JP4108108B2 - プラズマ発生用電源装置 - Google Patents

Description

本発明はプラズマ発生用電源装置に関し、特に、オゾナイザ、平板型光源、レーザ発振器などに使用するプラズマ発生用電源装置に関する。

対向して配置された電極の高電位電極を覆うように誘電体を配設し、交流電圧を印加して放電させる方式を、誘電体バリア放電あるいは無声放電と呼ぶ。放電がアークに移行せず、かつ電子温度が高い状態を安定に維持できるので、プラズマによる化学反応を利用する産業応用分野でさまざまに利用されている。

特に代表的な用途はオゾナイザつまりオゾン発生器であり、誘電体バリア放電はオゾナイザ放電とも呼ばれる場合がある。その他、同様の放電を利用しているものとして平板型光源、炭酸ガスレーザ、プラズマディスプレイ等を挙げることができる。特に平板型光源の電気的な動作領域はオゾナイザに最も近い。

これらのオゾン発生器やレーザ発振器にはプラズマ発生用電源装置が必要である。プラズマ発生用電源装置の一例としては、例えば特許文献１の図１２に開示がある。そこには、対向して配置された一対の電極間に誘電体を介して放電空間となるガス領域が構成され、上記放電空間のガスが励起されてプラズマが発生する放電負荷と、放電負荷に対して並列に力率改善用の並列インダクタが接続された構成が開示されている。なお、放電負荷に交流電源から整流器、インバータおよびトランス（変圧器）を介して電力が供給される構成となっている。

次に動作について説明する。入力電源の商用の交流電圧は整流器によって直流に変換され、さらにインバータによって所定の周波数の交流電圧に変換される。さらにトランスにより放電開始に到る電圧に昇圧され、放電負荷に高電圧が印加される。この印加された高電圧により放電負荷で放電が発生し、この放電によりガス粒子が励起される。

ここで、放電電極間に誘電体を挿入した放電負荷、つまり誘電体バリア放電を用いた負荷の場合、電気的にはコンデンサとして働き、電圧に対して電流の位相が進むことが知られている。このため皮相電力と有効電力との比で表される力率が低く、放電負荷にエネルギーを投入するためには必要以上の電流を流さなければならない。

従って、トランスやインバータを構成する素子は、上記の電流値に耐えうる仕様を必要とし、電源装置の大型化および装置コストの増大を招く。

一方、並列インダクタは、放電負荷における電流位相の電圧に対する進みを補償するために、位相遅延素子として放電負荷と並列に接続されており、放電負荷での電流位相の進み分と並列インダクタによる電流位相の遅れ分を等しく設定することで、電源装置から供給される電流と電圧の位相が合致し、最も小さな電流で放電負荷に効率的に電力を投入することができる。各素子が理想的な素子であれば、力率は１００％となって、共振と呼ばれる状態となる。

このように、従来のプラズマ発生用電源では、放電負荷と並列に並列インダクタを接続することで力率を改善し、小容量の電源素子を用いて小型で安価な電源装置を構成できるようにしている。

特開２００１−３５６９３号公報（図１２）

上述したような誘電体バリア放電を用いた装置の負荷は、負荷が放電しているか放電していないかで負荷の静電容量がダイナミックに変化するという特徴を持つ。このことはこれを駆動するための回路の設計に大きく関係し、上述した特許文献１では、非放電時の静電容量と、放電時の静電容量の間、あるいは動作中の代表的な静電容量によって負荷の静電容量を代表させて回路設計を行っていた。

しかし、動作中の代表的な静電容量は波形条件に依存して変化し、オゾナイザへの投入電力は電圧波形のピーク値に主に依存している。従って、動作中の代表的な静電容量はオゾナイザへの投入電力にも依存していることになる。これは投入電力を変化させようとした場合に放電負荷と回路との共振条件が変化してしまうことを意味する。

特許文献１では、負荷のばらつきによって共振が変化すること、共振点では動作が敏感になるなどの理由を挙げて、共振条件をある範囲内、具体的には非放電時の静電容量と放電時の静電容量との間に設定するという方法が述べられている。これは確かに有効な手法ではあるが、電源の損失が最大となる最大電力投入時において、力率をできるだけ高くして電源の容量を最小限に抑えたい場合には、不利である。

また負荷がばらついたり回路定数が若干ずれていたりすることも考えられる。このような場合にも負荷に最も適した駆動を行うことができる保証はない。

また、仮に放電負荷の静電容量が厳密に一定であったとしても、共振の条件が投入電力に依存している以上、投入電力を調節した場合には必然的に共振条件が変化することになり、同じく最適な駆動条件から外れることになる。

さらに、最大定格電力時に共振点の近くを用いて力率の高い状態で駆動していた場合、投入電力を低くしていくと、電源あるいは放電の制御が不安定になるという現象が存在するが、この点については従来何らかの対策がなされていないばかりでなく、その物理的な原因についても明確ではなかった。

本発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、最大定格条件ではできるだけ力率の高い条件で駆動を行い、投入電力を変化させた場合でも常に安定に動作させることのできる、プラズマ発生用電源装置を得ることを目的とする。

本発明のプラズマ発生用電源装置の第１の態様は、プラズマを発生させる放電負荷を駆動するプラズマ発生用電源装置であって、前記放電負荷に電力を供給する交流電源と、前記交流電源の交流出力の周波数を制御可能な制御装置と、を備え、前記制御装置は、前記放電負荷への目標投入電力に応じて、前記交流電源の電源周波数を変化させるように制御する。

上記プラズマ発生用電源装置によれば、制御装置が、放電負荷への目標投入電力に応じて、交流電源の電源周波数を変化させるように制御するので、最大定格の電力を投入する場合には、交流電源の周波数を負荷の共振周波数の近くに設定して、高力率で駆動することで交流電源の容量を小さくし、投入電力が小さい場合は、より高い周波数に設定することで、放電の安定な制御が可能となる。

本発明のプラズマ発生用電源装置の第２の態様は、プラズマを発生させる放電負荷を駆動するプラズマ発生用電源装置であって、前記放電負荷に電力を供給する交流電源と、前記交流電源が出力する交流電圧を共振によって跳ね上げて負荷電圧として前記放電負荷に与える共振手段とを備え、前記交流電源は前記共振手段に電気的に直接に接続される。

上記プラズマ発生用電源装置によれば、交流電源を共振手段に電気的に直接に接続し、交流電源の出力電圧を共振によって跳ね上げて放電負荷に与えるので、例えばコストの高い高周波変圧器が不要となり、製造コストを低減できる。

この発明の目的、特徴、局面、および利点は、以下の詳細な説明と添付図面とによって、より明白となる。

本発明に係る実施の形態のプラズマ発生用電源装置の基本構成を説明する図である。 インバータの電圧波形を示す図である。 オゾナイザに印加される電圧の変化を示す図である。 本発明に係る実施の形態のプラズマ発生用電源装置の構成を説明する図である。 制御装置の制御動作を説明する図である。 本発明に係る実施の形態の変形例の構成を示す図である。 本発明に係る実施の形態の変形例の構成を示す図である。 本発明に係る実施の形態の変形例の構成を示す図である。 本発明に係る実施の形態の変形例の構成を示す図である。 オゾナイザの構成を説明する図である。 オゾナイザのギャップ間隔のばらつきに起因する、放電維持電圧の分布を示す図である。 放電維持電圧の分布が生じた場合の放電の安定性を説明する図である。 放電維持電圧の分布が生じた場合の放電の安定性を説明する図である。 誘電体バリア放電を利用した放電負荷の等価回路を説明する図である。 インバータの出力波形と放電電力との関係を示す図である。 安定制御のための放電電力と周波数との関係を説明する図である。 安定制御領域でのインバータの電流電圧波形のシミュレーション結果を示す図である。 安定制御領域でのインバータの電流電圧波形のシミュレーション結果を示す図である。 インバータのフィードバック制御の方法を説明する図である。 負荷電圧、電源電圧および跳ね上げ率の関係を示す図である。 電源電圧と跳ね上げ率との関係を示す図である。 跳ね上げ率の最小値と静電容量との関係を示す図である。 ２段のインバータブロックを有するインバータの構成を説明する図である。 ４段のインバータブロックを有するインバータの構成を説明する図である。 ４段のインバータブロックを有するインバータの出力波形の一例を示す図である。 インバータの構成を説明する図である。 インバータの制御方法の一例を説明するタイミングチャートである。 半導体素子での電力損失を平均化するインバータの制御方法を説明するタイミングチャートである。 半導体素子での電力損失を平均化するインバータの制御方法を説明するタイミングチャートである。 半導体素子での電力損失を平均化するインバータの制御方法を説明するタイミングチャートである。 インバータの構成の一例を示す図である。 インバータを構成するスイッチング素子の制御方法を説明するタイミングチャートである。

＜１．序論＞
＜１−１．基本動作＞
本発明に係る実施の形態１の電源装置の基本動作を説明するため、まず、単純化された構成のプラズマ発生用電源装置９０について図１〜図３を用いて説明する。

図１に示すようにプラズマ発生用電源装置９０は、電力源となる交流電源ＰＳに接続される変圧器ＴＲと、変圧器ＴＲに接続されると整流器ＲＥと、整流器ＲＥに接続されるインバータＩＶ（交流電源）と、インバータＩＶから電力を供給されるオゾナイザ１の電力ラインに直列に介挿されたリアクトルＦＬ（共振手段）とを有している。なお、インバータＩＶはリアクトルＦＬに電気的に直接に接続されている。ここで、インバータＩＶがリアクトルＦＬに電気的に直接に接続されるとは、インバータＩＶの出力部が変圧器などの磁気的な伝送手段を介さずに配線等の電気的な伝送手段を介してリアクトルＦＬに接続されていることを意味する。

オゾナイザ１は、対向して配置された一対の電極間に誘電体を介して放電空間となるガス領域が構成され、上記放電空間のガスが励起されてオゾンプラズマを発生する構成となっている。

プラズマ発生用電源装置９０は、交流電源ＰＳから供給される交流電力を、変圧器ＴＲで所望の電圧に調節し、これを整流器ＲＥで整流することによって直流電圧源とする。

整流器ＲＥから供給される直流電圧は、インバータＩＶで所定の周波数の交流電圧に変換されてリアクトルＦＬに直接に与えられ、リアクトルＦＬとオゾナイザ１の静電容量との共振によって、オゾナイザ１の両電極の電圧はインバータ出力よりもはるかに高くなる。

このような構成を採ることで、インバータＩＶに入力される電圧を十分に高くし、オゾナイザ１に印加すべき高電圧が、オゾナイザ１の両電極で得ることができる。なお、変圧器ＴＲを整流器ＲＥの前段に設けることで、電源装置全体のコストを下げることができる。

ここで、フルブリッジのインバータにおける、インバータ出口での電圧波形を図２に示す。図２においてはインバータの母線電圧をＶｄとして示す。

インバータでの損失が十分に小さい場合、出力波形は矩形波となり、その電源周波数ｆと、デューティ、すなわち電源制御率ｄがインバータの動作を特徴付ける値となる。

周波数がｆの場合、１周期の時間は１／ｆで与えられる。誘電体バリア放電は交流駆動なので、特に理由のない限り、正側のパルス幅と負側のパルス幅は等しく制御するので、この場合、片方のパルス幅はｄ／ｆ／２となる。

一般にインバータでは動作中は周波数を一定とし、そのデューティを変化させることで投入電力を制御する。これをパルス幅制御あるいはＰＷＭ（Pulse Width Modulation）と呼ぶ。例えば負荷への投入電流を一定に制御する場合、投入電流の値が一定になるように、ＰＷＭでデューティを増減させて、フィードバック制御を行う。

＜１−２．放電の安定性＞
次に放電の安定性について説明する。一般に、プラズマ発生用電源装置では、放電負荷に与える電流などをフィードバック制御することで電流あるいは電力を一定に制御している。しかし、これは放電負荷の消費電力が比較的安定に保たれている場合は有効であるが、放電負荷が不安定で、その電力が非常に短い時定数で変化する場合には、フィードバック制御（一般には放電の変化の時定数よりも十分遅い応答性を有する）では、投入電力を一定に保つことができず、投入電力が変動してしまう。この現象は、電力を小さくした場合に顕著である。この原因について説明する。

ある周波数ｆ１において、デューティを最大に近く、例えば０．８に設定した場合に、回路素子が共振条件に近く設定されており、所定の放電電力が得られていたとする。この場合、この放電電力の条件での放電負荷の平均的な静電容量Ｃγであり、回路のリアクトル（インダクタンスＬ）の共振周波数がｆ０である場合、周波数ｆ１が十分に共振周波数ｆ０に近い、より正確には下記の数式（１）で得られる電源周波数ｆの値ｆ０よりも、周波数ｆ１の方が若干高い周波数であるとする。

なお、放電負荷の平均的な静電容量Ｃγは以下の数式（２）で表される。

上記数式（２）において、Ｖ０ｐは負荷に印加されている電圧のピーク値であり、Ｖ^*は放電維持電圧であり、Ｃｇは放電負荷を構成する誘電体の静電容量である。

この条件で、放電領域が変化（消灯）する場合の、オゾナイザ１に印加される電圧の変化を図３に示す。図３においては横軸に放電領域の割合を、縦軸にオゾナイザ１の両電極端の電圧すなわちギャップ間電圧を示し、放電領域の割合は全域点灯の状態を１とし全域消灯の状態を０として表している。

図３に示すように、上記条件、すなわちｆ＝ｆ１、ｄ＝０．８の曲線Ｓ１においては、放電領域の割合が１（全域点灯）より小さくなるにつれて電圧が上昇し、放電領域の割合がある値でピークを迎える。その後は、放電領域の割合が減少するにつれて電圧が低下することが判る。

周波数ｆ０では数式（１）が成り立っているので、共振のピークはグラフの右端となるが、上述のように、周波数ｆ１をｆ０よりも若干高い周波数に設定したので、ｄ＝０．８の曲線においてはピークが、放電領域の割合が１と０の間に現れている。

ここで、放電がオゾナイザ１の全域で点灯している正常状態から、何かの理由で一部が消灯してしまった場合を想定する。これは図３の右端より若干左側の位置に放電領域の割合が変化したことを示す。この場合、ｆ＝ｆ１、ｄ＝０．８の曲線では電圧が高くなる。

これは、放電が一部消えてしまっても、オゾナイザ１に印加されている電圧が上昇し、結果的に非放電部分の電極間に印加されている電圧が上昇するため、消えた部分は再点灯することを意味する。すなわち、放電が一部消えたとしても、回路がこれを再点灯させる方向に動作する、つまり負のフィードバックが働くために放電状態は安定に維持され、放電が安定に制御できることを意味する。

