JP3548185B2

JP3548185B2 - Temperature control device for planar heater

Info

Publication number: JP3548185B2
Application number: JP21591792A
Authority: JP
Inventors: 勝彦黒山; 道治上川
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1992-08-13
Filing date: 1992-08-13
Publication date: 2004-07-28
Anticipated expiration: 2019-07-28
Also published as: JPH0668958A

Description

【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、主として電気カーペットや電気フロアヒータ等の床暖房装置に用いられる面状採暖具の温度制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電気カーペット等の面状採暖具は、消費電力が比較的大きいので、温度制御は、従来、特開昭６２−１９９１７号公報等に示されているように、リレーを使用したオンオフ制御が一般的に用いられている。このオンオフ制御には種々の方式があるが、原理は以下のようになっている。
【０００３】
即ち、面状感熱発熱体と共に配設した面状の図４に示すような負特性を持つサーミスタからなる温度センサによって、発熱体の温度上昇を検知し、温度調節温度まで温度上昇があれば、リレーをオフして発熱を停止し、発熱体の温度が低下すれば、再びリレーをオンして発熱させることによって温度を一定に制御するものである。また、好みの温度を得るためには、温度調節温度を可変にできるようにしていた。
【０００４】
図５は上述の如きオンオフ制御をしている従来の温度制御装置の構成を示し、図５において、面状感熱発熱体２の発熱線２ａの両端にはリレー接点Ｓ_１及び電源スイッチＳＷを介して商用交流電源１（ＡＣ１００Ｖ）が接続されており、センサー電極２ｂの一端は発熱線２ａの一端（制御回路のアース側）に接続されている。ここで使用される面状感熱発熱体２は、商用交流電源１の通電に伴って発熱する線路よりなる発熱線２ａと、導体線路よりなる検知線２ｂとを、温度に応じてインピーダンスが変化する感熱材料２ｃを介して対向させて形成した外観がワイヤー状の感熱発熱線をジグザグ状、つまり蛇行配線してなる。
【０００５】
さて検知線２ｂの他端はバイアス回路７を介して商用交流電源ラインに接続されると共に、増幅回路１０に接続され、増幅回路１０の出力は平滑回路３に入力されている。ここで、平滑回路３は入力された信号を整流・平滑して直流化を行うものであり、その出力はスイッチング回路４に接続され、スイッチング回路４の出力により、リレー駆動回路８が動作するようになっている。
【０００６】
また、オフ時間タイマー６はスイッチング回路４の出力信号がＬレベル（リレーのオフ信号）になってから、所定の時間が経過するまでスイッチング回路４の出力をＬレベルに保持（リレーオフロック）するためのものであり、リセット入力端子Ｒがスイッチング回路４の出力端子に接続され、出力端子はスイッチング回路４の入力側に接続されている。
【０００７】
すなわち、スイッチング回路４の出力がＬレベルになると、リレー接点Ｓ_１がオフとなるため、発熱線２ａには商用交流電圧が印加されなくなり、検知線２ｂに電流が流れなくなるので、この際にスイッチング回路４が再び反転してしまわないようにするためのものである。また、電源回路９により、各回路部に直流電源を供給している。
【０００８】
次に、動作を説明する。面状感熱発熱体２の温度が低い場合は感熱材２ｃのインピーダンスが高く、発熱線２ａから感熱材２ｃを介して検知線２ｂに流れる電流は小さく、その電流によって生ずる検知線２ｂ間の温度・電圧特性電圧Ｖａは小さな値となる。
【０００９】
従って、増幅回路１０の増幅出力電圧も小さく、平滑回路３によって直流化された信号は、スイッチング回路４の比較レベルに達しないため、リレー駆動回路８はリレー接点Ｓ_１をオン状態に保ち、発熱線２ａに商用交流電源１からの通電を続けて加熱を行う。
【００１０】
面状感熱発熱体２の温度が上昇すると、検知線２ｂ間の温度・電圧特性電圧Ｖａも大きくなる。温度が設定値に達すると、スイッチング回路４が反転動作してリレー駆動回路８に信号を送出し、リレー接点Ｓ_１をオフさせ、発熱線２ａへの通電を停止する。
【００１１】
而して、発熱線２ａが商用交流電源１と切り離されることにより、検知線２ｂに生じていた信号電圧は消失してスイッチング回路４は再び反転動作を行おうとするが、直前のオフ動作時にオフ時間タイマー６が動作を開始して、一定時間、リレー駆動回路８のオフ動作を保持しているので、リレー接点Ｓ_１は即座にオンとならず、オフ時間タイマー６で設定される一定の冷却時間をおいて再びオンに復帰する。その後も前記の動作を繰り返し、よって面状感熱発熱体２は一定温度に保たれることになる。
