JP4342171B2 - 移動端末 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＭＣ−ＣＤＭＡを適用した移動体通信システムに用いる移動端末に関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動体通信システムにおいて、移動端末のセルサーチ、着信制御、発信制御、ハンドオーバ等に必要な制御情報のやり取りは制御チャネルを用いて行われている。すなわち、移動体通信システムにおいて基地局と移動端末間の通信制御を行うためには、移動端末において在圏セルの制御チャネルを検出し、その受信信号を読み出す必要がある。ＩＭＴ−２０００（International Mobile Telecommunications 2000）における移動体通信システムに採用されている直接拡散符号分割多重方式（ＤＳ−ＣＤＭＡ）は、拡散符号により送信信号をスペクトル拡散するとともに、互いに直交する異なる拡散符号（コード）をチャネル毎に用いることによりチャネルの多重化を行っている。ＤＳ−ＣＤＭＡ方式では、制御チャネルと通信チャネルは、基地局ごとに異なるロングコードとチャネルごとに異なるショートコードとを用いて同一の周波数帯に拡散されたチャネル構成をとっている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
このため、通信制御の基本となる制御チャネルの検出に際しては、在圏セルの基地局に割り当てられたロングコードを特定する必要があり、基地局ごとに異なるロングコードで拡散されている受信信号を逆拡散して、タイミングの検出および受信電力の測定を行う必要がある。このような受信処理を全ての基地局のロングコードに対して行い、測定された受信電力を比較した結果、最大受信電力となるロングコードを在圏セルの基地局に割り当てられたロングコードとして判定している。一般にＤＳ−ＣＤＭＡ方式では予め移動端末でテーブル化されている複数の制御チャネルのロングコードのなかから、受信信号が拡散されているロングコードを探索することで、制御チャネルの検出を行うようにしている。また、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband CDMA）方式では、処理時間を短縮する方法として、３段階セルサーチ法（例えば、非特許文献１参照）が標準化されている。また、ロングコードが同定された後、待ち受け時の制御チャネルの読み出し処理は、通信チャネルに比べ少ない情報伝送レートにもかかわらず、制御チャネルが通信チャネルと同一の周波数帯に拡散されたチャネル構成になっているため、通信チャネルと同様に広帯域信号の復調を行う必要があった。
【０００４】
このように、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式では移動端末にテーブル化されているロングコードから在圏セルのロングコードを探索し、制御チャネルの検出を行うようにしている。しかし、ロングコード探索における信号処理は複雑であると共に、その処理量も膨大となるため、テーブル化されているロングコードの数の増加に伴い、その処理量が増大することになる。また、３段階セルサーチ法はロングコードの探索は効率化されているが、その処理手順が複雑であった。さらに、ロングコードの同定後、待ち受け時のように常時または一定時間間隔（バッテリセーブモードのときなど）で制御チャネル信号の受信を行う場合、通信チャネルに対しわずかな情報量しか送信されていないにもかかわらず、同一周波数帯に拡散されて広帯域信号となっていることから、受信信号の復調に必要な信号処理効率がきわめて低くなってしまっていた。
【０００５】
現在、第３世代移動通信方式（Ｗ−ＣＤＭＡ方式）よりも更なる高速化、大容量化を目標とした新世代移動通信方式の検討が進められている。新世代移動通信方式では、周波数利用率の一層の向上や伝搬遅延の克服による通信品質の一層の向上が求められており、これを実現する伝送方式としてマルチキャリアＣＤＭＡ（ＭＣ−ＣＤＭＡ）が有力視されている。ＭＣ−ＣＤＭＡは周波数軸上に複数のサブキャリアを持つことから、ＤＳ−ＣＤＭＡで一般的なコード軸上、時間軸上の多重化に加えて周波数軸上での多重化も可能であり、これらを組み合わせることで非常に柔軟なチャネル構成が可能とされている。
【０００６】
ＭＣ−ＣＤＭＡでは、多数のサブキャリアを用いるようにしている。そのチャネル配置の一例を図１８に示すが、サブキャリアはｆ１，ｆ２，ｆ３，・・・・，ｆｐのｐ個からなり、これらのサブキャリアｆ１〜ｆｐが制御チャネルと通信チャネルに混在して割り当てられている。例えば、各セル毎の制御チャネルにサブキャリアｆ１〜ｆｐのいずれか１つのサブキャリアが割り当てられ、通信チャネルにサブキャリアｆ１〜ｆｐの内の複数のサブキャリアが割り当てられている。制御チャネルおよび通信チャネルに割り当てられたサブキャリアは、そのチャネル固有のチャネルコードにより拡散され、さらにセル特有のロングコードにより拡散されて送信される。すなわち、制御チャネルと通信チャネルとを、ＣＯＤＥ−周波数（ｆ）−時間（ｔ）の３次元空間で示すと、図１９に示すようにＣＯＤＥ軸上に配列されたチャネル毎に異なる拡散符号Ｃａ〜Ｃｎにより周波数軸上で拡散されているものとして示すことができる。
【０００７】
ところで、このようなＭＣ−ＣＤＭＡを用いる移動体通信システムにおいては、動画等の高速伝送の実現が想定されているため、使用される周波数帯域は数十ＭＨｚもの広帯域が想定されている。すると、ＭＣ−ＣＤＭＡを用いる移動体通信システムにおいては、制御チャネルをサーチするためにさらに広帯域とされている周波数帯域の信号処理を行わなければならないという問題点があった。この場合、例えば時間多重されたＭＣ−ＣＤＭＡ信号や符号多重されたＭＣ−ＣＤＭＡなどのように従来と同様のチャネル構成を用いたり、Ｗ−ＣＤＭＡ方式で標準化された３段階セルサーチ法をＭＣ−ＣＤＭＡに適用する（例えば、非特許文献２参照）ようにしても、制御チャネル信号処理量の大幅な増大、消費電力の増加、処理遅延の増加を引き起こし、通信品質に大きな影響を与えるおそれがあった。
【０００８】
そこで、本発明は、ＭＣ−ＣＤＭＡを適用した移動体通信システムに用いる移動端末を提供することを目的としている。
【０００９】
【非特許文献１】
３ＧＰＰ ＲＡＮ ３Ｇ ＴＳ２５．２１３ Ｖ３．３．０， Ｓｅｐ．２０００
【非特許文献２】
花田他 信学会ソサイエティ大会 Ｂ−５−４９ ２００１年９月
【００１０】
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成するため、本発明の移動端末は、制御チャネル専用の複数の制御チャネルサブキャリアと、通信チャネル専用の複数の通信チャネルサブキャリアとが分離して設定されているマルチキャリアＣＤＭＡを用いる移動体通信システム用の移動端末であって、
空間的に繰り返されて各セルに割り当てられ、且つフィルタで分離される前記制御チャネルサブキャリアの制御チャネルを復調する復調手段と、
該復調手段において前記制御チャネルサブキャリアの制御チャネルを復調するために、前記制御チャネルで送信されている制御データの先頭に付加されたフレーム同期情報に基づいて前記制御チャネルのフレーム同期タイミングを検出し、当該フレーム同期タイミングに基づいてフレーム同期位置を決定する同期検出手段とを備えるようにしている。
【００１２】
また、上記本発明の移動端末において、前記復調手段は、同期検波することにより前記制御チャネルから前記制御データを復調するようにしてもよい。
さらに、上記本発明の移動端末において、前記復調手段は、離散フーリエ変換処理をすることにより前記制御チャネルから前記制御データを復調するようにしてもよい。
さらにまた、上記本発明の移動端末において、前記フレーム同期情報が、複数の前記制御チャネルサブキャリアを用いて送信されており、前記復調手段は、前記制御チャネルサブキャリアに離散フーリエ変換処理を施す前に、前記制御チャネルサブキャリアとフレーム同期情報レプリカとの相関をとることにより、同期のタイミング情報を得るようにしてもよい。
さらにまた、上記本発明の移動端末において、前記フレーム同期情報が、１の前記制御チャネルサブキャリアを用いて送信されており、前記復調手段は、前記制御チャネルサブキャリアの１ないし数サンプル毎に離散フーリエ変換処理を施し、離散フーリエ変換後の出力とフレーム同期情報レプリカとの相関をとることにより、同期のタイミング情報を得るようにしてもよい。
【００１５】
このような本発明によれば、制御チャネルで送信されている制御データを復調することにより、フレーム同期情報に基づいてフレーム同期位置を決定することができるようになる。この場合、離散フーリエ変換処理をすることにより制御チャネルから制御データを復調すると、通信チャネルサブキャリアの干渉を防止することができる。さらに、制御チャネルに複数の制御チャネルサブキャリアを割り当てて送信されたフレーム同期情報を受信するようにすると、離散フーリエ変換処理を行う前にフレーム同期位置を決定することができるようになる。
【００１６】
さらにまた、各セルに割り当てられる制御チャネルサブキャリアとして、隣接するセルに割り当てられている制御チャネルサブキャリアおよびそれに隣接する制御チャネルサブキャリアを除くようにすると、フィルタを用いても隣接する制御チャネルサブキャリアの干渉成分を十分に減衰させることができるようになる。