次に周波数をｆ１のまま、デューティを小さくすることによって、放電電力を低くした場合を想定する。例えばｆ＝ｆ１、ｄ＝０．６にした場合の、放電領域の変化に対するオゾナイザ１の両電極端の電圧の変化は、図３のｆ＝ｆ１、ｄ＝０．６の曲線Ｓ２のようになる。

この曲線Ｓ２ではピーク値が存在しない。これは投入電力が変化したために、放電負荷の静電容量Ｃγが小さくなり、結果として共振周波数が周波数ｆ１よりも高くなり、共振ピークが、放電領域の割合１と０の間に現れなくなったためである。

曲線Ｓ２の傾向としては、放電領域の割合が１よりも大きくなれば共振ピークが現れそうであるが、放電領域の割合が１よりも右側（放電の割合が１を越える）というのはありえないので、放電負荷の静電容量Ｃγが放電領域の割合が１の場合よりも大きくなっていると言える。

曲線Ｓ２についても、放電がオゾナイザ１の全域で点灯している正常状態から、何らかの理由で一部が消灯してしまった場合を想定する。すなわち、図３の右端より若干左側の位置に放電領域の割合が変化した場合、曲線Ｓ２に従えば、オゾナイザ１に印加される電圧が低くなる。

これは曲線Ｓ２が、曲線Ｓ１の共振ピークより左側の特性で構成されているためであり、負荷の変動に対して、回路の動作方向が逆方向になっていることを意味し、もし何らかの理由で放電が一部消灯してしまった場合、オゾナイザ１に印加される電圧が低下し、結果としてさらに消灯する領域が多くなるという正のフィードバックがかかることを意味する。

この場合、電源側で何の制御も行わなかった場合、放電は連鎖的に消灯し、最終的には全域で消灯してしまうということが予想される。実際には先に述べたように検出電流に基づいたフィードバックによって動的な制御を行っているので、放電が完全に消えることは防止されるが、先に述べた制御の時定数の関係で、安定な制御ができなくなる。

以上のことから、図３において、右端部分の曲線の傾きが正である場合は放電不安定となり、負である場合は安定に制御できると結論することができる。

そして、図３における右端部分の曲線の傾きを負にする方策として、周波数を変化させることが考えられる。

以下、一例として周波数ｆ１よりもさらに高い周波数ｆ２を選択した場合を想定する。この周波数ｆ２は、ｆ＝ｆ１、ｄ＝０．６の条件で得られる投入電力での放電負荷の静電容量Ｃγに対応する共振周波数よりもさらに高いものとする。

この周波数でデューティを変化させて、ｆ＝ｆ１、ｄ＝０．６の条件と同等の電力が投入できるデューティを探すとｄ＝０．４となる。

この場合の、放電領域の変化に対するオゾナイザ１の両電極端の電圧の変化は、図３のｆ＝ｆ２、ｄ＝０．４の曲線Ｓ３のようになる。

曲線Ｓ３においては、放電領域の割合が０から１まで単調に減少しており、放電領域の割合が０よりも小さくなれば共振ピークが現れそうであるが、放電領域の割合が０よりも左側（放電の割合が０未満）というのはありえないので、放電負荷の静電容量Ｃγが放電領域の割合が０の場合よりも小さくなっていると言える。

この結果、放電領域の割合が０から１の全域において共振ピークの右側の形状になるため、その傾きは負、つまり、安定に制御できる条件になったことが判る。

そこで、電源の周波数としてｆ２を選択し、ｆ＝ｆ２、ｄ＝０．４の条件から、デューティを大きくする。デューティを大きくすることで、放電負荷の静電容量Ｃγが大きくなり、共振周波数は低くなるので、ｆ２が十分高い周波数であることを考え併せると、デューティを変化させても安定な駆動条件が得られると考えられる。

この場合の、放電領域の変化に対するオゾナイザ１の両電極端の電圧の変化は、図３のｆ＝ｆ２、ｄ＝０．８の曲線Ｓ４のようになる。

曲線Ｓ４においては、曲線Ｓ３と同様に放電領域の割合が０から１まで単調に減少しており、右端での傾きは負となり、安定に制御できる条件であることが判る。しかし、右端での電圧値が、最初の最大定格の条件、つまりｆ＝ｆ１、ｄ＝０．８の条件の場合に比較して、かなり低くなっている。これは投入電力が低い、つまり、この周波数では、デューティを最大にしても十分な電力を投入することができないことを意味する。

周波数ｆ２で目標の電力を投入するためには、例えばインバータの母線電圧を高くすることが考えられる。しかしこれはインバータの耐圧や電源容量を大きくすることになり、インバータのコストアップをもたらす。

以上を総合すると、電源の周波数ｆ１の場合は、最大電力時には、高力率で駆動するのでインバータの電源容量を小さくできるが、電力を低くしていった場合には放電が不安定になる。一方、電源の周波数ｆ２の場合は、電力を変化させても全域で安定な制御が可能であるが、最大電力時の力率が低く、インバータの電源容量が大きくなってコストが高くなるという結論が得られる。

＜２．装置構成＞
上記結論に基づき、発明者らは、全ての電力範囲で安定に、かつインバータ容量が小さくて済む電源装置を開発した。以下、本発明に係る実施の形態１のプラズマ発生用電源装置１００の構成について図４を用いて説明する。

図４に示すようにプラズマ発生用電源装置１００においては、インバータＩＶを制御する制御装置ＣＴを有し、制御装置ＣＴはオゾナイザ１に流入する電流を電流検出器ＤＴで検出して、オゾナイザ１の投入電力を一定に保つような制御を行う。なお、図１に示したプラズマ発生用電源装置９０と同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

一般にオゾナイザの電力は電流に比例するので、この制御は有効であるが、オゾナイザ以外の負荷を使用する場合や、より正確な制御のためには、流入電流と併せて負荷両端の電圧も測定する構成を採用しても良い。

＜３．装置動作＞
＜３−１．制御動作の概要＞
次に、制御装置ＣＴの制御動作の概要について説明する。

制御装置ＣＴは、電流検出器ＤＴで検出したオゾナイザ１の流入電流に基づいて、負荷の共振条件に対して最適な周波数およびデューティとなるようにインバータＩＶを制御する。

例えば負荷に投入する目標電力（目標投入電力）に対して、最適な値を得るようにインバータＩＶの周波数（ｆ）を変化させ、かつ目標投入電力を正確に投入できるように、負荷への電流を測定し、これに応じてデューティを増減させるフィードバック制御を行う。

あるいは逆に目標投入電力に対してデューティを固定あるいは範囲制限して、周波数を微調整するなどの制御を行う。

このような制御、すなわち負荷への投入電力に合わせて周波数を変化させるような制御を行うことによって、まず最大定格の電力を投入する場合には、インバータの周波数を負荷の共振周波数の近くに設定して、高力率で駆動することでインバータの容量を小さくし、投入電力が小さい場合は、より高い周波数に設定することで、安定な駆動を行うことができる。なお、投入電力が小さい場合は周波数を変化させることで力率を低くするが、投入電力が小さいので、インバータの容量は大きくせずとも済む。

＜３−２．制御動作の具体例＞
以下、図５を用いて制御装置ＣＴの制御動作の具体例について説明する。

図５は横軸をインバータＩＶの電源周波数（ｆ）、縦軸を負荷への投入電力とし、周波数を変化させた場合に負荷への投入電力がどのように変化するかを、デューティが最大の場合と５０％程度の場合について示したものである。

電源周波数が共振点に近づくと、電圧が跳ね上がり、共振点の近くで最も投入電力が大きくなるが、共振点から外れると電力投入が小さくなる。図５においてはこの傾向が顕著に現れており、電源周波数の変化に伴って電圧の跳ね上げ度合いが変化していることが判る。これは、縦軸を負荷両端の電圧ピーク値とした場合にも同様の傾向が得られる。

図５における投入電力のピーク値に対応する周波数が、そのときの回路の共振周波数である。オゾナイザ１の場合は負荷への投入電力は負荷両端の電圧値ピーク値に依存しているからである。

図５においては、デューティが最大の場合の周波数特性曲線をＳ１１として示し、デューティが５０％程度の場合の周波数特性曲線をＳ１２として示しており、デューティが最大の場合の共振の周波数をｆ１１とし、デューティが５０％程度の場合の共振の周波数をｆ１２とする。

上述したように、オゾナイザ１の投入電力を小さくした場合、静電容量Ｃγが小さくなり、結果として共振周波数が高くなるので、図５の特性曲線Ｓ１１とＳ１２とを比較した場合に、電力が小さい曲線Ｓ１２の共振周波数は曲線Ｓ１１より高くなっている。

図５においては、デューティが最大の曲線Ｓ１１に対して、僅かにデューティが小さくなった場合の特性を曲線Ｓ２１として示し、デューティが５０％程度の曲線Ｓ１２に対して、僅かにデューティが小さくなった場合の特性を曲線Ｓ２２として示す。

曲線Ｓ２１およびＳ２２は、それぞれ曲線Ｓ１１およびＳ１２よりも図に向かって僅かに右側、すなわち僅かに高周波数方向に移動し、それぞれの共振周波数はｆ２１およびｆ２２となっていることが判る。

ここで、デューティが僅かに小さくなる場合とは、放電が一部消灯した場合に対応し、図３に示した曲線Ｓ１、Ｓ３およびＳ４のように、右端での傾きが負となった特性であれば、放電が一部消灯した場合に負荷に印加される電圧が高くなる。

従って、共振周波数ｆ２１では、共振周波数ｆ１１よりも負荷に印加される電圧が高くなり、放電電力が高くなることを意味する。

共振周波数よりも若干高い周波数でインバータＩＶを動作させていた場合、放電が一部消灯すると、負荷に印加される電圧が高くなるため、放電が再度点灯し、安定に制御ができる。

これに対して、共振周波数ｆ１１よりも低い周波数でインバータＩＶを動作させていた場合、放電が一部消灯すると負荷に印加される電圧が低くなる方向に動き、放電が連鎖的に消灯して不安定な状況になる。

従って、安定な駆動を行うためには、負荷の共振周波数よりも、高い周波数でインバータＩＶを動作させることが望ましい。

これは換言すれば、電源の出力端で、電圧よりも電流が遅れ位相になっていることが望ましいことを意味している。つまり、電源から見た、リアクトルなどを含む負荷全体が、Ｌ負荷（インダクタンス的な負荷）になっていることが望ましいことを意味する。

従って、放電を安定に制御するためには、電源出力端から見た負荷が、Ｌ負荷であること、すなわち電源出力端における電流が電圧よりも遅れ位相であることが望ましい。

電源出力端で電流が遅れ位相であることが望ましいのは、デューティの大小に関係がなく、デューティが５０％程度の場合でも、共振周波数ｆ１２よりも高い周波数ｆ２２で動作させていれば、放電を安定に制御できることが図５から判る。

ここで、共振周波数ｆ１１とｆ２１とは、安定に制御できる範囲で、できるだけ近い値であることが望ましい。なぜならば、共振周波数ｆ１１の近傍、より具体的には共振周波数を５％〜１０％増した周波数が最も高力率な動作、すなわち、負荷への電力投入効率を高くして、電源の損失を最も少なくできる領域だからである。

従って、共振周波数ｆ１１よりも高くし過ぎてしまうと、放電の安定性は向上しても、電源の力率が低くなって、結果的に大きな電源容量の電源が必要となり、電源のコストアップにつながる。電源の容量は、最大定格電力時に消費する電力によって決まるので、少なくとも最大電力定格時にはできるだけ高力率な条件で駆動することが望ましい。

なお、最大定格の電力を投入する場合以外では、多少、力率を犠牲にしてでも安定性を向上させる方が良い場合もある。

＜４．特徴的効果＞
以上説明した実施の形態１のプラズマ発生用電源装置１００によれば、インバータＩＶの周波数を目標投入電力に合わせて変化させるという制御を行うことによって、高効率な駆動を達成してインバータの電源容量を小型化でき、コスト低減と放電の安定な制御の両立が可能となる。

また、インバータの周波数を状況に応じて切り替えることを前提としているので、仮にリアクトルを含む回路のインダクタンスの値が変動しても、電流検出器ＤＴで検出したオゾナイザ１の流入電流に基づいて、制御装置ＣＴがインバータＩＶの周波数を制御することで目標投入電力を達成することができる。

このことは、高精度なリアクトルを準備せずとも良いことを意味し、リアクトルのコスト、ひいては高精度なリアクトルを得るために要していたコストを引き下げることができる。

＜５．変形例１＞
以上説明した実施の形態１のプラズマ発生用電源装置１００では、電流検出器ＤＴで検出したオゾナイザ１の流入電流に基づいて、負荷の共振条件に対して最適な周波数およびデューティとなるように制御装置ＣＴによってインバータＩＶを制御する構成について示したが、周波数を変えることは、負荷の状態に対応する共振点と駆動波形との関係を制御することである。従って、周波数を変化させる以外にも、同様な効果を得ることのできる構成が考えられる。

その１つが、回路定数を変化させる構成であり、図６には、負荷（オゾナイザ１）に対して直列に可変リアクトルＶＬ（可変受動素子）を挿入したプラズマ発生用電源装置１００Ａの構成を示す。図６に示すように、可変リアクトルＶＬは制御装置ＣＴ１に接続され、そのインダクタンスの値は制御装置ＣＴ１によって変更可能な構成となっている。

このような、構成においても、放電負荷への目標投入電力に応じて可変受動素子を可変制御することで、放電負荷に対して目標の電力を投入することができる。

なお、図４に示したプラズマ発生用電源装置１００と同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

このような構成を採ることで、インバータの周波数を変化させることができない場合でも回路の共振点を変化させることができ、電源の周波数を変化させる場合と同様の効果を得ることができる。

＜６．変形例２＞
負荷の共振周波数を変化させるために、回路定数を変化させる構成としては、図７に示すプラズマ発生用電源装置１００Ｂのように、オゾナイザ１に対して並列に可変コンデンサＶＣ（可変受動素子）を接続し、そのキャパシタンスの値を制御装置ＣＴ２によって変更可能な構成を採用しても良い。

なお、図４に示したプラズマ発生用電源装置１００と同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

なお、変形例１の場合も変形例２の場合も、電源出力端における電流が電圧よりも遅れ位相となるように可変受動素子を可変制御することで、デューティの大小に関係がなく放電を安定に制御できる。

既に述べたように、従来の電源制御方式の問題は、オゾナイザ１がその投入電力によって平均的な静電容量Ｃγを変化させることに起因している。従って、この変化を補正するように、すなわち、オゾナイザ１の平均的な静電容量Ｃγと可変コンデンサＶＣの容量との和が一定になるように、可変コンデンサＶＣの容量を調整すれば、見かけ上の回路の定数をほぼ一定に保つことができ、安定な放電制御を行うことが可能となる。

