JP4399271B2 - Ｍｉｍｏシステムにおけるマルチパスチャネルに対するプリコーディング - Google Patents

Description

本発明は、一般にデータ通信に係り、特に、多元入力多元出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおけるマルチパスチャネルに対するデータをプリコーディングする技術に関する。

ＭＩＭＯシステムは、データ送信のために複数（Ｎ_Ｔ）の送信アンテナ及び複数（Ｎ_Ｒ）の受信アンテナを採用する。Ｎ_Ｔの送信及びＮ_Ｒの受信アンテナにより形成されたＭＩＭＯチャネルは、Ｎ_Ｓ≦ｍｉｎ｛Ｎ_Ｔ，Ｎ_Ｒ｝を有する、Ｎ_Ｓの独立したチャネルに分解される可能性がある。Ｎ_Ｓの独立したチャネルのそれぞれも、ＭＩＭＯチャネルの空間サブチャネルとして呼ばれ、そして大きさに対応する。複数の送信及び受信アンテナによって作り出された追加の大きさが利用されるのであれば、ＭＩＭＯシステムは、向上した性能（例えば、送信能力の増加）を与えることができる。

ＭＩＭＯシステムの全体のスペクトル効率を増大するために、データストリームは、Ｎ_Ｓの空間サブチャネルのそれぞれにおいて送信される可能性がある。各データストリームは、処理される（例えば、エンコードされる、インターリーブされる、そして変調される）可能性があって、対応するシンボルストリームを与える。これは、その後、それぞれの空間サブチャネルを介して送信される。伝播環境における散乱に起因して、Ｎ_Ｓの送信されたシンボルストリームは、受信機において互いに干渉する。各受信された信号は、その後、Ｎ_Ｓの送信されたシンボルストリームのそれぞれの成分を含む可能性がある。

受信機において、種々のイコライゼーション技術が、Ｎ_Ｒの受信された信号を処理するために使用される可能性があり、Ｎ_Ｓの送信されたシンボルストリームを再生する。これらのイコライゼーション技術は、線形イコライゼーション及び非線形イコライゼーション技術を含む。線形イコライゼーションは、受信された信号中のノイズを拡大する傾向があり、そしてノイズ拡大は、周波数選択的フェーディングを使用するマルチパスチャネルにとって過酷である可能性がある。周波数選択的フェーディングは、システムバンド幅にわたって異なるチャネル利得によって特徴付けられる。

判断フィードバックイコライゼーションは、マルチパスチャネルに対して向上した性能（例えば、より少ないノイズ拡大）を与えることができる。判断フィードバックイコライザ（ＤＦＥ）は、フィードフォワードフィルタ及びフィードバックフィルタを含む。フィードフォワードフィルタは、送信されたシンボルの推定値を導くために使用され、これは、さらに処理されて（例えば、復調され、デインターリーブされ、及びデコードされて）送信されたデータを再生する。フィードバックフィルタは、前に検出されたシンボル（すなわち、復調され、そしておそらくデコードされたシンボル）によって引き起こされたゆがみの推定値を導くために使用される。シンボルがエラーなしで（若しくは最小のエラーで）検出されるのであれば、そしてチャネル応答が正確に推定されるのであれば、前に検出されたシンボルによって引き起こされたゆがみは、正確に推定さる可能性があり、そして効果的にキャンセルされる可能性がある。判断フィードバックイコライザの性能が、検出されたシンボルを正確にフィードバックする必要性に依存するので、シンボルがエラーフリーで検出できないのであれば、イコライザの性能は悪くなるはずであり、そして検出エラーがフィードバックされる。

それゆえ、ＭＩＭＯシステムにおいて判断フィードバックイコライザの性能について検出エラーの有害な効果を克服するための技術に対して、この分野における必要性がある。

［サマリー］
技術は、多元入力多元出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおいてマルチパスチャネルに対してデータをプリコーディングするためにここに与えられる。判断フィードバックイコライザは、受信機において使用される可能性があり、マルチパスチャネルの周波数選択的応答をイコライズする。しかしながら、判断フィードバックイコライザの性能は、デコードされたデータを正確にフィードバックする能力に依存する。ここに述べられたプリコーディング技術は、ＭＩＭＯシステムが、受信機においてシンボルをフィードバックする必要性なしに、判断フィードバックイコライザによって与えられる性能と同等の性能を達成することを可能にする。

１実施形態では、方法は、マルチパスＭＩＭＯチャネルを介した送信に対するデータをプロセシングするために与えられる。送信機で実施されるこの方法にしたがえば、データは、コード化されたデータを与えるために1若しくはそれ以上のコーディングスキームにしたがってはじめにコード化される、そしてコード化されたデータは、その後、変調シンボルを与えるために1若しくはそれ以上の変調スキームにしたがって変調される（すなわち、シンボルマップされる）。ＭＩＭＯチャネルの推定された応答は、得られ（例えば、受信機によって与えられ）、そして等価チャネル応答は、推定されたＭＩＭＯチャネル応答及び判断フィードバックイコライザのフィードフォワードフィルタの応答に基づいて導かれる。変調シンボルは、その後、プリコードされたシンボルを与えるために等価チャネル応答に基づいてププリコードされる。プリコードされたシンボルは、推定されたＭＩＭＯチャネル応答に基づいて（例えば、空間−時間的パルス−シェーピングを使用して）さらにプリコンディションされて、ＭＩＭＯチャネルを介した送信に対してプリコンディションされたシンボルを与える。

他の実施形態では、方法は、マルチパスＭＩＭＯチャネルを介して受信されたデータ送信をプロセシングするために与えられる。受信機において実施されるその方法にしたがえば、複数の受信された信号は、受信されたシンボルを与えるためにはじめにＭＩＭＯチャネルの推定された応答に基づいて（例えば、空間−時間的パルス−シェーピングを使用して）プリコンディションされる。受信されたシンボルは、その後、フィードフォワードフィルタを使用してフィルタされて（すなわちイコライズされて）、イコライズされたシンボルを与える。これは、ＭＩＭＯチャネルを介した送信の前に送信機においてその後プリコードされる変調シンボルの推定値である。ベクトルモジュロ−２Ｍ演算は、再生されたシンボルを与えるためにイコライズされたシンボルにおいて実施される可能性がある。イコライズされた若しくは再生されたシンボルは、その後、送信されたデータを再生するために復調されデコードされる。プリコンディショニングは、受信されたシンボルストリームを直交させる、この場合に、フィルタリングは、各受信されたシンボルストリームに対して別々に実施される可能性がある。チャネル状態情報（ＣＳＩ）は、ＭＩＭＯチャネルの複数の送信チャネルに対して推定されたＭＩＭＯチャネル応答及び信号−対−ノイズ−及び−干渉比（ＳＮＲｓ）に対する行列のシーケンスを具備する可能性があり、ＣＳＩは、導出される可能性があり、送信機に送り返される可能性がある。

両方の実施形態に対して、フィードフォワードフィルタは、最小二乗平均エラー（ＭＭＳＥ）基準若しくは他のある基準に基づいて適合される可能性がある。

本発明の種々の態様及び実施形態は、以下にさらに詳細に述べられる。本発明は、以下にさらに詳細に述べられように、方法、ディジタルシグナルプロセッサ、送信機及び受信機ユニット、及び本発明の種々の態様、実施形態、及び特徴を実行する他の装置及び素子を、さらに与える。

本発明の特徴、本質、及び利点は、図面を使用して以下に述べる詳細な説明から、さらに明確になるであろう。図面では、一貫して対応するものは同じ参照符号で識別する。

多元入力多元出力（ＭＩＭＯ）通信システムは、データ送信に対して複数（Ｎ_Ｔ）の送信アンテナ及び複数（Ｎ_Ｒ）の受信アンテナを採用する。Ｎ_Ｔの送信及びＮ_Ｒの受信アンテナによって形成されたＭＩＭＯチャネルは、Ｎ_Ｓ≦ｍｉｎ｛Ｎ_Ｔ，Ｎ_Ｒ｝を有するＮ_Ｓの独立したチャネルに分解される可能性がある。Ｎ_Ｓの独立したチャネルのそれぞれも、ＭＩＭＯチャネルの空間サブチャネル（若しくは、送信チャネル）として呼ばれる。空間サブチャネルの数は、ＭＩＭＯチャネルに対する固有モード(eigenmode)の数によって決定される。これは、順にチャネル応答行列、Ｈ、に依存し、チャネル応答行列は、Ｎ_Ｔの送信及びＮ_Ｒの受信アンテナの間の応答を記述する。

ＭＩＭＯシステムの全体のスペクトル効率を向上させるために、データストリームは、Ｎ_Ｓの空間サブチャネルのそれぞれにおいて送信される可能性がある。各データストリームは、対応するシンボルストリームを与えるために処理される。伝播環境における散乱に起因して、Ｎ_Ｓの送信されたシンボルストリームは、受信機において互いに干渉する。Ｎ_Ｒの受信された信号のそれぞれは、Ｎ_Ｓの送信されたシンボルストリームのそれぞれの成分を含む。

チャネル固有モード分解は、ＭＩＭＯチャネルを介して複数のシンボルストリームの送信を容易にするための１つの技術である。この技術は、特異値分解（ＳＶＤ）を使用してチャネル応答行列、Ｈ、を始めに分解する。周波数選択的フェーディングを有するマルチパスチャネルに対して、分解は、複数の周波数（若しくは周波数ビン）のそれぞれに対して実施される可能性があり、以下の通りである：
Ｈ（ｋ）＝Ｕ（ｋ）λ（ｋ）Ｖ ^Ｈ（ｋ） 式（１）
ここで、Ｈ（ｋ）は、周波数ｆ_ｋ（若しくは周波数ビンｋ）に対するチャネル応答行列であり、
Ｕ（ｋ）は、Ｎ_Ｒ×Ｎ_Ｒのユニタリ行列であり（すなわち、Ｕ ^Ｈ Ｕ＝Ｉ、ここでＩは、対角線に沿って１そしてそれ以外ではゼロである単位行列である）；
λ（ｋ）は、Ｈ（ｋ）の特異値の対角線行列であり；そして
Ｖ（ｋ）は、Ｎ_Ｔ×Ｎ_Ｔのユニタリ行列である。

この対角線行列λ（ｋ）は、対角線に沿って負でない実数（すなわち、λ（ｋ）＝ｄｉａｇ｛λ_１（ｋ），λ_２（ｋ），．．．，λ_ＮＴ（ｋ）｝そしてそれ以外ではゼロを含む。λ_ｉ（ｋ）は、行列Ｈ（ｋ）の特異値として呼ばれる。

特異値分解は、この分野で知られた行列演算であり、種々の参考文献に説明されている。そのような参考文献の１つは、ギルバート スタングによる題名“線形代数とその応用”、第２版、アカデミックプレス、１９８０年、の本であり、これはここに引用文献として取り込まれている。

特異値分解は、それゆえ、空間サブチャネルに対応する各固有モードを有するその固有モードに、ＭＩＭＯチャネルを分解するために使用される可能性がある。マルチパスチャネルに対して、特異値分解は、各周波数ビンｋ、ここで、０≦ｋ≦（Ｎ_Ｆ−１）である、に対して式（１）に示されたように実施される可能性がある。Ｈ（ｋ）の階数ｒ（ｋ）は、周波数ビンｋに関するＭＩＭＯチャネルに対する固有モードの数に対応する。０≦ｉ≦（ｒ（ｋ）−１）そして０≦ｋ≦（Ｎ_Ｆ−１）に対して、λ_ｉ（ｋ）は、Ｈ（ｋ）の固有モードに対応する空間サブチャネルに対するチャネル応答の指標である。

特異値λ_ｉ（ｋ）も、相関行列、Ｒ（ｋ）、の固有値の正の平方根であり、ここで、Ｒ（ｋ）＝Ｈ ^Ｈ（ｋ）Ｈ（ｋ）である。相関行列Ｒ（ｋ）の固有ベクトル(eigenvector)は、それゆえＶ（ｋ）の行と同一であり、そしてＵ（ｋ）の行は、特異値及びＶ（ｋ）の行から計算される可能性がある。

０≦ｋ≦（Ｎ_Ｆ−１）に対して、行列Ｕ（ｋ）及びＶ（ｋ）は、ＭＩＭＯチャネルを介して送信された複数のシンボルストリームを直交化させるために使用される可能性がある。Ｖ（ｋ）の行は、周波数ビンｋに対するステアリングベクトル(steering vector)であり、そして送信機において使用される可能性があって、ＭＩＭＯチャネルを介した送信に先立ってシンボルをプリコンディションする。これに対応して、Ｕ（ｋ）の行も、周波数ビンｋに対するステアリングベクトルであり、そして受信機において使用される可能性があって、ＭＩＭＯチャネルから受信したシンボルをプリコンディションする。送信機及び受信機においてプリコンディションすることは、以下に説明されるように、周波数ドメイン若しくは時間ドメインのいずれかにおいて実施される可能性がある。それぞれ送信機及び受信機において行列Ｖ（ｋ）及びＵ（ｋ）を使用してプリコンディションすること（すなわち、ＭＩＭＯプロセシング）は、受信機における複数のシンボルストリームの全体の直交化に帰結する。

図１は、ＭＩＭＯシステム１００のブロック図であり、これは、シンボルストリームを直交化するためにＭＩＭＯプロセシングを実施し、そして受信機において判断フィードバックイコライザ（ＤＦＥ）をさらに利用する。単純化のために、チャネル応答行列、Ｈ（ｋ）、は、全階数（すなわち、ｒ（ｋ）＝Ｎ_Ｓ＝Ｎ_Ｔ≦Ｎ_Ｒ）であると仮定し、そして１つのデータストリームは、Ｎ_Ｔの空間サブチャネルのそれぞれの全ての周波数ビンを介して送信されると仮定する。

送信機１１０において、送信されるべきトラフィックデータ（すなわち、情報ビット）は、送信（ＴＸ）データプロセッサ１１４へ与えられる。これは、Ｎ_Ｔのデータストリームのそれぞれに対するトラフィックデータをエンコードし、インターリーブし、そして変調して、変調シンボルの対応するストリームを与える。送信（ＴＸ）ＭＩＭＯプロセッサ１２０は、その後、Ｎ_Ｔの変調シンボルストリーム（変調シンボルベクトル、ｓ（ｎ）、として表される）を受信し、そして変調シンボルストリームにＭＩＭＯプロセシング（すなわちプリコンディショニング）を実施して、Ｎ_Ｔの送信された信号（送信された信号ベクトル、ｘ（ｎ）、として表される）を与える。Ｎ_Ｔの送信された信号は、その後、調整されて（例えば、フィルタされ、増幅され、そしてアップコンバートされて）、受信機１５０へＭＩＭＯチャネル１３０を介してＮ_Ｔの送信アンテナから送信される。

