JP3592980B2 - 送信回路及び無線送信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、送信出力利得を制御する必要のある送信回路及び無線送信装置に係り、例えば符合分割多重接続（ｃｏｄｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ：ＣＤＭＡ）方式の携帯電話機などに好適なディジタル方式の送信回路及び無線送信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＣＤＭＡ方式は、大容量化が可能な信号変調方式として注目を集めている。このＣＤＭＡ方式による無線送信装置、例えば携帯電話機では、基地局からの要求に応じて送信出力利得を制御する必要がある。
【０００３】
図１２は、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機における従来の送信装置のブロック図である。
【０００４】
図示しないデータ処理回路から出力されるスペクトラム拡散処理が施されたＩ相の送信データ信号Ｉ−ＤＡＴＡ及びＱ相の送信データ信号Ｑ−ＤＡＴＡが変調器５１に入力される。この変調器５１は直交変調器であり、この変調器５１により、ＴＸ−ＩＦ局部発振器５２から出力される中間周波数の局部発振信号が上記直交送信データ信号Ｉ−ＤＡＴＡ及びＱ−ＤＡＴＡデータに応じて変調される。
【０００５】
上記変調器５１の出力はＩＦ−ＡＧＣアンプ（中間周波利得制御増幅器）５３に入力される。ＩＦ−ＡＧＣアンプ５３では、例えば基地局からの利得調整要求信号に応じて携帯電話機内部で形成された利得調整信号ＴＸ ＡＧＣ ＡＤＪ１で定まる利得で、入力された変調信号が増幅される。このＩＦ−ＡＧＣアンプ５３の出力はアップコンバータ（周波数変換器）５４に入力される。
【０００６】
上記アップコンバータ５４には、また、ＴＸ−ＲＦ局部発振器５５から出力される局部発振信号が入力されており、アップコンバータ５４で中間周波数帯域の変調信号が伝送路周波数帯域の信号にアップコンバート（周波数変換）される。
【０００７】
伝送路周波数帯域に変換された変調信号（ＲＦ信号）は、バンドパスフィルタ回路（ＢＰＦ）５６によって不要成分が除去された後、パワーコントロールアンプ（ＰＣ−ＡＭＰ）５７に入力される。パワーコントロールアンプ５７では、利得調整信号ＴＸ ＡＧＣ ＡＤＪ１ とともに形成された利得調整信号ＴＸ ＡＧＣ ＡＤＪ２によって定まる利得で、入力された変調信号が増幅される。パワーコントロールアンプ５７の出力はパワーアンプ（ＰＡ）５８に入力される。パワーアンプ５８では、パワーコントロールアンプ５７から出力される変調信号（ＲＦ信号）が電力増幅される。そして、このパワーアンプ５８で電力増幅された信号は、図示しない送受信共用アンテナに送られて空間に放射される。
【０００８】
なお、図１２において、変調器５１及びＩＦ−ＡＧＣアンプ５３からなる回路は、同じ集積回路内に集積されている。
【０００９】
ところで、従来の送信装置において、ＩＦ−ＡＧＣアンプ５３のみで送信利得を制御しようとすると、パワーアンプ５８からの出力電力が最小の時、アップコンバータ５４のＮＦ（Ｎｏｉｓｅ Ｆｉｇｕｒｅ：雑音指数）は１５ｄＢ前後と大きく、またその電力利得も１０ｄＢ程度あるために、アップコンバータ５４の出力信号のＳ／Ｎ比が悪くなり、波形品質ρ（信号成分＋ノイズ成分に対する信号成分の比：ρ＝Ｓ／（Ｓ＋Ｎ））が悪くなる。このような問題を解決するために、図１２の回路では、パワーコントロールアンプ５７の利得を可変にして、利得調整信号ＴＸ ＡＧＣ ＡＤＪ２に応じてその利得を下げるようにしている。
【００１０】
一般に、パワーコントロールアンプ５７のＮＦは６ｄＢ程度なので、その利得を小さくし、送信装置において支配的であるアップコンバータ５４のノイズを抑えながら全体の出力利得を調整すれば、波形品質の劣化を防ぐことができる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、パワーコントロールアンプ５７の利得を制御できるようにした場合、パワーコントロールアンプ５７の構成が複雑となり、携帯電話機の製造価格が上昇する上に、部品点数が増えるために外形寸法が大型化するという問題が生じる。
【００１２】
また、利得調整用の制御線が２本必要になり、この制御線を１本にしようとすると、今度は別の回路が必要となり、これによりさらに部品点数が増えて回路の面積が大きくなってしまう。
【００１３】
また、パワーコントロールアンプ５７で増幅される変調信号の周波数が高いことと、出力電力が大きいことのために、このパワーコントロールアンプ５７を他のＩＦ−ＡＧＣアンプ５３などと一緒に１つの集積回路として構成することは技術的に困難である。
【００１４】
この発明は上記のような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、安価に製造でき、外形寸法も大型化せず、かつ大きな利得調整を行っても波形品質の良い送信出力を得ることができる送信回路及び無線送信装置を提供することにある。
【００１５】
さらにこの発明は、広い利得可変幅を容易に得ることができる周波数変換回路を提供することを別の目的としている。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
この発明の送信回路は、送信用データ信号を受け、このデータ信号に応じて中間周波数信号を変調する変調回路と、上記変調回路の出力を受け、この変調回路の出力を増幅すると共に第１の制御信号に応じて利得が制御される中間周波増幅回路と、上記中間周波増幅回路の出力を受け、この中間周波増幅回路の出力を伝送路周波数に上昇させると共に第２の制御信号に応じて利得が制御される周波数変換回路とを具備し、前記周波数変換回路は、前記第２の制御信号に応じて利得が制御される少なくとも１個の第１の変換回路と、実質的に一定の利得を有する第２の変換回路とを有して構成される。
【００１７】
さらに、この発明の無線装置装置は、中間周波数信号を生成する中間周波数信号生成回路と、送信用データ信号及び上記中間周波数信号を受け、上記中間周波数信号を上記送信用データ信号に応じて変調する変調回路と、上記変調回路の出力を受け、この変調回路の出力を増幅すると共に第１の制御信号に応じて利得が制御される中間周波増幅回路と、局部発振信号を生成する局部発振信号生成回路と、上記中間周波増幅回路の出力及び上記局部発振信号を受け、上記中間周波増幅回路の出力を伝送路周波数に上昇させると共に第２の制御信号に応じて利得が制御される周波数変換回路と、上記周波数変換回路の出力から不要成分を除去するフィルタ回路と、上記フィルタ回路の出力を増幅する利得が実質的に一定の電力増幅回路とを具備し、前記周波数変換回路は、前記第２の制御信号に応じて利得が制御される少なくとも１個の第１の変換回路と、実質的に一定の利得を有する第２の変換回路とを有して構成される。
【００１８】
また、この発明の周波数変換回路は、第１の入力信号の周波数を第２の入力信号を用いて変換する周波数変換回路において、前記第２の入力信号が供給される第１、第２の入力端子に制御端子がそれぞれ接続された第１、第２のトランジスタ及び第３、第４のトランジスタを含んで構成された第１の周波数変換部と、前記第１、第３のトランジスタの一端に共通接続された第５のトランジスタ、前記第２、第４のトランジスタの一端に共通接続された第６のトランジスタおよび前記第５、第６のトランジスタに接続された第１の電流可変回路とを含んで構成され、前記第１の入力信号が前記第５、第６のトランジスタの制御端子に供給される利得可変の第１の増幅回路と、前記第１の電流可変回路に電流制御信号を供給する第１の電流可変回路制御回路と、前記第２の入力信号が供給される第１、第２の入力端子に制御端子がそれぞれ接続された第７、第８のトランジスタ及び第９、第１０のトランジスタを含んで構成された第２の周波数変換部と、前記第７、第９のトランジスタの一端に共通接続された第１１のトランジスタ、前記第８、第１０のトランジスタの一端に共通接続された第１２のトランジスタおよび前記第１１、第１２のトランジスタに接続された電流源とを含んで構成され、前記第１の入力信号が前記第１１、第１２のトランジスタの制御端子に供給される利得一定の第２の増幅回路とを具備し、前記第２、第３、第８、第９のトランジスタの他端の共通接続部を出力部として出力が取り出されることを特徴として構成される。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照してこの発明の実施の形態を詳細に説明する。
【００２０】
図１は、この発明をＣＤＭＡ方式の携帯電話機に適用した第１の実施の形態による送信装置のブロック図である。
【００２１】
携帯電話機内の図示しないデータ処理回路から出力されるスペクトラム拡散処理が施された直交関係にあるＩ相の送信データ信号Ｉ−ＤＡＴＡ及びＱ相の送信データ信号Ｑ−ＤＡＴＡが変調器１１に入力される。また、この変調器１１には、ＴＸ−ＩＦ局部発振器（中間周波数信号生成回路）１２から出力される中間周波数の局部発振信号が入力される。
【００２２】
上記変調器１１により、ＴＸ−ＩＦ局部発振器１２から出力される中間周波数の局部発振信号が、上記直交送信データ信号Ｉ−ＤＡＴＡ及びＱ−ＤＡＴＡデータに応じて変調される。
【００２３】
上記変調器１１の出力はＩＦ−ＡＧＣアンプ（中間周波利得制御増幅器、即ち中間周波増幅回路）１３に入力される。ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３では、利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ１で定まる利得で入力された変調信号が増幅される。このＩＦ−ＡＧＣアンプ１３の出力は周波数変換回路であるアップコンバータ１４に入力される。
【００２４】
上記アップコンバータ１４には、また、ＴＸ−ＲＦ局部発振器１５（局部発振信号生成回路）から出力される局部発振信号が入力されている。そして、このアップコンバータ１４では、中間周波数帯域の変調信号が伝送路周波数帯域の信号にアップコンバート（周波数変換）されると共に、利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２で定まる利得で増幅される。
【００２５】
伝送路周波数帯域にアップコンバートされた変調信号（ＲＦ信号）は、バンドパスフィルタ回路（ＢＰＦ）１６によって不要成分が除去された後、パワーアンプ（ＰＡ）１７に入力される。パワーアンプ１７では、バンドパスフィルタ回路１６から出力される変調信号（ＲＦ信号）が一定の利得で電力増幅される。そして、このパワーアンプ１７で電力増幅された送信信号は、図示しない送受信共用アンテナに送られて空間に放射される。
【００２６】
上記利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ１及びＧＣ−ＡＤＪ２はゲインコントロール回路（制御信号発生回路）１８から出力される。このゲインコントロール回路１８には例えば基地局から送信されて来た利得調整指令に基づいて携帯電話機内で形成された利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔが入力される。ゲインコントロール回路１８は、この利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルに対して２つの閾値Ｖ１、Ｖ２が設定されており、信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルに応じて上記２つの利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ１及びＧＣ−ＡＤＪ２を出力する。
【００２７】
なお、図１において、破線で囲まれた領域に含まれる変調器１１、ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３、アップコンバータ１４及びゲインコントロール回路１８は、同じ集積回路１９内に集積されている。
【００２８】
次に、上記のような構成でなる送信装置の動作を、図２の特性図を参照して説明する。
【００２９】
まず、ゲインコントロール回路１８に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが、Ｖ０から一方の閾値Ｖ１まで変化するときは、ゲインコントロール回路１８は、ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３の利得ＡＧＣ−Ｇａｉｎが図２（ａ）に示すようにＧ０からＧ１までの間でリニアに増加（単調増加）するように一方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ１を発生すると共に、アップコンバータ１４の利得ＵＣ−Ｇａｉｎが図２（ｂ）に示すようにＧ２で一定となるように他方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２を発生する。
【００３０】
さらに、ゲインコントロール回路１８に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが、一方の閾値Ｖ１から他方の閾値Ｖ２まで変化するときは、ゲインコントロール回路１８は、ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３の利得ＡＧＣ−Ｇａｉｎが図２（ａ）に示すようにＧ１で一定となるように一方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ１を発生すると共に、アップコンバータ１４の利得ＵＣ−Ｇａｉｎが図２（ｂ）に示すようにＧ２からＧ３までの間でリニアに増加（単調増加）するように他方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２を発生する。
【００３１】
またさらに、ゲインコントロール回路１８に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが、他方の閾値Ｖ２からそれ以上の値に変化するときは、ゲインコントロール回路１８は、ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３の利得ＡＧＣ−Ｇａｉｎが図２（ａ）に示すようにＧ１からリニアに増加（単調増加）するように一方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ１を発生すると共に、アップコンバータ１４の利得ＵＣ−Ｇａｉｎが図２（ｂ）に示すようにＧ３で一定となるように他方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２を発生する。
【００３２】
ここで、送信装置全体の利得ＡＧＣ＋ＵＣ−ＧａｉｎはＩＦ−ＡＧＣアンプ１３とアップコンバータ１４の利得を合成したものとなり、図２（ｃ）に示すように、利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルの上昇に伴なってリニアに増加（単調増加）する。
【００３３】
上記実施の形態によれば、アップコンバータ１４において、最小の利得Ｇ２ができるだけ小さくなるように設計しておくことにより、アップコンバータ１４の出力信号のＳ／Ｎを向上させることができ、波形品質の良い送信出力を得ることができる。
【００３４】
また、従来のようにパワーコントロールアンプを設けかつその利得を制御するようにはしていないので、構成が複雑なパワーコントロールアンプが不要となり、携帯電話機の製造価格の上昇を防止することができると共に部品点数が増えることによる外形寸法の大型化も防止できる。
【００３５】
さらに、集積回路１９に入力される利得調整用信号の制御線が利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの制御線１本で済むので、集積回路１９における外部端子の数を少なくすることができ、これによりさらに外形寸法の小型化と製造価格の低減を図ることができる。
【００３６】
次に、この発明の第２の実施の形態について説明する。
【００３７】
この第２の実施の形態による送信装置のブロック構成は図１に示すものと同様であり、ゲインコントロール回路１８における利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ１及びＧＣ−ＡＤＪ２の発生方法が図１の場合とは異なる。従って、図１と異なる点のみについて図３を参照して以下に説明する。
【００３８】
まず、ゲインコントロール回路１８に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルがＶ０から他方の閾値Ｖ２まで変化するときは、ゲインコントロール回路１８は、ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３の利得ＡＧＣ−Ｇａｉｎが図３（ａ）に示すようにＧ０からＧ６を通過し、Ｇ４までの間でリニアに増加（単調増加）するように一方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ１を発生すると共に、アップコンバータ１４の利得ＵＣ−Ｇａｉｎが図３（ｂ）に示すようにＧ８で一定となるように他方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２を発生する。
【００３９】
次に、ゲインコントロール回路１８に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが他方の閾値Ｖ２に達すると、ゲインコントロール回路１８は、ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３の利得ＡＧＣ−Ｇａｉｎが図３（ａ）に示すようにＧ４からそれよりも小さいＧ５に直ちに降下するように一方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ１を発生すると共に、アップコンバータ１４の利得ＵＣ−Ｇａｉｎが図３（ｂ）に示すようにＧ８からそれよりも大きいＧ９に直ちに上昇するよう他方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２を発生する。
【００４０】
そして、ゲインコントロール回路１８に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが他方の閾値Ｖ２よりも大きくなるように変化すると、ゲインコントロール回路１８は、ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３の利得ＡＧＣ−Ｇａｉｎが図３（ａ）に示すようにＧ５からリニアに増加（単調増加）するように一方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ１を発生すると共に、アップコンバータ１４の利得ＵＣ−Ｇａｉｎが図３（ｂ）に示すようにＧ９で一定となるように他方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２を発生する。