【００１２】
ここで、好みの温度で制御するために、スイッチング回路４のスイッチングレベルを可変抵抗器等で選択できるようにしていた。
【００１３】
図６は図５に示したスイッチング回路４とオフ時間タイマー６をＡ／Ｄ変換回路１１とマイクロコンピュータ（以下マイコンと略す）１２に置き換えた従来の温度制御装置の構成を示す。
【００１４】
検知線２ｂ間の温度・電圧特性電圧Ｖａは増幅回路１０で増幅された後、平滑回路３で平滑され、直流電圧Ｖ_ＤＣに変換される。変換された直流電圧Ｖ_ＤＣはＡ／Ｄ変換回路１１でデジタル信号化され、マイコン１２に入力される。マイコン１２は検知線２ｂ間の温度・電圧特性電圧Ｖａが任意に設定した上限値に到達した場合、或る一定時間リレー接点Ｓ_１をオフ状態に保ち、一定の冷却時間を於いて再びオンに復帰させるようにプログラムされている。
【００１５】
図７は図５及び図６に示した従来の温度制御装置の構成要素である増幅回路１０と平滑回路３の具体的構成例を示す。この図示例では検知線２ｂ間の温度・電圧特性電圧Ｖａは増幅回路１０のオペアンプＯＰの非反転入力端子に入力される。オペアンプＯＰの出力端子はダイオードＤ、抵抗Ｒ_１の直列回路を介して、コンデンサＣ_１、抵抗Ｒ_２の並列回路からなる平滑回路３に接続される。更にオペアンプＯＰの出力端子と反転入力端子との間に帰還抵抗Ｒｆを接続し、帰還抵抗Ｒｆと共にオペアンプＯＰの増幅率を決定する抵抗Ｒ_３がオペアンプＯＰの反転入力端子と回路グランドとの間に接続されている。このようにして増幅回路１０に温度・電圧特性電圧Ｖａが入力された場合、平滑回路３から温度・電圧特性電圧Ｖａに応じた直流電圧Ｖ_ＤＣが得られるようにしている。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のような増幅回路１０と平滑回路３とからなる温度・電圧特性電圧Ｖａ−直流電圧Ｖ_ＤＣの変換回路の構成では、温度・電圧特性電圧Ｖａが小さく、オペアンプＯＰの出力電圧がダイオードＤのオン電圧より小さい場合、ダイオードＤが導通しないため、直流電圧Ｖ_ＤＣは０となるので、温度・電圧特性電圧Ｖａを常に一定の比率で直流電圧Ｖ_ＤＣに変換することができない。
【００１７】
またダイオードＤのオン電圧が個々の部品の特性ばらつきや温度特性のばらつきを持った場合にも、温度・電圧特性電圧Ｖａを常に一定の比率で直流電圧Ｖ_ＤＣに変換できなくなるという問題があった。
【００１８】
このような問題を解消するための回路としては、図８に示した増幅回路１０のようにオペアンプＯＰ、ダイオードＤからなる交流半波の負帰還増幅回路が一般に知られている。この図８に示す増幅回路１０では温度・電圧特性電圧Ｖａ−直流電圧Ｖ_ＤＣ変換特性にダイオードＤのオン電圧が影響を及ぼさないため温度・電圧特性電圧Ｖａを常に一定の比率で直流電圧Ｖ_ＤＣ変換することができる。
【００１９】
つまり、図８の回路でのダイオードＤのカソード端子電圧は、
カソード端子電圧＝［（Ｒ _ｆ＋Ｒ _３）／Ｒ _３］×Ｖａ
と表すことができ、そのため、ダイオードＤのオン電圧には影響されない。そしてダイオードＤのカソード端子電圧が帰還されるため、温度・電圧特性電圧Ｖａを常に一定の比率で直流電圧Ｖ _ＤＣに変換できるのである。
【００２０】
尚図７の回路の場合には、ダイオードＤのオン電圧をＶ _Ｄとすると、ダイオードＤのカソード端子電圧は、
カソード端子電圧＝［（Ｒ _ｆ＋Ｒ _３）／Ｒ _３］×Ｖａ−Ｖ _Ｄ
と表せる。
【００２１】
しかし、図８の回路では、増幅回路１０を平滑回路３と組み合わせた場合、オペアンプＯＰが増幅動作をするのは、交流半波のピーク付近の極短い時間に限られる。
【００２２】
つまり、ダイオードＤのカソード端子にコンデンサＣ _１、抵抗Ｒ _２が接続されているため、ダイオードＤのカソード端子電圧は、コンデンサＣ _１の働きで、交流半波のピーク付近の電圧に保たれることになる。一方オペアンプＯＰが増幅動作（出力）するのは、
Ｖａ＞ダイオードＤのカソード端子電圧×Ｒ _３／（Ｒｆ＋Ｒ _３）
の条件、つまりＶａ＞オペアンプＯＰの反転入力端子の電圧Ｖ−が成立する期間に限られ、そのため交流半波のピーク付近の極短い時間に限られることになるのである。
【００２３】
即ち平滑回路３のコンデンサＣ _１の容量と、抵抗Ｒ _２の抵抗値を調整して時定数を大きくすると、直流電圧Ｖ _ＤＣの低下は小さくなるものの、オペアンプＯＰの反転入力端子の電圧Ｖ−＜温度・電圧特性電圧Ｖａの条件が成立している期間が短くなり、図９に示すように温度・電圧特性電圧Ｖａの１サイクル飛びに短い増幅期間が生じる。そしてこの短い増幅期間でのオペアンプＯＰの出力電圧Ｖ _ＯＰによってコンデンサＣ _１は充電されず、そのため温度・電圧特性電圧Ｖａの２サイクルに亘るコンデンサＣ _１の放電によって直流電圧Ｖ _ＤＣの最大値と最小値の間の幅は、つまりリップル幅が大きくなる。
【００２４】
