JP4324595B2

JP4324595B2 - デジタル変調信号復調装置

Info

Publication number: JP4324595B2
Application number: JP2006028891A
Authority: JP
Inventors: 素直論手; 彰人藤原
Original assignee: Anritsu Corp
Current assignee: Anritsu Corp
Priority date: 2006-02-06
Filing date: 2006-02-06
Publication date: 2009-09-02
Anticipated expiration: 2026-02-06
Also published as: JP2007208928A

Description

本発明は、ＰＳＫ方式で変調されたデジタル変調信号を誤りなく復調するための技術に関する。

１、０のデジタル情報を伝達するための変調方式として、従来から位相シフト（ＰＳＫ方式が用いられている。

このＰＳＫ方式は、キャリア信号の位相をデータで可変する方式で、振幅性雑音の影響を受けにくい通信が可能であるため、各種デジタル変調方式で採用されている。

この変調信号を復調するための復調装置としては、例えば、特許文献１のように直交復調器を用いてベースバンド信号Ｉ、Ｑを検出し、そのベースバンド信号Ｉ、Ｑで決まる座標点をシンボル点としてデータの復調を行っている。

特開平７−３２１８６４

しかしながら、上記のように直交復調器を用いてデータを復調するシステムでは、変調信号のキャリア周波数と直交復調器のローカル信号周波数との間に周波数誤差があると、その誤差が位相誤差として現れるので、復調データの誤り率が大きくなってしまう。

特に、無線信号のように高いキャリア周波数で情報を伝送するシステムでは、信号の周波数を中間周波数や低周波帯に変換してから復調処理を行っており、その周波数変換処理の際の数１０Ｈｚの僅かな周波数誤差が、直交復調処理では大きな誤差になってしまう。

また、別の問題として伝送路による振幅減衰が大きいとＳ／Ｎが低下し、さらにガウス性雑音が重畳することで、復調時の誤りが大きくなってくる。

このため、上記変調方式の信号を伝送するシステムでは、その伝送路による振幅減衰を抑制するために自動利得制御を行っている。

例えば、前記した特許文献１では、中間周波数の信号を可変利得増幅器を介して直交検波回路に入力し、直交検波回路から出力されたベースバンド信号Ｉ、Ｑからデータ復調するとともに、Ｉ信号の２乗とＱ信号の２乗との和の平方根を計算して振幅を求め、この振幅が一定になるように、可変利得増幅器の利得をフィードバック制御している。

しかしながら、上記特許文献１のようなフィードバック制御では平均値処理になってしまうため、信号振幅のゆっくりとした変動には追従可能であるが、振幅変動が速い、例えば信号に重畳したガウス性雑音に対しては応答できず、この雑音成分による振幅変動を抑圧することはできない。特に、雑音成分のうち、ナイキスト帯域内のものはフィルタによる除去ができない。

したがって、上記ＰＳＫ方式で変調された信号をＳ／Ｎの悪い回線で伝送して復調しようとすると、ガウス性雑音の振幅変動の影響を大きく受け、誤り率が低下する。

本発明は、これらの問題を解決し、ＰＳＫ方式の変調信号に対する復調時の周波数誤差を低減し、またガウス性雑音の影響を低減して、誤り率の低い復調が可能なデジタル変調信号復調装置を提供することを目的としている。

前記目的を達成するために、本発明の請求項１のデジタル変調信号復調装置は、
アナログの入力信号をサンプリングしてデジタル値に順次変換するＡ／Ｄ変換器（２１）と、
前記入力信号に対応した周波数で互いに位相が９０度異なる２相のローカル信号を発生するローカル信号発生器（３１）と、
前記Ａ／Ｄ変換器から出力されるデジタル値列を、前記２相のローカル信号とそれぞれ乗算し、その乗算結果からベースバンド信号を抽出する直交復調器（３２）と、
前記直交復調器から出力されたベースバンド信号に基づいて前記入力信号のキャリア周波数と前記ローカル信号の周波数との差による位相誤差を検出する誤差検出手段（３３）と、
前記誤差検出手段によって検出された位相誤差が小さくなるように前記ローカル信号を制御するローカル信号制御手段（３４）と、
前記直交復調器から出力されたベースバンド信号から位相情報を検出して、データを復調するデータ復調器（３５）とを備えたデジタル変調信号復調装置であって、
前記Ａ／Ｄ変換器と前記直交復調器の間に、
前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号を互いに位相が直交する２信号Ｉ、Ｑに分離する信号分離手段（２３）と、
前記信号Ｉ、Ｑに基づいて前記入力信号の振幅値を求める振幅算出手段（２４）と、
前記信号Ｉ、Ｑのいずれか一方の信号を前記振幅算出手段により算出された振幅値で除算して、振幅が安定化され且つ雑音成分が抑圧された信号を前記直交復調器に出力する除算手段（２５）とを設けたことを特徴としている。