さらにまた、複数の制御チャネルサブキャリアが割り当てられるセルにおいては、隣接して配置されている関係の複数の制御チャネルサブキャリアを割り当てるようにすると、離散フーリエ変換による復調を行った際に隣接する制御チャネルサブキャリアの干渉成分を十分に減衰させることができるようになる。同時に、帯域利用効率を高めることもできる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態にかかる移動体通信システムは、複数の直交するサブキャリアを用いるＭＣ−ＣＤＭＡを採用している。このＭＣ−ＣＤＭＡは、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）とＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）の組み合わせとされており、互いに直交する複数のサブキャリアを備えている。この複数のサブキャリアは、図１に示すように制御チャネル専用の制御チャネルサブキャリアと通信チャネル専用の通信チャネルサブキャリアとに分離されて構成されている。制御チャネルサブキャリアは、フレーム同期シンボルや制御データシンボルにより変調される。また、通信チャネルサブキャリアは、通信データシンボルにより変調され、通信チャネル毎に異なるショートコードおよびロングコードで拡散される。そして、変調された制御チャネルサブキャリアと、拡散された通信チャネルサブキャリアとが合成されて送信されるようになされている。図１に示す例では、制御チャネル専用のサブキャリアとしてｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４の４つの制御チャネルサブキャリアが用意されており、通信チャネル専用のサブキャリアとしてｆ５，ｆ６，ｆ７・・・・，ｆｎの（ｎ−４）個の通信チャネルサブキャリアがそれぞれ分離して用意されている。
【００１８】
図１に示すように制御チャネルサブキャリアと通信チャネルサブキャリアとに分離されてチャネル配置されている場合に、本発明にかかる移動体通信システムにおける複数の基地局（セル）にそれぞれ割り当てられる制御チャネルおよび通信チャネルの割当態様の一例を図２に示す。図２に示す例では、セル１においては制御チャネルに制御チャネルサブキャリアｆ１を割り当て、制御チャネルサブキャリアｆ２〜ｆ４は使用しない。通信チャネルとしては、セル１に複数の通信チャネルサブキャリアｆ（Ｃ１）を割り当てる。同様に、セル２においては制御チャネルに制御チャネルサブキャリアｆ２を割り当て、制御チャネルサブキャリアｆ１，ｆ３，ｆ４は使用しない。通信チャネルとしては、セル２に複数の通信チャネルサブキャリアｆ（Ｃ２）を割り当てる。セル３においては制御チャネルに制御チャネルサブキャリアｆ３を割り当て、制御チャネルサブキャリアｆ１，ｆ２，ｆ４は使用しない。通信チャネルとしては、セル３に複数の通信チャネルサブキャリアｆ（Ｃ３）を割り当てる。セル４においては制御チャネルに制御チャネルサブキャリアｆ４を割り当て、制御チャネルサブキャリアｆ１〜ｆ３は使用しない。通信チャネルとしては、セル４に複数の通信チャネルサブキャリアｆ（Ｃ４）を割り当てる。なお、Ｃ１〜Ｃ４はそれぞれセル固有の異なるロングコードであり、セル１ないしセル４にロングコードＣ１〜Ｃ４のいずれかが割り当てられている。
【００１９】
セル５ないしセル８に割り当てられる制御チャネルおよび通信チャネルの割当態様は、セル１ないしセル４と同様に割り当てられている。このように、セル１ないしセル４、および、セル５ないしセル８において制御チャネルは４セル繰り返しの制御チャネルサブキャリアが割り当てられている。また、通信チャネルはそれぞれセル固有のロングコードＣ１〜Ｃ８のいずれかを使用することにより、１セル繰り返しの通信チャネルサブキャリアとすることができる。すなわち、通信チャネル専用の通信チャネルサブキャリアｆ（Ｃ１）〜ｆ（Ｃ８）を共通の通信チャネルサブキャリアとすることができる。
【００２０】
なお、本発明にかかる移動体通信システムにおける各セルに割り当てられる制御チャネルおよび通信チャネルの割当態様は、図２に示す態様に限るものではない。他の割当態様として、各セルに割り当てられる制御チャネルサブキャリアとして、少なくとも隣接するセルに割り当てられている制御チャネルサブキャリアと、当該制御チャネルサブキャリアに隣接する制御チャネルサブキャリアとを除いた制御チャネルサブキャリアのいずれかを割り当てるようにしてもよい。例えば、セル１に制御チャネルサブキャリアｆ１を割り当てた場合は、セル２には制御チャネルサブキャリアｆ３が割り当てられ、セル３には制御チャネルサブキャリアｆ５が割り当てられ、セル４には制御チャネルサブキャリアｆ７が割り当てられるようになる。このようにすると、隣接する制御チャネルサブキャリアが割り当てられるセル間隔が大きくなるので、フィルタを用いても隣接する制御チャネルサブキャリアの干渉成分を十分に減衰させることができるようになる。
【００２１】
さらに他の割当態様として、各セルに複数の制御チャネルサブキャリアが割り当てられる場合は、隣接して配置される関係の複数の制御チャネルサブキャリアをセルに割り当てるようにしてもよい。例えば、セル１に４つの制御チャネルサブキャリアを割り当てる場合は、制御チャネルサブキャリアｆ１〜ｆ４を割り当てるようにする。このようにすると、受信する際に離散フーリエ変換することにより複数の制御チャネルサブキャリアにおける隣接する制御チャネルサブキャリアの干渉成分を十分に減衰させることができるようになる。さらに、帯域利用効率を向上することもできるようになる。
【００２２】
次に、本発明にかかる移動体通信システム用の本発明の実施の形態の移動端末が行うセルサーチについて説明する。上記したように、各セルの基地局に割り当てられた制御チャネルで送信される制御データは、制御チャネル専用の制御チャネルサブキャリアのいずれかを用いて送信されるようになる。そこで、移動端末は制御チャネルサブキャリアだけを受信して、その受信信号の信号処理を行えばよいことになる。具体的な説明を、図３および図４を参照して行う。図３は、移動端末において受信された制御チャネルと通信チャネルの受信電力を周波数軸に直交する高さで示しており、図４は移動端末が実行するセルサーチ処理のフローチャートである。
【００２３】
移動端末がセルサーチ処理を開始すると、制御チャネルサブキャリアｆ１〜ｆ４のそれぞれの受信電力を測定する（ステップＳ１）。次いで、測定された受信電力の内の最大受信電力の制御チャネルサブキャリアを検出する（ステップＳ２）。そして、検出された最大受信電力の制御チャネルサブキャリアを復調することにより、その制御チャネルサブキャリアを変調していた制御データを復調する（ステップＳ３）。この制御データには、当該制御チャネルが割り当てられているセルに割り当てられているロングコード情報が含まれており、制御データを復調することによりロングコード情報を取得することができるようになる（ステップＳ４）。このように、移動端末がセルサーチ等を行う場合には制御チャネルサブキャリアだけを受信して、その受信信号の信号処理を行えばよいことになる。現実的には、サブキャリアの総数が１０００ないし２０００のオーダとされる場合には、制御チャネルサブキャリア数は数十とされると考えられるため、全てのサブキャリアにおける信号処理を行う場合に比較して信号処理量を大幅に低減することができる。
【００２４】
次に、本発明にかかる移動体通信システムの各セルにおける基地局の送信部１の構成を示すブロック図を図５に示す。
図５に示す基地局の送信部１は、制御チャネルを１チャネル備える制御チャネル部と、通信チャネルを複数チャネル備える通信チャネル部とを備えている。制御チャネル部は、フレーム同期シンボル付加部１０と変調部１１からなり、通信チャネル部は、変調部１２、直列−並列変換部（Ｓ／Ｐ）１３、拡散部１４とから構成されている。フレーム同期シンボル付加部１０では、制御データの先頭にフレーム同期をとるための所定シンボル数のフレーム同期シンボルが付加され、変調部１１ではフレーム同期シンボルが先頭に付加された制御データがＢＰＳＫ変調やＱＰＳＫ変調される。
【００２５】
通信チャネル部の変調部１２では、通信データがＢＰＳＫ変調やＱＰＳＫ変調され、変調部１２からシリアル出力される変調シンボルがＳ／Ｐ１３において所定シンボルずつ並列とされる。並列とされた変調シンボルは、拡散部１４において通信チャネル固有のショートコードおよびセル固有のロングコードによりスペクトル拡散される。変調部１１および拡散部１４の出力は、逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）１５に供給されて逆フーリエ変換されることにより合成されて送信信号とされ、アンテナ１６から送信されている。ＩＦＦＴ１５においては、制御チャネル部から出力されるシンボルによりｆ１〜ｆ４の内の基地局に割り当てられている１つの制御チャネルサブキャリアが変調され、通信チャネル部から並列されて出力される各々のシンボルによりｆ５〜ｆｎの互いに直交する通信チャネルサブキャリアのそれぞれが変調され、変調された全てのサブキャリアが合成されて送信信号とされている。
【００２６】
次に、本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部２の構成を示すブロック図を図６に示す。
図６に示すように、移動端末の受信部２は、制御チャネル部２ａと通信チャネル部２ｂとからなっている。制御チャネル部２ａにおいて、受信電力測定部２２では、アンテナ２１により受信した受信信号の内の制御チャネルに割り当てられている制御チャネルサブキャリアｆ１〜ｆ４毎の受信電力を測定している。受信電力測定部２２で測定された受信電力の内の最大受信電力の制御チャネルサブキャリアが、検出部２３により検出されている。この検出部２３により検出された制御チャネルサブキャリアのみを通過させるようにフィルタ特性を制御することがフィルタ部２４で行われる。これにより、最大受信電力の特定の制御チャネルサブキャリアのみがフィルタ部２４によりフィルタされるようになる。フィルタ部２４でフィルタされた制御チャネルサブキャリアは、復調部２５において復調されて制御データが出力される。なお、復調部２５においてはフレーム同期されて復調されるようになされており、このためのフレーム同期タイミングが、同期検出部２６により受信信号から検出されて復調部２５に供給されている。同期検出部２６は、制御データの先頭に付加されたフレーム同期シンボルを検出しており、その構成については後述する。
【００２７】
また、アンテナ２１で受信された受信信号は通信チャネル部２ｂの高速フーリエ変換部２７に高速フーリエ変換されて、複数の通信チャネルサブキャリアが抽出される。抽出された通信チャネルサブキャリアは並列に逆拡散部２８に供給され、通信チャネル固有のショートコードおよび在圏するセル固有のロングコードにより逆拡散される。この場合、在圏するセル固有のロングコード情報は、制御チャネル部２ａにおいて取得される制御データから得ることができる。逆拡散された並列信号は、並列−直列変換部（Ｐ／Ｓ）２９においてシリアル信号に変換され復調部２０に供給される。復調部２０においては、ＢＰＳＫやＱＰＳＫされた変調信号が復調されて、当該通信チャネルの通信データが出力されるようになる。
