JP4171015B2 - フィルタ及びこれを用いた無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、フィルタ及びこれを用いた無線通信装置に関する。

一般に、無線通信装置における帯域制限用のフィルタは、縦続接続された共振ユニットによって構成される。各々の共振器はインダクタとキャパシタを含み、損失の効果を考慮する場合には抵抗も追加される。このタイプのフィルタでは、それぞれの共振器間の結合量を表す共振器間結合係数と、入力部及び出力部において共振器を励振する量を表す外部Ｑの値を適当に決めることによって、通過域周波数範囲や阻止域の減衰量を決定することができる。

一方、共振器の誘電体損、導体損及び放射損によって決まるＱ（無負荷Ｑ）は、バンドパスフィルタなどに要求される急峻なスカート特性を持つフィルタ特性を実現する上で重要なパラメータである。誘電体損は誘電体基板の損失特性に依存し、導体損は導体の損失特性に依存し、放射損はフィルタレイアウトに依存する。導体損が支配的な比較的低い周波数では、各共振器をどんな方法で結合させても放射損の影響は小さい。一方、放射損が支配的となる比較的高い周波数では共振器の電流最大点近傍に導体が存在すると、その導体が放射の大きな要因となり、最終的にはフィルタ特性を劣化させる要因となる。

最も一般的なフィルタの例として、マイクロストリップ線路により形成された共振器を用いたフィルタが知られている。マイクロストリップ線路上を伝播する電磁波は、開放端部で反射を繰り返しながら伝播する。従って、電気長が半波長（１８０°）のマイクロストリップ線路により形成される半波長共振器は、電流分布の定在波がマイクロストリップ線路の両端部で節、中央で唯一の腹を有する。

G. L. Matthaei, et. al, “Hairpin Comb Filters for HTS and Other Narrow-Band Applications,” IEEE MTT Trans., Vol. 45, No. 8, Aug. 1997.（非特許文献１）には、小型化の要請から、ヘアピン形状のマイクロストリップ線路により形成される半波長ヘアピン型共振器を縦続に配置したフィルタが開示されている。

一方、特開２００３−４６３０４号公報（特許文献１）には、２つの直線状線路とこれら直線状線路の間に設けられた円弧状部分を有するマイクロストリップ線路を用いた半波長共振器及びこれを用いたフィルタが開示されている。２つの直線状線路の間隔は、直線状線路の幅より小さく設計されている。
G. L. Matthaei, et. al, "Hairpin Comb Filters for HTS and Other Narrow-Band Applications," IEEE MTT Trans., Vol. 45, No. 8, Aug. 1997. 特開２００３−４６３０４号公報

半波長共振器では、各共振器のマイクロストリップ線路の中央が電流分布の腹、すなわち電流最大点である。従って、複数の半波長共振器を１／４波長ずらして配置したフィルタでは、次の共振器のマイクロストリップ線路の端部が当該電流最大点に近接することから、ここでの放射が大きくなってしまう。非特許文献１に記載された、半波長ヘアピン型共振器を縦続に配置したフィルタレイアウトによると、各共振器のマイクロストリップ線路の折り曲げ部分である電流最大点が隣接共振器間で近接する。従って、この折り曲げ部分からの放射が大きくなる。このように共振器の放射損が大きくなると、共振器の高Ｑ化による急峻なスカート特性を持つフィルタ特性を実現することが困難となる。

一方、導体損と放射損との大小関係はマイクロストリップ線路を伝播する電磁波の周波数に依存する。前述したように周波数が低い領域では導体損が支配的であるが、周波数が高くなるにつれて大小関係は徐々に逆転し、周波数が高い領域では放射損が支配的になる傾向にある。導体損はマイクロストリップ線路の導体（ストリップ及びグランドプレーンを形成する導体）の電気抵抗成分によるエネルギー損失であるから、抵抗成分が大きいほど導体損が支配的になりやすい。

従来のマイクロストリップ線路を用いた共振器は、共振周波数が例えば３ＧＨｚ以下のような低い領域であり、また導体の抵抗成分が比較的大きいなどの理由により、導体損が支配的である。導体損は、マイクロストリップ線路内の電流密度分布がなるべく均一になるようにすることで、比較的容易に低減される。しかしながら、３ＧＨｚを超えるような高い周波数領域で使用される共振器を実現しようとすると、放射損が支配的となる。従来のマイクロストリップ線路を用いた共振器では、このような放射損を低減することができず、この点から高い周波領域において高Ｑを実現できないという問題がある。

本発明の目的は、高い周波数領域においても放射損を低減して共振器の高Ｑ化を図ったフィルタ及びこれを用いた無線通信装置を提供することにある。

本発明の第１の観点によるフィルタは、マイクロストリップ線路によりそれぞれ形成され、縦続接続された複数の共振器を有する共振ユニットと；前記マイクロストリップ線路の中間の電圧最大点から電気長が±４５°の範囲内の領域において前記共振ユニットの少なくとも一つの共振器間結合をとる結合ユニットと；を具備する。

本発明の第２の観点によるフィルタは、入力信号を受ける入力線路と；出力信号を取り出す出力線路と；マイクロストリップ線路によりそれぞれ形成され、前記入力線路に結合された第１共振器、前記出力線路に接続された第２共振器、及び第１共振器と第２共振器との中間に位置する複数の第３共振器を含む、縦続接続された複数の共振器を有する共振ユニットと；前記第１共振器のマイクロストリップ線路の中間の電圧最大点から電気長が±４５°の範囲内の第１領域において前記入力線路と前記第１共振器との間の結合をとる第１結合ユニットと；前記第２共振器のマイクロストリップ線路の中間の電圧最大点から電気長が±４５°の範囲内の第２領域において前記第２共振器と前記出力線路との間の結合をとる第２結合ユニットと；前記第３共振器のマイクロストリップ線路の中間の電圧最大点から電気長が±４５°の範囲内の第３領域において前記第３共振器の共振器間結合をとる少なくとも二つの第３結合ユニットと；を具備する。