＜７．変形例３＞
先に説明したように、放電を安定に制御するためには、電源出力端から見た負荷が、Ｌ負荷であることが望ましいとしたが、オゾナイザなどの誘電体バリア放電の負荷は容量性負荷（Ｃ負荷）であるので、回路には何らかのインダクタンス成分を付加しないと、全体としてＬ負荷とならない。図４に示したプラズマ発生用電源装置１００では、負荷（オゾナイザ１）に直列にリアクトルＦＬを挿入した構成を有していたが、図８に示すプラズマ発生用電源装置１００Ｃのように、負荷に並列にリアクトルＦＬ１を挿入した構成としても良い。この場合も、プラズマ発生用電源装置１００と同様に、インバータＩＶはリアクトルＦＬ１に電気的に直接に接続される。なお、図４に示したプラズマ発生用電源装置１００と同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

このような構成によっても、共振現象を利用して力率を向上させ、インバータの電源容量を小型化できるという効果を得ることができる。

なお、プラズマ発生用電源装置１００のように直列共振を用いる構成は、負荷の放電のために高い電圧が要求される場合に適しており、直列共振を用いることで、電源の必要電圧を下げてインバータの電源容量を小さくできる効果がある。一方、プラズマ発生用電源装置１００Ｃのように並列共振を用いる構成は、負荷の放電のために大きな電流が要求される場合に適しており、並列共振を用いることで、電源の必要電流を下げてインバータの電源容量を小さくできる効果がある。

なお、図４に示すプラズマ発生用電源装置１００では、インバータＩＶの出力電圧をそのまま負荷（オゾナイザ１）に与える構成となっており、オゾナイザ１は放電電圧も放電電流も大きいが、放電電圧が特に大きい場合には、直列共振を用いて必要な電源電圧を下げることは有効である。

＜８．変形例４＞
以上説明した実施の形態１およびその変形例１〜３では、インバータＩＶの出力電圧をそのまま負荷（オゾナイザ１）に与える構成となっていたが、図９に示すプラズマ発生用電源装置１００Ｄのように、インバータＩＶの後段に変圧器ＴＲを配設し、インバータＩＶの出力を昇圧する構成としても良い。この場合、交流電源ＰＳを整流器ＲＥに直接に接続する構成を採る。なお、図８に示したプラズマ発生用電源装置１００Ｃと同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

オゾナイザは一般に高い放電電圧を必要とするので、通常の交流電源ＰＳの電圧を直接整流した場合には、何らかの方法で昇圧する必要がある。従って、プラズマ発生用電源装置１００Ｄのように、インバータＩＶの出力を変圧器ＴＲで昇圧する構成を採る場合もある。

なお、プラズマ発生用電源装置１００Ｄでは、負荷に並列にリアクトルＦＬ１を挿入した構成を示したが、負荷に直列にリアクトルを挿入しても良く、また、変圧器ＴＲにおいて発生する漏れインダクタンスや励磁インダクタンスを、リアクトルの代わりに使用しても良い。また、配線などの構造に起因するインダクタンスを利用しても良い。

＜９．変形例５＞
以上説明した実施の形態１およびその変形例１〜４では、電源としてインバータを使用する構成について説明した。インバータは、投入電力をＰＷＭで容易に変化できるだけでなく、周波数も同時に変化させることが技術的に容易であり、本発明のように、電力に応じて周波数を変化させる目的には非常に適している。

しかし、電源はインバータに限定されるものではなく、周波数一定の電源を使用する場合であっても、変形例１および２において説明したように、回路定数を変化させることで負荷の共振周波数を変化させる構成を採れば、電源の周波数を変化させる場合と同様の効果を得ることができる。

また、インバータや周波数一定の電源の代わりに、例えばモータと機械的な機構（可変速ギアなど）を利用した周波数可変の電源を使用しても良い。

例えば、６０Ｈｚの商用周波数を別の周波数に変換する構成としては、当該商用周波数でモータを回転させ、ギアやベルトなどで構成される変速機構によって回転数を変えて発電器を回転させることで、当該発電器の発電周波数を６０Ｈｚとは異なったものにすることができる。

＜１０．放電特性のばらつきの抑制効果＞
オゾナイザのような放電負荷において、留意すべき現象として放電特性のばらつきがある。これまでの議論では、放電特性のばらつきについては特に考慮しなかったが、そもそも「何かの理由で放電が一部が消灯する」という議論は、放電の特性にばらつきがあり、放電しにくい部分が消灯するという状況を前提にしている。

そこで、以下においては放電特性がばらつく理由について検証し、本発明が放電特性がばらつく場合でも有効であることを説明する。

まず、図１０に示す円筒形のオゾナイザを例に採って放電特性のばらつきについて説明する。

図１０に示すオゾナイザＯＺは、内管ＧＥとして内部に金属メッキを施したガラス管を、外管ＭＥとして金属の円筒を用いており、円筒多管型と呼称される。両者は図示しないスペーサなどによって均一な間隔で保持されるが、機械的な精度の関係で両者の間隔にはばらつきが生じている。

図１０では、内管ＧＥが若干斜めになった状態を想定しており、この場合は内管ＧＥと外管ＭＥとの間隔が広い部分と狭い部分が生じる。

電極の間隔、すなわち放電ギャップは、放電の電圧、例えば放電維持電圧Ｖ^*に影響する。特に、近年は比較的狭いギャップ長（０．４ｍｍなど）が主流になっており、このような狭ギャップの場合は特にギャップ間隔のばらつきが大きな影響を与える。

なお、図１０においては、ギャップ間隔に、最大値ＭＸＶ、中央値ＣＶおよび最小値ＭＮＶの３種類が存在するものと想定している。このようにギャップ間隔にばらつきが生じると、同じ放電電圧（厳密には放電開始電圧）を与えても、放電が発生する領域と発生しない領域とが存在することになる。このうち、放電が発生し、維持している領域が、図３で示す放電領域であり、全領域に対する割合が放電領域の割合となる。

次に、ギャップ間隔のばらつきによって、放電維持電圧に分布が生じている状況を図１１に示す。図１１においては、横軸に放電維持電圧を、縦軸に放電領域の割合を示す。

ここで、放電維持電圧は放電開始電圧よりも低い電圧である。すなわち、放電開始電圧の印加により一旦放電が発生すると、電圧を下げても放電は維持する。この放電維持に必要な電圧が放電維持電圧である。

図１１においては、ギャップ間隔のばらつきが少ない場合の分布を分布曲線Ｓ３１として示し、ばらつきが多い場合の分布を分布曲線Ｓ３２として示す。

分布曲線Ｓ３１は分布幅が狭く、ピークが高くなっており、分布曲線Ｓ３２は分布幅が広く、ピークが低くなっている。これは、ギャップ間隔のばらつきの少ない場合は、ある放電維持電圧を中心として狭い電圧範囲で放電が維持するが、ばらつきが大きくなると、放電維持電圧の分布範囲が広くなることを表している。

このような放電維持電圧の分布が生じた場合に、放電の安定性がどのようになるかについて図１２および図１３を用いて説明する。

図１２および図１３では、横軸に放電維持電圧およびギャップ間に印加されている電圧（印加電圧のギャップ間分圧）を、縦軸に放電領域の割合を示す。

図１２および図１３においては、それぞれ実線で示される特性曲線Ｓ４１およびＳ５１と、破線で示される特性曲線Ｓ４２およびＳ５２が示されており、特性曲線Ｓ４１およびＳ５１が放電維持電圧分布の積分曲線であり、放電のばらつきを示し、特性曲線Ｓ４２およびＳ５２が回路の特性を示している。

特性曲線Ｓ４２およびＳ５２は、図３を用いて説明した放電領域が変化する場合の、印加電圧の変化特性を縦軸と横軸を入れ替えて表したものに相当しており、図１２および図１３の上端が、放電領域の割合が１００％、つまり図３の右端に対応する。

そして、図１２における特性曲線Ｓ４２は、図３において示したｆ＝ｆ１、ｄ＝０．６のような場合、すなわち、そのときの投入電力に対応した共振周波数よりも低い周波数でインバータが動作している場合の放電領域の割合の分布を表し、回路が安定なＬ負荷ではなくＣ負荷となって、放電の制御が不安定な場合を示している。

一方、図１３における特性曲線Ｓ５２は、図３において示したｆ＝ｆ２、ｄ＝０．４のような場合、すなわち、そのときの投入電力に対応した共振周波数よりも高い周波数でインバータが動作している場合の放電領域の割合の分布を表し、回路が安定なＬ負荷となって、放電の制御が安定している場合を示している。

図１２に示される特性曲線Ｓ４１およびＳ４２において、両者の交点を動作点とした場合、放電領域の割合が減少すると曲線Ｓ４２の傾きから、ギャップ間電圧は低くなることが判る。ギャップ間電圧が減少することは、放電維持電圧の減少を意味し、曲線Ｓ４１から、放電領域の割合が減少することが判る。放電領域の割合が減少すれば、ギャップ間電圧が減少すると言ったように、放電領域の減少、ギャップ間電圧の減少が交互に発生し、最終的には、放電が全領域で消灯、すなわち立ち消えに到る。

一方、図１３に示される特性曲線Ｓ５１およびＳ５２においては、放電領域の割合が減少すると曲線Ｓ５２の傾きから、ギャップ間電圧が高くなることが判る。これは、一旦放電が消えても再点灯することを意味し、放電領域の減少が抑制されることになる。

このように、図１２に示されるＣ負荷の状態は不安定な状態であることを表し、図１３に示されるＬ負荷の状態は安定な状態であることを表すとともに、インバータの周波数を目標投入電力に合わせて変化させる制御を行う本発明のプラズマ発生用電源装置が、放電の安定制御に重要な役割を果たしているということを意味する。

なお、図１２および図１３では、動作点である交点は一番上に位置しているわけではない。これは、放電割合１００％ではなく、放電が若干消灯していることを意味し、ギャップの一部に極端に広い部分（図１０におけるＭＸＶのような）があり、非常に放電しにくくなっていることを意味する。このような状況でも、本発明を用いれば、安定な制御を行うことが可能である。

また、投入電力が低下すると、ギャップ間に印加される電圧が低くなるので、放電維持電圧の分布が問題になることが多く、本発明は電力が低くなった場合に特に有効であると言える。

＜１１．安定制御の具体例＞
これまで、目標投入電力値に対して周波数を制御することで放電負荷を安定に制御することについて説明してきたが、以下、放電電力と周波数の関係について具体的に説明する。

＜１１−１．周波数とデューティの変化範囲＞
まず、周波数とデューティの変化範囲について説明する。

図１４は、オゾナイザや平板光源に代表される、低周波で駆動される誘電体バリア放電を利用した放電負荷の等価回路を説明する図である。

図１４に示すように、放電負荷は電極間に介在する誘電体の静電容量Ｃｇ（その容量値はＣｇとして表す）と、ガス領域の静電容量Ｃａ（その容量値はＣａとして表す）とを有している。また、放電負荷には、負荷の構造などに起因して存在する浮遊の静電容量Ｃｐ（その容量値はＣｐとして表す）も有している。

一般的にオゾナイザではこのＣｐの値は十分に小さく無視できるが、例えば面放電型プラズマディスプレイパネルでは大きな値となる。

また、図１４においては、プラズマの発生・消滅によって非線形性を有するプラズマ負荷を等価的に示すために、対向して配置したツェナーダイオードＤｚを静電容量Ｃａに並列に配置している。

オゾナイザに代表される低周波の誘電体バリア放電では、放電への投入電力Ｐｏｚは、下記の数式（３）で表される。

この数式（３）においては、印加電圧のピーク値Ｖ０ｐ、周波数ｆおよび投入電力Ｐｏｚの関係を表している。

一方、先に説明した数式（１）は回路に存在する静電容量とインダクタンス、および共振周波数の関係を示している。

ここで、インダクタンスは負荷に直列あるいは並列に設けられているリアクトルの値であり、静電容量は負荷の平均的な静電容量Ｃγである。Ｃγは数式（２）で表されており印加電圧のピーク値Ｖ０ｐに依存する。

従って、数式（１）、（２）および（３）からＶ０ｐおよびＣγを消去すれば、周波数ｆ０で共振点となるような、投入電力Ｐｏｚを求めることができる。これが数式（４）で表される。

なお、上記数式（４）では、電源周波数と共振周波数とが一致（ｆ＝ｆ０）した条件で表している。

この数式（４）は、ある目標投入電力Ｐｏｚに対して、その電力での回路の共振周波数を求める式でもある。これまでの議論から、安定に制御を行うためには、この共振周波数よりも高い周波数でインバータを駆動させることが望ましい。

換言すれば、放電負荷を安定に制御するには、数式（４）から導かれる共振周波数よりも高い周波数でインバータを駆動させるという基準を得ることができる。

数式（４）から導かれる共振周波数は、いわば電源周波数の下限値であり、以下、電源周波数の上限値について述べる。

数式（４）から、電力がゼロの場合の共振周波数が判る。これはすなわち、非放電時の静電容量Ｃβの共振周波数である。つまり、このときの共振周波数ｆｍａｘは以下の数式（５）で表される。

回路の共振周波数はｆｍａｘよりも大きくなることはなく、電源周波数についても、その最大値としてｆｍａｘに近い値を設定することが妥当である。

次に、図１を用いて説明したプラズマ発生用電源装置９０について、インバータＩＶの出力波形と放電電力との関係を回路シミュレータを用いて計算した結果を図１５に示す。

図１５においては、横軸に放電電力（単位ｋＷ）を、縦軸に周波数（単位Ｈｚ）を示し、インバータＩＶのデューティを一定として、周波数を変化させた場合の放電電力の変化特性を、複数のデューティについて表している。具体的には、ｄ＝０．３、ｄ＝０．５、ｄ＝０．６、ｄ＝０．８、ｄ＝０．９５の場合の特性を表している。

なお、図１５は、図５に示した投入電力の周波数特性の縦軸と横軸を入れ替えて表したものに相当している。

図１５から、デューティを小さくすると、共振周波数が高くなって行くことが判る。この放電電力の周波数特性の頂点を結んだ線が、ある境界線を形成する。この境界線が数式（４）で表される曲線Ｓ６１に相当する。

なお、曲線Ｓ６１と各変化特性の頂点を結んだ線は必ずしも一致していない。この理由の１つは、回路シミュレータではデューティ一定で計算しているのに対して、数式（４）は放電電力一定の条件で導き出されたものだからである。何れにせよ、この曲線Ｓ６１よりも高い周波数領域が、安定に放電を制御できる領域となる。