【００２８】
次に、同期検出部２６の第１の実施例の構成を図７に示す。第１の実施例においては、同期検波法を用いて制御チャネルを復調している。この場合のＣＯＤＥ−周波数−時間の３次元空間で示す本発明にかかる移動体通信システムのフレーム構成を図８に示す。
図８に示す本発明にかかる移動体通信システムのフレーム構成は、各セルに１つの制御チャネルサブキャリアからなる制御チャネルが割り当てられ、その制御チャネルで送信される制御データの先頭にシンボル数Ｎfのフレーム同期シンボルが付加されている。フレーム同期シンボルに続いてパイロットシンボルと制御データのデータシンボルとが、それぞれ異なる制御チャネル用のショートコードにより拡散されコード多重されて送信される。図８に示す例ではパイロットシンボルとデータシンボルにおける処理利得（Processing Gain）が４とされ、それぞれのシンボルが４チップで送信されている。また、複数の通信チャネルサブキャリアでは、パイロットシンボルと複数の通信チャネルの通信データのデータシンボルとが、チャネル毎に異なる通信チャネル用のショートコードにより拡散されてコード多重されて並列に送信される。図８に示す例では通信データのデータシンボルにおける処理利得（Processing Gain）が８とされ、それぞれのデータシンボルが８チップで送信されている。なお、制御データのデータシンボルおよびパイロットシンボルについては、必ずしも拡散する必要はない。
【００２９】
次に、図７に示す同期検出部２６の第１の実施例を説明する。図８に示すように、制御チャネルにおける制御データの先頭にはシンボル数Ｎfのフレーム同期検出用のフレーム同期シンボルが挿入されている。ここで、受信信号からは復調すべき制御チャネルサブキャリアがフィルタで抽出されて相関検出器５１へ入力される。そして、相関検出器５１においてフィルタを通過した受信信号と、フレーム同期シンボルレプリカ部５２から供給されたフレーム同期シンボルのレプリカとの相関が相関検出器５１で検出される。そして、同期位置決定部５３において、相関検出器５１において検出された相関値がピークとなるサンプル位置が同期位置として決定され、決定された同期位置においてタイミング同期およびフレーム同期が確立される。
【００３０】
ここで、制御チャネルにおけるＳＩＮＲ（信号対雑音・干渉電力比）を十分に確保できる場合に、図７に示す同期検出部２６の第１の実施例は有効であり、構成を簡素化できると共に信号処理量を低減することができる。また、制御データは、フェージング変動を考慮して、パイロットシンボルとコード多重させることでチャネル推定精度の維持を図るようにしている。
【００３１】
上述した同期検波法では、ＳＩＮＲが十分に取れていれば非常に簡素な構成で復調を行うことができる。しかし、制御チャネルサブキャリアをフィルタで切り出す際にフィルタの精度に応じて通信チャネルサブキャリア等からの干渉成分が生じるため、ＳＩＮＲを十分に確保できない場合も考慮する必要がある。ここで、通信チャネルサブキャリアは制御チャネルサブキャリアに直交しているため、通信チャネルサブキャリアからの干渉については、制御チャネルと同期を取って離散フーリエ変換（ＤＦＴ）処理による復調を行うことにより、除去することができるようになる。これにより、セクタ化を行う際に、同一セル内のセクタからの干渉成分を除去できる効果も生じる。
ここでは、干渉成分の存在を前提とする同期検出方法として、シングルキャリア同期法とマルチキャリア同期法の２通りについて以下に説明する。
【００３２】
ＤＦＴ処理による復調を行うシングルキャリア同期法が適用された同期検出部２６（第２の実施例）の構成を図９に示す。この場合のフレーム構成は前記した図８に示すようになる。
図９に示す同期検出部２６の第２の実施例において、受信信号はＤＦＴ処理部３０に供給され、ＤＦＴ処理部３０においてＤＦＴ処理が１サンプル毎に行われる。制御チャネルにおける制御データの先頭にはフレーム同期検出用のフレーム同期シンボルが数シンボルに渡って挿入されている。これにより、制御チャネルを復調して得られたフレーム同期シンボルを含むデータが復調される。次いで、ＤＦＴ処理部３０により制御チャネルを復調して得られたフレーム同期シンボルを含むデータと、フレーム同期シンボルレプリカ部３２から供給されたフレーム同期シンボルのレプリカとの相関が相関検出器３１で検出される。そして、同期位置決定部３３において、相関検出器３１において検出された相関値がピークとなるサンプル位置が同期位置として決定され、決定された同期位置においてタイミング同期およびフレーム同期が確立される。
【００３３】
ここで、サンプルタイミングｎtでの相関値をＣpost（ｎt）とすると、相関値を以下のように求めることができる。
【数１】
（１）式において、Ｒ（ｉ，ｎt）はサンプルタイミングｎtでＤＦＴ復調を行った時のｉ番目のシンボルを、Ｎfはフレーム同期シンボル数を表す。また、Ｒｅｐ*（ｉ）はｉ番目のフレーム同期シンボルレプリカの複素共役を表す。
シングルキャリア同期法における相関値の一例として、ＤＦＴサンプル数８（ガードインターバル長は２サンプル）、フレーム同期シンボル数Ｎfを１０、パス数５の場合についての相関値のシミュレーション結果を図１０に示す。図１０を参照すると、ガードインターバル区間内での相関値がほぼ一定となっている。すなわち、シングルキャリア同期法では制御チャネルのみを用いて同期を確立できる利点がある一方で、ガードインターバル区間内での相関値がほぼ一定となるため、雑音等により理想的なＤＦＴ同期サンプルよりも前方へシフトし易くなる。
【００３４】
次に、マルチキャリア同期法における同期検出部２６（第３の実施例）の構成を図１２に示す。この場合のＣＯＤＥ−周波数−時間の３次元空間で示す本発明における移動体通信システムの他のレーム構成を図１１に示す。
図１１に示す本発明にかかる移動体通信システムにおけるフレーム構成は、各セルに１つの制御チャネルサブキャリアが割り当てられ、その制御チャネルサブキャリアで送信される制御データの先頭に、フレーム同期シンボルが付加されている。このフレーム同期シンボルは、シンボル数Ｎｓとされており、キャリア数Ｎｃの複数の制御チャネルサブキャリアにより送信される。フレーム同期シンボルに続いてパイロットシンボルと制御データのデータシンボルとが、それぞれ異なるショートコードにより拡散されてコード多重されて送信される。このように、図１１に示すフレーム構成例ではフレーム同期シンボルがキャリア数Ｎｃのマルチキャリアで送信される。また、パイロットシンボルとデータシンボルにおける処理利得（Processing Gain）が、例えば４とされ、それぞれのシンボルが４チップで送信されている。また、複数の通信チャネルサブキャリアでは、パイロットシンボルと複数の通信チャネルの通信データのデータシンボルとが、それぞれ異なる通信チャネル用のショートコードにより拡散されてコード多重されて並列に送信される。図１１示す例では通信データのデータシンボルにおける処理利得（Processing Gain）が８とされ、それぞれのデータシンボルが８チップで送信されている。
【００３５】
このようなフレーム構成とされているマルチキャリア同期法が適用された図１２に示す同期検出部２６の第３の実施例を説明する。
図１２に示す同期検出部２６の第３の実施例において、受信信号のサブキャリア数Ｎｃの制御チャネルサブキャリアは同相加算部４０に供給されて同相加算される。制御チャネルにおける制御データの先頭にはシンボル数Ｎｓのフレーム同期検出用のフレーム同期シンボルが挿入されている。これにより、制御チャネルを復調して得られたフレーム同期シンボルを含むデータが同相加算部４０において同相加算され、フレーム同期シンボルレプリカ部４２から供給されたフレーム同期シンボルのレプリカとの相関が相関検出器４１で検出される。そして、同期位置決定部４３において、相関検出器４１において検出された相関値がピークとなるサンプル位置が同期位置として決定され、決定された同期位置においてタイミング同期およびフレーム同期が確立される。マルチキャリア同期法においては、このようにＤＦＴ処理する前に同期確立することができる。なお、同相加算部４０を省略するようにしてもよい。
【００３６】
ここで、サンプルタイミングｎtでの相関値をＣpre（ｎt）とすると、相関値は以下のように求めることができる。
【数２】
（２）式において、ｒ（ｎt＋ｉ）はサンプルタイミングｎt＋ｉでの受信サンプル信号を、Ｎrはレプリカのサンプル数を表す。また、ｒｅｐ*（ｉ）はフレーム同期シンボルの時間波形のｉサンプル目の複素共役を表す。
【００３７】
マルチキャリア同期法における相関値のシミュレーション結果の一例を図１３に示す。この際の条件は、フレーム同期シンボル数Ｎfが１０、パス数は１あるいは２、レプリカ長Ｎrを８としている。マルチキャリア同期法では、図１３に示すようにパス位置に鋭いピークを生じる。移動通信では見通し外通信が一般的であり、相関値のピーク位置が先行波を指すとは限らない。そのため、ピーク位置にＦＦＴウインドウを設定すると先行波からのシンボル間干渉を受ける場合がある。そこで、ピーク位置から前へ遡って一定のしきい値（最大相関値の１／αの値）を超える相関値を持つ先行波を検出するようにすると好適である。これにより、マルチキャリア同期法では先行波到来位置に高い精度で同期させることができる。マルチキャリア同期法では、フレーム同期シンボルに用いる制御チャネルサブキャリア数Ｎｃに応じた時間解像度が重要な要素となる。また、フレーム同期シンボル数Ｎｓを大きくすることによっても、同期精度の向上を図ることができる。
【００３８】
そこで、フレーム同期シンボルを送信する制御チャネルサブキャリアのサブキャリア数Ｎｃのパラメータと、フレーム同期シンボルのシンボル数Ｎｓの２つのパラメータを変化させた際の、マルチキャリア同期法の同期精度のシミュレーション結果を図１６および図１７に示す。