【００４１】
他方、ゲインコントロール回路１８に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが他方の閾値Ｖ２のレベルからＶ１に向かって小さくなるように変化すると、ゲインコントロール回路１８は、ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３の利得ＡＧＣ−Ｇａｉｎが図３（ａ）に示すようにＧ５を通過して先のＧ６よりも小さいＧ７になるまでリニアに減少（単調減少）するように一方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ１を発生すると共に、アップコンバータ１４の利得ＵＣ−Ｇａｉｎが図３（ｂ）に示すようにＧ９で一定となるように他方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２を発生する。
【００４２】
そして、ゲインコントロール回路１８に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが低下して一方の閾値Ｖ１に到達すると、ゲインコントロール回路１８は、ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３の利得ＡＧＣ−Ｇａｉｎが図３（ａ）に示すようにＧ７からＧ６に直ちに上昇するように一方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ１を発生すると共に、アップコンバータ１４の利得ＵＣ−Ｇａｉｎが図３（ｂ）に示すようにＧ９からＧ８に直ちに下降するように他方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２を発生する。
【００４３】
この後、ゲインコントロール回路１８に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが一方の閾値Ｖ１からさらに低下すると、ゲインコントロール回路１８は、ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３の利得ＡＧＣ−Ｇａｉｎが図３（ａ）に示すようにＧ６からリニアに減少（単調減少）するように一方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ１を発生すると共に、アップコンバータ１４の利得ＵＣ−Ｇａｉｎが図３（ｂ）に示すようにＧ８で一定となるように他方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２を発生する。
【００４４】
ここで、送信装置全体の利得ＡＧＣ＋ＵＣ−ＧａｉｎはＩＦ−ＡＧＣアンプ１３とアップコンバータ１４の利得を合成したものとなり、この実施の形態の場合にも、図３（ｃ）に示すように、利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルの上昇に伴なってリニアに増加（単調増加）する。
【００４５】
そして、この第２の実施の形態の場合にも、アップコンバータ１４において、最小の利得Ｇ８ができるだけ小さくなるように設計しておくことにより、アップコンバータ１４の出力信号のＳ／Ｎを向上させることができ、波形品質の良い送信出力を得ることができる。
【００４６】
また、第１の実施の形態の場合と同様に、従来のようにパワーコントロールアンプを設けかつその利得を制御するようにはしていないので、構成が複雑なパワーコントロールアンプが不要となり、携帯電話機の製造価格の上昇を防止することができると共に部品点数が増えることによる外形寸法の大型化も防止できる。さらに、集積回路１９に入力される利得調整用信号の制御線が利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの制御線１本で済むので、集積回路１９における外部端子の数を少なくすることができ、これによりさらに外形寸法の小型化と製造価格の低減を図ることができるという効果も得ることができる。
【００４７】
図４は、第１及び第２の実施の形態の送信装置で使用されるアップコンバータ１４の具体的な構成の一例を示す回路図である。
【００４８】
このアップコンバータ１４には第１、第２及び第３のアップコンバータ回路２１、２２、２３が設けられている。第１のアップコンバータ回路２１は、トランジスタＱ１〜Ｑ４からなる変換部と、トランジスタＱ５，Ｑ６、可変電流源ＣＳ１、ＣＳ２及び抵抗Ｒ１からなる増幅部とから構成されている。第２のアップコンバータ回路２２は、トランジスタＱ７〜Ｑ１０からなる変換部と、トランジスタＱ１１，Ｑ１２、電流源ＣＳ３、ＣＳ４及び抵抗Ｒ２からなる増幅部とから構成されている。第３のアップコンバータ回路２３は、トランジスタＱ１３〜Ｑ１６からなる変換部と、トランジスタＱ１７，Ｑ１８、可変電流源ＣＳ５、ＣＳ６及び抵抗Ｒ３からなる増幅部とから構成されている。
【００４９】
また、アップコンバータ１４には、先のゲインコントロール回路１８から出力される利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２に基づいて上記可変電流源ＣＳ１、ＣＳ２及びＣＳ５、ＣＳ６の動作を制御する制御信号を生成する可変電流源制御回路２４が設けられている。
【００５０】
上記第１、第２及び第３のアップコンバータ回路２１、２２、２３では、ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３から出力される変調信号（ＩＦ信号入力）が、それぞれの増幅部に設けられたトランジスタＱ５とＱ６、Ｑ１１とＱ１２、Ｑ１７とＱ１８の各ベース相互間に供給される。また、ＴＸ−ＲＦ局部発振器１５から出力される伝送路周波数の局部発振信号（ＴＸ−ＲＦ局発入力）が、それぞれの変換部に設けられたトランジスタＱ１とＱ２の各ベース相互間及びＱ３とＱ４の各ベース相互間、Ｑ７とＱ８の各ベース相互間及びＱ９とＱ１０の各ベース相互間、Ｑ１３とＱ１４の各ベース相互間及びＱ１５とＱ１６の各ベース相互間にそれぞれ供給される。
【００５１】
さらに、上記第１及び第２のアップコンバータ回路２１、２２は出力端子（変換部のトランジスタＱ２とＱ４、Ｑ８とＱ１０の各コレクタ）が共通に接続されており、この共通出力端子から伝送路周波数帯域にアップコンバートされた変調信号（ＭＩＸ ＯＵＴ）が出力される。
【００５２】
また、上記第３のアップコンバータ回路２３はダミーとして設けられており、このアップコンバータ回路２３の出力端子（変換部のトランジスタＱ１４とＱ１６のコレクタ）は変調信号の出力端子ではなく、電源電圧ＶＣＣの供給ノードに接続されている。
【００５３】
ここで、第１、第２及び第３のアップコンバータ回路２１、２２、２３における中間周波利得はそれぞれの増幅部内の可変電流源ＣＳ１，ＣＳ２；電流源ＣＳ３，ＣＳ４および可変電流源ＣＳ５，ＣＳ６に流れる電流値に比例したものとなる。また、第１のアップコンバータ回路２１における可変電流源ＣＳ１とＣＳ２の電流値ＩＣＳ１とＩＣＳ２との間にはＩＣＳ１＝ＩＣＳ２なる関係が成立し、かつ第３のアップコンバータ回路２３における可変電流源ＣＳ５とＣＳ６の電流値ＩＣＳ５とＩＣＳ６の値との間にはＩＣＳ５＝ＩＣＳ６なる関係が成立するものとする。さらに、ＩＣＳ１＋ＩＣＳ２＋ＩＣＳ５＋ＩＣＳ６の値がほぼ一定値となるように、可変電流源ＣＳ１とＣＳ２及びＣＳ５とＣＳ６の動作が可変電流源制御回路２４から出力される制御信号によって制御される。
【００５４】
このような構成の回路において、利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが先の一方の閾値Ｖ１よりも低い領域では、利得調整段としての第１のアップコンバータ回路２１では増幅部における可変電流源ＣＳ１とＣＳ２の電流値ＩＣＳ１とＩＣＳ２が最小値となるように制御される。また、第２のアップコンバータ回路２２では増幅部における電流源ＣＳ３とＣＳ４にそれぞれ一定の電流が流れ、これにより例えば図２（ｂ）に示すようにアップコンバータ１４全体の利得がＧ２で一定となる。第３のアップコンバータ回路２３はダミー回路であり、第１のアップコンバータ回路２１に対する周波数変動の補償回路として動作する。
【００５５】
ここで、図４に示すアップコンバータ１４において、第１のアップコンバータ回路２１では利得を可変にし、第２のアップコンバータ回路２２では利得を一定としている。このような構成とすることにより、以下のような効果が得られる。
【００５６】
即ち図５は、トランジスタのコレクタ電流Ｉｃ（Ａ）と遷移周波数ｆＴ（Ｈｚ）との関係を示しており、遷移周波数ｆＴは短絡エミッタ接地電流利得の絶対値が１となる周波数の値によって決めることが多く、トランジスタの実用的な周波数応答能力として、トランジスタが増幅器として使用される時の最大周波数ｆＴｍａｘの指標となる。
【００５７】
図４では、アップコンバータ１４を実質的に第１、第２のアップコンバータ回路２１，２２でなる２つのブロック（第３のアップコンバータ回路２３の出力信号はアップコンバートされる変調信号（ＭＩＸ ＯＵＴ）の利得には寄与しない）に分けている。
【００５８】
このように、２つのブロックに分けないで構成した場合、アップコンバータの利得を変化させるには電流（コレクタ電流Ｉｃ）を減らさなければならず、そうすると図５から分かるように、遷移周波数ｆＴが下がってしまうので、思うような特性を得ることが難しくなる。
【００５９】
図４のアップコンバータ１４では、閾値Ｖ１以下の領域でも利得が一定の第２のアップコンバータ回路２２では電流量が変化せず、遷移周波数が常に一定なので、この第２のアップコンバータ回路２２を図５中、遷移周波数ｆＴがほぼリニアに変わるコレクタ電流Ｉｃの領域Ａで使用すれば所望の周波数特性を確保することができる。
【００６０】
次に、利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが一方の閾値Ｖ１を越えると、第１のアップコンバータ回路２１の増幅部における可変電流源ＣＳ１とＣＳ２に流れる電流の値ＩＣＳ１とＩＣＳ２が順次増加していき、これにより例えば図２（ｂ）に示すようにアップコンバータ１４全体の利得ＵＣ−ＧａｉｎがＧ２から単調に増加していく。
【００６１】
そして、利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが他方の閾値Ｖ２を越えると、第１のアップコンバータ回路２１の増幅部における可変電流源ＣＳ１とＣＳ２に流れる電流値ＩＣＳ１とＩＣＳ２が最大値となるように制御され、これにより例えば図２（ｂ）に示すようにアップコンバータ１４全体の利得ＵＣ−ＧａｉｎがＧ３で一定となる。
【００６２】
一方、第１のアップコンバータ回路２１の増幅部における可変電流源ＣＳ１とＣＳ２の電流値ＩＣＳ１とＩＣＳ２が順次増加していく際に、第３のアップコンバータ回路２３の増幅部における可変電流源ＣＳ５とＣＳ６の電流値ＩＣＳ５とＩＣＳ６は順次減少して行く。なお、この第３のアップコンバータ回路２３の変換部の出力端子は、第１及び第２のアップコンバータ回路２１、２２の変換部の出力端子とは接続されていないので、この第３のアップコンバータ回路２３の出力信号はアップコンバートされる変調信号（ＭＩＸ ＯＵＴ）の利得変化には寄与しない。
【００６３】
ところで、アップコンバータ１４内の第１のアップコンバータ回路２１の利得を制御する際に、利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔがゲインコントロール回路を介して供給される変換部では、その増幅部に流れる電流の変動によりＴＸ−ＲＦ局発入力端子の負荷変動が引き起こされる。即ちＴＲ−ＲＦ局部発振器１５の負荷変動が起こると、局部発振信号（ＴＸ−ＲＦ局発入力）を発生しているＴＸ−ＲＦ局部発振器１５がその影響を受け、発振周波数がずれて、送信ができなくなる場合が生じる。
【００６４】
そこで、図４の回路では、第３のアップコンバータ回路２３をダミーのアップコンバータ回路として設け、第１のアップコンバータ回路２１の増幅部に流れる電流が増加するときは第３のアップコンバータ回路２３の増幅部に流れる電流が減少するように制御し、逆に第１のアップコンバータ回路２１の増幅部に流れる電流が減少するときは第３のアップコンバータ回路２３の増幅部に流れる電流が増加し、互いの電流値が相補的に変化するように制御して、全ての増幅部に流れる電流値が略一定となるようにしている。
【００６５】
このようにすることにより、第１、第３のアップコンバータ回路２１、２３それぞれの増幅部に流れる電流の値が個々に変動しても、３個のアップコンバータ回路２１−２３の増幅部に流れるトータルの電流値は変動せず、常に一定値となるので、第１、第２及び第３のアップコンバータ回路２１、２２、２３の３個の変換部の全てがつながっているＴＸ−ＲＦ局発入力端子の負荷変動を小さく抑えることができる。この結果、局部発振信号（ＴＸ−ＲＦ局発入力）を発生しているＴＸ−ＲＦ局部発振器１５で発振周波数がずれる恐れがなくなり、送信ができなくなる事態を避けることができる。
【００６６】
なお、図４に示した回路において、利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルの閾値Ｖ１，Ｖ２の間でアップコンバータ１４の利得ＵＣ−Ｇａｉｎが先の図２（ｂ）に示すように単調に変化する場合について説明したが、第２の実施の形態の場合には、利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルの閾値Ｖ１，Ｖ２の間で利得ＵＣ−Ｇａｉｎが先の図３（ｂ）に示すように段階的に変化するように、可変電流源制御回路２４から制御信号を出力させる。ただし、負荷変動（ＴＸ−ＲＦ局発入力端子）を考えた場合、図３（ｂ）のようにアップコンバータ１４の利得ＵＣ−Ｇａｉｎを段階的に変化させるよりも図２（ｂ）に示すように単調に変化させた方が有利である。すなわち、アップコンバータ１４の利得ＵＣ−Ｇａｉｎが段階的に動かないために、ＴＸ−ＲＦ局発入力端子の負荷変動が起こりにくくなる。また、ヒステリシスを持たないため、ＩＦ−ＡＧＣアンプ３３との利得制御特性に不連続な部分が絶対に生じなくなる。
【００６７】
一方、上記の第１、第２の実施の形態におけるアップコンバータ１４において、図５中のコレクタ電流ＩｃとトランジスタのｆＴの特性に示されるように、必要とされる利得可変幅と対応する電流量の変化範囲内で、トランジスタのｆＴを十分確保できる場合には特に問題がないが、より広い利得可変範囲を得ようとした場合、電流を少なくして利得を絞ろうとしたときに遷移周波数ｆＴが大きく下がってしまうことがある。この結果、最大周波数ｆＴｍａｘが非常に大きく、高価なプロセスが必要なトランジスタを使用しなければ所定の送信周波数による送信ができなくなるなど、目標とした送信回路の特性を満たすことが難しくなる。
【００６８】
そこで、第３の実施の形態では、所定値以下の利得可変幅を持つアップコンバータ回路をアップコンバータ内に複数段設け、夫々のアップコンバータ回路へ供給される制御電圧を互いに違う電圧範囲に設定して異なる利得制御領域を設定する。これにより、各アップコンバータ回路においてトランジスタのコレクタ電流Ｉｃを極端に小さく絞る必要がなくなり、図５のリニアな範囲Ａでトランジスタを駆動できるので、遷移周波数ｆＴによる局部発振信号ＴＸ−ＲＦの周波数変移が生じることなく、利得の調整が容易になる。たとえば、個々のアップコンバータ回路の利得可変範囲を６ｄＢ以内に設定しつつ、全体として１８ｄＢ程度の利得可変幅を得ることが可能になるように構成できる。
【００６９】
即ち、アップコンバータで安定に利得を変化させようとする場合、図５のＡの領域に示されるような、コレクタ電流Ｉｃに対してｆＴがリニアに変化する領域を使う必要がある。この際、Ｉｃとアップコンバータの利得との関係がリニアであると、例えばＩｃが半分になればｆＴも約半分になるという関係になることは明らかである。
【００７０】
ここで、図４の実施の形態におけるアップコンバータ回路２１のトランジスタＱ１−Ｑ４により構成された周波数の変換部に関し、その利得を可変とした場合を検証する。
【００７１】
一般に、トランジスタのエミッタ抵抗ｒｅは、ｒｅ＝α０／ｇｍ （α０：電流増幅率、ｇｍ：相互コンダクタンス）で表される。α０？１と近似でき、又、
ｇｍ＝Ｉｃ／ＶＴ（ＶＴ：熱電圧（ｔｈｅｒｍａｌ ｖｏｌｔａｇｅ）？２６ｍＶ）であることから、ｒｅ＝ＶＴ／Ｉｃの関係がある。
【００７２】
アップコンバータ回路２１の場合、出力信号の歪低減が必要なので、トランジスタＱ５，Ｑ６のベース間入力電圧に対する線形処理可能範囲を広げるために、負帰還用抵抗Ｒ１を挿入することが多い。
【００７３】
一方、変換部（トランジスタＱ１−Ｑ４）のゲインＡは、エミッタ抵抗ｒｅと負帰還用抵抗Ｒ１との関係として、Ａ∝１／（２ｒｅ＋Ｒ１）と表される。
【００７４】
例えば、利得可変幅が−６ｄＢ（約１／２倍）である変換部を考える。最大利得時の可変電流源ＣＳ１、ＣＳ２に流れる電流をＩＣＳ１＝ＩＣＳ２＝２．６ｍＡとすると、ｒｅ＝１０Ωである。
【００７５】
Ｒ１＝５０Ωとした場合、
１／（２ｒｅ＋Ｒ１）：１／（２ｒｅ’＋Ｒ１）＝１：１／２
より、ｒｅ’＝４５Ωとなる。このとき、ＩＣＳ１’＝ＩＣＳ２’？０．５８ｍＡとなり、元の電流２．６ｍＡに対して約１／４．５倍の電流が必要となる。
【００７６】
このことから、ＩＣＳ１’＝ＩＣＳ２’？０．５８ｍＡのとき、例えば１ＧＨｚで周波数の変換部（Ｑ１−Ｑ４）を動作させる場合を考えると、ｆＴ＝４．５ＧＨｚで構成できることから、ｆＴｍａｘ＝１０ＧＨｚ程度あれば、十分な線形利得特性を得ることができる。
【００７７】
このことは、勿論、後で説明する図１１のような図４のアップコンバータ回路２１の変形例回路のような歪低減を必要としない場合の回路でも、同様の手法で電流の変化範囲幅及び必要なｆＴを算出することができる。
【００７８】
次に、同様に、ＩＣＳ１＝ＩＣＳ２＝２．６ｍＡで、ｒｅ＝１０Ω、
Ｒ１＝５０Ωのとき、利得を−１８ｄＢ（約１／８倍）に変化させようとすると、
１／（２ｒｅ＋Ｒ１）：１／（２ｒｅ’＋Ｒ１）＝１：１／８
より、ｒｅ’＝２５５Ωとなり、このときＩＣＳ１”＝ＩＣＳ２”＝０．１ｍＡと、元の電流２．６ｍＡに対して約１／２６倍しなければならない。
【００７９】
ここで、上記計算で示されたＩＣＳ１”＝ＩＣＳ２”＝０．１ｍＡのとき、例えば
１ＧＨｚで周波数の変換部（Ｑ１−Ｑ４）を動作させる場合を考えると、トランジスタのｆＴは約２６倍、つまり、ｆＴ？２６ＧＨｚの特性を持つトランジスタが必要となることになり、実際には、ｆＴｍａｘ？３０ＧＨｚという高価なプロセスが必要となる。
【００８０】
そこで、この発明では、利得可変幅を広げた場合でもｆＴｍａｘ＝１０ＧＨｚ程度という安価なプロセスで構成するために、図６に示すように複数個の利得可変のアップコンバータ回路即ち周波数の変換部を複数個（図６では３個）並べるという構成とする。
【００８１】
以下、本発明の第３の実施の形態の具体的な回路構成を図６に示すブロック図を参照して説明する。
【００８２】