また、電源周波数の上限は数式（５）で規定されるが、図１５においては直線Ｓ６２として示されている。

なお、放電電力の上限は各周波数によって異なるが、デューティを最大限に大きくした場合の、放電電力の周波数特性の曲線が、各周波数での放電電力の上限を示している。従って、所望の放電電力を得るための周波数の可変範囲は、図１５において薄いハッチングを施した第１領域Ｒ１として明示する。

なお、周波数の下限値である数式（４）であるが、まず数式（４）とデューティ一定制御時の回路シミュレータによる計算結果が若干異なること、また実際の電源では何らかの電力一定制御が行われていることが多く、その場合には多少放電が不安定であっても十分に安定に制御できることが判っている。

このため、数式（４）で表される曲線Ｓ６１を安定制御領域の下限値とするには、少し条件が厳しすぎる。実際のオゾナイザの動作や幾つかのシミュレーション結果に基づいて考察した結果、数式（４）から導かれる周波数よりも、１割程度低い周波数でも、安定に放電を持続できるものと考えられる。このことを考慮すれば、安定制御領域は第１領域Ｒ１の他に、濃いハッチングを施した第２領域Ｒ２とで構成されることになり、安定制御領域を拡張することができる。

一方、周波数の上限を表す数式（５）については、これよりも高い周波数で動作させる必要がないだけであって、これを越えることで問題が発生するわけではない。しかし、力率が低下することが予想されるとともに、周波数の可変範囲をあまりに大きくすることは、インバータや回路の設計上、望ましくはないので、目安として規定するものである。

以上説明した、領域Ｒ１およびＲ２で構成される安定制御領域内を通るように周波数および放電電力を選択すれば基本的には安定な制御を行うことができる。

＜１１−２．最適な安定制御のための放電電力と周波数との関係＞
次に、上述した安定制御領域内で、特定の放電電力値に対して、どのような周波数を選ぶことで最適な安定制御ができるかについて図１６、図１７および図１８を用いて説明する。

図１６は、図１５と基本的に同じ図であるが、ハッチング等は省略している。図１６において、最大定格電力Ｐｏｚ０を規定する。この値は、デューティが最大値に近いｄ＝０．９５の場合であって、周波数を最大電力（共振点）の周波数よりも若干高めに設定した場合の電力ということになる。

図１５を用いて説明したように、領域Ｒ１およびＲ２内を通るように周波数および放電電力を選択すれば基本的には安定な制御を行うことができるが、同じ安定制御領域内でも、経路によって若干の差異がある。

結論を先に述べれば、図１６において太線で示す曲線Ｓ６０に沿って周波数および放電電力を選択することが、安定制御にとって最も有効である。

曲線Ｓ６０は、安定制御領域の上部端縁にほぼ一致し、最大定格電力Ｐｏｚ０に対応する曲線Ｓ６１上の点を始点とし、デューティ一定（ここではｄ＝０．８）の特性曲線に沿って、目標放電電力の減少とともに周波数が高くなり、周波数が最大設定周波数ｆｍａｘに達した点（この点での電力をＰｏｚ１とする）以降は、周波数がｆｍａｘ一定となる曲線である。なお、周波数がｆｍａｘ一定となった場合はデューティで、すなわちＰＷＭ制御で電力を調節する。

なお、デューティ一定とは、デューティを全く変化させないのではなく、個々のポイントでの電力一定制御のためにはデューティを微妙に調節してＰＷＭ制御を行うことを意味する。電力の微調節にはＰＷＭ制御を行うことがインバータでは一般的である。

次に、曲線Ｓ６０に沿った経路が安定制御にとって有利である理由について説明する。安定制御領域の上部端縁にほぼ一致する曲線Ｓ６０に沿った経路を選ぶことは、共振周波数から最も遠く、かつ力率が最も悪くなる方向であるが、このような経路を通ることで、放電の安定性が最も高くなる。

一方、電源の効率についても、電源の力率は低下するが、インバータのスイッチングとその損失を計算したところ、インバータでの損失は必ずしも大きくならない。むしろ、安定制御領域の上部端縁を通る方が、他の経路を通るよりもインバータでのスイッチング損失は小さくなることが判った。

これは特に、導通損失（ＯＮ損失）よりもスイッチング損失が支配的であるような半導体素子あるいはＯＮ損失よりもスイッチング損失が支配的となるように半導体素子を動作させる周波数の場合にあてはまる。以下、図１７および図１８を用いてこの理由を説明する。

図１７および図１８では、図１５に示される安定制御領域の内部で、約１８０ｋＷの出力が得られる２つの点、すなわちデューティｄ＝０．８の特性における周波数２６００Ｈｚでの点と、デューティｄ＝０．５の特性における周波数２３００Ｈｚでの点について、インバータＩＶの電流電圧波形を回路シミュレーションによって求めたものである。

図１７および図１８の電流電圧波形はインバータ出力端のものであり、何れも電圧はほぼ完全な矩形波になっている。なお、両図の縦軸は電流（単位Ａ）および電圧（任意単位）を示し、横軸は時間（単位msec）を示し、電圧の最大最小値はインバータの母線電圧に等しい。

図１７の波形を示す点は、図１６における曲線Ｓ６０上の点であり、図１８の波形を示す点は、曲線Ｓ６０上から外れた点である。両者を比較すると、まず、図１８の方が電流と電圧の位相が近い、つまり、力率が１に近いことが判る。

一方、図１７では電圧に対して電流がかなり遅れており、遅れ位相、あるいはＬ負荷であることが判る。これはつまり、図１８の方が力率が高く、図１７の方が安定性が高いことを意味している。

ここで、力率の違いは、必ずしもインバータの電力の半導体素子での損失の大小に等しくないという点である。前述のように、このような高周波スイッチングの場合、半導体素子のＯＮ損失ではなく、スイッチング損失が問題になる。

すなわち、スイッチング損失はスイッチングのタイミングでの電流値で決まる。図１７の場合、電圧が正に立ち上がった時点では電流は負の値のままである。電流は負の値とは、スイッチング素子に併設された環流用のダイオードを経由して電流が流れているということであり、スイッチング素子とは無関係、つまり、スイッチング損失は発生していないということを意味する。

一方、図１８では電圧が正に立ち上がった時点では電流は正の値、しかもかなり大きな値となっており、スイッチング素子に電流が流れ、スイッチング損失が発生している。

従って、図１７の場合はスイッチング損失は小さく、図１８の場合はスイッチング損失が大きくなる。

結論として、図１８の電流電圧波形では図１７に比べてデューティが小さく、このため電流と電圧の位相が近くなって力率は高いが、その結果としてスイッチング時の電流が大きくなって、スイッチング損失が大きくなっていると言える。

このように、曲線Ｓ６０に沿った経路を選択することで力率は低下するものの、インバータでのスイッチング損失は抑制できるので、放電の安定性が高く、かつスイッチング損失を小さくすることができる。

なお、一定にすべきデューティは、図１７では０．８としたが、設定可能なデューティの最大値よりも少し小さい値、より具体的にはデューティの最大値の８割から９割の値が望ましい。

すなわち、各投入電力に対して周波数を決定し、その周波数で運転するが、運転が始まるとどうしても電力一定制御を行う必要があるので、デューティを増減する必要がある。従って、デューティをさらに大きくできるように余裕を持った値を選択することが望ましい。

また、周波数をｆｍａｘ以上にせず、電力Ｐｏｚ１以下では周波数ｆｍａｘを用いるのは、不必要に周波数を高くしないためである。すなわち、デューティを例えば０．８に固定して、周波数を高くしていった場合、電力がゼロになるのは理論的には周波数無限大である。従って、電力をゼロ近傍まで変化させたい場合は、ある一定電力以下は一定周波数でＰＷＭ制御して電力調節することが適当である。そしてこの一定の周波数は、数式（５）のｆｍａｘの値からｆｍａｘの８割程度の値までの範囲から選択すれば良い。

すなわち、実際には、ｆｍａｘほど高い周波数で使用せずとも、それよりも１〜２割低い周波数でも実用上、十分に安定に制御可能である。この場合、低出力時には、図１５で示される第２領域Ｒ２に入ることになるが、実際の運転では実用的に十分に安定に制御できた。

＜１１−３．周波数およびデューティの具体的な設定＞
以下、周波数およびデューティの具体的な設定方法および微調節の方法について説明する。

まず目標投入電力を決め、次に、図１５および図１６を用いて説明した安定制御領域に従って、どのような範囲の周波数を用いれば安定な制御が可能かを判断する。

そして、図１７および図１８を用いて説明したように、安定制御領域の中でも、デューティが最大値に近い値で、周波数最大となる条件を選んだ場合に、安定かつスイッチング損失が最も抑えられるので、この事実を考慮して、周波数およびデューティを決定する。

ただし、実際の運転では、負荷がさまざまな要因で変動し、これに対応して投入電力を一定に保つために、放電負荷の動作状態を検出し、検出結果に基づいてフィードバック制御を行うことになる。このフィードバック制御の方法には幾つか方法が考えられ、その一例について図１９を用いて説明する。

図１９は、図１５と基本的に同じ図であるが、ハッチング等は省略している。図１９においては、デューティｄ＝０．８の特性上の目標投入電力に対応する１点を例に採っており、当該点から選択しうる複数の制御方法を示している。

＜１１−３−１．周波数一定制御＞
図１９において、矢印Ａ１で示される方向は、周波数一定で制御する方法を意味している。

すなわち、まず、目標投入電力に対して、安定制御領域の中でデューティを最大値よりも若干小さめに設定する。図１９の例ではデューティｄ＝０．８に設定し、目標投入電力に対応する周波数を決めて、インバータをこの周波数で運転し始める。

そして、図４を用いて説明したように負荷への流入電流あるいは投入電力を測定し、電力が一定になるようにフィードバック制御を行う場合は、周波数を最初に決めた周波数から変化させずに、デューティを微調節して電力を調節すると言えるのが周波数一定での制御である。

この方法は電力の微調節にＰＷＭという一般的なインバータの制御方法を用いることができるという利点がある。

＜１１−３−２．デューティ一定制御＞
図１９において、矢印Ａ２で示される方向は、デューティを一定に保ちつつ、周波数を変化させて制御する方法を意味している。

すなわち、まず、目標投入電力に対して、安定制御領域の中でデューティを設定する。図１９の例ではデューティｄ＝０．８に設定し、目標投入電力に対応する周波数を決めて、インバータをこの周波数で運転し始める。

そして、この周波数を出発点として、周波数を微調節することで、電力をフィードバック制御する。もし、図１６に示した曲線Ｓ６０に沿って周波数を微調節するのであれば、デューティをできるだけ大きな値に設定する。

図４を用いて説明したプラズマ発生用電源装置１００では、制御回路ＣＴを用いてインバータＩＶの周波数を微調節する構成を開示したが、この場合、制御回路ＣＴに、例えば位相制御回路（ＰＨＬ：Phase Locked Loop）などを用いれば、マッチング状態を動的に制御することができ、負荷の状態によらず最適な制御が可能となる。

このような方法は、投入電力が小さく、負荷の静電容量がばらつきやすい、予想値から外れやすい領域で有効である。

同時に、例えば投入電力が最大値に近い場合、できるだけ回路の共振点に近い周波数で負荷に高い電圧を印加する必要があるが、もし負荷の静電容量が変化した場合、マッチングが僅かにずれても、負荷に印加される電圧は大きく変化することになり、目標投入電力を投入できなくなってしまう。このような場合は、僅かに周波数を制御するだけでマッチングを回復することができるので、周波数を変化させて制御する方法が有効である。

なお、先に、周波数ｆｍａｘ以上の周波数は用いないとして説明したが、上記で説明したように、周波数の微調節の範囲であれば、周波数ｆｍａｘを超えても問題ない。

もちろん、周波数ｆｍａｘを越える場合と以下の場合とで、あるいは目標投入電力以上の場合と未満の場合とで制御方法を変更し、例えば目標投入電力以上ではデューティ固定の周波数制御、目標投入電力未満では、周波数固定のデューティ制御のように制御方法を切り替えても良い。

デューティ固定で周波数を制御する方法では、デューティを一定に保つため、最初に設定するデューティを最大値（例えばｄ＝０．９５）に設定することができるので、投入電力を大きくできる、また、電力投入能力に余裕ができるという利点も有している。

＜１１−３−３．デューティおよび周波数制御＞
図１９において、矢印Ａ３で示される方向は、デューティと周波数とを同時に制御する方法を意味している。

この方法は、例えば力率を一定に保ちたいなどの要求がある場合に有効な方法であるが、一方を変化させたときに他方を同時に、どのように変化させるかについては、デューティ、周波数および目標投入電力の３つの要素の関係についての情報を有したマップやテーブル等を予め準備しておき、その情報に基づいてインバータを制御すれば良い。

＜１２．電圧の跳ね上げについて＞
図１および図４を用いてそれぞれ説明したプラズマ発生用電源装置９０および１００においては、幾つかの重要な要素が存在する。

特許文献１の図１２において示されているプラズマ発生用電源装置では、インバータとオゾナイザの間に変圧器（トランス）が設けられている。

より具体的には、交流電源ＰＳから電圧２００Ｖあるいは４００Ｖの交流電流を商用周波数で受電した後、整流器を経て直流に変換し、これがインバータに供給される構成となっている。従ってインバータの母線電圧は数百Ｖであり、インバータの出力からは、電圧数百Ｖの交流波形が得られることになる。

オゾナイザを動作させるには、数ｋＶの電圧が必要なので、インバータの出力電圧を昇圧するために、インバータとオゾナイザとの間には昇圧トランスが設けられ、インバータから出力された数百Ｖの電圧をオゾナイザに必要な数ｋＶの交流電圧に変換する。

このような構成を採用しているのは、オゾナイザに印加する電圧が、一般に数ｋＶ以上と非常に高いため、インバータでは、これほどのピーク値を持つ電圧波形を直接生成することが困難であるためである。従って、最初は低い電圧でインバータ駆動しておいて、これを変圧器を用いて昇圧する方法を採っていた。

さらに言うと、オゾナイザは一般に大気圧以上の空気あるいは酸素中で誘電体バリア放電を生じさせる。そのギャップ長も機械的な精度の問題であまり短くすることはできず、０．１ｍｍ以上、一般的には０．４ｍｍ程度である。さらに誘電体を介した放電であるので外部から印加する電圧は数ｋＶなどの高電圧にならざるを得ない。このような高周波高電圧は、通常のインバータでは直接生成できず、昇圧のためのトランスが必要であった。

これに対して、例えば図１および図４に示すプラズマ発生用電源装置９０および１００では、インバータＩＶとオゾナイザ１の間には変圧器を設けず、インバータＩＶの出力電圧はリアクトルＦＬに直接に与えられる構成となっている。