受信機１５０において、Ｎ_Ｔの送信された信号は、Ｎ_Ｒの受信アンテナによって受信される。受信（ＲＸ）ＭＩＭＯプロセッサ１６０は、その後、Ｎ_Ｒの受信された信号（受信された信号ベクトル、ｙ（ｎ）、として表される）に補完的なＭＩＭＯプロセシングを実施して、Ｎ_Ｒの受信されたシンボルストリーム（受信されたシンボルベクトル、ｒ（ｎ）、として表される）を与える。

判断フィードバックイコライザ１７０、これはフィードフォワードフィルタ１７２及びフィードバックフィルタ１７４を含む、は、その後、Ｎ_Ｒの受信されたシンボルストリームを処理して、Ｎ_Ｔの再生されたシンボルストリーム（再生されたシンボルベクトル、ｓ＾（ｎ）、として表される）を与える。これは、送信機１１０において変調されたシンボルストリーム、ｓ（ｎ）、の推定値である。特に、フィードフォワードフィルタ１７２は、Ｍ _ｆ（ｌ）の応答を使用してＮ_Ｒの受信されたシンボルストリーム、ｒ（ｎ）、をフィルタして、Ｎ_Ｔのイコライズされたシンボルストリーム（イコライズされたシンボルベクトル、ｓ ^〜 （ｎ）、として表される）を与える。総和器１７６は、その後、フィードバックフィルタ１７４からのゆがみ推定値（干渉ベクトル、ｉ（ｎ）、として表される）とイコライズされたシンボルを統合して、再生されたシンボル、ｓ＾（ｎ）、を与える。ＲＸデータプロセッサ１８０は、その後、再生されたシンボルを復調して、復調されたデータを与える。そして、復調されたデータをさらにデインターリーブし、そしてデコードして、デコードされたデータを与える。これは、送信されたトラフィックデータの推定値である。

判断フィードバックイコライザ１７０のある実施形態では、復調されたデータは、ＲＸデータプロセッサ１８０によって再変調されて（すなわち、シンボルマップされて）、再変調されたシンボルを与える。これは、復調されたデータに対する変調シンボルの表示である。他のインプリメンテーションでは、デコードされたデータは、ＲＸデータプロセッサ１８０によって再エンコードされ、インターリーブされ、そして再変調されて、再変調されたシンボルを与える。いずれの場合でも、検出されたシンボル（すなわち、再変調されたシンボルベクトル、

（以降、ｓ ^ｕ （ｎ）と表す））は、フィードバックフィルタ１７４へフィードバックされ、そしてＭ _ｂ（ｌ）の応答を使用してフィルタされて、未だに検出されていないシンボルに対して検出されたシンボル（すなわち、復調されたシンボル）によって引き起こされたゆがみの推定値を与える。図１に示された信号プロセシングの詳細は、以下にさらに詳細に説明される。

この分野で良く知られたように、マルチパスチャネルにおける周波数選択的フェーディングは、シンボル間干渉（ＩＳＩ）を引き起こす。これは、これによって受信された信号中の各シンボルが、受信された信号中の後続のシンボルにゆがみを引き起こす現象である。このゆがみは、シンボルを正確に検出する能力に影響を及ぼすことによって性能を劣化させる。

線形イコライゼーションは、マルチパスチャネルの周波数選択的フェーディングを訂正するために使用される可能性がある。しかしながら、線形イコライゼーションは、ひどいノイズ拡大に帰着する可能性がある。これは、その後、ＭＩＭＯシステムにとって不満足な成果を生み出す可能性がある。

判断フィードバックイコライゼーションは、ひどいマルチパスを有するＭＩＭＯチャネルに対して有利に使用される可能性がある。判断フィードバックイコライゼーションを使用して、検出されたシンボルは、再変調されたシンボルを発生するために使用される。再変調されたシンボルは、既に検出されたシンボルによって引き起こされたゆがみの推定値を導くためにさらに使用される。シンボルが、エラーなしで（若しくは最小のエラーで）検出されることができ、ＭＩＭＯチャネルの応答が正確に推定されることができるのであれば、ゆがみは、正確に推定されることができ、そして既に検出されたシンボルによって引き起こされたシンボル間干渉は、効果的にキャンセルされる可能性がある。しかしながら、判断フィードバックイコライザの性能は、エラーで検出されたシンボルがフィードバックされるのであれば悪くなる。ひどいマルチパスを有するＭＩＭＯチャネルに対して、エラー伝播の効果は、非常に有害である可能性があるので、判断フィードバックイコライザの性能は、線形イコライザのそれよりも悪くなる可能性がある。

ＭＩＭＯシステム中の判断フィードバックイコライザにおいてエラー伝播の有害な効果を回避するためにデータをプリコードするために、技術がここに提供される。送信機において、トラフィックデータは、通常の方法でコード化され、インターリーブされ、そして変調される可能性がある。変調シンボルは、その後、ＭＩＭＯプロセシング及びＭＩＭＯチャネルを介しての送信に先立ってプリコードされる。プリコーディングは、受信機におけるシンボル間干渉に起因するゆがみの推定値を導き、そして送信されるべきシンボルに対してこの推定されたゆがみを引き算する。このようにして、ＭＩＭＯシステムは、判断フィードバックイコライザによって与えられる性能と同等の性能を達成することができるが、検出されたシンボルをフィードバックする必要がない。プリコーディングは、以下の理由により送信機において実施されることができる。その理由は、（１）送信されるべきシンボルが、知られていて、それゆえ、エラーフリーでフィードバックされることができる、及び（２）ＭＩＭＯプロセシングを実施するために使用されたチャネル状態情報が利用可能であり、そしてゆがみ推定値を導くためにも使用される可能性がある。

図１において、受信されたシンボルベクトル、ｒ（ｎ）、に対する等価チャネルは、（１）ＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ１２０によるＭＩＭＯプロセシング、（２）ＭＩＭＯチャネル１３０、及び（３）ＲＸ ＭＩＭＯプロセッサ１６０によるＭＩＭＯプロセシングの応答を含むように規定される可能性がある。この等価チャネルは、Λ（ｌ）のインパルス応答（すなわち、単位サンプル応答）を有する。この等価チャネルを使用して、受信されたシンボルベクトル、ｒ（ｎ）、は、時間ドメインにおけるコンボルーションとして特徴付けられる可能性があり、次式である：

ここで、ｚ（ｎ）は、受信機におけるＭＩＭＯプロセシングによって変換されたような、受信されたノイズである。

受信されたシンボルベクトル、ｒ（ｎ）、に対する等価チャネルは、λ（ｆ）の周波数応答を有する。ｒ（ｎ）に対するマッチトフィルタ受信機は、Λ（ｌ）のインパルス応答に適合したフィルタを含む。そのようなマッチトフィルタは、Λ ^Ｈ（−ｌ）のインパルス応答及びλ^ｔ（ｆ）の対応する周波数応答を有するはずである。ここで上付き字“ｔ”は、転置行列を表す。ｒ（ｎ）に対する等価チャネルのエンド−ツー−エンド周波数応答及びそのマッチトフィルタは、ψ（ｆ）＝λ（ｆ）λ ^ｔ（ｆ）として与えられる可能性がある。

ψ（ｆ）のエンド−ツー−エンド周波数応答は、仮想フィルタとそのマッチトフィルタにスペクトル的に因数分解される可能性がある。この仮想フィルタは、Γ（ｌ）、ここで、ｌ＜０に対してΓ（ｌ）＝０、の原因となるインパルス応答及びγ（ｆ）の対応する周波数応答を有するように規定される可能性がある。仮想フィルタ及びそのマッチトフィルタのエンド−ツー−エンド周波数応答は、（定義によって）ｒ（ｎ）に対する等価チャネル及びそのマッチトフィルタのエンド−ツー−エンド周波数応答に等しい、すなわち、γ（ｆ）γ ^Ｈ（ｆ）＝ψ（ｆ）。

上記されたスペクトル因数分解を使用して、イコライズされたシンボルベクトル、ｓ ^〜 （ｎ）、に対する等価チャネルは、（１）ＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ１２０によるＭＩＭＯプロセシング、（２）ＭＩＭＯチャネル１３０、（３）ＲＸ ＭＩＭＯプロセッサ１６０によるＭＩＭＯプロセシング、及び（４）フィードフォワードフィルタ１７２の応答を含むように規定される可能性がある。この等価チャネルは、次式で表される可能性があるインパルス応答を有する：

ここで、Ｆ（ｌ）は、Ｎ_Ｔ×Ｎ_Ｔ行列であり、ｓ ^〜 （ｎ）に対する等価チャネルのインパルス応答を表し、Ｆ（ｌ）の各要素は、Ｌ＋Ｋ_１＋１値のシーケンスを具備する；
Ｍ _ｆｒｘ（ｉ）は、Ｎ_Ｔ×Ｎ_Ｒ行列であり、フィードフォワードフィルタインパルス応答を表し、Ｍ _ｆｒｘ（ｉ）の各要素は、Ｋ_１＋１値のシーケンスを具備する；そして
Γ（ｉ）は、Ｎ_Ｒ×Ｎ_Ｔ行列であり、仮想フィルタインパルス応答を表し、Γ（ｉ）の各要素は、Ｌ＋１値のシーケンスを具備する。

式（３）において、Ｆ _０は、Ｆ _０＝Ｉになるように選択され、そして次式のように表される：

空間−時間的パルス−シェーピング（以下に説明される）が、シンボルストリームの空間的な直交化を達成するために使用されるのであれば、Γ（ｉ）及びＭ _ｆｒｘ（ｉ）は、対角線行列である。この場合には、等価チャネルインパルス応答行列、Ｆ（ｌ）、も、対角線である。

仮想フィルタインパルス応答、Γ（ｉ）、が、０≦ｉ≦Ｌに時間制限されており、そしてフィードフォワードフィルタインパルス応答、Ｍ _ｆｒｘ（ｉ）、が−Ｋ_１≦ｉ≦０に時間制限されるのであれば、等価チャネル応答、Ｆ（ｌ）、は、−Ｋ_１≦ｌ≦Ｌの時間範囲で原因にならない。実際のシステムにおいて、この原因にならない応答は、受信機においてＫ_１のシンボル期間の付加的な遅延を与えることによって（すなわち、実現可能な原因となる応答に変換する）と考えられる可能性がある。

仮想フィルタインパルス応答、Γ（ｉ）、が０≦ｉ≦Ｌに時間制限され、そしてフィードフォワードフィルタインパルス応答、Ｍ _ｆｒｘ（ｉ）、が−Ｋ_１≦ｉ≦０に時間制限されないのであれば、等価チャネル応答、Ｆ（ｌ）、は、−Ｋ_１≦ｉ≦０の時間範囲で原因にならない。実際のシステムにおいて、この原因にならない応答は、受信機においてＫ_１のシンボル期間の付加的な遅延を与えることによって原因になる（すなわち、実現可能な原因になる応答に変換される）可能性がある。

図２は、ＭＩＭＯシステム２００のブロック図であり、マルチパスチャネルに対するプリコーディング及びシンボルストリームを直交化するためにＭＩＭＯプロセシングを実施する。送信機２１０において、送信されるべきトラフィックデータは、ＴＸ データプロセッサ２１４へ与えられ、ＴＸ データプロセッサ２１４は、Ｎ_Ｔのデータストリームのそれぞれに対するトラフィックデータをエンコードし、インターリーブし、そして変調して、変調シンボルの対応するストリームを与える。別々のコーディング及び変調スキームが、各データストリームに対して選択される可能性がある。ある実施形態では、各変調スキームは、二乗（すなわち、２次元）カドラチャ強度変調（ＱＡＭ）信号コンステレーションに対応する。これは、２つの直交（１次元）パルス強度変調（ＰＡＭ）信号コンステレーションのカーテジアン積として見られる可能性がある。各ＰＡＭ信号コンステレーションは、｛−（Ｍ−１），−（Ｍ−３），．．．，（Ｍ−３），（Ｍ−１）｝の値を有する、ある線に沿って不均一に分布した、Ｍ点のセットを含む。ＴＸ データプロセッサ２１４は、Ｎ_Ｔの変調されたシンボルストリーム、ｓ（ｎ）、を与える。

プリコーダ２１６は、Ｎ_Ｔの変調されたシンボルストリーム、ｓ（ｎ）、を受信し、プリコードして、Ｎ_Ｔのプリコードシンボルストリーム、ｃ（ｎ）、を与える。プリコーディングは、次式として実施される可能性がある：

ここで、“ｖｍｏｄ_２Ｍ［・］”は、ベクトルモジュロ−２Ｍ算術演算（すなわち、ベクトル［・］の各要素のモジュロ−２Ｍ演算）である。

式（５）において、項

は、ゆがみの推定値を表し、これは、受信機において判断フィードバックイコライザのフィードバックフィルタによって導かれるはずである。プリコーディングで、このゆがみは、以前にプリコードされたシンボル、ｃ（ｎ−ｌ）、及びイコライズされたシンボル、ｓ ^〜 （ｎ）、に対する等価チャネルのインパルス応答Ｆ（ｌ）に基づいて送信機において推定される。ゆがみは、その後、変調シンボル、ｓ（ｎ）、から引き算されて、プリコードされたシンボル、ｃ（ｎ）、を導く。

各プリコードされたシンボル、ｃ_ｉ（ｎ）、は、変調シンボル、ｓ_ｉ（ｎ）、及びその推定されたゆがみの組み合わせとして発生される。この組み合わせは、変調シンボル、ｓ_ｉ（ｎ）、に対するオリジナルの（例えば、ＱＡＭ）信号コンステレーションの拡張に帰着できる。ｖｍｏｄ_２Ｍ［・］演算は、その後、拡張された信号コンステレーションを折り返すために実施されて、オリジナルの信号コンステレーションを保存する。ｖｍｏｄ_２Ｍ［・］演算は、項２Ｍ［μ（ｎ）＋ｊｖ（ｎ）］、の追加で置き換えられる可能性があり、そしてこれに等しい。ベクトルμ（ｎ）の各要素は、選択された整数であり、その結果、ｃ（ｎ）の対応する要素の実数部分は、条件−Ｍ_ｉ≦Ｒｅ｛ｃ_ｉ（ｎ）｝≦Ｍ_ｉを満足する。ここで、Ｍ_ｉは、ベクトルＭのｉ番目の要素であり、変調シンボルｓ_ｉ（ｎ）に対して使用された信号コンステレーションに関係する。同様に、ベクトルｖ（ｎ）の各要素は、選択された整数であり、その結果、ｃ（ｎ）の対応する要素の虚数部分は、条件−Ｍ_ｉ≦Ｉｍ｛ｃ_ｉ（ｎ）｝≦Ｍ_ｉを満足する。

ＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ２２０は、それから、受信し、そしてＮ_Ｔのプリコードシンボルストリーム、ｃ（ｎ）、についてＭＩＭＯプロセシングを実施して、Ｎ_Ｔの送信された信号、ｘ（ｎ）、を与える。Ｎ_Ｔの送信された信号は、その後、調整されて、受信機２５０へＭＩＭＯチャネル２３０を介してＮ_Ｔの送信アンテナから送信される。