この場合のシミュレーションする際のパラメータ値を示すシミュレーション諸元を図１４に示す。ここでは、制御チャネルの制御データは拡散長（処理利得）ＰＧ＝４のＷＨ（Walsh-Hadamard）符号にて拡散され、パイロットシンボルとコード多重される。また、フレーム同期シンボルはフレーム先頭にシンボル数Ｎｓ付加されるものとし、ガードインターバルとレプリカ後方部の相関による誤検出を防ぐためにガードインターバルは挿入しないものとする。また、図１５に伝搬モデルであるパスモデルを示す。図１５に示すパスモデルは、パス数を３、パスの傾きを３ｄＢとした指数関数モデルであり、パスの遅延時間差Δτは全て等しいものとする。シミュレーションにおいては、Δτ＝１／２ガードインターバル長としており、その時の遅延スプレッドσｓは２．２８［μＳ］となる。各パスの瞬時変動は最大ドップラー周波数がｆD［Ｈｚ］であるレイリー変動に従うものとする。また、シミュレーションにおいては、周波数同期、チャネル推定は理想的に行えるものとし、また、各ユーザの受信Ｅｂ／Ｎｏ（電力密度対雑音電力密度比）にパイロットシンボルの電力は影響しないものとしている。
【００３９】
このようにして、シミュレーションした結果であるタイミング同期、フレーム同期を先行波位置に確立できた確率（以下、「同期する確率」という）、および、制御チャネルの誤り率（ＢＥＲ）を図１６および図１７に示す。
図１６においては、フレーム同期シンボルのサブキャリア数Ｎｃを８，１６，３２，６４として、横軸をＥｂ／Ｎｏ（電力密度対雑音電力密度比）として表している。この場合のフレーム同期シンボルのシンボル数Ｎｓは１とし、通信チャネルからの干渉電力については無いものと仮定している。図１６を参照すると、フレーム同期シンボルのサブキャリア数Ｎｃの増加に従って同期する確率が改善されることが示されている。また、それに従い、ＢＥＲも改善されている。フレーム同期シンボルのシンボル数Ｎｓを１とした場合ではサブキャリア数Ｎｃは６４程度あれば、十分な同期精度、誤り率を得られることが分かる。なお、同期する確率が９０％程度で収束する理由は、フェージングにより先行波が２波目以降の遅延波のレベルよりも小さくなり、先行波検索した場合においても検出されないことが原因と考えられる。レプリカパターン、Ｅｂ／Ｎｏ、パスモデルに応じて先行波検索のためのしきい値を適切に設定することにより、同期する確率をより向上することができる。
【００４０】
次に、各フレーム同期シンボルのサブキャリア数Ｎｃを横軸として、フレーム同期シンボルのシンボル数Ｎｓをパラメータとした場合の同期する確率および制御チャネルの誤り率（ＢＥＲ）を図１７に示す。この場合のフレーム同期シンボルのサブキャリア数Ｎｃは８としている。
図１７を参照すると、フレーム同期シンボルのサブキャリア数Ｎｃを８と非常に少なくしているが、フレーム同期シンボルのシンボル数Ｎｓを大きくすることで同期する確率、誤り率（ＢＥＲ）ともに改善が見られる。フレーム同期シンボルのシンボル数Ｎｓを１６とすれば、検出率はＥｂ／Ｎｏによらず９０％へ達し、誤り率（ＢＥＲ）も理論値にほぼ一致する。フレーム同期シンボルのサブキャリア数Ｎｃを１６、３２、６４とした場合においても図１７に示す結果とほぼ同様になるが、フレーム同期シンボルのサブキャリア数Ｎｃに応じて同期する確率が収束するフレーム同期シンボルのシンボル数Ｎｓが小さくなる。このことから、フレーム同期シンボルのサブキャリア数Ｎｃが少ない場合でもフレーム同期シンボルのシンボル数Ｎｓを大きくすれば、高精度での同期確立が可能であることがわかる。
【００４１】
なお、本発明においては制御チャネルと通信チャネルを周波数軸上で完全に分離しているＭＣ−ＣＤＭＡ方式を前提としている。この場合、制御チャネルと通信チャネルに分離して割り当てられるサブキャリアは、互いに直交しているＯＦＤＭとすることができる。
【００４２】
【発明の効果】
本発明は以上説明したように、制御チャネル専用の複数の制御チャネルサブキャリアと、通信チャネル専用の複数の通信チャネルサブキャリアとに分離されて、空間的に繰り返されて各セルに割り当てられている制御チャネルサブキャリアの受信電力を測定し、最大の受信電力となる制御チャネルのセルに在圏するとしている。このように、セルサーチを行う際には、通信チャネルサブキャリアの信号処理を行うことなく制御チャネルサブキャリアの信号処理だけを行えばよく、信号処理量を大幅に低減することができる。このため、消費電力を削減することができ携帯移動端末の電池動作時間を長時間にすることができると共に処理遅延を極力なくすことができるようになる。
また、制御チャネルで送信されているフレーム同期情報に基づいてフレーム同期タイミングを検出することにより、フレーム同期タイミングに基づいてフレーム同期位置を決定することができるようになる。この場合、離散フーリエ変換処理をすることにより制御チャネルからフレーム同期情報に基づいてフレーム同期タイミングを検出すると、通信チャネルサブキャリアの干渉を防止することができる。さらに、制御チャネルに複数の制御チャネルサブキャリアを割り当てて送信されたフレーム同期情報を受信するようにすると、離散フーリエ変換処理を行う前にフレーム同期位置を決定することができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態にかかる移動体通信システムにおける制御チャネルと通信チャネルの周波数配置を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態にかかる移動体通信システムにおける複数のセルにそれぞれ割り当てられる制御チャネルおよび通信チャネルの割当態様を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態にかかる移動端末において受信された制御チャネルと通信チャネルの受信電力の一例を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態にかかる移動端末が実行するセルサーチ処理のフローチャートである。
【図５】本発明の実施の形態にかかる移動体通信システムにおける基地局の送信部の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部の構成例を示すブロック図である。
【図７】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部の第１の実施例の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部が同期検波法あるいはシングルキャリア法とされた際の本発明にかかる移動体通信システムのフレーム構成を示す図である。
【図９】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部の第２の実施例の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部がシングルキャリア法とされた際の相関値のシミュレーション結果を示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部がマルチキャリア法とされた際の本発明にかかる移動体通信システムのフレーム構成を示す図である。
【図１２】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部の第３の実施例の構成を示すブロック図である。
【図１３】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部がマルチキャリア法とされた際の相関値のシミュレーション結果を示す図である。
【図１４】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部がマルチキャリア法とされた際の同期精度のシミュレーションのための諸元を示す図表である。
【図１５】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部がマルチキャリア法とされた際の同期精度のシミュレーションのためのパスモデルを示す図である。
【図１６】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部がマルチキャリア法とされた際のシミュレーション結果を示す図である。
【図１７】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部がマルチキャリア法とされた際の他のシミュレーション結果を示す図である。
【図１８】従来のＭＣ−ＣＤＭＡにおけるチャネル配置の一例を示す図である。
【図１９】従来のＭＣ−ＣＤＭＡにおける制御チャネルと通信チャネルとをＣＯＤＥ−周波数（ｆ）−時間（ｔ）の３次元空間で示す図である。
【符号の説明】
１ 送信部、２ 受信部、２ａ 制御チャネル部、２ｂ 通信チャネル部、１０フレーム同期シンボル付加部、１１ 変調部、１２ 変調部、１３ Ｓ／Ｐ、１４ 拡散部、１５ ＩＦＦＴ、１６ アンテナ、２０ 復調部、２１ アンテナ、２２ 受信電力測定部、２３ 検出部、２４ フィルタ部、２５ 復調部、２６ 同期検出部、２７ 高速フーリエ変換部、２８ 逆拡散部、２９ Ｐ／Ｓ、３０ ＤＦＴ処理部、３１ 相関検出器、３２ フレーム同期シンボルレプリカ部、３３ 同期位置決定部、４０ 同相加算部、４１ 相関検出器、４２ フレーム同期シンボルレプリカ部、４３ 同期位置決定部、５１ 相関検出器、５２ フレーム同期シンボルレプリカ部、５３ 同期位置決定部
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＭＣ−ＣＤＭＡを適用した移動体通信システムに用いる移動端末に関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動体通信システムにおいて、移動端末のセルサーチ、着信制御、発信制御、ハンドオーバ等に必要な制御情報のやり取りは制御チャネルを用いて行われている。すなわち、移動体通信システムにおいて基地局と移動端末間の通信制御を行うためには、移動端末において在圏セルの制御チャネルを検出し、その受信信号を読み出す必要がある。ＩＭＴ−２０００（International Mobile Telecommunications 2000）における移動体通信システムに採用されている直接拡散符号分割多重方式（ＤＳ−ＣＤＭＡ）は、拡散符号により送信信号をスペクトル拡散するとともに、互いに直交する異なる拡散符号（コード）をチャネル毎に用いることによりチャネルの多重化を行っている。ＤＳ−ＣＤＭＡ方式では、制御チャネルと通信チャネルは、基地局ごとに異なるロングコードとチャネルごとに異なるショートコードとを用いて同一の周波数帯に拡散されたチャネル構成をとっている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
