JP4114001B2

JP4114001B2 - Radio signal transmission / reception circuit and radio signal transmission / reception device

Info

Publication number: JP4114001B2
Application number: JP2002087229A
Authority: JP
Inventors: 啓二吉田; 晴一金谷
Original assignee: Toppan Inc
Current assignee: Toppan Inc
Priority date: 2002-03-26
Filing date: 2002-03-26
Publication date: 2008-07-09
Anticipated expiration: 2022-03-26
Also published as: JP2003283211A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信、衛星通信などの基地局に用いられる無線信号の送信・受信回路、並びに送信・受信装置に係り、特に高い周波数選択度を実現してマイクロ波又はミリ波を送信・受信する無線信号の送信・受信回路、並びに送信・受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、携帯電話などの移動体通信の急速な普及と共に、通信の高速大容量化に伴い、より高い周波数資源において多チャネルを確保する必要、つまり高い周波数選択度の実現の必要がある。これに対し、急峻なカット特性（通過帯域外における急峻な帯域外減衰特性）のためにフィルタの段数を多段化しても、挿入損失などの損失を低く維持することができる高温超伝導体（ＨＴＳ：ＨｉｇｈＴｅｍｐｅｒａｔｕｒｅＳｕｐｅｒｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）を用いたフィルタが提案されている。該フィルタは、無線信号を受信する場合は、減衰した微弱な電波を増幅させる低雑音アンプ（ＬＮＡ：ＬｏｗＮｉｏｓｅＡｍｐｌｉｆｉｅｒ）を、また無線信号を送信する場合は、送信に必要な出力に増幅するパワーアンプを組み合わすより、基地局送受信システムにおいて高い周波数選択度の実現が期待されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述した低雑音アンプ、パワーアンプなどのアンプは、通常１つの周波数応じた共振器しか設けられていないため、その帯域は狭小なものとなり、所望の高い周波数選択度を実現するためには、各周波数に応じるようにアンプの素子数（つまり共振器）を増やす必要があり、このため送信・受信回路の大型化を招き、送信・受信回路のコスト増大の原因となっていた。そして、上述した高温超伝導体を用いたフィルタに必要な冷却機などと相俟って、さらに基地局送受信システムの大型化を招く問題があった。また、上記アンプの素子数を増やさずにインピーダンス整合、及び帯域調整する場合にあっては、アンテナなどの負荷と異なり、アンプは比較的大きなリアクタンス成分を有するため、スタブ回路などの補償回路をさらに追加する必要があり、上記と同様に送信・受信回路の大型化、またコスト増大の原因となっていた。
【０００４】
そこで本発明は、送信・受信回路、並びに該送信・受信回路を備えた送信・受信装置の小型化を図りながら、比較的大きなリアクタンス成分を有す負荷であっても、インピーダンス整合及び帯域調整を可能とし、コストを増大させることなく高い周波数選択度を実現することができる無線信号の送信・受信回路、並びに送信・受信装置を提供することを目的とするものである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る本発明は（例えば図１ないし図１５参照）、信号線（１３ａ）及び接地導体（１３ｂ）を有す伝送線路（１３）を有す無線信号の受信回路（２）において、
前記無線信号を帯域通過するフィルタ（５）と、
前記伝送線路の所定長さ（ｌ）に基づき負荷（６）の抵抗成分が小さくなるように前記負荷（６）のインピーダンス（Ｚ_Ｌ）を変換し、前記伝送線路の所定長さ（ｌ）を調整することにより、該変換されたインピーダンス（Ｚ_Ｌ’）におけるリアクタンス成分（Ｘ_Ｌ’）を補償するインピーダンス変換・補償回路（３）と、を備え、
前記フィルタ（５）は、前記インピーダンス変換・補償回路（３）を介して前記負荷（６）と接続され、インバータ回路に一体的に組み込まれ且つ特性インピーダンスが可変な形で前記インピーダンス変換・補償回路（３）及び前記負荷（６）とともに誘電体基板（１２）上に形成されて、前記変換されたインピーダンス（Ｚ_Ｌ’）におけるリアクタンス成分（Ｘ_Ｌ’）に基づきインピーダンス整合及び帯域調整し、
前記インピーダンス変換・補償回路（３）は、前記負荷（６）のインピーダンス（Ｚ_Ｌ）におけるリアクタンス成分（Ｘ_Ｌ）が正の場合に前記伝送線路（１３）の所定長さ（ｌ）を長く、前記負荷（６）のインピーダンス（Ｚ_Ｌ）におけるリアクタンス成分（Ｘ_Ｌ）が負の場合に前記伝送線路（１３）の所定長さ（ｌ）を短く調整することにより、前記変換された負荷（６）のインピーダンス（Ｚ_Ｌ’）におけるリアクタンス成分（Ｘ_Ｌ’）を補償してなる、
ことを特徴とする無線信号の受信回路（２）にある。
【０００６】
請求項２に係る本発明は（例えば図１ないし図１５参照）、信号線（１３ａ）及び接地導体（１３ｂ）を有す伝送線路（１３）を有す無線信号の送信回路（２）において、
前記無線信号を帯域通過するフィルタ（５）と、
前記伝送線路の所定長さ（ｌ）に基づき負荷（６）の抵抗成分が小さくなるように前記負荷（６）のインピーダンス（Ｚ_Ｌ）を変換し、前記伝送線路の所定長さ（ｌ）を調整することにより、該変換されたインピーダンス（Ｚ_Ｌ’）におけるリアクタンス成分（Ｘ_Ｌ’）を補償するインピーダンス変換・補償回路（３）と、を備え、
前記フィルタ（５）は、前記インピーダンス変換・補償回路（３）を介して前記負荷（６）と接続され、インバータ回路に一体的に組み込まれ且つ特性インピーダンスが可変な形で前記インピーダンス変換・補償回路（３）及び前記負荷（６）とともに誘電体基板（１２）上に形成されて、前記変換されたインピーダンス（Ｚ_Ｌ’）におけるリアクタンス成分（Ｘ_Ｌ’）に基づきインピーダンス整合及び帯域調整し、
前記インピーダンス変換・補償回路（３）は、前記負荷（６）のインピーダンス（Ｚ_Ｌ）におけるリアクタンス成分（Ｘ_Ｌ）が正の場合に前記伝送線路（１３）の所定長さ（ｌ）を長く、前記負荷（６）のインピーダンス（Ｚ_Ｌ）におけるリアクタンス成分（Ｘ_Ｌ）が負の場合に前記伝送線路（１３）の所定長さ（ｌ）を短く調整することにより、前記変換された負荷（６）のインピーダンス（Ｚ_Ｌ’）におけるリアクタンス成分（Ｘ_Ｌ’）を補償してなる、
ことを特徴とする無線信号の送信回路（２）にある。
【０００７】
請求項３に係る本発明は（例えば図１ないし図１５参照）、信号線（１３ａ）及び接地導体（１３ｂ）を有す伝送線路（１３）を備えた無線信号の受信回路（２）にあって、
前記無線信号を帯域通過するフィルタ（５）、及び
前記伝送線路の所定長さ（ｌ）に基づき負荷（６）の抵抗成分が小さくなるように前記負荷（６）のインピーダンス（Ｚ_Ｌ）を変換し、前記伝送線路の所定長さ（ｌ）を調整することにより、該変換されたインピーダンス（Ｚ_Ｌ’）におけるリアクタンス成分（Ｘ_Ｌ’）を補償するインピーダンス変換・補償回路（３）、を有し、
前記フィルタ（５）は、前記インピーダンス変換・補償回路（３）を介して前記負荷（６）と接続され、インバータ回路に一体的に組み込まれ且つ特性インピーダンスが可変な形で前記インピーダンス変換・補償回路（３）及び前記負荷（６）とともに誘電体基板（１２）上に形成されて、前記変換されたインピーダンス（Ｚ_Ｌ’）におけるリアクタンス成分（Ｘ_Ｌ’）に基づきインピーダンス整合及び帯域調整し、かつ、
前記インピーダンス変換・補償回路（３）は、前記負荷（６）のインピーダンス（Ｚ_Ｌ）におけるリアクタンス成分（Ｘ_Ｌ）が正の場合に前記伝送線路（１３）の所定長さ（ｌ）を長く、前記負荷（６）のインピーダンス（Ｚ_Ｌ）におけるリアクタンス成分（Ｘ_Ｌ）が負の場合に前記伝送線路（１３）の所定長さ（ｌ）を短く調整することにより、前記変換された負荷（６）のインピーダンス（Ｚ_Ｌ’）におけるリアクタンス成分（Ｘ_Ｌ’）を補償してなる無線信号の受信回路（２）と、
信号線（１３ａ）及び接地導体（１３ｂ）を有す伝送線路（１３）を備えた無線信号の送信回路（２）にあって、
前記無線信号を帯域通過するフィルタ（５）、及び
前記伝送線路の所定長さ（ｌ）に基づき負荷（６）の抵抗成分が小さくなるように前記負荷（６）のインピーダンス（Ｚ_Ｌ）を変換し、前記伝送線路の所定長さ（ｌ）を調整することにより、該変換されたインピーダンス（Ｚ_Ｌ’）におけるリアクタンス成分（Ｘ_Ｌ’）を補償するインピーダンス変換・補償回路（３）、を有し、
前記フィルタ（５）は、前記インピーダンス変換・補償回路（３）を介して前記負荷（６）と接続され、インバータ回路に一体的に組み込まれ且つ特性インピーダンスが可変な形で前記インピーダンス変換・補償回路（３）及び前記負荷（６）とともに誘電体基板（１２）上に形成されて、前記変換されたインピーダンス（Ｚ_Ｌ’）におけるリアクタンス成分（Ｘ_Ｌ’）に基づきインピーダンス整合及び帯域調整し、かつ、
前記インピーダンス変換・補償回路（３）は、前記負荷（６）のインピーダンス（Ｚ_Ｌ）におけるリアクタンス成分（Ｘ_Ｌ）が正の場合に前記伝送線路（１３）の所定長さ（ｌ）を長く、前記負荷（６）のインピーダンス（Ｚ_Ｌ）におけるリアクタンス成分（Ｘ_Ｌ）が負の場合に前記伝送線路（１３）の所定長さ（ｌ）を短く調整することにより、前記変換された負荷（６）のインピーダンス（Ｚ_Ｌ’）におけるリアクタンス成分（Ｘ_Ｌ’）を補償してなる無線信号の送信回路（２）と、を備えてなる、
ことを特徴とする無線信号の送受信回路（２）にある。
【０００９】
請求項４に係る本発明は（例えば図１ないし図１５参照）、前記伝送線路（１３）は、前記誘電体基板（１２）の同一面上に形成してなる、
請求項１ないし３いずれか記載の無線信号の送信及び／又は受信回路（２）にある。
【００１０】
請求項５に係る本発明は（例えば図１ないし図１５参照）、前記伝送線路（１３）は、超伝導体からなる、
請求項１ないし４いずれか記載の無線信号の送信及び／又は受信回路（２）にある。
【００１１】
請求項６に係る本発明は（例えば図１ないし図１５参照）、前記負荷（６）は、アンプ（６ａ）であり、
前記送信及び／又は受信回路（２）は、前記アンプ（６ａ）を実装する、
請求項１ないし５いずれか記載の無線信号の送信及び／又は受信回路（２）にある。
【００１２】
請求項７に係る本発明は（例えば図１ないし図１５参照）、前記フィルタ（５）は、チェビシェフ特性を有する、
請求項１ないし６いずれか記載の無線信号の送信及び／又は受信回路（２）にある。
【００１３】
請求項８に係る本発明は（例えば図１ないし図１５参照）、前記無線信号は、マイクロ波又はミリ波である、
請求項１ないし７いずれか記載の無線信号の送信及び／又は受信回路（２）にある。
【００１４】
請求項９に係る本発明は（例えば図１ないし図１５参照）、前記伝送線路（１３）は、蛇行形状に構成してなる、
請求項１ないし８いずれか記載の無線信号の送信及び／又は受信回路（２）にある。
【００１５】
請求項１０に係る本発明は（例えば図１ないし図１６参照）、前記フィルタ（５）は、２段以上の段数を有する、
請求項１ないし９いずれか記載の無線信号の送信及び／又は受信回路（２）にある。
【００１６】
請求項１１に係る本発明は（例えば図１ないし図１６参照）、請求項１ないし９いずれか記載の無線信号の送信及び／又は受信回路（２）と、
アンテナ（１１）と、を備え、
前記フィルタ（５）は、３段以上の段数を有し、前記アンテナ（１１）のインピーダンスにおけるリアクタンス成分（Xａ）に基づきインピーダンス整合及び帯域調整してなる、
ことを特徴とする無線信号の送信及び／又は受信装置（１）にある。
【００１７】
請求項１２に係る本発明は（例えば図１ないし図１６参照）、請求項４ないし９いずれか記載の無線信号の送信及び／又は受信回路を備え、
前記アンテナ（１１）は、超伝導体からなり、前記誘電体基板（１２）の同一面上に形成してなる、
請求項１１記載の無線信号の送信及び／又は受信装置（１）にある。
【００１８】
なお、上記カッコ内の符号は、図面と対照するためのものであるが、本願特許請求の範囲の構成に何等影響を与えるものではない。
【００１９】
【発明の効果】
請求項１の発明に係る本発明によると、無線信号は、インピーダンス変換・補償回路により変換されたインピーダンスにおけるリアクタンス成分に基づき、フィルタがインピーダンス整合及び帯域調整する受信回路を伝送するので、負荷が比較的大きなリアクタンス成分を有す場合であっても、スタブ回路などの補償回路を追加することなくインピーダンス整合及び帯域調整することができ、これにより受信回路の小型化を図りながら、受信回路のコストを増大させることなく高い周波数選択度を実現することができる。更に、インピーダンス変換・補償回路は、負荷のインピーダンスにおけるリアクタンス成分が正の場合、伝送線路の所定長さを長く、負荷のインピーダンスにおけるリアクタンス成分が負の場合、伝送線路の所定長さを短く調整することにより、変換されたインピーダンスにおけるリアクタンス成分を補償するので、負荷のリアクタンス成分の正負に関係なく、つまりリアクタンス成分が誘導性、又は容量性であっても、これに応じたスタブ回路などの補償回路を追加することなく、負荷のリアクタンス成分を補償することができる。
【００２０】
請求項２の発明に係る本発明によると、無線信号は、インピーダンス変換・補償回路により変換されたインピーダンスにおけるリアクタンス成分に基づき、フィルタがインピーダンス整合及び帯域調整する送信回路を伝送するので、負荷が比較的大きなリアクタンス成分を有す場合であっても、スタブ回路などの補償回路を追加することなくインピーダンス整合及び帯域調整することができ、これにより送信回路の小型化を図りながら、送信回路のコストを増大させることなく高い周波数選択度を実現することができる。更に、インピーダンス変換・補償回路は、負荷のインピーダンスにおけるリアクタンス成分が正の場合、伝送線路の所定長さを長く、負荷のインピーダンスにおけるリアクタンス成分が負の場合、伝送線路の所定長さを短く調整することにより、変換されたインピーダンスにおけるリアクタンス成分を補償するので、負荷のリアクタンス成分の正負に関係なく、つまりリアクタンス成分が誘導性、又は容量性であっても、これに応じたスタブ回路などの補償回路を追加することなく、負荷のリアクタンス成分を補償することができる。
【００２１】
請求項３の発明に係る本発明によると、無線信号は、インピーダンス変換・補償回路により変換されたインピーダンスにおけるリアクタンス成分に基づき、フィルタがインピーダンス整合及び帯域調整する送受信回路を伝送するので、負荷が比較的大きなリアクタンス成分を有す場合であっても、スタブ回路などの補償回路を追加することなくインピーダンス整合及び帯域調整することができ、これにより送受信回路の小型化を図りながら、送受信回路のコストを増大させることなく高い周波数選択度を実現することができる。更に、インピーダンス変換・補償回路は、負荷のインピーダンスにおけるリアクタンス成分が正の場合、伝送線路の所定長さを長く、負荷のインピーダンスにおけるリアクタンス成分が負の場合、伝送線路の所定長さを短く調整することにより、変換されたインピーダンスにおけるリアクタンス成分を補償するので、負荷のリアクタンス成分の正負に関係なく、つまりリアクタンス成分が誘導性、又は容量性であっても、これに応じたスタブ回路などの補償回路を追加することなく、負荷のリアクタンス成分を補償することができる。
【００２３】
請求項４の発明に係る本発明によると、伝送線路は、誘電体基板の同一面上に形成されるので、つまりコプレーナ配線による伝送線路が形成されるので、信号線と接地導体が各々誘電体基板の表裏に形成されるマイクロストリップ型と異なり、基板厚の高精度のための研磨や、接地のためのヴィアホールなどが不要となり、送信及び／又は受信回路を容易に製造することができ、また接地が容易であることから、伝送線路に例えばアクティブデバイス（能動素子）などを送信・受信回路に容易に追加することができる。これにより送信及び／又は受信回路のコストの増大をさらに防止することができる。
【００２４】
請求項５の発明に係る本発明によると、無線信号は、超伝導体からなる伝送線路を略減衰することなく伝送するので、挿入損失、反射損失などの送信及び／又は受信回路の損失を低減することができる。これにより、さらに高い周波数選択度を実現することができる。
【００２５】
請求項６の発明に係る本発明によると、無線信号は、周波数に応じた共振回路などを追加することなくアンプにより増幅されて伝送するので、これにより送信及び／又は受信回路の小型化を図りながら、送信及び／又は受信回路のコストの増大をさらに防止することができ、また、挿入損失、反射損失などの送信及び／又は受信回路の損失をさらに低減することができ、これにより高い周波数選択度を実現することができる。さらに、アンプが送信及び／又は受信回路に実装されて、超伝導体からなる伝送線路と共に冷却される場合にあっては、上記送信及び／又は受信回路の損失をさらに確実に低減することができる。
【００２６】
請求項７の発明に係る本発明によると、無線信号は、チェビシェフ特性を有すフィルタを帯域通過するので、つまり通過帯域にリップル（振幅特性のうねり）を持って帯域通過するので、通過帯域外における急峻な帯域外減衰特性（カット特性を向上することができ、これにより、さらに高い周波数選択度を実現することができる。
【００２７】
請求項８の発明に係る本発明によると、マイクロ波又はミリ波の無線信号は、上記変換されたインピーダンスにおけるリアクタンス成分に基づき、フィルタがインピーダンス整合及び帯域調整する送信及び／又は受信回路を伝送するので、マイクロ波又はミリ波の高周波であっても、高い周波数選択度を実現することができる。
【００２８】
請求項９の発明に係る本発明によると、伝送線路は蛇行（メアンダ）形状を構成するので、さらに送信及び／又は受信回路の小型化を図りながら、上記カット特性を向上することができる。
【００２９】
請求項１０の発明に係る本発明によると、無線信号は、２段以上の段数を有すフィルタを帯域通過するので、上記カット特性をさらに向上することができる。これによりさらに高い周波数選択度を実現することができる。また、上記伝送線路が蛇行（メアンダ）形状を構成する場合にあっては、さらに送信及び／又は受信回路の小型を図ることができる。
【００３０】
請求項１１の発明に係る本発明によると、アンテナにより受信された無線信号は、上記補償された負荷のリアクタンス成分に基づき、フィルタがインピーダンス整合及び帯域調整する送信及び／又は受信回路を伝送するので、例えば基地局などに用いられる送信及び／又は受信装置全体として高い周波数選択度を実現することができる。これにより、限られた周波数資源において無線通信の高速大容量化を実現することができる。
【００３１】
請求項１２に係る本発明によると、無線信号は、超伝導体からなるアンテナにより略減衰することなく送受信されると共に、該アンテナの放射抵抗が小さいため受信された無線信号の帯域が狭い場合であっても、インピーダンス整合及び帯域調整されるので、挿入損失、反射損失などの受信装置の損失を低減することができ、これにより送信及び／又は受信装置全体としてさらに高い周波数選択度を実現することができる。またアンテナは、誘電体基板上に形成されるので、さらに送信及び／又は受信装置の小型化を図ることができる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る受信回路２、及び該受信回路２を備えた受信装置１の構成について、図１ないし図１４に沿って説明する。
【００３３】
図１は、本発明に係る受信回路を備えた受信装置を示す図で、（ａ）は該受信装置を示す斜視図、（ｂ）は該受信装置の一部省略上面図である。受信装置１は、受信回路２と、アンテナ１１とからなり、図１に示すように、超伝導体からなる信号線１３ａと接地導体１３ｂを有す伝送線路１３が、誘電体基板１２上の同一面上に形成された形で構成されている。つまり受信装置１は、いわゆるコプレーナ配線（ＣＰＷ：ＣｏＰｌａｎａｒＷａｖｅｇｕｉｄｅ）による伝送線路１３のコプレーナ導波路が形成されている。
【００３４】
上記超伝導体は、イットリウム系であるＹＢａＣｕＯであり、超伝導体であればいずれにものも本発明を適用することができるが、窒素が液化する絶対温度７７［Ｋ］以下において超伝導特性（少なくとも完全導電性、かつ完全反磁性）を有す、いわゆる高温超伝導体（ＨＴＳ：ＨｉｇｈＴｅｍｐｅｒａｔｕｒｅＳｕｐｅｒｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）が望ましく、上記イットリウム系に限らず、例えばＢｉＳｒＣａＣｕＯなどのビスマス系の高温超伝導体であってもよい。また、送信回路２並びに送信装置１にあっては、無線通信の送信に必要な所望の電力依存性、つまり無線通信に必要な電力において超伝導特性を維持することができる高温超伝導体であれば、いずれのものであってもよい。
【００３５】
受信回路２は、図１に示すように、フィルタ５と、インピーダンス変換・補償回路３とからなり、上記受信装置１と同様に、上述した伝送線路１３により構成されており、伝送線路１３のコプレーナ導波路が形成されている。図１（ｂ）に示すように、フィルタ５の入出力端Ｐ１にはアンテナ１１が接続され、フィルタ５の入出力端Ｐ２には、インピーダンス変換・補償回路３を介して、負荷６としてアンプ（増幅器）６ａが接続されている。つまり、アンテナ１１、フィルタ５、インピーダンス変換・補償回路３、及びアンプ６ａは、アンテナ１１により受信した無線信号を、入出力端Ｐ３に接続される例えば不図示のダウンコンバータなどに（図１（ａ）に示す矢印方向に）出力自在に接続されており、またアンプ６ａに入力された無線信号を、アンテナ１１に出力自在に接続されている。
【００３６】
アンテナ１１は、スロットアンテナであり、図１（ｂ）に示すように、超伝導体からなる伝送線路１３により誘電体基板上１２の同一面上に形成されており、さらにスロット１１ａと、半波長伝送線路１１ｂとからなる。スロット１１ａは、アンテナ中央部１１ｃから長手方向に長さｌａ、短手方向に幅ｌｂの矩形であって、接地導体１３ｂの平面上にスロット（溝）状に形成されている。なお上記長さｌａ及び幅ｌｂは、入出力端Ｐ１から見たアンテナ１１のインピーダンスの虚部が０になるように決定される。また半波長伝送線路１１ｂは、無線信号の波長λの半分である半波長の長さを有しており、スロット１１ａとアンテナ中央部１１ｃで接続されている。そして上述したように、アンテナ１１により受信した無線信号が、スロット１１ａ、及び半波長伝送線路１１ｂを介して伝送され、フィルタ５の入出力端Ｐ１に入出力自在となるようにフィルタ５に接続されている。
【００３７】
なお、アンテナ１１の一例として上記スロットアンテナを示したが、これに限らず、無線信号を送受信できるのものであればいずれのものであってもよいが、無線信号の送受信に必要な指向性、電力利得などの諸特性を有すアンテナ、例えばホーンアンテナ、パラボラアンテナ、ヘリカルアンテナ、レンズなどが好ましい。また、誘電体基板１２上に形成したスロットアンテナに代えて、パッチアンテナ（マイクロストリップアンテナ）、あるいはアレー化したアンテナなどを形成しても本発明に適用することができる。さらに誘電体基板１２上に形成することなく、フィード線などによってフィルタ５と接続されたアンテナであってもよい。
【００３８】
アンプ６ａは、無線信号の送信にあっては、送信すべき無線信号を所望の電力に増幅し得るパワーアンプであり、無線信号の受信にあっては、雑音の発生が少なく減衰した無線信号を増幅し得る低雑音アンプ（ＬＮＡ：ＬｏｗＮｉｏｓｅＡｍｐｌｉｆｉｅｒ）である。これらのアンプ６ａは、例えばフリップチップボンディング接合により、誘電体基板１２上に（受信回路２上に）実装されている。上記アンプ６ａは、送受信のいずれも電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ：ＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であるが、送信する場合にあっては、送信すべき無線信号を所望の電力に増幅し得るものであればいずれのものであってもよく、また受信する場合にあっては、減衰した無線信号を増幅し得るアンプであればいずれのものであってもよい。例えば、相補型金属皮膜酸化膜半導体ＣＭＯＳ（ＣｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙＭｅｔａｌＯｘｉｄｅＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）、バイポーラトランジスタ、また衛星通信のように高周波の低雑音増幅が要求される場合に用いられるガリウムヒ素・高電子移動度トランジスタ（ＧａＡｓＨＥＭＴ：ＧａＡｓＨｉｇｈＥｌｅｃｔｒｏｎＭｏｂｉｌｉｔｙＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などを用いたアンプでもよい。
【００３９】
フィルタ５は、信号線１３ａ及び接地導体１３ｂを有す伝送線路１３と、誘電体基板１２とからなり、伝送線路１３は、図１に示すように蛇行（メアンダ）形状に構成されている。接地導体１３ｂの平面上にメアンダ形状のスリットが形成されており、信号線１３ａが、図１（ｂ）に示すように、該スリットの略中央をメアンダ形状に沿って配設された形で、フィルタ５は、伝送線路１３のコプレーナ導波路が形成されている。
【００４０】
ここで、上記フィルタ５の構成について図２ないし図７に沿って具体的に説明する。
【００４１】
図２は、コプレーナ導波路からなる受信回路を示す一部省略斜視図である。受信回路２は、図２に示すように誘電体基板１２の同一面上に、信号線１３ａ及び接地導体１３ｂが配設されており、接地導体１３ｂには、上述したようにスリットＳＬが形成されている。信号線１３ａは、該信号線１３ａに隣合う両接地導体１３ｂが信号線１３ａに対し対称になるように、上記スリットＳＬの略中央に配設されている。また信号線１３ａは、所定のギャップＧＡＰが設けられており、該ギャップＧＡＰを介して信号線１３ａ間に所定容量となるキャパシタＣｂが構成される。
【００４２】
なお、受信回路２の一例として、伝送線路１３を誘電体基板１２の同一面上に形成したコプレーナ配線を示したが、これに限らず、機械的強度及び対電力性向上のために誘電体基板１２の裏面にも接地導体１３ｂを配設したコプレーナ配線でもよく、また、信号線１３ａと接地導体１３ｂが各々誘電体基板１２の表裏に配設されるマイクロストリップ型でもあっても、本発明を適用することができる。さらに、上記誘電体基板１２は単結晶からなる酸化マグネシウムＭｇＯ（比誘電率εｒ＝９．６）であり、所定の比誘電率εｒを有す誘電体であればいずれにものも本発明を適用することができるが、上記酸化マグネシウムＭｇＯのように誘電損失が比較的小さい誘電体が好ましく、例えばランタンアルミネイドＬａＡｌＯ_３などでもよい。
【００４３】
次いで、上記ギャップＧＡＰについて図３に沿って説明する。図３は、信号線間のギャップを示す上面拡大図で、（ａ）はシングルギャップを示す図、（ｂ）はインターディジタルギャップを示す図である。信号線１３ａには、図３（ａ）に示すようにフラットな形状の対向面Ｓが形成されており、該対向面Ｓが互いに略平行に距離Ｇを介して（つまり距離Ｇの誘電体基板１２を介し）、シングルギャップＧＡＰｓが形成されている。つまり、シングルギャップＧＡＰｓを介して、上述したキャパシタＣｂが構成されている。
【００４４】
さらに、図３（ｂ）に示す信号線１３ａには、櫛型状の対向面Ｓ’が形成されており、該対向面Ｓ’が互いに所定の間隙ｘ及び距離Ｇ’を介して嵌合するように、インターディジタルギャップＧＡＰｉが形成されている。つまり、インターディジタルギャップＧＡＰｉを介してキャパシタＣｂが構成されている。インターディジタルギャップＧＡＰｉは、対向面Ｓ’の面積を増加させて（つまり強い結合をさせて）、上記シングルギャップＧＡＰｓの距離Ｇを小さくしても得られないような、より大きい容量のキャパシタＣｂを構成している。従って、所望の容量に応じて上記対向面Ｓ、Ｓ’の形状、距離Ｇ、Ｇ’、及び間隔ｘが決定される。
【００４５】
次に、上記ギャップＧＡＰから構成されるＪインバータについて、図４に沿って説明する。図４は、Ｊインバータの説明図で、（ａ）はコプレーナ導波路を示す図、（ｂ）は分布定数回路図、（ｃ）はＪインバータを示す図である。信号線１３ａは、図４（ａ）に示すようにギャップＧＡＰを介しキャパシタＣｂが構成されており、所定の間隔ｄを介して接地導体１３ｂに対し配設されている。隣り合う信号線１３ａと接地導体１３ｂとにより、間隔ｄを介してキャパシタＣａ／２が構成されている。また信号線１３ａは、ギャップＧＡＰを中心に対称となるように電気長φ／２βの長さを有している。なお、βはコプレーナ導波路内を伝わる無線信号の位相定数である。
【００４６】
フィルタ５全体において上記間隔ｄ、及び信号線１３ａの線路幅を一定に構成することにより、フィルタ５の特性インピーダンスＺ_０が決定される。なお、上記特性インピーダンスＺ_０は５０［Ω］になるように、所定の間隔ｄ及び信号線１３ａの線路幅の伝送線路１３が形成されるが、特性インピーダンスＺ_０は５０［Ω］に限られず、所定の特性インピーダンスＺ_０（例えば受信装置１の小型化のためにＺ_０を５０［Ω］以下としたＺ_０）に応じた間隔ｄ及び信号線１３ａの線路幅であっても、本発明を適用することができるのは勿論である。なお、上記誘電体基板１２の板厚は、特性インピーダンスＺ_０のを決定するにあたって、該板厚を計算上無視できるように、信号線１３ａの線路幅の５倍以上であることが好ましい。本実施例において信号線１３ａの線路幅は、例えば７０［μｍ］であるのに対し、誘電体基板１２の板厚は、例えば０．５［ｍｍ］である（約７倍である）。
【００４７】
図４（ａ）に示す上述したコプレーナ導波路は、同図（ｂ）に示す分布定数回路に表される。分布定数回路は、上述したキャパシタンスＣａ、ＣｂによるサセプタンスＢａ、Ｂｂのπ型回路２０と、電気長φ／２βの長さを有す伝送線路２１とからなり、該伝送線路２１は、上記π型回路２０の両端に接続された形で構成されている。従って、上記サセプタンスＢａ、Ｂｂは、Ｂａ＝ωＣａ、及びＢｂ＝ωＣｂで表され、上記キャパタンスＣａ、Ｃｂにより決定される。つまり、上述した対向面Ｓ、Ｓ’、距離Ｇ、Ｇ’、及び間隔ｘなどの信号線１３ａの形状により決定される。
【００４８】
そして、π型回路２０の両端に電気長φ／２βの長さを有す伝送線路２１を接続することにより、図４（ｂ）に示す分布定数回路は、Ｊインバータ７が実現され、同図（ｃ）に示すようなＪインバータ７で表される。つまりＪインバータ７は、ギャップＧＡＰと、電気長φ／２βの長さを有す伝送線路２１とから構成される。なお、Ｊインバータ７について詳細は後述する。
【００４９】
次いで、上記Ｊインバータ７に接続される半波長共振器について、図５に沿って説明する。図５は、半波長共振器の説明図で、（ａ）はコプレーナ導波路を示す図、（ｂ）は分布定数回路図、（ｃ）は等価回路図である。図５（ａ）に示すコプレーナ導波路は、２つのギャップＧＡＰが伝送線路１３の長さＬｄを介して配設されており、該長さＬｄは、電気長φ／２βと、半波長π（λ／２）と、電気長φ／２βとの和である。つまり同図（ａ）に示すコプレーナ導波路は、上述した２つのインバータ７と、半波長π（λ／２）の長さの伝送線路１３からなり、図４の説明と同様に、図５（ｂ）に示す分布定数回路に表される。
【００５０】
そして、半波長線路２２は、分布定数回路により伝送線路１３間に構成されるＬＣ並列共振回路（半波長共振器）と等価であることから、図５（ｂ）に示す分布定数回路は、同図（ｃ）に示す等価回路図に表される。従って上記分布定数回路は、同図（ｃ）に示すように、Ｊインバータ７と、サセプタンスＢ_１のＬＣ並列共振回路（半波長共振器）９とからなり、該ＬＣ並列共振回路９は、キャパシタ９ａと、インダクタンス９ａとが並列に接続されて構成される。
【００５１】
次に、Ｊインバータ７とＬＣ並列共振回路（半波長共振器）９により構成されたフィルタについて、図６に沿って説明する。図６は、Ｊインバータと半波長共振器により構成されたフィルタを示す一部省略上面図である。フィルタ５は、図６に示すように、に蛇行した形で（メアンダ形状で）構成されており、上述したように、伝送線路１３（例えば長さＬｄ＝φ／２β＋π＋φ／２β）と、ギャップＧＡＰとが、交互に接続された形で構成されており、つまり、図５で説明したようにＪインバータ７と、ＬＣ並列共振回路（半波長共振器）９とが交互に接続されて構成されている。図７は、５段のチェビシェフ帯域通過フィルタで、（ａ）はＪインバータと半波長共振器により構成されたフィルタを示す回路図、（ｂ）は等価回路図である。フィルタ５は、図７（ａ）に示すように、Ｊインバータ７と、ＬＣ並列共振回路（半波長共振器）９とが交互に接続されて構成されている。図７（ａ）の破線内に示すＬＣ共振回路９が２つのＪインバータ７に挟まれた形で構成した回路５１、５２、５３は、Ｊインバータにより、同図（ｂ）の破線内に示すＬＣ直列共振回路５１、５２、５３に相当し、図７（ａ）の回路図は、同図（ｂ）の等価回路図に表される。
【００５２】
ここで、Ｊインバータについて図８に沿って説明する。図８は、インバータの説明図で、（ａ）はＫインバータを説明する模式図、（ｂ）はＪインバータを説明する模式図である。インバータは、Ｊインバータ（インピーダンスインバータ）とＫインバータ（アドミタンスインバータ）があり、いずれも図８に示すように、入力端Ｐｉと出力端Ｐｏとで影像位相量が±π／２（λ／４）、又はその奇数倍ずれる働きをする。図８（ａ）において出力端ＰｏがインピーダンスＺで終端されているとき、また同様に同図（ｂ）において出力端ＰｏがアドミンスＹで終端されているとき、入力インピーダンスＺｉｎ、入力アドミンスＹｉｎは、以下の式１及び式２で定義される。
【００５３】
【数１】
式１