受信機２５０において、Ｎ_Ｔの送信された信号は、Ｎ_Ｒの受信アンテナによって受信される。ＲＸ ＭＩＭＯプロセッサ２６０は、その後、Ｎ_Ｒの受信された信号、ｙ（ｎ）、について補完的なＭＩＭＯプロセシングを実施して、Ｎ_Ｔの受信されたシンボルストリーム、ｒ（ｎ）、を与える。

フィードフォワードフィルタ２７２は、その後、Ｎ_Ｔの受信されたシンボルストリーム、ｒ（ｎ）、をフィルタして、Ｎ_Ｔのイコライズされたシンボルストリーム、ｓ ^〜 （ｎ）、を与える。ｓ ^〜 （ｎ）に対する等価チャネルに対してＦ _０ Ｆ（ｌ）のインパルス応答を使用して、イコライズされたシンボルストリームは、以下のように表される：

ここで、ｚ ^〜 （ｎ）は、受信機においてＭＩＭＯプロセシング及びフィードフォワードフィルタによって変換された、受信されたノイズである。

式（５）のプリコーディングは、以下のように書き直される可能性がある：

式（６）及び（７）を組み合わせて、イコライズされたシンボルストリーム、ｓ ^〜 （ｎ）、は、次式で表される可能性がある：

式（８）に示されたように、送信機におけるプリコーディングは、受信機におけるオリジナルの（例えば、ＱＡＭ）信号コンステレーションの拡張に帰結する。特に、ｓ_ｉ（ｎ）がオリジナルの信号コンステレーションにおいて有効な信号点であるのであれば、ｓ_ｉ（ｎ）＋２Ｍ_ｉ（μ_ｉ（ｎ）＋ｊｖ_ｉ（ｎ））も、拡張された信号コンステレーション中の有効な信号点である。ここで、μ_ｉ（ｎ）及びｖ_ｉ（ｎ）は、選択された整数であり、その結果、対応するプリコードされたシンボルｃ_ｉ（ｎ）は、上記したように、送信機においてオリジナルの信号コンステレーション内で一致する。ユニット２７６は、Ｆ _０ ^−１を使用してイコライズされたシンボルストリーム、ｓ ^〜 （ｎ）、をプリスケールして、式（８）中の係数Ｆ _０を相殺し、そして、以下のように、結果としてのシンボルストリームにベクトルモジュロ−２Ｍ演算をさらに実施する：
ｓ＾（ｎ）＝ｖｍｏｄ_２Ｍ［Ｆ _０ ^−１ ｓ ^〜 （ｎ）］ 式（９）
式（９）から再生されたシンボルストリーム、ｓ＾（ｎ）、は、送信機における変調されたシンボルストリーム、ｓ（ｎ）、の推定値である。受信機におけるベクトルモジュロ−２Ｍ演算は、オリジナルの信号コンステレーションへ拡張された信号コンステレーションを折り返す。ＲＸデータプロセッサ２８０は、再生されたシンボルを復調し、デインターリーブし、そしてデコードして、デコードされたデータを与える。これは、送信されたトラフィックデータの推定値である。

図３は、本発明の種々の態様及び実施形態を実行する能力があるＭＩＭＯシステム３００の送信機システム３１０及び受信機システム３５０の実施形態のブロック図である。

送信機システム３１０において、トラフィックデータは、データソース３１２からＴＸデータプロセッサ３１４へ与えられる。ＴＸデータプロセッサ３１４は、1若しくはそれ以上のコーディングスキームに基づいてトラフィックデータをコード化し、インターリーブして、コード化されたデータを与える。コード化されたデータは、その後、例えば、時間分割マルチプレキシング（ＴＤＭ）若しくはコード分割マルチプレキシングを使用してマルチプレックスされる可能性がある。パイロットデータは、一般に知られた方法で処理された公知のデータパターンであり、あったとしても、ＭＩＭＯチャネルの応答を推定するために受信機システムにおいて使用される可能性がある。マルチプレックスされたパイロット及びコード化されたデータは、その後、1若しくはそれ以上の変調スキームに基づいて変調されて（すなわち、シンボルマップされて）、変調シンボルを与える。ある実施形態では、１つのデータストリームは、各空間サブチャネル上で送信され、そして各データストリームは、別々のコーディング及び変調スキームに基づいてコード化され、そして変調される可能性があって、対応する変調シンボルストリームを与える。各データストリームに対するデータレート、コーディング、インターリービング、及び変調は、コントローラ３３０によって与えられた制御によって決定される可能性がある。ＴＸデータプロセッサ３１４は、上記したように、変調シンボルストリームをさらにプリコードして、プリコードされたシンボルストリームを与える。

ＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ３２０は、その後、受信して、プリコード化されたシンボルストリームについてＭＩＭＯプロセシングを実施する。ＭＩＭＯプロセシングは、以下にさらに詳細に述べられるように、時間ドメイン若しくは周波数ドメインにおいて実施される可能性がある。ＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ３２０は、送信機（ＴＭＴＲ）３２２ａから３２２ｔへ（最大）Ｎ_Ｔのプリコンディションされたシンボルストリーム与える。

各送信機３２２は、1若しくはそれ以上のアナログ信号にそれぞれのプリコンディションされたシンボルストリームを変換し、そして、アナログ信号をさらに調整して（例えば、増幅し、フィルタし、そしてアップコンバートして）、ＭＩＭＯチャネルを介した送信に適した変調された信号を発生する。送信機３２２ａから３２２ｔからの（最大）Ｎ_Ｔの変調された信号は、その後、受信機システムへアンテナ３２４ａから３２４ｔを介して送信される。

受信機システム３５０において、送信された変調された信号は、Ｎ_Ｒのアンテナ３５２ａから３５２ｒによって受信され、そして各アンテナ３５２からの受信された信号は、それぞれの受信機（ＲＣＶＲ）３５４へ与えられる。各受信機３５４は、受信された信号を調整し（例えば、フィルタし、増幅し、そしてダウンコンバートし）、そして調整された信号をディジタイズして、サンプルのそれぞれのストリームを与える。ＲＸ ＭＩＭＯプロセッサ３６０は、Ｎ_Ｒの受信機３５４からＮ_Ｒのサンプルストリームを受信し、そしてこれらのサンプルストリームについてＭＩＭＯプロセシング及びイコライゼーションを実施して、Ｎ_Ｔの再生されたシンボルストリームを与える。ＲＸ ＭＩＭＯプロセッサ３６０によるプロセシングは、以下にさらに詳細に説明される。

ＲＸデータプロセッサ３８０は、その後、再生されたシンボルストリームを復調し、デインターリーブし、そしてデコードして、デコードされたデータを与える。ＲＸ ＭＩＭＯプロセッサ３６０及びＲＸデータプロセッサ３８０によるプロセシングは、送信機システム３１０において、それぞれ、ＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ３２０及びＴＸデータプロセッサ３１４によって実施されたものと補完的である。

ＲＸ ＭＩＭＯプロセッサ３６０は、ＭＩＭＯチャネルの応答、空間サブチャネルの信号−対−ノイズ−及び−干渉比（ＳＮＲｓ）、及びその他をさらに推定する可能性があり、そしてコントローラ３７０へこれらの推定値を与える。ＲＸデータプロセッサ３８０は、各受信されたパケット若しくはフレームの状態、デコードされた結果の指標である1若しくはそれ以上の他の性能行列、及びおそらく他の情報も与える可能性がある。コントローラ３７０は、その後、チャネル状態情報（ＣＳＩ）を与える。これは、ＲＸ ＭＩＭＯプロセッサ３６０及びＲＸデータプロセッサ３８０から受信された情報の全て若しくはいくつかを具備する可能性がある。ＣＳＩは、ＴＸデータプロセッサ３８８によって処理され、モジュレータ３９０によって変調され、送信機３５４ａから３５４ｒによって調整され、そして送信機システム３１０へ送信して戻される。

送信機システム３１０において、受信機システム３５０からの変調された信号は、アンテナ３２４によって受信され、受信機３２２によって調整され、デモジュレータ３４０によって変調され、そしてＲＸデータプロセッサ３４２によって処理されて、受信機システムによって送信されたＣＳＩを再生する。ＣＳＩは、その後、コントローラ３３０へ与えられ、そしてＴＸデータプロセッサ３１４及びＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ３２０に対する種々の制御を発生するために使用される。

コントローラ３３０及び３７０は、それぞれ、送信機及び受信機システムにおける動作を管理する。メモリ３３２及び３７２は、それぞれコントローラ３３０及び３７０によって使用されたプログラムコード及びデータに対する記憶を与える。

ＭＩＭＯシステムにおけるマルチパスチャネルに対するプリコーディングは、種々の方法で実行される可能性がある。特定の設計が、以下に説明される。それによって、プリコーディングは、チャネル固有モード分解及び空間−時間的パルス−シェーピングとともに実施される。チャネル固有モード分解は、ＭＩＭＯチャネルの固有モードを決定するために、及びそれぞれ送信機及び受信機においてシンボルをプリコンディショニングするために使用されたステアリングベクトル（steering vector）の第１及び第２のセットを導くために使用される。その結果、直交シンボルストリームが、再生される。空間−時間的パルス−シェーピングは、時間ドメインにおいてプリコンディショニングを実施するための技術である。ウォータ−フィリング(water-filling)解析は、固有モードへ全利用可能な送信出力をより適切に割り当てるために使用される可能性があり、その結果、高い性能が、ＭＩＭＯシステムに対して達成される。チャネル固有モード分解及び空間−時間的パルス−シェーピングは、以下にさらに詳細に説明される。

図４は、送信機ユニット４００のブロック図である。送信機ユニット４００は、マルチパスチャネルに対するデータをプリコードし、そして時間ドメインにおいてＭＩＭＯプロセシングを実施する。送信機ユニット４００は、図３における送信機システム３１０の送信機部分の特定の実施形態である。送信機ユニット４００は、（１）ＴＸデータプロセッサ３１４ａ、これはトラフィック及びパイロットデータを受信し処理して、（最大）Ｎ_Ｔのプリコードされたシンボルストリームを与える、及び（２）ＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ３２０ａ、これは、プリコードされたシンボルストリームをプリコンディションして、（最大）Ｎ_Ｔのプリコンディションされたシンボルストリームを与える。ＴＸデータプロセッサ３１４ａ及びＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ３２０ａは、それぞれ、図３のＴＸデータプロセッサ３１４及びＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ３２０の１実施形態である。

図４に示された特定の実施形態では、ＴＸデータプロセッサ３１４ａは、エンコーダ４１２，チャネルインターリーバ４１４，シンボルマッピングエレメント４１６、及びプリコーダ４１８を含む。エンコーダ４１２は、1若しくはそれ以上のコーディングスキームにしたがってトラフィックデータ（すなわち、情報ビット）を受信し、コード化して、コード化されたビットを与える。コーディングは、データ送信の信頼性を増加させる。ある実施形態では、別々のコーディングスキームが、各データストリームに対して使用される可能性があり、これは、それぞれの空間サブチャネルの全ての周波数ビンを介して送信される可能性がある。代わりの実施形態では、別々のコーディングスキームが、１若しくはそれ以上のデータストリームの各グループに対して使用される可能性がある、若しくは共通のコーディングスキームが、全てのデータストリームに対して使用される可能性がある。使用されるべき（複数の）特定のコーディングスキームは、受信機システムから受信されたＣＳＩに基づいて選択される可能性があり、そしてコントローラ３３０からのコーディング制御によって認識される。各選択されたコーディングスキームは、周期的な冗長性チェック（ＣＲＣ）、コンボルーショナルコーディング、ターボコーディング、及び他のコーディング、若しくは全くコーディングなしの任意の組み合わせを含む可能性がある。

チャネルインターリーバ４１４は、1若しくはそれ以上のインターリービングスキームに基づいてコード化されたビットをインターリーブする。例えば、１つのインターリービングスキームが、各コーディングスキームで使用される可能性がある。インターリービングは、コード化されたビットに対する時間ダイバーシティを与え、データ送信に使用された（複数の）空間サブチャネルに対する平均ＳＮＲに基づいてデータが送信されることを可能にし、フェーディングを克服し、そして、さらに各変調シンボルを形成するために使用されたコード化されたビット間の相関を除去する。

シンボルマッピングエレメント４１６は、受信して、コード化されインターリーブされたデータを使用してパイロットデータをマルチプレックスし、さらに1若しくはそれ以上の変調スキームにしたがってマルチプレックスされたデータをシンボルマップして、変調シンボルを与える。別々の変調スキームが、各データストリームに対して、若しくは1若しくはそれ以上のデータストリームの各グループに対して使用される可能性がある。あるいは、共通の変調スキームが、全てのデータストリームに対して使用される可能性がある。各データストリームに対するシンボルマッピングは、（１）ノン−バイナリシンボルを形成するためにマルチプレックスされたデータビットのセットをグループ分けすること、及び（２）そのデータストリームに対する使用のために選択された変調スキーム（例えば、ＱＰＳＫ，Ｍ−ＰＳＫ，Ｍ−ＱＡＭ、若しくはいくつかの他のスキーム）に対応する信号コンステレーション中の１点に各ノン−バイナリシンボルをマッピングすること、によって達成される可能性がある。各マップされた信号点は、変調シンボルに対応する。シンボルマッピングエレメント４１６は、そのシンボルピリオドに対して使用される空間サブチャネルの数に等しくなる各ベクトル中の変調シンボルの数で、各シンボルピリオドｎに対する変調シンボル、ｓ（ｎ）、のベクトルを与える。シンボルマッピングエレメント４１６は、そのようにして、（最大）Ｎ_Ｔの変調シンボルストリーム（すなわち、Ｎ_Ｔの変調シンボルまで含む各ベクトルを有する変調シンボルベクトルのシーケンス）を与える。

送信機においてプリコーディング及びＭＩＭＯプロセシングを実施するために、ＭＩＭＯチャネルの応答は、推定され、そして変調シンボルをプリコードするため、及びＭＩＭＯチャネルを介しての送信に先立ってプリコードされたシンボルをさらにプリコンディションするために使用される。周波数分割デュプレックスされた（ＦＤＤ）システムにおいて、ダウンリンク及びアップリンクは、異なる周波数バンドを割り当てられ、そしてダウンリンク及びアップリンクに対するチャネル応答は、十分な程度に対応しない可能性がある。ＦＤＤシステムに対して、チャネル応答は、受信機において推定される可能性があり、送信機に送り返される可能性がある。時間分割デュプレックスされた（ＴＤＤ）システムにおいて、ダウンリンク及びアップリンクは、時間分割マルチプレックスされた方式における同一の周波数バンドを共有する、そして高い程度の相関が、ダウンリンク及びアップリンクチャネル応答の間に存在する可能性がある。ＴＤＤシステムに対して、送信機システムは、アップリンクチャネル応答を（例えば、アップリンクについて受信機システムによって送信されたパイロットに基づいて）推定でき、そして送信及び受信アンテナアレイとフロントエンドプロセシングとの間の相違を明らかにすることによってダウンリンクチャネル応答を導く。