また、本発明の請求項２のデジタル変調信号復調装置は、請求項１記載のデジタル変調信号復調装置において、
前記振幅算出手段により算出された振幅値と所定の基準値とを比較する比較手段（２８）と、
前記比較手段の結果を受け、前記振幅値が前記基準値を超えている期間は前記一方の信号を前記振幅値で除算して得られた信号を処理結果として出力し、前記振幅値が前記基準値を超えていない期間は前記一方の信号を処理結果として出力する切換手段（２９）とを備えたことを特徴としている。

このように本発明のデジタル変調信号復調装置は、直交復調器の出力信号に基づいて、入力信号の周波数とローカル信号の周波数の差によって生じる位相誤差を検出し、その位相誤差が小さくなるようにローカル信号を制御している。

このため、周波数ずれによる位相誤差の発生を防止することができ、低い誤り率でデータを復調することができる。

また、前処理として、入力信号から得られた２信号Ｉ、Ｑに基づいて算出した振幅値で信号Ｉまたは信号Ｑを除算するものでは、高速なリアルタイム処理で振幅を安定化でき、フィルタで除去できない雑音成分を大幅に抑圧することができ、さらに低い誤り率でデータ復調が可能となる。

また、振幅算出手段により算出された振幅値と所定の基準値とを比較手段で比較し、振幅値が基準値を超えている期間は一方の信号を振幅値で除算して得られた信号を処理結果として出力し、振幅値が基準値を超えていない期間は一方の信号を処理結果として出力するようにしたものでは、バースト波に対応することができる。

以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
図１は、本発明を適用したデジタル変調信号復調装置２０の構成を示している。

このデジタル変調信号復調装置２０は、例えばＱＰＳＫ方式で変調されたアナログの入力信号ｓ（ｔ）をＡ／Ｄ変換器２１によりサンプリングしてデジタルの信号列Ｓ（ｋ）に変換して、前処理部２２に入力する。

前処理部２２は、入力信号の振幅安定化と雑音抑圧を行うものであり、デジタルの信号列Ｓ（ｋ）を信号分離手段２３に入力する。

信号分離手段２３は、信号Ｓ（ｋ）を互いに位相が直交する信号Ｉ（ｋ）、Ｑ（ｋ）に分離する。

この信号分離手段２３は、信号Ｓ（ｋ）をヒルベルト変換器２３ａに入力して信号Ｓ（ｋ）を９０度移相した信号Ｑ（ｋ）を生成している。また、遅延器２３ｂは、ヒルベルト変換器２３ａの処理に必要な遅延時間Ｔｄと等しい遅延時間を信号Ｓ（ｋ）に与えて、これを信号Ｉ（ｋ）として出力している。この遅延時間Ｔｄは、サンプリング周期Ｔｓの整数ｎ倍で表される。

信号分離手段２３によって得られた２つの信号Ｉ（ｋ）、Ｑ（ｋ）は、振幅算出手段２４に入力される。振幅算出手段２４は、次の演算により信号Ｓ（ｋ）の振幅値Ｖを算出する。

Ｖ（ｋ）＝［Ｉ（ｋ）^２＋Ｑ（ｋ）^２］^１／２

この振幅値Ｖ（ｋ）は信号Ｑ（ｋ）とともに除算手段２５に入力され、次の演算がなされる。

Ｓ（ｋ）′＝Ｑ（ｋ）／Ｖ（ｋ）＝Ｑ（ｋ）／［Ｉ（ｋ）^２＋Ｑ（ｋ）^２］^１／２

このようにして得られた信号Ｓ（ｋ）′は、元の信号Ｓ（ｋ）に含まれる雑音成分が低減され、振幅が安定化（規格化）された信号となる。

例えば、図２のように振幅Ａ、周波数ｆの正弦波で雑音が無い信号Ｓが入力された場合、各信号Ｓ、Ｉ、Ｑは、それぞれアナログ信号と仮定して次のように表される。

Ｓ＝Ａcos （２πｆｔ＋Ｔｄ）
Ｉ＝Ａcos （２πｆｔ）
Ｑ＝Ａsin （２πｆｔ）

したがって、振幅算出手段２４で算出される振幅値Ｖは、
Ｖ＝［Ｉ^２＋Ｑ^２］^１／２
＝Ａ｛［cos （２πｆｔ）］^２＋［sin （２πｆｔ）］^２｝^１／２
＝Ａ
となる。

