JP3525681B2

JP3525681B2 - 電動パワーステアリング装置の制御装置

Info

Publication number: JP3525681B2
Application number: JP15107597A
Authority: JP
Inventors: 修司遠藤; 慧陳; 秀行小林; 秀明川田; 裕輔板倉
Original assignee: NSK Ltd
Current assignee: NSK Ltd
Priority date: 1997-06-09
Filing date: 1997-06-09
Publication date: 2004-05-10
Anticipated expiration: 2017-06-09
Also published as: JPH10338152A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、自動車や車両の操
舵系にモータによる操舵補助力を付与するようにした電
動パワーステアリング装置の制御装置に関し、特にモー
タ角速度を温度に影響されることなく高精度に推定し
て、全体的な制御精度や追従性といった操舵性を向上で
きるようにした電動パワーステアリング装置の制御装置
に関する。

【０００２】

【従来の技術】自動車や車両のステアリング装置をモー
タの回転力で補助負荷付勢する電動パワーステアリング
装置は、モータの駆動力を減速機を介してギア又はベル
ト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラ
ック軸に補助負荷付勢するようになっている。かかる従
来の電動パワーステアリング装置は、アシストトルク
（操舵補助トルク）を正確に発生させるため、モータ電
流のフィードバック制御を行なっている。フィードバッ
ク制御は、電流制御値とモータ電流検出値との差が小さ
くなるようにモータ印加電圧を調整するものであり、モ
ータ印加電圧の調整は、一般的にＰＷＭ（パルス幅変
調）制御のデュ−ティ比の調整で行なっている。

【０００３】ここで、電動パワーステアリング装置の一
般的な構成を図８に示して説明すると、操向ハンドル１
の軸２は減速ギア３、ユニバーサルジョイント４ａ及び
４ｂ，ピニオンラック機構５を経て操向車輪のタイロッ
ド６に結合されている。軸２には、操向ハンドル１の操
舵トルクを検出するトルクセンサ１０が設けられてお
り、操向ハンドル１の操舵力を補助するモータ２０がク
ラッチ２１、減速ギア３を介して軸２に結合されてい
る。パワーステアリング装置を制御するコントロールユ
ニット３０には、バッテリ１４からイグニションキー１
１を経て電力が供給され、コントロールユニット３０
は、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴと車速
センサ１２で検出された車速Ｖとに基いてアシスト指令
の操舵補助指令値Ｉの演算を行ない、演算された操舵補
助指令値Ｉに基いてモータ２０に供給する電流を制御す
る。クラッチ２１はコントロールユニット３０でＯＮ／
ＯＦＦ制御され、通常の動作状態ではＯＮ（結合）され
ている。そして、コントロールユニット３０によりパワ
ーステアリング装置が故障と判断された時、及びイグニ
ションキー１１によりバッテリ１４の電源（電圧Ｖｂ）
がＯＦＦとなっている時に、クラッチ２１はＯＦＦ（切
離）される。

【０００４】コントロールユニット３０は主としてＣＰ
Ｕで構成されるが、そのＣＰＵ内部においてプログラム
で実行される一般的な機能を示すと図９のようになる。
例えば位相補償器３１は独立したハードウェアとしての
位相補償器を示すものではなく、ＣＰＵで実行される位
相補償機能を示している。コントロールユニット３０の
機能及び動作を説明すると、トルクセンサ１０で検出さ
れて入力される操舵トルクＴは、操舵系の安定性を高め
るために位相補償器３１で位相補償され、位相補償され
た操舵トルクＴＡが操舵補助指令値演算器３２に入力さ
れる。又、車速センサ１２で検出された車速Ｖも操舵補
助指令値演算器３２に入力される。操舵補助指令値演算
器３２は、入力された操舵トルクＴＡ及び車速Ｖに基い
てモータ２０に供給する電流の制御目標値である操舵補
助指令値Ｉを決定し、操舵補助指令値演算器３２にはメ
モリ３３が付設されている。メモリ３３は車速Ｖをパラ
メータとして操舵トルクに対応する操舵補助指令値Ｉを
格納しており、操舵補助指令値演算器３２による操舵補
助指令値Ｉの演算に使用される。操舵補助指令値Ｉは減
算器３０Ａに入力されると共に、応答速度を高めるため
のフィードフォワード系の微分補償器３４に入力され、
減算器３０Ａの偏差（Ｉ−ｉ）は比例演算器３５に入力
され、その比例出力は加算器３０Ｂに入力されると共に
フィードバック系の特性を改善するための積分演算器３
６に入力される。微分補償器３４及び積分補償器３６の
出力も加算器３０Ｂに加算入力され、加算器３０Ｂでの
加算結果である電流制御値Ｅが、モータ駆動信号として
モータ駆動回路３７に入力される。モータ２０のモータ
電流値ｉはモータ電流検出回路３８で検出され、モータ
電流値ｉは減算器３０Ａに入力されてフィードバックさ
れる。

