができる。

無論、電力が５０Ｈｚもしくは６０Ｈｚの地域でしか使われない機器であれば１／１００秒か１／１２０秒の整数＋０．５倍を用いればよい。また、２種類のＴＲを持ち、映像処理回路７８０で切替可能なように構成しても良い。その際、切替はユーザーが行なってもよいし、映像処理回路７８０で自動切換えできるような構成にしても良い。

本実施例では、中央演算回路７８１が端子ＯＵＴの信号を監視し、反転した時間ｔ０から離散値Ｖ１０をまず得る。離散値Ｖ１０は２回サンプリングされ、この平均値Ｖ１０＿を得る。このＶ１０＿から参照テーブル７８５を参照し、Ｖ１０＿に対応する適切なバックライトユニット９２６の電圧設定値ＶＶ２を得る。中央演算回路７８１はこのＶ２０値を外部電源回路７８４に送ることでバックライトユニット９２６の輝度が変更される。これにより液晶表示装置９１０の全白表示時輝度が変化し、ユーザーにとって過剰な輝度を抑えることで視認性を向上させるとともに消費電力の増大を抑えることができるのである。なお、サンプリング回数は２回で無くともよく、偶数であれば任意の回数でさしつかえない。

配線ＲＳＴの信号は映像処理回路７８０より与えられるが、液晶表示装置９１０のフレームレートと配線ＲＳＴの信号周期は一致しているため、配線ＲＳＴの信号は走査線駆動回路３０１やデータ線駆動回路３０２の駆動信号生成に用いるのとと同一のベースクロックから容易に出力信号の生成が可能である。このため、配線ＲＳＴの信号のための回路規模が大きくなることなく、コストが抑えられる。

本実施例では外部光の検出照度とバックライト輝度の関係は図１８のように設定した。検出照度３００（ルクス）まではバックライトの照度を緩やかに上げ、３００ルクス以上では比較的傾きを大きくして照度を上げる。検出照度２０００ルクスで輝度はＭＡＸとなって以降は同じ状態となる。このように設定すると、外光が３００ルクス以下で周囲がごく暗く、ユーザーの瞳孔が開いている時にはまぶしくない程度にバックライトを抑え、３００ルクス〜２０００ルクスまでの外光が液晶パネルに映り込む領域では周囲の明るさに合わせて輝度を急速に上げて視認性を低下させないことが出来る。

一方、本実施例のように透過型ではなく、半透過型液晶を使う場合は図１９のようにすればよい。外光照度５０００ルクスまでは同様であるが、それ以上では反射部分だけで十分な視認性になるため、バックライトを完全にＯＦＦし、消費電力を節約できるようになっているため、特に屋外で使用すると搭載する電子機器のバッテリー駆動時間が飛躍的に延びる。

もちろん、この制御カーブは一例であって、用途に応じ、どのようなカーブの設定にしてもよいし、ちらつきを抑えるためにカーブにヒステリシスを持たせるなどしてもよい。また、測定毎に輝度調整するのではなく、複数回数を測定し、平均や中央値をとって輝度を調整するなどしてもよい。

［第２の実施の形態］
図２０は第２の実施例にかかわる配線ＲＳＴ電位のタイミングチャートである。なお、図の見やすさを優先して、縮尺は一定でない。本実施例ではＲＳＴ信号がＨｉｇｈ（５Ｖ）となって第１の検出期間が始まるパルスＰＳ１と、第２の検出期間の始まるパルスＰＳ２の間隔は１０２ｍ秒である。次に第３の検出期間の始まるパルスＰＳ３はパルスＰＳ２の９９ｍ秒後である。また次に第４の検出期間の始まるパルスＰＳ４はパルスＰＳ３の１０５ｍ秒後である。次に第５の検出期間の始まるパルスＰＳ５はパルスＰＳ４の１０２ｍ秒後に戻り、以降、３０６ｍ秒周期でこれらの動作が繰り返される。