図６の回路は図１に示した実施の形態におけるアップコンバータ１４の部分を変更した回路であり、他の構成は図１に示した実施の形態と同じであるため、この変更部分のみ示している。
【００８３】
図６のアップコンバータ３０は、出力端子ＭＩＸ ＯＵＴに対して出力部が共通に接続された４個のアップコンバータ回路３１、３２、３３、３４と、負荷変動に対する補償用のダミーのアップコンバータ回路３５を有し、さらにこれらのうち、アップコンバータ回路３１−３３と、ダミーのアップコンバータ回路３５の可変電流源ＣＳ１−ＣＳ６およびＣＳ９，ＣＳ１０に制御信号を供給するための可変電流源制御回路３６，３７，３８を含んで構成されている。
【００８４】
図示しないゲインコントロール回路へは外部、例えば基地局からの送信利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔが供給され、その出力として、例えば図１の実施の形態のＩＦ−ＡＧＣアンプ１３へ供給されるものと同等の利得調整信号ＧＣ‐ＡＤＪ１が得られるとともに、図６の可変電流源制御回路３６、３７、３８への利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２１、ＧＣ‐ＡＤＪ２２、ＧＣ−ＡＤＪ２３が出力される。これらの可変電流源制御回路３６−３８からは、複数（ここでは４個）のアップコンバータ回路３１−３３、３５の可変電流源ＣＳ１−ＣＳ６、ＣＳ９，ＣＳ１０へ供給される電流信号である制御信号Ｉｃｔｒｌ１，Ｉｃｔｒｌ２， Ｉｃｔｒｌ３、Ｉｃｔｒｌ１’が発生される。
【００８５】
即ち、このアップコンバータ３０には第１、第２、第３、第４、第５のアップコンバータ回路３１、３２、３３、３４、３５が設けられている。第１のアップコンバータ回路３１は、トランジスタＱ１〜Ｑ４からなる変換部と、トランジスタＱ５，Ｑ６、可変電流源ＣＳ１、ＣＳ２及び抵抗Ｒ１からなる増幅部とから構成されている。第２のアップコンバータ回路３２は、トランジスタＱ７〜Ｑ１０からなる変換部と、トランジスタＱ１１，Ｑ１２、可変電流源ＣＳ３、ＣＳ４及び抵抗Ｒ２からなる増幅部とから構成されている。第３のアップコンバータ回路３３は、トランジスタＱ１３〜Ｑ１６からなる変換部と、トランジスタＱ１７，Ｑ１８、可変電流源ＣＳ５、ＣＳ６及び抵抗Ｒ３からなる増幅部とから構成されている。第４のアップコンバータ回路３４は、トランジスタＱ１９〜Ｑ２２からなる変換部と、トランジスタＱ２３，Ｑ２４、電流源ＣＳ７、ＣＳ８及び抵抗Ｒ４からなる増幅部とから構成されている。第５のアップコンバータ回路３５は、トランジスタＱ２５〜Ｑ２８からなる変換部と、トランジスタＱ２９、Ｑ３０、可変電流源ＣＳ９、ＣＳ１０及び抵抗Ｒ５からなる増幅部とから構成されている。
【００８６】
また、アップコンバータ３０には、ゲインコントロール回路から出力される利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２１乃至ＧＣ−ＡＤＪ２３に基づいて、上記可変電流源ＣＳ１、ＣＳ２、ＣＳ３、ＣＳ４、ＣＳ５、ＣＳ６、ＣＳ９、ＣＳ１０の動作を制御する制御信号Ｉｃｔｒｌ１−Ｉｃｔｒｌ３，Ｉｃｔｒｌ１’を生成する可変電流源制御回路３６−３８が設けられている。なお、この実施の形態では、可変電流源ＣＳ１、ＣＳ２、ＣＳ３、ＣＳ４、ＣＳ５、ＣＳ６、ＣＳ９、ＣＳ１０はそれぞれカレントミラー回路を用いて構成されており、制御信号Ｉｃｔｒｌ１−Ｉｃｔｒｌ３，Ｉｃｔｒｌ１’はいずれも電流信号であり、後で説明するが、たとえば図８に示す特性を持っている。
【００８７】
上記第１乃至第５のアップコンバータ回路３１−３５では、ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３から出力される変調信号（ＩＦ信号入力）が、それぞれの増幅部に設けられたトランジスタＱ５とＱ６、Ｑ１１とＱ１２、Ｑ１７とＱ１８、Ｑ２３とＱ２４、 Ｑ２９とＱ３０の各ベース相互間に供給される。
【００８８】
また、ＴＸ−ＲＦ局部発振器１５から出力される伝送路周波数の局部発振信号（ＴＸ−ＲＦ局発入力）が、それぞれの変換部に設けられたトランジスタＱ１とＱ２の各ベース相互間及びＱ３とＱ４の各ベース相互間、Ｑ７とＱ８の各ベース相互間、およびＱ９とＱ１０の各ベース相互間、Ｑ１３とＱ１４の各ベース相互間、およびＱ１５とＱ１６の各ベース相互間、Ｑ１９とＱ２０の各ベース相互間、およびＱ２１とＱ２２の各ベース相互間、Ｑ２５とＱ２６の各ベース相互間、およびＱ２７とＱ２８の各ベース相互間にそれぞれ供給される。
【００８９】
さらに、上記第１乃至第４のアップコンバータ回路３１−３４は出力端子（変換部のトランジスタＱ２とＱ４、Ｑ８とＱ１０、Ｑ１４とＱ１６、Ｑ２０とＱ２２の各コレクタ）が共通に接続されており、この共通出力端子から伝送路周波数帯域にアップコンバートされた変調信号（ＭＩＸ ＯＵＴ）が出力される。
【００９０】
また、上記第５のアップコンバータ回路３５はダミーとして設けられており、このアップコンバータ回路３５の出力端子（変換部のトランジスタＱ２６とＱ２８のコレクタ）は変調信号の出力端子ではなく、電源電圧ＶＣＣの供給ノードに接続されている。
【００９１】
ここで、第１乃至第３及び第５のアップコンバータ回路３１、３２、３３、３５における中間周波利得はそれぞれの増幅部内の可変電流源ＣＳ１、ＣＳ２；ＣＳ３、ＣＳ４；ＣＳ５、ＣＳ６；及びＣＳ９、ＣＳ１０に流れる電流値に比例したものとなる。
【００９２】
また、第１乃至第３のアップコンバータ回路３１−３３における可変電流源ＣＳ１とＣＳ２、ＣＳ３とＣＳ４、ＣＳ５とＣＳ６の電流値ＩＣＳ１とＩＣＳ２、ＩＣＳ３とＩＣＳ４、ＩＣＳ５とＩＣＳ６との間にはそれぞれＩＣＳ１＝ＩＣＳ２、ＩＣＳ３＝ＩＣＳ４、ＩＣＳ５＝ＩＣＳ６なる関係が成立し、かつ第５のアップコンバータ回路３５における可変電流源ＣＳ９とＣＳ１０の電流値ＩＣＳ９とＩＣＳ１０の値との間にもＩＣＳ９＝ＩＣＳ１０なる関係が成立するものとする、さらに、ＩＣＳ１＋ＩＣＳ２＋ＩＣＳ９＋ＩＣＳ１０の値がほぼ一定値となるように、可変電流源ＣＳ１とＣＳ２及びＣＳ９とＣＳ１０の動作が可変電流源制御回路３６から出力される２種の制御信号Ｉｃｔｒｌ１、Ｉｃｔｒｌ１’によって制御される。
【００９３】
ここで、図７を参照して、第３の実施の形態におけるゲインコントロール回路の内部構成の一例を説明する。このゲインコントロール回路は、基準電圧源４１と接地端子ＧＮＤとの間に抵抗Ｒ１２−Ｒ１６が直列接続された構成を持ち、抵抗Ｒ１２とＲ１３、抵抗Ｒ１３とＲ１４、抵抗Ｒ１４とＲ１５、抵抗Ｒ１５とＲ１６の夫々の接続ノードから夫々差動増幅器ＤＡ１とＤＡ２とＤＡ３とＤＡ４の一方の入力端に、分圧された基準電圧が供給される。また、抵抗Ｒ１３とＲ１４、抵抗Ｒ１４とＲ１５、抵抗Ｒ１５とＲ１６の夫々の接続ノードは、更に３個の差動増幅器ＤＡ５とＤＡ６とＤＡ７の一方の入力端に接続される。
【００９４】
これらの差動増幅器ＤＡ１−ＤＡ４の他方の入力端には、基地局からの利得調整指令に基づいて形成された図１の利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔが抵抗Ｒ１８、Ｒ１９による分圧回路により分圧され、バッファＢを介して共通に供給されている。バッファＢからの出力は更に３個の差動増幅器ＤＡ５−ＤＡ７の他方の入力端に供給される。
【００９５】
利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔに基づいてバッファＢから生成された電圧信号が差動増幅器ＤＡ１とＤＡ２とＤＡ３とＤＡ４に供給され、抵抗Ｒ１１−Ｒ１７により分圧された夫々の基準電圧と比較される。そして、利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの値に応じて差動増幅器ＤＡ１−ＤＡ４から４個の出力が形成され、これが第１の利得制御信号ＧＣ−ＡＤＪ１として図１のＩＦ−ＡＧＣアンプ１３に供給される。
【００９６】
また、差動増幅器ＤＡ５−ＤＡ７からは利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの値に応じて３個の出力が形成され、これらが第２の利得制御信号ＧＣ−ＡＤＪ２１、ＧＣ−ＡＤＪ２２、ＧＣ−ＡＤＪ２３として図６の可変電流源制御回路３６−３８に夫々供給される。
【００９７】
このようにゲインコントロール回路４０を構成することにより、ＩＦ−ＡＧＣアンプとアップコンバータに対して基準電圧源４１を共通に使用しながら第１、第２の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ１およびＧＣ−ＡＤＪ２１−ＧＣ−ＡＤＪ２３を形成することができる。また、抵抗Ｒ１１−Ｒ１７による分圧回路を基準電圧源として差動増幅器ＤＡ１−ＤＡ７に対して共通に用いるようにしたので、回路構成が簡単になり、ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３とアップコンバータ１４とともに一つの集積回路内に構成する際に小型化に寄与することができる。
【００９８】
図６は、１８ｄＢの利得可変幅に対してそれぞれ６ｄＢの利得可変幅を持つアップコンバータ回路を３個並べた例である。最初のアップコンバータ回路３１は最大利得時から６ｄＢだけ利得を絞るためのものであり、次のアップコンバータ回路３２は更に６ｄＢ利得を絞るためのものであり、３つめのアップコンバータ回路３３はその状態から更に６ｄＢ利得を絞るためのものである。４つめのアップコンバータ回路３４は最小利得を保つための利得固定の周波数変換回路である。
【００９９】
即ち、夫々のアップコンバータ回路３１−３３の可変電流源ＣＳ１、ＣＳ２、ＣＳ３、ＣＳ４、ＣＳ５、ＣＳ６の駆動電流ＩＣＳ１−ＩＣＳ６には、ＩＣＳ１＝ＩＣＳ２、ＩＣＳ３＝ＩＣＳ４、ＩＣＳ５＝ＩＣＳ６の関係がある。ここで、負帰還抵抗Ｒ１−Ｒ３の抵抗値を、Ｒ１：Ｒ２：Ｒ３＝１：２：４の関係を持たせておけば、
駆動電流ＩＣＳ１：ＩＣＳ３：ＩＣＳ５＝４：２：１とすることによって、
Ａ∝１／（２ｒｅ＋Ｒ１）の関係より、アップコンバータ回路３１−３３において利得を夫々６ｄＢずつ順に変化させることができる。なお、各アップコンバータ回路３１−３３を構成するトランジスタの面積比も各駆動電流比に合わせておく必要がある。
【０１００】
また、図１１に示す構成のアップコンバータ回路２１をこの図６のアップコンバータ回路３１−３３として用いることもできる。この場合は、アップコンバータ回路３１−３３の可変電流源を夫々図６の一方の可変電流源ＣＳ１、ＣＳ３、ＣＳ５のみとすることになる。その場合には、夫々の駆動電流の比を、
ＩＣＳ１：ＩＣＳ３：ＩＣＳ５＝４：２：１としておけばよい。
【０１０１】
さらに、図８に示すとおり、可変電流源ＣＳ１、ＣＳ３、ＣＳ５の制御信号として、外部からの利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔによって互いに等しい電流量の変化範囲で変化する電流Ｉ（＝Ｉｃｔｒｌ １，２，３）を用いて、可変電流源ＣＳ１に４ｎＩ、ＣＳ３に２ｎＩ、ＣＳ５にｎＩ（ｎは正の数）の電流がそれぞれ流れるように構成している。
【０１０２】
この構成にした場合、６ｄＢ利得を絞ってアップコンバータ回路３１の変換部Ｑ１−Ｑ４に電流が流れていない時にも、アップコンバータ回路３２，３３，３４の変換部の各トランジスタＱ７−Ｑ１０，Ｑ１３−Ｑ１６，Ｑ１９−Ｑ２２には最大利得時と同じ電流が流れているので、ｆＴの影響を受けない。また、同様に、アップコンバータ回路３２で６ｄＢ利得を絞ってもアップコンバータ回路３３，３４の変換部の各トランジスタＱ１３−Ｑ１６，Ｑ１９−Ｑ２２はｆＴの影響を受けず、さらに、アップコンバータ回路３３で６ｄＢ利得を絞ってもアップコンバータ回路３４の変換部ではその各トランジスタＱ１９−Ｑ２２はｆＴの影響を受けない周波数変換回路が実現できる。
【０１０３】
つまり、一つのアップコンバータ回路で利得を可変とする場合より、個々の変換部において電流量の変化範囲を抑えることができるので、低いｆＴのトランジスタで広い利得可変の周波数変換回路を実現できる。
【０１０４】
なお、ここでは、利得固定のアップコンバータ回路３４を並列に設けているが、アップコンバータ回路３３の可変電流源ＣＳ５、ＣＳ６に対し固定電流源を並列に設けることでも同じ効果が得られる。ただ、利得固定のアップコンバータ回路３４を入れることにより、最小利得時のトランジスタのｆＴを高くするという効果が得られる。
【０１０５】
図８は図６の回路における可変電流源制御回路３６−３８から出力される電流源制御信号Ｉｃｔｒｌ１、Ｉｃｔｒｌ２、Ｉｃｔｒｌ３（Ａ）と送信利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔ（Ｖ）との関係を示すグラフである。尚、電流は夫々における最小電流値を０とし、最大値を１００として示している。
【０１０６】
図８において、曲線Ｉ１はアップコンバータ回路３１の可変電流源ＣＳ１，ＣＳ２に夫々与えられる制御信号Ｉｃｔｒｌ１の電流量を示し、曲線Ｉ２はアップコンバータ回路３２の可変電流源ＣＳ３，ＣＳ４に夫々与えられる制御信号Ｉｃｔｒｌ２の電流量を示し、曲線Ｉ３はアップコンバータ回路３３の可変電流源ＣＳ５，ＣＳ６に夫々与えられる制御信号Ｉｃｔｒｌ３の電流量を示す。曲線Ｉ１’はダミーのアップコンバータ回路３５の電流源ＣＳ９，ＣＳ１０に供給される制御信号Ｉｃｔｒｌ１’の電流量を示す。
【０１０７】
図８から明らかなように、送信利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧が０の場合には、アップコンバータ回路３１−３３の電流源ＣＳ１−ＣＳ６には殆ど制御電流が供給されない。一方、ダミーとしてのアップコンバータ回路３５の電流源ＣＳ９，ＣＳ１０には夫々最大の制御電流が供給され、曲線Ｉ１−Ｉ３における最小の制御電流量と相殺してバランスを保つようになっている。
【０１０８】
送信利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧が増加してくると、まず、アップコンバータ回路３３の電流源ＣＳ５，ＣＳ６への制御電流Ｉ３が増加し始める。
【０１０９】
電流Ｉ３が最大値に近づくと、次のアップコンバータ回路３２への制御電流Ｉ２が立ち上がる。電流Ｉ２が最大値に近づくと、つぎのアップコンバータ回路３１の制御電流Ｉ１が立ち上がると同時にダミーのアップコンバータ回路３５への制御電流Ｉ１’が立ち下がり始め、電流Ｉ１とＩ１’とは電流が最大値の半分になるスケール５０の位置で互いにほぼ等しくなる。電流Ｉ１が最大値になると、ダミー電流Ｉ１’はゼロとなる。
【０１１０】
このように、アップコンバータ回路３１は送信利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧が大きくなる範囲、即ち利得変化が生じるのがアップコンバータ３０の高利得側であるため、制御電流の変化量が同じでも可変電流源の駆動電流が最も大きく変化する領域で駆動されるように設定されており（たとえばＩＣＳ１：ＩＣＳ３：ＩＣＳ５＝４：２：１）、アップコンバータ回路３１における利得変化の際に図１のＴＸ ＲＦ局部発信器１５の発振周波数に対する負荷変動の影響が最も大きい。従って、ダミーのアップコンバータ回路３５でその影響が最大限に相殺されるように、電流曲線Ｉ１とＩ１’とは互いに電流値５０％の位置で対称形となっている。
【０１１１】
以下、図９を参照して図６の回路の動作を詳細に説明する。図９は図６に示したアップコンバータ（周波数変換回路）３０の利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルＶＧＣに対する各アップコンバータ回路３１，３２，３３における利得変化の様子を示す図であり、さらにこれらを合成したアップコンバータ３０としての利得が単調増加するように制御する場合を示している。
【０１１２】
図９（ａ），（ｂ），（ｃ）は、図６における各アップコンバータ回路３３，３２，３１につき利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧ＶＣＧに対する利得変化の様子を示す図であり、図９（ｄ）はアップコンバータ３０全体の利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔに対する利得変化の様子を示す図である。
【０１１３】
図６の例では、アップコンバータ回路３１，３２，３３のそれぞれが、可変電流源制御回路３６−３８から制御信号を供給されて利得が変化する構成となっている。アップコンバータ回路３４のみが固定の電流源ＣＳ７，ＣＳ８による一定の利得を有する。したがって、トータルで４つのアップコンバータ回路３１−３４を合わせた出力がＭＩＸ‐ＯＵＴ端子から出力される。前述したように、アップコンバータ回路３５はアップコンバータ３１の負荷変動に対応したダミーの回路であり、このダミーのアップコンバータ回路３５は負荷変動に対するＩＣの特性が満足できるのであれば、削除することができる。なお、ダミーのアップコンバータ回路３５に対する制御信号は図６の例では可変電流源制御回路３６から供給しているが、他の可変電流源制御回路３７或いは３８から供給してもよい。図６の例ではアップコンバータ回路３１で最も大きな駆動電流の変動を生じるので、周波数変動の影響を最も受けやすく、そのためダミーのアップコンバータ回路３５の制御信号を可変電流源制御回路３６から取り出すようにしている。
【０１１４】
次に、図６の構成でなるアップコンバータ３０の動作を、図９の特性図を参照して説明する。
【０１１５】
まず、ゲインコントロール回路４０に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが、Ｖ０から第１の閾値Ｖ１まで変化するときは、ゲインコントロール回路４０は、アップコンバータ回路（ＵＣ）３１−３３の利得ＵＣ３１−Ｇａｉｎ、ＵＣ３２‐Ｇａｉｎ，ＵＣ３３‐Ｇａｉｎが図９（ｃ），（ｂ），（ａ）に示すように夫々利得Ｇ２で一定となるように利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２３、ＧＣ−ＡＤＪ２２、ＧＣ−ＡＤＪ２１を発生する。
【０１１６】
さらに、ゲインコントロール回路４０に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが、第１の閾値Ｖ１から第２の閾値Ｖ２まで変化するときは、ゲインコントロール回路４０は、アップコンバータ回路３３の利得ＵＣ３３−Ｇａｉｎが図９（ａ）に示すようにＧ１からＧ２までの間でリニアに増加（単調増加）するように利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２３を発生する。このとき、他のアップコンバータ回路（ＵＣ）３１、３２の利得ＵＣ３１−Ｇａｉｎ、ＵＣ３２‐Ｇａｉｎが図９（ｃ），（ｂ）に示すように夫々利得Ｇ１で一定となるように利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２２、ＧＣ−ＡＤＪ２１を発生する。
【０１１７】