ある実施形態では、ＭＩＭＯチャネル応答推定値は、時間ドメインサンプル、

（以降、Ｈ ^＊ ＾（ｎ）と表す）のＮ_Ｒ×Ｎ_Ｔのシーケンスとして送信機ユニット４００へ与えられる。１≦ｉ≦Ｎ_Ｒそして１≦ｊ≦Ｎ_Ｔに対して、推定されたチャネルインパルス応答行列Ｈ ^＊ ＾（ｎ）、の（ｉ，ｊ）番目の要素は、ｊ番目の送信アンテナからｉ番目の受信アンテナへの伝播経路のサンプルされたインパルス応答を表すＬ＋１サンプルのシーケンスである。この場合には、ＭＩＭＯチャネルの応答は、Ｌシンボルピリオドに時間制限される。

プリコーダ４１８は、受信し、そして変調シンボルストリーム、ｓ（ｎ）、をプリコードして、プリコードされたシンボルストリーム、ｃ（ｎ）、を与える。プリコーディングは、式（５）に示されたように実施される可能性があり、そしてイコライズされたシンボル、ｓ ^〜 （ｎ）に対して等価チャネル対するＦ _０ Ｆ（ｌ）のインパルス応答に基づく。この等価チャネルインパルス応答Ｆ _０ Ｆ（ｌ）は、（１）Ｈ ^＊ ＾（ｎ）の推定されたインパルス応答を有するＭＩＭＯチャネル、（２）再生されたシンボル、ｓ＾（ｎ）、を与えるために適合された判断フィードバックイコライザ、及び（３）それぞれ送信機及び受信機における行列Ｖ（ｋ）及びＵ（ｋ）を使用したプロセシング、を含むモデルに基づいて送信機４００において導かれる可能性がある。このモデルに対して、変調シンボル、ｓ（ｎ）、は、ＭＩＭＯチャネルを介して送信され、そしてＭＩＭＯチャネルの出力は、次式で表される：

モデルにおいて判断フィードバックイコライザは、その後、変調シンボル、ｓ（ｎ）、の初期推定値、ｓ’（ｎ）、を生成し、これは、次式で表される可能性がある：

ここで、ｓ ^ｕ （ｎ）は、再変調されたシンボルであり、ｓ（ｎ）に等しく設定される可能性がある、すなわち、ｓ ^ｕ （ｎ）＝ｓ（ｎ）；
Ｍ _ｆｔｘ（ｌ）は、フィードフォワードフィルタに対するＮ_Ｔ×Ｎ_Ｒのインパルス応答行列であり、（Ｋ_１＋１）係数のシーケンスを具備するＭ _ｆｔｘ（ｌ）の各要素を有する；そして
Ｍ _ｂｔｘ（ｌ）は、フィードバックフィルタに対するＮ_Ｔ×Ｎ_Ｔのインパルス応答行列であり、Ｋ_２係数のシーケンスを具備するＭ _ｂｔｘ（ｌ）の各要素を有する。

フィードフォワード及びフィードバック行列は、この分野で知られる、種々の基準に基づいて導かれる可能性がある。最小二乗平均エラー（ＭＭＳＥ）基準に基づいたこれらの行列の導出は、米国特許出願第０９／９９３，０８７号、名称“多元アクセス多元入力多元出力（ＭＩＭＯ）通信システム”、２００１年１１月６日提出、及び米国特許出願番号第１０／０１７，３０８号、名称“ＭＩＭＯシステムを使用するチャネル固有モード分解を有する時間ドメイン送信及び受信プロセシング”、２００１年１２月７日提出、に記載されている。両者とも本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として取り込まれている。

等価チャネルインパルス応答Ｆ _０ Ｆ（ｌ）は、その後、以下のように導かれる可能性がある：

プリコーダ４１８は、等価チャネルインパルス応答Ｆ _０ Ｆ（ｌ）に基づいて変調されたシンボルストリーム、ｓ（ｎ）、をプリコードして、プリコードされたシンボルストリーム、ｃ（ｎ）、を与える。等価チャネルインパルス応答Ｆ _０ Ｆ（ｌ）は、式（１２）に示されたように導かれる可能性がある。

ＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ３２０ａは、その後、プリコードされたシンボルストリーム、ｃ（ｎ）、についてＭＩＭＯプロセシングを実施して、受信機システムにおいてシンボルストリームを直交化する。上記したように、ＭＩＭＯプロセシングは、時間ドメイン若しくは周波数ドメインにおいて実施される可能性がある。

空間−時間的パルス−シェーピングは、時間ドメインにおいてＭＩＭＯプロセシングを実施するための技術である。送信機システムにおいて、チャネル周波数応答行列、Ｈ（ｋ）、は、式（１）に示されたように、ユニタリ行列Ｖ（ｋ）及びＵ（ｋ）並びに対角線行列λ（ｋ）に分解される可能性がある。対角線行列λ（ｋ）は、対角線行列Ｅ _λ（ｋ）を導くために使用される可能性がある。対角線行列Ｅ _λ（ｋ）は、周波数ビン、ｋ、において固有モードに割り当てられたエネルギー（すなわち、送信出力）を示す。エネルギー割り当ては、例えば、周知の“ウォータ−フィリング(water-filling)”送信エネルギー配分技術に基づいて実施される可能性がある。この技術は、良好な固有モードにより多くのエネルギーを割り当て、不十分な固有モードにより少ないエネルギーを割り当てる、その結果、全体のスペクトル効率は、最大化される。

行列Ｖ（ｋ）及びＥ _λ（ｋ）は、その後、空間−時間的パルス−シェーピング行列、Ｐ _ｔｘ（ｎ）、を導くために使用される。これは、送信機において時間ドメインにおけるプリコードされたシンボルをプリコンディションするためにさらに使用される。したがって、行列Ｕ（ｋ）は、空間−時間的パルス−シェーピング行列、

（以降、Ｕ ^＊ （ｌ）と表記する）を導くために使用される。これは、受信機において時間ドメインにおけるシンボルをプリコンディションするためにさらに使用される。空間−時間的パルス−シェーピングを使用して、１つのシンボルストリームが、所定の空間サブチャネルの全ての周波数ビンを介して送信される可能性がある。これは、その後、空間サブチャネル毎に別々のコーディング／変調を可能にする。これは、受信機における受信されたシンボルストリーム、ｒ（ｎ）、のイコライゼーションを単純化できる。

ＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ３２０ａは、プリコードされたシンボルストリームについて空間−時間的パルス−シェーピングを実施する。ＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ３２０ａ内で、高速フーリエ変換器４２２は、推定されたチャネルインパルス応答行列、Ｈ ^＊ ＾（ｎ）、を（例えば、受信機システムから）受信し、Ｈ ^＊ ＾（ｎ）に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実施することによって対応する推定されたチャネル周波数応答行列、Ｈ＾（ｋ）、を導く（すなわち、Ｈ＾（ｋ）＝ＦＦＴ｛Ｈ ^＊ ＾（ｎ）｝）。これは、Ｈ ^＊ ＾（ｎ）の各要素に対してＮ_ＦのサンプルのシーケンスについてＮ_Ｆ−点のＦＦＴを実施することによって達成される可能性があって、Ｈ＾（ｋ）の対応する要素に対するＮ_Ｆの係数の対応するシーケンスを得る。ここで、Ｎ_Ｆ≧（Ｌ＋１）である。Ｈ＾（ｋ）のＮ_Ｒ・Ｎ_Ｔ要素は、それゆえ、Ｎ_Ｔの送信アンテナとＮ_Ｒの受信アンテナとの間の伝播経路の周波数応答を表すＮ_Ｒ・Ｎ_Ｔのシーケンスである。Ｈ＾（ｋ）の各要素は、Ｈ ^＊ ＾（ｎ）の対応する要素のＦＦＴである。

ブロック４２４は、その後、ｋの各値に対して、推定されたチャネル周波数応答行列、Ｈ＾（ｋ）、の特異値分解を実施する。ここで、０≦ｋ≦（Ｎ_Ｆ−１）であり、Ｎ_ＦはＦＦＴの長さである。特異値分解は、式（１）に示されたように表される可能性があり、それは：
Ｈ＾（ｋ）＝Ｕ（ｋ）λ（ｋ）Ｖ ^Ｈ（ｋ）
特異値分解の結果は、Ｎ_Ｆの行列の３つのシーケンス、０≦ｋ≦（Ｎ_Ｆ−１）に対して、Ｕ（ｋ）、λ（ｋ）、及びＶ ^Ｈ（ｋ）、である。各周波数ビンｋに対して、Ｕ（ｋ）、は、Ｈ＾（ｋ）の左固有ベクトルのＮ_Ｒ×Ｎ_Ｒのユニタリ行列であり、Ｖ（ｋ）は、Ｈ＾（ｋ）の右固有ベクトルのＮ_Ｔ×Ｎ_Ｔユニタリ行列であり、そして、λ（ｋ）は、Ｈ＾（ｋ）の特異値のＮ_Ｒ×Ｎ_Ｔの対角線行列である。行列Ｖ（ｋ）及びＵ（ｋ）は、それぞれ、送信機及び受信機においてシンボルをプリコンディションするために使用される可能性がある。

λ（ｋ）の対角線に沿った要素は、１≦ｉ≦ｒ（ｋ）に対するλ_ｉｉ（ｋ）である。ここで、ｒ（ｋ）は、Ｈ＾（ｋ）の階数である。それぞれ、Ｕ（ｋ）とＶ（ｋ）の列、ｕ _ｉ（ｋ）とｖ _ｉ（ｋ）の列は、固有方程式に対する解であり、次式のように表される可能性がある：
Ｈ＾（ｋ）ｖ _ｉ（ｋ）＝λ_ｉｉ ｕ _ｉ（ｋ） 式（１３）
Ｕ（ｋ），λ（ｋ），及びＶ（ｋ）行列は、２つの形式−“ソートされた”形式及び“ランダムに並べられた”形式−で与えられる可能性がある。ソートされた形式では、λ（ｋ）の対角線要素は、減少する順番にソートされ、その結果、λ_１１（ｋ）≧λ_２２（ｋ）≧．．．≧λ_ｒｒ（ｋ）であり、そしてその固有ベクトルは、Ｕ（ｋ）及びＶ（ｋ）中に対応する順番に配列される。ソートされた形式は、ここでは、添え字ｓ、すなわち、Ｕ _ｓ（ｋ）、λ _ｓ（ｋ）、及びＶ _ｓ（ｋ）、によって示される。ランダムに並べられた形式では、特異値及び固有ベクトルの順番は、ランダムであり、周波数に無関係である。ランダム形式は、ここでは、添え字ｒによって示される。ソートされた若しくはランダムに並べられたいずれかの使用のために選択された特定の形式は、データ送信に対して使用されるべき固有モード及び各選択された固有モードに対して使用されるべきコーディング及び変調スキームを決定する。

ウォータ−フィリング解析ブロック４２６は、その後、（１）各周波数ビン、ｋ、に対する特異値のセット、これは行列、λ（ｋ）、のシーケンスに含まれる、及び（２）ＣＳＩ、これは各特異値に対応する受信されたＳＮＲを含む、を受信する。受信されたＳＮＲは、以下に説明されるように、再生されたシンボルストリームに対して受信機において達成されたＳＮＲである。行列λ（ｋ）は、受信されたＳＮＲｓとともに使用されて、対角線行列、Ｅ _λ（ｋ）、のシーケンスを導く。これらは、前記の米国特許出願番号第１０／０１７，３０８号に与えられたウォータ−フィリング方程式に対する解である。対角線行列Ｅ _λ（ｋ）は、Ｎ_Ｆの周波数ビンの各々に対する固有モードに割り当てられたエネルギー若しくは送信出力のセットを含む。

ウォータ−フィリング技術は、ロバートＧ．ギャラガー著、“情報理論及び信頼性のある通信”、ジョンウィリー及びサンズ、１９６８年、に記載されている。これは、ここに引用文献として取り込まれている。対角線行列、Ｅ _λ（ｋ）、を導くためのウォータ−フィリング解析は、前記の米国特許出願番号第１０／０１７，３０８号及び米国特許出願番号第０９／９７８，３３７、名称“ＭＩＭＯ通信システムにおいて出力割り当てを決定するための方法及び装置”、２００１年１０月１５日提出、これは、本発明の譲受人に譲渡され引用文献としてここに取り込まれている、に説明されたように実施される可能性がある。

スケーラ／ＩＦＦＴ４２８は、すべてのＮ_Ｆの周波数ビンに対するユニタリ行列、Ｖ（ｋ），及び対角線行列、Ｅ _λ（ｋ）、を受信し、そして受信された行列に基づいて送信機に対する空間−時間的パルス−シェーピング行列、Ｐ _ｔｘ（ｎ）、を導く。はじめに、対角線行列、Ｅ _λ（ｋ）、の平方根が、要素がＥ _λ（ｋ）の要素の平方根である対角線行列、（Ｅ _λ（ｋ））^１／２、のシーケンスを導くために算出される。対角線行列、Ｅ _λ（ｋ）、の要素は、固有モードに割り当てられた送信出力の代表値である。平方根は、その後、等価信号スケーリングに出力割り当てを変換する。平方根対角線行列、（Ｅ _λ（ｋ））^１／２、とユニタリ行列、Ｖ（ｋ）、これはＨ＾（ｋ）の右固有ベクトルの行列のシーケンスである、との積が、その後算出される。この積、Ｖ（ｋ）（Ｅ _λ（ｋ））^１／２、は、プリコードされたシンボルベクトル、ｃ（ｎ）、に適用されるべき“最適な”空間的−スペクトルシェーピングを規定する。

積Ｖ（ｋ）（Ｅ _λ（ｋ））^１／２の逆ＦＦＴは、その後、送信機に対する空間−時間的パルス−シェーピング、Ｐ _ｔｘ（ｌ）、を導くために算出される。これは、以下のように表される。

Ｐ _ｔｘ（ｌ）＝ＩＦＦＴ［Ｖ（ｋ）（Ｅ _λ（ｋ））^１／２］ 式（１４）
パルス−シェーピング行列、Ｐ _ｔｘ（ｌ）、は、Ｎ_Ｔ×Ｎ_Ｔの行列であり、Ｎ_Ｆ≧Ｌ＋１値のシーケンスを具備するＰ _ｔｘ（ｌ）の各要素を有する。Ｐ _ｔｘ（ｌ）の各列は、ｃ（ｎ）の対応する要素に対するステアリングベクトルである。

コンボルバ４３０は、受信し、そしてパルス−シェーピング行列、Ｐ _ｔｘ（ｌ）、を使用してプリコードされたシンボルベクトル、ｃ（ｎ）、をプリコンディションして（例えば、コンボルブして）、送信された信号ベクトル、ｘ（ｎ）、を導く。Ｐ _ｔｘ（ｌ）を使用したｃ（ｎ）のコンボルーションは、次式で表される可能性がある：