一方平滑回路３のコンデンサＣ _１の容量と、抵抗Ｒ _２の抵抗値を調整して時定数を小さくすると、オペアンプＯＰの反転入力端子の電圧Ｖ−＜温度・電圧特性電圧Ｖａの条件が成立している期間が長くなる。その結果温度・電圧特性電圧Ｖａの各サイクル毎の増幅期間を長くすることができ、そのためオペアンプＯＰの出力電圧Ｖ _ＯＰを図１０に示すように各サイクル毎で大きくとれ、その都度コンデンサＣ _１を充電することができることになる。しかし、平滑回路３の時定数が小さいため、直流電圧Ｖ _ＤＣの低下が大きくなって、直流電圧Ｖ _ＤＣのリップル幅が更に大きくなるという問題がある。尚図９，図１０の縦軸は電圧を、横軸は時間を示す。
【００２５】
本発明は上述の問題点に鑑みて為されたもので、その目的とするところは温度・電圧特性電圧を常に一定の比率で直流電圧に変換でき、しかも直流電圧のリップル幅を小さくすることができ、面状感熱発熱体の制御温度ばらつきを小さくすることが可能な面状採暖具の温度制御装置を提供するにある。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上述の目的を達成するために、商用交流電源の通電に伴って発熱する線路よりなる発熱線と、導体線路よりなる検知線とを、温度に応じてインピーダンスが変化する感熱材料を介して対向させて形成したワイヤー状感熱発熱線をジグザグ状に配設してなる面状感熱発熱体と、前記ワイヤー状感熱発熱線の発熱線より感熱材料を介して検知線に流れ込む交流電流を電圧に変換した温度・交流電圧特性電圧を直流電圧に変換する変換回路とを有し、この変換回路で変換されて得られた直流電圧を用いて温度制御を行なう面状採暖具の温度制御装置において、前記温度・交流電圧特性電圧を非反転入力端子に入力し、出力端子にダイオード、第１の抵抗の直列回路を接続し、前記ダイオードと前記第１の抵抗の一端との接続点と反転入力端子との間に帰還抵抗を接続したオペアンプと、コンデンサ、第２の抵抗の並列回路からなりこの並列回路に前記第１の抵抗の他端を接続した平滑回路とで前記変換回路を構成したものである。
【００２７】
【作用】
本発明の構成によれば、温度・電圧特性電圧が小さい場合でも常に一定の比率で直流電圧に精度良く変換することができ、しかもダイオードのオン電圧の影響を受けないため、ダイオードの部品ばらつきによってダイオードのオン電圧がばらついた場合でも温度電圧特性電圧ー直流電圧の変換特性には影響がなく、そのため面状感熱発熱体の制御温度のばらつきが小さくなる。
【００２８】
また第１の抵抗により平滑回路から出力される直流電圧のリップル幅を小さくすることができる。
【００２９】
更にオペアンプの入力インピーダンスが十分に大きいため、感熱発熱線の発熱線と検知線との間の感熱材料には直流成分が生じないので、イオン伝導性の高感度のサーミスタ材料の使用も可能となる。
【００３０】
【実施例】
本発明の面状採暖具の温度制御装置の回路構成は本発明の主要な構成である温度・電圧特性電圧Ｖａ−直流電圧Ｖ_ＤＣの変換回路以外は従来例と基本的に同様な構成を為すものであるから、温度・電圧特性電圧Ｖａ−直流電圧Ｖ_ＤＣの変換回路を実施例により説明する。
【００３１】
図１は一実施例の温度・電圧特性電圧Ｖａ−直流電圧Ｖ_ＤＣの変換回路を示しており、この変換回路の増幅回路１０は、非反転入力端子に温度・電圧特性電圧Ｖａが入力されるオペアンプＯＰの出力端子をダイオードＤと第１の抵抗Ｒ_１との直列回路を介して平滑回路３のコンデンサＣ_１と第２の抵抗Ｒ_２との並列回路に接続している点では図７の従来例と同様であるが、オペアンプＯＰの反転入力端子を帰還抵抗Ｒｆを介してダイオードＤと抵抗Ｒ_１との接続点に接続している点で相違している。
【００３２】
ここで図１のオペアンプＯＰの非反転入力端子の電圧Ｖ＋、反転入力端子の電圧Ｖ−は次のようになる。
【００３３】
Ｖ＋＝Ｖａ
Ｖ−＝［Ｒ _３／（Ｒｆ＋Ｒ _３）］×Ｖ _１ …（１）
また、ダイオード D のオン電圧をＶ _Ｄ、オペアンプＯＰの出力電圧をＶ _ｏｐとすると、
Ｖ _１＝Ｖ _ｏｐ −Ｖ _Ｄ
となる。但しＶ _１はダイオードＤと抵抗Ｒ _１の接続点の電圧を示す。
【００３４】
また電圧Ｖ＋、Ｖ−の関係がＶ＋＞Ｖ−の場合にはオペアンプＯＰの出力電圧は、Ｖ _ｏｐ＝Ｈ i （オペアンプＯＰの電源電圧）となり、またＶ＋＜Ｖ−の場合には、Ｖ _ｏｐ＝ L ｏ（０Ｖ）となる。
【００３５】
而して温度・電圧特性電圧Ｖａが上昇してピーク付近でオペアンプＯＰの反転入力端子の電圧Ｖ−を越えると、オペアンプＯＰを用いた負帰還増幅回路はイマジナルショートの原則に従い、Ｖａ＝Ｖ−となるように出力電圧Ｖ _ｏｐ出力を変化させる増幅動作を行う。
【００３６】
そしてＶ＋＝Ｖ−として上記の式（１）を整理すると、
Ｖ _１＝［（Ｒｆ＋Ｒ _３）／Ｒ _３］×Ｖａ
（Ｖ _ｏｐ −Ｖ _Ｄ）＝［（Ｒｆ＋Ｒ _３）／Ｒ _３］×Ｖａ
となる。
【００３７】
この式は、電圧Ｖ _Ｄがいかなる値であろうともＶ _１（＝Ｖ _ｏｐ −Ｖ _Ｄ）が一義的に決まることを示す。
【００３８】
そして増幅期間のオペアンプＯＰの出力端子には図２に示すように出力電圧Ｖ _ＯＰが出力される。この出力電圧Ｖ _ｏｐにより電圧Ｖ _１が平滑回路３の直流電圧Ｖ _ＤＣより高くなるまでは、平滑回路３のコンデンサＣ _１からの放電電流によって抵抗Ｒ _３に電圧Ｖ−を発生させる。
【００３９】
