JP3499571B2 - アナログ加入者接続のための高速通信システム - Google Patents
アナログ加入者接続のための高速通信システムInfo
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/14—Two-way operation using the same type of signal, i.e. duplex
- H04L5/1438—Negotiation of transmission parameters prior to communication
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/4917—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using multilevel codes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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- H04L25/4927—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using multilevel codes using levels matched to the quantisation levels of the channel
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Quality & Reliability (AREA)
- Telephonic Communication Services (AREA)
- Communication Control (AREA)
- Interface Circuits In Exchanges (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Data Exchanges In Wide-Area Networks (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
発明の背景
本発明の分野は大まかにはデータ通信装置に関し、よ
り詳しくは電話接続を通してデジタル・データを送信す
るための装置に関する。
り詳しくは電話接続を通してデジタル・データを送信す
るための装置に関する。
データ通信は、今日の社会の多くの領域で重要な役割
を果たしている。銀行取引、ファクシミリ、コンピュー
タ・ネットワーク、遠隔データベース・アクセス、クレ
ジットカードの確認および多数の他の用途はすべてある
場所から別の場所にデジタル情報を素早く送ることがで
きる能力に依存している。この送信の速度はこれらのサ
ービスの品質に直接に影響を与え、多くの場合に、通信
を利用するサービスはある臨界の基礎的な能力がなけれ
ば実現できない。
を果たしている。銀行取引、ファクシミリ、コンピュー
タ・ネットワーク、遠隔データベース・アクセス、クレ
ジットカードの確認および多数の他の用途はすべてある
場所から別の場所にデジタル情報を素早く送ることがで
きる能力に依存している。この送信の速度はこれらのサ
ービスの品質に直接に影響を与え、多くの場合に、通信
を利用するサービスはある臨界の基礎的な能力がなけれ
ば実現できない。
最低のレベルでは、このデジタル・データのやりとり
の殆どは電話システムを通して行われる。コンピュー
タ、ファクシミリ機および他の装置は、一般の電話接続
を通して、または同じ特性の多くを共有する専用線を通
して頻繁に互いに通信する。どちらの場合にも、データ
はまず元々音声伝送のために設計された電話システムで
送信可能な形式に変換されなければならない。受信端で
は、電話信号がデータ流に戻されなければならない。ど
ちらのタスクもモデムにより行われる。
の殆どは電話システムを通して行われる。コンピュー
タ、ファクシミリ機および他の装置は、一般の電話接続
を通して、または同じ特性の多くを共有する専用線を通
して頻繁に互いに通信する。どちらの場合にも、データ
はまず元々音声伝送のために設計された電話システムで
送信可能な形式に変換されなければならない。受信端で
は、電話信号がデータ流に戻されなければならない。ど
ちらのタスクもモデムにより行われる。
モデムは上記の要求に対応する２つのタスク、データ
流を電話システムで送信可能な可聴信号に変換する変調
と、可聴信号を受け取りデータ流を再生する復調を行
う。接続の各端に１つの１対のモデムが２点間の双方向
通信を可能にする。可聴信号に課された制約は、モデム
を使ってデータを送信することができる速度に制限を作
り出す。これらの制約には、限られた帯域幅や雑音およ
び漏話によるデータの劣化が含まれる。電話システムは
一般的に300Hzから3,400Hzの間の周波範囲の信号だけを
伝えることができる。この範囲は人間の声のスペクトル
の主要部を含むので、電話システムの設計に組み込まれ
た。しかしながら、通話路の帯域幅は最大実現可能デー
タ・レート（データ転送速度）を決定する１つの要因で
ある。すべての他の要因が同じであれば、データ・レー
トは帯域幅に直接に比例する。
流を電話システムで送信可能な可聴信号に変換する変調
と、可聴信号を受け取りデータ流を再生する復調を行
う。接続の各端に１つの１対のモデムが２点間の双方向
通信を可能にする。可聴信号に課された制約は、モデム
を使ってデータを送信することができる速度に制限を作
り出す。これらの制約には、限られた帯域幅や雑音およ
び漏話によるデータの劣化が含まれる。電話システムは
一般的に300Hzから3,400Hzの間の周波範囲の信号だけを
伝えることができる。この範囲は人間の声のスペクトル
の主要部を含むので、電話システムの設計に組み込まれ
た。しかしながら、通話路の帯域幅は最大実現可能デー
タ・レート（データ転送速度）を決定する１つの要因で
ある。すべての他の要因が同じであれば、データ・レー
トは帯域幅に直接に比例する。
もう１つの要因は、通信の端点が制御することができ
ない可聴信号または他の信号の歪みである。これは、電
話システムにより運ばれている他の信号の電気的な取り
込み（漏話）、電気ノイズ、および信号の１つの形式か
ら別の形式への変換によって導入されるノイズなどが含
まれる。最後のタイプは、後でさらに詳しく説明される
であろう。
ない可聴信号または他の信号の歪みである。これは、電
話システムにより運ばれている他の信号の電気的な取り
込み（漏話）、電気ノイズ、および信号の１つの形式か
ら別の形式への変換によって導入されるノイズなどが含
まれる。最後のタイプは、後でさらに詳しく説明される
であろう。
汎用性を持たせるために、モデムは殆どの電話接続上
で動作するように設計されている。したがって、モデム
は、周波数帯域幅の制限および除去することができない
かなりのノイズを含む最悪の場合を想定して設計されな
ければならない。そうでありながらも、過去数年間にモ
デムの設計にかなりの進歩がなされた。28,800ビット／
秒までの速度で動作することができる装置は、いまでは
広く使用されている。国際電気通信連合、電気通信標準
化セクター（ITU−Ｔ），推奨V.34,ジュネーブ、スイス
（1991）−参照によりここにも組み込まれている、を見
られたい。しかしながら、通話路の帯域幅とノイズ・レ
ベルに基づく理論的な議論は、最大の可能な速度は殆ど
得られており、この与えられた制約の下ではさらに大幅
な増加は多分にあり得ないということを示している。こ
のことは、C.E.Shannon,“A Mathematical theory of C
ommunication,"Bell System Technical Journal 27:379
−423,623−656（1948）−参照によりここにも組み入れ
られている、に議論されている。不幸なことに、30,000
ビット／秒（または3,600バイト／秒）に近づきつつあ
る速度は多くのデータ通信アプリケーションを可能にし
たが、従来のモデムの送信はすべての用途のためにまで
十分に速くない。これらの速度では、テキストの送信は
速いし、デジタル化された話のような低品質のオーディ
オは我慢できる。しかしながら、ファクシミリや静止画
像の送信は遅く、高品質のオーディオはまずまずであ
り、完全な動画はまだまだである。要するに、必要なも
のはより大きなデータ送信能力である。これが新しいア
プリケーションのための前提条件であり、また多数の既
存のアプリケーションの性能を最大限に活用するために
必要である。
で動作するように設計されている。したがって、モデム
は、周波数帯域幅の制限および除去することができない
かなりのノイズを含む最悪の場合を想定して設計されな
ければならない。そうでありながらも、過去数年間にモ
デムの設計にかなりの進歩がなされた。28,800ビット／
秒までの速度で動作することができる装置は、いまでは
広く使用されている。国際電気通信連合、電気通信標準
化セクター（ITU−Ｔ），推奨V.34,ジュネーブ、スイス
（1991）−参照によりここにも組み込まれている、を見
られたい。しかしながら、通話路の帯域幅とノイズ・レ
ベルに基づく理論的な議論は、最大の可能な速度は殆ど
得られており、この与えられた制約の下ではさらに大幅
な増加は多分にあり得ないということを示している。こ
のことは、C.E.Shannon,“A Mathematical theory of C
ommunication,"Bell System Technical Journal 27:379
−423,623−656（1948）−参照によりここにも組み入れ
られている、に議論されている。不幸なことに、30,000
ビット／秒（または3,600バイト／秒）に近づきつつあ
る速度は多くのデータ通信アプリケーションを可能にし
たが、従来のモデムの送信はすべての用途のためにまで
十分に速くない。これらの速度では、テキストの送信は
速いし、デジタル化された話のような低品質のオーディ
オは我慢できる。しかしながら、ファクシミリや静止画
像の送信は遅く、高品質のオーディオはまずまずであ
り、完全な動画はまだまだである。要するに、必要なも
のはより大きなデータ送信能力である。これが新しいア
プリケーションのための前提条件であり、また多数の既
存のアプリケーションの性能を最大限に活用するために
必要である。
もちろん電話会社、ケーブルテレビ会社、およびその
他は、これらの高まりつつあるデータ送信ニーズを無視
しているわけではない。ビジネスおよび住居により高速
のデータ接続を提供する１つの取組みは、エンド−ツウ
−エンドのデジタル接続を提供し、モデムの必要性を無