代わりに、例えば、電圧２００Ｖあるいは４００Ｖの商用周波数の交流電流を、まず変圧器ＴＲによって昇圧し、その後、整流器ＲＥによって直流電流に変換する構成を採っている。

この段階で、例えば２ｋＶ程度の直流電圧を得ることができ、これをｋＶクラスの耐圧を有するインバータによってスイッチングすることで、インバータの出力として、例えばピーク値２ｋＶ程度の交流電圧波形が得られる。

この交流電圧がオゾナイザ１に直列に接続されたリアクトルＦＬを介して、オゾナイザ１の両電極に印加される。リアクトルＦＬとオゾナイザの静電容量との共振によって、オゾナイザ１の両電極の電圧はインバータ出力よりもはるかに高くなり、例えば８ｋＶ程度の高電圧がオゾナイザ１の両電極に印加される。

図１および図４に示すプラズマ発生用電源装置９０および１００のような構成が可能になったのは、１ｋＶ以上の電圧を直接スイッチング可能な高耐圧スイッチング素子を用いたインバータにより、数ｋＶ以上のピーク値を持つ電圧波形を直接生成可能となったことと、オゾナイザ１（放電負荷）に直列に配設されたリアクトルＦＬと放電負荷との共振現象を用いて、オゾナイザ１の両電極に印加する電圧を跳ね上げていることの２点による。

ここで、プラズマ発生用電源装置９０および１００のような構成がどのような点で有利であるかについて説明する。

特許文献１に示されるような従来の方式において、インバータとオゾナイザとの間に挿入されていた昇圧トランスは、その昇圧比および耐圧が高く、一般に寸法的にも非常に大きく、コストも高かった。このトランスが不要となることで、電源装置全体の大幅な小型化あるいは設置面積の縮小が可能になり、同時にコストも下げることが可能になる。

プラズマ発生用電源装置９０および１００では、整流器ＲＥの前段に変圧器ＴＲを設けることになるが、この変圧器ＴＲには商用周波数用のものを使用し、その昇圧比および耐圧も低いので、コストは比較的低くて済む。

また、放電負荷に対して変圧器が並列に接続されている場合、放電負荷から見て常に並列に変圧器の励磁インダクタンスが存在することになる。すなわち、このような構成では、どうしても並列共振の効果が入り、理想的な直列共振によって電圧を跳ね上げることができないが、プラズマ発生用電源装置９０および１００のように、放電負荷に対して変圧器が並列に接続されていない構成では、励磁インダクタンスの影響が存在しないので、より理想的な直列共振が実現できる。

なお、以上の説明においては、交流電源ＰＳは、電圧２００Ｖあるいは４００Ｖの商用電源を使用することを前提として説明したが、大規模な工場プラントなどでは、１ｋＶ以上の電圧を送電線より直接受電することも可能であり、この場合は受電した高電圧に基づいてインバータの母線電圧を生成するという方法も可能である。この場合は、整流器ＲＥの前段の変圧器も不要となる。

次に高圧インバータに用いられる高耐圧スイッチング素子について説明する。
一般に、高電圧のスイッチングには、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が有利であるとされる。ＩＧＢＴの特長として、ＩＧＢＴのＯＮ電圧は、ＩＧＢＴに印加されている電圧によらず一定である、という点が挙げられる。これは、高電圧のスイッチングを行う場合に、ＩＧＢＴにかかっている電圧差すなわちＩＧＢＴでの電圧降下が少ないことを意味している。

これは見かけ上、インバータの内部抵抗が小さくなることと等価である。この結果、インバータでの抵抗損失が少なくなるが、インバータと共振回路とを組み合わされる本発明においては、この特長が特に重要になる。すなわち、共振の鋭さ、共振の電圧の跳ね上げ率は、回路の抵抗成分に大きく依存する。このため、インバータでの抵抗損失が少ないと、共振がより鋭くなる、という特徴がある。言い換えれば、ＩＧＢＴを用いた高圧インバータは、共振による昇圧回路に適していると言える。

オゾナイザは構造上、片側の電極が接地されて用いられることが多く、インバータの電位は出力波形に従って変動している。このため、インバータと受電部との間には何らかの絶縁手段が必要となる。

例えば、図１および図４に示すプラズマ発生用電源装置９０および１００においては、受電部と整流器ＲＥとの間に変圧器ＴＲを設けているが、この変圧器ＴＲに１次側と２次側とが電気的に絶縁された絶縁トランスを用いることで、上述した絶縁手段としての役割を果たす。従って、図１および図４のような構成は、この点においても有利な構成と言える。

一般にオゾナイザは数ｋＨｚの高周波で運転されるので、オゾナイザ駆動のためのインバータは数ｋＨｚの高周波でスイッチングしているが、特許文献１に示されるような従来の構成では、受電部とインバータとの間には整流器があるだけなので、インバータの出す高周波ノイズが受電部を経て、電力系統に漏れる可能性がある。従って、これを防止するために、さまざまなフィルタなどを設けるが、これは結果的にコスト増加の原因となる。

一方、図１および図４に示すプラズマ発生用電源装置９０および１００においては、インバータＩＶと受電部との間には、整流器ＲＥの他に変圧器ＴＲが設けられている。しかも先に説明したように、変圧器ＴＲは１次側と２次側とが電気的に絶縁されている。このため、インバータＩＶの出す高周波ノイズが受電部側に伝わりにくい構成となっている。言うなれば、プラズマ発生用電源装置９０および１００では、入力部分の変圧器ＴＲに、絶縁の機能と、高周波対策の機能とを兼ねさせていることになる。このためノイズ対策用のフィルタも、不要ないしは簡単なもので済み、装置全体のコスト削減が可能になる。

ノイズの観点からは、高周波変圧器で生じる高調波成分についても考える必要がある。特許文献１に示されるように、インバータと放電負荷の間に変圧器を配設した場合、この変圧器は高周波変圧器となるが、その動作上、必ず変圧器で高周波成分が発生する。

高周波電流が変圧器に流れると、放電負荷の充放電の際に変圧器の浮遊容量によって高調波ノイズが発生する。これが電力系統に漏れた場合は、電力系統および他の機器に影響を及ぼす。従って、高周波変圧器を使用する際には、高調波ノイズなどの高周波成分が発生することを想定して何らかのノイズ対策が必要になるが、プラズマ発生用電源装置９０および１００では、高周波変圧器を使用しないのでこのような対策は不要となる。

以上説明したように、本発明のプラズマ発生用電源装置では、インバータとオゾナイザの間に変圧器を設けることなく、高圧インバータで直接高電圧の交流波形を生成してリアクトルＦＬ等を含む共振手段に直接に与え、共振回路によって電圧を跳ね上げるという構成を採っており、数ｋＨｚの高周波で運転され数ｋＶの電圧が必要なオゾナイザの駆動に非常に有利な構成である。

ここで、共振による電圧跳ね上げの最適化は重要な要素であり、以下に、電圧跳ね上げの最適化について説明する。

先に、周波数を変化させた場合に負荷への投入電力（すなわち放電電力）がどのように変化するかについて図５を用いて説明したが、図５に示されるように、周波数を変化させた場合に放電電力はあるところでピークを持つ。そして、誘電体バリア放電における投入電力Ｐｏｚと印加電圧のピーク値Ｖ０ｐとの関係を表す数式（３）から、印加電圧のピーク値に対して放電電力は理想的には１次元的に増加することが判るが、これは特定の周波数で電圧がピーク値を持つことを意味している。

このことは、この特定の周波数で回路が共振状態になることを示しており、これが電圧を跳ね上げるという意味である。

本発明の特徴の１つは、インバータによってスイッチングした交流電圧を共振回路によってオゾナイザの両電極に印加している点である。このような回路構成の場合に、オゾナイザの両電極にどの程度までの電圧が印加できるのか、また、このような回路構成で、上述のような負荷の条件を満たすことができるのかについて検証する。

＜１２−１．印加可能電圧＞
まずオゾナイザへの印加可能電圧を検証する。

インバータの母線電圧をＶｄ、インバータのデューティをｄとする。この場合、電圧の実効値ＶｄｒｍｓはＶｄｒｍｓ＝√ｄ×Ｖｄで与えられる。同じ実効値の正弦波のピーク値（インバータの出力電圧と呼称する場合もあり）をＶ０とすると、Ｖ０＝√２×Ｖｄｒｍｓ＝√２ｄ×Ｖｄ、である。

オゾナイザの放電電力は数式（３）で与えられ、オゾナイザに流れる平均的な電流は下記の数式（６）で与えられる。

従って、平均的な電圧つまりＶｄｒｍｓは、下記の数式（７）で与えられる。

ここで、電圧跳ね上げ率Ｍを、オゾナイザ両電極の電圧のピーク値Ｖｐ（これを負荷ピーク電圧と呼称する場合もあり）と実効正弦波のピーク電圧Ｖ０との比（Ｖｐ／Ｖ０）として定義すると、電圧跳ね上げ率Ｍは下記の数式（８）で与えられる。

これが電源の周波数を回路の共振周波数に合わせた場合に、オゾナイザの両電極に印加可能な電圧を表している。

ここで、図２０に負荷に印加される電圧、電源電圧および跳ね上げ率の関係を示す。図２０においては、横軸に、放電維持電圧Ｖ^*と実効正弦波のピーク電圧Ｖ０との比を示し、縦軸に跳ね上げ率Ｍと、放電維持電圧Ｖ^*と負荷電圧Ｖｐとの比率を示している。なお、浮遊の静電容量Ｃｐはゼロとしている。

数式（８）から判るように、跳ね上げ率Ｍはオゾナイザの構造に依存する各静電容量の値と、放電維持電圧Ｖ^*と実効正弦波のピーク電圧Ｖ０との関数である。

図２０には実効正弦波のピーク電圧Ｖ０を変化させた場合の跳ね上げ率Ｍの変化を、誘電体の静電容量値Ｃｇとガス領域の静電容量値Ｃａとの比が、Ｃｇ／Ｃａ＝１．０の場合と、Ｃｇ／Ｃａ＝１．５の場合についてそれぞれ特性曲線Ｓ７１およびＳ７２として示している。

また、図２０には実効正弦波のピーク電圧Ｖ０を変化させた場合の負荷電圧、すなわち負荷ピーク電圧Ｖｐの変化を、Ｃｇ／Ｃａ＝１．０の場合と、Ｃｇ／Ｃａ＝１．５の場合についてそれぞれ特性曲線Ｓ７１およびＳ７２として示している。

特性曲線Ｓ７１およびＳ７２からは、オゾナイザの両電極に印加される電圧、すなわち放電維持電圧Ｖ^*は、実効正弦波のピーク電圧Ｖ０が大きくなると当然大きくなるが、それにも関わらず、跳ね上げ率Ｍの値はあるところで最小値を持つような特性となることが判る。

オゾナイザに電圧を印加して電力を投入したい場合、図２０に向かって右方向、すなわち実効正弦波のピーク電圧Ｖ０を高くすることになる。この場合、特性曲線Ｓ７１およびＳ７２負荷から判るように、負荷への電力投入が大きくなり、負荷がＣ負荷に近づくため、跳ね上げ率Ｍが大きくなる。

しかしこの場合は無効電力も大きくなる傾向にあり、極端に実効正弦波のピーク電圧Ｖ０を大きくすることは得策ではない。

一方、オゾナイザの耐圧の問題などの理由で、オゾナイザの両電極の電圧はあまり高くしたくないが、電力は投入したい場合、図２０に向かって左方向、すなわち実効正弦波のピーク電圧Ｖ０を小さくすることになる。

この場合、跳ね上げ率Ｍの値は、オゾナイザの両電極の電圧が低くなり、放電期間が短くなるため、非放電時の静電容量が支配的となり、この静電容量との共振で大きくなる。この場合は、電源周波数を高くすることで共振点を外すことが望ましい。ただし、極端に周波数が高くなることは同様に得策ではない。

従って、共振回路の特性としては電圧をできるだけ跳ね上げた方が、インバータの電圧が低くて済むので望ましいことではあるが、実際の駆動を考えた場合は、図２０の特性曲線Ｓ７１およびＳ７２の最下点の近傍、より具体的には最下点の実効正弦波のピーク電圧Ｖ０を０％〜２０％増減した電圧で用いることが適切である。

以上のことから、最適なインバータの駆動条件あるいは共振回路の設計条件としては、次の２点を挙げることができる。

(1)インバータの電源周波数を共振回路の共振周波数に近い値（より具体的には共振周波数を５％〜１０％増した周波数）とすること。

(2)実効正弦波のピーク電圧Ｖ０（あるいはインバータの母線電圧Ｖｄ）に対する電圧跳ね上げ率Ｍの特性曲線において、電圧跳ね上げ率Ｍが最小となるような電源電圧Ｖ０を選ぶこと。

これらの条件に従うことで、無効電力を最小として、電圧の跳ね上げを効率的に行うことができる。

なお、図４を用いて説明したプラズマ発生用電源装置１００では、制御装置ＣＴを用いてインバータＩＶの電源周波数やデューティを制御する構成について説明したが、使用するオゾナイザに対応する共振周波数を取得しており、また、投入電力も変更する必要がないのであれば制御装置ＣＴを備えずとも良い。すなわち、図１を用いて説明したプラズマ発生用電源装置９０において、インバータＩＶの電源周波数を共振回路の共振周波数に近い値に固定しておけば、共振により負荷電圧を跳ね上げることができる。

現実的には、負荷に希望どおりの電力を投入したいなどの要求のため、上述の条件から外れて用いることもありうる。実際には跳ね上げ率Ｍの最下点の値の半分ないし２倍程度が実用的な範囲である。

そこで、オゾナイザの構造に則した具体例に基づいて、電源動作条件範囲の定式化を行う。

＜１２−２．電源電圧Ｖ０の現実的な範囲、および跳ね上げ率Ｍの現実的な範囲＞
図２０に示す跳ね上げ率Ｍの最下点での値をＭの代表値Ｍ００とし、そのときの実効正弦波のピーク電圧Ｖ０の値を代表値Ｖ００とする。

代表値Ｖ００およびそのときの跳ね上げ率Ｍの値の最小値Ｍ００は、下記の数式（９）および数式（１０）で表される。なお、それぞれの数式は近似式に変形している。

以上の検証の結果、共振回路によってどの程度電圧を跳ね上げることができるかは、負荷の静電容量と投入電力によって決まることが判った。

従って、負荷の静電容量と数式（９）および数式（１０）から、代表値Ｖ００およびＭ００を決定する。その次に目標投入電力に合致するように実効正弦波のピーク電圧Ｖ０を調節する。これはインバータの母線電圧Ｖｄの設計値を調節する、あるいはＰＷＭ制御でインバータのデューティを調節する、ということを意味している。

