JP4238935B1 - 直接形交流電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】突入電流を低減できる直接形交流電力変換装置を提供する。
【解決手段】制御部５はスイッチＳ１を導通させた状態で電流形コンバータ１を制御して、抵抗Ｒ１が設けられた中性相入力線ＡＣＬｎと入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔの何れかとの間の電圧を倍電圧整流してクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２への充電に供する。よって、抵抗Ｒ１を介してクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２へと充電されるので、これらに突入電流が流れることを防止できる。また、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の一組の両端電圧は例えばコンデンサＣｒ，Ｃｓの一組の両端電圧よりも大きいので、通常運転時においてクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２と例えばコンデンサＣｒ，Ｃｓとが電気的に接続されたとしても、コンデンサＣｒ，ＣｓからクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２へと突入電流が流れることを防止できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、直接形交流電力変換装置に関し、特に直接形交流電力変換装置が備えるコンデンサへの突入電流を防止する技術に関する。

後述する非特許文献１には、クランプ回路を備えた直接形交流電力変換装置が開示されている。図２４は非特許文献１に記載の直接形交流電力変換装置を示している。但し本願での説明の都合上、図中の符号は必ずしも非特許文献１のそれとは一致はしない。

当該直接形交流電力変換装置の出力側にＩＰＭモータが設けられているとする。ＩＰＭモータの有効インダクタンスの平均値に相当する１相当たりのインダクタンスをＬａ、ＩＰＭモータへの電流供給を遮断する基準となる過負荷電流をｉ、クランプコンデンサの両端電圧をＶｃ、クランプコンデンサの電気容量をＣｃ、３相交流電源の相間電圧をＶｓとし、ＩＰＭモータが有する３相分のインダクタに蓄えられる電力が全てクランプコンデンサに回生されるとすると、次式の関係式を満たす。

よって、クランプコンデンサの両端電圧は次式で表される。

図２５は、式（２）から、クランプコンデンサの電気容量に対する両端電圧の関係を示すグラフである。例えば電源電圧Ｖｓを４００Ｖ、インダクタンスＬａを１２ｍＨ、過負荷電流ｉを４０Ａ、クランプコンデンサの電気容量１０μＦとすると、クランプコンデンサの両端電圧Ｖｃはおよそ１８００Ｖとなる。電源値は、電源電圧４００Ｖ級のトランジスタ及びダイオードの素子定格１２００Ｖを超える。

クランプコンデンサの両端電圧Ｖｃを例えば７５０Ｖ程度に抑えるためには、式（２）及び図２５よりクランプコンデンサの電気容量を２００μＦ以上とすることが必要である。

他方、クランプコンデンサの電気容量を大きくするほど、電源投入時の突入電流が大きくなる。具体的に説明すると、例えば１相分の直列回路として、電源、リアクトル、抵抗、コンデンサが直列に接続された直列回路を考える。リアクトルのインダクタンスをＬ、抵抗の抵抗値をＲ、クランプコンデンサの電気容量をＣとすると、当該直列回路における、入力（電源電圧Ｖｓ）に対する出力（電流）の伝達特性は次式で表される。

ステップ入力に対する応答を求めると、

となる。

ここで、１／Ｌ＝Ｄ，Ｒ／Ｌ＝Ｅ，１／ＬＣ＝Ｆとして、式（４）を逆ラプラス変換して電流の応答を求めると

となる。コンデンサの電気容量Ｃが大きくなるほどＦが小さくなり、Ｄ，Ｅは電気容量Ｃによらず一定なので、コンデンサの電気容量Ｃが大きくなるほどωが小さくなる。よって、時間による減衰を除いた振幅項Ｄ／ωはコンデンサの電気容量Ｃが大きくなるほど大きくなる。即ち、コンデンサの電気容量Ｃの増大に伴って突入電流が大きくなる。

なお、式（５）よりｉ（ｔ）を時間で微分した値を０（ｉ（ｔ）'＝０）として、電流の最大値を求めると、

となり、このとき電流は最大値となる。当該最大値が突入電流として把握できる。図２６は、電気容量Ｃに対する突入電流（ｉ（（π−α）／ω））の関係を示すグラフである。

上述したように、回生電流によって充電されたクランプコンデンサの両端電圧を７５０Ｖ程度に抑えるために、クランプコンデンサの電気容量を２００μＦとした場合、式（６）、（７）より電流の最大値（突入電流）は１５０Ａに至る。

なお、本発明に関連する技術として特許文献１〜４が開示されている。

リザイアング・ウェイ(Lixiang Wei)およびトーマス・エー・リポ(Thomas A.Lipo)著、「９−スイッチ・デゥアル−ブリッジ・マトリクスコンバータの低出力力率動作についての研究(Investigation of 9-switch Dual-bridge Matrix Converter Operating under Low Output Power Factor)」、米国、アイトリプルイー(IEEE)、ISA2003,vol.1、pp.176-181 米国特許第６，９９５，９９２号明細書 特開２００６−５４９４７号公報 特開平８−０７９９６３号公報 特開平２−６５６６７号公報

上述したように、回生電流によるクランプコンデンサの両端電圧の増大を抑制するためにはクランプコンデンサの電気容量を大きくすれば、クランプコンデンサへと突入電流が増大するという問題があった。

そこで、本発明の目的はコンデンサの電気容量を大きくしてコンデンサの両端電圧の増大を防止しつつ、突入電流を低減できる直接形交流電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明に係る直接形交流電力変換装置の第１の態様は、中性点を有する多相交流電源（Ｅ１）の出力が与えられる複数の入力線（ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔ）と、正側直流電源線（Ｌ１）と、前記正側直流電源線に印加される電位よりも低い電位が印加される負側直流電源線（Ｌ２）と、複数のスイッチ素子を有し、前記入力線の相互間に印加される多相交流電圧を、前記複数の前記スイッチ素子の選択動作によって２つの電位を呈する方形波状の直流電圧に変換し、前記正側直流電源線と前記負側直流電源線との間に前記直流電圧を供給する電流形電力変換器（１）と、前記入力線の相互間に設けられ、電圧源として機能する複数の入力コンデンサ（Ｃｒ，Ｃｓ，Ｃｔ）と、前記正側直流電源線と前記負側直流電源線との間に設けられ、前記正側直流電源線にアノードを、前記負側直流電源線側にカソードを、それぞれ有する第１のダイオード（Ｄ１）と、前記正側直流電源線と前記負側直流電源線との間で、いずれも前記第１のダイオードと直列に接続された第１コンデンサおよび第２コンデンサ（Ｃｃ１，Ｃｃ２）と、前記中性点と、前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの間とを接続する中性相入力線（ＡＣＬｎ）と、前記直流電圧を方形波状の交流電圧に変換して誘導性多相負荷（４）へ出力する電圧形電力変換器（３）と、前記複数の入力線及び前記中性相入力線のいずれか一つに介挿された抵抗（Ｒ１）と、前記スイッチ素子の選択動作を制御して、前記入力線の一つと前記中性相入力線との間に印加される１相分の相電圧を倍電圧整流して前記抵抗を介した前記第１コンデンサおよび前記第２コンデンサの充電に供する制御部（５）とを備える。

本発明に係る直接形交流電力変換装置の第２の態様は、第１の態様に係る直接形交流電力変換装置であって、前記正側直流電源線（Ｌ１）と前記負側直流電源線（Ｌ２）との間で前記第１のダイオード（Ｄ１）と直列に接続され、前記正側直流電源線（Ｌ１）側にアノードを、前記負側直流電源線（Ｌ２）側にカソードを、それぞれ有する第２のダイオード（Ｄ５）を更に備え、前記中性相入力線（ＡＣＬｎ）は前記第１及び前記第２のダイオードの間に接続される。