くしてしまうことである。このようなサービスの１つの
提供はIntegrated Services Digital Network（ISDN）
である。国際電気通信連合、電気通信標準化セクター
（ITU−Ｔ），“Integrated Services Digital Network
s ISDNs,"推奨I.120,ジュネーブ、スイス（1993）、お
よびJohn Landwehr,“The Golden Splice:Beginning a
Global Digital Phone Network,"Northwestern Univers
ity（1992）、これらの各々は参照によりここに組み込
まれている−を参照されたい。ISDNは既存のアナログ加
入者線ループを160,000ビット／秒のデジタル接続で置
き換える。長距離およびオフィス間のトラフィックの大
部分はすでにデジタルで伝送されているので、このデジ
タル加入者ループはエンド−ツウ−エンドのデジタルの
音声、コンピュータデータ、またはあらゆる他のタイプ
の情報転送に使用できる。しかしながら、これらのデー
タ送信速度を加入者線ループ上で実現するためには、線
の両端に特別の装置を設置しなければならない。実際
に、電話網全体が現在音声伝送網から総合データ伝送サ
ービスへの転換を遂げつつあり、音声はデータの単なる
１つの特殊な形式にすぎなくなる。
他は、これらの高まりつつあるデータ送信ニーズを無視
しているわけではない。ビジネスおよび住居により高速
のデータ接続を提供する１つの取組みは、エンド−ツウ
−エンドのデジタル接続を提供し、モデムの必要性を無
くしてしまうことである。このようなサービスの１つの
提供はIntegrated Services Digital Network（ISDN）
である。国際電気通信連合、電気通信標準化セクター
（ITU−Ｔ），“Integrated Services Digital Network
s ISDNs,"推奨I.120,ジュネーブ、スイス（1993）、お
よびJohn Landwehr,“The Golden Splice:Beginning a
Global Digital Phone Network,"Northwestern Univers
ity（1992）、これらの各々は参照によりここに組み込
まれている−を参照されたい。ISDNは既存のアナログ加
入者線ループを160,000ビット／秒のデジタル接続で置
き換える。長距離およびオフィス間のトラフィックの大
部分はすでにデジタルで伝送されているので、このデジ
タル加入者ループはエンド−ツウ−エンドのデジタルの
音声、コンピュータデータ、またはあらゆる他のタイプ
の情報転送に使用できる。しかしながら、これらのデー
タ送信速度を加入者線ループ上で実現するためには、線
の両端に特別の装置を設置しなければならない。実際
に、電話網全体が現在音声伝送網から総合データ伝送サ
ービスへの転換を遂げつつあり、音声はデータの単なる
１つの特殊な形式にすぎなくなる。
一度設置されるとISDNのリンクは、64,000ビット／秒
の能力がある２つのデータチャンネル、16,000ビット／
秒の能力を持つ制御チャンネル、呼接続時間の短縮、お
よびその他の利益を提供する。これらのレートでは、フ
ァクシミリや静止画像の送信は殆ど一瞬であり、高品質
のオーディオも可能であろうし、遠隔コンピュータ接続
は５倍の速度の増加から利益を受ける。完全動画に向け
てかなりの進歩も達成されるかもしれない。
の能力がある２つのデータチャンネル、16,000ビット／
秒の能力を持つ制御チャンネル、呼接続時間の短縮、お
よびその他の利益を提供する。これらのレートでは、フ
ァクシミリや静止画像の送信は殆ど一瞬であり、高品質
のオーディオも可能であろうし、遠隔コンピュータ接続
は５倍の速度の増加から利益を受ける。完全動画に向け
てかなりの進歩も達成されるかもしれない。
ISDNの不利な面はその利用価値またはその欠如であ
る。ISDNを使用するには、ユーザの電話局はこのサービ
スを提供するためにアプグレードされなければならず、
ユーザはその宅内装置（電話など）をそれらのデジタル
相当製品に交換しなければならず、そして電話局の各加
入者線インターフェースはデジタル・データ流を伝える
ように変更されなければならない。この最後のステッ
プ、すべての電話機と電話局の間の数百万のアナログ接
続のデジタル・リンクへの転換は途方もないことであ
る。この仕事の規模がISDNの配備を遅くしており、その
ためここ当分の間普及率は向上しないであろう。田舎や
人口がまばらな地方はこれらのサービスを受けられない
かもしれない。
る。ISDNを使用するには、ユーザの電話局はこのサービ
スを提供するためにアプグレードされなければならず、
ユーザはその宅内装置（電話など）をそれらのデジタル
相当製品に交換しなければならず、そして電話局の各加
入者線インターフェースはデジタル・データ流を伝える
ように変更されなければならない。この最後のステッ
プ、すべての電話機と電話局の間の数百万のアナログ接
続のデジタル・リンクへの転換は途方もないことであ
る。この仕事の規模がISDNの配備を遅くしており、その
ためここ当分の間普及率は向上しないであろう。田舎や
人口がまばらな地方はこれらのサービスを受けられない
かもしれない。
高速データ通信サービスを提供する可能性のあるもう
１つの既存のインフラストラクチャは、ケーブル・テレ
ビジョン・システムである。狭帯域の撚り対線でユーザ
に接続する電話システムと異なり、ケーブル・システム
は、多くの住宅街に広帯域の接続を提供している。この
配線上の使われていない能力は、数千万いや数億ビット
／秒のデータ・レートを提供することができる。これは
フル−モーションのデジタル・ビデオを含む、上で想像
した全てのサービスのためにも十分以上であろう。しか
しながら、このケーブル・システムには重大な問題−そ
のネットワークの構成が難点になっている。電話システ
ムは、点対点の接続性を提供する。これは、各ユーザは
そのユーザの接続の全能力をフルに使用することができ
ることであり、他のユーザと共用したり、他のユーザの
使用により直接に影響を受けない。ケーブル・システム
は、それに対して、放送接続を提供する。同じ信号が各
ユーザの接続に現れるので、全能力がすべてのユーザに
よって共用される。そのため、トータルの能力は高いけ
れども、それはサービスを要求しているユーザの数で分
けられる。この構成は、ケーブルの本来の設計目標であ
るテレビジョンの配布のようにすべてのユーザが同じデ
ータを要求するときはうまく働くが、異なるデータニー
ズを持つユーザのコミュニティにはうまく働かない。大
都市圏では、各ユーザが利用できるデータ能力は、ISDN
またはモデム接続によるものに比べてかなり小さい。
１つの既存のインフラストラクチャは、ケーブル・テレ
ビジョン・システムである。狭帯域の撚り対線でユーザ
に接続する電話システムと異なり、ケーブル・システム
は、多くの住宅街に広帯域の接続を提供している。この
配線上の使われていない能力は、数千万いや数億ビット
／秒のデータ・レートを提供することができる。これは
フル−モーションのデジタル・ビデオを含む、上で想像
した全てのサービスのためにも十分以上であろう。しか
しながら、このケーブル・システムには重大な問題−そ
のネットワークの構成が難点になっている。電話システ
ムは、点対点の接続性を提供する。これは、各ユーザは
そのユーザの接続の全能力をフルに使用することができ
ることであり、他のユーザと共用したり、他のユーザの
使用により直接に影響を受けない。ケーブル・システム
は、それに対して、放送接続を提供する。同じ信号が各
ユーザの接続に現れるので、全能力がすべてのユーザに
よって共用される。そのため、トータルの能力は高いけ
れども、それはサービスを要求しているユーザの数で分
けられる。この構成は、ケーブルの本来の設計目標であ
るテレビジョンの配布のようにすべてのユーザが同じデ
ータを要求するときはうまく働くが、異なるデータニー
ズを持つユーザのコミュニティにはうまく働かない。大
都市圏では、各ユーザが利用できるデータ能力は、ISDN
またはモデム接続によるものに比べてかなり小さい。
多数のユーザに高速の、データ接続を提供するには、
ケーブル・システムを変更し、ユーザの人々の異なる階
層を分離して、より少ない人数でケーブルの帯域幅を効
率的に共用するようにしなければならない。しかしなが
ら、ISDNと同様に、これは遅い、コストのかかる仕事で
あるため、これから長年の間部分的なサービスを提供す
るだけであろう。
ケーブル・システムを変更し、ユーザの人々の異なる階
層を分離して、より少ない人数でケーブルの帯域幅を効
率的に共用するようにしなければならない。しかしなが
ら、ISDNと同様に、これは遅い、コストのかかる仕事で
あるため、これから長年の間部分的なサービスを提供す
るだけであろう。
モデムを設計するために使用される方法は、大部分
が、数十年の間変わらなかった電話システムのモデルに
基づいている。このため、モデムは、有限の帯域幅（40
0−3400Hz）と、信号レベル以下の30dBのオーダーのと
ころにノイズ成分を持つアナログの通話路としてモデル
化されている。しかしながら、電話システムの大部分
は、現在、電話局間の通信のために、アナログ波形のサ
ンプル表現のデジタル転送を使用している。各電話局
で、アナログ信号は64,000ビット／秒のパルス符号変調
（PCM）された信号に変換される。受信電話局は、その
信号を加入者線に出す前に、アナログ信号に戻す。この
過程により導入されるノイズは、ざっとみたところ、ア
ナログ・システムで観測されるものと似ているが、ノイ
ズ源は全く異なる。K.Pahlavan and J.L.Holsinger,“A
Model for the Effects of PCM Companders on the Pe
rformance of High Speed Modems,"Globecom ′85,page
s 758−0762（1985）−参照によりここに組み込まれて
いる、を参照されたい。デジタル交換機を使用する電話
接続上に観測されるノイズの大部分は、アナログ波形を
デジタル表現に変換するために必要なアナログ−デジタ
ル変換による量子化に起因する。
が、数十年の間変わらなかった電話システムのモデルに
基づいている。このため、モデムは、有限の帯域幅（40
0−3400Hz）と、信号レベル以下の30dBのオーダーのと
ころにノイズ成分を持つアナログの通話路としてモデル
化されている。しかしながら、電話システムの大部分
は、現在、電話局間の通信のために、アナログ波形のサ
ンプル表現のデジタル転送を使用している。各電話局
で、アナログ信号は64,000ビット／秒のパルス符号変調