実効正弦波のピーク電圧Ｖ０を代表値Ｖ００から変化させると、図２０に曲線Ｓ８１およびＳ８２示すように負荷ピーク電圧Ｖｐが変化し、同時に跳ね上げ率Ｍも変化する。つまり、構造で跳ね上げ率Ｍの代表値Ｍ００が決まり、電力を調節しようとすると跳ね上げ率Ｍがこれよりいくらか高くなる。

従って、跳ね上げ率Ｍの値を厳密に求めるためには、オゾナイザの静電容量の値と実効正弦波のピーク電圧Ｖ０あるいは電力が明確である必要がある。

ただし、前述のように、実効正弦波のピーク電圧Ｖ０が大きすぎる場合は無効電力が大きくなり、実効正弦波のピーク電圧Ｖ０が小さい場合はオゾナイザに電圧が十分印加できず、必要な電力を得るために周波数を非常に高くすることになる。

従って、現実的な実効正弦波のピーク電圧Ｖ０の範囲は、前述のように、代表値Ｖ００の半分ないし２倍程度である。

ここで、図２１に幾つかの実際のオゾナイザを本発明のプラズマ発生用電源装置１００で駆動した場合の、電源電圧（実効正弦波のピーク電圧）Ｖ０と跳ね上げ率Ｍとの関係を示す。

図２１においては、横軸に、放電維持電圧Ｖ^*と実効正弦波のピーク電圧Ｖ０との比を示し、縦軸に跳ね上げ率Ｍを示している。そして、特性曲線Ｓ９１、Ｓ９２、Ｓ９３およびＳ９４で示される５種類のオゾナイザについての動作特性を示している。なお、上記特性曲線Ｓ９１〜Ｓ９４は、市販されているオゾナイザを、本発明のプラズマ発生用電源装置１００で駆動して得られる特性である。

図２１においては各オゾナイザの動作点をポイント９１〜９５で示しており、オゾナイザの中には、跳ね上げ率Ｍの最下点、すなわち代表値Ｍ００の近傍で動作させるものもあれば、その若干右側あるいは左側の跳ね上げ率を用いるものもある。なお、以下の説明ではポイント９１〜９５の動作点を有するオゾナイザを、それぞれオゾナイザ９１〜９５と呼称する。

例えば、オゾナイザ９２は、特性曲線Ｓ９２のほぼ最下点を用いているが、オゾナイザ９１は、特性曲線Ｓ９１の最下点よりも少し電力を投入する必要があるため、電源電圧を高くしている。また、オゾナイザ９５はオゾナイザ９１よりもさらに電力を投入する必要があるため、電源電圧をさらに高くしている。

またオゾナイザ９４は、誘電体の静電容量Ｃｇが非常に大きい装置であり、この場合、オゾナイザ負荷の容量性分が弱くなり、従って共振によって電圧が跳ね上げにくくなるため、Ｍの値は小さくなる。一方、電力を投入するために実効正弦波のピーク電圧Ｖ０を上げるので、跳ね上げ率Ｍは代表値Ｍ００よりかなり大きな値になっている。

また、オゾナイザ９１、９２、９４および９５は、構造上、浮遊の静電容量Ｃｐを無視できたが、オゾナイザ９３は浮遊の静電容量Ｃｐを無視できない。このため、跳ね上げ率Ｍの最下点が他の３つと大きく異なっている。

また、オゾナイザ９３は、ガス領域の静電容量Ｃａが非常に大きいという特徴があり、浮遊の静電容量Ｃｐの効果とも併せて、オゾナイザ負荷の容量性分が強くなり、結果として跳ね上げ率Ｍが非常に大きく、最下点で８近くになる。また、本発明のプラズマ発生用電源装置１００では、電力を投入するために電圧を上げずに周波数を高くするという方法を採用しているため、オゾナイザ９３は最下点よりも左側の跳ね上げ率を使用している。

ここで、図２２に数式（１０）をグラフとして表す。

図２２においては、横軸に数式（１０）に示される各静電容量の関数部分を示し、縦軸に跳ね上げ率Ｍを示している。そして、太線で描かれた特性曲線Ｓ１０１は数式（１０）の理論線を、また、これに沿った直線Ｓ１０２が近似式を表している。この直線上の値が代表値Ｍ００である。また、図２１に示した５つのオゾナイザ９１〜９５の、実用に供される跳ね上げ率Ｍの値についても、それぞれポイント９１〜９５として示している。

何れの跳ね上げ率Ｍも、代表値Ｍ００の理論線よりも若干上に位置しているが、例えばポイント９４はかなり大きな値になっている。

これらの例から、実効正弦波のピーク電圧Ｖ０の値の現実的な範囲、および跳ね上げ率Ｍの値の現実的な範囲を見積もることができる。

まず、実効正弦波のピーク電圧Ｖ０の現実的な範囲としては、図２１から、数式（９）で示されたＶ００の値の半分ないし２倍程度と考えられる。

また、跳ね上げ率Ｍの現実的な範囲は、数式（１０）で決定される代表値Ｍ００の値に対して、Ｍ００＋２＞Ｍ＞Ｍ００／２、として良い。

なお、以上の説明では、種々のオゾナイザを使用するために制御装置ＣＴを有するプラズマ発生用電源装置１００を用いた例を示したが、各オゾナイザの特性（共振周波数や跳ね上げ率）が判明していれば、図１を用いて説明したプラズマ発生用電源装置９０を用いて、数式（１０）で決定される跳ね上げ率の最小値Ｍ００に基づいて所望のオゾナイザを効率良く動作できることは言うまでもない。

＜１２−３．電源電圧Ｖ０とインバータ母線電圧Ｖｄとの関係について＞
次に、電源電圧Ｖ０とインバータ母線電圧Ｖｄとの関係について検証する。

これまでの議論は、波形は完全な正弦波で、回路の損失が全くないという仮定に基づいていた。すなわち、理想的な状況での回路の共振を議論していた。しかし実際には幾つもの考慮すべき要素が存在する。

具体的には、インバータの出力の力率、回路（リアクトルなど）の損失などである。さらにこれまでの議論は電源周波数を回路の共振周波数に完全に一致させた場合についてなので、実際には共振点を少し外れた点で用いることを考えると、さらに電圧の余裕を見ておくことが望ましい。

これらの要素による電圧の低減率をηとすると、インバータの母線電圧Ｖｄは、下記の数式（１１）で表される。

ここで、例えばｄ＝０．２５、η＝１でη√ｄ＝０．５、また、ｄ＝０．８、η＝０．５６でη√ｄ＝０．５となるように、η√ｄは最低でも０．５程度、と考えられる。

すなわち、１＞η√ｄ＞０．５、と考えてよい。

先の議論で、Ｍ００＋２＞Ｍ＞Ｍ００／２としたので、オゾナイザの両電極間の電圧Ｖｐとインバータ母線電圧Ｖｄとの比率Ｍｄ（Ｖｐ／Ｖｄ）の範囲は下記の数式（１２）で表され、現実的な範囲を指定できる。

また、電源電圧Ｖ０の範囲は、式（９）で表される代表値Ｖ００の半分ないし２倍であるので、この関係に数式（１１）を適用してＶｄで表せば、インバータ母線電圧Ｖｄの範囲は下記の数式（１３）で表される。

そして上式は、下記の数式（１４）に変形でき、静電容量に基づいてインバータ母線電圧Ｖｄの範囲を指定できる。

上述した数式（１２）および（１４）で規定される範囲は、現実的なオゾナイザへの適用を考慮した場合はかなり広い。

そこで、下記の表１に、図２１および図２２に示したオゾナイザ９１〜９５の動作条件を示し、これらの情報に基づいて、インバータ母線電圧Ｖｄおよびオゾナイザの両電極間の電圧Ｖｐの、より現実的な範囲を規定する。

なお、上記表１は、市販されているオゾナイザを、本発明のプラズマ発生用電源装置１００で駆動した結果である。

表１において、放電電力密度（Ｗ／Ｓ）は、電極単位面積（／ｃｍ²）あたりに投入される放電電力を表し、装置構造にも依存する値である。

上記表１に示されるオゾナイザ９１、９２、９４および９５は、何れも図１０を用いて説明したような円筒多管式のオゾナイザであり、この方式では負荷に並列な浮遊の静電容量Ｃｐは無視できるほど小さく、表１においてはＣｐ／Ｃｇはゼロとしている。しかし、オゾナイザ９３は特殊な構造を有し、Ｃｐ／Ｃｇ＝０．６３となっている。

ここで、オゾナイザ９３のようなタイプのオゾナイザを例外とし、浮遊の静電容量Ｃｐをゼロとして扱えるオゾナイザに限定するのであれば、数式（１４）はさらに簡単になり、４Ｖ^*＞Ｖｄ＞０．５Ｖ^*として静電容量を含まない形にできる。

表１の情報に基づけば、上記範囲は２Ｖ^*＞Ｖｄ＞０．５Ｖ^*とでき、より現実的な範囲を指定できる。

また、インバータ母線電圧Ｖｄに対するオゾナイザの両電極間の電圧Ｖｐの比率Ｍｄの範囲も、表１に基づけば６＞Ｍｄ＞１となり、より現実的な範囲を指定できる。

また、表１から判るように、放電維持電圧Ｖ^*の値は２ｋＶ〜４ｋＶであり、この場合、素子耐圧は１ｋＶ以上が必要になることが判る。さらにオゾナイザという用途を考えた場合、少なからぬ電流が流れる。従って、このインバータを構成するスイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）などの大容量の半導体素子が望ましい。

なお、以上の説明では、種々のオゾナイザを使用するために制御装置ＣＴを有するプラズマ発生用電源装置１００を用いた例を示したが、数式（１４）で示されるインバータ母線電圧Ｖｄの範囲は、図１を用いて説明したプラズマ発生用電源装置９０にも適用できることは言うまでもない。

＜１３．インバータの構成例＞
上述したように、オゾナイザの駆動用の高圧インバータの場合、耐圧の大きなスイッチング素子が要求されることから、高耐圧のＩＧＢＴを用いる。一方、オゾナイザは近年高周波化しており、１ｋＨｚ〜２０ｋＨｚの周波数で駆動される。

以下、オゾナイザの駆動用の高圧インバータの具体的な構成について幾つかの例示を行う。

＜１３−１．２段のインバータブロックを有するインバータ＞
例えば出力電圧が２ｋＶの高圧インバータの場合、耐圧が２ｋＶのＩＧＢＴ素子を使用すれば、母線電圧を２ｋＶとして、ＩＧＢＴ素子をフルブリッジ接続した１組のインバータブロックだけで高圧インバータを構成することができるが、母線電圧よりも低い耐圧のＩＧＢＴ素子を用いたい場合は、図２３に示すような２段のインバータブロックを有する構成を採用すれば良い。

図２３に示すインバータにおいては、出力電圧の半分の耐圧を有するＩＧＢＴ素子で構成されたインバータブロックＩＶ１およびＩＶ２を、オゾナイザ１の両電極に対して直列に接続した構成を有している。

そして、インバータブロックＩＶ１およびＩＶ２にそれぞれ直流電圧を供給する整流器ＲＥ１およびＲＥ２には、交流電源ＰＳから変圧器ＴＲ１を介して高圧の交流電圧が供給される。このとき、変圧器ＴＲ１の１次側と２次側とが電気的に絶縁された絶縁トランスを使用し、２次側を２巻線にすることで、１個のトランスで２つの整流器ＲＥ１およびＲＥ２に高圧交流電圧を供給して、直列に接続された２つのインバータブロックＩＶ１およびＩＶ２に電力を同時に供給することができる。

また、整流器ＲＥ１およびＲＥ２から、インバータブロックＩＶ１およびＩＶ２のそれぞれに直流電圧を供給する主電源ライン（母線）ＰおよびＮの間には、それぞれ平滑用のキャパシタＣ１およびＣ２が介挿されている。

インバータブロックＩＶ１およびＩＶ２は、主電源ラインＰおよびＮの間に、インバータ接続された絶縁ゲート型バイポーラトランジスタの２つの組が配設されて、ＩＧＢＴのフルブリッジ接続を構成している。

すなわち、インバータブロックＩＶ１では、Ｐ−Ｎ線間に、インバータ接続されたトランジスタＴ１１およびＴ１２、トランジスタＴ１３およびＴ１４が配設され、インバータブロックＩＶ２では、Ｐ−Ｎ線間に、インバータ接続されたトランジスタＴ２１およびＴ２２、トランジスタＴ２３およびＴ２４が配設され、トランジスタＴ１１およびＴ１２の組の出力ノードがリアクトルＦＬの一端に接続され、リアクトルＦＬの他端はオゾナイザ１の一方の電極に接続されている。また、トランジスタＴ２３およびＴ２４の組の出力ノードがオゾナイザ１の他方の電極に接続されている。なお、この電極は接地されて用いられる。

また、トランジスタＴ１３およびＴ１４の組の出力ノードは、トランジスタＴ２１およびＴ２２の組の出力ノードに接続される構成となっている。

なお、トランジスタＴ１１、Ｔ１２、Ｔ１３およびＴ１４には、それぞれ逆並列にダイオードＤ１１、Ｄ１２、Ｄ１３およびＤ１４が接続されており、トランジスタＴ２１、Ｔ２２、Ｔ２３およびＴ２４には、それぞれ逆並列にダイオードＤ２１、Ｄ２２、Ｄ２３およびＤ２４が接続されている。これらのダイオードは、電流環流用のダイオードである。

図２３に示す構成を採用した場合、例えば、インバータブロックＩＶ１およびＩＶ２のそれぞれのＰ−Ｎ線間の電圧差を最大で１ｋＶとした場合、インバータの出力電圧は２ｋＶでありながら、各トランジスタの耐圧は１ｋＶで済むことになる。

すなわち、トランジスタＴ２３およびＴ２４の組の出力ノードが接続されるオゾナイザ１の電極は、上述したように接地電位となるので、インバータブロックＩＶ２の主電源ラインＮの電位を０Ｖとすると、主電源ラインＰの電位は１ｋＶとなり、トランジスタＴ２１およびＴ２２の組の出力ノードの電圧を１ｋＶとすることができる。

トランジスタＴ２１およびＴ２２の組の出力ノードの電圧が１ｋＶである場合、インバータブロックＩＶ１の主電源ラインＮの電位は１ｋＶとなって、主電源ラインＰの電位は２ｋＶとなり、トランジスタＴ１１およびＴ１２の組の出力ノードの電圧を２ｋＶとすることができる。

このように、Ｐ−Ｎ線間の電圧差が最大で１ｋＶであるので、各トランジスタの耐圧も１ｋＶ、すなわちインバータの出力電圧の半分の耐圧で済むことになる。

このように、インバータを構成するトランジスタに出力電圧よりも耐圧の低いものを使用したいのであれば、複数のインバータブロックをオゾナイザの２つ電極に対して直列となるように接続すれば良い。