またさらに、ゲインコントロール回路４０に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが、第２の閾値Ｖ２から第３の閾値Ｖ３に変化するときは、ゲインコントロール回路４０は、アップコンバータ回路３２の利得ＵＣ３２−Ｇａｉｎが図９（ｂ）に示すようにＧ１からＧ２までの間でリニアに増加（単調増加）するように利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２２を発生する。このとき、他のアップコンバータ回路（ＵＣ）３１、３３の利得ＵＣ３１−Ｇａｉｎ、ＵＣ３３‐Ｇａｉｎは図９（ｃ），（ａ）に示すように夫々利得Ｇ１，Ｇ２で一定となるように利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２３、ＧＣ−ＡＤＪ２１を発生する。
【０１１８】
またさらに、ゲインコントロール回路４０に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが、第３の閾値Ｖ３から第４の閾値Ｖ４に変化するときは、ゲインコントロール回路４０は、アップコンバータ回路３１の利得ＵＣ３１−Ｇａｉｎが図９（ｃ）に示すようにＧ１からＧ２までの間でリニアに増加（単調増加）するように利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２１を発生する。このとき、他のアップコンバータ回路（ＵＣ）３２、３３の利得ＵＣ３２−Ｇａｉｎ、ＵＣ３３‐Ｇａｉｎは図９（ｂ），（ａ）に示すように夫々利得Ｇ２で一定となるように利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２２、ＧＣ−ＡＤＪ２３を発生する。
【０１１９】
即ち、ゲインコントロール回路４０に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが第４の閾値Ｖ４に達した段階では、アップコンバータ３０全体の利得ＵＣ ｔｏｔａｌ−Ｇａｉｎは４個のアップコンバータ回路３１−３４の利得を合成したものとなる。こうして図９（ｄ）に示すように、利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔのＶ０からＶ４への電圧レベルの上昇に伴なって、全体の利得ＵＣ ｔｏｔａｌ−Ｇａｉｎ はＧ１からＧ３までリニアに増加（単調増加）する。
【０１２０】
なお、このようにゲインコントロール回路４０に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが第１の閾値Ｖ１から第４の閾値Ｖ４まで達するまでの制御は、図１のアップコンバータ１４における利得調整では、例えば図２（ｂ）に示すように閾値Ｖ１−Ｖ２まで単調増加となる制御が行われたことに対応する。
【０１２１】
図９（ｄ）は図６の実施の形態におけるすべてのアップコンバータ回路３１−３５の出力利得を総合して示している。図９（ｄ）から明らかなように、利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルがＶ１からＶ４まで達するまで直線的に増加する利得特性を示し、夫々のアップコンバータ回路３１−３３により利得調整範囲を分割したにもかかわらず、各利得制御の切り替わり点での不連続な特性は見られない。しかも、個々のアップコンバータ回路で狭い利得可変範囲とすることで、大きな利得変化による周波数の変移がなく、広い利得可変範囲にわたって波形品質の良い送信出力を得ることができる。
【０１２２】
このように、図６に示した実施の形態のような回路構成により、図４の実施の形態の場合よりｆＴによる特性劣化を抑えながらアップコンバータ全体の利得可変範囲を広く取ることができ、結果として、図４のアップコンバータ回路２１のように利得可変ブロックを１段だけ構成するのに比べ、波形品質が向上する事は明白である。
【０１２３】
従って、図２（ｂ）に示した利得特性を持つアップコンバータの代わりに図９（ｄ）に示した利得特性を持つアップコンバータを、例えば図２（ａ）と同様所定の閾値間でフラットな利得特性を示すＩＦ ＡＧＣアンプと組み合わせて送信回路の利得制御回路を構成すると、上記のように全体の利得制御範囲を広く取ることができ、ｆＴによる特性劣化を押さえることができる。ただし、図２（ａ）のように閾値Ｖ１，Ｖ２（或いはＶ４）間でフラットな利得特性を持つ回路と図２（ｂ）或いは図９（ｄ）のような利得特性を持つ回路とを組み合わせた場合は、夫々の回路の利得特性が閾値Ｖ１，Ｖ２（或いはＶ４）の位置で直線性を持たないため、回路を構成する素子特性のばらつきによって製造された回路によっては直線性が損なわれ、例えば図２（ｃ）に示したようなきちんとした直線性を示さず、閾値Ｖ１，Ｖ２（或いはＶ４）の位置で利得特性曲線に変曲点が生じることがある。
【０１２４】
これを回避するためにＩＦ ＡＧＣアンプの利得特性として図１０（ａ）に示すものを用いることが考えられる。
【０１２５】
以下、図１のＩＦ−ＡＧＣアンプ１３として図１０（ａ）に示した利得特性を持つものを用い、アップコンバータ１４については図２（ｂ）もしくは図９（ｄ）に示す利得特性を持つ場合の利得制御の方法を図１０を参照して説明する。
【０１２６】
この場合、ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３の利得特性は図１０（ａ）に示したように、利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔ のすべての変化範囲で利得の変化率が連続的に単調増加となり、中途でフラットな利得特性を示すことがない。
【０１２７】
一方、アップコンバータ１４の利得特性は、図１０（ｂ）に示すように、閾値Ｖ０−Ｖ１の間と、Ｖ２以上の領域で一定、Ｖ１−Ｖ２の間で単調増加となる特性である。
【０１２８】
これらの利得特性を合成した利得特性は図１０（ｃ）に示すものとなり、単調増加の２つの特性を組み合わせたために、閾値Ｖ１−Ｖ２の間で傾きが急になる。
【０１２９】
また、図１０（ａ）に示した利得特性を持つＩＦ−ＡＧＣアンプ１３と図６の構成を有するアップコンバータ３０の利得を合成した場合も、図１０（ｃ）に示した場合と同様に、電圧レベルがＶ０−Ｖ１までとＶ４以上の領域ではＩＦ−ＡＧＣアンプ１３の利得特性の傾き、Ｖ１−Ｖ４までの領域ではＩＦ−ＡＧＣアンプ１３の利得特性とアップコンバータ３０の利得特性とを合成した利得特性となり、傾きが急になる。
【０１３０】
しかしながら、これらの場合、携帯電話機のシステムでは、図示しないが、この領域では利得調整ステップが他の領域より細かくなるようにシステムが構成されており、大幅な利得調整による周波数変動に起因する通話の中断などの不具合を回避するようにできる。
【０１３１】
一方、前記したように、図１０（ａ）の利得特性は閾値Ｖ１，Ｖ２の間で変曲点がないので、回路を構成する素子特性のばらつきがあったとしても、利得制御の直線性が損なわれることがなく、高品質の通話が可能となる。
【０１３２】
ここで、図１のＴＸ−ＲＦ局部発振器１５の発振周波数がアップコンバータ１４における例えば図６の実施の形態の利得可変のアップコンバータ回路３１−３３の利得可変動作により受ける影響について説明する。
【０１３３】
例えばアップコンバータ回路３１では電流を変化させて高い利得領域を可変とさせるため、ＴＸ−ＲＦ局部発振器１５側から見ると、トランジスタＱ１−Ｑ４の電流が変化しているように見えることになる。そのため、ＴＸ−ＲＦ局部発振器１５から入力される負荷の容量が変動しているように見え、ＴＸ−ＲＦ局部発振器１５の周波数が１ＧＨｚなどの高周波になると、その容量変動が無視できない場合がある。そのために、アップコンバータ回路３５をダミー回路としておき、例えば可変電流源ＣＳ１、ＣＳ９の駆動電流ＩＣＳ１＋ＩＣＳ９＝一定とすることにより、トランジスタＱ１，Ｑ２とトランジスタＱ２５，Ｑ２６に対する電流総量を変化させないようにし、アップコンバータ回路３１の入力の負荷容量変動を抑えることができる。
【０１３４】
但し、携帯電話機のシステムでは、利得をこの携帯電話機のシステムの全体で直線的に変化させるため、前述したように、例えば図１０（ａ）のＩＦ−ＡＧＣアンプのみで利得を可変させている区間（Ｖ０−Ｖ１およびＶ２より上の区間）に比べて区間Ｖ１−Ｖ２では利得制御電圧のステップが細かくなるように制御される。
【０１３５】
たとえば、携帯電話機のシステムの全体の利得を一定量変化させようとした場合、ＩＦ−ＡＧＣアンプとアップコンバータの利得制御曲線の傾きが１：１であれば、図１０の区間Ｖ１−Ｖ２では夫々半分の利得変化量で良いことになる。この方法によりアップコンバータの利得の傾きを小さくしていけば、相対的にアップコンバータの利得変化量を抑えることができる。
【０１３６】
このことは、アップコンバータの電流変化量を抑えることにつながり、局部発振器入力の負荷容量変動を小さくすることができるので、図６に示した実施の形態で用いられたダミー回路３５などを用いなくても良い場合があることを意味する。
【０１３７】
以上説明したように、図６の実施の形態では、アップコンバータ回路を複数段に分けることによって１段あたりの利得可変範囲を狭くすることにより、アップコンバータ全体の利得可変範囲を大きくとっても電流量が著しく少なくなってｆＴが下がるようなことが無く、利得制御の精度をあげることができる。
【０１３８】
また、アップコンバータとＩＦ−ＡＧＣ回路とを制御するゲインコントロール回路を単一のユニット回路として集積化可能としたので、回路規模を小さく押さえることができ、例えば携帯電話機の小型化が可能となる。
【０１３９】
さらに、携帯電話機などの通信端末のトータルの利得特性を図１０で説明したようにシステム構成において直線にする場合、ＩＦ−ＡＧＣアンプとアップコンバータとで全体の利得を分担して同じ外部制御信号に基づいて別々に制御することができるので、アップコンバータ（ＵＣ）の分担利得はシステムトータル利得（ＩＦ ＡＧＣ利得＋ＵＣ利得）分の１となり、分担する利得の大きさを小さくできるので、利得を可変した場合にアップコンバータに生じる負荷変動による影響を少なく押さえ、通信波形を高品位に保つことができる。
【０１４０】
なお、図４、図６の実施の形態では、たとえばアップコンバータ回路２１、３１のいずれにおいても増幅部を構成するトランジスタＱ５、Ｑ６をそれぞれ可変電流源ＣＳ１、ＣＳ２で駆動する構成となっているが、これらのトランジスタＱ５、Ｑ６に対して一つの可変電流源を共通に用いることも可能である。
【０１４１】
図１１はその一例の回路図を示し、トランジスタＱ５、Ｑ６のエミッタ同士を直接単一の可変電流源ＣＳ１に共通接続した構成とした。従って、図４、図６ではトランジスタＱ５、Ｑ６のエミッタ間を抵抗Ｒ１で接続していたが、図１１ではこの抵抗Ｒ１は省略されている。トランジスタＱ１−Ｑ４で構成される周波数変換部を含むその他の構成は図４、図６の実施の形態におけるアップコンバータ回路２１、３１と同様であり、同一の参照符号を付して詳細な説明は省略する。
【０１４２】
また、図４の実施の形態におけるアップコンバータ回路２３及び、図６の実施の形態におけるアップコンバータ回路３１以外の利得可変の他のアップコンバータ回路３２，３３、３５についても、全く同様に夫々の一対の可変電流源を一つにまとめることができる。さらに、利得固定のアップコンバータ回路２２，３４の電流源を同様に一つにまとめることも可能である。
【０１４３】
このように、図１１のような構成の周波数変換回路を用いることにより、（可変）電流源の数を減らすことができるので、更に回路構成を簡単化でき、製造コストの低減が可能となる。なお、この発明の周波数変換回路は、アップコンバータに限らず、例えば、周波数を下降させる場合にも同様の効果を有することは勿論である。
【０１４４】
【発明の効果】
以上説明したようにこの発明によれば、安価に製造でき、外形寸法も大型化せず、かつ広い利得可変範囲にわたって波形品質の良い送信出力を得ることができる送信回路及び無線送信装置を提供することができる。
【０１４５】
また、遷移周波数ｆＴが低く安価なプロセスで製造できるトランジスタを使用しながら、広い利得可変幅を有する周波数変換回路を容易に得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明をＣＤＭＡ方式の携帯電話機に実施した第１の実施の形態による送信装置のブロック図。
【図２】この発明の第１の実施の形態による送信装置のゲインコントロール回路における利得の制御例を説明するための特性図。
【図３】この発明の第２の実施の形態による送信装置のゲインコントロール回路における利得の制御例を説明するための特性図。
【図４】第１及び第２の実施の形態の送信装置で使用されるアップコンバータの具体的な構成の一例を示す回路図。
【図５】トランジスタのコレクタ電流と遷移周波数との関係を示す特性図。
【図６】第３の実施の形態の送信装置で使用されるアップコンバータの具体的な構成を示す回路図。
【図７】ゲインコントロール回路の具体例を示すブロック図。
【図８】利得制御信号とアップコンバータ回路の可変電流源に対する制御信号との関係を示すグラフ。
【図９】第３の実施の形態による送信装置のゲインコントロール回路における利得の制御例を説明するための特性図。
【図１０】更に他の実施の形態による送信装置のゲインコントロール回路における利得の制御例を説明するための特性図。
【図１１】図４、図６に示した周波数変換回路の更に他の例を示す回路図。
【図１２】ＣＤＭＡ方式の携帯電話機の従来の送信系回路のブロック図。
【符号の説明】
１１…変調器、
１２…ＴＸ−ＩＦ局部発振器（中間周波数信号生成回路）、
１３…ＩＦ−ＡＧＣアンプ（中間周波利得制御増幅器）、
１４、３０…アップコンバータ、
１５…ＴＸ−ＲＦ局部発振器（局部発振信号生成回路）、
１６…バンドパスフィルタ回路（ＢＰＦ）、
１７…パワーアンプ（ＰＡ）、
１８、４０…ゲインコントロール回路（制御信号発生回路）、
１９…集積回路、
２１、３１…第１のアップコンバータ回路、
２２、３２…第２のアップコンバータ回路、
２３、３３…第３のアップコンバータ回路、
２４、３６，３７，３８…可変電流源制御回路。
【発明の属する技術分野】
この発明は、送信出力利得を制御する必要のある送信回路及び無線送信装置に係り、例えば符合分割多重接続（ｃｏｄｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ：ＣＤＭＡ）方式の携帯電話機などに好適なディジタル方式の送信回路及び無線送信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＣＤＭＡ方式は、大容量化が可能な信号変調方式として注目を集めている。このＣＤＭＡ方式による無線送信装置、例えば携帯電話機では、基地局からの要求に応じて送信出力利得を制御する必要がある。
【０００３】
図１２は、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機における従来の送信装置のブロック図である。
【０００４】
図示しないデータ処理回路から出力されるスペクトラム拡散処理が施されたＩ相の送信データ信号Ｉ−ＤＡＴＡ及びＱ相の送信データ信号Ｑ−ＤＡＴＡが変調器５１に入力される。この変調器５１は直交変調器であり、この変調器５１により、ＴＸ−ＩＦ局部発振器５２から出力される中間周波数の局部発振信号が上記直交送信データ信号Ｉ−ＤＡＴＡ及びＱ−ＤＡＴＡデータに応じて変調される。
【０００５】
上記変調器５１の出力はＩＦ−ＡＧＣアンプ（中間周波利得制御増幅器）５３に入力される。ＩＦ−ＡＧＣアンプ５３では、例えば基地局からの利得調整要求信号に応じて携帯電話機内部で形成された利得調整信号ＴＸ ＡＧＣ ＡＤＪ１で定まる利得で、入力された変調信号が増幅される。このＩＦ−ＡＧＣアンプ５３の出力はアップコンバータ（周波数変換器）５４に入力される。
【０００６】
上記アップコンバータ５４には、また、ＴＸ−ＲＦ局部発振器５５から出力される局部発振信号が入力されており、アップコンバータ５４で中間周波数帯域の変調信号が伝送路周波数帯域の信号にアップコンバート（周波数変換）される。
【０００７】
伝送路周波数帯域に変換された変調信号（ＲＦ信号）は、バンドパスフィルタ回路（ＢＰＦ）５６によって不要成分が除去された後、パワーコントロールアンプ（ＰＣ−ＡＭＰ）５７に入力される。パワーコントロールアンプ５７では、利得調整信号ＴＸ ＡＧＣ ＡＤＪ１ とともに形成された利得調整信号ＴＸ ＡＧＣ ＡＤＪ２によって定まる利得で、入力された変調信号が増幅される。パワーコントロールアンプ５７の出力はパワーアンプ（ＰＡ）５８に入力される。パワーアンプ５８では、パワーコントロールアンプ５７から出力される変調信号（ＲＦ信号）が電力増幅される。そして、このパワーアンプ５８で電力増幅された信号は、図示しない送受信共用アンテナに送られて空間に放射される。
【０００８】
なお、図１２において、変調器５１及びＩＦ−ＡＧＣアンプ５３からなる回路は、同じ集積回路内に集積されている。
【０００９】
ところで、従来の送信装置において、ＩＦ−ＡＧＣアンプ５３のみで送信利得を制御しようとすると、パワーアンプ５８からの出力電力が最小の時、アップコンバータ５４のＮＦ（Ｎｏｉｓｅ Ｆｉｇｕｒｅ：雑音指数）は１５ｄＢ前後と大きく、またその電力利得も１０ｄＢ程度あるために、アップコンバータ５４の出力信号のＳ／Ｎ比が悪くなり、波形品質ρ（信号成分＋ノイズ成分に対する信号成分の比：ρ＝Ｓ／（Ｓ＋Ｎ））が悪くなる。このような問題を解決するために、図１２の回路では、パワーコントロールアンプ５７の利得を可変にして、利得調整信号ＴＸ ＡＧＣ ＡＤＪ２に応じてその利得を下げるようにしている。
【００１０】
一般に、パワーコントロールアンプ５７のＮＦは６ｄＢ程度なので、その利得を小さくし、送信装置において支配的であるアップコンバータ５４のノイズを抑えながら全体の出力利得を調整すれば、波形品質の劣化を防ぐことができる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、パワーコントロールアンプ５７の利得を制御できるようにした場合、パワーコントロールアンプ５７の構成が複雑となり、携帯電話機の製造価格が上昇する上に、部品点数が増えるために外形寸法が大型化するという問題が生じる。
【００１２】
また、利得調整用の制御線が２本必要になり、この制御線を１本にしようとすると、今度は別の回路が必要となり、これによりさらに部品点数が増えて回路の面積が大きくなってしまう。
【００１３】
また、パワーコントロールアンプ５７で増幅される変調信号の周波数が高いことと、出力電力が大きいことのために、このパワーコントロールアンプ５７を他のＩＦ−ＡＧＣアンプ５３などと一緒に１つの集積回路として構成することは技術的に困難である。
【００１４】
この発明は上記のような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、安価に製造でき、外形寸法も大型化せず、かつ大きな利得調整を行っても波形品質の良い送信出力を得ることができる送信回路及び無線送信装置を提供することにある。
【００１５】
さらにこの発明は、広い利得可変幅を容易に得ることができる周波数変換回路を提供することを別の目的としている。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