式（１５）に示された行列コンボルーションは、以下のように実施される可能性がある。時間、ｎ、に対するベクトルｘ（ｎ）のｉ番目の要素、ｘ_ｉ（ｎ）、を導くために、行列Ｐ _ｔｘ（ｌ）のｉ番目の行とベクトルｃ（ｎ−ｌ）との内積は、複数の遅延インデックス（例えば、０≦ｌ≦Ｌ）に対して形成され、そして、その結果は、要素ｘ_ｉ（ｎ）を導くために累積される。各送信アンテナにおいて送信された信号（すなわち、ｘ（ｎ）の各要素、すなわちｘ_ｉ（ｎ））は、そのようにして、行列Ｐ _ｔｘ（ｌ）の適切な行によって決定された重み付けを有する複数のシンボルピリオドに対するＮ_Ｔのプリコードされたシンボルストリームの重み付けられた組み合わせとして生成される。そのプロセスは、繰り返されて、その結果、ベクトルｘ（ｎ）の各要素は、行列Ｐ _ｔｘ（ｌ）のそれぞれの行及びベクトルｃ（ｎ）から導かれる。

送信された信号ベクトル、ｘ（ｎ）、の各要素は、それぞれの送信アンテナを介して送信されるプリコンディションされたシンボルのストリームに対応する。Ｎ_Ｔのプリコンディションされたシンボルストリーム（すなわち、Ｎ_Ｔのプリコンディションされたシンボルまでを含む各ベクトルを有する、プリコンディションされたシンボルベクトルのシーケンス）も、Ｎ_Ｔの送信された信号として表される。Ｎ_Ｔのプリコンディションされたシンボルストリームは、送信機３２２ａから３２２ｔへ与えられ、そしてＮ_Ｔの変調シンボルを導くために処理される。これは、その後、Ｎ_Ｔのアンテナ３２４ａから３２４ｔから送信される。

図４に示された実施形態は、プリコードされたシンボルストリーム、ｃ（ｎ）、の時間−ドメインビーム−ステアリングを実施する。ビーム−ステアリングも、周波数ドメインにおいて実施される可能性がある。この場合には、ベクトルｃ（ｎ）は、周波数ドメインベクトルＣ（ｋ）を得るためにＦＦＴを介して変換される可能性がある。ベクトルＣ（ｋ）は、その後、行列Ｖ（ｋ）（Ｅ _λ（ｋ））^１／２で掛け算されて、以下のように、周波数ドメインベクトルＸ（ｋ）を得る：
Ｘ（ｋ）＝［Ｖ（ｋ）（Ｅ _λ（ｋ））^１／２］Ｃ（ｋ）
送信された信号ベクトル、ｘ（ｎ）、は、その後、ベクトルＸ（ｋ）についてＩＦＦＴを実施することによって導かれる可能性がある、すなわち、ｘ（ｎ）＝ＩＦＦＴ［Ｘ（ｋ）］。

図５は、受信機ユニット５００の１実施形態のブロック図である。これは、図３の受信機システム３５０の受信機部分の特定の実施形態である。受信機ユニット５００は、（１）ＲＸ ＭＩＭＯプロセッサ３６０ａ、これは、Ｎ_Ｔの再生されたシンボルストリームを与えるためにＮ_Ｒの受信されたサンプルストリームを処理する、及び（２）ＲＸデータプロセッサ３８０ａ、これは、デコードされたデータを与えるために再生されたシンボルを復調し、デインターリーブし、そしてデコードする、を含む。ＲＸ ＭＩＭＯプロセッサ３６０ａ及びＲＸデータプロセッサ３８０ａは、図３のＲＸ ＭＩＭＯプロセッサ３６０及びＲＸデータプロセッサ３８０のそれぞれの１実施形態である。

図３に戻って参照して、Ｎ_Ｔの送信アンテナから送信された変調された信号は、Ｎ_Ｒのアンテナ３５２ａから３５２ｒのそれぞれによって受信され、そして各アンテナから受信された信号は、それぞれの受信機３５４（これもフロントエンドユニットとして呼ばれる）へ発送される。各受信機３５４は、それぞれの受信された信号を調整し（例えば、フィルタし、増幅し、そしてダウンコンバートし）、そして調整された信号をディジタル化して対応するサンプルのストリームを与える。受信機３５４ａから３５４ｒは、Ｎ_Ｒのサンプルストリーム（すなわち、Ｎ_Ｒのサンプルまでを含む各ベクトルを有する、受信された信号ベクトルのシーケンス、ｙ（ｎ））を与える。Ｎ_Ｒのサンプルストリームは、その後、ＲＸ ＭＩＭＯプロセッサ３６０ａに与えられる。

ＲＸ ＭＩＭＯプロセッサ３６０ａ内で、チャネル推定器５１２は、サンプルストリーム、ｙ（ｎ）、を受信し、そして推定されたチャネルインパルス応答行列、Ｈ ^＊ ＾（ｎ）、を導く。これは、送信機システムに送り返される可能性があり、プリコーディング及びＭＩＭＯプロセシングを実施するために使用される。ＦＦＴ５１４は、その後、推定されたチャネルインパルス応答行列、Ｈ ^＊ ＾（ｎ）、についてＦＦＴを実施して、推定されたチャネル周波数応答行列、Ｈ＾（ｋ）、を導く。

ブロック５１６は、０≦ｋ≦（Ｎ_Ｆ−１）に対して、Ｈ＾（ｋ）の特異値分解をその後実施して、各周波数ビンに対する左固有ベクトルの行列、Ｕ（ｋ）、を得る。Ｕ（ｋ）の各行は、ｓ（ｎ）の対応する要素に対する周波数ビンｋ中のステアリングベクトルである。ＩＦＦＴ５１８は、その後、Ｕ（ｋ）の逆ＦＦＴを実施して、受信機システムに対する空間−時間的パルス−シェーピング行列、Ｕ ^＊ （ｌ）を導く。

コンボルバ５２０は、その後、空間−時間的パルス−シェーピング行列、

（以降、Ｕ ^＊Ｈ（ｌ）と表記する）の共役転置行列を有する受信された信号ベクトル、ｙ（ｎ）、のコンボルーションを実施することによって受信されたシンボルベクトル、ｒ（ｎ）、を導く。このコンボルーションは、次式で表される可能性がある：

受信機におけるパルス−シェーピングも、送信機に対して上記したものと同様に、周波数ドメインにおいて実施される可能性がある。この場合には、受信された信号ベクトル、ｙ（ｎ）は、ＦＦＴを介して変換される可能性があり、周波数ドメインベクトル、Ｙ（ｋ）、を得る。ベクトル、Ｙ（ｋ）、は、その後、複素輸送行列Ｕ ^Ｈ（ｋ）であらかじめ掛け算されて、周波数ドメインベクトルＲ（ｋ）を得る。この行列掛け算の結果、Ｒ（ｋ）、は、その後、逆ＦＦＴを介して変換されることができ、時間ドメイン受信されたシンボルベクトル、ｒ（ｎ）、を得ることができる。行列Ｕ ^＊Ｈ（ｌ）を使用したベクトルｙ（ｎ）のコンボルーションは、このようにして以下のような離散周波数ドメインにおいて表されることができる：
Ｒ（ｋ）＝Ｕ ^Ｈ（ｋ）Ｙ（ｋ）＝λ＾（ｋ）Ｃ（ｋ）＋Ｚ＾（ｋ） 式（１７）
ここで、λ＾（ｋ）＝λ（ｋ）（Ｅ _λ（ｋ））^１／２は、Ｈ＾（ｋ）の重み付けされた特異値の行列であり、ウォータ−フィリング解の平方根、（Ｅ _λ（ｋ））^１／２、である加重を有し；
Ｃ（ｋ）は、ｃ（ｎ）、プリコードされたシンボルベクトル、のＦＦＴであり；
Ｙ（ｋ）は、ｙ（ｎ）、受信された信号ベクトル、のＦＦＴであり；
Ｒ（ｋ）は、ｒ（ｎ）、受信されたシンボルベクトル、のＦＦＴであり；及び
Ｚ＾（ｋ）は、ｚ＾（ｎ）、ユニタリ行列Ｕ ^Ｈ（ｋ）によって変換されたように受信されたノイズプロセス、のＦＦＴである。

式（１７）から受信されたシンボルベクトル、ｒ（ｎ）、は、時間ドメインにおけるコンボルーションとして特徴付けられる可能性があり、以下のようである：

ここで、Λ（ｌ）は、λ＾（ｋ）＝λ（ｋ）（Ｅ _λ（ｋ））^１／２の逆ＦＦＴであり、そして
ｚ＾（ｎ）は、受信機空間−時間的パルス−シェーピング行列、Ｕ ^＊Ｈ（ｌ）によって変換されたように、受信されたノイズである。

行列Λ（ｌ）は、固有パルス(eigen-pulse)の対角線行列であり、０≦ｋ≦（Ｎ_Ｆ−１）に対してλ＾（ｋ）中の対応する特異値のシーケンスのＩＦＦＴとして導かれる各固有パルスを有する。

特異値を並べるための２つの形式、ソートされたおよびランダムな順番、は、２つの異なるタイプの固有パルスに帰着する。ソートされた形式に対して、結果としての固有パルス行列、Λ _ｓ（ｌ）、は、エネルギーコンテントの減少順にソートされたパルスの対角線行列である。固有パルス行列の第１の対角線要素に対応するパルス、｛Λ _ｓ（ｌ）｝_１１、は、最大のエネルギーを有し、そして対角線にさらに下がった要素に対応するパルスは、順により小さなエネルギーを有する。さらに、ＳＮＲが、ウォータ−フィリングがエネルギーのない周波数ビンのいくつかに帰着する程度に十分に低い場合に、エネルギーは、最小の固有パルスから先に取り出される。このようにして、低いＳＮＲｓにおいて、1若しくはそれ以上の固有パルスは、エネルギーがない可能性がある。これは、低いＳＮＲｓでは、コーディング及び変調が直交サブチャネルの数の削減を通して単純化されるという利点を有する。しかしながら、チャネル能力に近づけるために、各固有パルスに対して別々にコード化し変調する必要がある。

周波数ドメインにおいて特異値がランダムに並べられた形式は、コーディング及び変調を単純化するために（すなわち、固有パルス行列の各要素に対する別々のコーディング及び変調の複雑性を回避するために）使用される可能性がある。ランダムに並べられた形式において、各周波数ビンに対して、特異値の順番は、そのサイズに基づくことの代わりにランダムである。このランダムオーダリングは、全ての固有パルスにおいてほぼ等しいエネルギーに帰着することができる。ＳＮＲがエネルギーのない周波数ビンに帰着する程度に十分に小さい場合に、これらのビンは、固有モードの間にほぼ等しく分散される。その結果、ゼロでないエネルギーを有する固有パルスの数は、ＳＮＲに拘らず同じである。高いＳＮＲｓでは、ランダムに並べられた形式は、全ての固有パルスがほぼ等しいエネルギーを有するという利点を有する。この場合には、異なる固有モードに対して別々のコーディング及び変調は、要求されない。

ＭＩＭＯチャネルの応答が周波数選択的（すなわち、ｋの異なる値に対してＨ（ｋ）中で異なる値）であるならば、行列Λ（ｌ）中の固有パルスは、時間分散的である。この場合には、結果としての受信されたシンボルシーケンス、ｒ（ｎ）、は、シンボル間干渉（ＩＳＩ）を有し、ＩＳＩは、一般に高い性能を与えるためにイコライゼーションを必要とする。さらに、λ（ｋ）中の特異値が実数であるために、λ＾（ｋ）＝λ（ｋ）（Ｅ _λ（ｋ））^１／２の要素も、実数であり、そして行列Λ（ｌ）中の固有パルスは、エイリアスされた(aliased)共役対称特性を示す。ステップが、この時間ドメインエイリアシングを回避するために取られるのであれば（例えば、推定されたチャネルインパルス応答行列、Ｈ ^＊ ＾（ｎ）、におけるゼロでないサンプルの数よりも十分に大きい、ＦＦＴ長、Ｎ_Ｆ、を使用することによって）、固有パルス行列は、遅延変数、ｌ、において共役対称的である、すなわち、Λ（ｌ）＝Λ ^＊（−ｌ）である。

イコライザ５２２は、受信し、そして受信されたシンボルベクトル、ｒ（ｎ）、に空間−時間的イコライゼーションを実施して、再生されたシンボルベクトル、ｓ＾（ｎ）、を得る。これは、変調シンボルベクトル、ｓ（ｎ）、の推定値である。イコライゼーションは、以下にさらに詳細に説明される。再生されたシンボルベクトル、ｓ＾（ｎ）、は、その後、ＲＸデータプロセッサ３８０ａへ与えられる。

ＲＸデータプロセッサ３８０ａ内で、シンボルアンマッピング素子５３２は、復調スキーム（例えば、Ｍ−ＰＳＫ、Ｍ−ＱＡＭ）にしたがってｓ＾（ｎ）中の各再生されたシンボルを復調する。復調スキームは、送信機システムにおいてそのシンボルに対して使用された変調スキームに補完的である。シンボルアンマッピング素子５３２からの復調されたデータは、その後、デインターリーバ５３４によってデインターリーブされ、そしてデコードされたデータは、デコーダ５３６によってさらにデコードされてデコードされたデータを得る。これは送信されたトラフィックデータの推定値である。デインターリービング及びデコーディングは、送信機システムにおいて実施された、それぞれインターリービングおよびエンコーディングに補完的な方法で実施される。例えば、ターボデコーダ若しくはビタビデコーダは、それぞれターボ若しくはコンボルーショナルコーディングが送信機システムにおいて実施されるのであれば、デコーダ５３６に対して使用される可能性がある。

判断フィードバックイコライゼーション
式（１２）で上に示されたように、送信機システムは、チャネルインパルス応答推定値Ｈ ^＊ ＾（ｌ）及び判断フィードバックイコライザのフィードフォワードフィルタのインパルス応答Ｍ _ｆｔｘ（ｌ）に基づいて等価チャネルインパルス応答Ｆ _０ Ｆ（ｌ）（これは、変調シンボルを生成するために使用される）を導く可能性がある。受信機システムも、フィードフォワードフィルタに基づいて受信されたシンボルベクトルのイコライゼーションを実施する。判断フィードバックイコライザの特定の設計が、以下に説明される。

送信機及び受信機システムにおけるフィードフォワードフィルタの出力が同様である可能性があるが、送信機システムにおけるフィードフォワードフィルタのインパルス応答Ｍ _ｆｔｘ（ｌ）は、受信機システムにおけるフィードフォワードフィルタのインパルス応答Ｍ _ｆｔｘ（ｌ）と異なる可能性があり、その理由は、異なる入力がこれらのフィルタに与えられるからである。

上記したように、受信されたシンボルベクトル、ｒ（ｎ）、に対する等価チャネルは、Λ（ｌ）のインパルス応答及びλ（ｆ）の対応する周波数応答を有するように規定される可能性がある。この等価チャネル及びそのマッチトフィルタ、ψ（ｆ）＝λ（ｆ）λ ^ｔ（ｆ）、のエンド−ツー−エンド周波数応答は、仮想フィルタ及びγ（ｆ）γ ^Ｈ（ｆ）＝ψ（ｆ）のエンド−ツー−エンド周波数応答を有するそのマッチトフィルタにスペクトル的に因数分解される可能性がある。仮想フィルタは、Γ（ｌ）の原因となるインパルス応答及びλ（ｆ）の対応する周波数応答を有するように規定される可能性がある。