よって、除算手段２５から出力される信号Ｓ′は、
Ｓ′＝Ｑ／Ｖ＝sin （２πｆｔ）
となる。

この出力信号Ｓ′は、図２に示しているように、信号Ｓの振幅を１／Ａ倍して振幅１に規格化（減衰）し、信号Ｓに対して位相を９０度シフトし、Ｔｄ分の遅延を与えたものである。

図２は信号Ｓの振幅Ａが１より大きい場合を示したが、上記処理は入力信号の任意の振幅Ａに対して同一である。したがって、図３のように信号Ｓの振幅Ａが１より小さい場合であっても、出力信号Ｓ′の振幅は１に規格化（増幅）される。

つまり、信号Ｓの振幅Ａが変動しても、出力信号Ｓ′の振幅は常に一定値（この場合１）に安定化される。

しかもこの信号処理は、ヒルベルト変換のための遅延はあるもののリアルタイム制御であるので、例えば図４のように信号Ｓにガウス性雑音が重畳して振幅が小刻みに変化している場合であっても、上記信号処理がその変化に追従するため、出力信号Ｓ′は振幅１の正弦波で出力されることになる。つまり、上記信号処理は、入力信号の振幅安定化と雑音抑圧作用を有している。換言すれば、図５のように、信号Ｉと信号Ｑの直交性が確保されていれば、振幅値Ｖがどのように変動してもその振幅値Ｖに対する信号Ｑの比Ｑ／Ｖ（信号Ｓ′）はsin ２πｆｔとなり、その振幅は１で一定になる。

このようにして、入力信号ｓに対して振幅が安定化され、雑音成分が抑圧された信号Ｓ′は復調部３０に入力される。

復調部３０は、ローカル信号発生器３１、直交復調器３２、誤差検出手段３３、ローカル信号制御手段３４およびデータ復調器３５により構成されている。

ローカル信号発生器３１は、所定周波数ｆ′で互いに位相が９０度異なる正弦波のローカル信号Ｌ１、Ｌ２を直交復調器３２に出力する。

直交復調器３２は、デジタルの信号列Ｓ′を、２つの乗算器３２ａ、３２ｂで受けてローカル信号Ｌ１、Ｌ２とそれぞれ乗算し、その乗算結果からフィルタ（低域通過フィルタ）３２ｃ、３２ｄによりベースバンド信号Ｉ′、Ｑ′を抽出する。

誤差検出手段３３は、直交復調器３２から出力されたベースバンド信号Ｉ′、Ｑ′に基づいて入力信号とローカル信号の位相誤差を検出する。

以下、その詳細について説明する。
ＱＰＳＫ方式の入力信号の４状態を±Ａsin ωｔ、±Ａcos ωｔで表し、入力信号が±Ａsin ωｔのときに、ローカル信号Ｌ２をcos
（ω′ｎＴ＋θ）とすると、乗算器３２ｂでは次の演算が行われる。ただし、ω＝２πｆ、ω′＝２πｆ′、Ｔはサンプリング周期、θは位相誤差とする。

±Ａsin ωｔ＊cos
（ω′ｎＴ＋θ）
＝±（Ａ／２）｛sin （ωｔ＋ω′ｎＴ＋θ）
＋sin （ωｔ−ω′ｎＴ−θ）｝

ここで、角周波数ω、ω′はほぼ等しく、周波数（ω＋ω′）／２πはフィルタ３２ｄの帯域外にある。

したがって、フィルタ３２ｄの出力信号Ｑ′は、
Ｑ′＝±（Ａ／２）｛sin （ωｔ−ω′ｎＴ−θ）｝
となる。

また、ωｔ−ω′ｎＴがほぼゼロ、θが非常に小さいとすれば、
Ｑ′≒±（Ａ／２）｛sin （−θ）｝＝−（±Ａ／２）（sin
θ）
≒−（±Ａθ／２）
となる。

また、入力信号が±Ａcos ωｔのときのフィルタ３２ｄの出力信号Ｑ′は、次のようになる。

Ｑ′≒±（Ａ／２）｛cos （−θ）｝＝±（Ａ／２）cos θ
≒±Ａ／２

よって、入力信号の４つの状態±Ａsin ωｔ±Ａcos ωｔに対して、フィルタ３２ｄの出力信号Ｑ′は、
Ｑ′≒−（±Ａ／２）sin θ±（Ａ／２）cos θ
＝±［（−Ａ／２）sin θ＋（Ａ／２）cos θ］
と表すことができる。