（PCM）された信号に変換される。受信電話局は、その
信号を加入者線に出す前に、アナログ信号に戻す。この
過程により導入されるノイズは、ざっとみたところ、ア
ナログ・システムで観測されるものと似ているが、ノイ
ズ源は全く異なる。K.Pahlavan and J.L.Holsinger,“A
Model for the Effects of PCM Companders on the Pe
rformance of High Speed Modems,"Globecom ′85,page
s 758−0762（1985）−参照によりここに組み込まれて
いる、を参照されたい。デジタル交換機を使用する電話
接続上に観測されるノイズの大部分は、アナログ波形を
デジタル表現に変換するために必要なアナログ−デジタ
ル変換による量子化に起因する。
上で述べたように、大部分の電話接続は、現在、電話局
間では、64,000ビット／秒の速度で、デジタルで行われ
る。さらに、ISDNサービスは、加入者線ループの上をこ
れらよりもかなり大きなレートで送信することが可能で
あることを示している。これらの要因を利用する伝送方
式を設計することが可能かもしれないということが提唱
された。Kalet等は、送信端が送信側の電話局内で行わ
れるアナログ−デジタル変換が量子化誤差なしに行われ
るように正確なアナログレベルとタイミングを選択す
る、図２に示されるようなシステムを仮定した。I.Kale
t,J.E.MazoおよびB.R.Saltzberg,“The Capacity of PC
M Voiceband Channels,"IEEE Internatinal Conference
on Communications ′93,pages 507−51 1,ジュネー
ブ、スイス（1993）、−参照によりここに組み込まれて
いる豊富な従来のテクニック。J.E.Mazoの数学的結果を
利用することにより、通信パスの第２の加入者線ループ
の受信者端で利用できるアナログ・レベルだけを使っ
て、デジタルサンプルを再生することが理論的に可能な
はずであるということが推測された。J.E.Mazo,“Faste
r−Than−Nyquist Signaling,"Bell System Technical
Journal,54:1451−1462（1975）−参照によりここに組
み込まれている。その結果得られたシステムは、56,000
から64,000ビット／秒のデータ・レートを達成すること
ができるかもしれない。この方法の欠点は、実現できる
かもしれないし、できないかもしれない理論的な可能性
以上の何者でもないということである。
間では、64,000ビット／秒の速度で、デジタルで行われ
る。さらに、ISDNサービスは、加入者線ループの上をこ
れらよりもかなり大きなレートで送信することが可能で
あることを示している。これらの要因を利用する伝送方
式を設計することが可能かもしれないということが提唱
された。Kalet等は、送信端が送信側の電話局内で行わ
れるアナログ−デジタル変換が量子化誤差なしに行われ
るように正確なアナログレベルとタイミングを選択す
る、図２に示されるようなシステムを仮定した。I.Kale
t,J.E.MazoおよびB.R.Saltzberg,“The Capacity of PC
M Voiceband Channels,"IEEE Internatinal Conference
on Communications ′93,pages 507−51 1,ジュネー
ブ、スイス（1993）、−参照によりここに組み込まれて
いる豊富な従来のテクニック。J.E.Mazoの数学的結果を
利用することにより、通信パスの第２の加入者線ループ
の受信者端で利用できるアナログ・レベルだけを使っ
て、デジタルサンプルを再生することが理論的に可能な
はずであるということが推測された。J.E.Mazo,“Faste
r−Than−Nyquist Signaling,"Bell System Technical
Journal,54:1451−1462（1975）−参照によりここに組
み込まれている。その結果得られたシステムは、56,000
から64,000ビット／秒のデータ・レートを達成すること
ができるかもしれない。この方法の欠点は、実現できる
かもしれないし、できないかもしれない理論的な可能性
以上の何者でもないということである。
Kalet等は“これは難しい実際上の問題であり、我々
は程良い答えが可能かどうか推測することしかできな
い”と述べている。Id.page 510. 先の問題を解決するための従来の試みの１つの例は、
米国特許No.5,264,125および5,166,955−参照によりこ
こに組み込まれている−に記載されている、太田による
仕事の中に発見された。太田は、通信路を通して送信さ
れた、または記録媒体から再生されたPCM信号を再生す
るための装置を開示している。これらの特許は“歪ませ
る通話路を通過した多値信号を再生するという一般的な
問題を扱うための、いくつかの従来のテクニックを例示
している。”また例えばRichard D.Gitlin,Jeremiah F.
Hayes and Stephan B.Weinstein,“Data Communication
s Principles,"Plenum（1992）−参照によりここに組み
込まれている−も豊富な従来のテクニックも参照された
い。しかしながら、このような従来の教示は、非線形の
量子化装置からの出力を取り扱うための方法の適用を考
えていないし、電話の加入者線ループを通されたデジタ
ル・データを復号するという特定の問題も取り扱ってい
ない。さらにPCMデータからサンプリング・クロックを
再生するという問題は、PCM信号が２以上の値を取ると
きは、つまらない問題ではなくなる。例えば、太田によ
る特許では、２値入力信号に頼るサンプルクロックの再
生方法が用いられている。このタイプのクロックの再生
は、電話システム内で使用されている多値符号に対して
は使用できない。また、時間および変化する線路の状態
により発生するドリフトの補償はPCMの再生の先行技術
が含まなかった適応システムの使用を要求する。
は程良い答えが可能かどうか推測することしかできな
い”と述べている。Id.page 510. 先の問題を解決するための従来の試みの１つの例は、
米国特許No.5,264,125および5,166,955−参照によりこ
こに組み込まれている−に記載されている、太田による
仕事の中に発見された。太田は、通信路を通して送信さ
れた、または記録媒体から再生されたPCM信号を再生す
るための装置を開示している。これらの特許は“歪ませ
る通話路を通過した多値信号を再生するという一般的な
問題を扱うための、いくつかの従来のテクニックを例示
している。”また例えばRichard D.Gitlin,Jeremiah F.
Hayes and Stephan B.Weinstein,“Data Communication
s Principles,"Plenum（1992）−参照によりここに組み
込まれている−も豊富な従来のテクニックも参照された
い。しかしながら、このような従来の教示は、非線形の
量子化装置からの出力を取り扱うための方法の適用を考
えていないし、電話の加入者線ループを通されたデジタ
ル・データを復号するという特定の問題も取り扱ってい
ない。さらにPCMデータからサンプリング・クロックを
再生するという問題は、PCM信号が２以上の値を取ると
きは、つまらない問題ではなくなる。例えば、太田によ
る特許では、２値入力信号に頼るサンプルクロックの再
生方法が用いられている。このタイプのクロックの再生
は、電話システム内で使用されている多値符号に対して
は使用できない。また、時間および変化する線路の状態
により発生するドリフトの補償はPCMの再生の先行技術
が含まなかった適応システムの使用を要求する。
このように、要求されるまたは望まれるデータ通信能
力と、利用できるそれとの間には、現在重大なずれがあ
る。既存のモデムは十分な能力を提供せず、また新しい
デジタル接続による解決は広く利用できるまでまだ何年
もかかる。既存のインフラ設備をISDN能力を持たせるよ
うに改造することは大かがりな仕事であり、その使用が
広がるまでには10年かかるかもしれない。データ送信の
新しい方法は、多数の現在のアプリケーションに利益を
与えることができ、同時に、インフラ設備が要求に追い
つくまで待たなければならないであろういくつかの新し
いサービスを作り出す。
力と、利用できるそれとの間には、現在重大なずれがあ
る。既存のモデムは十分な能力を提供せず、また新しい
デジタル接続による解決は広く利用できるまでまだ何年
もかかる。既存のインフラ設備をISDN能力を持たせるよ
うに改造することは大かがりな仕事であり、その使用が
広がるまでには10年かかるかもしれない。データ送信の
新しい方法は、多数の現在のアプリケーションに利益を
与えることができ、同時に、インフラ設備が要求に追い
つくまで待たなければならないであろういくつかの新し
いサービスを作り出す。
したがって、既存の電話線を通して高速にデータを受
け取る能力を与える新しいデータ転送システムを提供す
ることに対してニーズがある。
け取る能力を与える新しいデータ転送システムを提供す
ることに対してニーズがある。
また、デジタル電話システム（例えばISDN）のために
設計されたシステム、装置、およびアプリケーション
を、アナログ接続と共に使用することを可能にする改良
されたデータ転送システムに対してもニーズがある。
設計されたシステム、装置、およびアプリケーション
を、アナログ接続と共に使用することを可能にする改良
されたデータ転送システムに対してもニーズがある。
また金のかかるすべての加入者線の交換を必要とせず
に、電話システムのデジタル設備を利用することができ
る改良されたデータ転送システムに対してもニーズがあ
る。
に、電話システムのデジタル設備を利用することができ
る改良されたデータ転送システムに対してもニーズがあ
る。
また高品質のデジタルオーディオ、音楽、音声などを
消費者に配布するための手段を提供する高速通信システ
ムを作り出すことも望まれている。このような改良され
たデータ転送システムは、オンデマンドで、個人に合わ
せた情報やデータなどを多数の消費者に配布する手段を
提供するであろう。
消費者に配布するための手段を提供する高速通信システ
ムを作り出すことも望まれている。このような改良され
たデータ転送システムは、オンデマンドで、個人に合わ
せた情報やデータなどを多数の消費者に配布する手段を
提供するであろう。
またファクシミリ、POSシステム、遠隔在庫管理、ク
レジットカードの照合、広域コンピュータ・ネットワー