本発明に係る直接形交流電力変換装置の第３の態様は、第１又は第２の態様に係る直接形交流電力変換装置であって、前記中性相入力線（ＡＣＬｎ）上に設けられたスイッチ（Ｓ１）を更に備え、前記制御部（５）は、前記スイッチを導通させた状態で、前記第１コンデンサ（Ｃｃ１）及び前記第２コンデンサ（Ｃｃ２）の充電に供し、所定時間経過後に前記スイッチを非導通とする。

本発明に係る直接形交流電力変換装置の第４の態様は、第１乃至第３の何れか一つの態様に係る直接形交流電力変換装置であって、前記抵抗（Ｒ１）は前記中性相入力線（ＡＣＬｎ）上に設けられている。

本発明に係る直接形交流電力変換装置の第５の態様は、第１乃至第３の何れか一つの態様に係る直接形交流電力変換装置であって、前記抵抗（Ｒ１）は一の前記入力線（ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔ）に設けられ、前記抵抗と並列に接続されたリアクトル（Ｌｒ，Ｌｓ，Ｌｔ）を更に備える。

本発明に係る直接形交流電力変換装置の第６の態様は、第１乃至第５の何れか一つに態様に係る直接形交流電力変換装置であって、前記第１コンデンサ（Ｃｃ１）は前記第２コンデンサ（Ｃｃ２）に対して前記正側直流電源線（Ｌ１）側に設けられており、前記第１のダイオード（Ｄ２）は、前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの間に設けられており、アノードが前記第１のダイオードと前記第２コンデンサとの間に、カソードが前記正側直流電源線にそれぞれ接続された第３のダイオード（Ｄ３）と、アノードが前記負側直流電源線に、カソードが前記第１のダイオードと前記第１コンデンサとの間にそれぞれ接続された第４のダイオード（Ｄ４）とを更に備える。

本発明に係る直接形交流電力変換装置の第１の態様によれば、１相分の交流電圧を倍電圧整流して第１コンデンサおよび第２コンデンサの充電を行うので、電流形電力変換器の初期動作時に多相交流電源から第１コンデンサおよび第２コンデンサへと突入電流が流れることを防止できる。当該充電の経路には抵抗が存在するので、上記充電の際に突入電流が流れることもない。このとき、入力コンデンサと第１コンデンサ及び第２コンデンサとは電気的に接続されない。よって、入力コンデンサに電圧が充電されていたとしても、入力コンデンサから第１コンデンサ及び第２コンデンサに突入電流が流れない。

本発明に係る直接形交流電力変換装置の第２の態様によれば、電流形電力変換器が多相交流電圧を２つの電位を呈する直流電圧に変換し、電圧形電力変換器が当該直流電圧を方形波状の交流電圧に変換する通常動作において、第２コンデンサが中性相入力線を介して充放電することを防止でき、以って入力電流の対称性が崩れることを防止できる。

本発明に係る直接形交流電力変換装置の第３の態様によれば、電流形電力変換器が多相交流電圧を２つの電位を呈する直流電圧に変換し、電圧形電力変換器が当該直流電圧を方形波状の交流電圧に変換する通常動作において、中性相入力線を介した、電源と第１コンデンサ及び第２コンデンサとの接続を切り離すので、第２コンデンサが中性相入力線を介して充放電することを防止でき、以って入力電流の対称性が崩れることを防止できる。

また、スイッチを非導通とした後は、電流形電力変換部が、入力線の相互間に印加される多相交流電圧を直流電圧に変換して第１コンデンサおよび第２コンデンサへ供給するので、入力コンデンサと第１コンデンサおよび第２コンデンサとが並列に接続される。それまでに第１コンデンサおよび第２コンデンサには倍電圧整流された電圧が印加されていたので、第１コンデンサ及び第２コンデンサの一組の両端電圧は、入力コンデンサの両端電圧よりも大きい。よって、入力コンデンサと第１コンデンサおよび第２コンデンサとが並列に接続された場合に、入力コンデンサから第１コンデンサおよび第２コンデンサへと突入電流が流れることを効果的に防止できる。

本発明に係る直接形交流電力変換装置の第４の態様によれば、中性相入力線に抵抗が設けられているため、いずれの入力線を用いても、抵抗を介して第１コンデンサおよび第２コンデンサへと直流電流を供給することができる。

本発明に係る直接形交流電力変換装置の第５の態様によれば、リアクトルと入力コンデンサとによってキャリア電流成分を除去するキャリア電流成分除去フィルタを構成できる。また、抵抗とリアクトルとが並列に接続されているので、充電初期時（過渡時）における入力コンデンサの電圧の脈動を低減することができる。

本発明に係る直接形交流電力変換装置の第６の態様によれば、第１、第３、第４のダイオードの整流機能によって、第１コンデンサおよび第２コンデンサは相互に直列状態で充電され、相互に並列状態で放電する。第１コンデンサおよび第２コンデンサは誘導性多相負荷からの回生電流が充電され、電圧形電力変換装置側の負荷力率に基づいて決定される電圧値を超えたときに放電する。即ち、第１コンデンサ及び第２コンデンサで放電経路を確保することが可能であるため、パッシブ回路でありながら非特許文献１に記載の方式と同等の動作を実現できる。

また、第２の態様に係る第３の態様の直接形交流電力変換装置に係る第６の態様の直接形交流電力変換装置によれば、電流形電力変換器が多相交流電圧を２つの電位を呈する直流電圧に変換し、電圧形電力変換器が当該直流電圧を方形波状の交流電圧に変換する通常動作において、スイッチが非導通であるので、第１コンデンサ及び第２コンデンサの一組には入力線の相互間の電圧が印加される。よって、第１コンデンサ及び第２コンデンサが並列状態で放電する基準となる電圧は、スイッチが導通状態の場合、入力線の相互間の電圧の最大値の√３分の１であるのに対して、半値となり、これによって入力電流の波形を改善できる。

第１の実施の形態．
本発明にかかる第１の実施の形態の直接形交流電力変換装置の一例として、モータ駆動装置の概念的な構成を図１に示す。本モータ駆動装置は、電源Ｅ１と、入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔと、中性相入力線ＡＣＬｎと、リアクトルＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔと、コンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔと、電流形コンバータ１と、直流電源線Ｌ１，Ｌ２と、クランプ回路２と、電圧形インバータ３と、モータ４と、制御部５と、抵抗Ｒ１と、スイッチＳ１とを備えている。

電源Ｅ１は中性点（図示せず）を有する多相交流電源であって例えば３相交流電源である。入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔには電源Ｅ１の出力が与えられる。

リアクトルＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔの各々は入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔ上にそれぞれ設けられている。

コンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔは入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔの相互間で例えばＹ結線されて設けられている。具体的には、コンデンサＣｒ，Ｃｓは入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓの間に直列に接続され、コンデンサＣｓ，Ｃｔは入力線ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔの間に直列に接続され、コンデンサＣｔ，Ｃｒは入力線ＡＣＬｔ，ＡＣＬｒの間に直列に接続される。これは電流形コンバータ１の入力側に設けられ電圧源として機能する。なお、コンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔは入力コンデンサと把握できる。他方、コンデンサＣｒ，Ｃｓ，ＣｔはそれぞれリアクトルＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔと共にキャリア電流成分を除去するキャリア電流成分除去フィルタを構成すると把握することもできる。

電流形コンバータ１は、複数のスイッチ素子を有しており、当該複数のスイッチ素子の選択動作によって、入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔの間に印加される３相交流電圧を２つの電位を呈する方形波状の直流電圧に変換して、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間に当該直流電圧を供給する。なお、直流電源線Ｌ１は正側直流電源線と、直流電源線Ｌ２は直流電源線Ｌ１よりも低い電位が印加される負側直流電源線と把握できる。