【００５４】
【数２】
式２

式１及び式２は等価であることにより、式３が成立する。
【００５５】
【数３】
式３

【００５６】
また、影像位相が±９０°ずれることより、インバータの縦続行行列は式４と表され、式４中のＪ、ＫがそれぞれＪパラメータ、Ｋパラメータと呼ばれる。
【００５７】
【数４】
式４

【００５８】
つまり式４より、入力端Ｐｉから見ると、あたかも負荷のインピーダンスＺ、あるいはアドミタンスＹが反転して見え、例えば、負荷に接続したインダクタンスＬがキャパシタンスＣに、キャパシタンスＣがインダクタンスＬに見える。
【００５９】
こうして、ＬＣ直列共振回路にＪインバータ７を適用すると、式５、式６となり、インダクタンスＬ’、及びキャパシタンスＣ’のＬＣ並列共振回路に変換することができる（逆も変換することができる）。
【００６０】
【数５】
式５

【００６１】
【数６】
式６

【００６２】
つまり、図７（ａ）の破線内に示すように、インダクタンス９ａとキャパシタンス９ｂとからなるＬＣ並列共振回路９を、２つのＪインバータ７で挟む形に構成した回路５１、５３、５５は、同図（ｂ）の破線内に示すＬＣ直列共振回路５１、５３、５５に変換されるので、第１共振回路５１は、インダクタンスＬ_１及びキャパシタＣ_１からなるＬＣ直列共振回路に相当し、第２共振回路５２は、インダクタンスＬ_２及びキャパシタＣ_２からなるＬＣ並列共振回路に相当し、第３共振回路５３、第４共振回路５４、及び第５共振回路５５についても以下同様に、各ＬＣ並列・直列共振回路に相当することとなる。
【００６３】
このようにフィルタ５は、Ｊインバータ７と、ＬＣ並列共振回路（半波長共振器）９とが交互に接続されることより、ＬＣ並列共振回路と、ＬＣ直列共振回路とが交互に接続されて構成され、図７（ａ）に一例として示したフィルタ５は、第１共振回路５１、第２共振回路５２、第３共振回路５３、第４共振回路５４、及び第５共振回路５５からなり、５つの共振器が接続されることにより段数が５段に構成されている。
【００６４】
なお、上記フィルタ５は、無線信号を帯域通過するフィルタ（ＢＰＦ：ＢａｎｄＰａｓｓＦｉｌｔｅｒ）であり、高周波において通過帯域外における急峻な帯域外減衰特性（カット特性）が得られるチェビシェフ特性（通過帯域においてリップル、つまり振幅特性のうねりがある特性）を有すが、高周波の無線信号を帯域通過できる所定のカット特性を有すものであればいずれのものであってもよく、例えば、バターワース特性（最大平坦特性）、阻止域にリップルのある逆チェビシェフ特性を有すものなどでもよい。
【００６５】
次いで、本発明に係る受信回路２を備えた受信装置１の構成について図９に沿って具体的に説明する。
【００６６】
図９は、本発明に係る受信回路を備えた受信装置の等価回路図である。図９に示す受信装置１は、図１で説明したように、受信回路２と、アンテナ１１とからなり、さらに受信回路２は、フィルタ５と、インピーダンス変換・補償回路３とからなる。フィルタ５は、第１共振回路５１、第２共振回路５２、及び第３共振回路５３からなり、段数が３段に構成されている。第１共振回路５１は、図７の説明と同様に、第１Ｊインバータ７１と、第１ＬＣ並列共振回路９１と、第２Ｊインバータ７２とからなり、また第２共振回路５２は、第２ＬＣ並列共振回路９２であり、さらに第３共振回路５３は、第３Ｊインバータ７３と、第３ＬＣ並列共振回路９３と、第４Ｊインバータ７４からなる。
【００６７】
アンテナ１１は、抵抗Ｒａ及びリアクタンスＸａからなり、フィルタ５の入出力端Ｐ１には、インピーダンス整合及び帯域調整（所望の帯域を維持して利得を向上させる調整）するように、第１Ｊインバータ７１及び第２Ｊインバータ７２が接続されている。
【００６８】
ここで、上記インピーダンス整合及び帯域調整するためのフィルタ理論について、図１０に沿って説明する。図１０は、インピーダンス整合及び帯域調整を説明する回路図で、（ａ）はｎ段帯域通過フィルタの等価回路、（ｂ）は変形した最終段の回路図である。図１０（ａ）に示すフィルタ５は、第１Ｊインバータ７１、第１ＬＣ直列共振回路９１、…、第ｎＬＣ直列共振回路９１、第ｎＪインバータ７ｎが接続された、段数がｎ段の帯域通過フィルタであり、入力側（図中左側）にインピーダンスＺ_０の負荷及び電源Ｖ_Ｓが接続され、また出力側（図中右側）にインピーダンスＺの負荷６が接続されている。ここで、中心周波数ω_０、遮断周波数ω_１、ω_２、比帯域ｗ、規格化素子値ｇｉ、及びサセプタンススロープパラメータｂｉとして式７ないし式９より、Ｊインバータパラメータ、及びＬＣ並列共振回路９のサセプタンスＢｉは、式１０ないし式１２のように表される。
【００６９】
【数７】
式７

【００７０】
【数８】
式８

【００７１】
【数９】
式９

【００７２】
【数１０】
式１０

【００７３】
【数１１】
式１１

【００７４】
【数１２】
式１２

【００７５】
従って、図１０（ａ）に示すフィルタ５の最終段（第ｎ−１Ｊインバータ７ｎ−１の出力側）は、同図（ｂ）に示すように、ＬＣ並列共振回路９０とコンダクタンスＧが負荷された形になる。このとき、第ｎ＋１段の規格化素子値ｇ_ｎ ₊ _１＝１より、上記コンダクタンスＧは式１３のように表される。
【００７６】
【数１３】
式１３

【００７７】
次いでアンテナ１１に対し、上述したフィルタ理論を適用したインピーダンス整合及び帯域調整について、図１１に沿って説明する。図１１は、アンテナに対するインピーダンス整合及び帯域調整の説明図で、（ａ）はアンテナをフィルタの入出力端に接続した回路図、（ｂ）は（ａ）の回路図を変形した回路図である。アンテナ１１は、図１１に示すように、放射抵抗Ｒａと、アンテナリアクタンスＸａとの直列回路からなり、フィルタ５の入出力端Ｐ１（Ａ、Ａ’）に接続されている。なお、アンテナ１１は受信の際、共振するため、共振周波数ω_０において見かけ上リアクタンス成分Ｘａが略０となる。つまり図１１に示すアンテナ１１の直列回路は、略共振周波数ω_０外の（つまり阻止域の）周波数における回路図を示している。
【００７８】
図１１（ａ）に示す回路図は、上述したフィルタ理論を適用することより、同図（ａ）の破線内に示すアンテナ１１と、第１Ｊインバータ７１とが接続された回路１７が、同図（ｂ）の破線内に示す第１インバータ変形回路１８に変形される。つまり、放射抵抗Ｒａと、アンテナリアクタンスＸａによりインピーダンスで表示された回路１７が、コンダクタンスＧ（Ｊ’^２ _０、１Ｒａ）と、ＬＣ並列共振回路（ｊＪ’^２ _０、２Ｘａ）によりアドミタンスで表示された回路１８に変形される。この際、同図（ｂ）の一点破線内に示す回路のサセプタンスをＢ_１’とおくと、式１４が成り立つ。
【００７９】
【数１４】
式１４

【００８０】
サセプタンスＢ_１、Ｂ_１’のサセプタンススロープパラメータをｂ_１、ｂ_１’アンテナリアクタンスＸａのリアクタンススロープパラメータをｘａとおくと、上記式１４は式１５に表される。
【００８１】
【数１５】
式１５

【００８２】
なお、リアクタンススロープパラメータｘａは、サセプタンススロープパラメータをｂ_１を定義した式９のサセプタンスＢｉを、リアクタンスＸｉに代えて同式により定義される。
【００８３】
そして、式１３より、
【数１６】
式１６

とすると、上述したフィルタ理論が適用され、Ｊインバータパラメータは式１７及び式１８のように表される。
【００８４】
【数１７】
式１７

【００８５】
【数１８】
式１８

【００８６】
また、式１５及び式１６よりサセプタンススロープパラメータｂ_１’は、式１９のように表される。
【００８７】
【数１９】
式１９

【００８８】
このように、第１Ｊインバータ７１により放射抵抗Ｒａをフィルタ理論が適用できる値に変換すると共に、第２Ｊインバータ７２にアンテナ１１のリアクタンスＸａを取り込むことにより、フィルタ理論を適用できるようにサセプタンスＪ’^２ ₀ _、１Ｘａを構成し（ＬＣ並列共振回路を構成し）、インピーダンス整合及び帯域調整を行なう。これにより、式１８において、第１Ｊインバータ７２により放射抵抗Ｒａをインピーダンス整合し、式１７において、第２Ｊインバータ７２により帯域調整される。したがってアンテナ１１は、上述したようにインピーダンス整合及び帯域調整される形で、上記第１Ｊインバータ７１及び第２Ｊインバータ７２が接続されている。なお、上記フィルタ理論によるインピーダンス整合・帯域調整は、上述したように少なくともフィルタ５の段数が２段あれば足りる。
【００８９】
ただし、式１９に示すサセプタンススロープパラメータｂ_１’は正より、比帯域ｗについて式２０の条件を満たさなければならない。
【００９０】
【数２０】
式２０

【００９１】
即ち、インピーダンス整合しながら帯域調整が可能な帯域の上限は、式２０に示すように、放射抵抗Ｒａ、サセプタンススロープパラメータｘａ、規格化素子値ｇ_１によって決定される。
【００９２】
上述したアンテナ１１は受信の際、共振するため、共振周波数ω_０において見かけ上リアクタンス成分Ｘａが略０となるが、負荷６として接続される比較的大きなリアクタンス成分Ｘ_Ｌを有すアンプ６ａは、受信において無線信号を増幅する際、アンテナ１１のように共振しないため、該リアクタンス成分Ｘ_Ｌが略０とならず、例えば上記リアクタンス成分Ｘ_Ｌを補償するスタブ回路などを追加しなければ、上述したフィルタ理論を適用してインピーダンス整合することができないと共に、帯域調整をもすることができない。そこで本発明は、インピーダンス変換・補償回路３により、アンプ６ａなどのリアクタンス成分Ｘ_Ｌが比較的大きい場合であっても、上記スタブ回路などを追加することなく、インピーダンス整合、及び帯域調整をすることができるように上記フィルタ理論を適用するものであり、以下に本発明の要旨である比較的大きなリアクタンス成分Ｘ_Ｌ有す負荷６に対するインピーダンス整合、及び帯域調整について説明する。
【００９３】
まず、負荷６のインピーダンスＺ_Lにおけるリアクタンス成分Ｘ_Ｌの変換、及び変換されたインピーダンスＺ_L’におけるリアクタンス成分Ｘ_Ｌ’の補償について、図１２に沿って説明する。図１２は、インピーダンス変換の説明図で、（ａ）は比較的大きいリアクタンス成分Ｘ_Ｌを有す負荷が接続された回路図、（ｂ）はインピーダンス変換後の回路図、（ｃ）はリアクタンス成分を補償する回路図である。インピーダンス変換・補償回路３は、図１２（ａ）に示すように、インピーダンスＺ_L（負荷６は容量性として負のＸ_Ｌ）を有す負荷６が接続されており、インピーダンス変換・補償回路３の伝送線路の所定長さはｌである。同図（ａ）に示す回路図において、伝送線路の所定長さｌによるインピーダンス変換は、式２１に表される。
【００９４】
【数２１】
式２１

【００９５】
但し、所定値γ、θは式２２に表される。
【００９６】
【数２２】
式２２

【００９７】
ここで、伝送線路の所定長さｌを、式２３に示すようにλ／４とすると、式２４が成り立つ。なお、λ／４×ｎ（ｎ＝１、３、…、２×ｎ−１［ｎは整数］）であっても同様に式２４が成り立つ。
【００９８】
【数２３】
式２３

【００９９】
【数２４】
式２４

【０１００】
さらに、式２５に示すように負荷６のインピーダンスＺ_Ｌが比較的大きい場合、例えばアンプ６ａなどのように入力インピーダンスＺ_Ｌが比較的大きい場合、式２６が成り立つ。
【０１０１】
【数２５】
式２５

【０１０２】
【数２６】
式２６

【０１０３】
式２６より、式２１の分母の特性インピーダンスＺ_０を無視することができ、式２１は式２７のように表される。
【０１０４】
【数２７】
式２７

【０１０５】
従って式２７より、図１２（ａ）の回路図は、同図（ｂ）の回路図に変換される。つまり、負荷６が例えば低雑音アンプ、パワーアンプなどのアンプ６ａのように入力インピーダンスＺ_Ｌが比較的大きい場合、上述したように伝送線路の所定長さｌを、例えばλ／４とすることより、負荷６の抵抗成分が小さくなるように（Ｚ_０ ^２／Ｚ_Ｌになるように）インピーダンスＺ_Ｌが変換される。即ち、インピーダンス変換・補償回路３は、図１２（ｂ）に示すようにリアクタンスＸのＬＣ直列共振回路であるインピーダンス変換回路１５を備え、インピーダンス変換回路１５（インピーダンス変換・補償回路３）は、伝送線路の所定長さｌに基づき（例えばλ／４の長さに基づき）負荷６の抵抗成分が小さくなるように負荷６のインピーダンスＺ_ＬをＺ_Ｌ’に変換する。
【０１０６】
なお、上記リアクタンスＸは式２８で表され、またリアクタンススロープパラーメータｘは、式２９で表され一定となる。
【０１０７】
【数２８】
式２８

【０１０８】
【数２９】
式２９

【０１０９】
また、式３０より共振周波数ω_０は式３１で表され、また特性インピーダンスＺ_０は式３２で表される。
【０１１０】
【数３０】
式３０

【０１１１】
【数３１】
式３１

【０１１２】
【数３２】
式３２

【０１１３】
次に、インピーダンス変換・補償回路３による変換されたインピーダンスＺ_Ｌ’におけるリアクタンス成分Ｘ_Ｌ’の補償について、図１２に沿って説明する。図１２（ｂ）に示すインピーダンス変換後の回路では、式３３が成り立つ。
【０１１４】
【数３３】
式３３

【０１１５】
従って、所定長さｌがλ／４である伝送線路１３は、終端を短絡した線路と等価である。即ち、所定長さｌをλ／４より調整量Δｌだけ長くすると、式３４が成り立ち、
【数３４】
式３４

伝送線路１３の単位長さあたりのインダクタンスをＬ［Ｈ／ｍ］とすると、インダクタンスの装荷ΔＬは式３５となる。なお、式３４及び式３５に示すＬは、上述のように単位長さあたりのインダクタンスである。
【０１１６】
【数３５】
式３５

【０１１７】
式３５は、伝送線路の所定長さｌをλ／４から調整量Δｌだけ長くすると、図１２（ｂ）に示す直列共振回路（インピーダンス変換回路）１５のリアクタンスＸは調整量Δｌに応じて増加し、逆に調整量Δｌだけ短くすると、上記リアクタンスＸは同様に調整量Δｌに応じて減少する。
【０１１８】
図１３は、リアクタンス成分補償の説明図で、（ａ）はインピーダンス整合回路、（ｂ）は雑音整合回路である。図１３（ａ）に示すインピーダンス整合回路３０は、上記フィルタ５と、インピーダンス変換・補償回路３とからなり、入力端Ａ、Ａ’に電源Ｖ_Ｓ及びアンテナ１１などの受動素子（Ｒａ+ｊＸａ）が接続され、出力端Ｃ、Ｃ’に負荷６として半導体増幅器などのＦＥＴ、つまり上述した低雑音アンプやパワーアンプなどのアンプ６ａが接続されている。上記インピーダンス整合回路３０により、出力端Ｃ、Ｃ’から上記ＦＥＴを見たインピーダンスＺ_Ｌ（Ｒ_Ｌ＋ｊＸ_Ｌ）と、同様に出力端Ｃ、Ｃ’からインピーダンス整合回路３０を見たインピーダンスＺｓ（Ｒｓ＋ｊＸｓ）とが式３６を満たし、つまり共役整合している。
【０１１９】
【数３６】
式３６