そして電圧Ｖ _１が直流電圧Ｖ _ＤＣ以上となると抵抗Ｒ _１を介して平滑回路３側へ電流が流れてコンデンサＣ _１を充電し、直流電圧Ｖ _ＤＣを上昇させることになる。同時にオペアンプＯＰの出力による電流で抵抗Ｒ _３に電圧Ｖ−が発生することになり、この際、オペアンプＯＰの増幅作用により電圧Ｖ−が温度・電圧特性電圧Ｖａに等しくなるように出力電圧Ｖ _ｏｐが上昇する。
【００４０】
やがて温度・電圧特性電圧Ｖａがピークを越えて下降し始めると、出力電圧Ｖ _ｏｐも下降し、これに伴い電圧Ｖ _１も直流電圧Ｖ _ＤＣと等しくなるまで下降することになる。
【００４１】
そして交流半波のピークから少し時間が経過して、Ｖａ＜Ｖ−となると、Ｖ _ｏｐ＝Ｌｏ（０Ｖ）となりオペアンプＯＰは、増幅動作（出力）を停止するため、コンデンサＣ _１に充電されている電荷が抵抗Ｒ _２及び抵抗Ｒ _１、Ｒｆ、Ｒ _３の経路で放電され、電圧Ｖ−は低下する。そしてこのときの電圧Ｖ _１は、次の式（２）で表され、交流半波のピーク値のＶ _１より少し低いほぼ一定の値を保つことになる。
【００４２】
Ｖ _１＝［（Ｒｆ＋Ｒ _３）／（Ｒｆ＋Ｒ _３＋Ｒ _１）］×Ｖ _ＤＣ …（２）
従って抵抗Ｒ _１の働きにより、交流半波のピーク値のＶ _１より少し低いほぼ一定の値を保つことにより、次の交流半波のピーク値付近でオペアンプＯＰは、確実に増幅動作（出力）が行えるため、直流電圧Ｖ _ＤＣのリップル幅を小さくできるのである。
【００４３】
尚オペアンプＯＰの入力端子の入力インピーダンスが一般的に数ＭΩであり、オペアンプＯＰの入力端子に流れ込む電流が十分小さく無視できるため直流成分は生じない。
【００４４】
以上のような動作の結果、本実施形態では、、オペアンプＯＰの増幅動作時間を長くすることができるため、交流半波のピーク毎にオペアンプＯＰが増幅動作することが可能となり、図２に示すようにリップル幅の小さい直流電圧Ｖ _ＤＣを得ることができる。
【００４５】
尚図中縦軸は電圧、横軸は時間を示す。また図３は抵抗Ｒ１の両端電圧Ｖ _２を示しており、図示するようにオペアンプＯＰが増幅動作中はダイオードＤが導通し、抵抗Ｒ _１を介して平滑回路３に電流が流れている間は、電圧Ｖ _２は正となるが、オペアンプＯＰが増幅動作を停止した瞬間、平滑回路３のコンデンサＣ _１に充電されている電荷が抵抗Ｒ _１を介して、放電されるためオペアンプＯＰの増幅動作中とは逆方向に電流が流れることになり、電圧Ｖ _２は極性が入れ換わり負となる。
【００４６】
【発明の効果】
本発明は、上述のように温度・交流電圧特性電圧を非反転入力端子に入力し、出力端子にダイオード、第１の抵抗の直列回路を接続し、前記ダイオードと前記第１の抵抗の一端との接続点と反転入力端子との間に帰還抵抗を接続したオペアンプと、コンデンサ、第２の抵抗の並列回路からなりこの並列回路に前記第１の抵抗の他端を接続した平滑回路とで、温度・電圧特性電圧−直流電圧の変換回路を構成しているので、温度・電圧特性電圧が小さい場合でも常に一定の比率で直流電圧に精度良く変換することができ、しかもダイオードのオン電圧に影響を受けないため、ダイオードの部品ばらつきによってダイオードのオン電圧がばらついた場合でも温度電圧特性電圧ー直流電圧の変換特性には影響がなく、そのため面状感熱発熱体の制御温度のばらつきが小さくなるという効果があり、また第１の抵抗により平滑回路から出力される直流電圧のリップル幅を小さくすることができ、更にオペアンプの入力インピーダンスが十分に大きいため、感熱発熱線の発熱線と検知線との間の感熱材料には直流成分が生じず、そのためイオン伝導性の高感度のサーミスタ材料の使用も可能となるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例の要部の回路図である。
【図２】同上の各部の電圧関係を示す波形図である。
【図３】同上の増幅回路の抵抗Ｒ_１の両端電圧の波形図である。
【図４】従来使用の温度センサの温度特性図である。
【図５】従来例の温度制御装置の回路構成図である。
【図６】別の従来例の回路構成図である。
【図７】各従来例に用いられる増幅回路及び平滑回路の一例の回路図である。
【図８】各従来例に用いられる増幅回路及び平滑回路の他の例の回路図である。
【図９】図８の回路における平滑回路の時定数を大きくした場合の各部の電圧関係を示す波形図である。
【図１０】図８の回路における平滑回路の時定数を小さくした場合の各部の電圧関係を示す波形図である。
【符号の説明】
３平滑回路
１０増幅回路
Ｒ_１第１の抵抗
Ｒ_２第２の抵抗
Ｒｆ帰還抵抗
Ｃ_１コンデンサ
Ｖａ温度・電圧特性電圧
Ｖ_ＤＣ直流電圧
ＯＰオペアンプ[0001]
[Industrial applications]
The present invention relates to a temperature control device for a planar heating device mainly used for a floor heating device such as an electric carpet and an electric floor heater.