より具体的には、電流形コンバータ１は、トランジスタＳｒｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｔｐ，Ｓｔｎと、ダイオードＤｒｐ，Ｄｒｎ，Ｄｓｐ，Ｄｓｎ，Ｄｔｐ，Ｄｔｎとを備えている。

ダイオードＤｒｐ，Ｄｓｐ，Ｄｔｐの各カソードは直流電源線Ｌ１に接続され、ダイオードＤｒｎ，Ｄｓｎ，Ｄｔｎの各アノードは直流電源線Ｌ２にそれぞれ接続されている。

トランジスタＳｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐの各エミッタはそれぞれダイオードＤｒｐ，Ｄｓｐ，Ｄｔｐのアノードと接続され、トランジスタＳｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎの各コレクタはそれぞれダイオードＤｒｎ，Ｄｓｎ，Ｄｔｎのカソードと接続されている。トランジスタＳｒｐのコレクタおよびトランジスタＳｒｎのエミッタ、トランジスタＳｓｐのコレクタおよびトランジスタＳｓｎのエミッタ、トランジスタＳｔｐのコレクタおよびトランジスタＳｔｎのエミッタはそれぞれ共通して入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔと接続されている。

そして、制御部５によって、これらのトランジスタＳｒｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｔｐ，Ｓｔｎの各々のベースにスイッチ信号が与えられて、電流形コンバータ１は３相交流電圧を２つの電位を持つ方形波状の直流電圧に変換する。

クランプ回路２は、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２と、ダイオードＤ１とを備えている。ダイオードＤ１は直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間で、アノードが直流電源線Ｌ１側にカソードが直流電源線Ｌ２側に接続されている。クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２は、いずれもがダイオードＤ１と直列に接続されている。クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２、ダイオードＤ１は相互に直列に接続されている。このようなクランプ回路２によれば、電圧形インバータ３から電流形コンバータ１へと向かう還流電流に起因して生じる、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の電圧上昇を抑制することができる。また、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２は直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の電圧を分圧するので各クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の両端電圧を低減できる。

中性相入力線ＡＣＬｎは電源Ｅ１の中性点と、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の間とを接続している。抵抗Ｒ１は中性相入力線ＡＣＬｎに介挿されている。スイッチＳ１は中性相入力線ＡＣＬｎ上で抵抗Ｒ１と直列に設けられている。

電圧形インバータ３は、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の方形波状の直流電圧を方形波状の交流電圧に変換してモータ４に出力する。より具体的には、電圧形インバータ３は、トランジスタＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎと、ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎとを備えている。

トランジスタＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの各コレクタおよびダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐの各カソードは直流電源線Ｌ１に、トランジスタＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの各エミッタおよびダイオードＤｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎの各アノードは直流電源線Ｌ２にそれぞれ接続されている。

トランジスタＳｕｐのエミッタ、トランジスタＳｕｎのコレクタ、ダイオードＤｕｐのアノードおよびダイオードＤｕｎのカソードは共通してモータ４に接続され、トランジスタＳｖｐのエミッタ、トランジスタＳｖｎのコレクタ、ダイオードＤｖｐのアノードおよびダイオードＤｖｎのカソードは共通してモータ４に接続され、トランジスタＳｗｐのエミッタ、トランジスタＳｗｎのコレクタ、ダイオードＤｗｐのアノードおよびダイオードＤｗｎのカソードは共通してモータ４に接続されている。

そして、例えば制御部５によって、これらのトランジスタＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎの各々のベースにスイッチ信号が与えられて、電圧形インバータ３は直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の方形波状の直流電圧を方形波状の交流電圧に変換してモータ４に出力する。

モータ４は例えば３相交流モータであって、そのインダクタンス分および抵抗分が、コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗ及びこれらとそれぞれ直列に接続された抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗで、それぞれ表されている。これらの直列接続は、モータ４の各相に対応している。これらの直列接続の一端は、それぞれトランジスタＳｕｐ，Ｓｕｎの間、トランジスタＳｖｐ，Ｓｖｎの間、トランジスタＳｗｐ，Ｓｗｎの間に接続されている。これらの直列接続の他端は中性点Ｎで共通に接続されている。

電圧形インバータ３から方形波状の交流電圧が与えられるが、モータ４が有するインダクタンス分により、モータ４を駆動する交流電流は滑らかとなる。言い換えると、モータ４は電圧形インバータ３から与えられた方形波状の交流電圧を交流電流に変換する。

このモータ４を流れる交流電流は、電圧形インバータ３、電流形コンバータ１を経由してコンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔを充電し、交流電圧に変換される。還元すれば、モータ４は、電流形コンバータ１に対する電流源として把握することもできる。

制御部５はスイッチＳ１及び電流形コンバータ１が有するトランジスタの選択動作を制御する。制御部５はスイッチＳ１を導通した状態で、電流形コンバータ１が有するトランジスタの選択動作を制御して、抵抗Ｒ１を介して入力線の一（例えば入力線ＡＣＬｒ）と中性相入力線ＡＣＬｎとを流れる１相分の線電流を、倍電圧整流してクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２へと供給し、所定の期間経過後にスイッチＳ１を非導通とする。

より具体的には、制御部５は、通電検出・同期信号生成部５１と、スイッチング制御部５２とを備えている。

通電検出・同期信号生成部５１は例えば電源Ｅ１の所定の２相（例えば入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ）を流れる交流電流を検出して同期信号を生成し、当該同期信号をスイッチング制御部５２へと与える。また、通電検出・同期信号生成部５１はスイッチＳ１へとスイッチ信号を与える。

スイッチング制御部５２は入力された同期信号と同期して電流形コンバータ１が有するトランジスタへとスイッチング信号を与える。

このような構成のモータ駆動装置において制御部５の動作について説明する。図２は制御部５の動作を示すフローチャートである。

まず、ステップＳＴ１にて、通電検出・同期信号生成部５１は、例えば外部のＣＰＵ等から起動指令を受け取る。次に、ステップＳＴ２にて、当該起動指令を受け取った通電検出・同期信号生成部５１は、例えば電源Ｅ１の所定の２相（例えば入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ）を流れる交流電流を検出して、当該交流電流の周期に基づいて同期信号を生成してスイッチング制御部５２へ与える。これにより通電検出・同期信号生成部５１及びスイッチング制御部５２は互いに同期してそれぞれスイッチ信号を出力することができる。

次に、ステップＳＴ３にて、通電検出・同期信号生成部５１はスイッチＳ１へとスイッチ信号を送信してスイッチＳ１を導通させる。

次に、ステップＳＴ４にて、スイッチング制御部５２は受け取った同期信号と同期して、入力線の一（例えば入力線ＡＣＬｒ）と中性相入力線ＡＣＬｎとの間の１相分の相電圧を倍電圧整流してクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の充電に供する。具体的には、スイッチング制御部５２は、例えばトランジスタＳｒｐ，Ｓｒｎの制御を開始する。図３は、入力線ＡＣＬｒと中性相入力線ＡＣＬｎの間の電圧Ｖｒｎと、トランジスタＳｒｐ，Ｓｒｎの導通／非導通の状態を示す図である。なお、図３においては電圧Ｖｒｎが入力線ＡＣＬｒ側で高電位になる場合を正として示している。

図３に示すように、スイッチング制御部５２は、電圧Ｖｒｎが入力線ＡＣＬｒ側で高電位となる半周期においてトランジスタＳｒｐを導通させ、他の半周期においてトランジスタＳｒｎを導通させる。トランジスタＳｒｐが導通している状態では、クランプコンデンサＣｃ１に充電され、トランジスタＳｒｎが導通している状態ではクランプコンデンサＣｃ２充電される。このとき、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の充電経路のいずれにも抵抗Ｒ１が介挿されているので、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２は抵抗Ｒ１を介して直流電圧が印加される。よって、電源Ｅ１からクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２へと突入電流が流れることを防止できる。