【０１２０】
また、図１３（ａ）のインピーダンス整合回路３０におけるフィルタ５の最終段は、図１２（ｂ）に示す等価回路で表され、同図（ｂ）において変換されたインピーダンスＺ_Ｌ’は、負荷抵抗Ｒ_Ｌ’により式３７のように定義される。
【０１２１】
【数３７】
式３７

【０１２２】
従って、図１２（ｂ）において、変換されたインピーダンスＺ_Ｌ’におけるリアクタンスＸ_Ｌ’を補償するための調整量Δｌは、式３７から式３８となる。なお、式３８に示すＬは単位長さあたりのインダクタンスである。
【０１２３】
【数３８】
式３８

【０１２４】
また、負荷６が上記ＦＥＴより、入力インピーダンスＺ_Ｌにおけるリアクタンス成分Ｘ_Ｌは、ゲート・ソース間の容量Ｃｇｓが正であることから、式３９となり、
【数３９】
式３９

式３８及び式３９より、調整量Δｌは式４０に示すように負となる。つまり、アンプ６ａ（ＦＥＴ）のような負荷６についてインピーダンス整合するためには、伝送線路の所定長さｌをλ／４から、補償された上記リアクタンス成分Ｘ_Ｌ’に応じた調整量Δｌだけ短くする必要がある。
【０１２５】
【数４０】
式４０

【０１２６】
従って、インピーダンス変換・補償回路３は、図１２（ｃ）に示すようにインピーダンス変換回路１５と、リアクタンス補償回路１６からなるが、リアクタンス補償回路１６において調整量｜Δｌ｜（絶対値）だけ短くすることにより、伝送線路１３にリアクタンス（−Ｘ_Ｌ’）が付加された形となり、入力端から見たインピーダンスＺｉｎが負荷６の抵抗成分Ｒ_Ｌ’のみとなるように負荷６のリアクタンスＸ_Ｌ’を補償（相殺）される。即ち、インピーダンス変換・補償回路３は、伝送線路の所定長さｌを調整することにより、変換されたインピーダンスＺ_Ｌ’におけるリアクタンス成分Ｘ_Ｌ’を補償し、例えば、負荷６のインピーダンスＺ_Ｌにおけるリアクタンス成分Ｘ_Ｌが正の場合、つまり誘導性である場合、Ｘ_Ｌ’＜０であるので（式４１よりＸ_Ｌに対し符合が負に反転するので）、伝送線路の所定長さｌ（λ／４）を長く、負荷６のインピーダンスＺ_Ｌにおけるリアクタンス成分Ｘ_Ｌが負の場合、つまり容量性である場合、Ｘ_Ｌ’＞０であるので（式４１よりＸ_Ｌに対し符号が正に反転するので）、伝送線路の所定長さｌ（λ／４）を短く調整することにより、変換されたインピーダンスＺ_Ｌ’におけるリアクタンス成分Ｘ_Ｌ’を補償する。なお、上記伝送線路の所定長さｌは、上述したようにλ／４に限られず、λ／４×ｎ（ｎ＝１、３、…、２×ｎ−１［ｎは整数］）でもよい。
【０１２７】
そして、インピーダンス変換・補償回路３は、上述したようにアンプ６ａなどの比較的大きな負荷６のインピーダンスＺ_ＬにおけるリアクタンスＸ_Ｌ成分を変換することにより、該変換されたインピーダンスＺ_Ｌ’におけるリアクタンス成分Ｘ_Ｌ’に基づき、上述したフィルタ理論を適用してインピーダンス整合、及び帯域調整される。
なお、負荷６の抵抗成分Ｒ_Ｌ’は式３７より式４１で表される。
【０１２８】
【数４１】
式４１

【０１２９】
式４１に示す抵抗成分Ｒ_Ｌ’はインピーダンス変換回路１５により変換された抵抗値で、上記ＦＥＴでは式４２が成り立つので、抵抗成分Ｒ_Ｌ’は入力インピーダンスＺ_０に対し式４３の関係となる。
【０１３０】
【数４２】
式４２

【０１３１】
【数４３】
式４３

【０１３２】
このように、インピーダンス変換・補償回路３により変換されたインピーダンスＺ_Ｌ’におけるリアクタンス成分Ｘ_Ｌ’が補償されると、上述したフィルタ理論に適用することができ、上記式１７ないし式１９、及び式３７より、図９に示す第３Ｊインバータ（Ｊ’_２、３）のＪパラメータＪ’_２、３は式４４、第４Ｊインバータ（Ｊ’_３、４）のＪパラメータＪ’_３、４は式４５、第３ＬＣ並列共振回路９３のサセプタンススロープパラメータｂ_３’は式４６、さらに変換されたインピーダンスＺ_Ｌ’は式４７のように表される。
【０１３３】
【数４４】
式４４

【０１３４】
【数４５】
式４５

【０１３５】
【数４６】
式４６

【０１３６】
【数４７】
式４７

【０１３７】
つまり、変換されたインピーダンスにおけるリアクタンス成分Ｘ_Ｌ’は、インピーダンス変換・補償回路３に吸収された形で、リアクタンス補償回路１６により補償されるので、式５０のリアクタンススロープパラメータｘは、式２３のリアクタンススロープパラメータｘａ（アンテナ１１のリアクタンス成分Ｘａのパラメータ）と異なり、式３３で示したように一定値となる。これによりフィルタ５は、アンテナ１１と同様に、アンプ６ａのようにリアクタンス成分Ｘ_Ｌが比較的大きい負荷６に対し、変換されたインピーダンスＺ_Ｌ’におけるリアクタンス成分Ｘ_Ｌ’に基づき、インピーダンス整合、及び帯域調整する。
【０１３８】
また、図１３（ｂ）に示す雑音整合回路３１も、同図（ａ）のインピーダンス整合回路３０同様、フィルタ５により雑音整合するものであり、雑音整合回路３１は、出力端Ｃ、Ｃ’から雑音整合回路３１を見たインピーダンスＺｓが式４８を満たす。なお、ＺｏｐｔはＦＥＴの雑音指数を最小とするインピーダンスである。
【０１３９】
【数４８】
式４８

【０１４０】
上述したインピーダンス整合回路３０において負荷６のインピーダンスがＺ_Ｌの場合、Ｚｓ＝Ｚ_Ｌ ^＊となるので、雑音整合回路３１は、式４９における負荷６に対しインピーダンス整合回路と等価となる。なお、Ｚ_Ｌ ^＊はインピーダンスＺ_Ｌの複素共役の関係にある。
【０１４１】
【数４９】
式４９

【０１４２】
従って、図１３（ｃ）に示すフィルタ５の最終段の等価回路を用い、負荷６のインピーダンスＺ_Ｌ’は式５０のように定義され（式３７と同様に定義され）、
【数５０】
式５０

リアクタンスＸ_Ｌ’を補償するための調整量Δｌは、式５１のように表される。なお、式５１に示すＬは単位長さあたりのインダクタンスである。
【０１４３】
【数５１】
式５１

【０１４４】
ここで、
【数５２】
式５２

では、
【数５３】
式５３

となり、リアクタンス補償の調整量Δｌは負となる。つまり、リアクタンス成分Ｘ_Ｌが存在する負荷６についてのインピーダンス整合は、上述したインピーダンス整合のみならず、雑音整合を含めたインピーダンス整合が可能となり、従って、上述したインピーダンス整合回路３０は（つまりフィルタ５とインピーダンス変換・補償回路３とは）、雑音整合を含めたインピーダンス整合を行なう。なお、抵抗成分Ｒ_Ｌ’は式５４のように表される。
【０１４５】
【数５４】
式５４