クなどの商業アプリケーションのためにより大きなスル
ープットを提供するための改良された高速通信システム
に対するニーズもある。
レジットカードの照合、広域コンピュータ・ネットワー
クなどの商業アプリケーションのためにより大きなスル
ープットを提供するための改良された高速通信システム
に対するニーズもある。
発明の要旨
本発明の１つのアスペクトは、既存の電話接続を通し
て、知られているモデムや従来のデータ伝送の方法より
も高速にデータを転送するためのシステムを含む。本発
明は２つの重要な観察を利用することにより、従来の方
法に比べて著しい改良を達成した。
て、知られているモデムや従来のデータ伝送の方法より
も高速にデータを転送するためのシステムを含む。本発
明は２つの重要な観察を利用することにより、従来の方
法に比べて著しい改良を達成した。
1.基礎となる電話システムはPCM伝送である。
2.高いデータ・レートは１方向だけであり、その送信側
は電話システムに直接のデジタル・アクセスを持つ。
は電話システムに直接のデジタル・アクセスを持つ。
本発明のアスペクトは、上記の観察を利用して、従来の
システムにおいてこれまでに達成されたのよりも速いデ
ータ送信速度を可能した。上の２番目の観察は、モデム
の最大の使い方−集中化されたサーバにアクセスして情
報を引き出すこと−に向けられている。さらに、本発明
は、データベースへのアクセスおよびオンデマンドのビ
デオまたはオーディオなどのより高いデータ・レートが
求められている用途に対してとりわけ有用であることが
わかった。このような用途は、本発明により実現可能な
高いデータ伝送速度を利用することにより実現できる。
本発明の重要なアスペクトは、簡単でかつ非常に強力で
ある。すなわち、データの提供者にデジタル電話網への
直接の接続を可能にし、消費者は線に対する変更なしに
既存のアナログの接続を使用する。この構成は、消費者
のデータ装置がその下で動作しなければならないモデル
を大きく変化させる。既存のモデムは帯域幅の制限、お
よび全送信パス上で信号を劣化させる多数の判明しない
ノイズ源に対処しなければならない。
システムにおいてこれまでに達成されたのよりも速いデ
ータ送信速度を可能した。上の２番目の観察は、モデム
の最大の使い方−集中化されたサーバにアクセスして情
報を引き出すこと−に向けられている。さらに、本発明
は、データベースへのアクセスおよびオンデマンドのビ
デオまたはオーディオなどのより高いデータ・レートが
求められている用途に対してとりわけ有用であることが
わかった。このような用途は、本発明により実現可能な
高いデータ伝送速度を利用することにより実現できる。
本発明の重要なアスペクトは、簡単でかつ非常に強力で
ある。すなわち、データの提供者にデジタル電話網への
直接の接続を可能にし、消費者は線に対する変更なしに
既存のアナログの接続を使用する。この構成は、消費者
のデータ装置がその下で動作しなければならないモデル
を大きく変化させる。既存のモデムは帯域幅の制限、お
よび全送信パス上で信号を劣化させる多数の判明しない
ノイズ源に対処しなければならない。
それに対して、本発明のアスペクトは、電話局から消費
者のホームオフィスまでのパスの大部分でデータをデジ
タルで伝え、そのパスの最後のセグメントに対してだけ
信号をアナログ形式に変換する。都合のよいことに、既
存のモデムにとっての主要なノイズ源の１つ、アナログ
−デジタル変換の間の量子化ノイズは、このような変換
がもはや必要でないので、完全に除去される。更に、デ
ジタル−アナログ変換の間の量子化ノイズは決定論的な
現象としてモデル化でき、したがって著しく減らすこと
ができる。
者のホームオフィスまでのパスの大部分でデータをデジ
タルで伝え、そのパスの最後のセグメントに対してだけ
信号をアナログ形式に変換する。都合のよいことに、既
存のモデムにとっての主要なノイズ源の１つ、アナログ
−デジタル変換の間の量子化ノイズは、このような変換
がもはや必要でないので、完全に除去される。更に、デ
ジタル−アナログ変換の間の量子化ノイズは決定論的な
現象としてモデル化でき、したがって著しく減らすこと
ができる。
本発明の上のアスペクトを使うことにより、デジタル網
への直接のアクセス（例えばISDNによる）データ源は、
そのデータの消費者にサービスをしている電話局まで、
正確なデータを転送することができる。そのときに必要
とされる全ては、電話局のデジタル−アナログ変換器で
行われる濾波および伝送線路に起因するデータの歪みを
補償する、加入者線ループの消費者端のデバイスであ
る。どちらの歪みも、この明細書で説明されるように、
既存のデジタル信号処理ハードウェアを使って十分に対
処できる。
への直接のアクセス（例えばISDNによる）データ源は、
そのデータの消費者にサービスをしている電話局まで、
正確なデータを転送することができる。そのときに必要
とされる全ては、電話局のデジタル−アナログ変換器で
行われる濾波および伝送線路に起因するデータの歪みを
補償する、加入者線ループの消費者端のデバイスであ
る。どちらの歪みも、この明細書で説明されるように、
既存のデジタル信号処理ハードウェアを使って十分に対
処できる。
この方法は消費者からサーバへの戻りデータに対しては
使用できないけれども、既存のモデムは使用でき、サー
バから消費者へは64,000ビット／秒までの能力を持ち、
20,000から30,000ビット／秒のリターンが可能な非対称
な通話路を提供することに注意されたい。
使用できないけれども、既存のモデムは使用でき、サー
バから消費者へは64,000ビット／秒までの能力を持ち、
20,000から30,000ビット／秒のリターンが可能な非対称
な通話路を提供することに注意されたい。
本発明のアスペクトは、どのようなタイプのデジタル・
データでも（オーディオ、ビデオ、情報など）を、従来
のモデムまたは従来のデータ伝送の方法で達成できたよ
りも高い速度で、個々のユーザに送ることを可能にす
る。さらに、ケーブルテレビ配信システムと異なり、こ
の発明は、同時に異なるデータを要求するどのような数
のユーザにも、フルデータ・レートで、サービスするこ
とができる。
データでも（オーディオ、ビデオ、情報など）を、従来
のモデムまたは従来のデータ伝送の方法で達成できたよ
りも高い速度で、個々のユーザに送ることを可能にす
る。さらに、ケーブルテレビ配信システムと異なり、こ
の発明は、同時に異なるデータを要求するどのような数
のユーザにも、フルデータ・レートで、サービスするこ
とができる。
リモート・コンピュータ・アクセス、高速ファクシミリ
送信などのように既存のアプリケーションにより大きな
動作速度を与えるだけでなく、本発明のあるアスペクト
は、いくつかの新しいアプリケーションを可能にする。
これらは、高品質のオーディオまたは音楽の送信、オン
デマンド・ビデオ、静止画像の送信、テレビ電話、電話
会議などの、高いデータ伝送速度が最も重要なアプリケ
ーションを含む。
送信などのように既存のアプリケーションにより大きな
動作速度を与えるだけでなく、本発明のあるアスペクト
は、いくつかの新しいアプリケーションを可能にする。
これらは、高品質のオーディオまたは音楽の送信、オン
デマンド・ビデオ、静止画像の送信、テレビ電話、電話
会議などの、高いデータ伝送速度が最も重要なアプリケ
ーションを含む。
本発明の他のアスペクトは、信号のアナログ表現から、
多値のPCMデータ信号を再構成することである。これ
は、新規なクロック同期テクニックを適応等化と組み合
わせる新しい方法を使用することにより成し遂げられ
る。前記に加えて、本発明の他のアスペクトと利点は、
（１）電話線の加入者端のアナログ信号だけを使って、
電話システムのデジタルのパルス符号変調（PCM）され
たデータ流を効率的に再構成できる能力、（２）電話線
の加入者端のアナログ信号だけを使って、PCMデータの
クロック周波数と位相を再構成できる能力、（３）電話
局に追加の装置を加えることなく、また電話システムを
変更市内で、電話局と加入者端との間の実行データ・レ
ートを高める能力、（４）前記デジタル・データがアナ
ログ形式への変換、濾波、歪み、またはノイズの付加に
よる劣化などのうちの１つまたは複数のために変形され
た後でも、そのデジタル・データを再構成する能力など
を含む。
多値のPCMデータ信号を再構成することである。これ
は、新規なクロック同期テクニックを適応等化と組み合
わせる新しい方法を使用することにより成し遂げられ
る。前記に加えて、本発明の他のアスペクトと利点は、
（１）電話線の加入者端のアナログ信号だけを使って、
電話システムのデジタルのパルス符号変調（PCM）され
たデータ流を効率的に再構成できる能力、（２）電話線
の加入者端のアナログ信号だけを使って、PCMデータの
クロック周波数と位相を再構成できる能力、（３）電話
局に追加の装置を加えることなく、また電話システムを
変更市内で、電話局と加入者端との間の実行データ・レ
ートを高める能力、（４）前記デジタル・データがアナ
ログ形式への変換、濾波、歪み、またはノイズの付加に
よる劣化などのうちの１つまたは複数のために変形され
た後でも、そのデジタル・データを再構成する能力など
を含む。
図面の簡単な説明
これらのおよびその他の本発明の特徴、アスペクトおよ
び利点は、下記の説明、添付のクレームおよび添付の図
面から、より良く理解されるであろう。
び利点は、下記の説明、添付のクレームおよび添付の図
面から、より良く理解されるであろう。
図１は代表的なモデム・データ接続を示すブロック線図
である。
である。
図２は仮想の対称なデジタル・システムの１例を示すブ
ロック線図である。
ロック線図である。
図３は本発明のアスペクトに従う高速伝送システムを示
すブロック線図である。
すブロック線図である。
図４は本発明のアスペクトに従う、図３の符号器150の
ハードウェアの実現のブロック線図である。
ハードウェアの実現のブロック線図である。
図５は本発明のアスペクトに従う、図３の符号器150の
機能を示すブロック線図である。
機能を示すブロック線図である。
図６は本発明のアスペクトに従う、図５のDCエリミネー
タ184の機能を示すブロック線図である。
タ184の機能を示すブロック線図である。
図7aは本発明のアスペクトに従う、符号器150に加えら
れるであろうデータの流れ100を時間の関数として示す
グラフである。
れるであろうデータの流れ100を時間の関数として示す
グラフである。
図7bは本発明のアスペクトに従う、図３のデジタル網接
続132に加えられるであろう符号器150からの代表的な出
力を時間の関数として示すグラフである。
続132に加えられるであろう符号器150からの代表的な出
力を時間の関数として示すグラフである。
図7cは図６の線形値194を時間の関数として示すグラフ