この発明の送信回路は、送信用データ信号を受け、このデータ信号に応じて中間周波数信号を変調する変調回路と、上記変調回路の出力を受け、この変調回路の出力を増幅すると共に第１の制御信号に応じて利得が制御される中間周波増幅回路と、上記中間周波増幅回路の出力を受け、この中間周波増幅回路の出力を伝送路周波数に上昇させると共に第２の制御信号に応じて利得が制御される周波数変換回路とを具備し、前記周波数変換回路は、前記第２の制御信号に応じて利得が制御される少なくとも１個の第１の変換回路と、実質的に一定の利得を有する第２の変換回路とを有して構成される。
【００１７】
さらに、この発明の無線装置装置は、中間周波数信号を生成する中間周波数信号生成回路と、送信用データ信号及び上記中間周波数信号を受け、上記中間周波数信号を上記送信用データ信号に応じて変調する変調回路と、上記変調回路の出力を受け、この変調回路の出力を増幅すると共に第１の制御信号に応じて利得が制御される中間周波増幅回路と、局部発振信号を生成する局部発振信号生成回路と、上記中間周波増幅回路の出力及び上記局部発振信号を受け、上記中間周波増幅回路の出力を伝送路周波数に上昇させると共に第２の制御信号に応じて利得が制御される周波数変換回路と、上記周波数変換回路の出力から不要成分を除去するフィルタ回路と、上記フィルタ回路の出力を増幅する利得が実質的に一定の電力増幅回路とを具備し、前記周波数変換回路は、前記第２の制御信号に応じて利得が制御される少なくとも１個の第１の変換回路と、実質的に一定の利得を有する第２の変換回路とを有して構成される。
【００１８】
また、この発明の周波数変換回路は、第１の入力信号の周波数を第２の入力信号を用いて変換する周波数変換回路において、前記第２の入力信号が供給される第１、第２の入力端子に制御端子がそれぞれ接続された第１、第２のトランジスタ及び第３、第４のトランジスタを含んで構成された第１の周波数変換部と、前記第１、第３のトランジスタの一端に共通接続された第５のトランジスタ、前記第２、第４のトランジスタの一端に共通接続された第６のトランジスタおよび前記第５、第６のトランジスタに接続された第１の電流可変回路とを含んで構成され、前記第１の入力信号が前記第５、第６のトランジスタの制御端子に供給される利得可変の第１の増幅回路と、前記第１の電流可変回路に電流制御信号を供給する第１の電流可変回路制御回路と、前記第２の入力信号が供給される第１、第２の入力端子に制御端子がそれぞれ接続された第７、第８のトランジスタ及び第９、第１０のトランジスタを含んで構成された第２の周波数変換部と、前記第７、第９のトランジスタの一端に共通接続された第１１のトランジスタ、前記第８、第１０のトランジスタの一端に共通接続された第１２のトランジスタおよび前記第１１、第１２のトランジスタに接続された電流源とを含んで構成され、前記第１の入力信号が前記第１１、第１２のトランジスタの制御端子に供給される利得一定の第２の増幅回路とを具備し、前記第２、第３、第８、第９のトランジスタの他端の共通接続部を出力部として出力が取り出されることを特徴として構成される。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照してこの発明の実施の形態を詳細に説明する。
【００２０】
図１は、この発明をＣＤＭＡ方式の携帯電話機に適用した第１の実施の形態による送信装置のブロック図である。
【００２１】
携帯電話機内の図示しないデータ処理回路から出力されるスペクトラム拡散処理が施された直交関係にあるＩ相の送信データ信号Ｉ−ＤＡＴＡ及びＱ相の送信データ信号Ｑ−ＤＡＴＡが変調器１１に入力される。また、この変調器１１には、ＴＸ−ＩＦ局部発振器（中間周波数信号生成回路）１２から出力される中間周波数の局部発振信号が入力される。
【００２２】
上記変調器１１により、ＴＸ−ＩＦ局部発振器１２から出力される中間周波数の局部発振信号が、上記直交送信データ信号Ｉ−ＤＡＴＡ及びＱ−ＤＡＴＡデータに応じて変調される。
【００２３】
上記変調器１１の出力はＩＦ−ＡＧＣアンプ（中間周波利得制御増幅器、即ち中間周波増幅回路）１３に入力される。ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３では、利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ１で定まる利得で入力された変調信号が増幅される。このＩＦ−ＡＧＣアンプ１３の出力は周波数変換回路であるアップコンバータ１４に入力される。
【００２４】
上記アップコンバータ１４には、また、ＴＸ−ＲＦ局部発振器１５（局部発振信号生成回路）から出力される局部発振信号が入力されている。そして、このアップコンバータ１４では、中間周波数帯域の変調信号が伝送路周波数帯域の信号にアップコンバート（周波数変換）されると共に、利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２で定まる利得で増幅される。
【００２５】
伝送路周波数帯域にアップコンバートされた変調信号（ＲＦ信号）は、バンドパスフィルタ回路（ＢＰＦ）１６によって不要成分が除去された後、パワーアンプ（ＰＡ）１７に入力される。パワーアンプ１７では、バンドパスフィルタ回路１６から出力される変調信号（ＲＦ信号）が一定の利得で電力増幅される。そして、このパワーアンプ１７で電力増幅された送信信号は、図示しない送受信共用アンテナに送られて空間に放射される。
【００２６】
上記利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ１及びＧＣ−ＡＤＪ２はゲインコントロール回路（制御信号発生回路）１８から出力される。このゲインコントロール回路１８には例えば基地局から送信されて来た利得調整指令に基づいて携帯電話機内で形成された利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔが入力される。ゲインコントロール回路１８は、この利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルに対して２つの閾値Ｖ１、Ｖ２が設定されており、信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルに応じて上記２つの利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ１及びＧＣ−ＡＤＪ２を出力する。
【００２７】
なお、図１において、破線で囲まれた領域に含まれる変調器１１、ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３、アップコンバータ１４及びゲインコントロール回路１８は、同じ集積回路１９内に集積されている。
【００２８】
次に、上記のような構成でなる送信装置の動作を、図２の特性図を参照して説明する。
【００２９】
まず、ゲインコントロール回路１８に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが、Ｖ０から一方の閾値Ｖ１まで変化するときは、ゲインコントロール回路１８は、ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３の利得ＡＧＣ−Ｇａｉｎが図２（ａ）に示すようにＧ０からＧ１までの間でリニアに増加（単調増加）するように一方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ１を発生すると共に、アップコンバータ１４の利得ＵＣ−Ｇａｉｎが図２（ｂ）に示すようにＧ２で一定となるように他方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２を発生する。
【００３０】
さらに、ゲインコントロール回路１８に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが、一方の閾値Ｖ１から他方の閾値Ｖ２まで変化するときは、ゲインコントロール回路１８は、ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３の利得ＡＧＣ−Ｇａｉｎが図２（ａ）に示すようにＧ１で一定となるように一方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ１を発生すると共に、アップコンバータ１４の利得ＵＣ−Ｇａｉｎが図２（ｂ）に示すようにＧ２からＧ３までの間でリニアに増加（単調増加）するように他方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２を発生する。
【００３１】
またさらに、ゲインコントロール回路１８に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが、他方の閾値Ｖ２からそれ以上の値に変化するときは、ゲインコントロール回路１８は、ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３の利得ＡＧＣ−Ｇａｉｎが図２（ａ）に示すようにＧ１からリニアに増加（単調増加）するように一方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ１を発生すると共に、アップコンバータ１４の利得ＵＣ−Ｇａｉｎが図２（ｂ）に示すようにＧ３で一定となるように他方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２を発生する。
【００３２】
ここで、送信装置全体の利得ＡＧＣ＋ＵＣ−ＧａｉｎはＩＦ−ＡＧＣアンプ１３とアップコンバータ１４の利得を合成したものとなり、図２（ｃ）に示すように、利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルの上昇に伴なってリニアに増加（単調増加）する。
【００３３】
上記実施の形態によれば、アップコンバータ１４において、最小の利得Ｇ２ができるだけ小さくなるように設計しておくことにより、アップコンバータ１４の出力信号のＳ／Ｎを向上させることができ、波形品質の良い送信出力を得ることができる。
【００３４】
また、従来のようにパワーコントロールアンプを設けかつその利得を制御するようにはしていないので、構成が複雑なパワーコントロールアンプが不要となり、携帯電話機の製造価格の上昇を防止することができると共に部品点数が増えることによる外形寸法の大型化も防止できる。
【００３５】
さらに、集積回路１９に入力される利得調整用信号の制御線が利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの制御線１本で済むので、集積回路１９における外部端子の数を少なくすることができ、これによりさらに外形寸法の小型化と製造価格の低減を図ることができる。
【００３６】
次に、この発明の第２の実施の形態について説明する。
【００３７】
この第２の実施の形態による送信装置のブロック構成は図１に示すものと同様であり、ゲインコントロール回路１８における利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ１及びＧＣ−ＡＤＪ２の発生方法が図１の場合とは異なる。従って、図１と異なる点のみについて図３を参照して以下に説明する。
【００３８】
まず、ゲインコントロール回路１８に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルがＶ０から他方の閾値Ｖ２まで変化するときは、ゲインコントロール回路１８は、ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３の利得ＡＧＣ−Ｇａｉｎが図３（ａ）に示すようにＧ０からＧ６を通過し、Ｇ４までの間でリニアに増加（単調増加）するように一方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ１を発生すると共に、アップコンバータ１４の利得ＵＣ−Ｇａｉｎが図３（ｂ）に示すようにＧ８で一定となるように他方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２を発生する。
【００３９】
次に、ゲインコントロール回路１８に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが他方の閾値Ｖ２に達すると、ゲインコントロール回路１８は、ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３の利得ＡＧＣ−Ｇａｉｎが図３（ａ）に示すようにＧ４からそれよりも小さいＧ５に直ちに降下するように一方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ１を発生すると共に、アップコンバータ１４の利得ＵＣ−Ｇａｉｎが図３（ｂ）に示すようにＧ８からそれよりも大きいＧ９に直ちに上昇するよう他方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２を発生する。
【００４０】
そして、ゲインコントロール回路１８に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが他方の閾値Ｖ２よりも大きくなるように変化すると、ゲインコントロール回路１８は、ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３の利得ＡＧＣ−Ｇａｉｎが図３（ａ）に示すようにＧ５からリニアに増加（単調増加）するように一方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ１を発生すると共に、アップコンバータ１４の利得ＵＣ−Ｇａｉｎが図３（ｂ）に示すようにＧ９で一定となるように他方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２を発生する。
【００４１】
他方、ゲインコントロール回路１８に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが他方の閾値Ｖ２のレベルからＶ１に向かって小さくなるように変化すると、ゲインコントロール回路１８は、ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３の利得ＡＧＣ−Ｇａｉｎが図３（ａ）に示すようにＧ５を通過して先のＧ６よりも小さいＧ７になるまでリニアに減少（単調減少）するように一方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ１を発生すると共に、アップコンバータ１４の利得ＵＣ−Ｇａｉｎが図３（ｂ）に示すようにＧ９で一定となるように他方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２を発生する。
【００４２】
そして、ゲインコントロール回路１８に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが低下して一方の閾値Ｖ１に到達すると、ゲインコントロール回路１８は、ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３の利得ＡＧＣ−Ｇａｉｎが図３（ａ）に示すようにＧ７からＧ６に直ちに上昇するように一方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ１を発生すると共に、アップコンバータ１４の利得ＵＣ−Ｇａｉｎが図３（ｂ）に示すようにＧ９からＧ８に直ちに下降するように他方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２を発生する。
【００４３】
この後、ゲインコントロール回路１８に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが一方の閾値Ｖ１からさらに低下すると、ゲインコントロール回路１８は、ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３の利得ＡＧＣ−Ｇａｉｎが図３（ａ）に示すようにＧ６からリニアに減少（単調減少）するように一方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ１を発生すると共に、アップコンバータ１４の利得ＵＣ−Ｇａｉｎが図３（ｂ）に示すようにＧ８で一定となるように他方の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２を発生する。
【００４４】
ここで、送信装置全体の利得ＡＧＣ＋ＵＣ−ＧａｉｎはＩＦ−ＡＧＣアンプ１３とアップコンバータ１４の利得を合成したものとなり、この実施の形態の場合にも、図３（ｃ）に示すように、利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルの上昇に伴なってリニアに増加（単調増加）する。
【００４５】
そして、この第２の実施の形態の場合にも、アップコンバータ１４において、最小の利得Ｇ８ができるだけ小さくなるように設計しておくことにより、アップコンバータ１４の出力信号のＳ／Ｎを向上させることができ、波形品質の良い送信出力を得ることができる。
【００４６】
また、第１の実施の形態の場合と同様に、従来のようにパワーコントロールアンプを設けかつその利得を制御するようにはしていないので、構成が複雑なパワーコントロールアンプが不要となり、携帯電話機の製造価格の上昇を防止することができると共に部品点数が増えることによる外形寸法の大型化も防止できる。さらに、集積回路１９に入力される利得調整用信号の制御線が利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの制御線１本で済むので、集積回路１９における外部端子の数を少なくすることができ、これによりさらに外形寸法の小型化と製造価格の低減を図ることができるという効果も得ることができる。
【００４７】
図４は、第１及び第２の実施の形態の送信装置で使用されるアップコンバータ１４の具体的な構成の一例を示す回路図である。
【００４８】
このアップコンバータ１４には第１、第２及び第３のアップコンバータ回路２１、２２、２３が設けられている。第１のアップコンバータ回路２１は、トランジスタＱ１〜Ｑ４からなる変換部と、トランジスタＱ５，Ｑ６、可変電流源ＣＳ１、ＣＳ２及び抵抗Ｒ１からなる増幅部とから構成されている。第２のアップコンバータ回路２２は、トランジスタＱ７〜Ｑ１０からなる変換部と、トランジスタＱ１１，Ｑ１２、電流源ＣＳ３、ＣＳ４及び抵抗Ｒ２からなる増幅部とから構成されている。第３のアップコンバータ回路２３は、トランジスタＱ１３〜Ｑ１６からなる変換部と、トランジスタＱ１７，Ｑ１８、可変電流源ＣＳ５、ＣＳ６及び抵抗Ｒ３からなる増幅部とから構成されている。
【００４９】