以下、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２に抵抗Ｒ１を介して電流が流れることで突入電流を防止できる理由について説明する。簡単のために、相互に直列接続されたリアクトルＬ（リアクトルＬｒに相当）、抵抗Ｒ（抵抗Ｒ１に相当）、コンデンサＣ（クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２に相当）を有する回路に直列に電源電圧Ｖｓ（入力線ＡＣＬｒと中性相入力線ＡＣＬｎの間の電圧に相当）が印加された場合に、回路に流れる電流ｉについて考える。

図４は当該回路を示す図であり、図５は電源電圧Ｖｓが入力されたときのコンデンサＣを流れる電流ｉｃを出力としたブロック線図である。電源電圧Ｖｓに対する電流ｉｃの伝達特性Ｇ（ｓ）は式（１）と同様である。ステップ入力に対する応答を求めると、式（２）が導かれる。ここで、抵抗Ｒ１の抵抗値Ｒは大きく、過渡応答（ｓの小さい範囲）を考慮するので、当該伝達特性を１次遅れで近似すると、

となり、これを逆ラプラス変換すると、

となる。ここで、Ｄ＝１／Ｌ、Ｅ＝Ｒ／Ｌ、Ｆ＝１／ＬＣである。

図６は式（９）を図示したものであり、時間に対するコンデンサを流れる電流の関係を示している。なお、図６においては、リアクトルＬのインダクタンスが１ｍＨ、コンデンサＣの電気容量が３３０μＦ、抵抗Ｒの抵抗値が１０Ω、電源電圧Ｖｓが４００Ｖである場合の結果を示している。電流の最大値は式（９）にｔ＝０を代入すると求めることができ、ｉｃ（０）＝１／Ｒ（一定）である。これが突入電流として把握され、当該突入電流は抵抗値Ｒのみで表される値である。よって、突入電流を制限することができる。

再び図２を参照して、次にステップＳＴ５にて、通電検出・同期信号生成部５１は、ステップＳＴ４を開始してから規定の時間を経過したかどうかを判断し、経過していなければ再びステップＳＴ５を実行する。経過していれば、ステップＳＴ６にて、通電検出・同期信号生成部５１は、スイッチＳ１を非導通とする。当該スイッチＳ１の非導通によって、電源Ｅ１からの交流電流は抵抗Ｒ１を流れない。よって突入電流を抑制した後は抵抗Ｒ１で生じる損失の発生を防止することができる。

また、ステップＳＴ４では、例えば入力線ＡＣＬｒと中性相入力線ＡＣＬｎとの間の１相分の相電圧をクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２へと供給しているので、コンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔと、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２とが接続されない。よって、コンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔに充電されていたとしても、コンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔからクランプコンデンサへと突入電流が流れることを防止できる。

次に、ステップＳＴ７にて、直接形交流電力変換装置を起動し、通常運転に移行する。より具体的には、電流形コンバータ１のスイッチング動作を通常運転用に切り替えるべく、電流形コンバータ１を再起動し、また電圧形インバータ３を起動する。通常運転では、スイッチング制御部５２は、トランジスタＳｒｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｔｐ，Ｓｔｎへとスイッチ信号を与えて電流形コンバータ１を動作させ、以て入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔから入力される交流電圧を２つの電位を持つ方形波状の直流電圧に変換して直流電源線Ｌ１，Ｌ２に供給する。そして、例えば電圧形インバータ３は電流形コンバータ１と同期して動作し、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の方形波状の直流電圧を方形波状の交流電圧に変換してモータ４に印加する。

ステップＳＴ４にてクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２には倍電圧整流された直流電圧が印加されるので、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の一組の両端電圧は例えばコンデンサＣｒ，Ｃｓの一組の両端電圧よりも大きい（具体的には２／√３倍である）。よって、通常運転を開始するに際して、コンデンサＣｒ，ＣｓからクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２へと初期的に流れる電流が突入電流として流れることを効果的に防止することができる。

以上のように、本モータ駆動装置によれば、電源Ｅ１からクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２へと突入電流が流れることを防止できる。また、通常運転を開始するに際して、コンデンサＣｒ，Ｃｓ，ＣｔからクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２へと突入電流が流れることを効果的に防止できる。

なお、一般的に電流形コンバータの出力にはリアクトルが設けられることから、一般的に電流形コンバータには限流抵抗が設けられない。しかし、交流電圧を２つの電位を持つ方形波状電圧に変換して、上述のようにコンデンサとして機能するクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２が設けられている場合には、これに対して初期的に流れる充電電流が突入電流として流れることを防ぐため、限流抵抗を設けることが望まれる。

なお、ステップＳＴ４にて、スイッチング制御部５２は電圧Ｖｒｎが入力線ＡＣＬｒ側で高電位となる半周期においてトランジスタＳｒｐを導通させ、他の半周期においてトランジスタＳｒｎを導通させていたが、これに限らない。例えば、通常運転における電流形コンバータ１のスイッチング動作波形の一相分を適用しても構わない。

図７〜９は通常運転時における電流形コンバータ１のスイッチング動作を説明するための図である。通常運転において、スイッチング制御部５２は、例えば図７に示すように６つのスイッチング態様を連続的に選択するように、電流形コンバータ１にスイッチ信号を出力する。なお、図７において、”１”はトランジスタが導通している状態を”０”は非導通である状態をそれぞれ示している。また、当該スイッチング態様により電流形コンバータ１が出力する電流ベクトルをＩ（Ｐ）（Ｐ：ｒｓ，ｒｔ，ｓｔ，ｓｒ，ｔｒ，ｔｓの何れか）で示している。

図８は、入力線ＡＣＬｒと中性相入力線ＡＣＬｎとの間の電圧Ｖｒｎと、トランジスタＳｒｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｔｐ，Ｓｔｎの導通／非導通の状態を示している。なお、通常運転時の導通／非導通が破線で示されており、トランジスタＳｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎについては導通状態を”−１”で表している。また、例えばトランジスタが０（非導通）の状態から１，−１（導通）の状態まで線形で遷移しているが、例えばトランジスタへと与えられるスイッチ信号のパルス幅を制御することで、実質的にこのようなスイッチ動作を実現できる。

図８に示すスイッチング動作によって、電流形コンバータ１が出力する電流ベクトルは、例えば図９に示すように各電流ベクトルＩ（Ｐ）を頂点とする六角形の軌跡上を描く。このようなスイッチング動作により、通常運転においては、スイッチング制御部５２はトランジスタＳｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎへとスイッチ信号を出力して入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔから入力される３相交流電圧を２つの電位を持つ方形波状直流電圧に変換して直流電源線Ｌ１，Ｌ２へと供給している。

この通常運転時の動作をステップＳＴ４での動作に適用する。より具体的には、ステップＳＴ４にて、スイッチング制御部５２は例えば図８において実線で示すようにトランジスタＳｒｐ，Ｓｒｎの選択動作を制御する。これは図９に示す各モード内の位相角（ωｔ）において直近の電流ベクトルを出力するようにトランジスタＳｒｐ，Ｓｒｎへとスイッチ信号を出力することで実現できる。なお、トランジスタＳｓｐ，Ｓｓｎ又はトランジスタＳｔｐ，Ｓｔｎの選択動作を制御してもよい。

この場合であっても、入力線ＡＣＬｒと中性相入力線ＡＣＬｎとの間の１相分の相電圧を用いてクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２を充電する際には抵抗Ｒ１が介在するので、電源Ｅ１からクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２へと突入電流が流れることを防止できる。また、倍電圧整流してクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の充電に供するので、通常運転を開始するに際して、コンデンサＣｒ，Ｃｓ，ＣｔからクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２へと突入電流が流れることも防止できる。