以下の解析において、等価チャネルモデルが、スペクトル的に白色ノイズを有するように規定される可能性がある。これは、受信機マッチトフィルタの出力に（γ^Ｈ（ｆ））^＋＝（γ（ｆ）γ ^Ｈ（ｆ））^−１ γ（ｆ）、これはγ^Ｈ（ｆ）のムーア−ペンローズ反転である、の周波数応答行列を有するノイズ白色化フィルタを適用することによって達成される可能性がある。チャネルの全体の周波数応答（λ（ｆ）の周波数応答を有する）、マッチトフィルタ（λ ^ｔ（ｆ）の周波数応答を有する）、及びノイズ白色化フィルタ（（γ^Ｈ（ｆ））^＋の周波数応答を有する）は、そこで、以下のように表される可能性がある：
λ（ｆ）λ ^ｔ（ｆ）（γ^Ｈ（ｆ））^＋＝ψ（ｆ）（γ ^Ｈ（ｆ））^＋＝γ（ｆ）
式（１９）
図６は、上記の等価チャネルモデルに基づいて導かれた判断フィードバックイコライザ６１０のブロック図である。受信されたシンボルベクトル、ｒ（ｎ）、は、λ ^ｔ（ｆ）（γ^Ｈ（ｆ））^＋の応答を有する（仮想）白色化されたマッチトフィルタ６１２によってフィルタされて、フィルタされたシンボルベクトル、ｒ ^〜 （ｎ）、を与える。白色化されたマッチトフィルタは、ｒ（ｎ）のマッチトフィルタリング及びノイズ白色化の２つの機能を実施する、そして判断フィードバックイコライザに対する導出を単純化するために使用される。実際のインプリメンテーションにおいて、白色化されたマッチトフィルタの応答は、イコライザが選択された基準（例えば、最小二乗平均エラー）に基づいて適合される場合に、判断フィードバックイコライザの応答の中で（自動的に）取り込まれる。

フィルタされたシンボルベクトル、ｒ ^〜 （ｎ）、は、等価チャネルモデルの出力であり、次式で表される可能性がある：

（以降、Γ=と表記する）は、サンプルされたチャネル−白色化された固有パルスに対する行列、Γ（ｌ）、のシーケンスを表す次元Ｎ_Ｒ×Ｎ_Ｔを有するＬ＋１ブロックから構成されたブロック構造をした行列であり、そして次のように表されることができる：

（以降、ｓ=（ｎ）と表記する）は、変調シンボルの（Ｌ＋１）ベクトルのシーケンスであり、次のように表される可能性がある：

ｓ=（ｎ）の各ベクトルは、最大（Ｌ＋１）Ｎ_Ｔのシンボルを具備し、そしてベクトル中の各シンボルは、行列Γ=中の固有パルスの１つに付随する。Γ=のブロック（すなわち、Γ（０），Γ（１），．．．，Γ（Ｌ））は、すべて対角線である。

フィルタされたシンボルベクトル、ｒ ^〜 （ｎ）、は、Ｍ _ｆ（ｌ）のインパルス応答を有するフィードフォワードフィルタ６１４によってさらにフィルタされて、イコライズされたシンボルベクトル、ｓ ^〜 （ｎ）、を与える。フィードフォワードフィルタ６１４からのベクトルｓ ^〜 （ｎ）は、その後、総和器６１６によってフィードバックフィルタ６１８からのゆがみ推定値、ｉ（ｎ）、と合計されて、送信されたシンボルベクトル、ｓ（ｎ）、の初期推定値、ｓ’（ｎ）、を導く。この初期推定値、ｓ’（ｎ）、は、さらにスケールされて、再生されたシンボルベクトル、ｓ＾（ｎ）を与える。（ｓ＾（ｎ）を導くためのｓ’（ｎ）のスケーリングは、単純化するために図６に図示されない。）このベクトルｓ＾（ｎ）も、シンボル判断エレメント６２０へ与えられて、再変調されたシンボルベクトル、ｓ ^ｕ （ｎ）、これはｓ＾（ｎ）に対して検出されたシンボルを表す、を導く。再変調されたシンボルベクトル、ｓ ^ｕ （ｎ）、は、（１）復調されたデータを与えるために再生されたシンボルベクトル、ｓ＾（ｎ）、を復調すること、（２）復調されたデータを、可能であればデインターリービングすること、デコーディングすること、再コーディングすること、及びインターリービングすること、及び（３）選択された変調スキームに対応する信号コンステレーションに基づいて復調されたデータを再変調すること、によって導かれる可能性がある。再変調されたシンボルベクトル、ｓ ^ｕ （ｎ）、は、その後、Ｍ _ｂ（ｌ）のインパルス応答を有するフィードバックフィルタ６１８によってフィルタされ、そしてフィードバックフィルタ６１８の出力は、総和器６１６へ与えられる。

ワイドバンド固有モード送信に関連して使用された判断フィードバックイコライザ（ＤＦＥ）は、時間ｎにおいて、送信されたシンボルベクトル、ｓ（ｎ）、の初期推定値、ｓ’（ｎ）、を形成する、これは次のように表されることができる：

ここで、ｒ ^〜 （ｎ）は、等価チャネルモデルからのフィルタされたシンボルベクトルであり；
ｓ ^ｕ （ｎ）は、再変調されたシンボルベクトルであり、
Ｍ _ｆ（ｌ）は、（Ｋ_１＋１）フィードフォワード行列のシーケンスであり、Ｎ_Ｔ×Ｎ_Ｒの係数を含む各行列を有する；そして
Ｍ _ｂ（ｌ）は、Ｋ_２フィードバック行列のシーケンスであり、Ｎ_Ｔ×Ｎ_Ｔの係数を含む各行列を有する。

式（２１）も、次式のように表すことができる：

ＭＭＳＥ基準がフィードフォワード及びフィードバック係数行列を決定するために使用されるのであれば、二乗平均エラー（ＭＳＥ）を最小にする

に対する解、
ε＝Ｅ｛ｅ ^Ｈ（ｎ）ｅ（ｎ）｝
が使用されることができる、ここで、エラーｅ（ｎ）は、次式で表される：
ｅ（ｎ）＝ｓ’（ｎ）−ｓ（ｎ） 式（２３）
フィードフォワード及びフィードバックフィルタは、再生されたシンボル中のシンボル間干渉の二乗平均エラーを最小にするために一般に同時に調節される。

−Ｋ_１≦ｌ≦０に対して、フィードフォワードフィルタ、Ｍ _ｆ（ｌ）、に対するＭＭＳＥ解は、次式の線形の制約によって決定される：

そして、次式のようにも表すことができる：

は、Ｎ_Ｒ×Ｎ_Ｒブロックからなる（Ｋ_１＋１）Ｎ_Ｒ×（Ｋ_１＋１）Ｎ_Ｒ行列である。

における（ｉ，ｊ）番目のブロックは、次式で与えられる：

フィードバックフィルタに対するＭＭＳＥ解は、次式で表される可能性がある：

０≦ｌ≦Ｌに対して、行列Γ（ｌ）が対角線であるので、式（２５）から、−Ｋ_１≦ｌ≦０に対して、フィードフォワードフィルタ行列、Ｍ _ｆ（ｌ）、も、対角線である。そこで、１≦ｌ≦Ｋ_２に対して、フィードバックフィルタ行列、Ｍ _ｂ（ｌ）、も、対角線であることになる。

フィードフォワードフィルタ及びフィードバックフィルタは、それぞれ周波数応答行列ｍ _ｆ（ｆ）及びｍ _ｂ（ｆ）を有する、これらは次式で与えられる：

式（２１）を式（２７）に代入して、そして完全決定（すなわち、ｓ ^ｕ （ｎ）＝ｓ（ｎ））を仮定すると、初期シンボル推定値、ｓ’（ｎ）、は、次式のように表される：

判断フィードバックイコライザからの初期シンボル推定値、ｓ’（ｎ）、に付随するＳＮＲを決定するために、バイアスされなかった最小二乗平均エラー推定値は、送信されたシンボルベクトルの条件付平均値を見つけることによってはじめに導かれる：

次に、ｓ’（ｎ）のｉ番目の要素、ｓ_ｉ’（ｎ）、の平均値は、次式のように表される：

ここで、ｇ_{ｄｆｅ，ｉｉ}は、Ｇ _ｄｆｅのｉ番目の対角線要素である。

バイアスされなかったシンボル推定値、ｓ＾（ｎ）、を生成するために、要素がＧ _ｄｆｅの対角線要素の逆数である対角線行列が、以下のようにはじめに規定される：

バイアスされなかった推定値、ｓ＾（ｎ）、は、そこで次式で表される可能性がある：

結果としての共分散行列、φ _ｅｅ、は、次式によって与えられる：
φ _ｅｅ＝Ｗ _ｄｆｅ＝Ｅ｛［ｓ（ｎ）−Ｄ ^−１ _Ｇｄｆｅ ｓ’（ｎ）］［ｓ ^Ｈ（ｎ）−ｓ’ ^Ｈ（ｎ）Ｄ ^−１ _Ｇｄｆｅ］｝
＝Ｉ−Ｄ ^−１ _Ｇｄｆｅ Ｇ _ｄｆｅ−Ｇ ^Ｈ _ｄｆｅ Ｄ ^−１ _Ｇｄｆｅ＋Ｄ ^−１ _Ｇｄｆｅ Ｇ _ｄｆｅ Ｄ ^−１ _Ｇｄｆｅ
式（３３）
ｉ番目の送信アンテナにおいて送信されたシンボルのバイアスされなかった推定値、ｓ＾_ｉ（ｎ）、に付随したＳＮＲは、そこで次式で表される可能性がある：

判断フィードバックイコライザは、前述の米国特許出願番号第０９／９９３，０８７号及び第１０／０１７，３０８号、及びＳ．Ｌ．アリヤビスタクル等の論文、題名“分散型干渉を有する最適空間−時間プロセッサ：一元化された解析及び要求されたフィルタスパン”、ＩＥＥＥ Trans. on Communication、７巻、７号、１９９９年７月、にさらに詳細に説明されている。これは、ここに引用文献として取り込まれている。

図７は、送信機システムにおけるプリコーディングに関連して使用される可能性があるイコライザ５２２ａのブロック図である。イコライザ５２２ａの中で、ＲＸ ＭＩＭＯプロセッサ３６０から受信されたシンボルベクトル、ｒ（ｎ）、は、フィードフォワードフィルタ６３４によってフィルタされて、イコライズされたシンボルベクトル、ｓ ^〜 （ｎ）、を与える。フィードフォワードフィルタ６３４の応答は、上記したように、ＭＭＳＥ基準に基づいて、若しくは、他のある種の線形空間イコライゼーション技術に基づいて適合される可能性がある。

フィードフォワードフィルタ６３４は、Ｍ _ｆｒｘ（ｌ）のインパルス応答を使用して受信されたシンボルベクトル、ｒ（ｎ）をはじめにフィルタして、初期推定値、ｓ’（ｎ）、を与える。そして初期推定値を行列Ｄ ^−１ _Ｇｄｆｅで掛け算して、イコライズされたシンボルベクトル、ｓ ^〜 （ｎ）、を与える。これは、変調シンボルベクトル、ｓ（ｎ）のバイアスされなかった推定値である。フィードフォワードフィルタのインパルス応答Ｍ _ｆｒｘ（ｌ）は、ＭＭＳＥ基準に対して式（２５）に示されたように適合される可能性がある。

送信機システムにおいてプリコーディングすることで、イコライズされたシンボルは、拡張された信号コンステレーションになる。ユニット６３６は、その後、Ｆ _０ ^−１を使用してイコライズされたシンボルベクトル、ｓ ^〜 （ｎ）、をプリスケールして、式（８）中の因子Ｆ _０を相殺する。そして、式（９）に示されたように、結果のベクトルについてベクトルモジュロ−２Ｍ演算をさらに実施して、再生されたシンボルベクトル、ｓ＾（ｎ）、を与える。受信機におけるモジュロ−２Ｍ演算は、拡張された信号コンステレーションを元の信号コンステレーションに効率的に折り戻す。ＲＸデータプロセッサ３８０は、その後、再生されたシンボルを復調し、デインターリーブし、そしてデコードして、デコードされたデータを与える。ＣＳＩプロセッサ６３８は、（例えば、式（３４）に基づいて）各再生されたシンボルストリームのＳＮＲを推定するために使用される可能性がある。

送信機システムにおけるプリコーディングすることのために、フィードバックフィルタは、受信機システムにおいて判断フィードバックイコライザを必要としない。

判断フィードバックイコライザも、ＭＭＳＥ技術の代わりにいくつかの他の技術に基づいて適合される可能性があり、そして、これは、本発明の範囲内である。例えば、判断フィードバックイコライザは、ゼロ−フォーシング(zero-forcing)技術に基づいて適合される可能性がある。

チャネルコーディングのある種の分類（例えば、ターボ及びコンボルーショナルコーディング）に対して、受信機システムにおけるデコーディングは、ハード決定の代わりに、再生されたシンボルに対してソフト決定（すなわち、ノン−バイナリ値）に基づいて実施される。改善された性能のために、拡張された信号コンステレーション（すなわち、イコライズされたシンボル）中のシンボルに対するソフト決定は、デコーディングに対して直接使用される可能性があり、そしてモジュロ−２Ｍ演算は、以下に述べられる理由のために省略される可能性がある。

フィードフォワードフィルタの後のイコライズされたシンボルベクトル、ｓ ^〜 （ｎ）、は、式（８）に示されたように表される可能性があり、それは：

ベクトルｓ ^〜 （ｎ）は、最大Ｎ_Ｔのイコライズされたシンボルを含み、各イコライズされたシンボル、ｓ^〜 _ｉ（ｎ）、は、特定（例えば、Ｍ^２−ＱＡＭ）の信号コンステレーションに基づいて送信機システムにおいて発生された対応する変調シンボル、ｓ_ｉ（ｎ）、の推定値である。変調シンボル、ｓ_ｉ（ｎ）、は、２次元ＱＡＭ信号コンステレーション中の特定の（ｘ_ｉ，ｙ_ｉ）点である。そして、この（ｘ_ｉ，ｙ_ｉ）信号点は、２ｌｏｇ_２Ｍ_ｉのコード化されたビットに基づいて決定され、ｘ_ｉを決定するために使用されるｌｏｇ_２Ｍ_ｉのコード化されたビット及びｙ_ｉを決定するために使用される他のｌｏｇ_２Ｍ_ｉのコード化されたビットを有する。ＱＡＭ信号コンステレーションの二乗及びグレイコードマッピングの積の対称性に起因して、ｘ_ｉを規定するために使用されたコード化されたビットは、ｙ_ｉを規定するために使用されたコード化されたビットと独立である。２次元ＱＡＭ信号コンステレーション中の（ｘ_ｉ，ｙ_ｉ）信号点は、それゆえ、独立した１次元ＰＡＭ信号コンステレーションに属する各１−Ｄ信号点を有する、２つの１次元信号点（すなわち、ｘ_ｉ及びｙ_ｉ）を具備するとして見られる可能性がある。