本発明の第３の観点によると、誘電体基板と；前記誘電体基板上にほぼ平行に配置された、互いに近接した第１開放端部及び第２開放端部をそれぞれ有する第１の線路及び第２の線路と；前記誘電体基板上に配置された、前記第１の線路の前記第１開放端部と反対側の第３端部と前記第２の線路の前記第２開放端部と反対側の第４端部との間を接続する第３の線路と；を具備し、前記第１の線路及び第２の線路の各々の幅は等しく、前記第１の線路及び第２の線路間の距離は前記幅より狭く、前記第１の線路と第２の線路及び第３の線路の合計の電気長は１８０°の３以上の奇数倍である共振器を提供する。

本発明の第４の観点によるフィルタは、縦続接続された複数の第１３の観点に基づく共振器を含む共振ユニットと；前記誘電体基板上に配置され、入力信号を受けて前記共振ユニットに供給する入力線路と；前記誘電体基板上に配置された、前記共振ユニットからの出力信号を取り出す出力線路と；を具備する。

本発明の第５の観点によると、無線周波数信号を増幅する電力増幅器と；前記電力増幅器からの出力信号を受けて帯域制限を行う第１、第２及び第４の観点のいずれかに従うフィルタと；前記フィルタの出力信号を受けて送信を行うアンテナと；を具備する無線通信装置を提供する。

本発明の第６の観点によると、無線周波数信号を受信するアンテナと；前記アンテナからの出力信号を受けて帯域制限を行う第１、第２及び第４の観点のいずれかに従うフィルタと；前記フィルタの出力信号を受けて信号を増幅する低雑音増幅器と；を具備する無線通信装置を提供する。

本発明によると、共振器の放射を生み出す電流分布の乱れを最小限に抑制することが可能となり、放射を生じない本来のマイクロストリップ線路の電流分布に近づけることが可能となる。これによって共振器間結合のために導体同士が近接しても、放射によるＱの低下を抑圧でき、急峻なスカート特性をもつフィルタを実現することが可能となる。

さらに、本発明によると共振器の２つの直線状の伝送線路の間隔を線路幅以下にし、共振器の電気長を概ね１８０°の３以上の奇数倍にすることにより、放射損を効果的に抑圧することができる。従って、放射損が支配的となる例えば３ＧＨｚ以上の高い周波領域においても高Ｑの共振器を実現することができる。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
図１（Ａ）及び（Ｂ）は、本発明の一実施形態に係るフィルタの平面図及びＡ−Ａ′線に沿う断面図を示している。誘電体基板１００の裏面上にグランドプレーン１０１が形成され、誘電体基板１０１の表面上に入力線路１０３と出力線路１０４（励振線路とも呼ばれる）及び共振ユニット１０５が形成されている。入力線路１０３と出力線路１０４の各々の一端は、基板１００の端部まで延出され、基板１００の端部においてフィルタの外部にある回路と接続される。

誘電体基板１００の材料には、例えば厚さ０．１ｍｍから１ｍｍ程度の酸化マグネシウムやサファイア等が用いられる。グランドプレーン１０１、入力線路１０３、出力線路１０４及び共振ユニット１０５は、例えば銅、銀、金のような金属、ニオブまたはニオブ錫といったような超伝導体、あるいはＹＢＣＯのような酸化物超伝導体といった導体材料により作られる。

このように誘電体基板１００の裏面上にグランドプレーン１０１を形成し、基板１００の表面上に導体パターンを形成した構造は、マイクロストリップ線路構造と呼ばれる。以下の説明では、基板１００の表面上に形成した導体パターンそのものをマイクロストリップ線路と呼ぶことにする。

共振ユニット１０５は、入力線路１０３と出力線路１０４との間において縦続接続された４段のマイクロストリップ線路型共振器１１１−１１４を含む。共振器１１１−１１４の各々は、電気長が１波長以上、例えば１.５波長のマイクロストリップ線路により形成される。各々のマイクロストリップ線路は、それぞれＵ字状（一般にヘアピン型と呼ばれる）の線路を有する。このような形状のマイクロストリップ線路を用いた共振器は、ヘアピン型共振器と呼ばれる。

同一線上の隣接共振器、例えば１段目共振器１１１と２段目の共振器１１２は、各々のマイクロストリップ線路の開放端部が互いに近接して対向するように配置される。同様に他の同一線上の隣接共振器、例えば３段目の共振器１１３と４段目の共振器１１４は、各々のマイクロストリップ線路の開放端部が互いに近接対向するように配置される。このように同一線上の隣接共振器である共振器１１１−１１２間の結合及び共振器１１３−１１４間の結合は、マイクロストリップ線路の開放端部同士を近接して対向させることによってなされる。

共振器１１１−１１４においては、各々のマイクロストリップ線路の中間の電圧最大点から電気長で±４５°の範囲内に結合領域がそれぞれ設けられる。１段目の共振器１１１の結合領域の図中左側に近接して結合素子１２１が配置され、結合素子１２１に入力線路１０３が接続される。同様に、２段目の共振器１１２の結合領域の図中右側に近接して結合素子１２２が配置され、さらに３段目の共振器１１３の結合領域の図中左側に近接して結合素子１２３が配置されており、結合素子１２２と１２３とは接続線路１３１によって接続される。

接続線路１３１は入力線路１０３及び出力線路１０４と同様に、共振器内の電磁波の伝播方向に対して垂直の方向に延びている。４段目の共振器１１４の結合領域の図中右側に近接して結合素子１２４が配置され、結合素子１２４に出力線路１０４が接続される。