また、アップコンバータ１４には、先のゲインコントロール回路１８から出力される利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２に基づいて上記可変電流源ＣＳ１、ＣＳ２及びＣＳ５、ＣＳ６の動作を制御する制御信号を生成する可変電流源制御回路２４が設けられている。
【００５０】
上記第１、第２及び第３のアップコンバータ回路２１、２２、２３では、ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３から出力される変調信号（ＩＦ信号入力）が、それぞれの増幅部に設けられたトランジスタＱ５とＱ６、Ｑ１１とＱ１２、Ｑ１７とＱ１８の各ベース相互間に供給される。また、ＴＸ−ＲＦ局部発振器１５から出力される伝送路周波数の局部発振信号（ＴＸ−ＲＦ局発入力）が、それぞれの変換部に設けられたトランジスタＱ１とＱ２の各ベース相互間及びＱ３とＱ４の各ベース相互間、Ｑ７とＱ８の各ベース相互間及びＱ９とＱ１０の各ベース相互間、Ｑ１３とＱ１４の各ベース相互間及びＱ１５とＱ１６の各ベース相互間にそれぞれ供給される。
【００５１】
さらに、上記第１及び第２のアップコンバータ回路２１、２２は出力端子（変換部のトランジスタＱ２とＱ４、Ｑ８とＱ１０の各コレクタ）が共通に接続されており、この共通出力端子から伝送路周波数帯域にアップコンバートされた変調信号（ＭＩＸ ＯＵＴ）が出力される。
【００５２】
また、上記第３のアップコンバータ回路２３はダミーとして設けられており、このアップコンバータ回路２３の出力端子（変換部のトランジスタＱ１４とＱ１６のコレクタ）は変調信号の出力端子ではなく、電源電圧ＶＣＣの供給ノードに接続されている。
【００５３】
ここで、第１、第２及び第３のアップコンバータ回路２１、２２、２３における中間周波利得はそれぞれの増幅部内の可変電流源ＣＳ１，ＣＳ２；電流源ＣＳ３，ＣＳ４および可変電流源ＣＳ５，ＣＳ６に流れる電流値に比例したものとなる。また、第１のアップコンバータ回路２１における可変電流源ＣＳ１とＣＳ２の電流値ＩＣＳ１とＩＣＳ２との間にはＩＣＳ１＝ＩＣＳ２なる関係が成立し、かつ第３のアップコンバータ回路２３における可変電流源ＣＳ５とＣＳ６の電流値ＩＣＳ５とＩＣＳ６の値との間にはＩＣＳ５＝ＩＣＳ６なる関係が成立するものとする。さらに、ＩＣＳ１＋ＩＣＳ２＋ＩＣＳ５＋ＩＣＳ６の値がほぼ一定値となるように、可変電流源ＣＳ１とＣＳ２及びＣＳ５とＣＳ６の動作が可変電流源制御回路２４から出力される制御信号によって制御される。
【００５４】
このような構成の回路において、利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが先の一方の閾値Ｖ１よりも低い領域では、利得調整段としての第１のアップコンバータ回路２１では増幅部における可変電流源ＣＳ１とＣＳ２の電流値ＩＣＳ１とＩＣＳ２が最小値となるように制御される。また、第２のアップコンバータ回路２２では増幅部における電流源ＣＳ３とＣＳ４にそれぞれ一定の電流が流れ、これにより例えば図２（ｂ）に示すようにアップコンバータ１４全体の利得がＧ２で一定となる。第３のアップコンバータ回路２３はダミー回路であり、第１のアップコンバータ回路２１に対する周波数変動の補償回路として動作する。
【００５５】
ここで、図４に示すアップコンバータ１４において、第１のアップコンバータ回路２１では利得を可変にし、第２のアップコンバータ回路２２では利得を一定としている。このような構成とすることにより、以下のような効果が得られる。
【００５６】
即ち図５は、トランジスタのコレクタ電流Ｉｃ（Ａ）と遷移周波数ｆＴ（Ｈｚ）との関係を示しており、遷移周波数ｆＴは短絡エミッタ接地電流利得の絶対値が１となる周波数の値によって決めることが多く、トランジスタの実用的な周波数応答能力として、トランジスタが増幅器として使用される時の最大周波数ｆＴｍａｘの指標となる。
【００５７】
図４では、アップコンバータ１４を実質的に第１、第２のアップコンバータ回路２１，２２でなる２つのブロック（第３のアップコンバータ回路２３の出力信号はアップコンバートされる変調信号（ＭＩＸ ＯＵＴ）の利得には寄与しない）に分けている。
【００５８】
このように、２つのブロックに分けないで構成した場合、アップコンバータの利得を変化させるには電流（コレクタ電流Ｉｃ）を減らさなければならず、そうすると図５から分かるように、遷移周波数ｆＴが下がってしまうので、思うような特性を得ることが難しくなる。
【００５９】
図４のアップコンバータ１４では、閾値Ｖ１以下の領域でも利得が一定の第２のアップコンバータ回路２２では電流量が変化せず、遷移周波数が常に一定なので、この第２のアップコンバータ回路２２を図５中、遷移周波数ｆＴがほぼリニアに変わるコレクタ電流Ｉｃの領域Ａで使用すれば所望の周波数特性を確保することができる。
【００６０】
次に、利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが一方の閾値Ｖ１を越えると、第１のアップコンバータ回路２１の増幅部における可変電流源ＣＳ１とＣＳ２に流れる電流の値ＩＣＳ１とＩＣＳ２が順次増加していき、これにより例えば図２（ｂ）に示すようにアップコンバータ１４全体の利得ＵＣ−ＧａｉｎがＧ２から単調に増加していく。
【００６１】
そして、利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが他方の閾値Ｖ２を越えると、第１のアップコンバータ回路２１の増幅部における可変電流源ＣＳ１とＣＳ２に流れる電流値ＩＣＳ１とＩＣＳ２が最大値となるように制御され、これにより例えば図２（ｂ）に示すようにアップコンバータ１４全体の利得ＵＣ−ＧａｉｎがＧ３で一定となる。
【００６２】
一方、第１のアップコンバータ回路２１の増幅部における可変電流源ＣＳ１とＣＳ２の電流値ＩＣＳ１とＩＣＳ２が順次増加していく際に、第３のアップコンバータ回路２３の増幅部における可変電流源ＣＳ５とＣＳ６の電流値ＩＣＳ５とＩＣＳ６は順次減少して行く。なお、この第３のアップコンバータ回路２３の変換部の出力端子は、第１及び第２のアップコンバータ回路２１、２２の変換部の出力端子とは接続されていないので、この第３のアップコンバータ回路２３の出力信号はアップコンバートされる変調信号（ＭＩＸ ＯＵＴ）の利得変化には寄与しない。
【００６３】
ところで、アップコンバータ１４内の第１のアップコンバータ回路２１の利得を制御する際に、利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔがゲインコントロール回路を介して供給される変換部では、その増幅部に流れる電流の変動によりＴＸ−ＲＦ局発入力端子の負荷変動が引き起こされる。即ちＴＲ−ＲＦ局部発振器１５の負荷変動が起こると、局部発振信号（ＴＸ−ＲＦ局発入力）を発生しているＴＸ−ＲＦ局部発振器１５がその影響を受け、発振周波数がずれて、送信ができなくなる場合が生じる。
【００６４】
そこで、図４の回路では、第３のアップコンバータ回路２３をダミーのアップコンバータ回路として設け、第１のアップコンバータ回路２１の増幅部に流れる電流が増加するときは第３のアップコンバータ回路２３の増幅部に流れる電流が減少するように制御し、逆に第１のアップコンバータ回路２１の増幅部に流れる電流が減少するときは第３のアップコンバータ回路２３の増幅部に流れる電流が増加し、互いの電流値が相補的に変化するように制御して、全ての増幅部に流れる電流値が略一定となるようにしている。
【００６５】
このようにすることにより、第１、第３のアップコンバータ回路２１、２３それぞれの増幅部に流れる電流の値が個々に変動しても、３個のアップコンバータ回路２１−２３の増幅部に流れるトータルの電流値は変動せず、常に一定値となるので、第１、第２及び第３のアップコンバータ回路２１、２２、２３の３個の変換部の全てがつながっているＴＸ−ＲＦ局発入力端子の負荷変動を小さく抑えることができる。この結果、局部発振信号（ＴＸ−ＲＦ局発入力）を発生しているＴＸ−ＲＦ局部発振器１５で発振周波数がずれる恐れがなくなり、送信ができなくなる事態を避けることができる。
【００６６】
なお、図４に示した回路において、利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルの閾値Ｖ１，Ｖ２の間でアップコンバータ１４の利得ＵＣ−Ｇａｉｎが先の図２（ｂ）に示すように単調に変化する場合について説明したが、第２の実施の形態の場合には、利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルの閾値Ｖ１，Ｖ２の間で利得ＵＣ−Ｇａｉｎが先の図３（ｂ）に示すように段階的に変化するように、可変電流源制御回路２４から制御信号を出力させる。ただし、負荷変動（ＴＸ−ＲＦ局発入力端子）を考えた場合、図３（ｂ）のようにアップコンバータ１４の利得ＵＣ−Ｇａｉｎを段階的に変化させるよりも図２（ｂ）に示すように単調に変化させた方が有利である。すなわち、アップコンバータ１４の利得ＵＣ−Ｇａｉｎが段階的に動かないために、ＴＸ−ＲＦ局発入力端子の負荷変動が起こりにくくなる。また、ヒステリシスを持たないため、ＩＦ−ＡＧＣアンプ３３との利得制御特性に不連続な部分が絶対に生じなくなる。
【００６７】
一方、上記の第１、第２の実施の形態におけるアップコンバータ１４において、図５中のコレクタ電流ＩｃとトランジスタのｆＴの特性に示されるように、必要とされる利得可変幅と対応する電流量の変化範囲内で、トランジスタのｆＴを十分確保できる場合には特に問題がないが、より広い利得可変範囲を得ようとした場合、電流を少なくして利得を絞ろうとしたときに遷移周波数ｆＴが大きく下がってしまうことがある。この結果、最大周波数ｆＴｍａｘが非常に大きく、高価なプロセスが必要なトランジスタを使用しなければ所定の送信周波数による送信ができなくなるなど、目標とした送信回路の特性を満たすことが難しくなる。
【００６８】
そこで、第３の実施の形態では、所定値以下の利得可変幅を持つアップコンバータ回路をアップコンバータ内に複数段設け、夫々のアップコンバータ回路へ供給される制御電圧を互いに違う電圧範囲に設定して異なる利得制御領域を設定する。これにより、各アップコンバータ回路においてトランジスタのコレクタ電流Ｉｃを極端に小さく絞る必要がなくなり、図５のリニアな範囲Ａでトランジスタを駆動できるので、遷移周波数ｆＴによる局部発振信号ＴＸ−ＲＦの周波数変移が生じることなく、利得の調整が容易になる。たとえば、個々のアップコンバータ回路の利得可変範囲を６ｄＢ以内に設定しつつ、全体として１８ｄＢ程度の利得可変幅を得ることが可能になるように構成できる。
【００６９】
即ち、アップコンバータで安定に利得を変化させようとする場合、図５のＡの領域に示されるような、コレクタ電流Ｉｃに対してｆＴがリニアに変化する領域を使う必要がある。この際、Ｉｃとアップコンバータの利得との関係がリニアであると、例えばＩｃが半分になればｆＴも約半分になるという関係になることは明らかである。
【００７０】
ここで、図４の実施の形態におけるアップコンバータ回路２１のトランジスタＱ１−Ｑ４により構成された周波数の変換部に関し、その利得を可変とした場合を検証する。
【００７１】
一般に、トランジスタのエミッタ抵抗ｒｅは、ｒｅ＝α０／ｇｍ （α０：電流増幅率、ｇｍ：相互コンダクタンス）で表される。α０？１と近似でき、又、
ｇｍ＝Ｉｃ／ＶＴ（ＶＴ：熱電圧（ｔｈｅｒｍａｌ ｖｏｌｔａｇｅ）？２６ｍＶ）であることから、ｒｅ＝ＶＴ／Ｉｃの関係がある。
【００７２】
アップコンバータ回路２１の場合、出力信号の歪低減が必要なので、トランジスタＱ５，Ｑ６のベース間入力電圧に対する線形処理可能範囲を広げるために、負帰還用抵抗Ｒ１を挿入することが多い。
【００７３】
一方、変換部（トランジスタＱ１−Ｑ４）のゲインＡは、エミッタ抵抗ｒｅと負帰還用抵抗Ｒ１との関係として、Ａ∝１／（２ｒｅ＋Ｒ１）と表される。
【００７４】
例えば、利得可変幅が−６ｄＢ（約１／２倍）である変換部を考える。最大利得時の可変電流源ＣＳ１、ＣＳ２に流れる電流をＩＣＳ１＝ＩＣＳ２＝２．６ｍＡとすると、ｒｅ＝１０Ωである。
【００７５】
Ｒ１＝５０Ωとした場合、
１／（２ｒｅ＋Ｒ１）：１／（２ｒｅ’＋Ｒ１）＝１：１／２
より、ｒｅ’＝４５Ωとなる。このとき、ＩＣＳ１’＝ＩＣＳ２’？０．５８ｍＡとなり、元の電流２．６ｍＡに対して約１／４．５倍の電流が必要となる。
【００７６】
このことから、ＩＣＳ１’＝ＩＣＳ２’？０．５８ｍＡのとき、例えば１ＧＨｚで周波数の変換部（Ｑ１−Ｑ４）を動作させる場合を考えると、ｆＴ＝４．５ＧＨｚで構成できることから、ｆＴｍａｘ＝１０ＧＨｚ程度あれば、十分な線形利得特性を得ることができる。
【００７７】
このことは、勿論、後で説明する図１１のような図４のアップコンバータ回路２１の変形例回路のような歪低減を必要としない場合の回路でも、同様の手法で電流の変化範囲幅及び必要なｆＴを算出することができる。
【００７８】
次に、同様に、ＩＣＳ１＝ＩＣＳ２＝２．６ｍＡで、ｒｅ＝１０Ω、
Ｒ１＝５０Ωのとき、利得を−１８ｄＢ（約１／８倍）に変化させようとすると、
１／（２ｒｅ＋Ｒ１）：１／（２ｒｅ’＋Ｒ１）＝１：１／８
より、ｒｅ’＝２５５Ωとなり、このときＩＣＳ１”＝ＩＣＳ２”＝０．１ｍＡと、元の電流２．６ｍＡに対して約１／２６倍しなければならない。
【００７９】
ここで、上記計算で示されたＩＣＳ１”＝ＩＣＳ２”＝０．１ｍＡのとき、例えば
１ＧＨｚで周波数の変換部（Ｑ１−Ｑ４）を動作させる場合を考えると、トランジスタのｆＴは約２６倍、つまり、ｆＴ？２６ＧＨｚの特性を持つトランジスタが必要となることになり、実際には、ｆＴｍａｘ？３０ＧＨｚという高価なプロセスが必要となる。
【００８０】
そこで、この発明では、利得可変幅を広げた場合でもｆＴｍａｘ＝１０ＧＨｚ程度という安価なプロセスで構成するために、図６に示すように複数個の利得可変のアップコンバータ回路即ち周波数の変換部を複数個（図６では３個）並べるという構成とする。
【００８１】
以下、本発明の第３の実施の形態の具体的な回路構成を図６に示すブロック図を参照して説明する。
【００８２】
図６の回路は図１に示した実施の形態におけるアップコンバータ１４の部分を変更した回路であり、他の構成は図１に示した実施の形態と同じであるため、この変更部分のみ示している。
【００８３】
図６のアップコンバータ３０は、出力端子ＭＩＸ ＯＵＴに対して出力部が共通に接続された４個のアップコンバータ回路３１、３２、３３、３４と、負荷変動に対する補償用のダミーのアップコンバータ回路３５を有し、さらにこれらのうち、アップコンバータ回路３１−３３と、ダミーのアップコンバータ回路３５の可変電流源ＣＳ１−ＣＳ６およびＣＳ９，ＣＳ１０に制御信号を供給するための可変電流源制御回路３６，３７，３８を含んで構成されている。
【００８４】
図示しないゲインコントロール回路へは外部、例えば基地局からの送信利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔが供給され、その出力として、例えば図１の実施の形態のＩＦ−ＡＧＣアンプ１３へ供給されるものと同等の利得調整信号ＧＣ‐ＡＤＪ１が得られるとともに、図６の可変電流源制御回路３６、３７、３８への利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２１、ＧＣ‐ＡＤＪ２２、ＧＣ−ＡＤＪ２３が出力される。これらの可変電流源制御回路３６−３８からは、複数（ここでは４個）のアップコンバータ回路３１−３３、３５の可変電流源ＣＳ１−ＣＳ６、ＣＳ９，ＣＳ１０へ供給される電流信号である制御信号Ｉｃｔｒｌ１，Ｉｃｔｒｌ２， Ｉｃｔｒｌ３、Ｉｃｔｒｌ１’が発生される。
【００８５】
即ち、このアップコンバータ３０には第１、第２、第３、第４、第５のアップコンバータ回路３１、３２、３３、３４、３５が設けられている。第１のアップコンバータ回路３１は、トランジスタＱ１〜Ｑ４からなる変換部と、トランジスタＱ５，Ｑ６、可変電流源ＣＳ１、ＣＳ２及び抵抗Ｒ１からなる増幅部とから構成されている。第２のアップコンバータ回路３２は、トランジスタＱ７〜Ｑ１０からなる変換部と、トランジスタＱ１１，Ｑ１２、可変電流源ＣＳ３、ＣＳ４及び抵抗Ｒ２からなる増幅部とから構成されている。第３のアップコンバータ回路３３は、トランジスタＱ１３〜Ｑ１６からなる変換部と、トランジスタＱ１７，Ｑ１８、可変電流源ＣＳ５、ＣＳ６及び抵抗Ｒ３からなる増幅部とから構成されている。第４のアップコンバータ回路３４は、トランジスタＱ１９〜Ｑ２２からなる変換部と、トランジスタＱ２３，Ｑ２４、電流源ＣＳ７、ＣＳ８及び抵抗Ｒ４からなる増幅部とから構成されている。第５のアップコンバータ回路３５は、トランジスタＱ２５〜Ｑ２８からなる変換部と、トランジスタＱ２９、Ｑ３０、可変電流源ＣＳ９、ＣＳ１０及び抵抗Ｒ５からなる増幅部とから構成されている。
【００８６】
また、アップコンバータ３０には、ゲインコントロール回路から出力される利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２１乃至ＧＣ−ＡＤＪ２３に基づいて、上記可変電流源ＣＳ１、ＣＳ２、ＣＳ３、ＣＳ４、ＣＳ５、ＣＳ６、ＣＳ９、ＣＳ１０の動作を制御する制御信号Ｉｃｔｒｌ１−Ｉｃｔｒｌ３，Ｉｃｔｒｌ１’を生成する可変電流源制御回路３６−３８が設けられている。なお、この実施の形態では、可変電流源ＣＳ１、ＣＳ２、ＣＳ３、ＣＳ４、ＣＳ５、ＣＳ６、ＣＳ９、ＣＳ１０はそれぞれカレントミラー回路を用いて構成されており、制御信号Ｉｃｔｒｌ１−Ｉｃｔｒｌ３，Ｉｃｔｒｌ１’はいずれも電流信号であり、後で説明するが、たとえば図８に示す特性を持っている。
【００８７】
上記第１乃至第５のアップコンバータ回路３１−３５では、ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３から出力される変調信号（ＩＦ信号入力）が、それぞれの増幅部に設けられたトランジスタＱ５とＱ６、Ｑ１１とＱ１２、Ｑ１７とＱ１８、Ｑ２３とＱ２４、 Ｑ２９とＱ３０の各ベース相互間に供給される。
【００８８】
また、ＴＸ−ＲＦ局部発振器１５から出力される伝送路周波数の局部発振信号（ＴＸ−ＲＦ局発入力）が、それぞれの変換部に設けられたトランジスタＱ１とＱ２の各ベース相互間及びＱ３とＱ４の各ベース相互間、Ｑ７とＱ８の各ベース相互間、およびＱ９とＱ１０の各ベース相互間、Ｑ１３とＱ１４の各ベース相互間、およびＱ１５とＱ１６の各ベース相互間、Ｑ１９とＱ２０の各ベース相互間、およびＱ２１とＱ２２の各ベース相互間、Ｑ２５とＱ２６の各ベース相互間、およびＱ２７とＱ２８の各ベース相互間にそれぞれ供給される。
【００８９】
さらに、上記第１乃至第４のアップコンバータ回路３１−３４は出力端子（変換部のトランジスタＱ２とＱ４、Ｑ８とＱ１０、Ｑ１４とＱ１６、Ｑ２０とＱ２２の各コレクタ）が共通に接続されており、この共通出力端子から伝送路周波数帯域にアップコンバートされた変調信号（ＭＩＸ ＯＵＴ）が出力される。
【００９０】
また、上記第５のアップコンバータ回路３５はダミーとして設けられており、このアップコンバータ回路３５の出力端子（変換部のトランジスタＱ２６とＱ２８のコレクタ）は変調信号の出力端子ではなく、電源電圧ＶＣＣの供給ノードに接続されている。
【００９１】