【０００５】モータ駆動回路３７の構成例を図１０に示
して説明すると、モータ駆動回路３７は加算器３０Ｂか
らの電流制御値Ｅに基いて電界効果トランジスタ（ＦＥ
Ｔ）ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４の各ゲートを駆動するＦＥＴゲ
ート駆動回路３７１、ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４で成るＨブリ
ッジ回路、ＦＥＴ１及びＦＥＴ２のハイサイド側を駆動
する昇圧電源３７２等で構成されている。ＦＥＴ１及び
ＦＥＴ２は、電流制御値Ｅに基いて決定されるデューテ
ィ比Ｄ１のＰＷＭ（パルス幅変調）信号によってＯＮ／
ＯＦＦされ、実際にモータ２０に流れる電流Ｉｒの大き
さが制御される。ＦＥＴ３及びＦＥＴ４は、デューティ
比Ｄ１の小さい領域では所定１次関数式（ａ，ｂを定数
としてＤ２＝ａ・Ｄ１＋ｂ）で定義されるデューティ比
Ｄ２のＰＷＭ信号で駆動され、デューティ比Ｄ２も１０
０％に達した以降、ＰＷＭ信号の符号により決定される
モータ２０の回転方向に応じてＯＮ／ＯＦＦされる。

【０００６】図３は、図１０に示すようなＨブリッジ回
路のＦＥＴ１〜ＦＥＴ４のＯＮ／ＯＦＦと、モータ２０
を流れる電流との関係を示しており、例えばＦＥＴ３が
導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ１、モータ２０、
ＦＥＴ３、抵抗Ｒ１を経て流れ（モードＡ）、モータ２
０に正方向の電流が流れる。又、ＦＥＴ４が導通状態に
あるときは、電流はＦＥＴ２、モータ２０、ＦＥＴ４、
抵抗Ｒ２を経て流れ（モードＡ）、モータ２０に負方向
の電流が流れる。従って、加算器３０Ｂからの電流制御
値ＥもＰＷＭ出力となっている。又、ＦＥＴ１がＯＦＦ
でＦＥＴ３がＯＮの場合には、ＦＥＴ４の回生ダイオー
ドを介して電流が流れ（モードＢ）、ＦＥＴ１及びＦＥ
Ｔ３が共にＯＦＦの場合には、モータ２０に蓄えられて
いた磁気エネルギーが電気エネルギーに変換され、ＦＥ
Ｔ２及びＦＥＴ４の各回生ダイオードを介して電流が流
れる（モードＣ）。そして、モータ電流検出回路３８は
抵抗Ｒ１の両端における電圧降下に基いて正方向電流の
大きさを検出すると共に、抵抗Ｒ２の両端における電圧
降下に基いて負方向の電流の大きさを検出する。モータ
電流検出回路３８で検出されたモータ電流値ｉは、減算
器３０Ａに入力されてフィードバックされる。

【０００７】尚、モードＡ〜Ｃでの実効電流Ｉｅ及び実
効電圧Ｖｅは図４の（Ａ）及び（Ｂ）に示すようにな
る。つまり、モードＢはＨブリッジ回路内での回生モー
ドであり、このモードＢでは基板抵抗やダイオードのＯ
Ｎ電圧に起因した損失があり、このためにモードＡ及び
Ｃの発生時間に差を生じる。この結果、実効電圧Ｖｅを
発生し、Ｒ＝Ｖｅ／Ｉｅなるインピーダンスを持つこと
になる。