【０１４６】
このように、低雑音アンプ６ａに対し、インピーダンス変換・補償回路３が上記インピーダンス整合（雑音整合も含む）、及び帯域調整ができるように、調整量Δｌが所定値に調整される。図１４は、低雑音アンプに対するインピーダンス整合及び帯域調整の説明図で、（ａ）は分布定数回路図、（ｂ）はコプレーナ導波路を示す図である。例えば低雑音アンプ６ａが、上述したように第１Ｊインバータ７１と、インピーダンス変換・補償回路３を介して接続されており、インピーダンス変換・補償回路３は、図１４（ａ）に示すように、リアクタンス成分Ｘ_Ｌが負なので、所定長さｌをλ／４から調整量Δｌだけ短くした伝送線路１３からなる。そして同図（ｂ）に示すように、インピーダンス変換・補償回路３とギャップＧＡＰとの伝送線路１３の長さが、伝送線路１３の長さλ／４−Δｌと、電気長φ／２βとの和である、コプレーナ導波路で構成される。
【０１４７】
ついで、本発明に係る受信回路２及び受信装置１の作用について図１及び図９に沿って説明する。
【０１４８】
無線信号がアンテナ１１に受信され、アンテナ１１のスロットに所定の電界分布が生じる。信号線１３ａは、図１（ｂ）に示すようにアンテナ中央部１１ｃから接地導体１３ｂに接続されており（短絡されており）、この際、長さｌａが半波長λ／２となる（電界分布を呈して）無線信号を受信する。なお、信号線１３ａが接地導体１３ｂに接続されない（開放されている）場合、ダイポールアンテナのように長さ２ｌａを半波長λ／２となる無線信号を受信する。
【０１４９】
また、アンテナ１１は超伝導体からなるので、放射抵抗Ｒｓがアンテナなどに通常用いられる金属に比較して小く、無線信号は、周波数分布が狭帯域化した形で図１（ｂ）に示すフィルタ５の入出力端Ｐ１に入力される。
【０１５０】
フィルタ５に入力された無線信号は、図９に示すフィルタ５を構成する第１Ｊインバータ７１、第１ＬＣ並列共振回路９１、…、第３Ｊインバータを順次伝送し、所定帯域の無線信号のみがフィルタ５を通過すると共に、上記狭帯域化した周波数分布を所望の帯域を維持して利得を向上するように（帯域調整されるように）フィルタ５の各共振回路を通過する。
【０１５１】
フィルタ５を通過した無線信号は、低雑音アンプ６ａなどの負荷６に入力される前に、フィルタ５の入出力端Ｐ２に接続されたインピーダンス整合・補償回路３を通過し、低雑音アンプ６ａのリアクタンス成分Ｘ_Ｌ’が補償されていることより、インピーダンス整合（雑音整合）及び帯域調整された形で、低雑音アンプ６ａに入力される。そして入力された無線信号は、低雑音アンプ６ａにより所定値に増幅されて、図１に示す入出力端Ｐ３から出力される。
【０１５２】
図１５は、本発明に係る受信回路を適用した場合の反射損失を示す図である。図１５に示すＳパラメータは、インピーダンスＺ_Ｌが３０００−ｉ３３００［Ω］の低雑音アンプ６ａを受信回路２に接続した際の反射損失Ｓ_１１（入力した信号が反射して戻ってくる割合）の絶対値（以下、単にＳ_１１とする）を示している。実線は、低雑音アンプ６ａがインピーダンス変換・補償回路３を介し段数が３段（ｎ＝３）のフィルタ５に接続された反射損失Ｓ_１１（つまり上述した図９に示す受信装置１における反射損失）、また一点破線は、インピーダンス変換・補償回路３を介し段数が１段（ｎ＝１）のフィルタ５に接続された反射損失Ｓ_１１、さらに破線は、インピーダンス変換・補償回路３を介さず直接フィルタ５に接続された反射損失Ｓ_１１である。
【０１５３】
インピーダンス変換・補償回路３を介し３段フィルタ５の反射損失Ｓ_１１が、図１５に示すように、通過帯域にリップルを有すチェビシェフ特性を示し（３つの極を示し）、中心周波数ω_０の２ＧＨｚにおいて急峻なカット特性を有す。段数を１つにすると、極が１つとなり、一点破線に示すように狭帯域化しカット特性が低下する。そして、インピーダンス変換・補償回路３を介さず直接フィルタ５に接続すると、破線に示すようにインピーダンス変換・補償回路３を介してフィルタ５に接続されたもの（実線、一点破線）に比較して、急激に反射損失Ｓ_１１が低下する。
【０１５４】
なお、上述した実施の形態において、受信回路２及び該受信回路２を備えた受信装置１について説明したが、これに限らず、本発明は送信回路２及び該受信回路２を備えた受信装置１として、無線信号を送信することができ、また送受信回路２及び該送受信回路２を備えた送受信装置１としても、無線信号を送受信することができることは勿論である。
【０１５５】
以上のように無線信号は、インピーダンス変換・補償回路３により変換されたインピーダンスＺ_Ｌ’におけるリアクタンス成分Ｘ_Ｌ’に基づき、フィルタ５がインピーダンス整合及び帯域調整する受信回路２を、伝送するので、負荷６が、例えば低雑音アンプ、パワーアンプなどのアンプ６ａのように比較的大きなリアクタンス成分を有す場合であっても、スタブ回路などの補償回路を追加することなく、インピーダンス整合及び帯域調整することができ、これにより送信・受信回路２の小型化を図りながら、送信・受信回路２のコストを増大させることなく、高い周波数選択度を実現することができる。また負荷６が、誘導性（インダクタンス）、又は容量性（キャパシタ）であっても、該変換されたインピーダンスＺ_Ｌ’におけるリアクタンス成分Ｘ_Ｌ’を補償することができる。
【０１５６】
さらに無線信号は、周波数に応じた共振回路などを追加することなくアンプ６ａにより増幅されて伝送するので、これにより送信・受信回路２の小型化を図りながら、送信・受信回路２のコストの増大をさらに防止することができ、また、挿入損失、反射損失などの受信回路２の損失をさらに低減することができ、これにより高い周波数選択度を実現することができる。そしてアンプ６ａなどの負荷６が、送信・受信回路２に実装されて超伝導体からなる伝送線路１３と共に冷却される場合にあっては、上記送信・受信回路２の損失をさらに確実に低減することができる。
【０１５７】
また、本発明に係る送信・受信装置１にあっては、例えば基地局などに用いられる送信・受信装置１全体として高い周波数選択度を実現することができ、これにより、限られた周波数資源において無線通信の高速大容量化を実現することができる。さらに、超伝導体からなるアンテナ１１を備えることにより、送信・受信装置１の損失をさらに低減することができ、送信・受信装置１全体としてさらに高い周波数選択度を実現することができると共に、アンテナ１１が誘電体基板１２上に形成される場合にあっては、さらに送信・受信装置１の小型化を図ることができる。
【０１５８】
また、上述の送信・受信装置２の構成は、段数が３段であるフィルタ５について述べたが、これに限らず、図１６に示すｎ段（３段以上）であるフィルタ５についても本発明を適用することができるのは勿論である。図１６においては、図９で説明した部分と同一の部分に同一の符号を付して、図１６に関する説明は省略する。
【０１５９】
さらに、上述した実施の形態において、負荷６としてＦＥＴを用いたアンプ６ａを例を示したが、これに限らず、リアクタンス成分Ｘ_Ｌの比較的大きい負荷はいずれのものも本発明を適用することができ、例えばバイポーラトランジスタなどを用いたアンプでもよい。また、容量性の負荷に限らず、誘導性の負荷であっても適用することができることは、上述した実施の形態で述べたとおりである。さらに上記アンプ６ａに限らず、例えば位相器、ミキサ（ダウンコンバータ又はアップコンバータ）、電圧制御発信器（ＶＣＯ：ＶｏｌｔａｇｅＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄＯｓｃｉｌｌａｔｏｒ）などであっても本発明を適用できるのは勿論である。
【０１６０】
また、上述した実施の形態において、高周波である無線信号の一例を示したが、分布定数回路として回路が構成できるものであればいずれのものであってもよく、マイクロ波（３ＧＨｚ〜３０ＧＨｚ）、ミリ波（３０ＧＨｚ〜３００ＧＨｚ）の無線信号について本発明を適用することができるのは勿論であり、従って、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標、２．４ＧＨｚ）、自動料金収受システム（ＥＴＣ：ＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃＴｏｌｌＣｏｌｌｅｃｔｉｏｎ、５．８ＧＨｚ）などの高度道路情報システムＩＴＳ（ＩｎｔｅｌｌｇｅｎｔＴｒａｎｓｐｏｒｔＳｙｓｔｅｍｓ）、アンテナ双方向衛星通信（１０ＧＨｚ）などについても本発明を適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る受信回路を備えた受信装置を示す図で、（ａ）は該受信装置を示す斜視図、（ｂ）は該受信装置の一部省略上面図。
【図２】コプレーナ導波路からなる受信回路を示す一部省略斜視図。
【図３】信号線間のギャップを示す上面拡大図（ａ）はシングルギャップを示す図、（ｂ）はインターディジタルギャップを示す図。
【図４】Ｊインバータの説明図で、（ａ）はコプレーナ導波路を示す図、（ｂ）は分布定数回路図、（ｃ）はＪインバータのシンボルを示す図。
【図５】半波長共振器の説明図で（ａ）はコプレーナ導波路を示す図、（ｂ）は分布定数回路図、（ｃ）は等価回路図。
【図６】Ｊインバータと半波長共振器により構成されたフィルタを示す一部省略上面図。
【図７】５段のチェビシェフ帯域通過フィルタで、（ａ）はＪインバータと半波長共振器により構成されたフィルタを示す回路図、（ｂ）は等価回路図。
【図８】インバータの説明図で、（ａ）はＫインバータを説明する模式図、（ｂ）はＪインバータを説明する模式図。
【図９】本発明に係る受信回路を備えた受信装置の等価回路図。
【図１０】インピーダンス整合及び帯域調整を説明する回路図で、（ａ）はｎ段帯域通過フィルタの等価回路、（ｂ）は変形した最終段の回路図。
【図１１】アンテナに対するインピーダンス整合及び帯域調整の説明図で、（ａ）はアンテナをフィルタの入出力端に接続した回路図、（ｂ）は（ａ）の回路図を変形した回路図。
【図１２】インピーダンス変換の説明図で、（ａ）は比較的大きいリアクタンス成分有す負荷が接続された回路図、（ｂ）はインピーダンス変換後の回路図、（ｃ）はリアクタンス成分を補償する回路図。
【図１３】リアクタンス成分補償の説明図で、（ａ）はインピーダンス整合回路、（ｂ）は雑音整合回路。
【図１４】低雑音アンプに対するインピーダンス整合及び帯域調整の説明図で、（ａ）は分布定数回路図、（ｂ）はコプレーナ導波路を示す図。
【図１５】本発明に係る受信回路を適用した場合の反射損失を示す図。
【図１６】本発明に係る受信回路を備え、ｎ段のフィルタである受信装置の等価回路図。
【符号の説明】
１無線信号の送信装置、無線信号の受信装置、無線信号の送受信装置
２無線信号の送信回路、無線信号の受信回路、無線信号の送受信回路
３インピーダンス整合・補償回路
５フィルタ
６負荷
６ａアンプ
１１アンテナ
１２誘電体基板
１３伝送線路
１３ａ信号線
１３ｂ接地導体
ｌ伝送線路の所定長さ
Ｘａアンテナのインピーダンスにおけるリアクタンス成分
Ｘ_Ｌ負荷のインピーダンスにおけるリアクタンス成分
Ｘ_Ｌ’ 変換されたインピーダンスにおけるリアクタンス成分
Ｚ_Ｌ負荷のインピーダンス
Ｚ_Ｌ’ 変換されたインピーダンス[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a radio signal transmission / reception circuit and a transmission / reception device used in a base station for radio communication, satellite communication, etc., and in particular, achieves high frequency selectivity to transmit / receive microwaves or millimeter waves. The present invention relates to a radio signal transmission / reception circuit and a transmission / reception device.
[0002]
[Prior art]
In recent years, along with the rapid spread of mobile communications such as mobile phones, with the increase in speed and capacity of communications, it is necessary to secure multiple channels in higher frequency resources, that is, to realize high frequency selectivity. On the other hand, a high-temperature superconductor (HTS) that can maintain a low loss such as insertion loss even if the number of filter stages is increased due to a steep cut characteristic (a steep out-of-band attenuation characteristic outside the passband). : A filter using High Temperature Superconductor) has been proposed. When receiving a radio signal, the filter uses a low noise amplifier (LNA) that amplifies weak attenuated radio waves, and when transmitting a radio signal, the filter amplifies power to an output necessary for transmission. Rather than combining amplifiers, higher frequency selectivity is expected in a base station transmission / reception system.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
However, since the amplifiers such as the low noise amplifier and the power amplifier described above are usually provided with only one resonator corresponding to one frequency, the band is narrow, and in order to realize a desired high frequency selectivity. Therefore, it is necessary to increase the number of amplifier elements (that is, resonators) in accordance with each frequency, which causes an increase in the size of the transmission / reception circuit and causes an increase in the cost of the transmission / reception circuit. And there existed a problem which caused the enlargement of a base station transmission / reception system combined with the cooler etc. which are required for the filter using the high temperature superconductor mentioned above. In addition, when impedance matching and band adjustment are performed without increasing the number of elements of the amplifier, unlike a load such as an antenna, the amplifier has a relatively large reactance component, so that a compensation circuit such as a stub circuit is further provided. In the same manner as described above, the transmission / reception circuit is increased in size and costs are increased.
[0004]
Therefore, the present invention reduces impedance of a transmission / reception circuit and a transmission / reception apparatus including the transmission / reception circuit, and performs impedance matching and band adjustment even for a load having a relatively large reactance component. An object of the present invention is to provide a radio signal transmission / reception circuit and a transmission / reception device that can realize high frequency selectivity without increasing the cost.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
  The present invention according to claim 1 (see, for example, FIGS. 1 to 15) is a radio signal receiving circuit (2) having a transmission line (13) having a signal line (13a) and a ground conductor (13b).
A filter (5) for band-passing the radio signal;
  Based on the predetermined length (l) of the transmission line, the impedance (Z) of the load (6) is reduced so that the resistance component of the load (6) is reduced._L) And adjusting the predetermined length (l) of the transmission line to convert the converted impedance (Z_L')) Reactance component (X_LAn impedance conversion / compensation circuit (3) for compensating ')
  The filter (5) is connected to the load (6) via the impedance conversion / compensation circuit (3),Formed on the dielectric substrate (12) together with the impedance conversion / compensation circuit (3) and the load (6) in a form that is integrated into the inverter circuit and has variable characteristic impedance,The converted impedance (Z_L')) Reactance component (X_L)) Impedance matching and band adjustment based on
  The impedance conversion / compensation circuit (3) is connected to the impedance (Z_L) Reactance component (X_L) Is positive, the predetermined length (l) of the transmission line (13) is increased, and the impedance (Z) of the load (6) is increased._L) Reactance component (X_L) Is negative, the impedance (Z) of the converted load (6) is adjusted by shortening the predetermined length (l) of the transmission line (13)._L')) Reactance component (X_L‘))
  The wireless signal receiving circuit (2) is characterized in that.
[0006]
  The present invention according to claim 2 (see, for example, FIGS. 1 to 15) is a radio signal transmission circuit (2) having a transmission line (13) having a signal line (13a) and a ground conductor (13b).
  A filter (5) for band-passing the radio signal;
  Based on the predetermined length (l) of the transmission line, the impedance (Z) of the load (6) is reduced so that the resistance component of the load (6) is reduced._L) And adjusting the predetermined length (l) of the transmission line to convert the converted impedance (Z_L')) Reactance component (X_LAn impedance conversion / compensation circuit (3) for compensating ')
  The filter (5) is connected to the load (6) via the impedance conversion / compensation circuit (3),Formed on the dielectric substrate (12) together with the impedance conversion / compensation circuit (3) and the load (6) in a form that is integrated into the inverter circuit and has variable characteristic impedance,The converted impedance (Z_L')) Reactance component (X_L)) Impedance matching and band adjustment based on
  The impedance conversion / compensation circuit (3) is connected to the impedance (Z_L) Reactance component (X_L) Is positive, the predetermined length (l) of the transmission line (13) is increased, and the impedance (Z) of the load (6) is increased._L) Reactance component (X_L) Is negative, the impedance (Z) of the converted load (6) is adjusted by shortening the predetermined length (l) of the transmission line (13)._L')) Reactance component (X_L‘))
  The wireless signal transmission circuit (2) is characterized by the above.
[0007]
  The present invention according to claim 3 (see, for example, FIGS. 1 to 15) is provided in a radio signal receiving circuit (2) including a transmission line (13) having a signal line (13a) and a ground conductor (13b). And
  A filter (5) for band-passing said radio signal; and
  Based on the predetermined length (l) of the transmission line, the impedance (Z) of the load (6) is reduced so that the resistance component of the load (6) is reduced._L) And adjusting the predetermined length (l) of the transmission line to convert the converted impedance (Z_L')) Reactance component (X_L′) Having an impedance conversion / compensation circuit (3),
  The filter (5) is connected to the load (6) via the impedance conversion / compensation circuit (3),Formed on the dielectric substrate (12) together with the impedance conversion / compensation circuit (3) and the load (6) in a form that is integrated into the inverter circuit and has variable characteristic impedance,The converted impedance (Z_L')) Reactance component (X_L′) Impedance matching and band adjustment, and
  The impedance conversion / compensation circuit (3) is connected to the impedance (Z_L) Reactance component (X_L) Is positive, the predetermined length (l) of the transmission line (13) is increased, and the impedance (Z) of the load (6) is increased._L) Reactance component (X_L) Is negative, the impedance (Z) of the converted load (6) is adjusted by shortening the predetermined length (l) of the transmission line (13)._L')) Reactance component (X_L′) Is a wireless signal receiving circuit (2),
  In a radio signal transmission circuit (2) including a transmission line (13) having a signal line (13a) and a ground conductor (13b),
  A filter (5) for band-passing said radio signal; and
  Based on the predetermined length (l) of the transmission line, the impedance (Z) of the load (6) is reduced so that the resistance component of the load (6) is reduced._L) And adjusting the predetermined length (l) of the transmission line to convert the converted impedance (Z_L')) Reactance component (X_L′) Having an impedance conversion / compensation circuit (3),
  The filter (5) is connected to the load (6) via the impedance conversion / compensation circuit (3),Formed on the dielectric substrate (12) together with the impedance conversion / compensation circuit (3) and the load (6) in a form that is integrated into the inverter circuit and has variable characteristic impedance,The converted impedance (Z_L')) Reactance component (X_L′) Impedance matching and band adjustment, and
  The impedance conversion / compensation circuit (3) is connected to the impedance (Z_L) Reactance component (X_L) Is positive, the predetermined length (l) of the transmission line (13) is increased, and the impedance (Z) of the load (6) is increased._L) Reactance component (X_L) Is negative, the impedance (Z) of the converted load (6) is adjusted by shortening the predetermined length (l) of the transmission line (13)._L')) Reactance component (X_L)), And a wireless signal transmission circuit (2).
  The wireless signal transmission / reception circuit (2) is characterized in that.
[0009]
  The present invention according to claim 4 (see, for example, FIGS. 1 to 15),SaidThe transmission line (13) is formed on the same surface of the dielectric substrate (12).
  A radio signal transmission and / or reception circuit (2) according to any one of claims 1 to 3.
[0010]
  Claim5According to the present invention (see, for example, FIGS. 1 to 15), the transmission line (13) is made of a superconductor.
  Claim 1 to4Any one of the radio signal transmission and / or reception circuits (2).
[0011]
  Claim6According to the present invention (see, for example, FIGS. 1 to 15), the load (6) is an amplifier (6a),
  The transmission and / or reception circuit (2) mounts the amplifier (6a).
  Claim 1 to5Any one of the radio signal transmission and / or reception circuits (2).
[0012]
  Claim7According to the present invention (see, for example, FIGS. 1 to 15), the filter (5) has a Chebyshev characteristic.
  Claim 1 to6Any one of the radio signal transmission and / or reception circuits (2).
[0013]
  Claim8According to the present invention (see, for example, FIGS. 1 to 15), the wireless signal is a microwave or a millimeter wave.
  Claim 1 to7Any one of the radio signal transmission and / or reception circuits (2).
[0014]
  Claim9According to the present invention (see, for example, FIGS. 1 to 15), the transmission line (13) is configured in a meandering shape.
  Claim 1 to8Any one of the radio signal transmission and / or reception circuits (2).
[0015]
  Claim10According to the present invention (see, for example, FIGS. 1 to 16), the filter (5) has two or more stages.
  Claim 1 to9Any one of the radio signal transmission and / or reception circuits (2).
[0016]
  Claim11The present invention according to claim 1 (see, for example, FIGS. 1 to 16), claims 1 to9A wireless signal transmission and / or reception circuit (2),
  An antenna (11),
  The filter (5) has three or more stages, and is formed by impedance matching and band adjustment based on a reactance component (Xa) in the impedance of the antenna (11).
  The wireless signal transmission and / or reception device (1) is characterized in that.
[0017]
  Claim12The present invention according to (see, for example, FIGS. 1 to 16),4Or9A radio signal transmission and / or reception circuit according to any one of
  The antenna (11) is made of a superconductor and formed on the same surface of the dielectric substrate (12).
  Claim11The wireless signal transmission and / or reception device (1) described.
[0018]
In addition, although the code | symbol in the said parenthesis is for contrast with drawing, it has no influence on the structure of a claim of this application.
[0019]
【The invention's effect】
  According to the first aspect of the present invention, since the radio signal is transmitted through the receiving circuit whose impedance is matched and band-adjusted based on the reactance component in the impedance converted by the impedance conversion / compensation circuit, the load is compared. Even if there is a large reactance component, impedance matching and band adjustment can be performed without adding a compensation circuit such as a stub circuit, thereby reducing the size of the receiving circuit and reducing the cost of the receiving circuit. High frequency selectivity can be realized without increasing it.Furthermore, the impedance conversion / compensation circuit adjusts the predetermined length of the transmission line to be long when the reactance component in the load impedance is positive, and shortens the predetermined length of the transmission line when the reactance component in the load impedance is negative. Accordingly, the reactance component in the converted impedance is compensated, so that the compensation circuit such as a stub circuit corresponding to the reactance component is inductive or capacitive regardless of the positive or negative of the load reactance component. The reactance component of the load can be compensated without adding.
[0020]
  According to the second aspect of the present invention, the radio signal is transmitted through the transmission circuit in which the filter performs impedance matching and band adjustment based on the reactance component in the impedance converted by the impedance conversion / compensation circuit. Even if there is a large reactance component, impedance matching and bandwidth adjustment can be performed without adding a compensation circuit such as a stub circuit, thereby reducing the size of the transmission circuit and reducing the cost of the transmission circuit. High frequency selectivity can be realized without increasing it.Furthermore, the impedance conversion / compensation circuit adjusts the predetermined length of the transmission line to be long when the reactance component in the load impedance is positive, and shortens the predetermined length of the transmission line when the reactance component in the load impedance is negative. Accordingly, the reactance component in the converted impedance is compensated, so that the compensation circuit such as a stub circuit corresponding to the reactance component is inductive or capacitive regardless of the positive or negative of the load reactance component. The reactance component of the load can be compensated without adding.
[0021]