なお、インバータの出力電流を大きくしたいのであれば、複数のインバータブロックをオゾナイザの２つ電極に対して並列となるように接続すれば良いことは言うまでもない。

＜１３−２．４段のインバータブロックを有するインバータ＞
また、オゾナイザの駆動電圧が極めて高く、それに合わせて耐圧の高いＩＧＢＴを準備するとコストが嵩むという場合には、インバータブロックの個数をさらに増やし、個々のＩＧＢＴとしてはコスト的にリーズナブルな耐圧のＩＧＢＴを使用するようにしても良い。その一例として４段のインバータブロックを有するインバータを図２４に示す。

図２４に示すインバータにおいては、出力電圧の４分の１の耐圧を有するＩＧＢＴ素子で構成されたインバータブロックＩＶ１０、ＩＶ２０、ＩＶ３０およびＩＶ４０を、オゾナイザ１の両電極に対して直列に接続した構成を有している。

そして、インバータブロックＩＶ１０、ＩＶ２０、ＩＶ３０およびＩＶ４０にそれぞれ直流電圧を供給する整流器ＲＥ１０、ＲＥ２０、ＲＥ３０およびＲＥ４０には、交流電源ＰＳから変圧器ＴＲ１０を介して高圧の交流電圧が供給される。このとき、変圧器ＴＲ１０の１次側と２次側とが電気的に絶縁された絶縁トランスを使用し、２次側を４巻線にすることで、１個のトランスで４つの整流器ＲＥ１０〜ＲＥ４０に高圧交流電圧を供給して、直列に接続された４つのインバータブロックＩＶ１０〜ＩＶ４０に電力を同時に供給することができる。

また、整流器ＲＥ１０〜ＲＥ４０から、インバータブロックＩＶ１０〜ＩＶ４０のそれぞれに直流電圧を供給する主電源ライン（母線）ＰおよびＮの間には、それぞれ平滑用のキャパシタＣ１０、Ｃ２０、Ｃ３０およびＣ４０が介挿されている。

インバータブロックＩＶ１０〜ＩＶ４０は、主電源ラインＰおよびＮの間に、インバータ接続された絶縁ゲート型バイポーラトランジスタの２つの組が配設されて、ＩＧＢＴのフルブリッジ接続を構成している。

すなわち、インバータブロックＩＶ１０では、Ｐ−Ｎ線間に、インバータ接続されたトランジスタＴ１０１およびＴ１０２、トランジスタＴ１０３およびＴ１０４が配設され、インバータブロックＩＶ２０では、Ｐ−Ｎ線間に、インバータ接続されたトランジスタＴ２０１およびＴ２０２、トランジスタＴ２０３およびＴ２０４が配設され、インバータブロックＩＶ３０では、Ｐ−Ｎ線間に、インバータ接続されたトランジスタＴ３０１およびＴ３０２、トランジスタＴ３０３およびＴ３０４が配設され、インバータブロックＩＶ４０では、Ｐ−Ｎ線間に、インバータ接続されたトランジスタＴ４０１およびＴ４０２、トランジスタＴ４０３およびＴ４０４が配設されている。

そして、トランジスタＴ１０１およびＴ１０２の組の出力ノードがリアクトルＦＬの一端に接続され、リアクトルＦＬの他端はオゾナイザ１の一方の電極に接続されている。また、トランジスタＴ４０３およびＴ４０４の組の出力ノードがオゾナイザ１の他方の電極に接続されている。なお、この電極は接地されて用いられる。

また、トランジスタＴ１０３およびＴ１０４の組の出力ノードは、トランジスタＴ２０１およびＴ２０２の組の出力ノードに接続され、トランジスタＴ２０３およびＴ２０４の組の出力ノードは、トランジスタＴ３０１およびＴ３０２の組の出力ノードに接続され、トランジスタＴ３０３およびＴ３０４の組の出力ノードは、トランジスタＴ４０１およびＴ４０２の組の出力ノードに接続される構成となっている。

なお、トランジスタＴ１０１、Ｔ１０２、Ｔ１０３およびＴ１０４には、それぞれ逆並列にダイオードＤ１０１、Ｄ１０２、Ｄ１０３およびＤ１０４が接続され、トランジスタＴ２０１、Ｔ２０２、Ｔ２０３およびＴ２０４には、それぞれ逆並列にダイオードＤ２０１、Ｄ２０２、Ｄ２０３およびＤ２０４が接続され、トランジスタＴ３０１、Ｔ３０２、Ｔ３０３およびＴ３０４には、それぞれ逆並列にダイオードＤ３０１、Ｄ３０２、Ｄ３０３およびＤ３０４が接続され、トランジスタＴ４０１、Ｔ４０２、Ｔ４０３およびＴ４０４には、それぞれ逆並列にダイオードＤ４０１、Ｄ４０２、Ｄ４０３およびＤ４０４が接続されている。これらのダイオードは、電流環流用のダイオードである。

図２４に示す構成を採用した場合、例えば、インバータブロックＩＶ１０〜ＩＶ４０のそれぞれのＰ−Ｎ線間の電圧差を最大で１ｋＶとした場合、インバータの出力電圧は４ｋＶでありながら、各トランジスタの耐圧は１ｋＶで済むことになる。

図２４に示す構成を採用する場合、４つのインバータブロックＩＶ１０〜ＩＶ４０を同時にオン、オフ制御するのではなく、段階的にオン、オフ制御すれば、図２５に示すように出力電圧を階段状に変化させることができ、矩形波だけでなく、より正弦波に近い波形を出力させることができる。

すなわち、図２５において、０Ｖラインより１段階電圧の高いステップＳＴ１は、インバータブロックＩＶ１０のみがオン状態で、他のインバータブロックはオフ状態となるよう制御することで得ることができる。

ここで、インバータブロックをオン状態にするという制御は、インバータブロックＩＶ１０を例に採れば、トランジスタＴ１０１およびＴ１０４をオン状態とし、トランジスタＴ１０２およびＴ１０３をオフ状態とする制御である。

また、インバータブロックをオフ状態にするという制御は、インバータブロックＩＶ１０を例に採れば、トランジスタＴ１０１およびＴ１０３をオフ状態とし、トランジスタＴ１０２およびＴ１０４をオン状態とする制御である。

また、図２５において、０Ｖラインより２段階電圧の高いステップＳＴ２は、インバータブロックＩＶ１０およびＩＶ２０のみがオン状態で、他のインバータブロックはオフ状態となるよう制御することで得ることができる。

また、図２５において、０Ｖラインより３段階電圧の高いステップＳＴ３は、インバータブロックＩＶ１０、ＩＶ２０およびＩＶ３０がオン状態で、インバータブロックＩＶ４０はオフ状態となるよう制御することで得ることができる。

また、図２５において、０Ｖラインより４段階電圧の高いステップＳＴ４は、インバータブロックＩＶ１０〜ＩＶ４０を全てオン状態となるよう制御することで得ることができる。

なお、図２５において示される０Ｖラインより低いステップを得るためには、各インバータブロックのＰ−Ｎ線の電位をマイナスの電位にしてオン、オフ制御することになるが、この場合は、インバータブロックのオン状態、オフ状態の定義が変わることになる。

すなわち、この場合、インバータブロックをオン状態にするという制御は、インバータブロックＩＶ１０を例に採れば、トランジスタＴ１０１およびＴ１０４をオフ状態とし、トランジスタＴ１０２およびＴ１０３をオン状態とする制御である。

また、インバータブロックをオフ状態にするという制御は、インバータブロックＩＶ１０を例に採れば、トランジスタＴ１０１およびＴ１０３をオン状態とし、トランジスタＴ１０２およびＴ１０４をオフ状態とする制御である。

なお、以上の説明においては、４つのインバータブロックＩＶ１０〜ＩＶ４０のそれぞれのＰ−Ｎ線間の電圧差は同じものとして説明したが、それぞれ電圧差が異なるものとしても良い。

＜１３−３．半導体素子での電力損失について＞
図２４に示すようなインバータの構成を採用すると、変圧器ＴＲ１０が大きなものになるとともに、スイッチングの回数が非常に多くなるので、半導体素子での電力損失が大きくなる可能性がある。

ＩＧＢＴ素子を高周波で駆動させた場合、ＯＮ損失よりもむしろ、そのスイッチング損失が大きな問題になる。

スイッチング時に発生する損失の種類は、オン時のスイッチング損失（Eon）、オフ時のスイッチング損失（Eoff）、そして、各ＩＧＢＴ素子に並列に配されている還流用のダイオード素子のリカバリ損失（Erec）の３つが考えられる。

ここで、簡単化のため、図２６に示すようなインバータを例に採り、矩形波を出力し、回路の共振の結果、正弦波に近い電流が流れるものとする。

図２６に示すインバータにおいては、Ｐ−Ｎ線間に、平滑用のキャパシタＣ０が介挿されるとともに、インバータ接続されたトランジスタＴ１およびＴ２、トランジスタＴ３およびＴ４が配設され、トランジスタＴ１およびＴ２の組の出力ノードがリアクトルＦＬの一端に接続され、リアクトルＦＬの他端はオゾナイザ１の一方の電極に接続されている。また、トランジスタＴ３およびＴ４の組の出力ノードがオゾナイザ１の他方の電極に接続されている。なお、この電極は接地されて用いられる。

図２７には、図２６に示すインバータが出力する矩形波の電圧波形ＶＷおよび正弦波の電流波形ＣＷ、および各ＩＧＢＴ素子のオン、オフ制御のタイミング（ゲート波形）を示している。すなわち、トランジスタＴ１、Ｔ２、Ｔ３およびＴ４に与えるゲート波形をそれぞれＧ１、Ｇ２、Ｇ３およびＧ４として示し、また、各スイッチングタイミングで、どの素子に、どのような種類の損失が発生するかについても併せて示した。

すなわち、トランジスタＴ２がオフしてトランジスタＴ１がオンするタイミングでは、トランジスタＴ１のオン時のスイッチング損失（Eon）と、トランジスタＴ２がオフすることによるダイオードＤ２でのリカバリ損失（Erec）とが発生する。

また、トランジスタＴ４がオフしてトランジスタＴ３がオンするタイミングでは、トランジスタＴ４のオフ時のスイッチング損失（Eoff）が発生する。

また、トランジスタＴ１がオフしてトランジスタＴ２がオンするタイミングでは、トランジスタＴ２のオン時のスイッチング損失（Eon）と、トランジスタＴ１がオフすることによるダイオードＤ１でのリカバリ損失（Erec）とが発生する。

また、トランジスタＴ３がオフしてトランジスタＴ４がオンするタイミングでは、トランジスタＴ３のオフ時のスイッチング損失（Eoff）が発生する。

図２７に示されるように、電力損失は、トランジスタＴ１〜Ｔ４およびダイオードＤ１〜Ｄ４に等しく発生するものではなく、トランジスタＴ３およびＴ４は、オフ時のスイッチング損失（Eoff）を受け、トランジスタＴ１およびＴ２は、オン時のスイッチング損失（Eon）を受け、ダイオードＤ１およびＤ２はリカバリ損失（Erec）を受ける。

従って、トランジスタとダイオードとで１組の半導体チップを構成すると考えた場合、トランジスタＴ１とダイオードＤ１との組みで構成されるで半導体チップ、およびトランジスタＴ２とダイオードＤ２との組みで構成されるで半導体チップは、他の半導体チップに比べて電力損失が大きくなり、電力損失により過熱することが予想される。

また、素子に流れる電流値によっては、トランジスタＴ３とダイオードＤ３との組みで構成されるで半導体チップ、およびトランジスタＴ４とダイオードＤ４との組みで構成されるで半導体チップの方が電力損失が大きくなる可能性もあり、これらの半導体チップの方が過熱することもあり得る。

これを避けるためには、一定期間ごとに、各半導体素子の制御パターンを変更して、電力損失が特定の半導体チップに集中しないようにしてやれば良い。以下、この制御方法について具体的に説明する。

＜１３−４．半導体素子での電力損失を平均化する制御方法＞
＜１３−４−１．制御方法の第１の例＞
図２８に、上記思想に基づいて生成され、各ＩＧＢＴ素子にそれぞれ与えられるゲート波形と、当該ゲート波形に基づいて図２６に示すインバータを制御した場合に、当該インバータが出力する矩形波の電圧波形ＶＷおよび正弦波の電流波形ＣＷを示す。また、各スイッチングタイミングで、どの素子に、どのような種類の損失が発生するかについても併せて示す。

図２８に示す各ゲート波形は、図２７に示したゲート波形Ｇ１〜Ｇ４において、１周期ごとにゲート波形Ｇ１とＧ４および、ゲート波形Ｇ２とＧ３とを入れ換えた波形となっている。

すなわち、ゲート波形Ｇ１１は、ゲート波形Ｇ１を基本とし、ゲート波形Ｇ４が１周期ごとにゲート波形Ｇ１と入れ替わるように構成され、ゲート波形Ｇ１４は、ゲート波形Ｇ４を基本とし、ゲート波形Ｇ１が１周期ごとにゲート波形Ｇ４と入れ替わるように構成されている。

また、ゲート波形Ｇ１３は、ゲート波形Ｇ３を基本とし、ゲート波形Ｇ４が１周期ごとにゲート波形Ｇ３と入れ替わるように構成され、ゲート波形Ｇ１２は、ゲート波形Ｇ２を基本とし、ゲート波形Ｇ３が１周期ごとにゲート波形Ｇ２と入れ替わるように構成されている。

図２８に示すゲート波形Ｇ１１〜Ｇ１４を使用することで、トランジスタＴ３がオフしてトランジスタＴ４がオンするタイミングでは、トランジスタＴ４のオン時のスイッチング損失（Eon）と、トランジスタＴ３がオフすることによるダイオードＤ３でのリカバリ損失（Erec）とが発生する。

また、トランジスタＴ４がオフしてトランジスタＴ３がオンするタイミングでは、トランジスタＴ４のオフ時のスイッチング損失（Eoff）が発生する。

また、トランジスタＴ１がオフしてトランジスタＴ２がオンするタイミングでは、トランジスタＴ２のオン時のスイッチング損失（Eon）と、トランジスタＴ１がオフすることによるダイオードＤ１でのリカバリ損失（Erec）とが発生する。

また、トランジスタＴ３がオフしてトランジスタＴ４がオンするタイミングでは、トランジスタＴ３のオフ時のスイッチング損失（Eoff）が発生する。

また、トランジスタＴ２がオフしてトランジスタＴ１がオンするタイミングでは、トランジスタＴ１のオン時のスイッチング損失（Eon）と、トランジスタＴ２がオフすることによるダイオードＤ２でのリカバリ損失（Erec）とが発生する。