復調されるべきそしてデコードされるべき各イコライズされたシンボル、ｓ^〜 _ｉ（ｎ）、に対して、受信機システムにおける復調プロセスは、このイコライズされたシンボル、ｓ^〜 _ｉ（ｎ）、に対応する変調シンボル、ｓ_ｉ（ｎ）、を生成するために使用される最も可能性のある２ｌｏｇ_２Ｍ_ｉのコード化されたビットを決定する。ソフト−入力デコーディングに対して、ログ−ライクリフッド比率（ＬＬＲ）は、イコライズされたシンボルｓ^〜 _ｉ（ｎ）、を規定する２ｌｏｇ_２Ｍ_ｉのコード化されたビットのそれぞれに対して算出される。

コード化されたビットに対するＬＬＲｓを算出する目的で、各ＱＡＭシンボル、ｓ^〜 _ｉ（ｎ）は、２つの独立したＰＡＭシンボル、Ｒｅ｛ｓ^〜 _ｉ（ｎ）｝及びＩｍ｛ｓ^〜 _ｉ（ｎ）｝、を具備すると考えられる可能性がある。各ＰＡＭシンボルは、ｌｏｇ_２Ｍ_ｉのコード化されたビットによって規定される。ＬＬＲは、その後、Ｒｅ｛ｓ^〜 _ｉ（ｎ）｝若しくはＩｍ｛ｓ^〜 _ｉ（ｎ）｝のいずれかに対するｌｏｇ_２Ｍ_ｉのコード化されたビットのそれぞれに対して算出される。

Ｒｅ｛ｓ^〜 _ｉ（ｎ）｝若しくはＩｍ｛ｓ^〜 _ｉ（ｎ）｝のいずれかに関して、０≦ｊ≦ｌｏｇ_２Ｍ_ｉに対して、所定のコード化されたビット、ｂ_ｉ（ｎ）に対するＬＬＲは、次式で表される可能性がある：

次式でも表される可能性がある：

ここで、Ａ_ｉ＝Ｒｅ｛ｓ^〜 _ｉ（ｎ）｝若しくはＩｍ｛ｓ^〜 _ｉ（ｎ）｝、Ｓ^０ _ｊはｂ_ｊ＝０に対してＭ_ｉのＰＡＭ信号点のセットを表し、そして、Ｓ^１ _ｊはｂ_ｊ＝１に対してＭ_ｉのＰＡＭ信号点のセットを表す。

式（３５）は、そこで、次式のように表される可能性がある：

シンボルＡ_ｉが同等に送信されるべき可能性がある特別の場合には、式（３７）は、次式で表される可能性がある：

次式の理由であるので、

式（３７）は、次式で表される可能性がある：

ここで、ＬＬＲ_ｅ（ｂ_ｊ）は、コード化されたビットｂ_ｊに対する“外部”情報を表し、そして、ＬＬＲ_ａ（ｂ_ｊ）は、コード化されたビットｂ_ｊに対するアプリオリ情報を表す。

アプリオリ情報ＬＬＲ_ａ（ｂ_ｊ）は、別々のソースから利用できる可能性がある、若しくは、エラー訂正デコーダ（例えば、ターボ、コンボルーショナル、若しくは、ブロックデコーダ）によって推定される可能性があり、シンボルアンマッピングエレメントにフィードバックされる可能性がある。検出及びデコーディングは、反復スキームに基づいて実施される可能性がある。１つのそのような反復検出及びデコーディングスキームは、米国特許出願番号第１０／００５，１０４号、名称“ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに対する反復検出及びデコーディング”、２００１年１２月３日提出、に説明されている。これは、本発明の譲受人に譲渡され、そして、ここに引用文献として取り込まれている。ノン−グレイシンボルマッピングが送信機において変調シンボルを導くために使用される場合に、反復検出及びデコーディングスキームは、受信機における改善された性能を与える。

送信機システムでのプリコーディングに起因して、イコライズされたシンボル、ｓ^〜 _ｉ（ｎ）、は、拡張された信号コンステレーションに属する（すなわち、Ｒｅ｛ｓ^〜 _ｉ（ｎ）｝及びＩｍ｛ｓ^〜 _ｉ（ｎ）｝は拡張されたＰＡＭ信号コンステレーションに属する）。Ｒｅ｛ｓ^〜 _ｉ（ｎ）｝及びＩｍ｛ｓ^〜 _ｉ（ｎ）｝にモジュロ−２Ｍ演算を実施することは、拡張された信号コンステレーションを元の信号コンステレーションに折り返す。これは、ハード決定がＲｅ｛ｓ^〜 _ｉ（ｎ）｝及びＩｍ｛ｓ^〜 _ｉ（ｎ）｝に対して得られるのであれば、妥当な演算である。しかしながら、チャネルコーディングが存在し、そして、ソフト決定がターボコードに対するコード化されたビットＬＬＲｓ（若しくは、コンボルーショナルコードのソフト決定ビタビデコーディングに対するブランチメトリック）を算出するために利用されるのであれば、ビットＬＬＲｓ若しくはブランチメトリックを算出する前に、拡張された信号コンステレーションを折り返すことは、デコーダのはなはだしい性能の劣化に帰着する可能性がある。

改善されたデコーディング性能を与えるために、モジュロ−２Ｍ演算は、削除される可能性があり、そして、コード化されたビットＬＬＲ算出は、拡張された信号コンステレーションについて実施される可能性がある。セットＳ^０ _ｊ及びＳ^１ _ｊは、元のセットＳ^０ _ｊ及びＳ^１ _ｊ中の各信号点に２Ｍ・ｄ、ここで、ｄは整数である、を加えることによって拡張された信号コンステレーションにマッチさせるために拡張される可能性があり、それぞれ、拡張されたセットＳ^０ _ｊｅ及びＳ^１ _ｊｅを生成する。ＬＬＲは、その後、拡張されたセットに基づいて式（４０）に示されたように算出される可能性がある。

ｄの可能性のある値の範囲は、チャネルリアライザーションの集合に基づいて決定される可能性がある。ｄ＝−２、−１，０，１，２が十分である可能性があることは、大きな数のチャネルリアライゼーションを使用するシミュレーションを通して見つけられる。ｄのこの範囲に対して、拡張されたセットＳ^０ _ｊｅ及びＳ^１ _ｊｅのカードナリティ(cardinality)は、元のセットＳ^０ _ｊ及びＳ^１ _ｊより５倍大きい。これは、ＬＬＲ算出の複雑さを増加する。拡張されたセットを使用するＬＬＲ算出の複雑性を元のセットを使用するＬＬＲと同じ複雑性に削減するために、受信された信号点の±Ｍ_ｉ内である信号点だけが、ＬＬＲ若しくはメトリック算出に対して考慮される可能性がある。

ＭＩＭＯシステムにおけるマルチパスチャネルに対してここで説明されたプリコーディング技術は、種々のワイアレス通信システムに実行される可能性があり、ＭＩＭＯ及びＣＤＭＡシステムを含むが限定されることはない。これらの技術も、ＯＦＤＭを実行するＭＩＭＯシステムに対して使用される可能性がある。これらの技術も、順方向リンク及び／若しくは逆方向リンクに対して使用される可能性がある。

プリコーディング技術も、種々の手段によって実行される可能性がある。例えば、これらの技術は、ハードウェア、ソフトウェア、若しくはこれらの組み合わせで実行される可能性がある。ハードウェア実行に関して、トランスミッタにおいて種々の信号プロセシングステップを実施するために（例えば、データをコード化し変調するため、変調シンボルをプリコードするため、プリコードされたシンボルをプリコンディションするため、及びその他のために）及び受信機において（例えば、受信されたサンプルをプリコンディションするため、受信されたシンボルをイコライズするため、再生された若しくはイコライズされたシンボルを復調しデコードするため、及びその他のために）使用された素子は、1若しくはそれ以上のアプリケーションスペシフィック集積回路（ＡＳＩＣｓ）、ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰｓ）、ディジタルシグナルプロセシングデバイス（ＤＳＰＤｓ）、プログラマブルロジックデバイス（ＰＬＤｓ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡｓ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロ−コントローラ、マイクロプロセッサ、ここで説明した機能を実施するために設計された他の電子ユニット、若しくはこれらの組み合わせの中で、実行される可能性がある。

ソフトウェア実行に関して、送信機及び受信機のそれぞれにおけるいくつかの若しくは全ての信号プロセシングステップは、ここで説明された機能を実施するモジュール（例えば、手順、機能、及びその他）を使用して実行される可能性がある。ソフトウェアコードは、メモリユニット（例えば、図３のメモリ３３２及び３７２）中に記憶され、そしてプロセッサ（例えば、コントローラ３３０及び３７０）によって実行される可能性がある。メモリユニットは、プロセッサの中で、若しくはプロセッサの外部で実行される可能性がある。プロセッサの外部の場合には、この分野で知られた種々の手段を介してプロセッサに通信的に接続されることが可能である。

見出しは、参考のために及びあるセクションが位置する場所を手助けするためにここに含まれる。これらの見出しは、そこに説明されたコンセプトの範囲を制限することを意図するのではなく、これらのコンセプトは、明細書全体を通して他のセクションにおいて適用可能性を有する可能性がある。

開示された実施形態のこれまでの説明は、本技術分野に知識のあるいかなる者でも、本発明を作成し、使用することを可能にする。これらの実施形態に対する種々の変形は、本技術分野に知識のある者に、容易に実現されるであろう。そして、ここで規定された一般的な原理は、発明の精神若しくは範囲から逸脱しないで、他の実施形態に適用される可能性がある。それゆえ、本発明は、ここに示された実施形態に制限することを意図したものではなく、ここに開示された原理及び卓越した特性と整合する広い範囲に適用されるものである。

図１は、シンボルストリームを直交化させるためにＭＩＭＯプロセシングを実施し、受信機において判断フィードバックイコライザ（ＤＦＥ）をさらに利用するＭＩＭＯシステムのブロック図である。 図２は、マルチパスチャネルに対するプリコーディング及びシンボルストリームを直交化させるためにＭＩＭＯプロセシングを実施するＭＩＭＯシステムのブロック図である。 図３は、ＭＩＭＯシステムの送信機システム及び受信機システムの実施形態のブロック図である。 図４は、マルチパスチャネルに対するデータをプリコードし、そして時間ドメインにおいてＭＩＭＯプロセシングを実施する送信機ユニットの実施形態のブロック図である。 図５は、図４の送信機ユニットとともに使用される可能性がある受信機ユニットの実施形態のブロック図である。 図６は、等価チャネルモデルに基づいて導かれた判断フィードバックイコライザのブロック図である。 図７は、送信機ユニットにおいてプリコーディングとともに使用される可能性がある受信機ユニットのためのイコライザのブロック図である。

符号の説明

１００…ＭＩＭＯシステム，１１０…送信機，１５０…受信機，２００…ＭＩＭＯシステム，２１０…送信機，２５０…受信機，３００…ＭＩＭＯシステム，３１０…送信機システム，３５０…受信機システム，４００…送信機ユニット，５００…受信機ユニット，６１０…判断フィードバックイコライザ。

Claims (42)

1. 多元入力多元出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおいて、マルチパスＭＩＭＯチャネルを介した送信に対するデータをプロセシングするための方法であって、該方法は以下を具備する：
   コード化されたデータを与えるために１若しくはそれ以上のコーディングスキームにしたがってデータをコーディングすること；
   変調シンボルを与えるために１若しくはそれ以上の変調スキームにしたがって該コード化されたデータを変調すること；
   プリコードされたシンボルを与えるために、該ＭＩＭＯチャネルの推定された応答及び判断フィードバックイコライザのフィードフォワードフィルタの応答に基づいて導かれる等価チャネル応答に基づいて該変調シンボルをプリコーディングすること；及び
   該ＭＩＭＯチャネルを介した送信に対してプリコンディションされたシンボルを与えるために該ＭＩＭＯチャネルの該推定された応答に基づいて該プリコードされたシンボルをプリコンディションすること。
2. 請求項１の方法、ここで、各シンボルピリオドに対する該プリコードされたシンボルは、該マルチパスＭＩＭＯチャネルに起因して前のシンボルピリオドにおいてプリコードされたシンボルによって引き起こされたシンボル間干渉の推定値を具備する。
3. 請求項１の方法、ここで、該プリコーディングは、次のように実施される：
   

   