[0002]
[Prior art]
Since a planar heating device such as an electric carpet consumes relatively large power, temperature control is conventionally performed by on / off control using a relay as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 62-19917. It is used for There are various types of this on / off control, but the principle is as follows.
[0003]
That is, the temperature rise of the heating element is detected by a temperature sensor composed of a planar thermistor having a negative characteristic as shown in FIG. The relay is turned off to stop heat generation, and when the temperature of the heating element decreases, the relay is turned on again to generate heat, thereby controlling the temperature to be constant. Further, in order to obtain a desired temperature, the temperature control temperature can be made variable.
[0004]
Figure 5 shows a configuration of a conventional temperature control device has a such on-off control of the above, in FIG. 5, via the relay contact S ₁ and the power switch SW is on both ends of the heating wire 2a of the planar thermal heating element 2 A commercial AC power supply 1 (100V AC) is connected to the sensor electrode 2b, and one end of the sensor electrode 2b is connected to one end of the heating wire 2a (ground side of the control circuit). The planar heat-sensitive heating element 2 used here changes the impedance of a heating wire 2a composed of a line that generates heat when the commercial AC power supply 1 is energized and a detection line 2b composed of a conductor line according to temperature. The external appearance is formed by zigzag, ie, meandering wiring , the wire-shaped heat-generating heat wires formed facing each other with the heat-sensitive material 2c interposed therebetween.
[0005]
The other end of the detection line 2b is connected to a commercial AC power supply line via a bias circuit 7, and is also connected to the amplifier circuit 10. The output of the amplifier circuit 10 is input to the smoothing circuit 3. Here, the smoothing circuit 3 rectifies and smoothes the input signal to convert it to a direct current, and its output is connected to the switching circuit 4 so that the output of the switching circuit 4 operates the relay drive circuit 8. It has become.
[0006]
Further, the off-time timer 6 keeps the output of the switching circuit 4 at the L level (relay off-lock) until a predetermined time elapses after the output signal of the switching circuit 4 becomes the L level (relay off signal). The reset input terminal R is connected to the output terminal of the switching circuit 4, and the output terminal is connected to the input side of the switching circuit 4.
[0007]
That is, when the output of the switching circuit 4 becomes L level, the relay contact S ₁ is turned off, the commercial AC voltage is not applied to the heating wire 2a, since no current flows to the detection line 2b, switching at this time This is to prevent the circuit 4 from being inverted again. The power supply circuit 9 supplies DC power to each circuit unit.
[0008]
Next, the operation will be described. When the temperature of the planar heat-sensitive heating element 2 is low, the impedance of the heat-sensitive material 2c is high, and the current flowing from the heat-generating wire 2a to the detection wire 2b via the heat-sensitive material 2c is small. The voltage characteristic voltage Va has a small value.
[0009]
Thus, the amplified output voltage of the amplifier circuit 10 is small, direct current signal by the smoothing circuit 3, since not reach the comparison level of the switching circuit 4, the relay driving circuit 8 keeps the relay contact S ₁ to ON state, fever Heating is performed by continuously supplying power from the commercial AC power supply 1 to the wire 2a.
[0010]
When the temperature of the planar thermal heating element 2 rises, the temperature-voltage characteristic voltage Va between the detection lines 2b also increases. When the temperature reaches the set value, the switching circuit 4 is inverted operation sends a signal to the relay driving circuit 8, turns off the relay contact S _1, stopping the power supply to the heating wire 2a.
[0011]
Thus, when the heating line 2a is disconnected from the commercial AC power supply 1, the signal voltage generated on the detection line 2b disappears and the switching circuit 4 attempts to perform the inverting operation again. start the time the timer 6 operates for a predetermined time, so holds off operation of the relay driving circuit 8, the relay contact S ₁ is not turned on in real constant that is set in off-time timer 6 cooling After a while, it is turned on again. Thereafter, the above-described operation is repeated, so that the planar heat-sensitive heating element 2 is maintained at a constant temperature.
[0012]
Here, in order to control at a desired temperature, the switching level of the switching circuit 4 can be selected by a variable resistor or the like.
[0013]
FIG. 6 shows a configuration of a conventional temperature control device in which the switching circuit 4 and the off-time timer 6 shown in FIG. 5 are replaced with an A / D conversion circuit 11 and a microcomputer (hereinafter abbreviated as a microcomputer) 12.
[0014]
The temperature / voltage characteristic voltage Va between the detection lines 2b is amplified by the amplifier circuit 10, then smoothed by the smoothing circuit 3, and converted into a DC voltage _VDC . The converted DC voltage _VDC is converted into a digital signal by the A / D conversion circuit 11 and input to the microcomputer 12. Microcomputer 12 when the temperature-voltage characteristic voltage Va between the detection line 2b reaches the upper limit value set arbitrarily, the certain time relay contact S ₁ held in the OFF state, on again at a certain cooling time It is programmed to return.