また、通常運転時のスイッチング動作を適用できるので、例えば図３に示す場合と比して、充電用の専用波形を生成する必要がない。

また、ステップＳＴ４での電流形コンバータ１のスイッチング動作と通常運転時の電流形コンバータ１のスイッチング動作とは、電流形コンバータ１の再起動なしに切替可能なので、ステップＳＴ７では必ずしも電流形コンバータ１を再起動する必要はない。

第１の実施の形態にかかる直接形交流電力変換装置の他の一例として、モータ駆動装置の概念的な構成を図１０に示す。図１０に示すモータ駆動装置はクランプ回路２を除いて図１に示すモータ駆動装置と同一である。なお、図１０においては、クランプ回路２よりも後段の回路を省略して示している。

クランプ回路２はクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２とダイオードＤ２〜Ｄ４とを備えている。クランプコンデンサＣｃ１は直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間で接続されている。クランプコンデンサＣｃ２はクランプコンデンサＣｃ１と直列に接続され、クランプコンデンサＣｃ１に対して直流電源線Ｌ２側に設けられている。

ダイオードＤ２は、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の間で、アノードがクランプコンデンサＣｃ１にカソードがクランプコンデンサＣｃ２にそれぞれ接続されている。ダイオードＤ３は、アノードがクランプコンデンサＣｃ２とダイオードＤ２との間に、カソードが直流電源線Ｌ１にそれぞれ接続されている。ダイオードＤ４はアノードが直流電源線Ｌ２に、カソードがクランプコンデンサＣｃ１とダイオードＤ２との間にそれぞれ接続されている。

このようなクランプ回路２によれば、電圧形インバータ３側の負荷力率により直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の電圧に対してモータ４を流れる電流が遅れた場合に、所定の期間において、モータ４から直流電源線Ｌ１，Ｌ２へと還流電流が流れ、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２は相互に直列状態で充電される。このときの充電電圧（クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の一組の両端電圧）も負荷力率に基づいて決定される。他方、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の各々の両端電圧が、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の方形波状の直流電圧の低い方の電圧より上昇したときに、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２は相互に並列状態で放電する。なお、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２は相互に直列状態で充電し、相互に並列状態で放電することから、放電電圧は充電電圧の１／２である。

このような充放電動作により、放電電流が充電電流に比べて大きい場合にクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の電圧が平衡するように作用する。

以上のように、モータ４からの還流電流を充電し、また放電してモータ４へと再び供給することができるので、効率よくモータ４を駆動できる。また、クランプ回路２はスイッチ素子等のいわゆるアクティブ素子を必要としていないので、消費電力や製造コストを低減できる。

第２の実施の形態．
第２の実施の形態にかかる直接形交流電力変換装置の一例として、モータ駆動装置の概念的な構成を図１１に示す。本モータ駆動装置の概念的な構成は、抵抗Ｒ１〜Ｒ３、補助スイッチＳｒを除いて図１０に示すモータ駆動装置と同一である。なお、図１１においてはクランプ回路２より後段の回路を省略して示している。また、クランプ回路２は図１に示す態様であって構わない。

抵抗Ｒ１〜Ｒ３はそれぞれ入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔに介挿されている。補助スイッチＳｒはリアクトルＬｒ〜Ｌｔのいずれかと直列に接続されており、図９においてはリアクトルＬｒと直列に接続された態様が例示されている。リアクトルＬｓ，Ｌｔは抵抗Ｒ２，Ｒ３とそれぞれ並列に接続されており、補助スイッチＳｒとリアクトルＬｒの一組は抵抗Ｒ１と並列に接続されている。

通電検出・同期信号生成部５１は補助スイッチＳｒの選択動作を制御できる。

このようなモータ駆動装置において制御部５の動作は図２に示すフローチャートとステップＳＴ６を除いて同一である。ステップＳＴ６では、通電検出・同期信号生成部５１はスイッチＳ１を非導通とし補助スイッチＳｒを導通させる。なお、ステップＳＴ４において、スイッチング制御部５２は、図３に示すように、若しくは図８の実線で示すように、電流形コンバータ１へとスイッチ信号を出力するとよい。

なお、ステップＳＴ３にてスイッチＳ１を導通させ、ステップＳＴ４にて電流形コンバータ１を制御した時点で補助スイッチＳｒは非導通であるので、入力線ＡＣＬｒと中性相入力線ＡＣＬｎとを流れる交流電流は必ず抵抗Ｒ１を流れる。よって、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２へと突入電流が流れることを効果的に防止できる。なお、補助スイッチＳｒを設けずに、入力線ＡＣＬｒと中性相入力線ＡＣＬｎを流れる交流電流の一部がリアクトルＬｒを介してクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２へと流れてもよい。この場合であっても、交流電流の他の一部は抵抗Ｒ１を介するので突入電流を低減することができ、またリアクトルＬｒを介す交流電流についても例えばリアクトルＬｒの抵抗成分により突入電流を低減することができる。

また、リアクトルＬｒ，Ｌｓ，ＬｔとコンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔからなるキャリア電流成分除去フィルタにおいて、抵抗Ｒ１〜Ｒ３はコンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔの入出力過渡特性を改善することができる。以下に具体的に説明する。

簡単のために、１相分の回路として、相互に並列接続されたリアクトルＬ（リアクトルＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔに相当）および抵抗Ｒ（抵抗Ｒ１〜Ｒ３に相当）の一組と、コンデンサＣ（コンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔに相当）とが直列に接続された回路に、電源電圧Ｖｓを入力した場合ついて考える。図１２は当該回路を示す構成図である。当該回路において、電源電圧Ｖｓを入力した際にコンデンサＣの両端電圧Ｖｏを出力として把握する。電源電圧Ｖｓに対する両端電圧Ｖｏの伝達関数は以下のようになる。

この伝達関数において、非減衰固有周波数ｆ１、ｆ２および減衰係数ξは、

となる。図１３はこの伝達関数における周波数特性を示すボード線図である。図１４については、リアクトルＬのインダクタンスが１．５ｍＨ、コンデンサＣの電気容量が１０μＦであるときについて、抵抗Ｒの抵抗値１０Ω、３０Ω、１００Ωの３つの場合の結果を示している。

図１４は、このようなキャリア電流成分除去フィルタを用いた図１１のモータ駆動装置において、電圧Ｖｒｔと、コンデンサＣｒ，Ｃｔの一組の両端電圧と、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の一組の両端電圧、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の電圧とを示している。なお、図１４においては、抵抗Ｒ１の抵抗値が１０Ωおよび１００Ωであるときの結果を示している。

図１４に示すように、抵抗Ｒ１の抵抗値によってダンピングを持たせることができ、以って過渡時においてコンデンサＣｒ，Ｃｔ、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の各々に印加される電圧（過渡電圧）を低減できる（抵抗値１０Ω，１００Ωの結果を参照）。

そして、図６に示す突入電流と比較して、抵抗値が１０Ω程度であれば、突入電流を低減すると共に、コンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔの過渡電圧を低減することができる。

第３の実施の形態．
第１の実施の形態で説明した直接形交流電力変換装置では、例えばスイッチＳ１や制御の不具合等によってスイッチＳ１が導通されたまま通常運転に移行すると、入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔを流れる電源線電流が非対称となり、電流歪み、過電流を引き起こす可能性があった。まず、この問題点について図１に示す直接形交流電力変換装置を参照して詳述する。

第１の実施の形態では、通常運転に際してトランジスタＳｒｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｔｐ，Ｓｔｎは図８に示す破線で示されたスイッチング動作が行われるとして説明した。ここでは、説明を簡単にするために、通常運転に際して図８に示す実線で示されたスイッチング動作が行われるものとして説明する。