  According to the third aspect of the present invention, since the radio signal is transmitted through a transmission / reception circuit whose impedance is matched and band-adjusted based on the reactance component in the impedance converted by the impedance conversion / compensation circuit, the load is compared. Even if there is a large reactance component, impedance matching and band adjustment can be performed without adding a compensation circuit such as a stub circuit, thereby reducing the cost of the transmission / reception circuit while reducing the size of the transmission / reception circuit. High frequency selectivity can be realized without increasing it.Furthermore, the impedance conversion / compensation circuit adjusts the predetermined length of the transmission line to be long when the reactance component in the load impedance is positive, and shortens the predetermined length of the transmission line when the reactance component in the load impedance is negative. Accordingly, the reactance component in the converted impedance is compensated, so that the compensation circuit such as a stub circuit corresponding to the reactance component is inductive or capacitive regardless of the positive or negative of the load reactance component. The reactance component of the load can be compensated without adding.
[0023]
  Claim4According to the present invention, since the transmission line is formed on the same surface of the dielectric substrate, that is, the transmission line is formed by the coplanar wiring, the signal line and the ground conductor are respectively on the front and back of the dielectric substrate. Unlike the microstrip type formed on the substrate, polishing for high accuracy of the substrate thickness and via holes for grounding are not required, and transmission and / or reception circuits can be easily manufactured. For example, the transmission lineTheActive devices can be easily added to the transmission / reception circuit. This further prevents an increase in the cost of the transmission and / or reception circuit.
[0024]
  Claim5According to the present invention, since the radio signal is transmitted through the transmission line made of a superconductor without being substantially attenuated, the loss of the transmission and / or reception circuit such as insertion loss and reflection loss can be reduced. it can. Thereby, higher frequency selectivity can be realized.
[0025]
  Claim6According to the present invention, since the radio signal is amplified and transmitted by the amplifier without adding a resonance circuit or the like corresponding to the frequency, the transmission and / or reception circuit can be reduced in size while transmitting the signal. And / or the cost of the receiving circuit can be further prevented, and the loss of the transmitting and / or receiving circuit such as insertion loss and reflection loss can be further reduced, thereby realizing high frequency selectivity. can do. Further, when the amplifier is mounted on the transmission and / or reception circuit and cooled together with the transmission line made of the superconductor, the loss of the transmission and / or reception circuit can be further reduced. .
[0026]
  Claim7According to the present invention, since the radio signal passes through the filter having the Chebyshev characteristic, that is, it passes through the band with a ripple (waviness of the amplitude characteristic) in the pass band, the steep signal outside the pass band is obtained. Out-of-band attenuation characteristics (cut characteristics can be improved, whereby higher frequency selectivity can be realized.
[0027]
  Claim8According to the present invention, since the microwave or millimeter wave radio signal is transmitted to the transmission and / or reception circuit in which the filter performs impedance matching and band adjustment based on the reactance component in the converted impedance, High frequency selectivity can be realized even at a high frequency of waves or millimeter waves.
[0028]
  Claim9According to the present invention, since the transmission line has a meandering shape, the cut characteristics can be improved while further reducing the size of the transmission and / or reception circuit.WhenCan do.
[0029]
  Claim10According to the present invention relating to the present invention, since the radio signal passes through a filter having two or more stages, the above-described cut characteristics can be further improved.WhenCan do. Thereby, higher frequency selectivity can be realized. Further, when the transmission line has a meandering shape, the transmission and / or reception circuit can be further reduced in size.
[0030]
  Claim11According to the present invention, the radio signal received by the antenna is transmitted to the transmission and / or reception circuit in which the filter performs impedance matching and band adjustment based on the reactance component of the compensated load. High frequency selectivity can be realized as a whole transmission and / or reception device used in a station or the like. As a result, high-speed and large-capacity wireless communication can be realized with limited frequency resources.
[0031]
  Claim12According to the present invention, a radio signal is transmitted and received without being substantially attenuated by an antenna made of a superconductor, and even when the band of the received radio signal is narrow because the radiation resistance of the antenna is small. Since the impedance matching and the band adjustment are performed, the loss of the receiving device such as the insertion loss and the reflection loss can be reduced, so that a higher frequency selectivity can be realized as the entire transmitting and / or receiving device. Further, since the antenna is formed on the dielectric substrate, it is possible to further reduce the size of the transmission and / or reception device.
[0032]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, the configuration of the receiving circuit 2 according to the present invention and the receiving device 1 including the receiving circuit 2 will be described with reference to FIGS. 1 to 14.
[0033]
1A and 1B are views showing a receiving device including a receiving circuit according to the present invention, in which FIG. 1A is a perspective view showing the receiving device, and FIG. 1B is a partially omitted top view of the receiving device. The receiving device 1 includes a receiving circuit 2 and an antenna 11, and as shown in FIG. 1, a transmission line 13 having a signal line 13 a made of a superconductor and a ground conductor 13 b is the same on a dielectric substrate 12. It is comprised in the form formed on the surface. That is, in the receiving device 1, a coplanar waveguide of the transmission line 13 is formed by a so-called coplanar wiring (CPW: CoPlanar Waveguide).
[0034]
The superconductor is yttrium-based YBaCuO, and the present invention can be applied to any superconductor as long as the superconducting property is satisfied at an absolute temperature of 77 [K] or less at which nitrogen is liquefied. A so-called high temperature superconductor (HTS) having at least complete conductivity and complete diamagnetism is desirable, not limited to the yttrium system, but a bismuth system high temperature superconductor such as BiSrCaCuO. Also good. Further, the transmission circuit 2 and the transmission device 1 may be a high-temperature superconductor capable of maintaining superconducting characteristics at a desired power dependency necessary for transmission of wireless communication, that is, power necessary for wireless communication. Any of them may be used.
[0035]
As shown in FIG. 1, the receiving circuit 2 includes a filter 5 and an impedance conversion / compensation circuit 3. The receiving circuit 2 is configured by the transmission line 13 described above as in the receiving apparatus 1. A waveguide is formed. As shown in FIG. 1B, the antenna 11 is connected to the input / output terminal P1 of the filter 5, and the input / output terminal P2 of the filter 5 is connected to the amplifier 6 as the load 6 via the impedance conversion / compensation circuit 3. Amplifier) 6a is connected. That is, the antenna 11, the filter 5, the impedance conversion / compensation circuit 3, and the amplifier 6a convert the radio signal received by the antenna 11 to, for example, a down converter (not shown) connected to the input / output terminal P3 (FIG. (In the direction of the arrow shown in FIG. 4), the radio signal input to the amplifier 6a is connected to the antenna 11 so as to be output.
[0036]
The antenna 11 is a slot antenna, and is formed on the same surface of the dielectric substrate 12 by a transmission line 13 made of a superconductor, as shown in FIG. The transmission line 11b. The slot 11a is a rectangle having a length la in the longitudinal direction and a width lb in the short direction from the antenna central portion 11c, and is formed in a slot (groove) shape on the plane of the ground conductor 13b. The length la and the width lb are determined so that the imaginary part of the impedance of the antenna 11 viewed from the input / output terminal P1 becomes zero. The half-wavelength transmission line 11b has a half-wavelength which is half the wavelength λ of the radio signal, and is connected to the slot 11a and the antenna central portion 11c. As described above, the radio signal received by the antenna 11 is transmitted through the slot 11a and the half-wavelength transmission line 11b, and is connected to the filter 5 so as to be input / output freely at the input / output end P1 of the filter 5. ing.
[0037]
In addition, although the said slot antenna was shown as an example of the antenna 11, not only this but what kind of thing as long as it can transmit / receive a radio signal may be sufficient, but the directivity required for transmission / reception of a radio signal, An antenna having various characteristics such as power gain, such as a horn antenna, a parabolic antenna, a helical antenna, and a lens are preferable. Further, instead of the slot antenna formed on the dielectric substrate 12, a patch antenna (microstrip antenna), an arrayed antenna, or the like can be formed and applied to the present invention. Further, an antenna connected to the filter 5 by a feed line or the like without being formed on the dielectric substrate 12 may be used.
[0038]
The amplifier 6a is a power amplifier capable of amplifying a radio signal to be transmitted to a desired power when transmitting a radio signal. When receiving a radio signal, the amplifier 6a generates a radio signal attenuated with little noise generation. A low noise amplifier (LNA) that can be amplified. These amplifiers 6a are mounted on the dielectric substrate 12 (on the receiving circuit 2) by, for example, flip chip bonding. The amplifier 6a is a field effect transistor (FET) for both transmission and reception. However, in the case of transmission, any amplifier can be used as long as it can amplify a radio signal to be transmitted to a desired power. In the case of reception, any amplifier that can amplify an attenuated radio signal may be used. For example, a complementary metal oxide semiconductor (CMOS), bipolar transistor, and gallium arsenide / high electron mobility transistor (GaAs HEMT) used when high-frequency low-noise amplification is required, such as satellite communication. : An amplifier using GaAs High Electron Mobility Transistor) or the like.
[0039]
The filter 5 includes a transmission line 13 having a signal line 13a and a ground conductor 13b, and a dielectric substrate 12, and the transmission line 13 is configured in a meander shape as shown in FIG. A meander-shaped slit is formed on the plane of the ground conductor 13b, and as shown in FIG. 1B, the signal line 13a has a substantially central portion of the slit arranged along the meander shape. In the filter 5, a coplanar waveguide of the transmission line 13 is formed.
[0040]
Here, the configuration of the filter 5 will be specifically described with reference to FIGS. 2 to 7.
[0041]
FIG. 2 is a partially omitted perspective view showing a receiving circuit composed of a coplanar waveguide. In the receiving circuit 2, as shown in FIG. 2, the signal line 13a and the ground conductor 13b are disposed on the same surface of the dielectric substrate 12, and the slit SL is formed in the ground conductor 13b as described above. ing. The signal line 13a is disposed substantially at the center of the slit SL so that both ground conductors 13b adjacent to the signal line 13a are symmetrical with respect to the signal line 13a. The signal line 13a is provided with a predetermined gap GAP, and a capacitor Cb having a predetermined capacitance is formed between the signal lines 13a via the gap GAP.
[0042]
As an example of the receiving circuit 2, the coplanar wiring in which the transmission line 13 is formed on the same surface of the dielectric substrate 12 is shown. However, the present invention is not limited to this, and the dielectric substrate is used to improve mechanical strength and power resistance. The present invention may be applied to a coplanar wiring in which a ground conductor 13b is also provided on the back surface of 12 or a microstrip type in which the signal line 13a and the ground conductor 13b are respectively provided on the front and back of the dielectric substrate 12. Can be applied. Further, the dielectric substrate 12 is made of single crystal magnesium oxide MgO (relative permittivity εr = 9.6), and any dielectric material having a predetermined relative permittivity εr applies the present invention. However, a dielectric material having a relatively low dielectric loss such as magnesium oxide MgO is preferable. For example, lanthanum aluminide LaAlO₃Etc.
[0043]
Next, the gap GAP will be described with reference to FIG. 3A and 3B are enlarged top views showing gaps between signal lines, where FIG. 3A shows a single gap and FIG. 3B shows an interdigital gap. As shown in FIG. 3A, a flat opposing surface S is formed on the signal line 13a. The opposing surfaces S are substantially parallel to each other via a distance G (that is, a dielectric substrate having a distance G). 12), single gap GAPs are formed. That is, the above-described capacitor Cb is configured through the single gap GAPs.
[0044]
Further, the signal line 13a shown in FIG. 3B is formed with a comb-shaped facing surface S ′, and the facing surfaces S ′ are fitted to each other via a predetermined gap x and a distance G ′. Thus, an interdigital gap GAPi is formed. That is, the capacitor Cb is configured via the interdigital gap GAPi. The interdigital gap GAPi has a capacitor Cb having a larger capacity that cannot be obtained even if the distance G of the single gap GAPs is reduced by increasing the area of the facing surface S ′ (that is, by making strong coupling). It is composed. Accordingly, the shapes of the facing surfaces S and S ', the distances G and G', and the interval x are determined according to the desired capacity.
[0045]
Next, the J inverter composed of the gap GAP will be described with reference to FIG. 4A and 4B are explanatory diagrams of the J inverter. FIG. 4A is a diagram showing a coplanar waveguide, FIG. 4B is a distributed constant circuit diagram, and FIG. 4C is a diagram showing a J inverter. As shown in FIG. 4A, the signal line 13a is formed with a capacitor Cb via a gap GAP, and is disposed with respect to the ground conductor 13b via a predetermined distance d. Adjacent signal line 13a and ground conductor 13b constitute a capacitor Ca / 2 with a distance d. The signal line 13a has an electrical length of φ / 2β so as to be symmetric about the gap GAP. Β is a phase constant of the radio signal transmitted through the coplanar waveguide.
[0046]
By configuring the distance d and the line width of the signal line 13a to be constant throughout the filter 5, the characteristic impedance Z of the filter 5 can be obtained.₀Is determined. The characteristic impedance Z₀The transmission line 13 having a predetermined distance d and the line width of the signal line 13a is formed so that the current impedance Z is 50 [Ω].₀Is not limited to 50 [Ω], but a predetermined characteristic impedance Z₀(For example, Z for reducing the size of the receiving device 1₀Z of 50 [Ω] or less₀It is needless to say that the present invention can be applied even if the distance d and the line width of the signal line 13a correspond to (). The thickness of the dielectric substrate 12 is the characteristic impedance Z₀In determining the above, it is preferable that the thickness of the signal line 13a is not less than five times so that the plate thickness can be ignored in calculation. In this embodiment, the line width of the signal line 13a is, for example, 70 [μm], whereas the thickness of the dielectric substrate 12 is, for example, 0.5 [mm] (about 7 times).
[0047]
The above-described coplanar waveguide shown in FIG. 4A is represented by a distributed constant circuit shown in FIG. The distributed constant circuit includes the π-type circuit 20 having the susceptances Ba and Bb with the capacitances Ca and Cb and the transmission line 21 having the electrical length φ / 2β. The transmission line 21 includes the π-type circuit. The circuit 20 is connected to both ends. Therefore, the susceptances Ba and Bb are represented by Ba = ωCa and Bb = ωCb, and are determined by the capacities Ca and Cb. That is, it is determined by the shape of the signal line 13a such as the above-described facing surfaces S and S ', distances G and G', and the interval x.
[0048]
Then, by connecting the transmission line 21 having the electrical length φ / 2β to both ends of the π-type circuit 20, the distributed constant circuit shown in FIG. It is represented by a J inverter 7 as shown in FIG. That is, the J inverter 7 includes a gap GAP and a transmission line 21 having an electrical length φ / 2β. Details of the J inverter 7 will be described later.
[0049]
Next, the half-wave resonator connected to the J inverter 7 will be described with reference to FIG. 5A and 5B are explanatory diagrams of a half-wave resonator, in which FIG. 5A is a diagram showing a coplanar waveguide, FIG. 5B is a distributed constant circuit diagram, and FIG. 5C is an equivalent circuit diagram. In the coplanar waveguide shown in FIG. 5A, two gaps GAP are arranged via the length Ld of the transmission line 13, and the length Ld has an electrical length φ / 2β and a half wavelength π ( λ / 2) and the electrical length φ / 2β. That is, the coplanar waveguide shown in FIG. 5A includes the above-described two inverters 7 and the transmission line 13 having a length of half wavelength π (λ / 2). Similarly to the description of FIG. It is represented in the distributed constant circuit shown in b).
[0050]
Since the half-wavelength line 22 is equivalent to an LC parallel resonance circuit (half-wave resonator) configured between the transmission lines 13 by a distributed constant circuit, the distributed constant circuit shown in FIG. The equivalent circuit diagram shown in FIG. Therefore, the distributed constant circuit includes a J inverter 7 and a susceptance B as shown in FIG.₁The LC parallel resonance circuit (half-wave resonator) 9 is configured by connecting a capacitor 9a and an inductance 9a in parallel.
[0051]
Next, a filter constituted by a J inverter 7 and an LC parallel resonance circuit (half-wave resonator) 9 will be described with reference to FIG. FIG. 6 is a partially omitted top view showing a filter constituted by a J inverter and a half-wave resonator. As shown in FIG. 6, the filter 5 is configured in a meandering shape (in a meander shape). As described above, the transmission line 13 (for example, the length Ld = φ / 2β + π + φ / 2β) and the gap GAP Are configured in such a manner that they are alternately connected. That is, as described in FIG. 5, the J inverter 7 and the LC parallel resonance circuit (half-wave resonator) 9 are alternately connected. Yes. FIG. 7 is a 5-stage Chebyshev bandpass filter, where (a) is a circuit diagram showing a filter composed of a J inverter and a half-wave resonator, and (b) is an equivalent circuit diagram. As shown in FIG. 7A, the filter 5 is configured by alternately connecting J inverters 7 and LC parallel resonance circuits (half-wave resonators) 9.