このように共振ユニット１０５と入力線路１０３及び出力線路１０４との間の結合、及び互いに側面同士を対向させて隣接する共振器１１２−１１３間の結合は、前記結合領域において結合素子１２１−１２４によってなされる。共振器１１２−１１３間の結合には、さらに接続線路１３１が用いられる。

次に、図１（Ａ）及び（Ｂ）に示したフィルタの動作を説明する。図２は、図１（Ａ）及び（Ｂ）に示したフィルタの等価回路を示している。図２において、入力端子１１は入力線路１０３に接続され、グランド端子１２はグランドプレーン１０１に接続される。入力端子１１とグランド端子１２間に与えられる入力信号は、共振器１１１−１１４を順次通過した後、出力端子１３とグランド端子１４間から取り出される。出力端子１３は出力線路１０４に接続され、グランド端子１４はグランドプレーン１０１に接続される。

共振器１１１−１１４は、等価的にインダクタとキャパシタで表される。損失の効果を考慮する場合には、抵抗も付加される。抵抗がない場合の共振器１１１−１１４の各々の共振周波数は、次式で表される。
ｆ₀＝１／ｓｑｒｔ（Ｌ×Ｃ） （１）
ここで、ｆ₀は共振周波数、ｓｑｒｔは平方根、Ｌはインダクタンス、Ｃはキャパシタンスをそれぞれ表す。

入力端子１１から初段（１段目）の共振器１１１側を見た外部Ｑ結合ｍ１、出力端子１３から最終段（４段目）の共振器１１４側を見た外部Ｑ結合ｍ５、及び共振器１１１−１１４間の結合量を表す共振器間結合係数ｍ２，ｍ３，ｍ４を適当に決めることによって、フィルタの通過域周波数範囲や阻止域の減衰量を決定することができる。このようなマイクロストリップ線路を用いた共振器の無負荷Ｑ；Ｑｕは誘電体損Ｑｄ、導体損Ｑｃ及び放射損Ｑｒにより決定され、これらはフィルタ特性の急峻なスカート特性を実現する上で重要なパラメータとなる。これらの各損失の関係は次式により与えられる。

１／Ｑｕ＝１／Ｑｄ＋１／Ｑｃ＋１／Ｑｒ （２）
図３は、通常良く用いられる半波長共振器２０の電圧及び電流分布を示している。図３に示されるように、半波長共振器２０では電圧最大点が共振器２０の開放端部にのみ存在する。図４には、厚さ４３０μｍ、誘電率１０の誘電体基板上の直線型半波長マイクロストリップ線路型共振器に関するＱｄ，Ｑｃ及びＱｒの計算結果の例を示す。導体損Ｑｃが支配的となる比較的低い周波数領域では、各共振器をどのような方法で結合させても放射損Ｑｒの影響は小さい。

一方、放射損Ｑｒが支配的となる比較的高い周波数領域では、共振器の電流最大点近傍に導体が存在するとその導体が電力の放射の大きな要因となり、フィルタ特性を劣化させる。マイクロストリップ線路を用いた半波長共振器では、その長さ方向の中央部が電流最大点である。従って、４個の半波長共振器を１／４波長ずらして縦続配置したマイクロストリップ線路型共振器では、ある共振器の電流最大点とそれに隣接する他の共振器の開口端部が近接することから、電力の放射が大きくなってしまう。この問題点は、非特許文献１に開示されたフィルタにおいても同様である。

図５及び図６は、それぞれ１波長共振器２１及び１．５波長共振器２２の電圧及び電流分布を示している。図５及び図６に示されるように、１波長以上の電気長の共振器はマイクロストリップ線路の中間部、すなわち開放端部以外の位置においても電圧最大点を持つことができる。放射する電力が増える原因は、本来放射する電力が無いマイクロストリップ線路上の電磁界分布が、隣接して置かれた導体によって電流分布が乱されるために起こる電力の放射に起因する。これは言い換えれば、マイクロストリップ線路に隣接する導体を置く場合、マイクロストリップ線路上の電流分布が乱されない場所にその導体を置くことで、電力の放射を抑えることができることを意味する。

電流分布を乱さない方法としては、共振器の電圧最大点（電圧が電流よりも支配的となる点）±４５°の範囲、すなわち図５及び図６の破線３０−３２で示す範囲内に、図示しない隣接する導体を近接させることで実現できる。図５に示される１波長共振器２１ではマイクロストリップ線路の開放端部以外に破線３０で示す中央部に電圧最大点を持ち、図６に示される１．５波長共振器２２では開放端部以外の破線３１及び３２で示す２箇所に電圧最大点を持つ。

図１（Ａ）及び（Ｂ）に示したような電気長が１．５波長のヘアピン型共振器１１１−１１４は、各々が開放端部を含めて４箇所の電圧最大点を持つ。すなわち、開放端部は近接させるために一つの共振器当たり３箇所の結合可能位置を実現することができる。図１（Ａ）及び（Ｂ）では小型化のために１段目と２段目の隣接共振器１１１−１１２間の結合、及び３段目と４段目の隣接共振器１１３−１１４間の結合には、マイクロストリップ線路の開放端部同士を近接して対向させた結合方法を用いている。

入力線路１０３と１段目の共振器１１１との間の結合、２段目と３段目の隣接共振器１１２−１１３間の結合、及び４段目の共振器１１４と出力線路１０４との間の結合には、開放端部以外の電圧最大点±４５°の範囲内である結合領域（図６の破線３１及び３２で示す領域）において結合を実現している。これらの結合領域における結合のために、各共振器１１１−１１４のマイクロストリップ線路に対してＴ型線路を近接させている。すなわち、共振器内の電磁の伝播方向に対して垂直の方向に延びた入力線路１０３、出力線路１０４及び接続線路１３１を配置し、さらにこれらの入力線路１０３、出力線路１０４及び接続線路１３１と共にＴ型線路を形成する結合素子１２１−１２４を配置している。