液晶表示装置９１０や電子機器の構成は第１の実施例と全く同様であるので説明は省略する。

本実施例では、中央演算回路７８１が端子ＯＵＴの信号を監視し、反転した時間ｔ０から離散値Ｖ１をまず得、次の検出期間での反転した時間ｔ０から離散値Ｖ２得、さらにその次の検出期間での反転した時間ｔ０から離散値Ｖ３を得る。ここでＶ１，Ｖ２，Ｖ３は値の大小順に並び替えられ、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３の最大値とＶ１，Ｖ２，Ｖ３の最小値の平均から値Ｖ１＿を得る。このＶ１＿から参照テーブル７８５を参照し、Ｖ１＿に対応する適切なバックライトユニット９２６の電圧設定値ＶＶ２を得る。中央演算回路７８１はこのＶ２値を外部電源回路７８４に送ることでバックライトユニット９２６の輝度が変更される。

このように、少しずつ検出期間を変えながら３回以上のサンプリングを行い、その中で互いに最も近い二値をみつけて一方の値を捨て（最も近い値の検出期間は外光の明滅周期の整数倍に一致してしまった可能性がある）、残った値で平均等の統計処理を行なうことで、あらゆる外光の明滅周期に対応することができる。

このような構成により、外光の明滅周期が１／１００秒や１／１２０秒に限らないような特殊な環境下でも精度よく検出を行なうことができるのである。具体的には電力事情の悪い地域などでは電力の周波数が５０Ｈｚや６０Ｈｚから著しくずれる場合がある。また、特殊な照明機器などでは明滅周期が１／１００秒・１／１２０秒以外になるものがあるが、このような環境下でも本実施例では精度よく測定が可能である。

ここで互いに異なった複数の検出期間のうち、少なくとも一つは１／１００秒・１／１２０秒の整数倍でないほうがよく、好ましくは全ての検出期間は１／１００秒・１／１２０秒の整数倍でないことが好ましい。外光の明滅周期が１／１００秒・１／１２０秒である環境の頻度は高いと考えられるので、これらの整数倍を避けるべきである。以上の点を勘案し、本実施例では検出期間をそれぞれ１０２ｍ秒、９９ｍ秒、１０５ｍ秒の三種類としているのである。

このようにあらかじめ複数の検出期間を設定しておくほかに、検出期間をランダムに設定してもよい。乱数発生回路や乱数テーブルを用いてもよいし、何らかの外的要因、例えば振動センサーなどの他のセンサーが電子機器にそなえられていれば、それらの測定結果を入力して検出期間を定めるようにしてもよい。

なお、今回開示された実施形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施形態の説明ではなく特許請求の範囲によって示され、さらに特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれる。

［産業上の利用可能性］
本発明は実施例の形態に限定されるものではなく、あらゆる種類の光センサーを備えた機器に適用してよい。特に屋内で使用される可能性のある電子機器には効果が大きい。

また、表示装置としてＴＮモードではなく垂直配向モード（ＶＡモード）、横電界を利用したＩＰＳモード、フリンジ電界を利用したＦＦＳモードなどの液晶表示装置に利用しても構わない。また、全透過型のみならず全反射型、反射透過兼用型であっても構わない。また、液晶表示装置ではなく、有機ＥＬディスプレイ、フィールドエミッション型ディスプレイに用いても良いし、液晶表示装置以外の半導体装置に用いても良い。

本発明の実施例に係る液晶表示装置９１０の斜視図。 本発明の第１の実施例に係るアクティブマトリクス基板１０１の構成図。 本発明の実施例に係るアクティブマトリクス基板１０１の画素回路図。 本発明の電子機器の実施例を示すブロック図。 本発明の実施例に係るアクティブマトリクス基板１０１の画素部の平面図。 図５Ａ−Ａ'に沿った断面図。 図５Ｂ−Ｂ'に沿った断面図。 本発明の第１の実施例に係る受光センサー３５０Ｐ−１、遮光センサー３５０Ｄ−１の平面図。 図８Ｃ−Ｃ'に沿った断面図。 図８Ｄ−Ｄ'に沿った断面図。 本発明の第１の実施例に係る受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６、遮光センサー３５０Ｄ−１〜３５０Ｄ−６の等価回路図。 本発明の第１の実施例に係る受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６、遮光センサー３５０Ｄ−１〜３５０Ｄ−６の簡略化した等価回路図。 本発明の第１の実施例に係る受光センサー３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６、遮光センサー３５０Ｄ−１〜３５０Ｄ−６を構成するＰＩＮダイオードの特性を示したグラフ。 本発明の第１の実施例に係る検出回路３６０の回路図。 本発明の従来課題を説明するためのタイミングチャート。 本発明の従来課題を説明するための第２のタイミングチャート。 本発明の効果を説明するためのタイミングチャート。 本発明の実施例に係る外部光の検出照度とバックライト輝度の設定図。 半透過液晶表示装置のための外部光の検出照度とバックライト輝度の設定図。 本発明の第２の実施例に係る配線ＲＳＴの信号電位のタイミングチャート。