である。この信号は、線形形式に変換された後の符号器
150からの出力信号であり、本発明のアスペクトに従
う。
である。この信号は、線形形式に変換された後の符号器
150からの出力信号であり、本発明のアスペクトに従
う。
図８は本発明の１アスペクトの理解のための、既存のデ
ジタル線インターフェースの機能を示すブロック線図で
ある。
ジタル線インターフェースの機能を示すブロック線図で
ある。
図９は本発明のアスペクトに従う、図３に示されている
復号器156のハードウェアによる実現のブロック線図で
ある。
復号器156のハードウェアによる実現のブロック線図で
ある。
図10は本発明のアスペクトに従う、図３に示されている
復号器156の機能を示すブロック線図である。
復号器156の機能を示すブロック線図である。
図11aは本発明のアスペクトに従う、図10のアナログ信
号を時間の関数として示すグラフである。
号を時間の関数として示すグラフである。
図11bは本発明のアスペクトに従い復号器156の内部で生
成された、図10の補償された信号274を時間の関数とし
て示すグラフである。
成された、図10の補償された信号274を時間の関数とし
て示すグラフである。
図11cは本発明のアスペクトに従い復号器156の内部で生
成された、図10の推定された符号の流れ280を274を時間
の関数として示すグラフである。
成された、図10の推定された符号の流れ280を274を時間
の関数として示すグラフである。
図11dは本発明のアスペクトに従い復号器156の内部で生
成された、図３のデータの流れ126を時間の関数として
示すグラフである。
成された、図３のデータの流れ126を時間の関数として
示すグラフである。
図11eは本発明のアスペクトに従い復号器156の内部で生
成された、図10の誤差信号272を時間の関数として示す
グラフである。
成された、図10の誤差信号272を時間の関数として示す
グラフである。
図12は本発明のアスペクトに従う、図10の逆フィルタ26
8を示すブロック線図である。
8を示すブロック線図である。
図13は本発明のアスペクトに従う、図12のフィードフォ
ワード等化器300を示すブロック線図である。
ワード等化器300を示すブロック線図である。
図14は本発明のアスペクトに従う、図13のフィルタTAP
を示すブロック線図である。
を示すブロック線図である。
図15は本発明のアスペクトに従う、図10のクロック推定
値264を示すブロック線図である。
値264を示すブロック線図である。
図16は本発明のアスペクトに従う、図10のクロック同期
回路260を示すブロック線図である。
回路260を示すブロック線図である。
図17は本発明のアスペクトに従う、逆方向通話路を持つ
端対端の非対称のシステムを示すブロック線図である。
端対端の非対称のシステムを示すブロック線図である。
図18は本発明の１アスペクトのデータ・サーバへの適用
を示すブロック線図である。
を示すブロック線図である。
図19は本発明の１アスペクトの高速ファクシミリ・シス
テムへの適用を示すブロック線図である。
テムへの適用を示すブロック線図である。
図20は本発明の１アスペクトに従うデジタル電話中継装
置を示すブロック線図である。
置を示すブロック線図である。
好ましい実施例の詳細な説明
従来のモデムのデータ接続
従来のモデムのデータ接続が図１に示されている。この
ようなシステムの動作はよく知られており、国際電気通
信連合（International Telecommunications Union）の
ような国際機関によって標準化されている。モデム104
とモデム124の種類の依るが、第１のユーザのデータ流1
00により28800ビット／秒までの速度でデータを送り込
むことができる。モデム104はデータ流100をアナログ信
号に変換し、このアナログ信号は電話交換機に接続され
ている加入者線ループ106に加えられる。このアナログ
信号はそれから網接続112を介して電話網内に入り電話
網内を伝えられ、網接続118を介して第２のユーザのた
めに働いている電話交換機120に到達する。この信号は
アナログ形式のまま次に加入者線ループ122を通って第
２のユーザのモデム124に伝えられ、モデム124はその信
号をデータ流126に変換する。データ流126はデータ流10
0が遅延されたものである。厳密にアナログのやり方
で、データ流128はモデム124、ローカル・ループ122、
電話交換機120、網接続116、電話網114、網接続110、電
話交換機108、加入者線ループ106、およびモデム104を
経由して伝わり、遅延された同一の信号であるデータ流
102となる。
ようなシステムの動作はよく知られており、国際電気通
信連合（International Telecommunications Union）の
ような国際機関によって標準化されている。モデム104
とモデム124の種類の依るが、第１のユーザのデータ流1
00により28800ビット／秒までの速度でデータを送り込
むことができる。モデム104はデータ流100をアナログ信
号に変換し、このアナログ信号は電話交換機に接続され
ている加入者線ループ106に加えられる。このアナログ
信号はそれから網接続112を介して電話網内に入り電話
網内を伝えられ、網接続118を介して第２のユーザのた
めに働いている電話交換機120に到達する。この信号は
アナログ形式のまま次に加入者線ループ122を通って第
２のユーザのモデム124に伝えられ、モデム124はその信
号をデータ流126に変換する。データ流126はデータ流10
0が遅延されたものである。厳密にアナログのやり方
で、データ流128はモデム124、ローカル・ループ122、
電話交換機120、網接続116、電話網114、網接続110、電
話交換機108、加入者線ループ106、およびモデム104を
経由して伝わり、遅延された同一の信号であるデータ流
102となる。
このシステムは、電話システムが、１方のユーザの電話
接続に加えられたアナログ信号を、他方のユーザの末端
に、電話システムにたいして定められた１組の標準値を
越えない歪みと遅延で再生するものと仮定している。こ
れらの値だけに基づいて、ほぼ35000ビット／秒よりも
大きな速度でデータを送信できないことを示すことがで
きる。このシステムは、実際には予測できない変化であ
るよりむしろ信号に対して決定性の変化である歪みの多
くの細部を無視している。電話網114がデジタル方式で
実現されている場合には、１つのこのような決定性の変
化は量子化雑音である。既存のモデムは、歪みの除去に
おいてこの主要な雑音源についての知識を利用すること
ができず、そのためにデータ・レートが制限されてい
る。これが現在のモデム・システムの主要な短所−低い
データ・レートと現在の仮定の枠組みの中でいつか可能
になるであろう最大限の性能向上にたいする理論的な限
界である。
接続に加えられたアナログ信号を、他方のユーザの末端
に、電話システムにたいして定められた１組の標準値を
越えない歪みと遅延で再生するものと仮定している。こ
れらの値だけに基づいて、ほぼ35000ビット／秒よりも
大きな速度でデータを送信できないことを示すことがで
きる。このシステムは、実際には予測できない変化であ
るよりむしろ信号に対して決定性の変化である歪みの多
くの細部を無視している。電話網114がデジタル方式で
実現されている場合には、１つのこのような決定性の変
化は量子化雑音である。既存のモデムは、歪みの除去に
おいてこの主要な雑音源についての知識を利用すること
ができず、そのためにデータ・レートが制限されてい
る。これが現在のモデム・システムの主要な短所−低い
データ・レートと現在の仮定の枠組みの中でいつか可能
になるであろう最大限の性能向上にたいする理論的な限
界である。
図１に示されているような従来の前記の短所と不利な点
を改善しようとする試みのなかで、データ転送速度を高
めることへの取組みは仮想対称デジタル通信システムと
して結実した。このようなシステムが、図２にデジタル
電話網と組み合わせで示されている。
を改善しようとする試みのなかで、データ転送速度を高
めることへの取組みは仮想対称デジタル通信システムと
して結実した。このようなシステムが、図２にデジタル
電話網と組み合わせで示されている。
先に挙げた参照文献においてKalet等により説明されて
いるこのシステムは、基礎となる設備がデジタル電話網
134であるという新しい仮定を用いる以外は、既存のモ
デムと同じである。動作は、デジタル電話網134内およ
びデジタル網接続130,デジタル網接続130,デジタル網接
続132,デジタル網接続136およびデジタル網接続138上を
デジタル形式で伝送される以外は同じである。各ユーザ
はまだ、加入者線ループ122および加入者線ループ106を
経由してそれぞれ、アナログ形式とデジタル電話網134
により使用される標準のデジタル形式の間の変換が行わ
れる電話交換機120および電話交換機108に情報を伝送す
るためのモデムを必要とする。
いるこのシステムは、基礎となる設備がデジタル電話網
134であるという新しい仮定を用いる以外は、既存のモ
デムと同じである。動作は、デジタル電話網134内およ
びデジタル網接続130,デジタル網接続130,デジタル網接
続132,デジタル網接続136およびデジタル網接続138上を
デジタル形式で伝送される以外は同じである。各ユーザ
はまだ、加入者線ループ122および加入者線ループ106を
経由してそれぞれ、アナログ形式とデジタル電話網134
により使用される標準のデジタル形式の間の変換が行わ
れる電話交換機120および電話交換機108に情報を伝送す
るためのモデムを必要とする。
従来のモデムと異なり、このようなシステムの速度を、
デジタル電話網134の内部で使用されるシステムの速
度、代表的には56,000または64000ビット／秒以下に制
限するであろうような理論はまだ見出されていない。
デジタル電話網134の内部で使用されるシステムの速
度、代表的には56,000または64000ビット／秒以下に制
限するであろうような理論はまだ見出されていない。
従って、このようなシステムは64000ビット／秒までの
データ・レートを獲得できる可能性がある。しかしなが
ら、このようなシステムはまだ実用されていないし、こ
のようなシステムを実現することが可能であるという証
拠もない。このシステムの著者等は“これは困難な実際
上の問題であり、うまい解決方法が可能かどうか推測し
かできない”と述べている。
データ・レートを獲得できる可能性がある。しかしなが
ら、このようなシステムはまだ実用されていないし、こ
のようなシステムを実現することが可能であるという証
拠もない。このシステムの著者等は“これは困難な実際