このように共振器１１１−１１４上の電磁波伝播方向と入力線路１０３、出力線路１０４及び接続線路１３１上の電磁波伝播方向が直交することにより、共振器１１１−１１４と、入力線路１０３、出力線路１０４及び接続線路１３１との間の直接的な結合が最も小さくなる。一方、結合素子１２１−１２４は、入力線路１０３、出力線路１０４及び接続線路１３１の幅以上かつ９０°以下の電気長を有することが、効果的な結合を得る上で望ましい。

結合素子１２１−１２４と共振器１１１−１１４との間の距離及び又は結合素子１２１−１２４の長さを調整することによって、必要な結合の強さを調整することができる。結合素子１２１−１２４と共振器１１１−１１４との間の必要な結合の強さを全て等しくする場合には、結合素子１２１−１２４を同じ形状とすればよい。実際には、通常のフィルタでは異なる結合係数を持たせる（すなわち、図２の結合係数ｍ１，ｍ２，ｍ３，ｍ４，ｍ５を異ならせる）ことが多い。その場合には、結合素子１２１−１２４の形状を異ならせる。

図７は本発明の第２の実施形態に係るフィルタであり、図１（Ａ）及び（Ｂ）の構成を拡張して１．５波長の長さをそれぞれ有する８個のヘアピン型共振器１１１−１１８を縦続接続している。第１の実施形態と同様に、同一直線上の隣接共振器間の結合、すなわち共振器１１１−１１２間、共振器１１３−１１４間、共振器１１５−１１６間、及び共振器１１７−１１８間の結合は、マイクロストリップ線路の開放端部同士を近接して対向させることによってなされる。

一方、入力線路１０３と１段目の共振器１１１間の結合、２段目の共振器１１２と３段目の共振器１１３間の結合、４段目の共振器１１４と５段目の共振器１１５間の結合、６段目の共振器１１６と７段目の共振器１１７間の結合は、マイクロストリップ線路の中間の電圧最大点から±４５°の範囲内の結合領域に近接した配置された結合素子１２１−１２８と接続線路１３１−１３３を用いてなされる。

図８は、比較例のフィルタを示している。図７と同様に、１.５波長の電気長を有する８個のヘアピン型共振器を用いている。１.５波長のヘアピン型共振器では、マイクロストリップ線路の折り曲げ部分に電流最大点が位置する。図８の比較例では、このような電流最大点の近傍に結合素子１２９を配置し、さらに接続線路１３９によって結合素子同士を接続している。

図９は、図７及び図８のフィルタの電磁界解析により得られる周波数レスポンス特性を示している。図９の横軸は周波数、縦軸はＳパラメータＳ₁₁, Ｓ₂₁をそれぞれ表す。この解析では放射特性の効果のみを見るために、導体損と誘電体損を０と仮定している。図８に示す比較例のフィルタレイアウトでは、電力最大点に置かれた結合素子１２９によって放射が起こるために共振器のQが劣化する。この結果、図９の破線に示されるように通過域の端部の損失が大きくなり、フィルタの周波数選択性及び挿入損失特性が劣化する。一方、本発明の第２の実施形態に基づく図７のフィルタレイアウトでは、電圧最大点±４５°の範囲内の結合領域に結合素子１２１−１２８が置かれているため、不要な放射の影響は小さい。従って、図９の実線に示されるような、フィルタとして理想的な特性が得られる。

図１０は、本発明の他の実施形態に係るフィルタの平面図を示している。図示しない誘電体基板上に、入力線路１０３と出力線路１０４及び共振ユニットが形成されている。共振ユニットは、それぞれが１波長の電気長を有する直線状のマイクロストリップ線路により形成された２つのマイクロストリップ線路型共振器２１１及び２１２を含む。マイクロストリップ線路型共振器２１１及び２１２は、入力線路１０３と出力線路１０４との間において縦続接続される。さらに、本実施形態では不要な放射を極力避けるため、入力線路１０３、出力線路１０４及び共振ユニットを囲むように誘電体基板上に形成された導体膜２００によって電磁遮蔽を行っている。

共振器２１１及び２１２は電気長が１波長であるため、いずれも両方の開放端部と長さ方向の中央部にそれぞれ電圧最大点を持つ。そこで、先の第１及び第２の実施形態と同様に、中央部の電圧最大点±４５°の範囲内（破線で示す）を結合領域とする。これらの結合領域において、入力線路１０３と１段目の共振器２１１間の結合、共振器２１１−２１２間の結合、及び２段目の共振器２１２と出力線路１０４間の結合を実現する。このような結合を実現するため、共振器２１１−２１２間に接続線路２３０を配置すると共に、入力線路１０３、出力線路１０４及び接続線路２３０と共にＴ型線路を形成する結合素子２２１−２２４を配置している。

このように共振器のマイクロストリップ線路の開放端部を結合に用いず、マイクロストリップ線路の中間の電圧最大点±４５°の範囲内の結合領域のみを利用して、入力線路１０３と１段目の共振器２１１間の結合、共振器２１１−２１２間の結合、及び２段目の共振器２１２と出力線路１０４間の結合を実現することもできる。このようなフィルタによると、開放端部での結合を利用する場合に比べて、全ての結合において強い結合を実現できる。従って、本実施形態は強い結合が要求される広帯域のフィルタを実現する上で有効である。