このため、通信制御の基本となる制御チャネルの検出に際しては、在圏セルの基地局に割り当てられたロングコードを特定する必要があり、基地局ごとに異なるロングコードで拡散されている受信信号を逆拡散して、タイミングの検出および受信電力の測定を行う必要がある。このような受信処理を全ての基地局のロングコードに対して行い、測定された受信電力を比較した結果、最大受信電力となるロングコードを在圏セルの基地局に割り当てられたロングコードとして判定している。一般にＤＳ−ＣＤＭＡ方式では予め移動端末でテーブル化されている複数の制御チャネルのロングコードのなかから、受信信号が拡散されているロングコードを探索することで、制御チャネルの検出を行うようにしている。また、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband CDMA）方式では、処理時間を短縮する方法として、３段階セルサーチ法（例えば、非特許文献１参照）が標準化されている。また、ロングコードが同定された後、待ち受け時の制御チャネルの読み出し処理は、通信チャネルに比べ少ない情報伝送レートにもかかわらず、制御チャネルが通信チャネルと同一の周波数帯に拡散されたチャネル構成になっているため、通信チャネルと同様に広帯域信号の復調を行う必要があった。
【０００４】
このように、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式では移動端末にテーブル化されているロングコードから在圏セルのロングコードを探索し、制御チャネルの検出を行うようにしている。しかし、ロングコード探索における信号処理は複雑であると共に、その処理量も膨大となるため、テーブル化されているロングコードの数の増加に伴い、その処理量が増大することになる。また、３段階セルサーチ法はロングコードの探索は効率化されているが、その処理手順が複雑であった。さらに、ロングコードの同定後、待ち受け時のように常時または一定時間間隔（バッテリセーブモードのときなど）で制御チャネル信号の受信を行う場合、通信チャネルに対しわずかな情報量しか送信されていないにもかかわらず、同一周波数帯に拡散されて広帯域信号となっていることから、受信信号の復調に必要な信号処理効率がきわめて低くなってしまっていた。
【０００５】
現在、第３世代移動通信方式（Ｗ−ＣＤＭＡ方式）よりも更なる高速化、大容量化を目標とした新世代移動通信方式の検討が進められている。新世代移動通信方式では、周波数利用率の一層の向上や伝搬遅延の克服による通信品質の一層の向上が求められており、これを実現する伝送方式としてマルチキャリアＣＤＭＡ（ＭＣ−ＣＤＭＡ）が有力視されている。ＭＣ−ＣＤＭＡは周波数軸上に複数のサブキャリアを持つことから、ＤＳ−ＣＤＭＡで一般的なコード軸上、時間軸上の多重化に加えて周波数軸上での多重化も可能であり、これらを組み合わせることで非常に柔軟なチャネル構成が可能とされている。
【０００６】
ＭＣ−ＣＤＭＡでは、多数のサブキャリアを用いるようにしている。そのチャネル配置の一例を図１８に示すが、サブキャリアはｆ１，ｆ２，ｆ３，・・・・，ｆｐのｐ個からなり、これらのサブキャリアｆ１〜ｆｐが制御チャネルと通信チャネルに混在して割り当てられている。例えば、各セル毎の制御チャネルにサブキャリアｆ１〜ｆｐのいずれか１つのサブキャリアが割り当てられ、通信チャネルにサブキャリアｆ１〜ｆｐの内の複数のサブキャリアが割り当てられている。制御チャネルおよび通信チャネルに割り当てられたサブキャリアは、そのチャネル固有のチャネルコードにより拡散され、さらにセル特有のロングコードにより拡散されて送信される。すなわち、制御チャネルと通信チャネルとを、ＣＯＤＥ−周波数（ｆ）−時間（ｔ）の３次元空間で示すと、図１９に示すようにＣＯＤＥ軸上に配列されたチャネル毎に異なる拡散符号Ｃａ〜Ｃｎにより周波数軸上で拡散されているものとして示すことができる。
【０００７】
ところで、このようなＭＣ−ＣＤＭＡを用いる移動体通信システムにおいては、動画等の高速伝送の実現が想定されているため、使用される周波数帯域は数十ＭＨｚもの広帯域が想定されている。すると、ＭＣ−ＣＤＭＡを用いる移動体通信システムにおいては、制御チャネルをサーチするためにさらに広帯域とされている周波数帯域の信号処理を行わなければならないという問題点があった。この場合、例えば時間多重されたＭＣ−ＣＤＭＡ信号や符号多重されたＭＣ−ＣＤＭＡなどのように従来と同様のチャネル構成を用いたり、Ｗ−ＣＤＭＡ方式で標準化された３段階セルサーチ法をＭＣ−ＣＤＭＡに適用する（例えば、非特許文献２参照）ようにしても、制御チャネル信号処理量の大幅な増大、消費電力の増加、処理遅延の増加を引き起こし、通信品質に大きな影響を与えるおそれがあった。
【０００８】
そこで、本発明は、ＭＣ−ＣＤＭＡを適用した移動体通信システムに用いる移動端末を提供することを目的としている。
【０００９】
【非特許文献１】
３ＧＰＰ ＲＡＮ ３Ｇ ＴＳ２５．２１３ Ｖ３．３．０， Ｓｅｐ．２０００
【非特許文献２】
花田他 信学会ソサイエティ大会 Ｂ−５−４９ ２００１年９月
【００１０】
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成するため、本発明の移動端末は、制御チャネル専用の複数の制御チャネルサブキャリアと、通信チャネル専用の複数の通信チャネルサブキャリアとが分離して設定されているマルチキャリアＣＤＭＡを用いる移動体通信システム用の移動端末であって、
空間的に繰り返されて各セルに割り当てられ、且つフィルタで分離される前記制御チャネルサブキャリアの制御チャネルを復調する復調手段と、
該復調手段において前記制御チャネルサブキャリアの制御チャネルを復調するために、前記制御チャネルで送信されている制御データの先頭に付加されたフレーム同期情報に基づいて前記制御チャネルのフレーム同期タイミングを検出し、当該フレーム同期タイミングに基づいてフレーム同期位置を決定する同期検出手段とを備えるようにしている。
【００１２】
また、上記本発明の移動端末において、前記復調手段は、同期検波することにより前記制御チャネルから前記制御データを復調するようにしてもよい。
さらに、上記本発明の移動端末において、前記復調手段は、離散フーリエ変換処理をすることにより前記制御チャネルから前記制御データを復調するようにしてもよい。
さらにまた、上記本発明の移動端末において、前記フレーム同期情報が、複数の前記制御チャネルサブキャリアを用いて送信されており、前記復調手段は、前記制御チャネルサブキャリアに離散フーリエ変換処理を施す前に、前記制御チャネルサブキャリアとフレーム同期情報レプリカとの相関をとることにより、同期のタイミング情報を得るようにしてもよい。
さらにまた、上記本発明の移動端末において、前記フレーム同期情報が、１の前記制御チャネルサブキャリアを用いて送信されており、前記復調手段は、前記制御チャネルサブキャリアの１ないし数サンプル毎に離散フーリエ変換処理を施し、離散フーリエ変換後の出力とフレーム同期情報レプリカとの相関をとることにより、同期のタイミング情報を得るようにしてもよい。
【００１５】
このような本発明によれば、制御チャネルで送信されている制御データを復調することにより、フレーム同期情報に基づいてフレーム同期位置を決定することができるようになる。この場合、離散フーリエ変換処理をすることにより制御チャネルから制御データを復調すると、通信チャネルサブキャリアの干渉を防止することができる。さらに、制御チャネルに複数の制御チャネルサブキャリアを割り当てて送信されたフレーム同期情報を受信するようにすると、離散フーリエ変換処理を行う前にフレーム同期位置を決定することができるようになる。
【００１６】
さらにまた、各セルに割り当てられる制御チャネルサブキャリアとして、隣接するセルに割り当てられている制御チャネルサブキャリアおよびそれに隣接する制御チャネルサブキャリアを除くようにすると、フィルタを用いても隣接する制御チャネルサブキャリアの干渉成分を十分に減衰させることができるようになる。
さらにまた、複数の制御チャネルサブキャリアが割り当てられるセルにおいては、隣接して配置されている関係の複数の制御チャネルサブキャリアを割り当てるようにすると、離散フーリエ変換による復調を行った際に隣接する制御チャネルサブキャリアの干渉成分を十分に減衰させることができるようになる。同時に、帯域利用効率を高めることもできる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態にかかる移動体通信システムは、複数の直交するサブキャリアを用いるＭＣ−ＣＤＭＡを採用している。このＭＣ−ＣＤＭＡは、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）とＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）の組み合わせとされており、互いに直交する複数のサブキャリアを備えている。この複数のサブキャリアは、図１に示すように制御チャネル専用の制御チャネルサブキャリアと通信チャネル専用の通信チャネルサブキャリアとに分離されて構成されている。制御チャネルサブキャリアは、フレーム同期シンボルや制御データシンボルにより変調される。また、通信チャネルサブキャリアは、通信データシンボルにより変調され、通信チャネル毎に異なるショートコードおよびロングコードで拡散される。そして、変調された制御チャネルサブキャリアと、拡散された通信チャネルサブキャリアとが合成されて送信されるようになされている。図１に示す例では、制御チャネル専用のサブキャリアとしてｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４の４つの制御チャネルサブキャリアが用意されており、通信チャネル専用のサブキャリアとしてｆ５，ｆ６，ｆ７・・・・，ｆｎの（ｎ−４）個の通信チャネルサブキャリアがそれぞれ分離して用意されている。