Circuits

51, 52, and 53 configured by sandwiching the LC resonance circuit 9 shown in the broken line in FIG. 7A between the two J inverters 7 are shown in the broken line in FIG. 7B by the J inverter. It corresponds to the LC

series resonance circuits

51, 52 and 53, and the circuit diagram of FIG. 7A is represented by the equivalent circuit diagram of FIG.
[0052]
Here, the J inverter will be described with reference to FIG. 8A and 8B are explanatory diagrams of the inverter. FIG. 8A is a schematic diagram illustrating the K inverter, and FIG. 8B is a schematic diagram illustrating the J inverter. The inverter includes a J inverter (impedance inverter) and a K inverter (admittance inverter), and as shown in FIG. 8, the image phase amount is ± π / 2 (λ / 4) between the input terminal Pi and the output terminal Po. , Or an odd number of times. When the output terminal Po is terminated with the impedance Z in FIG. 8A, and similarly when the output terminal Po is terminated with the administration Y in FIG. 8B, the input impedance Zin and the input administration Yin are It is defined by the following formula 1 and formula 2.
[0053]
[Expression 1]
Formula 1

[0054]
[Expression 2]
Formula 2

Since Expression 1 and Expression 2 are equivalent, Expression 3 is established.
[0055]
[Equation 3]
Formula 3

[0056]
Further, since the image phase is shifted by ± 90 °, the vertical continuation matrix of the inverter is expressed as Equation 4, and J and K in Equation 4 are called the J parameter and the K parameter, respectively.
[0057]
[Expression 4]
Formula 4

[0058]
That is, from the expression 4, when viewed from the input terminal Pi, the impedance Z or admittance Y of the load appears to be inverted. For example, the inductance L connected to the load appears as the capacitance C, and the capacitance C appears as the inductance L.
[0059]
In this way, when the J inverter 7 is applied to the LC series resonance circuit,

Expressions

5 and 6 are obtained, which can be converted into an LC parallel resonance circuit having an inductance L ′ and a capacitance C ′ (and vice versa).
[0060]
[Equation 5]
Formula 5