図１１は、図１０を先に述べたような１．５波長の電気長を有する４個のヘアピン型共振器１１１−１１４を有するフィルタに拡張した本発明の他の実施形態である。全ての結合、すなわち入力線路１０３と共振器１１１間の結合、隣接する共振器間すなわち共振器１１１−１１２間、共振器１１２−１１３間、共振器１１３−１１４間の結合、及び共振器１１４と出力線路１０４間の結合に、マイクロストリップ線路の中間の電圧最大点±４５°の範囲内の結合領域のみを利用している。これらの結合領域での結合は、結合素子１４１−１４８及び接続線路１５１−１５３によって行われる。

図１２は、図１（Ａ）及び（Ｂ）に示した実施形態のフィルタに、飛び越し結合を追加した実施形態である。飛び越し結合は、既に知られているように縦続接続された複数の共振器を有する共振ユニットにおける、隣接共振器間以外の共振器間の結合をいう。図１２では、１段目の共振器１１１と４段目の共振器１１４との間に飛び越し結合を適用している。共振器１１１−１１４間の飛び越し結合は、共振器１１１及び１１４の各々のマイクロストリップ線路の中間の電圧最大点±４５°の範囲内である結合領域に配置された結合素子１６１及び１６２と、結合素子１６１−１６２間を接続する接続線路１７０を用いてなされる。

図１３には、図１２のフィルタの周波数レスポンス特性を示す。図１３に示されるように、図１２のような飛び越し結合を用いると所望周波数帯域の両側にゼロ点（ディップ）を作ることができ、これによって急峻なスカート特性を実現することができる。

図１４は、図１（Ａ）及び（Ｂ）のフィルタを変形した実施形態であり、結合素子１２１−１２４を図１の場合より大きい形状、例えば逆三角形状としている。これによって結合をより強くすることができる。従って、図１４の構成は広帯域のフィルタを実現する場合に有効である。図１４のような変形は、図７、図１１、図１２の実施形態にも適用が可能である。

図１５は、図１（Ａ）及び（Ｂ）のフィルタを変形したさらに別の実施形態のフィルタである。図１５のフィルタでは、図１（Ａ）及び（Ｂ）における入力線路１０３と共振器１１１との間、及び共振器１１４と出力線路１０４との間に、電気長が１．５波長のヘアピン型共振器１１９及び１２０を挿入している。

入力線路１０３と追加した共振器１１９との間の結合、共振器１１９と共振器１１１間の結合、共振器１１４と追加した共振器１２０間の結合、及び共振器１２０と出力線路１０４との間の結合は、これまでの実施形態と同様である。すなわち、これらの結合は共振器１１９及び１２０の各々のマイクロストリップ線路の中間の電圧最大点±４５°の範囲内である結合領域に配置された結合素子１６３−１６８と、結合素子１６４−１６７間を接続する接続線路１７１、及び結合素子１６５−１６８間を接続する接続線路１７２を用いてなされる。

図１５のフィルタレイアウトによると、フィルタ全体の概略形状が半円状になるため、例えば円形の誘電体基板上の半分の面積を有効に利用することが可能となる。

次に、共振器に関する本発明に係る他の実施形態について説明する。以下に説明する共振器は、これまでの実施形態で説明した、縦続接続された複数の共振器を有するフィルタの要素として用いることもできるし、共振器単体として、あるいは単一の共振器により構成されるフィルタとしても使用できる。

図１６（Ａ）及び（Ｂ）は、本発明の他の実施形態に係る共振器を概略的に示す平面図及び断面図を示している。先の実施形態で説明したと同様に、本実施形態の共振器もヘアピン型共振器である。誘電体基板３００の裏面にグランドプレーン３０１が形成され、誘電体基板３００の表面に入力線路３０３と出力線路３０４及び共振器パターン３０５が形成されている。誘電体基板３００の材料としては、例えば厚さ０．１ｍｍから１ｍｍ程度の酸化マグネシウムやサファイア等が用いられる。グランドプレーン３０１、入力線路３０３、出力線路３０４及び共振器パターン３０５は、例えば銅、銀、金のような金属、ニオブまたはニオブ錫といったような超伝導体、あるいはＹＢＣＯのような酸化物超伝導体といった導体材料により作られる。このように誘電体基板３００の裏面にグランドプレーン３０１を形成し、基板３００の表面に導体パターンを形成した構造は、マイクロストリップ線路構造と呼ばれる。

入力線路３０３及び出力線路３０４（励振線路とも呼ばれる）は、基板３００の端部まで延出され、基板３００の端部において他の電子回路、例えばネットワークアナライザ等と接続される入出力フィードをなす。入力線路３０３から入力信号が入力されると、出力線３０４から例えば図１７に示すような共振特性に従った信号が出力される。図１７は、共振周波数がｆ０＝７．０２５ＧＨｚの場合の例である。

図１６中の共振器パターン３０５は、図１８に示されるように２つの直線状の伝送線路３１１及び３１２（第１及び第２の線路）と連絡線路３１５（第３の線路）を有する。伝送線路３１１及び３１２の各々の長さＬ１及びＬ２は概ね等しく、各々の線路幅Ｗ１及びＷ２も概ね等しい。伝送線路３１１及び３１２はそれぞれ第１開放端部３１３及び第２開放端部３１４を有し、これらの開放端部３１３及び３１４が概ね同一直線３１０上に位置するように互いに平行に配置される。伝送線路３１１及び３１２の線路間距離Ｇは、各々の線路幅Ｗ１及びＷ２よりも狭い。一方、伝送線路３１１及び３１２の開放端部３１３及び３１４と反対側の端部は、連絡線路３１５によって互いに接続されている。さらに、共振器の電気長である伝送線路３１１及び３１２と連絡線路３１５の合計の電気長Ｌ３（第１開放端部３１３から伝送線路３１１及び３１２と連絡線路３１５を経由してもう第２開放端部３１４までの電気長であり、以下、単に共振器の電気長という）は、概ね１８０°の３以上の奇数倍である。