【００１８】
図１に示すように制御チャネルサブキャリアと通信チャネルサブキャリアとに分離されてチャネル配置されている場合に、本発明にかかる移動体通信システムにおける複数の基地局（セル）にそれぞれ割り当てられる制御チャネルおよび通信チャネルの割当態様の一例を図２に示す。図２に示す例では、セル１においては制御チャネルに制御チャネルサブキャリアｆ１を割り当て、制御チャネルサブキャリアｆ２〜ｆ４は使用しない。通信チャネルとしては、セル１に複数の通信チャネルサブキャリアｆ（Ｃ１）を割り当てる。同様に、セル２においては制御チャネルに制御チャネルサブキャリアｆ２を割り当て、制御チャネルサブキャリアｆ１，ｆ３，ｆ４は使用しない。通信チャネルとしては、セル２に複数の通信チャネルサブキャリアｆ（Ｃ２）を割り当てる。セル３においては制御チャネルに制御チャネルサブキャリアｆ３を割り当て、制御チャネルサブキャリアｆ１，ｆ２，ｆ４は使用しない。通信チャネルとしては、セル３に複数の通信チャネルサブキャリアｆ（Ｃ３）を割り当てる。セル４においては制御チャネルに制御チャネルサブキャリアｆ４を割り当て、制御チャネルサブキャリアｆ１〜ｆ３は使用しない。通信チャネルとしては、セル４に複数の通信チャネルサブキャリアｆ（Ｃ４）を割り当てる。なお、Ｃ１〜Ｃ４はそれぞれセル固有の異なるロングコードであり、セル１ないしセル４にロングコードＣ１〜Ｃ４のいずれかが割り当てられている。
【００１９】
セル５ないしセル８に割り当てられる制御チャネルおよび通信チャネルの割当態様は、セル１ないしセル４と同様に割り当てられている。このように、セル１ないしセル４、および、セル５ないしセル８において制御チャネルは４セル繰り返しの制御チャネルサブキャリアが割り当てられている。また、通信チャネルはそれぞれセル固有のロングコードＣ１〜Ｃ８のいずれかを使用することにより、１セル繰り返しの通信チャネルサブキャリアとすることができる。すなわち、通信チャネル専用の通信チャネルサブキャリアｆ（Ｃ１）〜ｆ（Ｃ８）を共通の通信チャネルサブキャリアとすることができる。
【００２０】
なお、本発明にかかる移動体通信システムにおける各セルに割り当てられる制御チャネルおよび通信チャネルの割当態様は、図２に示す態様に限るものではない。他の割当態様として、各セルに割り当てられる制御チャネルサブキャリアとして、少なくとも隣接するセルに割り当てられている制御チャネルサブキャリアと、当該制御チャネルサブキャリアに隣接する制御チャネルサブキャリアとを除いた制御チャネルサブキャリアのいずれかを割り当てるようにしてもよい。例えば、セル１に制御チャネルサブキャリアｆ１を割り当てた場合は、セル２には制御チャネルサブキャリアｆ３が割り当てられ、セル３には制御チャネルサブキャリアｆ５が割り当てられ、セル４には制御チャネルサブキャリアｆ７が割り当てられるようになる。このようにすると、隣接する制御チャネルサブキャリアが割り当てられるセル間隔が大きくなるので、フィルタを用いても隣接する制御チャネルサブキャリアの干渉成分を十分に減衰させることができるようになる。
【００２１】
さらに他の割当態様として、各セルに複数の制御チャネルサブキャリアが割り当てられる場合は、隣接して配置される関係の複数の制御チャネルサブキャリアをセルに割り当てるようにしてもよい。例えば、セル１に４つの制御チャネルサブキャリアを割り当てる場合は、制御チャネルサブキャリアｆ１〜ｆ４を割り当てるようにする。このようにすると、受信する際に離散フーリエ変換することにより複数の制御チャネルサブキャリアにおける隣接する制御チャネルサブキャリアの干渉成分を十分に減衰させることができるようになる。さらに、帯域利用効率を向上することもできるようになる。
【００２２】
次に、本発明にかかる移動体通信システム用の本発明の実施の形態の移動端末が行うセルサーチについて説明する。上記したように、各セルの基地局に割り当てられた制御チャネルで送信される制御データは、制御チャネル専用の制御チャネルサブキャリアのいずれかを用いて送信されるようになる。そこで、移動端末は制御チャネルサブキャリアだけを受信して、その受信信号の信号処理を行えばよいことになる。具体的な説明を、図３および図４を参照して行う。図３は、移動端末において受信された制御チャネルと通信チャネルの受信電力を周波数軸に直交する高さで示しており、図４は移動端末が実行するセルサーチ処理のフローチャートである。
【００２３】
移動端末がセルサーチ処理を開始すると、制御チャネルサブキャリアｆ１〜ｆ４のそれぞれの受信電力を測定する（ステップＳ１）。次いで、測定された受信電力の内の最大受信電力の制御チャネルサブキャリアを検出する（ステップＳ２）。そして、検出された最大受信電力の制御チャネルサブキャリアを復調することにより、その制御チャネルサブキャリアを変調していた制御データを復調する（ステップＳ３）。この制御データには、当該制御チャネルが割り当てられているセルに割り当てられているロングコード情報が含まれており、制御データを復調することによりロングコード情報を取得することができるようになる（ステップＳ４）。このように、移動端末がセルサーチ等を行う場合には制御チャネルサブキャリアだけを受信して、その受信信号の信号処理を行えばよいことになる。現実的には、サブキャリアの総数が１０００ないし２０００のオーダとされる場合には、制御チャネルサブキャリア数は数十とされると考えられるため、全てのサブキャリアにおける信号処理を行う場合に比較して信号処理量を大幅に低減することができる。
【００２４】
次に、本発明にかかる移動体通信システムの各セルにおける基地局の送信部１の構成を示すブロック図を図５に示す。
図５に示す基地局の送信部１は、制御チャネルを１チャネル備える制御チャネル部と、通信チャネルを複数チャネル備える通信チャネル部とを備えている。制御チャネル部は、フレーム同期シンボル付加部１０と変調部１１からなり、通信チャネル部は、変調部１２、直列−並列変換部（Ｓ／Ｐ）１３、拡散部１４とから構成されている。フレーム同期シンボル付加部１０では、制御データの先頭にフレーム同期をとるための所定シンボル数のフレーム同期シンボルが付加され、変調部１１ではフレーム同期シンボルが先頭に付加された制御データがＢＰＳＫ変調やＱＰＳＫ変調される。
【００２５】
通信チャネル部の変調部１２では、通信データがＢＰＳＫ変調やＱＰＳＫ変調され、変調部１２からシリアル出力される変調シンボルがＳ／Ｐ１３において所定シンボルずつ並列とされる。並列とされた変調シンボルは、拡散部１４において通信チャネル固有のショートコードおよびセル固有のロングコードによりスペクトル拡散される。変調部１１および拡散部１４の出力は、逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）１５に供給されて逆フーリエ変換されることにより合成されて送信信号とされ、アンテナ１６から送信されている。ＩＦＦＴ１５においては、制御チャネル部から出力されるシンボルによりｆ１〜ｆ４の内の基地局に割り当てられている１つの制御チャネルサブキャリアが変調され、通信チャネル部から並列されて出力される各々のシンボルによりｆ５〜ｆｎの互いに直交する通信チャネルサブキャリアのそれぞれが変調され、変調された全てのサブキャリアが合成されて送信信号とされている。
【００２６】
次に、本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部２の構成を示すブロック図を図６に示す。
図６に示すように、移動端末の受信部２は、制御チャネル部２ａと通信チャネル部２ｂとからなっている。制御チャネル部２ａにおいて、受信電力測定部２２では、アンテナ２１により受信した受信信号の内の制御チャネルに割り当てられている制御チャネルサブキャリアｆ１〜ｆ４毎の受信電力を測定している。受信電力測定部２２で測定された受信電力の内の最大受信電力の制御チャネルサブキャリアが、検出部２３により検出されている。この検出部２３により検出された制御チャネルサブキャリアのみを通過させるようにフィルタ特性を制御することがフィルタ部２４で行われる。これにより、最大受信電力の特定の制御チャネルサブキャリアのみがフィルタ部２４によりフィルタされるようになる。フィルタ部２４でフィルタされた制御チャネルサブキャリアは、復調部２５において復調されて制御データが出力される。なお、復調部２５においてはフレーム同期されて復調されるようになされており、このためのフレーム同期タイミングが、同期検出部２６により受信信号から検出されて復調部２５に供給されている。同期検出部２６は、制御データの先頭に付加されたフレーム同期シンボルを検出しており、その構成については後述する。
【００２７】
また、アンテナ２１で受信された受信信号は通信チャネル部２ｂの高速フーリエ変換部２７に高速フーリエ変換されて、複数の通信チャネルサブキャリアが抽出される。抽出された通信チャネルサブキャリアは並列に逆拡散部２８に供給され、通信チャネル固有のショートコードおよび在圏するセル固有のロングコードにより逆拡散される。この場合、在圏するセル固有のロングコード情報は、制御チャネル部２ａにおいて取得される制御データから得ることができる。逆拡散された並列信号は、並列−直列変換部（Ｐ／Ｓ）２９においてシリアル信号に変換され復調部２０に供給される。復調部２０においては、ＢＰＳＫやＱＰＳＫされた変調信号が復調されて、当該通信チャネルの通信データが出力されるようになる。
【００２８】
次に、同期検出部２６の第１の実施例の構成を図７に示す。第１の実施例においては、同期検波法を用いて制御チャネルを復調している。この場合のＣＯＤＥ−周波数−時間の３次元空間で示す本発明にかかる移動体通信システムのフレーム構成を図８に示す。