図１５はスイッチＳ１を導通した状態で通常運転を行った場合の、電源相電圧Ｖｒｎ，Ｖｓｎ，Ｖｔｎと、クランプコンデンサＣｃ２の両端電圧Ｖｃ２、電源線電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ、電源中性点線電流Ｉｎを示している。なお、電源相電圧Ｖｒｎ，Ｖｓｎ，Ｖｔｎはそれぞれ中性相入力線ＡＣＬｎの電位を基準とした入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔの電位である。電源線電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔはそれぞれ入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔを流れる電流であって、電源Ｅ１から電流形コンバータ１に流れる方向を正としている。電源中性点線電流Ｉｎは中性相入力線ＡＣＬｎを流れる電流であって、電流形コンバータ１から電源Ｅ１に流れる方向を正としている。

図１５に示された領域１においてはトランジスタＳｒｐ，Ｓｓｎが導通している（図８も参照）。図１６は領域１における直接形交流電力変換装置の等価回路を示している。なお、図１６においては電圧形インバータ３とモータ４との一組が負荷Ｒ０で示され、電源Ｅ１はスター結線された単相電源Ｅｒ１，Ｅｓ１，Ｅｔ１で示されている。また簡単のために限流抵抗Ｒ１については無視している。

第１の実施の形態で述べたステップＳＴ１〜ＳＴ５の動作によって、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の各々には電源相電圧Ｖｒｎ，Ｖｓｎ，Ｖｔｎの最大値Ｖ０が充電されている。

領域１においてトランジスタＳｒｐ，Ｓｓｎが導通することによって、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間には、入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓの間の電圧Ｖｒｓ（＝Ｖｒｎ−Ｖｓｎ、以下、線間電圧Ｖｒｓと呼ぶ）が印加される。これによって単相電源Ｅｒ１からトランジスタＳｒｐを介して負荷Ｒ０に電流が流れる。これが図１６において、入力線ＡＣＬｒを流れる電源線電流Ｉｒで示されている。

このとき、クランプコンデンサＣｃ１は充放電を行わない。その理由について説明する。ダイオードＤ１によってクランプコンデンサＣｃ１の放電が阻害されるので、クランプコンデンサＣｃ１から放電電流が流れない。よって、クランプコンデンサＣｃ１の両端電圧Ｖｃ１（以下、クランプ電圧Ｖｃ１と呼ぶ）は電源相電圧の最大値Ｖ０を維持する。従って、クランプ電圧Ｖｃ１は電源相電圧Ｖｒｎより小さくならないので、直流電源線Ｌ１からクランプコンデンサＣｃ１へと充電電流が流れない。

一方、クランプコンデンサＣｃ２は放電を行う。その理由について説明する。領域１において初期的には、入力線ＡＣＬｒから負荷Ｒ０へと流れた電流はそのまま入力線ＡＣＬｓを流れる。このとき、クランプコンデンサＣｃ１と単相電源Ｅｒ１は並列に接続されているので、単相電源Ｅｓ１の電源相電圧Ｖｓｎの絶対値の低下に伴って、クランプコンデンサＣｃ２は放電する。クランプコンデンサＣｃ２は中性相入力線ＡＣＬｎを介して放電する。これが図１５，１６において中性相入力線ＡＣＬｎを流れる電源中性点線電流Ｉｎで示されている。

領域１においては、電源線電流Ｉｒの絶対値は電源線電流Ｉｓの絶対値と電源中性点線電流Ｉｎの絶対値の和と等しい。また電源線電流Ｉｒは負荷Ｒ０と線間電圧Ｖｒｓとによって決定される値であるので、電源中性点線電流Ｉｎの絶対値が大きくなるほど、電源線電流Ｉｓは小さくなる。

電源相電圧Ｖｓｎの絶対値の変化率は時間の経過と共に大きくなるので、クランプ電圧Ｖｃ２の電圧の下降率も時間の経過と共に大きくなる。よって、電源中性点線電流Ｉｎの絶対値は時間の経過と共に大きくなり、これと比例して電源線電流Ｉｓの絶対値が小さくなる。

そして、電源線電流Ｉｓが０になると、電源中性点線電流Ｉｎは電源線電流Ｉｒと等しくなる。これによって、クランプ電圧Ｖｃ２は電源相電圧Ｖｓｎの絶対値よりも大きくなり、以降は電源線電流Ｉｒと等しい電源中性点線電流Ｉｎが流れる。

以上のように、中性相入力線ＡＣＬｎを介したクランプコンデンサＣｃ２からの放電によって、入力線ＡＣＬｓを流れる電源線電流Ｉｓの低下を招く（図１５を参照）。

次に、図１５に示された領域２においてはトランジスタＳｒｐ，Ｓｔｎが導通している。図１７は領域２における直接形交流電力変換装置の等価回路を示している。

領域２においてトランジスタＳｒｐ，Ｓｔｎが導通することによって、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間には入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｔの間の電圧Ｖｒｔ（＝Ｖｒｎ−Ｖｔｎ、以下、線間電圧Ｖｒｔとも呼ぶ）が印加される。これによって単相電源Ｅｒ１からトランジスタＳｒｐを介して負荷Ｒ０に電流が流れる。

このとき、クランプコンデンサＣｃ１は領域１で説明した理由と同じ理由で充放電を行わない。

一方、クランプコンデンサＣｃ２は主として充電される。その理由について説明する。図１５を参照して、領域１におけるクランプコンデンサＣｃ２の放電によって、クランプ電圧Ｖｃ２は電源相電圧の最大値Ｖ０よりも小さい。また領域２において初期的にはクランプ電圧Ｖｃ２は電源相電圧Ｖｔｎの絶対値よりも大きい。よって、ダイオードＤｔｎのアノードの電位がダイオードＤｔｎのカソードの電位よりも大きいので、領域２において初期的には電源線電流Ｉｔは流れない。

そして、電源相電圧Ｖｔｎの絶対値がクランプ電圧Ｖｃ２を超えた時点から電源相電圧Ｖｔｎの絶対値が上昇するに伴ってクランプ電圧Ｖｃ２も上昇する。言い換えると、クランプコンデンサＣｃ２は中性相入力線ＡＣＬｎを介して充電される。これが図１５，１７において中性相入力線ＡＣＬｎを流れる電源中性点線電流Ｉｎで示されている。

このとき、負荷Ｒ０を流れる電流（＝電源線電流Ｉｒ）はダイオードＤｔｎを介して入力線ＡＣＬｔを流れる。よって、入力線ＡＣＬｔには、中性相入力線ＡＣＬｎを介したクランプコンデンサＣｃ２の充電電流（＝電源中性点線電流Ｉｎの絶対値）と、負荷Ｒ０を介した電流とが流れる。よって、入力線ＡＣＬｔを流れる電源線電流Ｉｔの増大を招く（図１５，１７を参照）。なお、電源相電圧Ｖｔｎの絶対値の変化率は時間の経過と共に低下するので、クランプコンデンサＣｃ２へと流れる充電電流も低下する。これに伴って、電源線電流Ｉｓの絶対値も時間の経過と共に低下する。

以上のように、スイッチＳ１が導通された状態で通常運転を行うと、クランプコンデンサＣｃ２が中性相入力線ＡＣＬｎを介して充放電を繰り返し、これに伴って電源線電流の対称性が崩れる。本第３の実施の形態に係る直接形交流電力変換装置はこのような電源線電流の対称性が崩れることを防止する。

図１８は第３の実施の形態にかかる直接形交流電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。図１に示す直接形交流電力変換装置と比較して、中性相入力線ＡＣＬｎにスイッチＳ１が設けられておらず、クランプ回路２がダイオードＤ５を更に備えている。