[0015]
FIG. 7 shows a specific configuration example of the amplifier circuit 10 and the smoothing circuit 3 which are components of the conventional temperature control device shown in FIGS. In the illustrated example, the temperature / voltage characteristic voltage Va between the detection lines 2b is input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP of the amplifier circuit 10. The output terminal of the operational amplifier OP via a diode D, series circuit of a resistor R _1, is connected to the smoothing circuit 3 consisting of a parallel circuit of a capacitor C _1, resistors R _2. Further connecting a feedback resistor Rf between the output terminal of the operational amplifier OP and the inverting input terminal, the resistor R ₃ which determines the amplification factor of the operational amplifier OP with the feedback resistor Rf is between the inverting input terminal and circuit ground of the operational amplifier OP It is connected. When the temperature / voltage characteristic voltage Va is input to the amplifier circuit 10 in this manner, a DC voltage _VDC corresponding to the temperature / voltage characteristic voltage Va is obtained from the smoothing circuit 3.
[0016]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional configuration of the temperature-voltage characteristic voltage Va-DC voltage _VDC conversion circuit including the amplifier circuit 10 and the smoothing circuit 3, the temperature-voltage characteristic voltage Va is small and the output voltage of the operational amplifier OP is a diode. If the ON voltage is lower than D, the diode D does not conduct, and the DC voltage _VDC becomes 0. Therefore, the temperature / voltage characteristic voltage Va cannot always be converted to the DC voltage _VDC at a constant ratio.
[0017]
In addition, even when the on-voltage of the diode D has variations in characteristics of individual components and variations in temperature characteristics, there is a problem that the temperature / voltage characteristic voltage Va cannot always be converted to the DC voltage _VDC at a constant ratio. .
[0018]
As a circuit for solving such a problem, an AC half-wave negative feedback amplifier circuit including an operational amplifier OP and a diode D is generally known as an amplifier circuit 10 shown in FIG. In the amplifier circuit 10 shown in FIG. 8, since the on-voltage of the diode D does not affect the temperature-voltage characteristic voltage Va-DC voltage _VDC conversion characteristic, the temperature-voltage characteristic voltage Va is always applied to the DC voltage _VDC at a constant ratio. Can be converted.
[0019]
That is, the cathode terminal voltage of the diode D in the circuit of FIG.
A cathode terminal voltage _{_{= [(R f + R 3}} ) / R 3] × Va
Therefore, it is not affected by the ON voltage of the diode D. Then, since the cathode terminal voltage of the diode D is fed back, the temperature / voltage characteristic voltage Va can be always converted to the DC voltage _VDC at a constant ratio .
[0020]
In the case of the circuit of Naozu 7, the ON voltage of the diode D When V _D, the cathode terminal voltage of the diode D
A cathode terminal voltage _{_{= [(R f + R 3}} ) / R 3] × Va-V D
Can be expressed as
[0021]
However, in the circuit of FIG. 8, when the amplifier circuit 10 is combined with the smoothing circuit 3, the operation of the operational amplifier OP is limited to an extremely short time near the peak of the AC half-wave.
[0022]
That is, the capacitor C _{1 is connected} to the cathode terminal of the diode D. , The resistance R ₂ is connected, a cathode terminal voltage of the diode D, the action of the capacitor C _1, will be kept at a voltage near the peak of the AC half-waves. On the other hand, the amplification operation (output) of the operational amplifier OP is
Va> cathode terminal voltage of diode D × R ₃ / (Rf + R ₃ )
, That is, Va> the voltage V− of the inverting input terminal of the operational amplifier OP is limited, and therefore, is limited to an extremely short time near the peak of the AC half-wave.
[0023]
That and the capacitance of the capacitor C ₁ of the smoothing circuit 3, by increasing the time constant by adjusting the resistance value of the resistor R _2, although smaller decrease in the DC voltage V _DC, the voltage at the inverting input terminal of the operational amplifier OP V- < The period during which the condition of the temperature / voltage characteristic voltage Va is satisfied is shortened, and a short amplification period occurs every one cycle of the temperature / voltage characteristic voltage Va as shown in FIG. The capacitor C ₁ is not charged by the output voltage V _OP of the operational amplifier OP in this short amplification period, maximum and minimum of the DC voltage V _DC by discharging of the capacitor C ₁ across the two cycles of the temperature-voltage characteristic voltage Va The width between the values, that is, the ripple width increases.
[0024]
Whereas the capacitance of the capacitor C ₁ of the smoothing circuit 3, reducing the time constant by adjusting the resistance value of the resistor R _2, the conditions of the voltage V- <Temperature-voltage characteristic voltage Va at the inverting input terminal of the operational amplifier OP is established The period of time is longer. As a result it is possible to increase the amplification period of each cycle of the temperature-voltage characteristic voltages Va, therefore made large output voltage V _OP of the operational amplifier OP in each cycle as shown in FIG. 10, in each case a capacitor C ₁ It will be able to charge. However, since the time constant of the smoothing circuit 3 is small, it increases the reduction of the DC voltage V _DC, ripple width of the DC voltage V _DC is a problem that is further increased. 9 and 10, the vertical axis represents voltage, and the horizontal axis represents time.
[0025]
The present invention has been made in view of the above-described problems, and has as its object to always convert a temperature / voltage characteristic voltage into a DC voltage at a constant ratio, and to reduce the ripple width of the DC voltage. It is an object of the present invention to provide a temperature control device for a planar heating device capable of reducing variation in the control temperature of the planar thermal heating element.