図８に示す本発明にかかる移動体通信システムのフレーム構成は、各セルに１つの制御チャネルサブキャリアからなる制御チャネルが割り当てられ、その制御チャネルで送信される制御データの先頭にシンボル数Ｎfのフレーム同期シンボルが付加されている。フレーム同期シンボルに続いてパイロットシンボルと制御データのデータシンボルとが、それぞれ異なる制御チャネル用のショートコードにより拡散されコード多重されて送信される。図８に示す例ではパイロットシンボルとデータシンボルにおける処理利得（Processing Gain）が４とされ、それぞれのシンボルが４チップで送信されている。また、複数の通信チャネルサブキャリアでは、パイロットシンボルと複数の通信チャネルの通信データのデータシンボルとが、チャネル毎に異なる通信チャネル用のショートコードにより拡散されてコード多重されて並列に送信される。図８に示す例では通信データのデータシンボルにおける処理利得（Processing Gain）が８とされ、それぞれのデータシンボルが８チップで送信されている。なお、制御データのデータシンボルおよびパイロットシンボルについては、必ずしも拡散する必要はない。
【００２９】
次に、図７に示す同期検出部２６の第１の実施例を説明する。図８に示すように、制御チャネルにおける制御データの先頭にはシンボル数Ｎfのフレーム同期検出用のフレーム同期シンボルが挿入されている。ここで、受信信号からは復調すべき制御チャネルサブキャリアがフィルタで抽出されて相関検出器５１へ入力される。そして、相関検出器５１においてフィルタを通過した受信信号と、フレーム同期シンボルレプリカ部５２から供給されたフレーム同期シンボルのレプリカとの相関が相関検出器５１で検出される。そして、同期位置決定部５３において、相関検出器５１において検出された相関値がピークとなるサンプル位置が同期位置として決定され、決定された同期位置においてタイミング同期およびフレーム同期が確立される。
【００３０】
ここで、制御チャネルにおけるＳＩＮＲ（信号対雑音・干渉電力比）を十分に確保できる場合に、図７に示す同期検出部２６の第１の実施例は有効であり、構成を簡素化できると共に信号処理量を低減することができる。また、制御データは、フェージング変動を考慮して、パイロットシンボルとコード多重させることでチャネル推定精度の維持を図るようにしている。
【００３１】
上述した同期検波法では、ＳＩＮＲが十分に取れていれば非常に簡素な構成で復調を行うことができる。しかし、制御チャネルサブキャリアをフィルタで切り出す際にフィルタの精度に応じて通信チャネルサブキャリア等からの干渉成分が生じるため、ＳＩＮＲを十分に確保できない場合も考慮する必要がある。ここで、通信チャネルサブキャリアは制御チャネルサブキャリアに直交しているため、通信チャネルサブキャリアからの干渉については、制御チャネルと同期を取って離散フーリエ変換（ＤＦＴ）処理による復調を行うことにより、除去することができるようになる。これにより、セクタ化を行う際に、同一セル内のセクタからの干渉成分を除去できる効果も生じる。
ここでは、干渉成分の存在を前提とする同期検出方法として、シングルキャリア同期法とマルチキャリア同期法の２通りについて以下に説明する。
【００３２】
ＤＦＴ処理による復調を行うシングルキャリア同期法が適用された同期検出部２６（第２の実施例）の構成を図９に示す。この場合のフレーム構成は前記した図８に示すようになる。
図９に示す同期検出部２６の第２の実施例において、受信信号はＤＦＴ処理部３０に供給され、ＤＦＴ処理部３０においてＤＦＴ処理が１サンプル毎に行われる。制御チャネルにおける制御データの先頭にはフレーム同期検出用のフレーム同期シンボルが数シンボルに渡って挿入されている。これにより、制御チャネルを復調して得られたフレーム同期シンボルを含むデータが復調される。次いで、ＤＦＴ処理部３０により制御チャネルを復調して得られたフレーム同期シンボルを含むデータと、フレーム同期シンボルレプリカ部３２から供給されたフレーム同期シンボルのレプリカとの相関が相関検出器３１で検出される。そして、同期位置決定部３３において、相関検出器３１において検出された相関値がピークとなるサンプル位置が同期位置として決定され、決定された同期位置においてタイミング同期およびフレーム同期が確立される。
【００３３】
ここで、サンプルタイミングｎtでの相関値をＣpost（ｎt）とすると、相関値を以下のように求めることができる。
【数１】
シングルキャリア同期法における相関値の一例として、ＤＦＴサンプル数８（ガードインターバル長は２サンプル）、フレーム同期シンボル数Ｎfを１０、パス数５の場合についての相関値のシミュレーション結果を図１０に示す。図１０を参照すると、ガードインターバル区間内での相関値がほぼ一定となっている。すなわち、シングルキャリア同期法では制御チャネルのみを用いて同期を確立できる利点がある一方で、ガードインターバル区間内での相関値がほぼ一定となるため、雑音等により理想的なＤＦＴ同期サンプルよりも前方へシフトし易くなる。
【００３４】
次に、マルチキャリア同期法における同期検出部２６（第３の実施例）の構成を図１２に示す。この場合のＣＯＤＥ−周波数−時間の３次元空間で示す本発明における移動体通信システムの他のレーム構成を図１１に示す。
図１１に示す本発明にかかる移動体通信システムにおけるフレーム構成は、各セルに１つの制御チャネルサブキャリアが割り当てられ、その制御チャネルサブキャリアで送信される制御データの先頭に、フレーム同期シンボルが付加されている。このフレーム同期シンボルは、シンボル数Ｎｓとされており、キャリア数Ｎｃの複数の制御チャネルサブキャリアにより送信される。フレーム同期シンボルに続いてパイロットシンボルと制御データのデータシンボルとが、それぞれ異なるショートコードにより拡散されてコード多重されて送信される。このように、図１１に示すフレーム構成例ではフレーム同期シンボルがキャリア数Ｎｃのマルチキャリアで送信される。また、パイロットシンボルとデータシンボルにおける処理利得（Processing Gain）が、例えば４とされ、それぞれのシンボルが４チップで送信されている。また、複数の通信チャネルサブキャリアでは、パイロットシンボルと複数の通信チャネルの通信データのデータシンボルとが、それぞれ異なる通信チャネル用のショートコードにより拡散されてコード多重されて並列に送信される。図１１示す例では通信データのデータシンボルにおける処理利得（Processing Gain）が８とされ、それぞれのデータシンボルが８チップで送信されている。
【００３５】
このようなフレーム構成とされているマルチキャリア同期法が適用された図１２に示す同期検出部２６の第３の実施例を説明する。
図１２に示す同期検出部２６の第３の実施例において、受信信号のサブキャリア数Ｎｃの制御チャネルサブキャリアは同相加算部４０に供給されて同相加算される。制御チャネルにおける制御データの先頭にはシンボル数Ｎｓのフレーム同期検出用のフレーム同期シンボルが挿入されている。これにより、制御チャネルを復調して得られたフレーム同期シンボルを含むデータが同相加算部４０において同相加算され、フレーム同期シンボルレプリカ部４２から供給されたフレーム同期シンボルのレプリカとの相関が相関検出器４１で検出される。そして、同期位置決定部４３において、相関検出器４１において検出された相関値がピークとなるサンプル位置が同期位置として決定され、決定された同期位置においてタイミング同期およびフレーム同期が確立される。マルチキャリア同期法においては、このようにＤＦＴ処理する前に同期確立することができる。なお、同相加算部４０を省略するようにしてもよい。
【００３６】
ここで、サンプルタイミングｎtでの相関値をＣpre（ｎt）とすると、相関値は以下のように求めることができる。
【数２】
【００３７】
マルチキャリア同期法における相関値のシミュレーション結果の一例を図１３に示す。この際の条件は、フレーム同期シンボル数Ｎfが１０、パス数は１あるいは２、レプリカ長Ｎrを８としている。マルチキャリア同期法では、図１３に示すようにパス位置に鋭いピークを生じる。移動通信では見通し外通信が一般的であり、相関値のピーク位置が先行波を指すとは限らない。そのため、ピーク位置にＦＦＴウインドウを設定すると先行波からのシンボル間干渉を受ける場合がある。そこで、ピーク位置から前へ遡って一定のしきい値（最大相関値の１／αの値）を超える相関値を持つ先行波を検出するようにすると好適である。これにより、マルチキャリア同期法では先行波到来位置に高い精度で同期させることができる。マルチキャリア同期法では、フレーム同期シンボルに用いる制御チャネルサブキャリア数Ｎｃに応じた時間解像度が重要な要素となる。また、フレーム同期シンボル数Ｎｓを大きくすることによっても、同期精度の向上を図ることができる。
【００３８】
そこで、フレーム同期シンボルを送信する制御チャネルサブキャリアのサブキャリア数Ｎｃのパラメータと、フレーム同期シンボルのシンボル数Ｎｓの２つのパラメータを変化させた際の、マルチキャリア同期法の同期精度のシミュレーション結果を図１６および図１７に示す。
この場合のシミュレーションする際のパラメータ値を示すシミュレーション諸元を図１４に示す。ここでは、制御チャネルの制御データは拡散長（処理利得）ＰＧ＝４のＷＨ（Walsh-Hadamard）符号にて拡散され、パイロットシンボルとコード多重される。また、フレーム同期シンボルはフレーム先頭にシンボル数Ｎｓ付加されるものとし、ガードインターバルとレプリカ後方部の相関による誤検出を防ぐためにガードインターバルは挿入しないものとする。また、図１５に伝搬モデルであるパスモデルを示す。図１５に示すパスモデルは、パス数を３、パスの傾きを３ｄＢとした指数関数モデルであり、パスの遅延時間差Δτは全て等しいものとする。シミュレーションにおいては、Δτ＝１／２ガードインターバル長としており、その時の遅延スプレッドσｓは２．２８［μＳ］となる。各パスの瞬時変動は最大ドップラー周波数がｆD［Ｈｚ］であるレイリー変動に従うものとする。また、シミュレーションにおいては、周波数同期、チャネル推定は理想的に行えるものとし、また、各ユーザの受信Ｅｂ／Ｎｏ（電力密度対雑音電力密度比）にパイロットシンボルの電力は影響しないものとしている。
【００３９】
このようにして、シミュレーションした結果であるタイミング同期、フレーム同期を先行波位置に確立できた確率（以下、「同期する確率」という）、および、制御チャネルの誤り率（ＢＥＲ）を図１６および図１７に示す。