一方、入力信号が±Ａcos ωｔのときに、ローカル信号Ｌ１をsin （ω′ｎＴ＋θ）とすると、乗算器３２ａでは次の演算が行われる。

±Ａcos ωｔ＊sin （ω′ｎＴ＋θ）
＝±Ａ／２｛sin （ωｔ＋ω′ｎＴ＋θ）＋sin （ωｔ−ω′ｎＴ−θ）｝

ここで、前記同様に角周波数ω、ω′はほぼ等しく、周波数（ω＋ω′）／２πはフィルタ３２ｃの帯域外にある。

また、前記同様に、ωｔ−ω′ｎＴがほぼゼロ、θが非常に小さいとすれば、フィルタ３２ｃの出力信号Ｉ′は、
Ｉ′≒±（Ａ／２）sin θ
となる。

また、入力信号が±Ａsin ωｔのときのフィルタ３２ｃの出力信号Ｉ′は、
Ｉ′≒±（Ａ／２）cos θ
となり、入力信号の４つの状態±Ａsin ωｔ±Ａcos ωｔに対して、フィルタ３２ｃの出力信号Ｉ′は、
Ｉ′≒（±Ａ／２）sin θ±（Ａ／２）cos θ
＝±［（Ａ／２）sin θ＋（Ａ／２）cos
θ］
となる。

このような直交復調器３２の出力信号Ｉ′、Ｑ′に対して、誤差検出手段３３は、上記位相誤差θを検出するために、符号検出手段３３ａ、３３ｂ、乗算器３３ｃ、３３ｄおよび減算器３３ｅを有している。

ここで、符号検出手段３３ａは、信号Ｉ′の符号、即ち、±［（Ａ／２）sin θ＋（Ａ／２）cos θ］の符号（±）を検出し、符号検出手段３３ｂは、信号Ｑ′の符号、即ち、±［（−Ａ／２）sin
θ＋（Ａ／２）cos θ］の符号（±）を検出する。

したがって、減算器３３ｅの出力は、
（Ｉ′符号）・Ｑ′−（Ｑ′符号）・Ｉ′
＝（±）（±）［（−Ａ／２）sin θ＋（Ａ／２）cos θ］
−（±）（±）［（Ａ／２）sin θ＋（Ａ／２）cos θ］
＝−Ａsin θ
となる。

ここで、入力信号の振幅Ａは、前記した前処理部２２により１に安定化（規格化）されているので、位相誤差θが小さければ減算器３３ｅの出力は−θとなり、位相誤差θの大きさを表している。この位相誤差θは、キャリア信号とローカル信号の初期位相差と両信号の周波数ずれにより発生する位相差を含んでいる。したがって、この位相誤差θをゼロに近づけるように制御することで、ＱＰＳＫ方式で変調された信号のデータを誤りなく復調することができる。

ローカル信号制御手段３４は、この位相誤差θの大きさが小さくなる方向に、ローカル信号発生器３１から出力されるローカル信号Ｌ１、Ｌ２の位相、周波数を制御する。

この位相制御の方法は任意であるが、例えばローカル信号発生器３１がＤＤＳ（ダイレクトデジタルシンセサイザ）で構成されている場合には、波形メモリに対する読み出しアドレスあるいはその読み出しステップを位相誤差θに応じて可変制御し、ローカル信号Ｌ１、Ｌ２の位相を修正する。

この制御により、入力信号の周波数（キャリア周波数）に対してローカル信号の周波数が追従し、位相誤差の発生が抑圧された状態となる。

データ復調器３５は、上記のように位相誤差の発生が抑圧された状態で、直交復調器３２から出力されたベースバンド信号Ｉ′、Ｑ′で決まる座標（位相情報）を求め、その座標のシンボル点を変調方式に応じて特定し、データを復調する。

このように実施形態のデジタル変調信号復調装置２０は、直交復調器３２におけるキャリア周波数とローカル周波数のずれによる位相誤差がなくなる方向にローカル信号を制御しているので、この周波数ずれによるデータの復調誤差を極めて小さくすることができる。