【０００８】このような電動パワーステアリング装置の
制御装置では、モータの慣性の影響を補償したり、車両
のヨーレートの収れん性制御のために、モータ角速度や
モータ角加速度の推定値若しくは検出値に基づいた制御
を行なっている。特開平３−７４２６２号公報に示され
るように、コスト低減という大きな目的から、角速度は
モータに発生する逆起電力から推定する方法が一般的に
知られている。即ち、従来モータ角速度の推定は、モー
タの端子間電圧及びモータ電流を検出し、モータのイン
ピーダンスモデルを基にしてモータ逆起電力を算出し、
そのモータ逆起電力がモータ角速度に比例して発生する
ということにより行なっている。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】一般的に、モータの電
気的時定数に対してＰＷＭ駆動の周波数が十分に高い場
合、駆動方式の特性は無視できる。しかしながら、モー
タの駆動方法として、図１０に示すようなＨブリッジ回
路で対角に位置する上下のＦＥＴをＰＷＭ駆動する方式
を採用している場合、図１１に示すようにデューティ比
対モータ電流特性に不感帯ＤＢを生じる。図１１の曲線
Ｂ１が通常の操舵（角速度ω＝０）を示し、曲線Ａ１が
ハンドル戻りの操舵を示している。この不感帯ＤＢでは
電流がＰＷＭ周期で間欠的に流れることから、ここでは
「断続モード」と呼ぶ。断続モードは、図１２の（Ａ）
に示すようにＰＷＭの１サイクル内に電流Ｉ＝０となる
区間を有するモードである。これに対し、同図の破線の
ように１サイクル内にＩ＝０とならないとその電流分だ
け順次重畳され、同図（Ｂ）のように電流Ｉが上昇する
ことから、ここでは「連続モード」と呼ぶ。この連続モ
ードでは、モータの電気的時定数に比べてＰＷＭ周期が
十分に短い時は、モータの電気的特性に応じた過渡応答
を示す。また、断続モードでは、駆動方式が電流及びモ
ータへの実効印加電圧に影響を及ぼしているため、結果
として駆動方式が駆動系のインピーダンスに及ぼす影響
が無視できない。

【００１０】従って、駆動系の影響が考慮されていない
従来の推定方式では、インピーダンスモデルが実際と異
なることによるモータ角速度推定誤差を発生する。つま
り、従来の推定方式では、デューティ比とバッテリ電圧
よりモータ印加電圧を推定しているため、モータ印加電
圧の推定値に誤差が生じるからである。その結果、図２
の特性Ｖ１に示すように、モータが回っていないにも拘
わらずモータが回っているが如く推定されたり、電流の
小さい領域では、角速度が小さく推定される問題があっ
た。つまり、逆起電力は図２に示すような電流Ｉ対モー
タ端子間電圧Ｖ_Ｍのグラフ上では、ω＝０のときの特性
Ｖ２と実際の特性Ｖ１との差として求められる。従っ
て、ω＝０のときのモデルＶ２と実際の特性Ｖ１との差
ｅはオフセット誤差となり、ω＝０に拘らずモータが回
転しているように推定してしまう。従来の推定モデルＶ
２は、断続モードでのインピーダンスを考慮していない
ため、オフセットの誤差を発生するのである。尚、図２
において、ｒ１はＶｅ／Ｉｅであり、ｒ２はモータの内
部抵抗にほぼ等しいインピーダンスである。上記制御系
では、モータの角速度推定値に基づいて、モータの慣性
の補償、車両のヨーレートの収れん性の制御、電動パワ
ーステアリングの摩擦の補償を行なっているが、これら
の制御が十分に機能せず操舵性能を悪くしていた。