また、トランジスタＴ１がオフしてトランジスタＴ２がオンするタイミングでは、トランジスタＴ１のオフ時のスイッチング損失（Eoff）が発生する。

また、トランジスタＴ４がオフしてトランジスタＴ３がオンするタイミングでは、トランジスタＴ３のオン時のスイッチング損失（Eon）と、トランジスタＴ４がオフすることによるダイオードＤ４でのリカバリ損失（Erec）とが発生する。

また、トランジスタＴ２がオフしてトランジスタＴ１がオンするタイミングでは、トランジスタＴ２のオフ時のスイッチング損失（Eoff）が発生する。

このように、２組みのインバータ接続を構成する４つのＩＧＢＴ素子において、一方のインバータ接続の高電位側ＩＧＢＴ素子と、他方のインバータ接続の低電位側ＩＧＢＴ素子に与えられるゲート波形を、互いに１周期ごとに入れ換えたゲート波形を使用することで、トランジスタＴ１〜Ｔ４およびダイオードＤ１〜Ｄ４において、電力損失が偏って発生することが防止され、電力損失を平均化し、各素子での発熱を平均化して、各素子での最大発熱量を低く抑えることができる。

＜１３−４−２．制御方法の第２の例＞
また、電力損失の偏りを解消するためのインバータの制御方法としては、図２９に示されるように、各ＩＧＢＴ素子に与えるゲート波形を強制的に切り替える方法も考えられる。

すなわち、使用するのは、図２７に示した基本のゲート波形Ｇ１〜Ｇ４であるが、電圧波形ＶＷのパルスが出力されていないタイミング（図２９においてはハッチングを付した領域で表している）、すなわち、トランジスタＴ１およびＴ３がオン状態にあるとき、あるいはトランジスタＴ２およびＴ４がオン状態にあるときを境として、ゲート波形Ｇ３をトランジスタＴ１に与え、ゲート波形Ｇ１をトランジスタＴ３に与え、ゲート波形Ｇ２をトランジスタＴ４に与え、ゲート波形Ｇ４をトランジスタＴ２に与えるように、ゲート波形を強制的に切り替える。なお、次にゲート波形を強制的に切り替えるタイミングでは、上述とは逆の切り替えを行う。

この方法を採ると、図２９に示すように、電圧波形ＶＷにおいて正パルスが２回連続するパターンが生じる。このため、電流波形が少し不規則な形状となるが、切り替えの周期は、電力損失の偏りにより素子の過熱が発生する時間（熱の伝達速度により規定される時間）よりも十分に短い時間、例えば１秒程度に設定すれば良く、この時間は、インバータの周波数に比べて十分に長いので、電流波形が少し不規則な形状となる頻度は少ないので、インバータの動作に対する影響は少ない。

なお、ゲート波形を強制的に切り替えるには、ゲート波形Ｇ１とＧ３、およびゲート波形Ｇ２とＧ４を切り替えて与える構成、例えばフリップフロップ回路を各トランジスタのゲート信号の入力部の前段に設けることで達成できる。

＜１３−４−３．制御方法の第３の例＞
また、各ＩＧＢＴ素子に与えるゲート波形を強制的に切り替える方法としては、図３０に示されるように、予め２種類の信号源を用意しておき、電圧波形ＶＷのパルスが出力されているタイミングで強制的に切り替える方法も考えられる。

すなわち、図３０に示すように、準備する信号源としては、図２７に示した基本のゲート波形Ｇ１〜Ｇ４を出力する信号源ＧＸと、ゲート波形Ｇ１とＧ４とを互いに入れ換えたゲート波形Ｇ１’およびＧ４’、ゲート波形Ｇ２とＧ３とを互いに入れ換えたゲート波形ゲート波形Ｇ２’およびＧ３’を出力する信号源ＧＹである。

そして、電圧波形ＶＷのパルスが出力されているタイミング（図３０においてはハッチングを付した領域で表している）、すなわち、トランジスタＴ１およびＴ４がオン状態にあるとき、あるいはトランジスタＴ２およびＴ３がオン状態にあるときを境として、ゲート波形Ｇ１’をトランジスタＴ１に与え、ゲート波形Ｇ２’をトランジスタＴ２に与え、ゲート波形Ｇ３’をトランジスタＴ３に与え、ゲート波形Ｇ４’をトランジスタＴ４に与えるように、ゲート波形を強制的に切り替える。なお、次にゲート波形を強制的に切り替えるタイミングでは、上述とは逆の切り替えを行う。

この方法を採ると、信号源が２つ必要になるが、インバータの出力波形に変化は生じない。なお、切り替えの周期は１秒程度が適切である。

＜１３−５．電力損失のさらなる増大に伴う発熱の解消＞
次に、各素子での電力損失がさらに大きくなった場合について述べる。前述のように、ＩＧＢＴを高周波で駆動させた場合、オン損失よりもむしろ、そのスイッチング損失が大きな問題になる。通常、電流が大きく、半導体素子での電力損失が大きく、発熱が問題になる場合、その電力損失を分担するために、半導体素子を複数個並列にして用いる。

通常は半導体素子の電力損失はＯＮ時に流れる電流で決まるので、並列に接続された複数個の半導体素子を全部ＯＮにして導通させ、一個あたりの電流を減らす構成を採る。

しかし、本発明のプラズマ発生用電源装置に使用するインバータの場合、先に説明したようにＯＮ損失ではなく、スイッチング損失が支配的となる。この場合、ＯＮ時の電流を減らすのではなく、１つの半導体素子あたりのＯＮの回数を低減させれば良い。

図３１には、プラズマ発生用電源装置１００に使用されるインバータＩＶの構成の一例として、ＩＧＢＴを２個並列に配設した構成を示している。

図３１に示されるように、主電源ライン（母線）ＰおよびＮの間に、インバータ接続されたＩＧＢＴ１１および２１、ＩＧＢＴ３１および４１が配設され、それぞれの組の出力ノードがリアクトルＦＬおよびオゾナイザ１の電極に接続される構成となっている。

そして、ＩＧＢＴ１１、２１、３１および４１には、それぞれＩＧＢＴ１２、２２、３２および４２が並列に接続されている。

また、ＩＧＢＴ１１および１２、ＩＧＢＴ２１および２２、ＩＧＢＴ３１および３２、ＩＧＢＴ４１および４２のそれぞれのゲート電極には、フリップフロップ回路ＦＦ１、ＦＦ２、ＦＦ３およびＦＦ４を介して制御回路ＣＣから制御信号が与えられる構成となっている。

例えばフリップフロップ回路ＦＦ１は、ＩＧＢＴ１１および１２を交互にオンさせるための構成であり、そのタイミングチャートの一例を図３２に示す。

図３２に示すように、最初の周期ではＩＧＢＴ１１がオンし、次の周期ではＩＧＢＴ１２がオンするように、ＩＧＢＴ１１および１２を周期ごとに切り替えて使用する。これは他のＩＧＢＴの組においても同様であり、このように制御することで、１つの半導体素子について、スイッチングの周波数が半分になり、スイッチング損失を半分にすることができる。

なお、同様に並列に接続された半導体素子を、交互ではなく毎回同時にオンさせる場合には、電流の分流方法などを考慮する必要があり、電流の分流に失敗して片方の素子に過大に電流が流れると、半導体素子に不具合が発生する原因となる。しかし、図３２のような構成で交互にオンさせれば、このような電流の分流の問題をなくすことができる。

＜１４．オゾナイザ以外への適用例＞
以上の説明においては、本発明はオゾナイザへの適用を主として説明した。近年の主流となっているオゾナイザは、空気あるいは酸素原料で、ギャップ間隔０．６ｍｍ以下、ガス圧力が大気圧以上である。このようなオゾナイザの場合は、オゾナイザに高い電圧を印加させる必要があること、放電維持電圧もｋＶ程度であること、周波数がｋＨｚ以上であること、容量性負荷であることなどの点で本発明に適した放電負荷であると言える。

一方、最初にも述べたように、本発明は容量性の放電負荷であれば適用可能であり、例えば、２枚のガラス板の間にキセノンなどの放電ガスを封入し、ガラスの間隙を放電ギャップとして、両側から交流電圧を印加し、内部に塗布された蛍光体からの発光を平面的に取り出す平板型光源と呼ばれる装置や、その他、誘電体バリア放電を利用したＰＤＰ（プラズマディスプレイパネル）やレーザ発振器などについても適用可能である。

この発明は詳細に説明されたが、上記した説明は、全ての局面において、例示であって、この発明がそれに限定されるものではない。例示されていない無数の変形例が、この発明の範囲から外れることなく想定され得るものと解される。

Claims (8)

1. プラズマを発生させる放電負荷（１）を駆動するプラズマ発生用電源装置であって、
   前記放電負荷に電力を供給する交流電源（ＩＶ）と、
   前記交流電源の交流出力の周波数を制御可能な制御装置（ＣＴ）と、を備え、
   前記制御装置（ＣＴ）は、
   前記放電負荷（１）への目標投入電力に応じて、前記交流電源（ＩＶ）の電源周波数を変化させるように制御し、
   前記交流電源（ＩＶ）はインバータで構成され、前記交流出力はパルス出力であって、
   前記制御装置（ＣＴ）は、
   Ｃｇ：前記放電負荷に含まれる誘電体の静電容量値
   Ｃａ：前記放電負荷に含まれるガス領域の静電容量値
   Ｃｐ：前記放電負荷に並列する浮遊の静電容量値
   Ｖ ^* ：放電維持電圧
   Ｌ ：前記放電負荷を含む回路中のインダクタンス値
   ｆ ：前記電源周波数
   Ｃβ：非放電時の静電容量
   とした場合に、
   前記パルス出力のデューティを最大値に固定して前記電源周波数を変化させた場合の投入電力の特性曲線と、
   

   

   で表される投入電力Ｐｏｚの曲線を０．９倍した曲線と、
   

   

   で表される非放電時の共振周波数ｆｍａｘを表す直線とで囲まれる安定制御領域の範囲で、前記電源周波数および前記デューティを変化させる、プラズマ発生用電源装置。
2. 前記制御装置は、
   前記パルス出力のデューティを最大値の８割ないし９割の何れかの値に固定して周波数を変化させた場合の投入電力の特性曲線の共振点を境にして高周波数側の端縁と、
   前記数式（５）で規定される前記非放電時の共振周波数ｆｍａｘの値からｆｍａｘの８割の値までの範囲から選択される周波数を表す直線とで規定される曲線に沿って、前記電源周波数および前記デューティを変化させる、請求項１記載のプラズマ発生用電源装置。
3. 前記放電負荷（１）は、
   ギャップ間隔０．６ｍｍ以下、ガス圧力が大気圧以上で動作する、酸素を含むガスを原料としたオゾナイザである、請求項１記載のプラズマ発生用電源装置。
4. 前記放電負荷（１）は、
   ギャップ間隔０．６ｍｍ以下、ガス圧力が大気圧以上で動作する、酸素を含むガスを原料としたオゾナイザである、請求項２記載のプラズマ発生用電源装置。
5. プラズマを発生させる放電負荷（１）を駆動するプラズマ発生用電源装置であって、
   前記放電負荷に電力を供給する交流電源（ＩＶ）と、
   前記交流電源（ＩＶ）が出力する交流電圧を共振によって跳ね上げて負荷電圧として前記放電負荷に与える共振手段（ＦＬ）と、を備え、
   前記交流電源（ＩＶ）は、前記共振手段（ＦＬ）に電気的に直接に接続され、
   前記交流電源（ＩＶ）はインバータで構成され、
   前記共振手段（ＦＬ）は、前記放電負荷（１）に直列に接続されたリアクトル（ＦＬ）を含み、前記放電負荷（１）の容量成分と前記リアクトル（ＦＬ）との共振により前記負荷電圧を取得し、
   前記インバータの出力電圧に対する前記負荷電圧の比率を電圧跳ね上げ率とし、
   Ｃｇ：前記放電負荷に含まれる誘電体の静電容量値
   Ｃａ：前記放電負荷に含まれるガス領域の静電容量値
   Ｃｐ：前記放電負荷に並列する浮遊の静電容量値とした場合に、
   前記交流電源の電源周波数を、前記放電負荷を含む回路の共振周波数に略等しく設定するとともに、前記電源電圧に対する前記電圧跳ね上げ率の特性曲線において、前記電圧跳ね上げ率の最小値Ｍ００を、
   

   

   で規定する場合、
   前記負荷電圧を、前記インバータの母線電圧の（√２／４）・Ｍ００倍より大きく、√２・（Ｍ００＋２）倍未満となるように設定する、プラズマ発生用電源装置。
6. 前記放電負荷（１）は、複数の円筒電極を同軸に配置し、そのギャップ間隔０．６ｍｍ以下の円筒多管型のオゾナイザであって、
   前記負荷電圧を、前記インバータの母線電圧の１倍より大きく６倍未満となるように設定する、請求項５記載のプラズマ発生用電源装置。
7. プラズマを発生させる放電負荷（１）を駆動するプラズマ発生用電源装置であって、
   前記放電負荷に電力を供給する交流電源（ＩＶ）と、
   前記交流電源（ＩＶ）が出力する交流電圧を共振によって跳ね上げて負荷電圧として前記放電負荷に与える共振手段（ＦＬ）と、を備え、
   前記交流電源（ＩＶ）は、前記共振手段（ＦＬ）に電気的に直接に接続され、
   前記交流電源（ＩＶ）はインバータで構成され、
   前記共振手段（ＦＬ）は、前記放電負荷（１）に直列に接続されたリアクトル（ＦＬ）を含み、前記放電負荷（１）の容量成分と前記リアクトル（ＦＬ）との共振により前記負荷電圧を取得し、
   前記インバータの出力電圧に対して前記負荷電圧の比率を電圧跳ね上げ率とし、
   Ｃｇ：前記放電負荷に含まれる誘電体の静電容量値
   Ｃｐ：前記放電負荷に並列する浮遊の静電容量値
   Ｖｄ：前記インバータの母線電圧
   Ｖ ^* ：放電維持電圧とした場合に、
   前記交流電源の電源周波数を、前記放電負荷を含む回路の共振周波数に略等しく設定するとともに、前記インバータの母線電圧Ｖｄが、前記放電維持電圧Ｖ ^* と比較して、
   

   

   で規定する範囲となるように、前記インバータの母線電圧Ｖｄを設定する、プラズマ発生用電源装置。
8. 前記放電負荷（１）は、複数の円筒電極を同軸に配置し、そのギャップ間隔０．６ｍｍ以下の円筒多管型のオゾナイザであって、
   前記インバータの母線電圧を、前記放電維持電圧の０．５倍より大きく、２倍未満となるように設定する、請求項７記載のプラズマ発生用電源装置。

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