本実施形態の共振器パターン３０５は、従来の共振器に比して放射損を低減することができ、Ｑの高い共振特性を有する。以下、この理由について説明する。図１９に、電気長Ｌ３が５４０°（１８０°の３倍）である場合の電流分布を矢印で示す。矢印の方向は電流の向きを表し、矢の長さは電流の大きさを表している。

図１９から明らかなように、一方の直線状の伝送線路内３１１での電流の向きと、他方の直線状の伝送線路内３１２内での電流の向きは概ね逆であり、電流の大きさは等しい。また、電流分布は共振器パターンの内縁３１６に集中している。このように逆向きの電流が流れる伝送線路３１１及び３１２が近接すると、伝送線路３１１及び３１２に生じる磁界が互いに相殺し合うため、共振器外部への電磁波の放射が抑圧され、結果として放射損が減少する。さらに、２つの直線状の伝送線路３１１及び３１２の端部間距離Ｇ（開口端部３１３及び３１４間の距離）を線路幅Ｗ１及びＷ２よりも狭くしていることにより、放射損の減少効果がさらに高くなる。従って、本実施形態によると高Ｑの共振器を実現することができる。

図２０は、端部間距離Ｇを線路幅Ｗ１及びＷ２に対して変化させた場合の共振器のＱの変化を電磁界シミュレーションにより計算した結果を示すグラフである。横軸は線路幅Ｗ１及びＷ２に対する端部間距離Ｇの比を示し、縦軸は線路幅Ｗ１及びＷ２と端部間距離Ｇが等しい場合のＱを１として規格化したＱである。計算には図１７でも説明した共振周波数がｆ０＝７．０２５ＧＨｚの共振器を用いており、線路幅Ｗ１＝Ｗ２＝０．４２ｍｍとしている。

図２０から明らかなように、端部間距離Ｇが小さくなるにつれてＱが増加しており、しかもGが線路幅Ｗ１及びＷ２を下回る辺りから急激にＱは増大する。すなわち、端部間距離Ｇを少なくとも線路幅Ｗ１及びＷ２よりも小さくすることにより、放射損を抑制する効果が顕著に現れ、高Ｑの共振器を実現することができる。

ヘアピン型共振器において前述したような近接した逆向きの電流による放射抑制効果を生ずるためには、共振器の電気長Ｌ３が概ね１８０°の奇数倍の電気長であることが必要である。図２１（Ａ）及び（Ｂ）は、Ｌ３が１８０°の２倍（３６０°）の場合と３倍（５４０°）の場合の電流分布を概念的に示している。

共振器の電気長Ｌ３が１８０°が偶数倍である場合には、図２１（Ａ）に示されるように伝送線路３１１及び３１２内での電流の向き３２１及び３２２は同一であるために磁界の打ち消し効果がなく、放射損を抑制することができない。一方、Ｌ３が１８０°の３以上の奇数倍である場合には、図２１（Ｂ）に示されるように伝送線路３１１及び３１２内での電流の向きは連絡線路３１５から離れた部分（３２４及び３２５）で逆であり、連絡線路３１５の近傍（３２６及び３２７）でも逆であるために磁界の打ち消し効果が生じ、放射損を抑制することができる。

さらに、共振器の電気長Ｌ３が１８０°の奇数倍の場合、Ｌ３が長くなるほど共振器のＱを高めることができる。Ｑは共振器内に蓄えられているエネルギーと損失の比であり、蓄えられているエネルギーは共振器内での電流定在波の腹の数にほぼ比例し、Ｌ３が長くなるほど増加する。一方、損失について考慮すると、高い周波数領域では導体損が小さく、主に放射損である。放射損は、逆向きの電流により相殺しきれなかった磁界に起因する。相殺しきれない磁界が存在するのは、図１９（Ａ）及び（Ｂ）から明らかなように近接した逆向き電流の存在しない連絡線路３１５である。図３１（Ｂ）に示したように共振器の電気長Ｌ３が１８０°の３倍になると、電流定在波の腹が増える。ここで、増えた２つの電流定在波の腹は互いに逆平行で近接し、ほぼ完全に互いの磁界を相殺するため、放射損は増加しない。従って、蓄えられるエネルギーが増加し、損失はほぼ変わらないために、Ｑは増大する。

図２２は、共振器の電気長Ｌ３によるＱの変化を電磁界シミュレーションにより計算した結果のグラフを示している。図２２において横軸はＬ３を１８０°の倍数で示しており、縦軸はＬ３が１８０°である場合を１として規格化したＱを示している。図２２から明らかなように、共振器の電気長Ｌ３が増加するに従って共振器のＱは増加している。

以上述べてきた本実施形態に基づく放射損の抑圧によるＱの増加は、共振器の導体損が少なく放射損が支配的である場合に特に有効である。従って、共振器パターン３０５の導体材料として超電導体を用いる場合により効果的である。

共振器パターン３０５は、図２３（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）及び（Ｆ）に示すような種々のパターンを用いることができる。図２３（Ａ）は、図１６及び図１８に示したパターン３０５であり、図２３（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）及び（Ｆ）は図２３（Ａ）を変形したパターンを示している。

図２３（Ｂ）は、連絡線路３１５の角４０１及び４０２を直線的に切り落としたパターンを示す。共振器のＱを高くするために導体損を低減させるには、共振器パターンの線路内の電流密度分布がなるべく均一になるようにすればよく、このためには線路中に屈曲部がないことが望ましい。しかし、回路の小型化等の要請から屈曲部が必要となる場合には、図２３（Ｂ）に示すように屈曲部の角４０１及び４０２を除去し、直線状の線路３１１及び３１２とのインピーダンス整合を取ることにより、屈曲の影響を少なくすることが望ましい。図２３（Ｃ）は図２３（Ｂ）の変形であり、連絡線路３１５の角４０３及び４０４を円弧状に切り落としたパターンを示している。図２３（Ｄ）は、連絡線路３１５を円弧状としたパターンを示している。