上の問題であり、うまい解決方法が可能かどうか推測し
かできない”と述べている。
問題は、基礎となる網がデジタル方式であり、観測され
る信号の歪みの大部分が量子化雑音に起因するという知
識を利用するためには、送信するモデムは、信号を符号
化するために網により選択されるデジタル・レベルを、
そのアナログ出力だけで制御しなければならないという
ことである。さらに、受信するモデムは、そのアナログ
入力だけから、それらのデジタル・レベルを正確に推測
しなければならない。アナログ／デジタル変換に起因す
る歪みが送信および受信の両端で発生し、しかも所望の
信号に加えられたそれらが組み合わされた歪みだけしか
直接に観測できない。さらに、電気ノイズおよび漏話に
起因する追加の歪みが、加入者線ループ122や加入者線
ループ106で発生する。所望の信号からこれらの歪みの
成分を分離すること、およびこれらの歪みの成分を互い
に分離することは、困難な、おそらく不可能な仕事であ
る。
る信号の歪みの大部分が量子化雑音に起因するという知
識を利用するためには、送信するモデムは、信号を符号
化するために網により選択されるデジタル・レベルを、
そのアナログ出力だけで制御しなければならないという
ことである。さらに、受信するモデムは、そのアナログ
入力だけから、それらのデジタル・レベルを正確に推測
しなければならない。アナログ／デジタル変換に起因す
る歪みが送信および受信の両端で発生し、しかも所望の
信号に加えられたそれらが組み合わされた歪みだけしか
直接に観測できない。さらに、電気ノイズおよび漏話に
起因する追加の歪みが、加入者線ループ122や加入者線
ループ106で発生する。所望の信号からこれらの歪みの
成分を分離すること、およびこれらの歪みの成分を互い
に分離することは、困難な、おそらく不可能な仕事であ
る。
本発明の１つの面は、このアプローチの短所を取り除
く１つの方法である。この方法は基礎をなすデジタル網
の知識を実現可能な方法で利用し、すべての他の既知の
解決方法により可能であるよりも高い到達可能なデータ
・レートを提供する。
く１つの方法である。この方法は基礎をなすデジタル網
の知識を実現可能な方法で利用し、すべての他の既知の
解決方法により可能であるよりも高い到達可能なデータ
・レートを提供する。
サンプリング・レートの変換
この後の説明に理解されるように、歪んだアナログ信号
からPCMデータを再生するためのシステムは、復号クロ
ックをデジタル流からアナログ値にPCMデータを変換す
るために使用されるクロックと同期させる方法を必要と
する。この同期をデジタル方式で実現するには、そのサ
ンプリング・レートをアナログ−デジタル変換により使
用されるレートからPCMデータからの変換において使用
されるレートにより近いサンプリング・レートに変換し
ながら、デジタル・データ列が再サンプリングされるこ
とを必要とする。これを行うための既知のテクニック
は、それらの性能が厳しく制限されているか、または大
量の計算を必要とする。例えば、参照によりこの明細書
に組み込まれているR.E.CrochiereおよびL.R−Rabiner,
“Multitrate Digital Signal Processing",Prentic
e−Hall,Englewood Cliffs,NJ,1983を参照されたい。相
互の関係が時間の関数として変化してもよい２つの独立
なクロックの間のサンプリング・レートの変換を行うこ
とは、さらに作業を複雑にする。
からPCMデータを再生するためのシステムは、復号クロ
ックをデジタル流からアナログ値にPCMデータを変換す
るために使用されるクロックと同期させる方法を必要と
する。この同期をデジタル方式で実現するには、そのサ
ンプリング・レートをアナログ−デジタル変換により使
用されるレートからPCMデータからの変換において使用
されるレートにより近いサンプリング・レートに変換し
ながら、デジタル・データ列が再サンプリングされるこ
とを必要とする。これを行うための既知のテクニック
は、それらの性能が厳しく制限されているか、または大
量の計算を必要とする。例えば、参照によりこの明細書
に組み込まれているR.E.CrochiereおよびL.R−Rabiner,
“Multitrate Digital Signal Processing",Prentic
e−Hall,Englewood Cliffs,NJ,1983を参照されたい。相
互の関係が時間の関数として変化してもよい２つの独立
なクロックの間のサンプリング・レートの変換を行うこ
とは、さらに作業を複雑にする。
本発明の１つの面は、このような変換を最小の計算オー
バーヘッドで行うことができる方法である。この方法
は、連続的に変化し得る入力／出力サンプリング・レー
ト比を受けつけ、高精度で変換を行う。説明されている
テクニックは90dBよりも大きいアンチ−エリアシング
（対折返し）拒絶を得ることができ、現在のプロセッサ
によりリアルタイムで実行することができる。
バーヘッドで行うことができる方法である。この方法
は、連続的に変化し得る入力／出力サンプリング・レー
ト比を受けつけ、高精度で変換を行う。説明されている
テクニックは90dBよりも大きいアンチ−エリアシング
（対折返し）拒絶を得ることができ、現在のプロセッサ
によりリアルタイムで実行することができる。
全体システム
図３は提案されるシステムの概観を示す。図３に示され
ているシステムの使用方法は、現在のデータ通信回路す
なわちモデムの使用方法と同じである。データ流100で
加えられたデータは、幾らかの時間後にデータ流126に
現れる。データ流100は、その機能がデータ流を電話シ
ステムに適合した形式に変換することであるエンコーダ
（符号器）に加えられる。変換されたデータは、デジタ
ル網接続132を介してデジタル電話網134に加えられる。
この変換されたデータは、デジタル電話網を通って、線
路インターフェース140が在るクライエント（サービス
を受ける者）の電話局に、逐語的に現れる。この点にお
いて、そのクライエントもデジタル網接続138からその
クライエントの線路インターフェースへのデジタル接続
に対する直接のデジタル・アクセスを持っているとき
は、送信が完了する。しかしながら、大多数のユーザと
同じようにそのクライエントが電話網に対して直接のデ
ジタル・アクセスを持っていないときは、これは不可能
であり、下記の追加の動作が必要である。線路インター
フェース140は、デジタル網接続138上のデジタル・デー
タを、デジタル電話方式の標準仕様に適合するアナログ
形式に変換する。このアナログ形式の信号は、加入者線
ループを通って、ハイブリッド網152がそこで線路を終
端しているクライエントの屋内に伝えられ、アナログ信
号154を生成する。ハイブリッド網152は、２線−双方向
信号を１対の単方向信号に変換する標準の構成要素であ
る。復号器154は、アナログ信号154を用いて、線路イン
ターフェース140によって行われるアナログ形式への変
換によって持ち込まれる歪みを推定し補償する。これ
は、デジタル網接続132に加えられたデジタル・データ
と同じであると仮定されている、デジタル網接続138に
おけるデジタル・データの推定になる。次に符号器150
によって行われた変換が逆変換され、復号器156がデー
タ流126を送出する。このデータ流は、遅延された元の
データ流100の推定である。
ているシステムの使用方法は、現在のデータ通信回路す
なわちモデムの使用方法と同じである。データ流100で
加えられたデータは、幾らかの時間後にデータ流126に
現れる。データ流100は、その機能がデータ流を電話シ
ステムに適合した形式に変換することであるエンコーダ
（符号器）に加えられる。変換されたデータは、デジタ
ル網接続132を介してデジタル電話網134に加えられる。
この変換されたデータは、デジタル電話網を通って、線
路インターフェース140が在るクライエント（サービス
を受ける者）の電話局に、逐語的に現れる。この点にお
いて、そのクライエントもデジタル網接続138からその
クライエントの線路インターフェースへのデジタル接続
に対する直接のデジタル・アクセスを持っているとき
は、送信が完了する。しかしながら、大多数のユーザと
同じようにそのクライエントが電話網に対して直接のデ
ジタル・アクセスを持っていないときは、これは不可能
であり、下記の追加の動作が必要である。線路インター
フェース140は、デジタル網接続138上のデジタル・デー
タを、デジタル電話方式の標準仕様に適合するアナログ
形式に変換する。このアナログ形式の信号は、加入者線
ループを通って、ハイブリッド網152がそこで線路を終
端しているクライエントの屋内に伝えられ、アナログ信
号154を生成する。ハイブリッド網152は、２線−双方向
信号を１対の単方向信号に変換する標準の構成要素であ
る。復号器154は、アナログ信号154を用いて、線路イン
ターフェース140によって行われるアナログ形式への変
換によって持ち込まれる歪みを推定し補償する。これ
は、デジタル網接続132に加えられたデジタル・データ
と同じであると仮定されている、デジタル網接続138に
おけるデジタル・データの推定になる。次に符号器150
によって行われた変換が逆変換され、復号器156がデー
タ流126を送出する。このデータ流は、遅延された元の
データ流100の推定である。
図３の中では、この後詳細に説明される符号器150と復
号器156を除いてすべての構成要素はよく知られてお
り、現在のデジタル電話システムの内部にも在る。また
復号器156を初期化しかつ通常の動作中に出会う条件に
適合させる方法も、この後に説明される。
号器156を除いてすべての構成要素はよく知られてお
り、現在のデジタル電話システムの内部にも在る。また
復号器156を初期化しかつ通常の動作中に出会う条件に
適合させる方法も、この後に説明される。
符号器の物理的な実現
図４は、図３の符号器150の１つの可能な実現のブロッ
ク図を示す。図３からのデータ流100は、AT＆ＴのDSP32
Cのようなデジタル・シグナル・プロセッサ（デジタル
信号処理装置）160の直列データ入力に加えられる。こ
のプロセッサは、プロセッサ・バス162を使って、読出
し専用メモリ168、ランダム・アクセス・メモリ166およ
びAdvance Micro DevicesのAm79C30AのようなISDNイ
ンターフェース回路164と通信する。読出し専用メモリ1
68は、機能的特性が後述される格納プログラムを含む。
ランダム・アクセス・メモリ166は、プログラムやパラ
メータの格納のために使用される。ISDNインターフェー
ス回路164はまたNorthern TelecomのNTIのような網終端
装置172およびそれに続いて図３に示されているデジタ
ル網接続132に接続されるISDN接続170を持つ。