[0061]
[Formula 6]
Equation 6

[0062]
That is, as shown in a broken line in FIG. 7A,

circuits

51, 53, and 55 configured by sandwiching an LC parallel resonant circuit 9 including an inductance 9a and a capacitance 9b between two J inverters 7 are the same. Since it is converted into the LC

series resonance circuits

51, 53, and 55 shown in the broken line in FIG.₁And capacitor C₁The second resonant circuit 52 has an inductance L₂And capacitor C₂Similarly, the third resonance circuit 53, the fourth resonance circuit 54, and the fifth resonance circuit 55 correspond to the LC parallel / series resonance circuits, respectively.
[0063]
As described above, the filter 5 includes the J inverter 7 and the LC parallel resonance circuit (half-wave resonator) 9 alternately connected, whereby the LC parallel resonance circuit and the LC series resonance circuit are alternately connected. The filter 5 that is configured and shown as an example in FIG. 7A includes a first resonance circuit 51, a second resonance circuit 52, a third resonance circuit 53, a fourth resonance circuit 54, and a fifth resonance circuit 55. The number of stages is configured to be five by connecting five resonators.
[0064]
The filter 5 is a filter (BPF: Band Pass Filter) that passes a radio signal in a band and has a Chebyshev characteristic (ripple in the pass band) that provides a steep out-of-band attenuation characteristic (cut characteristic) outside the pass band at high frequencies. In other words, any one having a predetermined cut characteristic capable of passing a high-frequency radio signal through a band may be used. For example, a Butterworth characteristic (maximum flatness) Characteristics), or having an inverse Chebyshev characteristic with a ripple in the stop band.
[0065]
Next, the configuration of the receiving apparatus 1 including the receiving circuit 2 according to the present invention will be specifically described with reference to FIG.
[0066]
FIG. 9 is an equivalent circuit diagram of a receiving apparatus including the receiving circuit according to the present invention. As illustrated in FIG. 1, the reception device 1 illustrated in FIG. 9 includes the reception circuit 2 and the antenna 11, and the reception circuit 2 includes the filter 5 and the impedance conversion / compensation circuit 3. The filter 5 includes a first resonance circuit 51, a second resonance circuit 52, and a third resonance circuit 53, and the number of stages is three. The first resonance circuit 51 includes a first J inverter 71, a first LC parallel resonance circuit 91, and a second J inverter 72, as in the description of FIG. 7, and the second resonance circuit 52 includes a second LC parallel resonance circuit. Furthermore, the third resonance circuit 53 includes a third J inverter 73, a third LC parallel resonance circuit 93, and a fourth J inverter 74.
[0067]
The antenna 11 includes a resistor Ra and a reactance Xa, and the input / output terminal P1 of the filter 5 includes a first J inverter 71 and an impedance matching and band adjustment (adjustment for improving a gain while maintaining a desired band). A second J inverter 72 is connected.
[0068]
Here, the filter theory for impedance matching and band adjustment will be described with reference to FIG. FIG. 10 is a circuit diagram for explaining impedance matching and band adjustment. FIG. 10A is an equivalent circuit of an n-stage bandpass filter, and FIG. 10B is a circuit diagram of a modified final stage. The filter 5 shown in FIG. 10A is a band-pass filter having n stages, in which the first J inverter 71, the first LC series resonance circuit 91,..., The nLC series resonance circuit 91, and the nJ inverter 7n are connected. Yes, impedance Z on the input side (left side in the figure)₀Load and power supply V_SAnd a load 6 of impedance Z is connected to the output side (right side in the figure). Where the center frequency ω₀, Cutoff frequency ω₁, Ω₂From the equations 7 to 9 as the ratio band w, the normalized element value gi, and the susceptance slope parameter bi, the J inverter parameter and the susceptance Bi of the LC parallel resonant circuit 9 are expressed as in the equations 10 to 12. .
[0069]
[Expression 7]
Equation 7

[0070]
[Equation 8]
Equation 8

[0071]
[Equation 9]
Equation 9

[0072]
[Expression 10]
Equation 10

[0073]
[Expression 11]
Equation 11

[0074]
[Expression 12]
Formula 12

[0075]
Accordingly, the final stage of the filter 5 shown in FIG. 10A (the output side of the (n-1) th J inverter 7n-1) is loaded with the LC parallel resonance circuit 90 and the conductance G as shown in FIG. 10 (b). It becomes a shape. At this time, the normalized element value g of the (n + 1) th stage_n ₊ ₁= 1, the conductance G is expressed as Equation 13.
[0076]
[Formula 13]
Equation 13

[0077]
Next, impedance matching and band adjustment to which the filter theory described above is applied to the antenna 11 will be described with reference to FIG. 11A and 11B are explanatory diagrams of impedance matching and band adjustment for the antenna. FIG. 11A is a circuit diagram in which the antenna is connected to the input / output end of the filter, and FIG. 11B is a circuit diagram in which the circuit diagram in FIG. . As shown in FIG. 11, the antenna 11 includes a series circuit of a radiation resistance Ra and an antenna reactance Xa, and is connected to the input / output terminal P <b> 1 (A, A ′) of the filter 5. Since the antenna 11 resonates during reception, the resonance frequency ω₀Apparently, the reactance component Xa becomes substantially zero. That is, the series circuit of the antenna 11 shown in FIG.₀A circuit diagram at the outer (ie, stopband) frequency is shown.
[0078]
In the circuit diagram shown in FIG. 11 (a), the circuit 17 in which the antenna 11 shown in the broken line in FIG. 11 (a) and the first J inverter 71 are connected is applied by applying the filter theory described above. The first inverter modification circuit 18 shown in the broken line in FIG. That is, the circuit 17 indicated by the impedance by the radiation resistance Ra and the antenna reactance Xa is converted into the conductance G (J ′² _{0, 1}Ra) and an LC parallel resonant circuit (jJ ′)² _{0, 2}Xa) transforms into a circuit 18 displayed in admittance. At this time, the susceptance of the circuit shown in the dashed line in FIG.₁If it is set as ′, Formula 14 will be formed.
[0079]
[Expression 14]
Equation 14

[0080]
Susceptance B₁, B₁The susceptance slope parameter of b₁, B₁When the reactance slope parameter of the 'antenna reactance Xa is set to xa, the above equation 14 is expressed by equation 15.
[0081]
[Expression 15]
Equation 15

[0082]
The reactance slope parameter xa is the susceptance slope parameter b.₁The susceptance Bi of the equation 9 defining the above is defined by the equation instead of the reactance Xi.
[0083]
And from Equation 13,
[Expression 16]
Equation 16

Then, the above-described filter theory is applied, and the J inverter parameter is expressed as Equation 17 and Equation 18.
[0084]
[Expression 17]
Equation 17

[0085]
[Expression 18]
Equation 18

[0086]
Further, the susceptance slope parameter b is obtained from the

equations

15 and 16.₁'Is expressed as in Equation 19.
[0087]
[Equation 19]
Equation 19

[0088]
In this way, the first J inverter 71 converts the radiation resistance Ra to a value applicable to the filter theory, and the second J inverter 72 incorporates the reactance Xa of the antenna 11 so that the filter theory can be applied.² ₀ ₁Xa is configured (LC parallel resonant circuit is configured), and impedance matching and band adjustment are performed. Thereby, in Expression 18, the radiation resistance Ra is impedance-matched by the first J inverter 72, and the band is adjusted by the second J inverter 72 in Expression 17. Therefore, the antenna 11 is connected to the first J inverter 71 and the second J inverter 72 in such a manner that impedance matching and band adjustment are performed as described above. It should be noted that the impedance matching and band adjustment based on the filter theory need only be at least two stages of the filter 5 as described above.
[0089]
However, the susceptance slope parameter b shown in Equation 19₁Since 'is positive, the condition of Equation 20 must be satisfied for the specific bandwidth w.
[0090]
[Expression 20]
Equation 20

[0091]
In other words, the upper limit of the band that can be adjusted while impedance matching is as shown in Equation 20, radiation resistance Ra, susceptance slope parameter xa, normalized element value g₁Determined by.
[0092]
Since the antenna 11 described above resonates during reception, the resonance frequency ω₀The reactance component Xa apparently becomes substantially zero in FIG. 2, but the relatively large reactance component X connected as the load 6 is_LSince the amplifier 6a having a signal does not resonate like the antenna 11 when a radio signal is amplified during reception, the reactance component X_LFor example, the reactance component X_LWithout adding a stub circuit or the like for compensating for impedance, it is impossible to apply impedance matching by applying the filter theory described above, and it is impossible to adjust the band. Therefore, the present invention uses the impedance conversion / compensation circuit 3 to reactance components X such as the amplifier 6a._LThe filter theory is applied so that impedance matching and band adjustment can be performed without adding the stub circuit or the like even when the frequency is relatively large. A relatively large reactance component X_LThe impedance matching for the existing load 6 and the band adjustment will be described.
[0093]
First, the impedance Z of the load 6_LReactance component X_LAnd the converted impedance Z_LReactance component X in '_LThe compensation of ′ will be described with reference to FIG. FIG. 12 is an explanatory diagram of impedance conversion, where (a) is a relatively large reactance component X._LFIG. 4B is a circuit diagram after impedance conversion, and FIG. 3C is a circuit diagram for compensating for a reactance component. The impedance conversion / compensation circuit 3 has an impedance Z as shown in FIG._L(Load 6 is capacitively negative X_L) And a predetermined length of the transmission line of the impedance conversion / compensation circuit 3 is l. In the circuit diagram shown in FIG. 5A, impedance conversion by a predetermined length l of the transmission line is expressed by Equation 21.
[0094]
[Expression 21]
Equation 21

[0095]
However, the predetermined values γ and θ are expressed by Equation 22.
[0096]
[Expression 22]
Equation 22

[0097]
Here, when the predetermined length l of the transmission line is λ / 4 as shown in Expression 23, Expression 24 is established. It should be noted that even if λ / 4 × n (n = 1, 3,..., 2 × n−1 [n is an integer]), Expression 24 is similarly established.
[0098]
[Expression 23]
Equation 23

[0099]
[Expression 24]
Formula 24

[0100]
Further, as shown in Equation 25, the impedance Z of the load 6_LIs relatively large, for example, the input impedance Z as in the amplifier 6a._LIs relatively large, Equation 26 holds.
[0101]
[Expression 25]
Formula 25

[0102]
[Equation 26]
Equation 26

[0103]
From Equation 26, the characteristic impedance Z of the denominator of Equation 21₀Can be ignored, and Equation 21 is expressed as Equation 27.
[0104]
[Expression 27]
Equation 27

[0105]
Therefore, from Expression 27, the circuit diagram of FIG. 12A is converted to the circuit diagram of FIG. In other words, the load 6 is input impedance Z like an amplifier 6a such as a low noise amplifier or a power amplifier._LIs relatively large, as described above, by setting the predetermined length l of the transmission line to, for example, λ / 4, the resistance component of the load 6 is reduced (Z₀ ²/ Z_LImpedance Z_LIs converted. That is, as shown in FIG. 12B, the impedance conversion / compensation circuit 3 includes an impedance conversion circuit 15 that is an LC series resonance circuit of reactance X. The impedance conversion circuit 15 (impedance conversion / compensation circuit 3) Based on the predetermined length l of the line (for example, based on the length of λ / 4), the impedance Z of the load 6 is reduced so that the resistance component of the load 6 is reduced._LZ_LConvert to '.
[0106]
The reactance X is expressed by Equation 28, and the reactance slope parameter x is expressed by Equation 29 and is constant.
[0107]
[Expression 28]
Equation 28

[0108]
[Expression 29]
Equation 29

[0109]
From Equation 30, the resonance frequency ω₀Is expressed by Equation 31 and the characteristic impedance Z₀Is represented by Equation 32.
[0110]
[30]
Equation 30

[0111]
[31]
Formula 31

[0112]
[Expression 32]
Equation 32

[0113]
Next, the impedance Z converted by the impedance conversion / compensation circuit 3_LReactance component X in '_LThe compensation of ′ will be described with reference to FIG. In the circuit after impedance conversion shown in FIG.
[0114]
[Expression 33]
Equation 33

[0115]
Accordingly, the transmission line 13 having the predetermined length l of λ / 4 is equivalent to a line whose terminal is short-circuited. That is, when the predetermined length l is made longer than the λ / 4 by the adjustment amount Δl, Expression 34 is established,
[Expression 34]
Equation 34

When the inductance per unit length of the transmission line 13 is L [H / m], the inductance loading ΔL is expressed by Equation 35. Note that L shown in Expression 34 and Expression 35 is an inductance per unit length as described above.
[0116]
[Expression 35]
Formula 35

[0117]
In Expression 35, when the predetermined length l of the transmission line is increased from λ / 4 by the adjustment amount Δl, the reactance X of the series resonance circuit (impedance conversion circuit) 15 shown in FIG. 12B increases according to the adjustment amount Δl. On the other hand, when the adjustment amount Δl is shortened, the reactance X similarly decreases according to the adjustment amount Δl.
[0118]
FIG. 13 is an explanatory diagram of reactance component compensation, where (a) is an impedance matching circuit, and (b) is a noise matching circuit. The impedance matching circuit 30 shown in FIG. 13A includes the filter 5 and the impedance conversion / compensation circuit 3, and a power source V is connected to the input terminals A and A ′._SAnd passive elements (Ra + jXa) such as the antenna 11 are connected, and FETs such as a semiconductor amplifier, that is, the above-described amplifier 6a such as a low noise amplifier and a power amplifier are connected to the output terminals C and C ′ as a load 6. . Impedance Z of the FET viewed from the output terminals C and C ′ by the impedance matching circuit 30_L(R_L+ JX_L) And the impedance Zs (Rs + jXs) when the impedance matching circuit 30 is viewed from the output terminals C and C ′ satisfy the expression 36, that is, conjugate matching.
[0119]
[Expression 36]
Equation 36

[0120]
The final stage of the filter 5 in the impedance matching circuit 30 in FIG. 13A is represented by an equivalent circuit shown in FIG. 12B, and the impedance Z converted in FIG._L'Is the load resistance R_L'Is defined as in Expression 37.
[0121]
[Expression 37]
Formula 37

[0122]
Therefore, in FIG. 12B, the converted impedance Z_LReactance X in '_LThe adjustment amount Δl for compensating ′ is expressed by Expression 37 to Expression 38. In addition, L shown in Formula 38 is an inductance per unit length.
[0123]
[Formula 38]
Equation 38

[0124]
In addition, the load 6 receives the input impedance Z from the FET._LReactance component X_LSince the gate-source capacitance Cgs is positive, Equation 39 is obtained.
[39]
Formula 39

From Expression 38 and Expression 39, the adjustment amount Δl becomes negative as shown in Expression 40. That is, in order to perform impedance matching for the load 6 such as the amplifier 6a (FET), the compensated reactance component X is compensated from the predetermined length l of the transmission line from λ / 4._LIt is necessary to shorten by the adjustment amount Δl corresponding to '.
[0125]
[Formula 40]
Formula 40

[0126]
Accordingly, the impedance conversion / compensation circuit 3 includes an impedance conversion circuit 15 and a reactance compensation circuit 16 as shown in FIG. 12C, and is shortened by an adjustment amount | Δl | (absolute value) in the reactance compensation circuit 16. As a result, the reactance (−X_L′) Is added, and the impedance Zin viewed from the input terminal is the resistance component R of the load 6._LReactance X of the load 6 so that only '_L′ Is compensated (offset). That is, the impedance conversion / compensation circuit 3 adjusts the predetermined length l of the transmission line to convert the converted impedance Z_LReactance component X in '_L′, For example, the impedance Z of the load 6_LReactance component X_LX is positive, that is, inductive, X_LSince ′ <0 (from Equation 41, X_LTherefore, the transmission line has a predetermined length l (λ / 4) and the impedance Z of the load 6 is increased._LReactance component X_LX is negative, i.e. capacitive, X_LSince ′> 0 (from Equation 41, X_LTherefore, the converted impedance Z can be obtained by adjusting the predetermined length l (λ / 4) of the transmission line to be shorter._LReactance component X in '_L′ Is compensated. The predetermined length l of the transmission line is not limited to λ / 4 as described above, and may be λ / 4 × n (n = 1, 3,..., 2 × n−1 [n is an integer]). .
[0127]
Then, as described above, the impedance conversion / compensation circuit 3 includes the impedance Z of the relatively large load 6 such as the amplifier 6a._LReactance X in_LBy transforming the component, the transformed impedance Z_LReactance component X in '_LBased on ', impedance matching and band adjustment are performed by applying the filter theory described above.
The resistance component R of the load 6_L'Is expressed by Expression 41 from Expression 37.
[0128]
[Expression 41]
Formula 41

[0129]
Resistance component R shown in Equation 41_L′ Is the resistance value converted by the impedance conversion circuit 15, and since the equation 42 holds in the FET, the resistance component R_L'Is the input impedance Z₀Is expressed by the equation 43.
[0130]
[Expression 42]
Equation 42

[0131]
[Expression 43]
Equation 43

[0132]
Thus, the impedance Z converted by the impedance conversion / compensation circuit 3_LReactance component X in '_LWhen ′ is compensated, it can be applied to the above-described filter theory. From the above equations 17 to 19 and 37, the third J inverter (J ′ shown in FIG._{2, 3}) J parameter J '_{2, 3}Is Equation 44, 4th J inverter (J '_{3, 4}) J parameter J '_{3, 4}Equation 45, susceptance slope parameter b of the third LC parallel resonant circuit 93₃′ Is Equation 46, and the converted impedance Z_L'Is expressed as in Equation 47.
[0133]
(44)
Formula 44

[0134]
[Equation 45]
Formula 45

[0135]
[Equation 46]
Equation 46

[0136]
[Equation 47]
Equation 47

[0137]
That is, the reactance component X in the converted impedance_L'Is absorbed by the impedance conversion / compensation circuit 3 and is compensated by the reactance compensation circuit 16, so that the reactance slope parameter x of Expression 50 is equal to the reactance slope parameter xa of Expression 23 (the reactance component Xa of the antenna 11). Unlike the parameter, the value is constant as shown in Expression 33. As a result, the filter 5 can react with the reactance component X like the amplifier 6a like the antenna 11._LFor a load 6 with a relatively large impedance Z_LReactance component X in '_L', Impedance matching and band adjustment are performed.
[0138]
Further, the noise matching circuit 31 shown in FIG. 13 (b) also performs noise matching by the filter 5 like the impedance matching circuit 30 in FIG. 13 (a). The noise matching circuit 31 is connected to the output terminals C and C ′. The impedance Zs viewed from the noise matching circuit 31 satisfies the equation 48. Zopt is an impedance that minimizes the noise figure of the FET.
[0139]
[Formula 48]
Formula 48