【００１１】本発明は上述のような事情よりなされたも
のであり、本発明の目的は、電動パワーステアリング装
置のモータ角速度を高精度に推定することによって、モ
ータの慣性の補償、車両の収れん性制御等を十分に機能
発揮させて、ハンドルの操舵性を向上した電動パワース
テアリング装置の制御装置を提供することにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明は、ステアリング
シャフトに発生する操舵トルクに基いて演算された操舵
補助指令値と、モータの電流値とから演算した電流制御
値に基いてステアリング機構に操舵補助力を与える前記
モータを、ＰＷＭ周期で制御するようになっている電動
パワーステアリング装置の制御装置に関するもので、本
発明の上記目的は、前記ＰＷＭ周期において電流がゼロ
となる区間を有する断続モード及び前記ＰＷＭ周期にお
いて電流がゼロとなる区間を有さない連続モードの各モ
ータ駆動系のインピーダンスモデルを定義してモータ角
速度推定を行なうことによって達成される。また、前記
モータ角速度推定における逆起電力演算部に、前記モー
タ電流値に比例する不感帯を設定し、前記不感帯のゲイ
ンを前記断続モード及び連続モードで切替えるようにし
ても良い。

【００１３】

【発明の実施の形態】本発明では、断続モードと連続モ
ードとでそれぞれ異なったモータ駆動系のインピーダン
スモデルを定義することにより、駆動方式が駆動系イン
ピーダンスに及ぼす影響を考慮し、モータ角速度推定を
行なうことにより高精度なモータ角速度推定を可能にし
ている。更に、温度変動によるモータ駆動系のインピー
ダンス特性変化により発生する推定誤差を補償すべく電
流値に比例する不感帯を設定し、不感帯のゲインを断続
モードと連続モードとで切替えるようにしている。又、
モータ温度を測定あるいは推定し、温度変動による推定
誤差を補償するようにしても良い。

【００１４】以下、本発明の実施例を図面を参照して説
明する。

【００１５】先ず本発明によるモータ角速度ωの推定と
その補償形態を、図９に対応させて図１に示す。コント
ロールユニット３０Ａ内のモータ角速度推定器３０１
は、電流制御値Ｅ（モータ端子間電圧に対応）及びモー
タ電流値ｉよりモータ角速度ωを推定し、推定されたモ
ータ角速度ωをロストルク補償器３０３及び収れん性制
御器３０４に入力する。ロストルク補償器３０３及び収
れん性制御器３０４の出力はそれぞれ加減算器３０Ａに
入力され、ロストルク補償器３０３はモータ２０のロス
トルクの発生する方向、つまりモータ２０の回転方向に
対してロストルク相当のアシストを行ない、収れん性制
御器３０４は、車両のヨーの収れん性を改善するために
ハンドルが振れ回る動作に対してブレーキをかけるよう
になっている。また、モータ角速度ωはモータ角加速度
推定器（微分器）３０２に入力されてモータ角加速度が
推定され、モータ角加速度は慣性補償器３０５に入力さ
れ、その補償信号が加減算器３０Ａに入力されている。
慣性補償器３０５はモータ２０の慣性により発生する力
相当分をアシストするものであり、慣性感又は制御の応
答性の悪化を防止する。

【００１６】本発明において、断続モードでインピーダ
ンスを発生する理由は、図４に対応させて図５に示すよ
うに立ち上がり時、立ち下がり時の時定数に比べ回生モ
ード（モードＢ）での時定数が、ダイオードのＯＮ電
圧、ＦＥＴのＯＮ抵抗の影響により大きくなり、その結
果実効電圧Ｖｅを発生することによる。尚、図５の
（Ｃ）はモータ端子間電圧Ｖ_Ｍを示し、同図（Ｄ）はモ
ータ電流値（実効電流）Ｉｅを示し、同図（Ｅ）は電流
検出値Ｉｄを示している。コントロールユニットでは、
断続的に流れる実効電流値Ｉｅと電流検出値Ｉｄが図５
の（Ｄ）及び（Ｅ）のようにモニターされるので、これ
ら実効電流値Ｉｅで求まるインピーダンスをモータ駆動
系が持っていると認識する。その結果、図２に示すよう
な電流対電圧特性で表わされるインピーダンスとして認
識される。図２において、Ｖ１が実際の特性であり、Ｖ
２が従来のモデルを示しており、推定誤差ｅが生じてい
る。

【００１７】ここで、断続モードでは、図５を基にイン
ピーダンスＲｄを求めると、下記数１のようにデューテ
ィ比Ｄ１の関数で表わされる。尚、図２において電流Ｉ
_Ｏよりも小さい領域が断続モードでのインピーダンスを
示し、電流Ｉ_Ｏ以上の領域が連続モードでのインピーダ
ンスを示している。