図２３（Ｅ）は、連絡線路３１５の線路幅を２つの直線状の伝送線路の線路幅よりも細くした共振器パターンを示している。図２３（Ｆ）は、連絡線路３１５の線路幅を直線状の線路３１１及び３１２の線路幅よりも太くした共振器パターンを示している。

さらに、直線状の線路３１１及び３１２の長さや線路幅に若干の違いを持たせた起用新規パターンであっても良い。これにより共振器を用いてバンドパスフィルタのようなフィルタを実現する場合に、共振器の長さや線路幅を調整することで共振周波数や共振器間結合量の微調整を行うことができる。

次に、フィルタを無線通信装置に応用した例を図２４および図２５により説明する。図２４は、無線通信装置の送信部を概略的に示している。送信すべきデータ５００は信号処理回路５０１に入力され、ディジタル−アナログ変換、符号化及び変調などの処理が施されることにより、ベースバンドあるいは中間周波数 (Intermediate Frequency；ＩＦ)帯の送信信号が生成される。信号処理回路５０１からの送信信号は周波数変換器（ミキサ）５０２に入力され、ローカル信号発生器５０３からのローカル信号と乗算されることによって、無線周波数 (Radio Frequency；ＲＦ)帯の信号に周波数変換、すなわちアップコンバートされる。

ミキサ５０２から出力されるＲＦ信号は電力増幅器５０４によって増幅された後、帯域制限フィルタ（送信フィルタ）５０５に入力され、このフィルタ５０５で帯域制限を受けて不要な周波数成分が除去された後、アンテナ５０６に供給される。ここで、帯域制限フィルタ５０５にこれまでの実施形態で説明したフィルタを用いることができる。

図２５は、無線通信装置の受信部を概略的に示している。アンテナで受信した信号は帯域制限フィルタ（受信フィルタ）５０８に入力され、このフィルタ５０８で帯域制限を受けて不要な周波数成分が除去された後、低雑音増幅器５０７に入力される。低雑音増幅器５０７で増幅された後、ミキサ５０２に入力され、ローカル信号と乗算されることによって、ベースバンドあるいは中間周波数に変換される。低い周波数となった信号は信号処理回路５０１に入力され、復調処理が施されることにより、受信データ５０９を出力する。ここで、帯域制限フィルタ５０８にこれまでの実施形態で説明したフィルタを用いることができる。

なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

本発明の第１の実施形態に係るフィルタの平面図及びＡ−Ａ′線に沿う断面図 図１（Ａ）（Ｂ）に示したフィルタの等価回路を示す図 半波長共振器における電圧分布及び電流分布を示す図 誘電体基板上に４個の半波長共振器を１／４波長ずらして縦続配置したマイクロストリップ線路型共振器に関する誘電体損Ｑｄ、導体損Ｑｃ及び放射損の計算結果の例を示す図 １波長共振器における電圧分布及び電流分布を示す図 １．５波長共振器における電圧分布及び電流分布を示す図 本発明の他の実施形態に係るフィルタの平面図 比較例に係るフィルタの平面図 図７のフィルタ及び図５のフィルタの電磁界解析により得られる周波数レスポンス特性を示す図 本発明の他の実施形態に係るフィルタの平面図 本発明の他の実施形態に係るフィルタの平面図 本発明の他の実施形態に係るフィルタの平面図 図１２のフィルタの周波数レスポンス特性を示す図 本発明の他の実施形態に係るフィルタの平面図 本発明の他の実施形態に係るフィルタの平面図 本発明の他の実施形態に係る共振器の平面図及び断面図 図１６のフィルタの周波数レスポンス特性を示す図 図１６の共振器における共振器パターンを説明する図 図１６の共振器における電気長Ｌ３が５４０°（１８０°の３倍）である場合の電流分布を示す図 図１６の共振器の電気長Ｌ３を線路幅Ｗ１及びＷ２に対して変化させた場合の共振器のＱの変化を電磁界シミュレーションにより計算した結果を示す図 図１６の共振器の電気長Ｌ３が１８０°の２倍（３６０°）の場合と３倍（５４０°）の場合の電流分布を概念的に示す図 図１６の共振器の電気長Ｌ３によるＱの変化を電磁界シミュレーションにより計算した結果を示す図 共振器パターンの種々の例を示す平面図 本発明の実施形態に係るフィルタを用いた無線通信装置の送信部の一例を示すブロック図 本発明の実施形態に係るフィルタを用いた無線通信装置の受信部の一例を示すブロック図

符号の説明

１００・・・誘電体基板；
１０１・・・グランドプレーン；
１０３・・・入力線路；
１０４・・・出力線路；
１０５・・・共振器ユニット；
１１１−１１８・・・マイクロストリップ線路型共振器；
１２１−１２８・・・結合素子；
１３１−１３３・・・接続線路；
１４１−１４８・・・結合素子；
１５１−１５３・・・接続線路；
１６１−１６８・・・結合素子；
１７０−１７２・・・接続線路；
３０−３２・・・結合領域；
２００・・・遮蔽用導体膜；
２１１−２１２・・・マイクロストリップ線路型共振器；
２２１−２２４・・・結合素子；
２３０・・・接続線路；
３００・・・誘電体基板；
３０１・・・グランドプレーン；
３０３・・・入力線路；
３０４・・・出力線路；
３０５・・・共振器パターン；
３１１−３１２・・・伝送線路；
３１３−３１４・・・開放端部；
３１５・・・連絡線路；
５０１・・・信号処理回路；
５０２・・・周波数変換器；
５０３・・・ローカル信号発生器；
５０４・・・電力増幅器；
５０５・・・帯域制限フィルタ；
５０６・・・アンテナ
５０７・・・低雑音増幅器；
５０８・・・帯域制限フィルタ；