図１６においては、フレーム同期シンボルのサブキャリア数Ｎｃを８，１６，３２，６４として、横軸をＥｂ／Ｎｏ（電力密度対雑音電力密度比）として表している。この場合のフレーム同期シンボルのシンボル数Ｎｓは１とし、通信チャネルからの干渉電力については無いものと仮定している。図１６を参照すると、フレーム同期シンボルのサブキャリア数Ｎｃの増加に従って同期する確率が改善されることが示されている。また、それに従い、ＢＥＲも改善されている。フレーム同期シンボルのシンボル数Ｎｓを１とした場合ではサブキャリア数Ｎｃは６４程度あれば、十分な同期精度、誤り率を得られることが分かる。なお、同期する確率が９０％程度で収束する理由は、フェージングにより先行波が２波目以降の遅延波のレベルよりも小さくなり、先行波検索した場合においても検出されないことが原因と考えられる。レプリカパターン、Ｅｂ／Ｎｏ、パスモデルに応じて先行波検索のためのしきい値を適切に設定することにより、同期する確率をより向上することができる。
【００４０】
次に、各フレーム同期シンボルのサブキャリア数Ｎｃを横軸として、フレーム同期シンボルのシンボル数Ｎｓをパラメータとした場合の同期する確率および制御チャネルの誤り率（ＢＥＲ）を図１７に示す。この場合のフレーム同期シンボルのサブキャリア数Ｎｃは８としている。
図１７を参照すると、フレーム同期シンボルのサブキャリア数Ｎｃを８と非常に少なくしているが、フレーム同期シンボルのシンボル数Ｎｓを大きくすることで同期する確率、誤り率（ＢＥＲ）ともに改善が見られる。フレーム同期シンボルのシンボル数Ｎｓを１６とすれば、検出率はＥｂ／Ｎｏによらず９０％へ達し、誤り率（ＢＥＲ）も理論値にほぼ一致する。フレーム同期シンボルのサブキャリア数Ｎｃを１６、３２、６４とした場合においても図１７に示す結果とほぼ同様になるが、フレーム同期シンボルのサブキャリア数Ｎｃに応じて同期する確率が収束するフレーム同期シンボルのシンボル数Ｎｓが小さくなる。このことから、フレーム同期シンボルのサブキャリア数Ｎｃが少ない場合でもフレーム同期シンボルのシンボル数Ｎｓを大きくすれば、高精度での同期確立が可能であることがわかる。
【００４１】
なお、本発明においては制御チャネルと通信チャネルを周波数軸上で完全に分離しているＭＣ−ＣＤＭＡ方式を前提としている。この場合、制御チャネルと通信チャネルに分離して割り当てられるサブキャリアは、互いに直交しているＯＦＤＭとすることができる。
【００４２】
【発明の効果】
本発明は以上説明したように、制御チャネル専用の複数の制御チャネルサブキャリアと、通信チャネル専用の複数の通信チャネルサブキャリアとに分離されて、空間的に繰り返されて各セルに割り当てられている制御チャネルサブキャリアの受信電力を測定し、最大の受信電力となる制御チャネルのセルに在圏するとしている。このように、セルサーチを行う際には、通信チャネルサブキャリアの信号処理を行うことなく制御チャネルサブキャリアの信号処理だけを行えばよく、信号処理量を大幅に低減することができる。このため、消費電力を削減することができ携帯移動端末の電池動作時間を長時間にすることができると共に処理遅延を極力なくすことができるようになる。
また、制御チャネルで送信されているフレーム同期情報に基づいてフレーム同期タイミングを検出することにより、フレーム同期タイミングに基づいてフレーム同期位置を決定することができるようになる。この場合、離散フーリエ変換処理をすることにより制御チャネルからフレーム同期情報に基づいてフレーム同期タイミングを検出すると、通信チャネルサブキャリアの干渉を防止することができる。さらに、制御チャネルに複数の制御チャネルサブキャリアを割り当てて送信されたフレーム同期情報を受信するようにすると、離散フーリエ変換処理を行う前にフレーム同期位置を決定することができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態にかかる移動体通信システムにおける制御チャネルと通信チャネルの周波数配置を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態にかかる移動体通信システムにおける複数のセルにそれぞれ割り当てられる制御チャネルおよび通信チャネルの割当態様を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態にかかる移動端末において受信された制御チャネルと通信チャネルの受信電力の一例を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態にかかる移動端末が実行するセルサーチ処理のフローチャートである。
【図５】本発明の実施の形態にかかる移動体通信システムにおける基地局の送信部の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部の構成例を示すブロック図である。
【図７】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部の第１の実施例の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部が同期検波法あるいはシングルキャリア法とされた際の本発明にかかる移動体通信システムのフレーム構成を示す図である。
【図９】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部の第２の実施例の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部がシングルキャリア法とされた際の相関値のシミュレーション結果を示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部がマルチキャリア法とされた際の本発明にかかる移動体通信システムのフレーム構成を示す図である。
【図１２】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部の第３の実施例の構成を示すブロック図である。
【図１３】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部がマルチキャリア法とされた際の相関値のシミュレーション結果を示す図である。
【図１４】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部がマルチキャリア法とされた際の同期精度のシミュレーションのための諸元を示す図表である。
【図１５】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部がマルチキャリア法とされた際の同期精度のシミュレーションのためのパスモデルを示す図である。
【図１６】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部がマルチキャリア法とされた際のシミュレーション結果を示す図である。
【図１７】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部がマルチキャリア法とされた際の他のシミュレーション結果を示す図である。
【図１８】従来のＭＣ−ＣＤＭＡにおけるチャネル配置の一例を示す図である。
【図１９】従来のＭＣ−ＣＤＭＡにおける制御チャネルと通信チャネルとをＣＯＤＥ−周波数（ｆ）−時間（ｔ）の３次元空間で示す図である。
【符号の説明】
１ 送信部、２ 受信部、２ａ 制御チャネル部、２ｂ 通信チャネル部、１０フレーム同期シンボル付加部、１１ 変調部、１２ 変調部、１３ Ｓ／Ｐ、１４ 拡散部、１５ ＩＦＦＴ、１６ アンテナ、２０ 復調部、２１ アンテナ、２２ 受信電力測定部、２３ 検出部、２４ フィルタ部、２５ 復調部、２６ 同期検出部、２７ 高速フーリエ変換部、２８ 逆拡散部、２９ Ｐ／Ｓ、３０ ＤＦＴ処理部、３１ 相関検出器、３２ フレーム同期シンボルレプリカ部、３３ 同期位置決定部、４０ 同相加算部、４１ 相関検出器、４２ フレーム同期シンボルレプリカ部、４３ 同期位置決定部、５１ 相関検出器、５２ フレーム同期シンボルレプリカ部、５３ 同期位置決定部
Claims (5)
- 制御チャネル専用の複数の制御チャネルサブキャリアと、通信チャネル専用の複数の通信チャネルサブキャリアとが分離して設定されているマルチキャリアＣＤＭＡを用いる移動体通信システム用の移動端末であって、
空間的に繰り返されて各セルに割り当てられ、且つフィルタで分離される前記制御チャネルサブキャリアの制御チャネルを復調する復調手段と、
該復調手段において前記制御チャネルサブキャリアの制御チャネルを復調するために、前記制御チャネルで送信されている制御データの先頭に付加されたフレーム同期情報に基づいて前記制御チャネルのフレーム同期タイミングを検出し、当該フレーム同期タイミングに基づいてフレーム同期位置を決定する同期検出手段とを備えたことを特徴とする移動端末。 - 前記復調手段は、同期検波することにより前記制御チャネルから前記制御データを復調するようにしたことを特徴とする請求項１記載の移動端末。
- 前記復調手段は、離散フーリエ変換処理をすることにより前記制御チャネルから前記制御データを復調するようにしたことを特徴とする請求項１記載の移動端末。
- 前記フレーム同期情報が、複数の前記制御チャネルサブキャリアを用いて送信されており、前記復調手段は、前記制御チャネルサブキャリアに離散フーリエ変換処理を施す前に、前記制御チャネルサブキャリアとフレーム同期情報レプリカとの相関をとることにより、同期のタイミング情報を得るようにしたことを特徴とする請求項３記載の移動端末。
- 前記フレーム同期情報が、１の前記制御チャネルサブキャリアを用いて送信されており、前記復調手段は、前記制御チャネルサブキャリアの１ないし数サンプル毎に離散フーリエ変換処理を施し、離散フーリエ変換後の出力とフレーム同期情報レプリカとの相関をとることにより、同期のタイミング情報を得るようにしたことを特徴とする請求項３記載の移動端末。
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