【００１８】

【数１】Ｒｄ＝（ｍ１・Ｄ１^２＋ｍ２・Ｄ１）／（ｍ３
・Ｄ１^２＋ｍ４・Ｄ１＋ｍ５）ただし、ｍ１，ｍ２，ｍ３，ｍ４，ｍ５はバッテリ電圧
（Ｖｂ）、ＰＷＭ周期、モータの時定数で決まる定数で
ある。

【００１９】しかしながら、実用上は、一定値のインピ
ーダンスＲ１と近似できる。断続モードから連続モード
への変曲点は、実際にはモータ角速度に従い変化する。
しかしながら、断続モードにおけるインピーダンスが十
分に大きいことから、一定の電流値になったら変曲する
とみなすことができる。従って、電流Ｉ_Ｏを検出して推
定のためのインピーダンスモデルを切り換えるようにす
るため、次の数２のようなインピーダンスモデルを定義
できる。

【００２０】

【数２】Ｉ＜Ｉ_Ｏの場合Ｋ_Ｔ・ω＝Ｖ_Ｍ−Ｒ１・ｉＩ≧Ｉ_Ｏの場合Ｋ_Ｔ・ω＝Ｖ_Ｍ−（Ｒ２・ｉ＋ｂ）ただし、Ｋ_Ｔ・ωは逆起電力の推定値、Ｉ_Ｏは断続モー
ドから連続モードへ切り換わる電流値、Ｒ１は基準温度
における断続モードのインピーダンス、Ｒ２は基準温度
における連続モードのインピーダンスである。

【００２１】一方、実際のモータ駆動系の特性は、温度
変動の影響を受ける。従来は、温度変動の影響を排除す
るため電流値に比例した不感帯を設定することにより対
処してきた。本発明においても、電流値に比例した不感
帯を設定することで，モータ内部抵抗のモデル化誤差と
その温度変動の影響を排除できる。ここで、不連続モー
ドのインピーダンス直線は、図６のように温度変動に拘
わらず必ず原点を通り、連続モードでは必ず切片ｂを通
ることが定性的に分かっており、以下の条件で不感帯を
設定すればよいことが分かる。尚、図６において、Ｗは
温度変動を受けてインピーダンス特性が存在する幅を示
しており、Ｖ_Ｏはインピーダンス特性が変曲するモータ
端子間電圧値である。

【００２２】

【数３】Ｉ＜ＩＯ／Ｋの場合＊ＫＴ・ω＝ＫＴ・ω−Ｋ１・ｉＩ≧ＩＯ／Ｋの場合＊ＫＴ・ω＝ＫＴ・ω−Ｋ２・ｉただし、Ｋ１は断続モードにおける不感帯比例定数、Ｋ
２は連続モードにおける不感帯比例定数、Ｋは基準温度
における断続モードインピーダンスと温度変動を受けて
後のインピーダンスの比であり、Ｋ１・ｉ及びＫ２・ｉ
が不感帯を示している。

【００２３】上記例では、不感帯を設定することにより
温度変動の影響を補償したが、温度変動が大きいときは
モータ温度を推定あるいは、測定して補償すると良い。
ところで、モータ印加電圧からみて変曲する位置は、図
６に示すように温度に拘わらずほぼ一定である
（Ｖ_Ｏ）。なぜなら、変曲点は、上下段のＦＥＴのデュ
ーティ比が支配的であり、モータ印加電圧は、デューテ
ィ比とバッテリ電圧のみの関数で決まるからである。一
方、断続モードにおける電流は、モータの内部抵抗が大
きくなるほど小さくなる。よって、モータ駆動系の温度
変動は、図６の破線に示すように変化する。従って、温
度補償は、以下の数４の条件で行なえる。

【００２４】

【数４】Ｉ＜Ｉ_Ｏ／Ｋ_Ｙの場合Ｋ_Ｔ・ω＝Ｖ_Ｍ−Ｒ_１Ｔ・ｉＩ≧Ｉ_Ｏ／Ｋ_Ｙの場合Ｋ_Ｔ・ω＝Ｖ_Ｍ−（Ｒ_２Ｔ・ｉ＋ｂ）ただし、Ｒ_１Ｔは温度Ｔにおける断続モードのインピー
ダンス、Ｒ_２Ｔは温度Ｔにおける連続モードのインピー
ダンス、Ｋ_Ｙ＝Ｒ_１Ｔ／Ｒ_２Ｔである。