ク図を示す。図３からのデータ流100は、AT＆ＴのDSP32
Cのようなデジタル・シグナル・プロセッサ（デジタル
信号処理装置）160の直列データ入力に加えられる。こ
のプロセッサは、プロセッサ・バス162を使って、読出
し専用メモリ168、ランダム・アクセス・メモリ166およ
びAdvance Micro DevicesのAm79C30AのようなISDNイ
ンターフェース回路164と通信する。読出し専用メモリ1
68は、機能的特性が後述される格納プログラムを含む。
ランダム・アクセス・メモリ166は、プログラムやパラ
メータの格納のために使用される。ISDNインターフェー
ス回路164はまたNorthern TelecomのNTIのような網終端
装置172およびそれに続いて図３に示されているデジタ
ル網接続132に接続されるISDN接続170を持つ。
完全に動作する実施例を作るには、図４に示されている
基本的なブロック線図に、復号器、発信器およびグルー
・ロジック（媒介論理回路）のような補助構成要素を付
加する必要がある。このような追加要素はよく知られて
おり、この分野に熟練した人々には明らかであろう。符
号器150のこの後の説明は、物理的な構成要素ではなく
機能に関する。この機能のすべては、例えば、よく知ら
れたデジタル信号処理のテクニックを使ってデジタル・
シグナル・プロセッサ160のプログラムまたはサブルー
チンとして実現される。
基本的なブロック線図に、復号器、発信器およびグルー
・ロジック（媒介論理回路）のような補助構成要素を付
加する必要がある。このような追加要素はよく知られて
おり、この分野に熟練した人々には明らかであろう。符
号器150のこの後の説明は、物理的な構成要素ではなく
機能に関する。この機能のすべては、例えば、よく知ら
れたデジタル信号処理のテクニックを使ってデジタル・
シグナル・プロセッサ160のプログラムまたはサブルー
チンとして実現される。
符号器の動作
図５は、図３の符号器150の機能ブロック線図を示す。
サーバーからクライエントへのチャンネルは、データ流
100として与えられる任意のデジタル・データから始ま
る。符号器150は、このビット流を好ましくは電話シス
テムのクロック・レートである8,000サンプル／秒でサ
ンプリングされた８ビットのワード（語）の列に変換す
る。これは、データ流100から読んだ各８ビットを１つ
の組にして、並列の８ビットの値を８ビットの符号の流
れ182として出力する直−並列変換器180により行われ
る。このマッピングは、データ流100から読み込まれた
各８ビットの最初のビットが８ビットの符号の流れ182
の最下位のビット位置に置かれ、出力するワードが完成
するまで後続のビットが順次より上位のビット位置を占
めるように行われるのが好ましい。出力するワードが完
成した時点で、この工程が繰り返される。DCエリミネー
タ（直流除去回路）184は、１定の間隔、好ましくは８
つのサンプルごとに１度、挿入される値に対応するアナ
ログ値が８ビット符号の流れ182上のすべての先行する
値の和の負値になるように、追加の８ビット値を挿入す
る。電話システムは多くのものが信号のDCバイアスを減
衰させるかまたは除去するので、これが必要である。DC
エリミネータ184は、受け取ったアナログ信号中のDC成
分を減少させるための回路手段の１例である。
サーバーからクライエントへのチャンネルは、データ流
100として与えられる任意のデジタル・データから始ま
る。符号器150は、このビット流を好ましくは電話シス
テムのクロック・レートである8,000サンプル／秒でサ
ンプリングされた８ビットのワード（語）の列に変換す
る。これは、データ流100から読んだ各８ビットを１つ
の組にして、並列の８ビットの値を８ビットの符号の流
れ182として出力する直−並列変換器180により行われ
る。このマッピングは、データ流100から読み込まれた
各８ビットの最初のビットが８ビットの符号の流れ182
の最下位のビット位置に置かれ、出力するワードが完成
するまで後続のビットが順次より上位のビット位置を占
めるように行われるのが好ましい。出力するワードが完
成した時点で、この工程が繰り返される。DCエリミネー
タ（直流除去回路）184は、１定の間隔、好ましくは８
つのサンプルごとに１度、挿入される値に対応するアナ
ログ値が８ビット符号の流れ182上のすべての先行する
値の和の負値になるように、追加の８ビット値を挿入す
る。電話システムは多くのものが信号のDCバイアスを減
衰させるかまたは除去するので、これが必要である。DC
エリミネータ184は、受け取ったアナログ信号中のDC成
分を減少させるための回路手段の１例である。
図５のDCエリミネータ184の機能要素の詳細は、図６に
示されている。２入力選択器190からの出力される符号
の流れ186はμ−law−線形変換器192により線形値194に
変換される。μ−law−線形変換器192は、標準のμ−la
w−線形変換表を用いて、256要素の参照表として実現す
ることができる。線形値194の値は加算器196と単位遅延
回路200によって累算されさらに反転されて、DCオフセ
ット198と、対応する単位遅延された値であるその前のD
Cオフセット202が生成される。DCオフット198は線形−
μ−law変換器204に加えられる。線形−μ−law変換器2
04は、μ−law−線形変換器192と同じ参照表を使用する
ことができ、逆マッピングを行う。DCオフセット198が
テーブル中の最大値より大きいか、または最小値よりも
小さいときは、それぞれ最大または最小の項が使用され
ることに注意されたい。線形−μ−law変換器204により
DC再生符号206が生成され、２入力選択器190に対して１
つの入力として加えられる。２入力選択器190は、８ビ
ットの符号の流れ182から、好ましくは７つの連続した
値を読んで、これらの値を符号の流れ186として出力
し、次にDC再生符号206から１つの値を読んで出力する
動作をする。２入力選択器190はこの一連の動作を連続
して繰り返す。
示されている。２入力選択器190からの出力される符号
の流れ186はμ−law−線形変換器192により線形値194に
変換される。μ−law−線形変換器192は、標準のμ−la
w−線形変換表を用いて、256要素の参照表として実現す
ることができる。線形値194の値は加算器196と単位遅延
回路200によって累算されさらに反転されて、DCオフセ
ット198と、対応する単位遅延された値であるその前のD
Cオフセット202が生成される。DCオフット198は線形−
μ−law変換器204に加えられる。線形−μ−law変換器2
04は、μ−law−線形変換器192と同じ参照表を使用する
ことができ、逆マッピングを行う。DCオフセット198が
テーブル中の最大値より大きいか、または最小値よりも
小さいときは、それぞれ最大または最小の項が使用され
ることに注意されたい。線形−μ−law変換器204により
DC再生符号206が生成され、２入力選択器190に対して１
つの入力として加えられる。２入力選択器190は、８ビ
ットの符号の流れ182から、好ましくは７つの連続した
値を読んで、これらの値を符号の流れ186として出力
し、次にDC再生符号206から１つの値を読んで出力する
動作をする。２入力選択器190はこの一連の動作を連続
して繰り返す。
図５に戻り、符号の流れ186はISDN変換器188の入力端子
に加えられる。このISDN変換器188は、よく知られたISD
N信号への変換を行う。ISDN変換器188の機能は、Advanc
ed Micro DevicesのAm79C30を含む数個の既存の集積回
路で直接に実現できる。ISDN変換器188の出力は、図３
の符号器150の出力でもあるデジタル網接続132を構成し
ている。
に加えられる。このISDN変換器188は、よく知られたISD
N信号への変換を行う。ISDN変換器188の機能は、Advanc
ed Micro DevicesのAm79C30を含む数個の既存の集積回
路で直接に実現できる。ISDN変換器188の出力は、図３
の符号器150の出力でもあるデジタル網接続132を構成し
ている。
さらによく理解されるように、符号器150により使用さ
れる信号のいくつかが図7a〜7cに示されている。図7a
は、データの流れ100の１連のサンプル（標本）を示
す。直−並列変換器180とDCエリミネータ184による処理
の後の符号の流れ186が、図7bに示されている。DCエリ
ミネータ184の内部の、符号の流れ186に対応する線形信
号すなわち線形値194が、図7cに示されている。
れる信号のいくつかが図7a〜7cに示されている。図7a
は、データの流れ100の１連のサンプル（標本）を示
す。直−並列変換器180とDCエリミネータ184による処理
の後の符号の流れ186が、図7bに示されている。DCエリ
ミネータ184の内部の、符号の流れ186に対応する線形信
号すなわち線形値194が、図7cに示されている。
線路インターフェース
この後の説明において参照するために、図８は、代表的
な電話システムにいて見られるような、図３の線路イン
ターフェース140の機能モデルを示す。このようなイン
ターフェースはよく知られており、現在デジタル電話交
換機に使用されている。図３のデジタル電話網134は、
デジタル網接続138を介して、１サンプル（標本）あた
り８ビットのμ−lawで符号化されたデジタル・データ
の流れを、図８に示されているμ−law−線形変換器210
に渡す。μ−law−線形変換器210はよく知られたμ−la
w−線形変換を行い、各サンプルを線形値212に変換す
る。線形値212は次にアナログ−デジタル変換器214によ
りアナログ信号216に変換される。このアナログ信号
は、電話システムのクロック236を使って、よく知られ
たやり方でサンプリングされる。見やすくするために図
３には示されていないが、電話システムのクロック236
はデジタル電話網134により発生される。アナログ信号2
16は次に低域フィルタ218により平滑化されて、濾波さ
れた信号220になる。低域フィルタ218の主目的は、ほぼ
3100Hzの遮断周波数で低域を通過させる機能を提供する
ことである。国際電気通信連合は、国際電気通信連合，
電気通信標準化セクター（ITU−Ｔ），“Transmission
Performance Characteristics of Pulse Code M
odulation",推奨G.712,ジュネーブ，スイス,1992年９月
−参照によりこの明細書に組み込まれている−において
デジタル−アナログ変換器214および低域フィルタ218の
ための規格を標準化した。
な電話システムにいて見られるような、図３の線路イン