[0026]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above-described object, the present invention provides a heat-sensitive material whose impedance changes according to temperature by changing a heating line formed of a line that generates heat when a commercial AC power is supplied and a detection line formed of a conductor line. A sheet-like heat-generating body in which a wire-like heat-generating wire is formed in a zigzag pattern and an AC current flowing from the heat-generating wire of the wire-like heat-generating wire to a detection line via a heat-sensitive material is provided. A conversion circuit for converting a temperature / AC voltage characteristic voltage converted into a voltage into a DC voltage, and a temperature control device for a planar heating device for performing temperature control using a DC voltage obtained by the conversion circuit; In the above, the temperature / AC voltage characteristic voltage is input to a non- inverting input terminal, a diode and a series circuit of a first resistor are connected to an output terminal, and a connection point between the diode and one end of the first resistor is connected to Transfer input The conversion circuit is composed of an operational amplifier having a feedback resistor connected between the first and second resistors, and a smoothing circuit including a parallel circuit of a capacitor and a second resistor, the other end of the first resistor being connected to the parallel circuit. It is.
[0027]
[Action]
According to the configuration of the present invention, even when the temperature / voltage characteristic voltage is small, it is possible to always convert the voltage to the DC voltage with a constant ratio with high accuracy, and is not affected by the on-voltage of the diode. Even when the on-voltage of the diode varies, there is no effect on the temperature-voltage characteristic voltage-DC voltage conversion characteristic, and therefore, the variation in the control temperature of the planar heat-sensitive heating element is reduced.
[0028]
Further, the ripple width of the DC voltage output from the smoothing circuit can be reduced by the first resistor.
[0029]
Furthermore, since the input impedance of the operational amplifier is sufficiently large, no DC component is generated in the heat-sensitive material between the heat-generating wire of the heat-sensitive heating wire and the detection wire, so that a highly sensitive thermistor material having ion conductivity can be used. .
[0030]
【Example】
The circuit configuration of the temperature controller of the planar Todan device of the present invention except conversion circuit is a main structure temperature-voltage characteristic voltage Va- DC voltage V _DC of the present invention forms a conventional basically the same configuration Therefore, a conversion circuit of the temperature / voltage characteristic voltage Va-DC voltage _VDC will be described with reference to an embodiment.
[0031]
FIG. 1 shows a temperature-voltage characteristic voltage Va-DC voltage _VDC conversion circuit according to one embodiment, and a temperature-voltage characteristic voltage Va is input to a non-inverting input terminal of an amplifier circuit 10 of this conversion circuit. in that it connects the output terminal of the operational amplifier OP in parallel circuit of the capacitor C ₁ and the second resistor R ₂ of the smoothing circuit 3 via a series circuit of a diode D and a first resistor R ₁ is in Figure 7 is similar to the conventional example, it is different in that it connects the inverting input terminal of the operational amplifier OP to the connection point between the diode D via a feedback resistor Rf and the resistor R _1.
[0032]
Here, the voltage V + at the non-inverting input terminal and the voltage V− at the inverting input terminal of the operational amplifier OP in FIG. 1 are as follows.
[0033]
V + = Va
V − = [R ₃ / (Rf + R ₃ )] × V ₁ (1)
Also, assuming that the ON voltage of the diode D is V _D and the output voltage of the operational amplifier OP is V _op ,
_V ₁ = V op -V _D
It becomes. However V ₁ was showing a voltage between the diode D of the connection point resistor R _1.
[0034]
When the relationship between the voltages V + and V− is V +> V−, the output voltage of the operational amplifier OP is V _op = Hi (the power supply voltage of the operational amplifier OP), and when V + <V−, the output voltage is V _op = become L o (0V).
[0035]
When the temperature / voltage characteristic voltage Va rises and exceeds the voltage V− of the inverting input terminal of the operational amplifier OP near the peak, the negative feedback amplifier circuit using the operational amplifier OP follows the principle of imaginary shorting, and Va = V− An amplification operation for changing the output voltage _Vop output is performed so that
[0036]
And when rearranging the above equation (1) with V + = V−,
V ₁ = [(Rf + R ₃ ) / R ₃ ] × Va
(V _op −V _D ) = [(Rf + R ₃ ) / R ₃ ] × Va
It becomes.
[0037]
This equation shows that V ₁ (= V _op −V _D ) is uniquely determined regardless of the value of the voltage V _D.
[0038]
The output terminal of the operational amplifier OP during the amplification period is connected to the output voltage V _OP as shown in FIG. Is output. Until the output voltage V _op makes the voltage V ₁ higher than the DC voltage _VDC of the smoothing circuit 3, the resistor R _{3 is} discharged by the discharge current from the capacitor C ₁ of the smoothing circuit _3. To generate a voltage V-.
[0039]
Then charge the capacitor C ₁ voltage V ₁ is a current to the smoothing circuit 3 side flows through the resistor R ₁ a DC voltage V _DC or more, to increase the DC voltage V _DC. At the same time will be the output voltage V- at a current to the resistor R ₃ by the operational amplifier OP is generated, this time, the operational amplifier OP output voltage V _op as the voltage V- becomes equal to the temperature-voltage characteristic voltage Va by the amplification action of Rises.
[0040]
Eventually the temperature-voltage characteristic voltage Va begins to descend past the peak, also lowered the output voltage V _op, even voltages V ₁ Accordingly will descend until it equals the DC voltage V _DC.