ダイオードＤ５は直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間でダイオードＤ１と直列に接続されている。ダイオードＤ５のアノードは直流電源線Ｌ１側に、カソードは直流電源線Ｌ２側にそれぞれ位置している。中性相入力線ＡＣＬｎはダイオードＤ１，Ｄ５の間に接続されている。

クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の充電動作は図２に示したフローチャートと同様である。但し、スイッチＳ１を設けていないため、ステップＳＴ３，ＳＴ６は不要である。

図１９は、図１８に示す直接形交流電力変換装置において通常運転を行った場合の、電源相電圧Ｖｒｎ，ＶｓｎＶｔｎ、クランプ電圧Ｖｃ２、電源線電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ、電源中性点線電流Ｉｎを示している。

図２０は領域１における第３の実施の形態にかかる直接形交流電力変換装置の等価回路を示している。図１６を参照して述べた説明と同様に、領域１において単相電源Ｅｒ１からトランジスタＳｒｐを介して負荷Ｒ０に電流が流れ、このときクランプコンデンサＣｃ１は充放電を行わない。

一方、クランプコンデンサＣｃ２も充放電を行わない。その理由について説明する。クランプコンデンサＣｃ２からの放電はダイオードＤ５によって阻害されるので放電は行われない。よって、クランプ電圧Ｖｃ２は電源相電圧の最大値Ｖ０を下回らない（図１９のクランプ電圧Ｖｃ２を参照）。従って、クランプ電圧Ｖｃ２が電源相電圧Ｖｓｎを下回らないので、単相電源Ｅｓ１から中性相入力線ＡＣＬｎを介してクランプコンデンサＣｃ２へと充電電流も流れない。

以上のように、クランプコンデンサＣｃ２が充放電を行わないため、電源線電流Ｉｓの増大、減少を招かない。

図２１は領域２における第３の実施の形態にかかる直接形交流電力変換装置の等価回路を示している。図１７を参照して述べた説明と同様に、領域１において単相電源Ｅｒ１からトランジスタＳｒｐを介して負荷Ｒ０に電流が流れ、このときクランプコンデンサＣｃ１は充放電を行わない。

一方、クランプコンデンサＣｃ２も充放電を行わない。その理由について説明する。クランプコンデンサＣｃ２からの放電はダイオードＤ５によって阻害されるので、放電は行われない。よって、クランプ電圧Ｖｃ２は電源相電圧の最大値Ｖ０を維持する。従って、クランプ電圧Ｖｃ２が電源相電圧Ｖｔｎを下回らないので、単相電源Ｅｔ１から中性相入力線ＡＣＬｎを介してクランプコンデンサＣｃ２へと充電電流も流れない。

以上のように、クランプコンデンサＣｃ２が充放電を行わないため、電源線電流Ｉｔの増大、減少を招かない。

従って、通常運転に際して、中性相入力線ＡＣＬｎを介して電源Ｅ１と電流形コンバータ１が接続されていたとしても、中性相入力線ＡＣＬｎを介したクランプコンデンサＣｃ２の充放電を防止できる。これが図１９において電源中性点線電流Ｉｎに表現されている。よって、電源線電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの対称性が崩れるのを防止することができる（図１９の電源線電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔも参照）。

図２２は、第３の実施の形態にかかる直接形交流電力変換装置の概念的な構成の他の一例を示している。図１０示す直接形交流電力変換装置と比較して、ダイオードＤ５を更に備えている。

ダイオードＤ５は直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間にあって、ダイオードＤ５と直列に接続されている。ダイオードＤ５のアノードは直流電源線Ｌ１側に、カソードは直流電源線Ｌ２側に位置している。中性相入力線ＡＣＬｎはダイオードＤ２，Ｄ５の間に接続されている。

このような直接形交流電力変換装置において、スイッチＳ１を導通したまま通常運転へ移行した場合であっても、中性相入力線ＡＣＬｎを介したクランプコンデンサＣｃ２の充放電を防止でき、以って電源線電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの対称性が崩れることを防止できる。

なお、必ずしもスイッチＳ１を中性相入力線ＡＣＬｎ上に設ける必要はないが、スイッチＳ１を設け、スイッチＳ１を非導通とした上で通常運転に移行した場合、通常運転における電源線電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの波形の劣化を防止できる。以下、具体的に説明する。

図２３は本直接形交流電力変換装置において通常運転を行う場合の、電源相電圧Ｖｒｎ，Ｖｓｎ，Ｖｔｎと直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の電圧とを示している。

第１の実施の形態で説明したように、通常運転に際しては図８に示す破線で示すスイッチング動作が行われる。例えば電流ベクトルＩ（ｒｓ），Ｉ（ｒｔ）を出力するスイッチング態様（図７も参照）の何れかを選択する電流ベクトルモード１の場合について説明する。電流ベクトルモード１においては、トランジスタＳｒｐが導通状態であって、トランジスタＳｓｎ，Ｓｔｎが相互に排他的に繰り返し切り替えられる。よって、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間には線間電圧Ｖｒｓ，Ｖｒｔの二者の何れか一方が交互に繰り返し印加される。なお、図２３においては、これらの二者の波高値が表され、これら二者の何れか一方を繰り返し交互に採る直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の方形波状の直流電圧については図示を省略している。他の電流ベクトルモードの場合についても適宜に相を読み替えれば上記説明が妥当する。

またスイッチＳ１を非導通として通常運転を行う場合、第１の実施の形態で説明したように、電圧形インバータ３側の負荷力率が劣化した場合に、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２には還流電流が流れる。例えば、電圧形インバータ３側の負荷力率により直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の電圧に対してモータ４を流れる電流が遅れた場合に、所定の期間において、モータ４から直流電源線Ｌ１，Ｌ２へと還流電流が流れ、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２は相互に直列状態で充電される。このときの充電電圧（クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の一組の両端電圧）は負荷力率に基づいて決定される。他方、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の方形波状の直流電圧がクランプ電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２を下回ったときに、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２は相互に並列状態で放電する。なお、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２は相互に直列状態で充電し、相互に並列状態で放電することから、放電電圧は充電電圧の１／２である。

言い換えると、負荷力率が１の場合は還流電流が流れないため、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２は充放電を行わない。以下、その理由について説明する。スイッチＳ１が非導通である場合、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間には入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔの相互間の電圧（線間電圧）が印加される。よって、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の一組の両端電圧は線間電圧の最大値Ｖ１に等しい。クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の電気容量を相互に等しいと仮定すると、クランプ電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２は最大値Ｖ１の半値である。他方、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の方形波状の直流電圧の最小値も最大値Ｖ１の半値である。従って、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の直流電圧がクランプ電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２を下回らないので、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２は放電を行わない。

以上がスイッチＳ１を非導通として通常運転を行った場合且つ負荷力率が１である場合のクランプ回路２の動作である。つまり、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２は負荷力率が低いときにモータ４からの還流電流を流す機能を果たし、負荷力率が１であるときは動作に寄与しない。

一方、スイッチＳ１を導通させたまま通常運転を行った場合、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の各々には電源相電圧が印加される。電源相電圧は線間電圧の√３分の１である。よって、クランプ電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２は電源相電圧の最大値Ｖ０、即ち線間電圧の最大値Ｖ１の√３分の１である。

直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の直流電圧の最小値は最大値Ｖ１の半値であるので、負荷力率が１の場合であっても直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の直流電圧がクランプ電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２を下回る（図２３参照）。従って、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の直流電圧がクランプ電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２を下回る期間ではクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２が相互に並列状態で放電する。この期間では、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２がモータ４へと動作電流を供給し、電源Ｅ１からの電流はモータ４に流れない。よって、このとき入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔには電流が流れず、電源線電流の波形を劣化させる。