また、前処理部２２で入力信号の振幅を安定化し、雑音を抑圧しているので、データをさらに低い誤り率で復調することができる。

なお、上記例では、ヒルベルト変換器２３ａによる移相処理を受けた信号Ｑを振幅Ｖで除算して信号Ｓ′を得ているが、ヒルベルト変換器２３ａの処理は基本的にハイパスフィルタ処理であるので信号Ｑには直流分が含まれず、出力信号Ｓ′にも直流分は含まれていない。したがって、直交復調器３２のミキサ３２ａ、３２ｂに直流分が加わることがなく、ローカル信号Ｌｌ、Ｌ２の漏れ（キャリア漏れ）による復調誤差が発生しないで済む。

ただし、このキャリア漏れによる誤差が少ないと予想される場合には、信号Ｉを振幅値Ｖで除算して信号Ｓ′を得ることも可能である。

この場合、
Ｓ′＝Ｉ／Ｖ＝cos ２πｆｔ
となり、前記例と同様に振幅が１に規格され、雑音成分が抑圧された信号Ｓ′を得ることができる。

また、上記例は信号ｓが連続的に入力される場合について説明したが、信号ｓがバースト状に入力される場合には、図６に示す前処理部２２′のように、振幅算出手段２４で算出された振幅値Ｖと予め設定された基準値Ｖｒと比較手段２８に入力し、振幅値Ｖが基準値Ｖｒを超えている間（信号入力期間）は前記同様に除算手段２５の演算結果Ｓ′を出力し、振幅値Ｖが基準値Ｖｒ以下の期間（信号無入力期間）は、除算手段２５の演算結果Ｓ′の代わりに、信号Ｑを出力するスイッチ２９を切換手段として設けることで対応できる。なお、切換手段は、この例のように出力信号を選択する方式だけでなく、除算手段２５に入力される振幅値Ｖを強制的に１にすることで、除算手段２５から信号Ｑを出力させることもできる。

本発明の実施形態の構成図実施形態の要部の動作説明図実施形態の要部の動作説明図実施形態の要部の動作説明図実施形態の要部の動作説明図バースト波に対応した実施形態の構成図

符号の説明

２０……デジタル変調信号復調装置、２１……Ａ／Ｄ変換器、２２、２２′……前処理部、２３……信号分離手段、２３ａ……ヒルベルト変換器、２３ｂ……遅延器、２４……振幅算出手段、２５……除算手段、２８……比較手段、２９……スイッチ、３０……復調部、３１……ローカル信号発生器、３２……直交復調器、３３……誤差検出手段、３４……ローカル信号制御手段、３５……データ復調器

Claims

アナログの入力信号をサンプリングしてデジタル値に順次変換するＡ／Ｄ変換器（２１）と、
前記入力信号に対応した周波数で互いに位相が９０度異なる２相のローカル信号を発生するローカル信号発生器（３１）と、
前記Ａ／Ｄ変換器から出力されるデジタル値列を、前記２相のローカル信号とそれぞれ乗算し、その乗算結果からベースバンド信号を抽出する直交復調器（３２）と、
前記直交復調器から出力されたベースバンド信号に基づいて前記入力信号のキャリア周波数と前記ローカル信号の周波数との差による位相誤差を検出する誤差検出手段（３３）と、
前記誤差検出手段によって検出された位相誤差が小さくなるように前記ローカル信号を制御するローカル信号制御手段（３４）と、
前記直交復調器から出力されたベースバンド信号から位相情報を検出して、データを復調するデータ復調器（３５）とを備えたデジタル変調信号復調装置であって、
前記Ａ／Ｄ変換器と前記直交復調器の間に、
前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号を互いに位相が直交する２信号Ｉ、Ｑに分離する信号分離手段（２３）と、
前記信号Ｉ、Ｑに基づいて前記入力信号の振幅値を求める振幅算出手段（２４）と、
前記信号Ｉ、Ｑのいずれか一方の信号を前記振幅算出手段により算出された振幅値で除算して、振幅が安定化され且つ雑音成分が抑圧された信号を前記直交復調器に出力する除算手段（２５）とを設けたことを特徴とするデジタル変調信号復調装置。
前記振幅算出手段により算出された振幅値と所定の基準値とを比較する比較手段（２８）と、
前記比較手段の結果を受け、前記振幅値が前記基準値を超えている期間は前記一方の信号を前記振幅値で除算して得られた信号を処理結果として出力し、前記振幅値が前記基準値を超えていない期間は前記一方の信号を処理結果として出力する切換手段（２９）とを備えたことを特徴とする請求項１記載のデジタル変調信号復調装置。