ここで、第１乃至第３及び第５のアップコンバータ回路３１、３２、３３、３５における中間周波利得はそれぞれの増幅部内の可変電流源ＣＳ１、ＣＳ２；ＣＳ３、ＣＳ４；ＣＳ５、ＣＳ６；及びＣＳ９、ＣＳ１０に流れる電流値に比例したものとなる。
【００９２】
また、第１乃至第３のアップコンバータ回路３１−３３における可変電流源ＣＳ１とＣＳ２、ＣＳ３とＣＳ４、ＣＳ５とＣＳ６の電流値ＩＣＳ１とＩＣＳ２、ＩＣＳ３とＩＣＳ４、ＩＣＳ５とＩＣＳ６との間にはそれぞれＩＣＳ１＝ＩＣＳ２、ＩＣＳ３＝ＩＣＳ４、ＩＣＳ５＝ＩＣＳ６なる関係が成立し、かつ第５のアップコンバータ回路３５における可変電流源ＣＳ９とＣＳ１０の電流値ＩＣＳ９とＩＣＳ１０の値との間にもＩＣＳ９＝ＩＣＳ１０なる関係が成立するものとする、さらに、ＩＣＳ１＋ＩＣＳ２＋ＩＣＳ９＋ＩＣＳ１０の値がほぼ一定値となるように、可変電流源ＣＳ１とＣＳ２及びＣＳ９とＣＳ１０の動作が可変電流源制御回路３６から出力される２種の制御信号Ｉｃｔｒｌ１、Ｉｃｔｒｌ１’によって制御される。
【００９３】
ここで、図７を参照して、第３の実施の形態におけるゲインコントロール回路の内部構成の一例を説明する。このゲインコントロール回路は、基準電圧源４１と接地端子ＧＮＤとの間に抵抗Ｒ１２−Ｒ１６が直列接続された構成を持ち、抵抗Ｒ１２とＲ１３、抵抗Ｒ１３とＲ１４、抵抗Ｒ１４とＲ１５、抵抗Ｒ１５とＲ１６の夫々の接続ノードから夫々差動増幅器ＤＡ１とＤＡ２とＤＡ３とＤＡ４の一方の入力端に、分圧された基準電圧が供給される。また、抵抗Ｒ１３とＲ１４、抵抗Ｒ１４とＲ１５、抵抗Ｒ１５とＲ１６の夫々の接続ノードは、更に３個の差動増幅器ＤＡ５とＤＡ６とＤＡ７の一方の入力端に接続される。
【００９４】
これらの差動増幅器ＤＡ１−ＤＡ４の他方の入力端には、基地局からの利得調整指令に基づいて形成された図１の利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔが抵抗Ｒ１８、Ｒ１９による分圧回路により分圧され、バッファＢを介して共通に供給されている。バッファＢからの出力は更に３個の差動増幅器ＤＡ５−ＤＡ７の他方の入力端に供給される。
【００９５】
利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔに基づいてバッファＢから生成された電圧信号が差動増幅器ＤＡ１とＤＡ２とＤＡ３とＤＡ４に供給され、抵抗Ｒ１１−Ｒ１７により分圧された夫々の基準電圧と比較される。そして、利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの値に応じて差動増幅器ＤＡ１−ＤＡ４から４個の出力が形成され、これが第１の利得制御信号ＧＣ−ＡＤＪ１として図１のＩＦ−ＡＧＣアンプ１３に供給される。
【００９６】
また、差動増幅器ＤＡ５−ＤＡ７からは利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの値に応じて３個の出力が形成され、これらが第２の利得制御信号ＧＣ−ＡＤＪ２１、ＧＣ−ＡＤＪ２２、ＧＣ−ＡＤＪ２３として図６の可変電流源制御回路３６−３８に夫々供給される。
【００９７】
このようにゲインコントロール回路４０を構成することにより、ＩＦ−ＡＧＣアンプとアップコンバータに対して基準電圧源４１を共通に使用しながら第１、第２の利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ１およびＧＣ−ＡＤＪ２１−ＧＣ−ＡＤＪ２３を形成することができる。また、抵抗Ｒ１１−Ｒ１７による分圧回路を基準電圧源として差動増幅器ＤＡ１−ＤＡ７に対して共通に用いるようにしたので、回路構成が簡単になり、ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３とアップコンバータ１４とともに一つの集積回路内に構成する際に小型化に寄与することができる。
【００９８】
図６は、１８ｄＢの利得可変幅に対してそれぞれ６ｄＢの利得可変幅を持つアップコンバータ回路を３個並べた例である。最初のアップコンバータ回路３１は最大利得時から６ｄＢだけ利得を絞るためのものであり、次のアップコンバータ回路３２は更に６ｄＢ利得を絞るためのものであり、３つめのアップコンバータ回路３３はその状態から更に６ｄＢ利得を絞るためのものである。４つめのアップコンバータ回路３４は最小利得を保つための利得固定の周波数変換回路である。
【００９９】
即ち、夫々のアップコンバータ回路３１−３３の可変電流源ＣＳ１、ＣＳ２、ＣＳ３、ＣＳ４、ＣＳ５、ＣＳ６の駆動電流ＩＣＳ１−ＩＣＳ６には、ＩＣＳ１＝ＩＣＳ２、ＩＣＳ３＝ＩＣＳ４、ＩＣＳ５＝ＩＣＳ６の関係がある。ここで、負帰還抵抗Ｒ１−Ｒ３の抵抗値を、Ｒ１：Ｒ２：Ｒ３＝１：２：４の関係を持たせておけば、
駆動電流ＩＣＳ１：ＩＣＳ３：ＩＣＳ５＝４：２：１とすることによって、
Ａ∝１／（２ｒｅ＋Ｒ１）の関係より、アップコンバータ回路３１−３３において利得を夫々６ｄＢずつ順に変化させることができる。なお、各アップコンバータ回路３１−３３を構成するトランジスタの面積比も各駆動電流比に合わせておく必要がある。
【０１００】
また、図１１に示す構成のアップコンバータ回路２１をこの図６のアップコンバータ回路３１−３３として用いることもできる。この場合は、アップコンバータ回路３１−３３の可変電流源を夫々図６の一方の可変電流源ＣＳ１、ＣＳ３、ＣＳ５のみとすることになる。その場合には、夫々の駆動電流の比を、
ＩＣＳ１：ＩＣＳ３：ＩＣＳ５＝４：２：１としておけばよい。
【０１０１】
さらに、図８に示すとおり、可変電流源ＣＳ１、ＣＳ３、ＣＳ５の制御信号として、外部からの利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔによって互いに等しい電流量の変化範囲で変化する電流Ｉ（＝Ｉｃｔｒｌ １，２，３）を用いて、可変電流源ＣＳ１に４ｎＩ、ＣＳ３に２ｎＩ、ＣＳ５にｎＩ（ｎは正の数）の電流がそれぞれ流れるように構成している。
【０１０２】
この構成にした場合、６ｄＢ利得を絞ってアップコンバータ回路３１の変換部Ｑ１−Ｑ４に電流が流れていない時にも、アップコンバータ回路３２，３３，３４の変換部の各トランジスタＱ７−Ｑ１０，Ｑ１３−Ｑ１６，Ｑ１９−Ｑ２２には最大利得時と同じ電流が流れているので、ｆＴの影響を受けない。また、同様に、アップコンバータ回路３２で６ｄＢ利得を絞ってもアップコンバータ回路３３，３４の変換部の各トランジスタＱ１３−Ｑ１６，Ｑ１９−Ｑ２２はｆＴの影響を受けず、さらに、アップコンバータ回路３３で６ｄＢ利得を絞ってもアップコンバータ回路３４の変換部ではその各トランジスタＱ１９−Ｑ２２はｆＴの影響を受けない周波数変換回路が実現できる。
【０１０３】
つまり、一つのアップコンバータ回路で利得を可変とする場合より、個々の変換部において電流量の変化範囲を抑えることができるので、低いｆＴのトランジスタで広い利得可変の周波数変換回路を実現できる。
【０１０４】
なお、ここでは、利得固定のアップコンバータ回路３４を並列に設けているが、アップコンバータ回路３３の可変電流源ＣＳ５、ＣＳ６に対し固定電流源を並列に設けることでも同じ効果が得られる。ただ、利得固定のアップコンバータ回路３４を入れることにより、最小利得時のトランジスタのｆＴを高くするという効果が得られる。
【０１０５】
図８は図６の回路における可変電流源制御回路３６−３８から出力される電流源制御信号Ｉｃｔｒｌ１、Ｉｃｔｒｌ２、Ｉｃｔｒｌ３（Ａ）と送信利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔ（Ｖ）との関係を示すグラフである。尚、電流は夫々における最小電流値を０とし、最大値を１００として示している。
【０１０６】
図８において、曲線Ｉ１はアップコンバータ回路３１の可変電流源ＣＳ１，ＣＳ２に夫々与えられる制御信号Ｉｃｔｒｌ１の電流量を示し、曲線Ｉ２はアップコンバータ回路３２の可変電流源ＣＳ３，ＣＳ４に夫々与えられる制御信号Ｉｃｔｒｌ２の電流量を示し、曲線Ｉ３はアップコンバータ回路３３の可変電流源ＣＳ５，ＣＳ６に夫々与えられる制御信号Ｉｃｔｒｌ３の電流量を示す。曲線Ｉ１’はダミーのアップコンバータ回路３５の電流源ＣＳ９，ＣＳ１０に供給される制御信号Ｉｃｔｒｌ１’の電流量を示す。
【０１０７】
図８から明らかなように、送信利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧が０の場合には、アップコンバータ回路３１−３３の電流源ＣＳ１−ＣＳ６には殆ど制御電流が供給されない。一方、ダミーとしてのアップコンバータ回路３５の電流源ＣＳ９，ＣＳ１０には夫々最大の制御電流が供給され、曲線Ｉ１−Ｉ３における最小の制御電流量と相殺してバランスを保つようになっている。
【０１０８】
送信利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧が増加してくると、まず、アップコンバータ回路３３の電流源ＣＳ５，ＣＳ６への制御電流Ｉ３が増加し始める。
【０１０９】
電流Ｉ３が最大値に近づくと、次のアップコンバータ回路３２への制御電流Ｉ２が立ち上がる。電流Ｉ２が最大値に近づくと、つぎのアップコンバータ回路３１の制御電流Ｉ１が立ち上がると同時にダミーのアップコンバータ回路３５への制御電流Ｉ１’が立ち下がり始め、電流Ｉ１とＩ１’とは電流が最大値の半分になるスケール５０の位置で互いにほぼ等しくなる。電流Ｉ１が最大値になると、ダミー電流Ｉ１’はゼロとなる。
【０１１０】
このように、アップコンバータ回路３１は送信利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧が大きくなる範囲、即ち利得変化が生じるのがアップコンバータ３０の高利得側であるため、制御電流の変化量が同じでも可変電流源の駆動電流が最も大きく変化する領域で駆動されるように設定されており（たとえばＩＣＳ１：ＩＣＳ３：ＩＣＳ５＝４：２：１）、アップコンバータ回路３１における利得変化の際に図１のＴＸ ＲＦ局部発信器１５の発振周波数に対する負荷変動の影響が最も大きい。従って、ダミーのアップコンバータ回路３５でその影響が最大限に相殺されるように、電流曲線Ｉ１とＩ１’とは互いに電流値５０％の位置で対称形となっている。
【０１１１】
以下、図９を参照して図６の回路の動作を詳細に説明する。図９は図６に示したアップコンバータ（周波数変換回路）３０の利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルＶＧＣに対する各アップコンバータ回路３１，３２，３３における利得変化の様子を示す図であり、さらにこれらを合成したアップコンバータ３０としての利得が単調増加するように制御する場合を示している。
【０１１２】
図９（ａ），（ｂ），（ｃ）は、図６における各アップコンバータ回路３３，３２，３１につき利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧ＶＣＧに対する利得変化の様子を示す図であり、図９（ｄ）はアップコンバータ３０全体の利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔに対する利得変化の様子を示す図である。
【０１１３】
図６の例では、アップコンバータ回路３１，３２，３３のそれぞれが、可変電流源制御回路３６−３８から制御信号を供給されて利得が変化する構成となっている。アップコンバータ回路３４のみが固定の電流源ＣＳ７，ＣＳ８による一定の利得を有する。したがって、トータルで４つのアップコンバータ回路３１−３４を合わせた出力がＭＩＸ‐ＯＵＴ端子から出力される。前述したように、アップコンバータ回路３５はアップコンバータ３１の負荷変動に対応したダミーの回路であり、このダミーのアップコンバータ回路３５は負荷変動に対するＩＣの特性が満足できるのであれば、削除することができる。なお、ダミーのアップコンバータ回路３５に対する制御信号は図６の例では可変電流源制御回路３６から供給しているが、他の可変電流源制御回路３７或いは３８から供給してもよい。図６の例ではアップコンバータ回路３１で最も大きな駆動電流の変動を生じるので、周波数変動の影響を最も受けやすく、そのためダミーのアップコンバータ回路３５の制御信号を可変電流源制御回路３６から取り出すようにしている。
【０１１４】
次に、図６の構成でなるアップコンバータ３０の動作を、図９の特性図を参照して説明する。
【０１１５】
まず、ゲインコントロール回路４０に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが、Ｖ０から第１の閾値Ｖ１まで変化するときは、ゲインコントロール回路４０は、アップコンバータ回路（ＵＣ）３１−３３の利得ＵＣ３１−Ｇａｉｎ、ＵＣ３２‐Ｇａｉｎ，ＵＣ３３‐Ｇａｉｎが図９（ｃ），（ｂ），（ａ）に示すように夫々利得Ｇ２で一定となるように利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２３、ＧＣ−ＡＤＪ２２、ＧＣ−ＡＤＪ２１を発生する。
【０１１６】
さらに、ゲインコントロール回路４０に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが、第１の閾値Ｖ１から第２の閾値Ｖ２まで変化するときは、ゲインコントロール回路４０は、アップコンバータ回路３３の利得ＵＣ３３−Ｇａｉｎが図９（ａ）に示すようにＧ１からＧ２までの間でリニアに増加（単調増加）するように利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２３を発生する。このとき、他のアップコンバータ回路（ＵＣ）３１、３２の利得ＵＣ３１−Ｇａｉｎ、ＵＣ３２‐Ｇａｉｎが図９（ｃ），（ｂ）に示すように夫々利得Ｇ１で一定となるように利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２２、ＧＣ−ＡＤＪ２１を発生する。
【０１１７】
またさらに、ゲインコントロール回路４０に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが、第２の閾値Ｖ２から第３の閾値Ｖ３に変化するときは、ゲインコントロール回路４０は、アップコンバータ回路３２の利得ＵＣ３２−Ｇａｉｎが図９（ｂ）に示すようにＧ１からＧ２までの間でリニアに増加（単調増加）するように利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２２を発生する。このとき、他のアップコンバータ回路（ＵＣ）３１、３３の利得ＵＣ３１−Ｇａｉｎ、ＵＣ３３‐Ｇａｉｎは図９（ｃ），（ａ）に示すように夫々利得Ｇ１，Ｇ２で一定となるように利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２３、ＧＣ−ＡＤＪ２１を発生する。
【０１１８】
またさらに、ゲインコントロール回路４０に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが、第３の閾値Ｖ３から第４の閾値Ｖ４に変化するときは、ゲインコントロール回路４０は、アップコンバータ回路３１の利得ＵＣ３１−Ｇａｉｎが図９（ｃ）に示すようにＧ１からＧ２までの間でリニアに増加（単調増加）するように利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２１を発生する。このとき、他のアップコンバータ回路（ＵＣ）３２、３３の利得ＵＣ３２−Ｇａｉｎ、ＵＣ３３‐Ｇａｉｎは図９（ｂ），（ａ）に示すように夫々利得Ｇ２で一定となるように利得調整信号ＧＣ−ＡＤＪ２２、ＧＣ−ＡＤＪ２３を発生する。
【０１１９】
即ち、ゲインコントロール回路４０に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが第４の閾値Ｖ４に達した段階では、アップコンバータ３０全体の利得ＵＣ ｔｏｔａｌ−Ｇａｉｎは４個のアップコンバータ回路３１−３４の利得を合成したものとなる。こうして図９（ｄ）に示すように、利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔのＶ０からＶ４への電圧レベルの上昇に伴なって、全体の利得ＵＣ ｔｏｔａｌ−Ｇａｉｎ はＧ１からＧ３までリニアに増加（単調増加）する。
【０１２０】
なお、このようにゲインコントロール回路４０に入力される利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルが第１の閾値Ｖ１から第４の閾値Ｖ４まで達するまでの制御は、図１のアップコンバータ１４における利得調整では、例えば図２（ｂ）に示すように閾値Ｖ１−Ｖ２まで単調増加となる制御が行われたことに対応する。
【０１２１】
図９（ｄ）は図６の実施の形態におけるすべてのアップコンバータ回路３１−３５の出力利得を総合して示している。図９（ｄ）から明らかなように、利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔの電圧レベルがＶ１からＶ４まで達するまで直線的に増加する利得特性を示し、夫々のアップコンバータ回路３１−３３により利得調整範囲を分割したにもかかわらず、各利得制御の切り替わり点での不連続な特性は見られない。しかも、個々のアップコンバータ回路で狭い利得可変範囲とすることで、大きな利得変化による周波数の変移がなく、広い利得可変範囲にわたって波形品質の良い送信出力を得ることができる。
【０１２２】
このように、図６に示した実施の形態のような回路構成により、図４の実施の形態の場合よりｆＴによる特性劣化を抑えながらアップコンバータ全体の利得可変範囲を広く取ることができ、結果として、図４のアップコンバータ回路２１のように利得可変ブロックを１段だけ構成するのに比べ、波形品質が向上する事は明白である。
【０１２３】
従って、図２（ｂ）に示した利得特性を持つアップコンバータの代わりに図９（ｄ）に示した利得特性を持つアップコンバータを、例えば図２（ａ）と同様所定の閾値間でフラットな利得特性を示すＩＦ ＡＧＣアンプと組み合わせて送信回路の利得制御回路を構成すると、上記のように全体の利得制御範囲を広く取ることができ、ｆＴによる特性劣化を押さえることができる。ただし、図２（ａ）のように閾値Ｖ１，Ｖ２（或いはＶ４）間でフラットな利得特性を持つ回路と図２（ｂ）或いは図９（ｄ）のような利得特性を持つ回路とを組み合わせた場合は、夫々の回路の利得特性が閾値Ｖ１，Ｖ２（或いはＶ４）の位置で直線性を持たないため、回路を構成する素子特性のばらつきによって製造された回路によっては直線性が損なわれ、例えば図２（ｃ）に示したようなきちんとした直線性を示さず、閾値Ｖ１，Ｖ２（或いはＶ４）の位置で利得特性曲線に変曲点が生じることがある。
【０１２４】
これを回避するためにＩＦ ＡＧＣアンプの利得特性として図１０（ａ）に示すものを用いることが考えられる。
【０１２５】
以下、図１のＩＦ−ＡＧＣアンプ１３として図１０（ａ）に示した利得特性を持つものを用い、アップコンバータ１４については図２（ｂ）もしくは図９（ｄ）に示す利得特性を持つ場合の利得制御の方法を図１０を参照して説明する。
【０１２６】
この場合、ＩＦ−ＡＧＣアンプ１３の利得特性は図１０（ａ）に示したように、利得制御信号ＴＸ Ｇａｉｎ ｃｏｎｔ のすべての変化範囲で利得の変化率が連続的に単調増加となり、中途でフラットな利得特性を示すことがない。