   ここで、
   ｃ（ｎ）は、シンボルピリオドｎに対するプリコードされたシンボルのベクトルであり；
   ｓ（ｎ）は、シンボルピリオドｎに対する変調シンボルのベクトルであり；
   Ｆ（ｌ）は、該等価チャネル応答に対する行列のシーケンスであり；及び
   ｖｍｏｄ_２Ｍは、ベクトルモジュロ−２Ｍ算術演算である。
4. 請求項１の方法、ここで、該フィードフォワードフィルタの該応答は、最小二乗平均エラー（ＭＭＳＥ）基準に基づいて適合される。
5. 請求項１の方法、ここで、該フィードフォワードフィルタの該応答は、ゼロ−フォーシング技術に基づいて得られる。
6. 請求項１の方法、ここで、該プリコンディショニングは、空間−時間的パルス−シェーピングを使用して時間ドメインにおいて実施される。
7. 請求項６の方法であって、該方法はさらに以下を具備する：
   固有ベクトルの第２の行列のシーケンス及び特異値の第３の行列のシーケンスを得るために、該ＭＩＭＯチャネルの該推定された応答に対する第１の行列のシーケンスを分解すること；及び
   該第２及び第３の行列のシーケンスに基づいてパルス−シェーピング行列を導くこと、ここで、該プリコンディショニングは、該パルス−シェーピング行列に基づいて実施される。
8. 請求項７の方法、ここで、該ＭＩＭＯチャネルの該推定された応答に対する該第１の行列のシーケンスは、特異値分解に基づいて分解される。
9. 請求項７の方法、ここで、該パルス−シェーピング行列は、複数の時間ドメイン値のシーケンスを具備する、及びここで、該プリコンディショニングは、該プリコードされたシンボルを該パルス−シェーピング行列を使用してコンボルビングすることによって該時間ドメインにおいて実施される。
10. 請求項７の方法、ここで、該パルス−シェーピング行列は、複数の周波数ドメイン値のシーケンスを具備する、及びここで、該プリコンディショニングは、変換されたプリコードされたシンボルを該パルス−シェーピング行列で掛け算することによって該周波数ドメインにおいて実施される。
11. 請求項１の方法、ここで、別々のコーディング及び変調スキームは、該ＭＩＭＯチャネルを介して送信された各データストリームに対して使用される。
12. 請求項１の方法、ここで、共通のコーディング及び変調スキームは、該ＭＩＭＯチャネルを介して送信された全てのデータストリームに対して使用される。
13. 多元入力多元出力（ＭＩＭＯ）通信システムの送信機において、マルチパスＭＩＭＯチャネルを介した送信に対するデータをプロセシングするための方法であって、該方法は以下を具備する：
    コード化されたデータを与えるために１若しくはそれ以上のコーディングスキームにしたがってデータを該送信機がコーディングすること；
    変調シンボルを与えるために１若しくはそれ以上の変調スキームにしたがって該コード化されたデータを該送信機が変調すること；
    ＭＩＭＯチャネルの推定される応答を該送信機が決定すること；
    該ＭＩＭＯチャネルの該推定された応答及び判断フィードバックイコライザのフィードフォワードフィルタの応答に基づいて等価チャネル応答を該送信機が導くこと；
    プリコードされたシンボルを与えるために該等価チャネル応答に基づいて該変調シンボルを該送信機がプリコーディングすること；及び
    該ＭＩＭＯチャネルを介した送信に対してプリコンディションされたシンボルを与えるために該ＭＩＭＯチャネルの該推定された応答に基づいて及び空間−時間的パルス−シェーピングを使用して該プリコードされたシンボルを該送信機がプリコンディションすること。
14. ディジタル情報を以下にインタープリッティングする能力があるディジタルシグナルプロセシンデバイス（ＤＳＰＤ）に通信で接続されたメモリであって：
    コード化されたデータを与えるために１若しくはそれ以上のコーディングスキームにしたがってデータをコード化する；
    変調シンボルを与えるために１若しくはそれ以上の変調スキームにしたがって該コード化されたデータを変調する；
    プリコードされたシンボルを与えるために、該ＭＩＭＯチャネルの推定された応答及び判断フィードバックイコライザのフィードフォワードフィルタの応答に基づいて導かれる等価チャネル応答に基づいて変調シンボルをプリコードする；及び
    マルチパスＭＩＭＯチャネルを介した送信に対してプリコンディションされたシンボルを与えるために、該マルチパスＭＩＭＯチャネルの該推定された応答に基づいて該プリコードされたシンボルをプリコンディションする。
15. 多元入力多元出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおいて、マルチパスＭＩＭＯチャネルを介して受信されたデータ送信をプロセシングするための方法であって、該方法は以下を具備する：
    受信されたシンボルを与えるために複数の受信された信号をプリコンディショニングすること；
    イコライズされたシンボルを与えるためにイコライザを使用して該受信されたシンボルをフィルタリングすること、ここで、該イコライズされたシンボルは、該ＭＩＭＯチャネルを介した送信の前に送信機においてその後にプリコードされる変調シンボルの推定値である、該プリコーディングは該ＭＩＭＯチャネルの推定した応答及び判断フィードバックイコライザのフィードフォワードフィルタの応答に基づいて導かれる等価チャネル応答に基づく；及び
    送信されたデータを再生するために該イコライズされたシンボルをプロセシングすること。
16. 請求項１５の方法であって、さらに以下を具備する：、
    再生されたシンボルを与えるために該イコライズされたシンボルにベクトルモジュロ−２Ｍ演算を実施すること、ここで、該再生されたシンボルは、該送信されたデータを再生するために処理される。
17. 請求項１５の方法、ここで、該プリコンディショニングは、複数の受信されたシンボルストリームを直交化する。
18. 請求項１７の方法、ここで、該フィルタリングは、各受信されたシンボルストリームに対して別々に実施される。
19. 請求項１５の方法、ここで、該イコライザは、該判断フィードバックイコライザの該フィードフォワードフィルタに対応する。
20. 請求項１９の方法であって、さらに以下を具備する：
    最小二乗平均エラー（ＭＭＳＥ）基準に基づいて該イコライザを適合させること。
21. 請求項１５の方法、ここで、該プロセシングは、以下を含む
    復調されたデータを与えるために１若しくはそれ以上の復調スキームにしたがって該イコライズされたシンボルを復調すること、及び
    デコードされたデータを与えるために１若しくはそれ以上のデコーディングスキームにしたがって該復調されたデータをデコーディングすること。
22. 請求項１５の方法、ここで、該プロセシングは、以下を含む
    各イコライズされたシンボルに対するコード化されたビットのログ−ライクリフッド比率（ＬＬＲｓ）を算出すること。
23. 請求項２２の方法、ここで、該ログ−ライクリフッド比率は、該イコライズされたシンボルに対する拡張された信号コンステレーションに基づいて算出される。
24. 請求項１５の方法、ここで、該プリコンディショニングは、空間−時間的パルス−シェーピングを使用して時間ドメインにおいて実施される。
25. 請求項２４の方法、ここで、該プリコンディショニングは、以下を含む
    該ＭＩＭＯチャネルの推定された応答に対する第１の行列のシーケンスを決定すること、
    固有ベクトルの第２の行列のシーケンスを得るために該第１の行列のシーケンスを分解すること、
    該第２の行列のシーケンスに基づいてパルス−シェーピング行列を導くこと、及び
    該受信されたシンボルを与えるために該パルス−シェーピング行列で複数の該受信された信号をコンボルビングすること。
26. 請求項１５の方法、ここで、該プリコンディショニングは、周波数ドメインにおいて実施され、そして以下を含む
    該周波数ドメインへ該受信された信号を変換すること、
    該プリコンディションされた信号を与えるために周波数−ドメインパルス−シェーピング行列で該変換された受信された信号を掛け算すること、及び
    該受信されたシンボルを与えるために時間ドメインに該プリコンディションされた信号を変換すること。
27. 請求項１５の方法であって、さらに以下を具備する：
    該ＭＩＭＯチャネルの推定された応答に対する行列のシーケンス及び該ＭＩＭＯチャネルの複数の送信チャネルに対する信号−対−ノイズ−及び−干渉比（ＳＮＲｓ）を備えたチャネル状態情報（ＣＳＩ）を導くこと；及び
    該送信機へ該ＣＳＩを送り返すこと。
28. 多元入力多元出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおいて、マルチパスＭＩＭＯチャネルを介して受信されたデータ送信をプロセシングするための方法であって、該方法は以下を具備する：
    受信されたシンボルを与えるために該ＭＩＭＯチャネルの推定された応答に基づいて及び空間−時間的パルス−シェーピングを使用して複数の受信された信号をプリコンディショニングすること；
    イコライズされたシンボルを与えるためにイコライザにより該受信されたシンボルをフィルタリングすること、ここで、該イコライズされたシンボルは、該ＭＩＭＯチャネルを介した送信の前に送信機において、該マルチパスＭＩＭＯチャネルの推定された応答及び判断フィードバックイコライザのフィードフォワードフィルタの応答に基づいて導かれる等価チャネル応答に基づいてその後プリコードされる変調シンボルの推定値である；
    最小二乗平均エラー（ＭＭＳＥ）基準に基づいて該イコライザを適合させること；及び
    送信されたデータを再生するために該イコライズされたシンボルをプロセシングすること。
29. ディジタル情報を以下にインタープリッティングする能力があるディジタルシグナルプロセシンデバイス（ＤＳＰＤ）に通信で接続されたメモリであって：
    受信されたシンボルを与えるためにマルチパスＭＩＭＯチャネルを介して受信した複数の信号をプリコンディショニングする；
    イコライズされたシンボルを与えるために該受信されたシンボルをイコライズする、ここで、該イコライズされたシンボルは、ＭＩＭＯチャネルを介した送信の前に送信機において、該マルチパスＭＩＭＯチャネルの推定された応答及び判断フィードバックイコライザのフィードフォワードフィルタの応答に基づいて導かれる等価チャネル応答に基づいてその後にプリコードされる変調シンボルの推定値である；及び
    送信されたデータを再生するために該イコライズされたシンボルを処理する。
30. 多元入力多元出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおける送信機ユニットであって、該送信ユニットは以下を具備する：
    マルチパスＭＩＭＯチャネルにおいて複数の送信チャネルに対してコード化されたデータを与えるために１若しくはそれ以上のコーディングスキームにしたがってデータをコード化し、変調シンボルを与えるために１若しくはそれ以上の変調スキームにしたがって該コード化されたデータを変調し、そしてプリコードされたシンボルを与えるために、該マルチパスＭＩＭＯチャネルの推定された応答及び判断フィードバックイコライザのフィードフォワードフィルタの応答に基づいて導かれる等価チャネル応答に基づいて該変調シンボルをプリコードするように動作するＴＸデータプロセッサ；及び
    該ＭＩＭＯチャネルを介した送信に対してプリコンディションされたシンボルを与えるために該ＭＩＭＯチャネルの推定された応答に基づいて該プリコードされたシンボルをプリコンディションするように動作するＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ。
31. 請求項３０の送信機ユニット、ここで、該ＴＸデータプロセッサは、以下に基づいて該変調シンボルをさらにプリコードするように動作する：
    

    

    ここで、
    ｃ（ｎ）は、シンボルピリオドｎに対するプリコードされたシンボルのベクトルであり；
    ｓ（ｎ）は、シンボルピリオドｎに対する変調シンボルのベクトルであり；
    Ｆ（ｌ）は、該等価チャネル応答に対する行列のシーケンスであり；及び
    ｖｍｏｄ_２Ｍは、ベクトルモジュロ−２Ｍ算術演算である。
32. 請求項３０の送信機ユニット、ここで、該ＴＸデータプロセッサは、さらに、最小二乗平均エラー（ＭＭＳＥ）基準に基づいて該フィードフォワードフィルタの該応答を適合させるように動作する。
33. 請求項３０の送信機ユニット、ここで、該ＴＸ ＭＩＭＯプロセッサは、さらに、固有ベクトルの第２の行列のシーケンス及び特異値の第３の行列のシーケンスを得るために該ＭＩＭＯチャネルの該推定された応答に対する第１の行列のシーケンスを分解し、該第２及び第３の行列のシーケンスに基づいてパルス−シェーピング行列を導き、そして該パルス−シェーピング行列に基づいて該プリコードされたシンボルをプリコンディションするように動作する。
34. 多元入力多元出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおける送信機装置であって、該送信機装置は以下を具備する：
    コード化されたデータを与えるために１若しくはそれ以上のコーディングスキームにしたがってデータをコーディングするための手段；
    変調シンボルを与えるために１若しくはそれ以上の変調スキームにしたがってコード化されたデータを変調するための手段；
    プリコードされたシンボルを与えるために、ＭＩＭＯチャネルの推定された応答及び判断フィードバックイコライザのフィードフォワードフィルタの応答に基づいて導かれる等価チャネル応答に基づいて該変調シンボルをプリコーディングするための手段；
    プリコンディションされたシンボルを与えるために該ＭＩＭＯチャネルの該推定された応答に基づいて該プリコードされたシンボルをプリコンディションするための手段；
    該ＭＩＭＯチャネルを介して該プリコンディションされたシンボルを調整するため及び送信するための手段。
35. 多元入力多元出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおける使用のためのディジタルシグナルプロセッサであって、該ディジタルシグナルプロセッサは以下を具備する：
    コード化されたデータを与えるために１若しくはそれ以上のコーディングスキームにしたがってデータをコーディングするための手段；
    変調シンボルを与えるために１若しくはそれ以上の変調スキームにしたがって該コード化されたデータを変調するための手段；
    プリコードされたシンボルを与えるために、ＭＩＭＯチャネルの推定された応答及び判断フィードバックイコライザのフィードフォワードフィルタの応答に基づいて導かれる等価チャネル応答に基づいて該変調シンボルをプリコーディングするための手段；及び
    該ＭＩＭＯチャネルを介した送信に対してプリコンディションされたシンボルを与えるために、該ＭＩＭＯチャネルの該推定された応答に基づいて該プリコードされたシンボルをプリコンディションするための手段。
36. 多元入力多元出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおける受信機ユニットであって、該受信機ユニットは以下を具備する：
    受信されたシンボルを与えるためにマルチパスＭＩＭＯチャネルを介して受信された複数の信号をプリコンディションし、そしてイコライズされたシンボルを与えるためにイコライザを使用して該受信されたシンボルをフィルタするように動作するＲＸ ＭＩＭＯプロセッサ、ここで、該イコライズされたシンボルは、該マルチパスＭＩＭＯチャネルを介した送信の前に送信機において該マルチパスＭＩＭＯチャネルの推定された応答及び判断フィードバックイコライザのフィードフォワードフィルタの応答に基づいて導かれる等価チャネル応答に基づいてその後プリコードされる変調シンボルの推定値である；及び
    １若しくはそれ以上の復調スキームにしたがって該イコライズされたシンボルを復調し、そしてデコードされたデータを与えるために１若しくはそれ以上のデコーディングスキームにしたがって該復調されたデータをデコードするように動作するＲＸデータプロセッサ。
37. 請求項３６の受信機ユニット、ここで、該ＲＸ ＭＩＭＯは、再生されたシンボルを与えるために該イコライズされたシンボルにベクトルモジュロ−２Ｍ演算をさらに実施するように動作する、そしてここで、該再生されたシンボルは、該デコードされたデータを与えるために復調されそしてデコードされる。
38. 請求項３６の受信機ユニット、ここで、該プリコンディショニングは、複数の受信されたシンボルストリームを直交化する、そしてここで、該ＲＸ ＭＩＭＯプロセッサは、各受信されたシンボルストリームを別々にフィルタするように動作する。
39. 請求項３６の受信機ユニット、ここで、該イコライザは、該判断フィードバックイコライザの該フィードフォワードフィルタに対応する。
40. 請求項３６の受信機ユニット、ここで、該ＲＸ ＭＩＭＯプロセッサは、最小二乗平均エラー（ＭＭＳＥ）基準に基づいて該イコライザをさらに適合させるように動作する。
41. 多元入力多元出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおける受信機装置であって、該受信機装置は以下を具備する：
    受信されたシンボルを与えるためにマルチパスＭＩＭＯチャネルを介して受信された複数の信号をプリコンディショニングするための手段；
    イコライズされたシンボルを与えるためにイコライザにより該受信されたシンボルをフィルタリングするための手段、ここで、該イコライズされたシンボルは、該ＭＩＭＯチャネルを介した送信の前に送信機において、該マルチパスＭＩＭＯチャネルの推定された応答及び判断フィードバックイコライザのフィードフォワードフィルタの応答に基づいて導かれる等価チャネル応答に基づいてその後プリコードされる変調シンボルの推定値である；及び
    送信されたデータを再生するために該イコライズされたシンボルをプロセシングするための手段。
42. 多元入力多元出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおけるディジタルシグナルプロセッサであって、該ディジタルシグナルプロセッサは以下を具備する：
    受信されたシンボルを与えるためにマルチパスＭＩＭＯチャネルを介して受信された複数の信号をプリコンディショニングするための手段；
    イコライズされたシンボルを与えるためにイコライザにより該受信されたシンボルをフィルタリングするための手段、ここで、該イコライズされたシンボルは、該ＭＩＭＯチャネルを介した送信の前に送信機において、該マルチパスＭＩＭＯチャネルの推定した応答及び判断フィードバックイコライザのフィードフォワードフィルタの応答に基づいて導かれる等価チャネル応答に基づいてその後プリコードされる変調シンボルの推定値である；及び
    送信されたデータを再生するために該イコライズされたシンボルをプロセシングするための手段。

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