【００２５】モータのインピーダンスモデルの変化は、
温度変動の他、製造誤差によるものがある。従って、不
感帯による補正方法と併用し補正を行なうことにより、
より高精度な推定が行なうことができる。尚、モータの
印加電圧については、従来は、デューティ比より推定す
る方法がとられていたが、モータ角速度をパラメータと
したモータ印加電圧とデューティ比の関係は、図７に示
すような非線形特性となるため、モータ印加電圧を直接
モニターに用いるのがよい。図７の実線が通常操舵時で
あり、一点鎖線がハンドル戻りの操舵である。

【００２６】

【発明の効果】本発明では、断続モードと連続モードと
それぞれ異なったモータ駆動系のインピーダンスモデル
を定義することにより、駆動方式が駆動系インピーダン
スに及ぼす影響を考慮しており、かかる影響を除去して
モータ角速度推定を行なうようになっているので、高精
度なモータ角速度の推定が可能である。これにより、モ
ータの慣性の影響、フリクションを高精度に補償するこ
とができる。また、温度変動によるモータ駆動系のイン
ピーダンス特性変化により発生する推定誤差を補償すべ
く電流値に比例な不感帯を設定し、不感帯のゲインを断
続モードと連続モードとで切替えるようにしている。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の構成例を示すブロック図である。

【図２】本発明によるモータ電流対モータ端子間電圧の
関係を、従来例と比較して示す図である。

【図３】Ｈブリッジ回路における電流の経路例を示す図
である。

【図４】モードＡ〜Ｃにおける実効電圧及び実効電流の
例を示す図である。

【図５】本発明の動作を説明するための図である。

【図６】温度によるインピーダンス変化を説明するため
の図である。

【図７】モータ角速度をパラメータとしたデューティ比
対モータ端子間電圧の関係を示す図である。

【図８】電動パワーステアリング装置の一例を示すブロ
ック構成図である

【図９】コントロールユニットの一般的な内部構成を示
すブロック図である。

【図１０】モータ駆動回路の一例を示す結線図である。

【図１１】デューティ比対モータ電流（端子間電圧）特
性の例を示す図である。

【図１２】断続モードと連続モードを説明するための図
である。

【符号の説明】

１操向ハンドル５ピニオンラック機構１０トルクセンサ１２車速センサ２０モータ３０，３０Ａコントロールユニット

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者川田秀明群馬県前橋市鳥羽町78番地日本精工株式会社内 (72)発明者板倉裕輔群馬県前橋市鳥羽町78番地日本精工株式会社内 (56)参考文献特開平９−39808（ＪＰ，Ａ) 特開平８−67261（ＪＰ，Ａ) 特開平３−176272（ＪＰ，Ａ) 特開平５−338544（ＪＰ，Ａ) 特開平３−74262（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) B62D 5/04 B62D 6/00

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】ステアリングシャフトに発生する操舵トル
クに基いて演算された操舵補助指令値と、モータの電流
値とから演算した電流制御値に基いてステアリング機構
に操舵補助力を与える前記モータを、ＰＷＭ周期で制御
するようになっている電動パワーステアリング装置の制
御装置において、前記ＰＷＭ周期において電流がゼロと
なる区間を有する断続モード及び前記ＰＷＭ周期におい
て電流がゼロとなる区間を有さない連続モードの各モー
タ駆動系のインピーダンスモデルを定義してモータ角速
度推定を行なうことを特徴とする電動パワーステアリン
グ装置の制御装置。
【請求項２】前記モータ角速度推定における逆起電力演
算部に、前記モータ電流値に比例する不感帯を設定し、
前記不感帯のゲインを前記断続モード及び連続モードで
切替えるようになっている請求項１に記載の電動パワー
ステアリング装置の制御装置。
【請求項３】モータ温度を測定し温度変動による推定誤
差を補償するようになっている請求項２に記載の電動パ
ワーステアリング装置の制御装置。