Claims (15)

1. 入力信号が入力される入力線路と；
   出力信号が出力される出力線路と；
   一波長以上の電気長を有するマイクロストリップ線路によりそれぞれ形成され、前記入力線路及び前記出力線路間に縦続接続される複数の共振器を有する共振ユニットと；
   前記マイクロストリップ線路の中間の電圧最大点から電気長が±４５°の範囲内の結合領域で前記共振器に結合される少なくとも１つの結合素子であって、当該共振器を前記入力線路、前記出力線路或いは他の前記共振器に結合させる結合素子と；を具備するフィルタ。
2. 前記結合素子は、前記マイクロストリップ線路の前記結合領域に対向して配置され、この結合素子は、接続線路で互いに接続される請求項１のフィルタ。
3. 前記結合素子の長さは前記接続線路の幅以上で、かつ前記結合素子の電気長は９０°以下である請求項２のフィルタ。
4. 前記共振ユニットは、前記マイクロストリップ線路がU字状に形成され、このマイクロストリップ線路の開放端部が互いに近接して対向されるように配置されて互いに結合される一対の前記共振器を含む請求項１のフィルタ。
5. 前記結合素子及びこの結合素子を互いに接続する接続線路が隣接する前記共振器を結合し、或いは、前記結合素子及びこの結合素子を互いに接続する接続線路が縦続接続される前記複数の共振器間を飛び越し結合する請求項１記載のフィルタ。
6. 入力信号を受ける入力線路と；
   出力信号を取り出す出力線路と；
   一波長以上の電気長を有するマイクロストリップ線路によって夫々が形成される複数の共振器であって、前記入力線路に結合される第１の共振器、前記出力線路に接続される第２の共振器、及び第１の共振器と第２の共振器との間に配置される複数の第３の共振器で構成され、前記第１、第２及び前記第３の共振器が縦続接続されている共振ユニットと；
   前記第１共振器のマイクロストリップ線路の中間の電圧最大点から電気長が±４５°の範囲内の第１の結合領域において、前記入力線路を前記第１共振器に結合する第１の結合素子と；
   前記第２共振器のマイクロストリップ線路の中間の電圧最大点から電気長が±４５°の範囲内の第２の結合領域において、前記第２共振器を前記出力線路に結合する第２の結合素子と；
   前記第３共振器のマイクロストリップ線路の中間の電圧最大点から電気長が±４５°の範囲内の第３の結合領域において、１対の前記第３共振器に夫々結合され、互いに接続される１対の第３の結合素子と；を具備するフィルタ。
7. 前記第１の結合素子は、前記入力線路に接続されると共に前記第１の結合領域に対向して配置される請求項６記載のフィルタ。
8. 前記第２の結合素子は、前記出力線路に接続されると共に前記第２の結合領域に対向して配置される請求項６記載のフィルタ。
9. 前記第３の結合素子は、前記第３の結合領域にそれぞれ対向して配置され、当該一対の第３の結合素子は、接続線路で接続される請求項６記載のフィルタ。
10. 前記共振ユニットの各々のマイクロストリップ線路は、誘電体基板上にほぼ平行に配置され、互いに近接した第１開放端部及び第２開放端部をそれぞれ有する第１の線路及び第２の線路と、前記第１の線路の前記第１開放端部と反対側の第３端部と前記第２の線路の前記第２開放端部と反対側の第４端部との間を接続する第３の線路とを有するU字状に形成されている請求項１、請求項２、請求項３、請求項５及び請求項６のいずれかに記載のフィルタ。
11. 前記第１の線路及び前記第２の線路の各々の幅は等しく、前記第１の線路及び第２の線路間の距離は前記幅より狭く、前記第１の線路と第２の線路及び第３の線路の合計の電気長は１８０°の３以上の奇数倍である請求項１０の記載のフィルタ。
12. 誘電体基板と；
    前記誘電体基板上にほぼ平行に配置された、互いに近接した第１開放端部及び第２開放端部をそれぞれ有する第１の線路及び第２の線路と；
    前記誘電体基板上に配置された、前記第１の線路の前記第１開放端部と反対側の第３端部と前記第２の線路の前記第２開放端部と反対側の第４端部との間を接続する第３の線路と；を具備し、
    前記第１の線路及び第２の線路の各々の幅は等しく、前記第１の線路及び第２の線路間の距離は前記幅より狭く、前記第１の線路と第２の線路及び第３の線路の合計の電気長は１８０°の３以上の奇数倍である共振器。
13. 縦続接続された複数の請求項１２に記載の共振器を含む共振ユニットと；
    前記誘電体基板上に配置され、入力信号を受けて前記共振ユニットに供給する入力線路と；
    前記誘電体基板上に配置された、前記共振ユニットからの出力信号を取り出す出力線路と；を具備するフィルタ。
14. 無線周波数信号を増幅する電力増幅器と；
    前記電力増幅器からの出力信号を受けて帯域制限を行う請求項１、６または１３のいずれか１項に記載のフィルタと；
    前記フィルタの出力信号を受けて送信を行うアンテナと；を具備する無線通信装置。
15. 無線周波数信号を受信するアンテナと；
    前記アンテナからの出力信号を受けて帯域制限を行う請求項１、６または１３のいずれか１項に記載のフィルタと；
    前記フィルタの出力信号を受けて信号を増幅する低雑音増幅器と；を具備する無線通信装置。

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