符号の説明

１０１…アクティブマトリクス基板、１０２…張り出し部、２０１−１〜２０１−４８０…走査線、２０２−１〜２０２−１９２０…データ線、３０１…走査線駆動回路、３０２…データ線駆動回路、３２０…信号入力端子、３３０−１〜３３０−２…対向導通部、３３５…共通電位配線、３５０Ｐ−１〜３５０Ｐ−６…受光センサー（本発明の「第１の光センサー」の一例）、３５０Ｄ−１〜３５０Ｄ−６…遮光センサー（本発明の「第２の光センサー」の一例）、３６０…検出回路（本発明の「光検出部」の一例）、３６１…自己補正電圧回路、６１１Ｐ−１〜６１１−６，６１１Ｄ−１〜６１１Ｄ−６…バックライト遮光電極、６１２Ｐ−１，６１２Ｄ−１…透明電極、７８１…中央演算回路、７８４…外部電源回路、９１０…液晶表示装置、９１１…液晶パネル（本発明の「パネル」の一例）、９１２…対向基板（本発明の「第２の基板」の一例）、９２２…ネマティック相液晶材料、９２３…シール材、９２６…バックライトユニット、９２７…導光板、９４０…ブラックマトリクス、９９０−１〜９９０−６…受光開口部、ＬＡ…外光、ＬＢ…バックライト光。

Claims (8)

1. 基板上に形成され、前記基板周辺の外光照度を測定するための光センサーと、
   前記光センサーに接続されて前記外光照度に対応して出力を行なう検出回路を備え、
   前記検出回路は、前記光センサーからの入力に基づき前記外光照度検出動作を複数回行い、
   前記複数回の検出動作の第１の検出動作と、前記第１の検出動作に引き続いて行なわれる第２の検出動作の時間間隔をＴ１とすると、
   前記時間間隔Ｔ１は、ｎを任意の整数としたとき、１／１００秒の（ｎ＋０．５）倍、もしくは１／１２０秒の（ｎ＋０．５）倍、もしくは両者の中間に設定され、
   前記検出回路の出力を偶数回サンプリングして統計処理を行なう回路を有する
   ことを特徴とする半導体装置。
2. 前記第２の検出動作と、
   前記前記第２の検出動作に引き続いて行なわれる第３の検出動作の時間間隔をＴ２とすると、
   前記時間間隔Ｔ１と前記時間間隔Ｔ２は互いに相違することを特徴とする
   請求項１に記載の半導体装置。
3. 前記光センサーは前記外光照度を電流に変換する素子であり、前記検出回路は前記光センサーが接続されたノードの一端を前記検出周期の開始毎に初期電位にリセットし、前記ノードの電位変化を検出することで前記検出動作を行なう回路である
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の半導体装置。
4. 前記ノードの電位が所定の電位に達するまでの時間に基づいて前記基板周辺の外光照度を測定する
   ことを特徴とする請求項３に記載の半導体装置。
5. 前記光センサーは薄膜ポリシリコンを用いたＰＩＮ接合ダイオードもしくはＰＮ接合ダイオードである
   ことを特徴とした請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の半導体装置。
6. 請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の半導体装置を用いた表示装置。
7. 前記時間間隔Ｔ１は表示の書き換えを行なう周期であるフレーム周期の整数倍である
   ことを特徴とする請求項６に記載の表示装置。
8. 請求項６または請求項７に記載の表示装置を用いた電子機器。

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