以上のように、スイッチＳ１を中性相入力線ＡＣＬｎ上に設け、これを非導通として通常運転へと移行することによって、言い換えると図２におけるステップＳＴ６を実行した上で通常運転へと移行することによって、電源線電流の波形の劣化を防止することができる。

なお、本第３の実施の形態にかかる直接形交流電力変換装置を第２の実施の形態にかかる直接形交流電力変換装置に適用しても構わない。

第１の実施の形態にかかるモータ駆動装置の一例を示す概念的な構成図である。 制御部の動作を示すフローチャートである。 入力線ＡＣＬｒと中性相入力線ＡＣＬｎの間の電圧Ｖｒｎと、トランジスタＳｒｐの導通／非導通の状態と、トランジスタＳｒｎの導通／非導通の状態とを示す図である。 突入電流を防止するメカニズムを説明するための回路を示す図である。 図４に示す回路のブロック線図である。 図４に示すコンデンサに流れる電流の応答を示す図である。 スイッチング態様を示す図である。 入力線ＡＣＬｒと中性相入力線ＡＣＬｎの間の電圧Ｖｒｎと、トランジスタＳｒｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｔｐ，Ｓｔｎの導通／非導通の状態を示す図である。 電流ベクトルを示す図である。 第１の実施の形態にかかるモータ駆動装置の他の一例を示す概念的な構成図である。 第２の実施の形態にかかるモータ駆動装置を示す概念的な構成図である。 コンデンサへの入力特性を改善するメカニズムを説明するための回路を示す図である。 図１２に示す回路のボード線図である。 入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓの間の電圧と、コンデンサＣｒ，Ｃｔの一組の両端電圧と、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の一組の両端電圧と、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の電圧とを示す図である。 第１の実施の形態において、スイッチＳ１を導通させたまま通常運転を行った場合の、電源相電圧Ｖｒｎ，Ｖｓｎ，Ｖｔｎと、クランプ電圧Ｖｃ２と、電源線電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔと、電源中性点線電流Ｉｎとを示すグラフである。 領域１における、第１の実施の形態にかかる直接形交流電力変換装置の等価回路を示す図である。 領域２における、第１の実施の形態にかかる直接形交流電力変換装置の等価回路を示す図である。 第３の実施の形態にかかる直接形交流電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。 第３の実施の形態通常運転を行った場合の、電源相電圧Ｖｒｎ，Ｖｓｎ，Ｖｔｎと、クランプ電圧Ｖｃ２と、電源線電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔと、電源中性点線電流Ｉｎとを示すグラフである。 領域１における、第３の実施の形態にかかる直接形交流電力変換装置の等価回路を示す図である。 領域２における、第３の実施の形態にかかる直接形交流電力変換装置の等価回路を示す図である。 第３の実施の形態にかかる直接形交流電力変換装置の概念的な構成の他の一例を示す図である。 第３の実施の形態にかかる直接形電力変換装置において、通常運転を行った場合の、電源相電圧Ｖｒｎ，Ｖｓｎ，Ｖｔｎと、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の電圧を示すグラフである。 非特許文献１にかかる電力変換装置を示す構成図である。 クランプコンデンサの電気容量とクランプコンデンサの両端電圧の関係を示すグラフである。 クランプコンデンサの電気容量とクランプコンデンサの突入電流の関係を示すグラフである。

符号の説明

１ 電流形コンバータ
３ 電圧形インバータ
４ モータ
５ 制御部
ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔ 入力線
ＡＣＬｎ 中性相入力線
Ｃｃ１，Ｃｃ２ クランプコンデンサ
Ｄ１〜Ｄ５ ダイオード
Ｌｒ，Ｌｓ，Ｌｔ コイル
Ｒ１〜Ｒ３ 抵抗
Ｓ１ スイッチ

Claims (6)

1. 中性点を有する多相交流電源（Ｅ１）の出力が与えられる複数の入力線（ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔ）と、
   正側直流電源線（Ｌ１）と、
   前記正側直流電源線に印加される電位よりも低い電位が印加される負側直流電源線（Ｌ２）と、
   複数のスイッチ素子を有し、前記入力線の相互間に印加される多相交流電圧を、前記複数の前記スイッチ素子の選択動作によって２つの電位を呈する方形波状の直流電圧に変換し、前記正側直流電源線と前記負側直流電源線との間に前記直流電圧を供給する電流形電力変換器（１）と、
   前記入力線の相互間に設けられ、電圧源として機能する複数の入力コンデンサ（Ｃｒ，Ｃｓ，Ｃｔ）と、
   前記正側直流電源線と前記負側直流電源線との間に設けられ、前記正側直流電源線にアノードを、前記負側直流電源線側にカソードを、それぞれ有する第１のダイオード（Ｄ１）と、
   前記正側直流電源線と前記負側直流電源線との間で、いずれも前記第１のダイオードと直列に接続された第１コンデンサおよび第２コンデンサ（Ｃｃ１，Ｃｃ２）と、
   前記中性点と、前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの間とを接続する中性相入力線（ＡＣＬｎ）と、
   前記直流電圧を方形波状の交流電圧に変換して誘導性多相負荷（４）へ出力する電圧形電力変換器（３）と、
   前記複数の入力線及び前記中性相入力線のいずれか一つに介挿された抵抗（Ｒ１）と、
   前記スイッチ素子の選択動作を制御して、前記入力線の一つと前記中性相入力線との間に印加される１相分の相電圧を倍電圧整流して前記抵抗を介した前記第１コンデンサおよび前記第２コンデンサの充電に供する制御部（５）と
   を備える、直接形交流電力変換装置。
2. 前記正側直流電源線（Ｌ１）と前記負側直流電源線（Ｌ２）との間で前記第１のダイオード（Ｄ１）と直列に接続され、前記正側直流電源線（Ｌ１）側にアノードを、前記負側直流電源線（Ｌ２）側にカソードを、それぞれ有する第２のダイオード（Ｄ５）
   を更に備え、前記中性相入力線（ＡＣＬｎ）は前記第１及び前記第２のダイオードの間に接続される、請求項１に記載の直接形交流電力変換装置。
3. 前記中性相入力線（ＡＣＬｎ）上に設けられたスイッチ（Ｓ１）を更に備え、
   前記制御部（５）は、前記スイッチを導通させた状態で、前記第１コンデンサ（Ｃｃ１）及び前記第２コンデンサ（Ｃｃ２）の充電に供し、所定時間経過後に前記スイッチを非導通とする、請求項１又は２に記載の直接形交流電力変換装置。
4. 前記抵抗（Ｒ１）は前記中性相入力線（ＡＣＬｎ）上に設けられている、請求項１乃至３のいずれか一つに記載の直接形交流電力変換装置。
5. 前記抵抗（Ｒ１）は一の前記入力線（ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔ）に設けられ、
   前記抵抗と並列に接続されたリアクトル（Ｌｒ，Ｌｓ，Ｌｔ）を更に備える、請求項１乃至３のいずれか一つに記載の直接形交流電力変換装置。
6. 前記第１コンデンサ（Ｃｃ１）は前記第２コンデンサ（Ｃｃ２）に対して前記正側直流電源線（Ｌ１）側に設けられており、前記第１のダイオード（Ｄ２）は、前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの間に設けられており、
   アノードが前記第１のダイオードと前記第２コンデンサとの間に、カソードが前記正側直流電源線にそれぞれ接続された第３のダイオード（Ｄ３）と、
   アノードが前記負側直流電源線に、カソードが前記第１のダイオードと前記第１コンデンサとの間にそれぞれ接続された第４のダイオード（Ｄ４）と
   を更に備える、請求項１乃至５のいずれか一つに記載の直接形交流電力変換装置。

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