【０１２７】
一方、アップコンバータ１４の利得特性は、図１０（ｂ）に示すように、閾値Ｖ０−Ｖ１の間と、Ｖ２以上の領域で一定、Ｖ１−Ｖ２の間で単調増加となる特性である。
【０１２８】
これらの利得特性を合成した利得特性は図１０（ｃ）に示すものとなり、単調増加の２つの特性を組み合わせたために、閾値Ｖ１−Ｖ２の間で傾きが急になる。
【０１２９】
また、図１０（ａ）に示した利得特性を持つＩＦ−ＡＧＣアンプ１３と図６の構成を有するアップコンバータ３０の利得を合成した場合も、図１０（ｃ）に示した場合と同様に、電圧レベルがＶ０−Ｖ１までとＶ４以上の領域ではＩＦ−ＡＧＣアンプ１３の利得特性の傾き、Ｖ１−Ｖ４までの領域ではＩＦ−ＡＧＣアンプ１３の利得特性とアップコンバータ３０の利得特性とを合成した利得特性となり、傾きが急になる。
【０１３０】
しかしながら、これらの場合、携帯電話機のシステムでは、図示しないが、この領域では利得調整ステップが他の領域より細かくなるようにシステムが構成されており、大幅な利得調整による周波数変動に起因する通話の中断などの不具合を回避するようにできる。
【０１３１】
一方、前記したように、図１０（ａ）の利得特性は閾値Ｖ１，Ｖ２の間で変曲点がないので、回路を構成する素子特性のばらつきがあったとしても、利得制御の直線性が損なわれることがなく、高品質の通話が可能となる。
【０１３２】
ここで、図１のＴＸ−ＲＦ局部発振器１５の発振周波数がアップコンバータ１４における例えば図６の実施の形態の利得可変のアップコンバータ回路３１−３３の利得可変動作により受ける影響について説明する。
【０１３３】
例えばアップコンバータ回路３１では電流を変化させて高い利得領域を可変とさせるため、ＴＸ−ＲＦ局部発振器１５側から見ると、トランジスタＱ１−Ｑ４の電流が変化しているように見えることになる。そのため、ＴＸ−ＲＦ局部発振器１５から入力される負荷の容量が変動しているように見え、ＴＸ−ＲＦ局部発振器１５の周波数が１ＧＨｚなどの高周波になると、その容量変動が無視できない場合がある。そのために、アップコンバータ回路３５をダミー回路としておき、例えば可変電流源ＣＳ１、ＣＳ９の駆動電流ＩＣＳ１＋ＩＣＳ９＝一定とすることにより、トランジスタＱ１，Ｑ２とトランジスタＱ２５，Ｑ２６に対する電流総量を変化させないようにし、アップコンバータ回路３１の入力の負荷容量変動を抑えることができる。
【０１３４】
但し、携帯電話機のシステムでは、利得をこの携帯電話機のシステムの全体で直線的に変化させるため、前述したように、例えば図１０（ａ）のＩＦ−ＡＧＣアンプのみで利得を可変させている区間（Ｖ０−Ｖ１およびＶ２より上の区間）に比べて区間Ｖ１−Ｖ２では利得制御電圧のステップが細かくなるように制御される。
【０１３５】
たとえば、携帯電話機のシステムの全体の利得を一定量変化させようとした場合、ＩＦ−ＡＧＣアンプとアップコンバータの利得制御曲線の傾きが１：１であれば、図１０の区間Ｖ１−Ｖ２では夫々半分の利得変化量で良いことになる。この方法によりアップコンバータの利得の傾きを小さくしていけば、相対的にアップコンバータの利得変化量を抑えることができる。
【０１３６】
このことは、アップコンバータの電流変化量を抑えることにつながり、局部発振器入力の負荷容量変動を小さくすることができるので、図６に示した実施の形態で用いられたダミー回路３５などを用いなくても良い場合があることを意味する。
【０１３７】
以上説明したように、図６の実施の形態では、アップコンバータ回路を複数段に分けることによって１段あたりの利得可変範囲を狭くすることにより、アップコンバータ全体の利得可変範囲を大きくとっても電流量が著しく少なくなってｆＴが下がるようなことが無く、利得制御の精度をあげることができる。
【０１３８】
また、アップコンバータとＩＦ−ＡＧＣ回路とを制御するゲインコントロール回路を単一のユニット回路として集積化可能としたので、回路規模を小さく押さえることができ、例えば携帯電話機の小型化が可能となる。
【０１３９】
さらに、携帯電話機などの通信端末のトータルの利得特性を図１０で説明したようにシステム構成において直線にする場合、ＩＦ−ＡＧＣアンプとアップコンバータとで全体の利得を分担して同じ外部制御信号に基づいて別々に制御することができるので、アップコンバータ（ＵＣ）の分担利得はシステムトータル利得（ＩＦ ＡＧＣ利得＋ＵＣ利得）分の１となり、分担する利得の大きさを小さくできるので、利得を可変した場合にアップコンバータに生じる負荷変動による影響を少なく押さえ、通信波形を高品位に保つことができる。
【０１４０】
なお、図４、図６の実施の形態では、たとえばアップコンバータ回路２１、３１のいずれにおいても増幅部を構成するトランジスタＱ５、Ｑ６をそれぞれ可変電流源ＣＳ１、ＣＳ２で駆動する構成となっているが、これらのトランジスタＱ５、Ｑ６に対して一つの可変電流源を共通に用いることも可能である。
【０１４１】
図１１はその一例の回路図を示し、トランジスタＱ５、Ｑ６のエミッタ同士を直接単一の可変電流源ＣＳ１に共通接続した構成とした。従って、図４、図６ではトランジスタＱ５、Ｑ６のエミッタ間を抵抗Ｒ１で接続していたが、図１１ではこの抵抗Ｒ１は省略されている。トランジスタＱ１−Ｑ４で構成される周波数変換部を含むその他の構成は図４、図６の実施の形態におけるアップコンバータ回路２１、３１と同様であり、同一の参照符号を付して詳細な説明は省略する。
【０１４２】
また、図４の実施の形態におけるアップコンバータ回路２３及び、図６の実施の形態におけるアップコンバータ回路３１以外の利得可変の他のアップコンバータ回路３２，３３、３５についても、全く同様に夫々の一対の可変電流源を一つにまとめることができる。さらに、利得固定のアップコンバータ回路２２，３４の電流源を同様に一つにまとめることも可能である。
【０１４３】
このように、図１１のような構成の周波数変換回路を用いることにより、（可変）電流源の数を減らすことができるので、更に回路構成を簡単化でき、製造コストの低減が可能となる。なお、この発明の周波数変換回路は、アップコンバータに限らず、例えば、周波数を下降させる場合にも同様の効果を有することは勿論である。
【０１４４】
【発明の効果】
以上説明したようにこの発明によれば、安価に製造でき、外形寸法も大型化せず、かつ広い利得可変範囲にわたって波形品質の良い送信出力を得ることができる送信回路及び無線送信装置を提供することができる。
【０１４５】
また、遷移周波数ｆＴが低く安価なプロセスで製造できるトランジスタを使用しながら、広い利得可変幅を有する周波数変換回路を容易に得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明をＣＤＭＡ方式の携帯電話機に実施した第１の実施の形態による送信装置のブロック図。
【図２】この発明の第１の実施の形態による送信装置のゲインコントロール回路における利得の制御例を説明するための特性図。
【図３】この発明の第２の実施の形態による送信装置のゲインコントロール回路における利得の制御例を説明するための特性図。
【図４】第１及び第２の実施の形態の送信装置で使用されるアップコンバータの具体的な構成の一例を示す回路図。
【図５】トランジスタのコレクタ電流と遷移周波数との関係を示す特性図。
【図６】第３の実施の形態の送信装置で使用されるアップコンバータの具体的な構成を示す回路図。
【図７】ゲインコントロール回路の具体例を示すブロック図。
【図８】利得制御信号とアップコンバータ回路の可変電流源に対する制御信号との関係を示すグラフ。
【図９】第３の実施の形態による送信装置のゲインコントロール回路における利得の制御例を説明するための特性図。
【図１０】更に他の実施の形態による送信装置のゲインコントロール回路における利得の制御例を説明するための特性図。
【図１１】図４、図６に示した周波数変換回路の更に他の例を示す回路図。
【図１２】ＣＤＭＡ方式の携帯電話機の従来の送信系回路のブロック図。
【符号の説明】
１１…変調器、
１２…ＴＸ−ＩＦ局部発振器（中間周波数信号生成回路）、
１３…ＩＦ−ＡＧＣアンプ（中間周波利得制御増幅器）、
１４、３０…アップコンバータ、
１５…ＴＸ−ＲＦ局部発振器（局部発振信号生成回路）、
１６…バンドパスフィルタ回路（ＢＰＦ）、
１７…パワーアンプ（ＰＡ）、
１８、４０…ゲインコントロール回路（制御信号発生回路）、
１９…集積回路、
２１、３１…第１のアップコンバータ回路、
２２、３２…第２のアップコンバータ回路、
２３、３３…第３のアップコンバータ回路、
２４、３６，３７，３８…可変電流源制御回路。
Claims (19)
- 送信用データ信号を受け、このデータ信号に応じて中間周波数信号を変調する変調回路と、
上記変調回路の出力を受け、この変調回路の出力を増幅すると共に第１の制御信号に応じて利得が制御される中間周波増幅回路と、
上記中間周波増幅回路の出力を受け、この中間周波増幅回路の出力を伝送路周波数に上昇させると共に第２の制御信号に応じて利得が制御される周波数変換回路とを具備し、
前記周波数変換回路は、前記第２の制御信号に応じて利得が制御される少なくとも１個の第１の変換回路と、
実質的に一定の利得を有する第２の変換回路とを有して構成されることを特徴とする送信回路。 - 前記周波数変換回路は、前記第２の制御信号に応じて利得が単調変化する領域を有する利得特性を持つように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の送信回路。
- 前記周波数変換回路は、前記第２の制御信号に応じて利得が段階的に変化し、かつ前記第２の制御信号に対してヒステリシスを有する利得特性を持つように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の送信回路。
- 前記少なくとも１個の第１の変換回路は少なくとも２個の第１の変換回路を含み、
一方の第１の変換回路は出力端子が前記第２の変換回路の出力端子に接続され、前記第２の制御信号に応じて利得が制御され、
他方の第１の変換回路は出力端子が前記第２の変換回路の出力端子に接続されずかつ前記第２の制御信号に応じて上記一方の第１の変換回路に対しその駆動電流が相補的に制御されることを特徴とする請求項１に記載の送信回路。 - 送信用データ信号を受け、このデータ信号に応じて中間周波数信号を変調する変調回路と、
上記変調回路の出力を受け、この変調回路の出力を増幅すると共に第１の制御信号に応じて利得が制御される中間周波増幅回路と、
上記中間周波増幅回路の出力を受け、この中間周波増幅回路の出力を伝送路周波数に上昇させると共に第２の制御信号に応じて利得が制御される周波数変換回路とを具備し、
前記周波数変換回路は、前記第２の制御信号に応じて利得が順次制御される複数の第１の変換回路を有し、
前記複数の第１の変換回路は、それぞれの出力端子が共通に接続され、前記第２の制御信号に応じて利得が制御される２個以上の第１の変換回路を含み、
さらに、出力端子が前記２個以上の第１の変換回路の共通の出力端子に接続されず、かつ前記第２の制御信号に応じてこれら２個以上の第１の変換回路のうちの１個の第１の変換回路に対しその駆動電流が相補的に制御されるダミー回路を有して構成されることを特徴とする送信回路。 - 前記ダミー回路の駆動電流が相補的に制御される１個の第１の変換回路は、前記２個以上の第１の変換回路の中で最も大きくその駆動電流が変化することを特徴とする請求項５に記載の送信回路。
- 外部制御信号を受けて前記第１及び第２の制御信号を発生する単一の回路ユニットとして構成された制御信号発生回路をさらに具備したことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の送信回路。
- 中間周波数信号を生成する中間周波数信号生成回路と、
送信用データ信号及び上記中間周波数信号を受け、上記中間周波数信号を上記送信用データ信号に応じて変調する変調回路と、
上記変調回路の出力を受け、この変調回路の出力を増幅すると共に第１の制御信号に応じて利得が制御される中間周波増幅回路と、
局部発振信号を生成する局部発振信号生成回路と、
上記中間周波増幅回路の出力及び上記局部発振信号を受け、上記中間周波増幅回路の出力を伝送路周波数に上昇させると共に第２の制御信号に応じて利得が制御される周波数変換回路と、
上記周波数変換回路の出力から不要成分を除去するフィルタ回路と、
上記フィルタ回路の出力を増幅する利得が実質的に一定の電力増幅回路
とを具備し、
前記周波数変換回路は、前記第２の制御信号に応じて利得が制御される少なくとも１個の第１の変換回路と、
実質的に一定の利得を有する第２の変換回路とを有して構成されることを特徴とする無線送信装置。 - 前記周波数変換回路は、前記第２の制御信号に応じて利得が単調変化する領域を有する利得特性を持つように構成されていることを特徴とする請求項８に記載の無線送信装置。
- 前記周波数変換回路は、前記第２の制御信号に応じて利得が段階的に変化し、かつ前記第２の制御信号に対してヒステリシスを有する利得特性を持つように構成されていることを特徴とする請求項８に記載の無線送信装置。
- 前記中間周波増幅回路及び周波数変換回路は、前記第１及び第２の制御信号に応じて夫々の利得可変範囲で利得が連続的に単調変化する利得特性を持ち、これらを合成したとき前記周波数変換回路の利得可変範囲で単調変化の傾きが急となる利得特性を持つように構成されていることを特徴とする請求項８に記載の無線送信装置。
- 前記少なくとも１個の第１の変換回路は少なくとも２個の第１の変換回路を含み、
一方の第１の変換回路は出力端子が前記第２の変換回路の出力端子に接続され、前記第２の制御信号に応じて利得が制御され、
他方の第１の変換回路は出力端子が前記第２の変換回路の出力端子に接続されずかつ前記第２の制御信号に応じて上記一方の第１の変換回路に対しその駆動電流が相補的に制御されることを特徴とする請求項８に記載の無線送信装置。 - 中間周波数信号を生成する中間周波数信号生成回路と、
送信用データ信号及び上記中間周波数信号を受け、上記中間周波数信号を上記送信用データ信号に応じて変調する変調回路と、
上記変調回路の出力を受け、この変調回路の出力を増幅すると共に第１の制御信号に応じて利得が制御される中間周波増幅回路と、
局部発振信号を生成する局部発振信号生成回路と、
上記中間周波増幅回路の出力及び上記局部発振信号を受け、上記中間周波増幅回路の出力を伝送路周波数に上昇させると共に第２の制御信号に応じて利得が制御される周波数変換回路と、
上記周波数変換回路の出力から不要成分を除去するフィルタ回路と、
上記フィルタ回路の出力を増幅する利得が実質的に一定の電力増幅回路
とを具備し、
前記周波数変換回路は、前記第２の制御信号に応じて利得が順次制御される複数の第１の変換回路を有し、
前記複数の第１の変換回路は、それぞれの出力端子が共通に接続され、前記第２の制御信号に応じて利得が制御される２個以上の第１の変換回路を含み、
さらに、出力端子が前記２個以上の第１の変換回路の共通の出力端子に接続されず、かつ前記第２の制御信号に応じてこれら２個以上の第１の変換回路のうちの１個の第１の変換回路に対しその駆動電流が相補的に制御されるダミー回路を有して構成されることを特徴とする無線送信装置。 - 前記ダミー回路の駆動電流が相補的に制御される１個の第１の変換回路は、前記２個以上の第１の変換回路の中で最も大きくその駆動電流が変化することを特徴とする請求項１３に記載の無線送信装置。
- 前記変調回路、中間周波増幅回路及び周波数変換回路が同じ集積回路内に集積されていることを特徴とする請求項８乃至１４のいずれか１項に記載の無線送信装置。
- 外部制御信号を受けて前記第１及び第２の制御信号を発生する制御信号発生回路が単一の回路ユニットとして前記集積回路内にさらに集積されていることを特徴とする請求項１５に記載の無線送信装置。
- 第１の入力信号の周波数を第２の入力信号を用いて変換する周波数変換回路において、
前記第２の入力信号が供給される第１、第２の入力端子に制御端子がそれぞれ接続された第１、第２のトランジスタ及び第３、第４のトランジスタを含んで構成された第１の周波数変換部と、前記第１、第３のトランジスタの一端に共通接続された第５のトランジスタ、前記第２、第４のトランジスタの一端に共通接続された第６のトランジスタおよび前記第５、第６のトランジスタに接続された第１の電流可変回路とを含んで構成され、前記第１の入力信号が前記第５、第６のトランジスタの制御端子に供給される利得可変の第１の増幅回路と、前記第１の電流可変回路に電流制御信号を供給する第１の電流可変回路制御回路と、前記第２の入力信号が供給される第１、第２の入力端子に制御端子がそれぞれ接続された第７、第８のトランジスタ及び第９、第１０のトランジスタを含んで構成された第２の周波数変換部と、前記第７、第９のトランジスタの一端に共通接続された第１１のトランジスタ、前記第８、第１０のトランジスタの一端に共通接続された第１２のトランジスタおよび前記第１１、第１２のトランジスタに接続された電流源とを含んで構成され、前記第１の入力信号が前記第１１、第１２のトランジスタの制御端子に供給される利得一定の第２の増幅回路とを具備し、前記第２、第３、第８、第９のトランジスタの他端の共通接続部を出力部として出力が取り出されることを特徴とする周波数変換回路。 - 更に、前記第２の入力信号が供給される第１、第２の入力端子に制御端子がそれぞれ接続された第１３、第１４のトランジスタ及び第１５、第１６のトランジスタを含んで構成された第３の周波数変換部と、前記第１３、第１５のトランジスタの一端に共通接続された第１７のトランジスタ、前記第１４、第１６のトランジスタの一端に共通接続された第１８のトランジスタおよび前記第１７、第１８のトランジスタに接続された第２の電流可変回路とを含んで構成され、前記第１の入力信号が前記第１７、第１８のトランジスタの制御端子に供給される利得可変の第３の増幅回路と、前記第２の電流可変回路に電流制御信号を供給する第２の電流可変回路制御回路とを少なくとも具備し、
第２、第３、第８、第９、第１４、第１５のトランジスタの他端の共通接続部を出力部として出力が取り出されることを特徴とする請求項１７に記載の周波数変換回路。 - 更に、前記第２の入力信号が供給される第１、第２の入力端子に制御端子がそれぞれ接続された第１９、第２０のトランジスタ及び第２１、第２２のトランジスタを含んで構成された第４の周波数変換部と、前記第１９、第２１のトランジスタの一端に共通接続された第２３のトランジスタ、前記第２０、第２２のトランジスタの一端に共通接続された第２４のトランジスタおよび前記第２３、第２４のトランジスタに接続された第３の電流可変回路とを含んで構成され、前記第１の入力信号が前記第２３、第２４のトランジスタの制御端子に供給される利得可変の第４の増幅回路とを具備し、
前記第２０、第２１のトランジスタの他端の共通接続部は出力部に接続されず、前記第３の電流可変回路は前記第１の電流可変回路制御回路により、その駆動電流が前記第１の電流可変回路に対し相補的に制御されることを特徴とする請求項１７および請求項１８のいずれか１項に記載の周波数変換回路。
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