[0041]
And with the passage of some time from the peak of the AC half-wave, when the _{Va <V-, V op = Lo} (0V) becomes operational amplifier OP, to stop the amplifying operation (output) is charged in the capacitor _{C 1} charges are resistance _{R 2} and the resistor _R 1, Rf, is discharged through the path of the _{R 3,} voltage V- is reduced. The voltages V ₁ at this time is expressed by the following equation (2), thus keeping a substantially constant value slightly lower than V ₁ of the peak value of the AC half-waves.
[0042]
V ₁ = [(Rf + R ₃ ) / (Rf + R ₃ + R ₁ )] × V _DC (2)
Thus by the action of resistor R _1, by maintaining a substantially constant value slightly lower than V ₁ of the peak value of the AC half-waves, the operational amplifier OP is near the peak value of the next AC half-wave, ensures amplification operation (output) Therefore, the ripple width of the DC voltage _VDC can be reduced.
[0043]
The input impedance of the input terminal of the operational amplifier OP is generally several MΩ, and the current flowing into the input terminal of the operational amplifier OP is sufficiently small and can be ignored, so that no DC component is generated.
[0044]
As a result of the operation as described above, in the present embodiment, the amplification operation time of the operational amplifier OP can be lengthened, so that the operational amplifier OP can perform the amplification operation for each peak of the AC half-wave, as shown in FIG. Thus, a DC voltage _VDC having a small ripple width can be obtained.
[0045]
In the figure, the vertical axis represents voltage, and the horizontal axis represents time. The Figure 3 shows the voltage across V ₂ of the resistor R1, while the operational amplifier OP as shown in the amplification operation diode D is rendered conductive, the current to the smoothing circuit 3 via the resistor R ₁ is flowing Although the voltage V ₂ becomes positive, the moment the operational amplifier OP stops an amplifying operation, the electric charge charged in the capacitor C ₁ of the smoothing circuit 3 via the resistor R _1, amplification of the operational amplifier OP to be discharged the medium will flow a current in the reverse direction, the voltage V ₂ becomes polarity placed Kawari negative.
[0046]
【The invention's effect】
According to the present invention, as described above, a temperature / AC voltage characteristic voltage is input to a non- inverting input terminal, a diode is connected to an output terminal, a series circuit of a first resistor is connected, and the diode and one end of the first resistor are connected to each other. in the connection point between the operational amplifier connected a feedback resistor between the inverting input terminal, a capacitor, a second smoothing circuit connected to the first end of the resistor in this parallel circuit made a parallel circuit of a resistor Since the temperature / voltage characteristic voltage-DC voltage conversion circuit is configured, even if the temperature / voltage characteristic voltage is small, it can always be converted to DC voltage at a constant ratio with high accuracy, and the ON voltage of the diode can be reduced. Since it is not affected, even if the on-voltage of the diode varies due to diode component variations, it does not affect the temperature-voltage characteristic-DC voltage conversion characteristics. The first resistor can reduce the ripple width of the DC voltage output from the smoothing circuit, and the input impedance of the operational amplifier is sufficiently large. There is an effect that a direct current component is not generated in the heat-sensitive material between the heating wire and the detection wire, so that a highly sensitive thermistor material having ion conductivity can be used.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a main part of one embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a waveform chart showing a voltage relationship of each part of the above.
FIG. 3 is a waveform diagram of a voltage across a resistor R1 of the amplifier circuit of the _first embodiment;
FIG. 4 is a temperature characteristic diagram of a conventionally used temperature sensor.
FIG. 5 is a circuit configuration diagram of a conventional temperature control device.
FIG. 6 is a circuit configuration diagram of another conventional example.
FIG. 7 is a circuit diagram of an example of an amplifier circuit and a smoothing circuit used in each conventional example.
FIG. 8 is a circuit diagram of another example of an amplifier circuit and a smoothing circuit used in each conventional example.
9 is a waveform diagram showing a voltage relationship of each part when the time constant of the smoothing circuit in the circuit of FIG . 8 is increased .
FIG. 10 is a waveform diagram showing a voltage relationship of each part when the time constant of the smoothing circuit in the circuit of FIG. 8 is reduced .
[Explanation of symbols]
Reference Signs List 3 Smoothing circuit 10 Amplifier circuit R ₁ First resistor R ₂ Second resistor Rf Feedback resistor C ₁ Capacitor Va Temperature / voltage characteristic voltage V _DC DC voltage OP Operational amplifier

Claims

A wire-shaped heat-generating heating wire formed by opposing a heating wire consisting of a line that generates heat when a commercial AC power supply is energized and a detection line consisting of a conductor line via a heat-sensitive material whose impedance changes according to temperature. A sheet-like heat-generating heating element arranged in a zigzag shape, and a temperature / AC voltage characteristic voltage obtained by converting an AC current flowing from the heat-generating wire of the wire-type heat-generating wire to a detection line via a heat-sensitive material into a voltage is converted to a DC voltage. And a temperature control device for the planar heating device that performs temperature control using the DC voltage obtained by the conversion circuit, wherein the temperature / AC voltage characteristic voltage is input to a non- inverting input. input to terminal, the diode to the output terminal, a series circuit of a first resistor connected, was connected to a feedback resistor between the diode and the connection point between the first end of the resistor and the inverting input terminal op And a smoothing circuit comprising a parallel circuit of a capacitor and a second resistor, and the other end of the first resistor connected to the parallel circuit, to constitute the conversion circuit. Temperature control device.