[0140]
In the impedance matching circuit 30 described above, the impedance of the load 6 is Z_LIn the case of Zs = Z_L ^*Therefore, the noise matching circuit 31 is equivalent to an impedance matching circuit for the load 6 in Expression 49. Z_L ^*Is impedance Z_LThe complex conjugate of
[0141]
[Equation 49]
Formula 49

[0142]
Therefore, using the equivalent circuit of the final stage of the filter 5 shown in FIG._L'Is defined as in Equation 50 (defined in the same manner as Equation 37),
[Equation 50]
Formula 50

Reactance X_LThe adjustment amount Δl for compensating for ′ is expressed as in Expression 51. In addition, L shown in Formula 51 is an inductance per unit length.
[0143]
[Formula 51]
Formula 51

[0144]
here,
[Formula 52]
Formula 52

Then
[Equation 53]
Formula 53

Thus, the adjustment amount Δl for reactance compensation is negative. That is, the reactance component X_LThe impedance matching for the load 6 in which the noise exists is not only the impedance matching described above but also the impedance matching including the noise matching. And impedance matching including noise matching. Resistance component R_L'Is expressed as in Equation 54.
[0145]
[Formula 54]
Formula 54

[0146]
In this manner, the adjustment amount Δl is adjusted to a predetermined value so that the impedance conversion / compensation circuit 3 can perform the impedance matching (including noise matching) and the band adjustment for the low noise amplifier 6a. FIG. 14 is an explanatory diagram of impedance matching and band adjustment for a low-noise amplifier, where (a) is a distributed constant circuit diagram and (b) is a diagram showing a coplanar waveguide. For example, the low noise amplifier 6a is connected to the first J inverter 71 via the impedance conversion / compensation circuit 3 as described above, and the impedance conversion / compensation circuit 3 has a reactance as shown in FIG. Component X_LIs negative, the transmission line 13 is formed by shortening the predetermined length l from λ / 4 by the adjustment amount Δl. As shown in FIG. 5B, the length of the transmission line 13 between the impedance conversion / compensation circuit 3 and the gap GAP is the length λ / 4−Δl of the transmission line 13 and the electrical length φ / 2β. It is composed of a coplanar waveguide that is the sum.
[0147]
Next, the operation of the receiving circuit 2 and the receiving device 1 according to the present invention will be described with reference to FIGS.
[0148]
A radio signal is received by the antenna 11, and a predetermined electric field distribution is generated in the slot of the antenna 11. As shown in FIG. 1B, the signal line 13a is connected from the antenna central portion 11c to the ground conductor 13b (short-circuited), and at this time, the length la becomes a half wavelength λ / 2 (electric field). Receive radio signals (with distribution). When the signal line 13a is not connected (opened) to the ground conductor 13b, a radio signal having a length 2la and a half wavelength λ / 2 is received like a dipole antenna.
[0149]
Further, since the antenna 11 is made of a superconductor, the radiation resistance Rs is smaller than that of a metal normally used for an antenna or the like, and the radio signal is shown in FIG. The signal is input to the input / output terminal P1 of the filter 5.
[0150]
The radio signal input to the filter 5 is sequentially transmitted through the first J inverter 71, the first LC parallel resonant circuit 91,..., The third J inverter constituting the filter 5 shown in FIG. And pass through each resonance circuit of the filter 5 so as to improve the gain while maintaining the desired band of the narrowed frequency distribution (so that the band is adjusted).
[0151]
The radio signal that has passed through the filter 5 passes through the impedance matching / compensation circuit 3 connected to the input / output terminal P2 of the filter 5 before being input to the load 6 such as the low noise amplifier 6a, and the low noise amplifier 6a. Reactance component X_LSince ′ is compensated, it is input to the low noise amplifier 6a in a form of impedance matching (noise matching) and band adjustment. The input wireless signal is amplified to a predetermined value by the low noise amplifier 6a and output from the input / output terminal P3 shown in FIG.
[0152]
FIG. 15 is a diagram showing the reflection loss when the receiving circuit according to the present invention is applied. The S parameter shown in FIG._LIs a reflection loss S when a low noise amplifier 6a of 3000-i3300 [Ω] is connected to the receiving circuit 2.₁₁The absolute value (hereinafter referred to simply as S)₁₁). A solid line indicates a reflection loss S in which the low noise amplifier 6a is connected to the filter 5 having three stages (n = 3) through the impedance conversion / compensation circuit 3.₁₁(In other words, the reflection loss in the receiver 1 shown in FIG. 9 described above), and the one-dot broken line indicates the reflection loss S connected to the filter 5 having one stage (n = 1) via the impedance conversion / compensation circuit 3.₁₁Further, the broken line indicates the reflection loss S directly connected to the filter 5 without going through the impedance conversion / compensation circuit 3.₁₁It is.
[0153]
Reflection loss S of the three-stage filter 5 through the impedance conversion / compensation circuit 3₁₁15 shows a Chebyshev characteristic having ripples in the passband (showing three poles) and a center frequency ω, as shown in FIG.₀It has a steep cut characteristic at 2 GHz. If the number of stages is one, the number of poles is one, and the band is narrowed as shown by the one-dot broken line, and the cut characteristics are deteriorated. And, when directly connected to the filter 5 without going through the impedance conversion / compensation circuit 3, as shown by the broken line, compared to the one connected to the filter 5 through the impedance conversion / compensation circuit 3 (solid line, one-dot broken line), Abrupt reflection loss S₁₁Decreases.
[0154]
In the above-described embodiment, the receiving circuit 2 and the receiving device 1 including the receiving circuit 2 have been described. However, the present invention is not limited to this, and the present invention is not limited to this and includes the transmitting circuit 2 and the receiving device 1 including the receiving circuit 2. As a matter of course, the wireless signal can be transmitted, and the transmission / reception circuit 2 and the transmission / reception device 1 including the transmission / reception circuit 2 can also transmit and receive the wireless signal.
[0155]
As described above, the radio signal is the impedance Z converted by the impedance conversion / compensation circuit 3._LReactance component X in '_LSince the filter 5 transmits the receiving circuit 2 that performs impedance matching and band adjustment based on ', the load 6 has a relatively large reactance component such as an amplifier 6a such as a low noise amplifier or a power amplifier. Even in such a case, impedance matching and band adjustment can be performed without adding a compensation circuit such as a stub circuit, thereby increasing the cost of the transmission / reception circuit 2 while reducing the size of the transmission / reception circuit 2. Without this, high frequency selectivity can be realized. Even if the load 6 is inductive (inductance) or capacitive (capacitor), the converted impedance Z_LReactance component X in '_L'Can be compensated.
[0156]
Further, since the radio signal is amplified and transmitted by the amplifier 6a without adding a resonance circuit or the like corresponding to the frequency, the cost of the transmission / reception circuit 2 is increased while reducing the size of the transmission / reception circuit 2. Can be further prevented, and the loss of the receiving circuit 2 such as insertion loss and reflection loss can be further reduced, whereby high frequency selectivity can be realized. When the load 6 such as the amplifier 6a is mounted on the transmission / reception circuit 2 and is cooled together with the transmission line 13 made of a superconductor, the loss of the transmission / reception circuit 2 is more reliably reduced. be able to.
[0157]
In addition, in the transmission / reception apparatus 1 according to the present invention, for example, the transmission / reception apparatus 1 used in a base station or the like can achieve high frequency selectivity as a whole, and thereby, in a limited frequency resource. High speed and large capacity wireless communication can be realized. Furthermore, by providing the antenna 11 made of a superconductor, the loss of the transmission / reception apparatus 1 can be further reduced, and the transmission / reception apparatus 1 as a whole can achieve higher frequency selectivity and the antenna. When 11 is formed on the dielectric substrate 12, the transmission / reception device 1 can be further downsized.
[0158]
In addition, the configuration of the transmission / reception apparatus 2 described above has been described for the filter 5 having three stages. However, the present invention is not limited to this, and the filter 5 having n stages (three or more stages) shown in FIG. Of course, can be applied. In FIG. 16, the same portions as those described in FIG. 9 are denoted by the same reference numerals, and the description regarding FIG. 16 is omitted.
[0159]
Furthermore, in the above-described embodiment, the amplifier 6a using the FET as the load 6 is shown as an example._LThe present invention can be applied to any relatively large load. For example, an amplifier using a bipolar transistor may be used. In addition, as described in the above-described embodiment, the present invention can be applied to not only capacitive loads but also inductive loads. Further, the present invention is not limited to the amplifier 6a, but can be applied to, for example, a phase shifter, a mixer (down converter or up converter), a voltage controlled oscillator (VCO), and the like.
[0160]
In the above-described embodiment, an example of a radio signal having a high frequency is shown. However, any radio signal can be used as long as the circuit can be configured as a distributed constant circuit, such as a microwave (3 GHz to 30 GHz), Of course, the present invention can be applied to radio signals of millimeter waves (30 GHz to 300 GHz), and therefore, Bluetooth (registered trademark, 2.4 GHz), automatic toll collection system (ETC: Electronic Toll Collection, 5. The present invention is also applicable to intelligent road information systems (ITS (Intelligent Transport Systems) such as 8 GHz), antenna bidirectional satellite communication (10 GHz), and the like.
[Brief description of the drawings]
1A and 1B are views showing a receiving device including a receiving circuit according to the present invention, in which FIG. 1A is a perspective view showing the receiving device, and FIG. 1B is a partially omitted top view of the receiving device;
FIG. 2 is a partially omitted perspective view showing a receiving circuit made of a coplanar waveguide.
3A is an enlarged top view showing a gap between signal lines, FIG. 3A is a diagram showing a single gap, and FIG. 3B is a diagram showing an interdigital gap;
4A and 4B are explanatory diagrams of a J inverter, wherein FIG. 4A is a diagram showing a coplanar waveguide, FIG. 4B is a distributed constant circuit diagram, and FIG. 4C is a diagram showing a symbol of the J inverter;
FIGS. 5A and 5B are explanatory diagrams of a half-wave resonator, in which FIG. 5A is a diagram showing a coplanar waveguide, FIG. 5B is a distributed constant circuit diagram, and FIG. 5C is an equivalent circuit diagram;
FIG. 6 is a partially omitted top view showing a filter composed of a J inverter and a half-wave resonator.
7A is a circuit diagram showing a filter composed of a J-inverter and a half-wave resonator, and FIG. 7B is an equivalent circuit diagram.
8A and 8B are explanatory diagrams of an inverter, in which FIG. 8A is a schematic diagram illustrating a K inverter, and FIG. 8B is a schematic diagram illustrating a J inverter.
FIG. 9 is an equivalent circuit diagram of a receiving device including a receiving circuit according to the present invention.
10A and 10B are circuit diagrams for explaining impedance matching and band adjustment, in which FIG. 10A is an equivalent circuit of an n-stage bandpass filter, and FIG. 10B is a circuit diagram of a modified final stage.
11A and 11B are explanatory diagrams of impedance matching and band adjustment for an antenna, in which FIG. 11A is a circuit diagram in which the antenna is connected to an input / output end of a filter, and FIG.
FIGS. 12A and 12B are explanatory diagrams of impedance conversion, in which FIG. 12A is a circuit diagram to which a load having a relatively large reactance component is connected, FIG. 12B is a circuit diagram after impedance conversion, and FIG. circuit diagram.
FIG. 13 is an explanatory diagram of reactance component compensation, where (a) is an impedance matching circuit, and (b) is a noise matching circuit.
14A and 14B are explanatory diagrams of impedance matching and band adjustment for a low-noise amplifier, where FIG. 14A is a distributed constant circuit diagram, and FIG. 14B is a diagram showing a coplanar waveguide.
FIG. 15 is a diagram showing reflection loss when a receiving circuit according to the present invention is applied;
FIG. 16 is an equivalent circuit diagram of a receiving device that includes the receiving circuit according to the present invention and is an n-stage filter;
[Explanation of symbols]
1. Radio signal transmitter, radio signal receiver, radio signal transmitter / receiver
2 Radio signal transmission circuit, radio signal reception circuit, radio signal transmission / reception circuit
3 Impedance matching / compensation circuit
5 Filter
6 Load
6a amplifier
11 Antenna
12 Dielectric substrate
13 Transmission line
13a signal line
13b Ground conductor
l Predetermined length of transmission line
Reactance component in Xa antenna impedance
X_L Reactance component in load impedance
X_L′ Reactance component in transformed impedance
Z_L Load impedance
Z_L′ Transformed impedance

Claims

In a radio signal receiving circuit having a transmission line having a signal line and a ground conductor,
A filter that band-passes the radio signal;
The impedance of the load is converted so as to reduce the resistance component of the load based on the predetermined length of the transmission line, and the reactance component in the converted impedance is compensated by adjusting the predetermined length of the transmission line. An impedance conversion / compensation circuit,
The filter is connected to the load via the impedance conversion / compensation circuit, and is integrally incorporated in an inverter circuit and has a variable characteristic impedance on the dielectric substrate together with the impedance conversion / compensation circuit and the load. Formed, impedance matching and band adjustment based on the reactance component in the transformed impedance,
The impedance conversion / compensation circuit increases the predetermined length of the transmission line when the reactance component in the impedance of the load is positive, and increases the predetermined length of the transmission line when the reactance component in the impedance of the load is negative. By adjusting it to be short, the reactance component in the impedance of the converted load is compensated.
A radio signal receiving circuit.

In a radio signal transmission circuit having a transmission line having a signal line and a ground conductor,
A filter that band-passes the radio signal;
The impedance of the load is converted so as to reduce the resistance component of the load based on the predetermined length of the transmission line, and the reactance component in the converted impedance is compensated by adjusting the predetermined length of the transmission line. An impedance conversion / compensation circuit,
The filter is connected to the load via the impedance conversion / compensation circuit, and is integrally incorporated in an inverter circuit and has a variable characteristic impedance on the dielectric substrate together with the impedance conversion / compensation circuit and the load. Formed, impedance matching and band adjustment based on the reactance component in the transformed impedance,
The impedance conversion / compensation circuit increases the predetermined length of the transmission line when the reactance component in the impedance of the load is positive, and increases the predetermined length of the transmission line when the reactance component in the impedance of the load is negative. By adjusting it to be short, the reactance component in the impedance of the converted load is compensated.
A wireless signal transmission circuit.

In a radio signal receiving circuit including a transmission line having a signal line and a ground conductor,
By converting the impedance of the load so that a resistance component of the load is reduced based on a predetermined length of the transmission line, and a filter that passes the band of the radio signal, and adjusting the predetermined length of the transmission line, An impedance conversion / compensation circuit that compensates the reactance component in the converted impedance;
The filter is connected to the load via the impedance conversion / compensation circuit, and is integrally incorporated in an inverter circuit and has a variable characteristic impedance on the dielectric substrate together with the impedance conversion / compensation circuit and the load. Formed and impedance matched and band tuned based on reactance components in the transformed impedance; and
The impedance conversion / compensation circuit increases the predetermined length of the transmission line when the reactance component in the impedance of the load is positive, and increases the predetermined length of the transmission line when the reactance component in the impedance of the load is negative. A radio signal receiving circuit formed by compensating for a reactance component in the impedance of the converted load by adjusting it to be short;
In a radio signal transmission circuit including a transmission line having a signal line and a ground conductor,
By converting the impedance of the load so that a resistance component of the load is reduced based on a predetermined length of the transmission line, and a filter that passes the band of the radio signal, and adjusting the predetermined length of the transmission line, An impedance conversion / compensation circuit that compensates the reactance component in the converted impedance;
The filter is connected to the load via the impedance conversion / compensation circuit, and is integrally incorporated in an inverter circuit and has a variable characteristic impedance on the dielectric substrate together with the impedance conversion / compensation circuit and the load. Formed and impedance matched and band tuned based on reactance components in the transformed impedance; and
The impedance conversion / compensation circuit increases the predetermined length of the transmission line when the reactance component in the impedance of the load is positive, and increases the predetermined length of the transmission line when the reactance component in the impedance of the load is negative. A radio signal transmission circuit that compensates for a reactance component in the impedance of the converted load by adjusting it to be short.
A wireless signal transmission / reception circuit.

The transmission line is formed on the same surface of the dielectric substrate.
4. A radio signal transmission and / or reception circuit according to claim 1.

The transmission line is made of a superconductor,
5. A radio signal transmission and / or reception circuit according to claim 1.

The load is an amplifier;
The transmission and / or reception circuit implements the amplifier;
6. A radio signal transmission and / or reception circuit according to claim 1.

The filter has Chebyshev characteristics;
7. A radio signal transmission and / or reception circuit according to claim 1.

The wireless signal is a microwave or a millimeter wave.
8. A radio signal transmission and / or reception circuit according to claim 1.

The transmission line is configured in a meandering shape,
9. A radio signal transmission and / or reception circuit according to claim 1.

The filter has two or more stages.
10. A radio signal transmission and / or reception circuit according to claim 1.

A radio signal transmission and / or reception circuit according to any one of claims 1 to 9,
An antenna, and
The filter has three or more stages, and is formed by impedance matching and band adjustment based on a reactance component in the impedance of the antenna.
A radio signal transmission and / or reception device.

A radio signal transmission and / or reception circuit according to any one of claims 4 to 9,
The antenna is made of a superconductor and formed on the same surface of the dielectric substrate.
The radio signal transmission and / or reception device according to claim 11.