ターフェース140の機能モデルを示す。このようなイン
ターフェースはよく知られており、現在デジタル電話交
換機に使用されている。図３のデジタル電話網134は、
デジタル網接続138を介して、１サンプル（標本）あた
り８ビットのμ−lawで符号化されたデジタル・データ
の流れを、図８に示されているμ−law−線形変換器210
に渡す。μ−law−線形変換器210はよく知られたμ−la
w−線形変換を行い、各サンプルを線形値212に変換す
る。線形値212は次にアナログ−デジタル変換器214によ
りアナログ信号216に変換される。このアナログ信号
は、電話システムのクロック236を使って、よく知られ
たやり方でサンプリングされる。見やすくするために図
３には示されていないが、電話システムのクロック236
はデジタル電話網134により発生される。アナログ信号2
16は次に低域フィルタ218により平滑化されて、濾波さ
れた信号220になる。低域フィルタ218の主目的は、ほぼ
3100Hzの遮断周波数で低域を通過させる機能を提供する
ことである。国際電気通信連合は、国際電気通信連合，
電気通信標準化セクター（ITU−Ｔ），“Transmission
Performance Characteristics of Pulse Code M
odulation",推奨G.712,ジュネーブ，スイス,1992年９月
−参照によりこの明細書に組み込まれている−において
デジタル−アナログ変換器214および低域フィルタ218の
ための規格を標準化した。
濾波された信号220は、４−２線変換器222により加入者
線ループ122に対してマルチプレックスされる。加入者
線ループは双方向性である。加入者線ループ122上の入
信号は４−２線変換器222に加えられ、濾波されていな
い信号234として出力される。濾波されていない信号234
は帯域フィルタ232に加えられる。帯域フィルタ232も、
ITU−Ｔにより上で言及した文献中に標準化されてい
る。帯域フィルタ232からの出力である濾波された信号2
30は、アナログ−デジタル変換器228により線形値226に
変換される。線形値226は次に、標準の線形−μ−law変
換を行う線形−μ−law変換器224により、デジタル網接
続136に変換される。図３に示されているシステムにお
いて、デジタル網接続136は使用されず、見やすさのた
めに省略されている。
線ループ122に対してマルチプレックスされる。加入者
線ループは双方向性である。加入者線ループ122上の入
信号は４−２線変換器222に加えられ、濾波されていな
い信号234として出力される。濾波されていない信号234
は帯域フィルタ232に加えられる。帯域フィルタ232も、
ITU−Ｔにより上で言及した文献中に標準化されてい
る。帯域フィルタ232からの出力である濾波された信号2
30は、アナログ−デジタル変換器228により線形値226に
変換される。線形値226は次に、標準の線形−μ−law変
換を行う線形−μ−law変換器224により、デジタル網接
続136に変換される。図３に示されているシステムにお
いて、デジタル網接続136は使用されず、見やすさのた
めに省略されている。
復号器の実現
図９は、図３の復号器156の１つの可能な実現のブロッ
ク線図を示す。図３からのアナログ信号154は、アナロ
グ−デジタル変換器240によりサンプリングされる。ア
ナログ−デジタル変換器240は、Crystal Semiconductor
のCS5016のような１つの集積回路として存在している。
このアナログ−デジタル変換器240は、発振器242によっ
て発生される、好ましくは16kHzのクロック信号244を使
用して、デジタル入力信号246を生成する。デジタル入
力信号246は、AT＆ＡのDSP32Cのようなデジタル・シグ
ナル・プロセッサ248のバンクに、それらの直列入力端
子の１つを通して接続されている。これらのプロセッサ
は相互に接続されており、またプロセッサ・バス250を
介してランダム・アクセス・メモリ254および読出し専
用メモリ252に接続されている。読出し専用メモリ252に
は、その機能的特性が後の節で説明される格納プログラ
ムが入れられている。デジタル・シグナル・プロセッサ
のバンク248は、図３の復号器156の最終出力であるデー
タの流れ126を生成する。
ク線図を示す。図３からのアナログ信号154は、アナロ
グ−デジタル変換器240によりサンプリングされる。ア
ナログ−デジタル変換器240は、Crystal Semiconductor
のCS5016のような１つの集積回路として存在している。
このアナログ−デジタル変換器240は、発振器242によっ
て発生される、好ましくは16kHzのクロック信号244を使
用して、デジタル入力信号246を生成する。デジタル入
力信号246は、AT＆ＡのDSP32Cのようなデジタル・シグ
ナル・プロセッサ248のバンクに、それらの直列入力端
子の１つを通して接続されている。これらのプロセッサ
は相互に接続されており、またプロセッサ・バス250を
介してランダム・アクセス・メモリ254および読出し専
用メモリ252に接続されている。読出し専用メモリ252に
は、その機能的特性が後の節で説明される格納プログラ
ムが入れられている。デジタル・シグナル・プロセッサ
のバンク248は、図３の復号器156の最終出力であるデー
タの流れ126を生成する。
完全に動作する実施例を作るには、図９に示されている
基本的なブロック線図に、復号器、発信器およびグルー
・ロジックのような補助構成要素を付加する必要があ
る。このような追加要素はよく知られており、この分野
に熟練した人々には明らかであろう。
基本的なブロック線図に、復号器、発信器およびグルー
・ロジックのような補助構成要素を付加する必要があ
る。このような追加要素はよく知られており、この分野
に熟練した人々には明らかであろう。
復号器156のこの後の説明は、物理的な構成要素ではな
く機能に関する。この機能のすべては、例えば、よく知
られたデジタル信号処理のテクニックをデジタル・シグ
ナル・プロセッサのバンク248のためのプログラムまた
はサブルーチンとして実現される。
く機能に関する。この機能のすべては、例えば、よく知
られたデジタル信号処理のテクニックをデジタル・シグ
ナル・プロセッサのバンク248のためのプログラムまた
はサブルーチンとして実現される。
復号器の動作
図10は図３の復号器156の機能構成を示す。図３からの
アナログ信号154は復号器156に入力データを与える。ア
ナログ信号154はアナログ−デジタル変換器240に入力さ
れ、好ましくは１サンプルにつき16ビットの精度で、毎
秒あたり16000サンプルでサンプリングされたデジタル
入力信号246に変換される。アナログ−デジタル変換器2
40は、Crystal SemiconductorのCS5016のような１つの
集積回路として存在している。デジタル入力信号246
は、次に、周期推定値262だけ離れた時間間隔でデジタ
ル入力信号246を補間し再サンプリングを行って、同期
させられた信号266を生成するクロック同期器260により
処理される。クロック同期器260の動作は後の節で説明
される。同期させられた信号266は、後述される逆フィ
ルタ268により濾波され、補償済された信号274が再構成
される。逆フィルタ268の目的は、主要構成要素が図８
の低域フィルタ218である図３のインターフェース140に
よって行われた変換を逆変換することである。図10に戻
って、逆フィルタ268はまた、同期させられた信号266に
内在するタイミングのずれを与える遅延誤差推定270を
出力する。この信号は、クロック同期器260により使用
される周期推定値262を計算するために、後述されるク
ロック推定器264により使用される。次に決定手段を用
いて、補償済された信号274が、不連続な集合から取り
出された１連の値に変換される。例えば、補償済された
信号274が線形−μ−law変換器276を使って最近の相当
する８ビットμ−lawワードに変換され、推定された符
号の流れ280が生成される。先述したように、線形−μ
−law変換器276は、簡単な参照表として実現できる。
アナログ信号154は復号器156に入力データを与える。ア
ナログ信号154はアナログ−デジタル変換器240に入力さ
れ、好ましくは１サンプルにつき16ビットの精度で、毎
秒あたり16000サンプルでサンプリングされたデジタル
入力信号246に変換される。アナログ−デジタル変換器2
40は、Crystal SemiconductorのCS5016のような１つの
集積回路として存在している。デジタル入力信号246
は、次に、周期推定値262だけ離れた時間間隔でデジタ
ル入力信号246を補間し再サンプリングを行って、同期
させられた信号266を生成するクロック同期器260により
処理される。クロック同期器260の動作は後の節で説明
される。同期させられた信号266は、後述される逆フィ
ルタ268により濾波され、補償済された信号274が再構成
される。逆フィルタ268の目的は、主要構成要素が図８
の低域フィルタ218である図３のインターフェース140に
よって行われた変換を逆変換することである。図10に戻
って、逆フィルタ268はまた、同期させられた信号266に
内在するタイミングのずれを与える遅延誤差推定270を
出力する。この信号は、クロック同期器260により使用
される周期推定値262を計算するために、後述されるク
ロック推定器264により使用される。次に決定手段を用
いて、補償済された信号274が、不連続な集合から取り
出された１連の値に変換される。例えば、補償済された
信号274が線形−μ−law変換器276を使って最近の相当
する８ビットμ−lawワードに変換され、推定された符
号の流れ280が生成される。先述したように、線形−μ
−law変換器276は、簡単な参照表として実現できる。
通常の動作中、スイッチ292は、推定された符号の流れ2
80を所望の出力信号286として通過させる。この出力信
号286は、μ−law−線形変換器278により変換されて線
形信号に戻され、線形値284が生成される。μ−law−線
形変換器278は、先述したように簡単な参照表として実
現できる。初期化中は、スイッチ292は、予め決められ
たトレーニング・パターン288（図３には示されていな
い）が所望の出力信号286としてμ−law−線形変換器27
8に入力されるようにセットされる。この使い方はこの
後に説明される。
80を所望の出力信号286として通過させる。この出力信
号286は、μ−law−線形変換器278により変換されて線
形信号に戻され、線形値284が生成される。μ−law−線
形変換器278は、先述したように簡単な参照表として実
現できる。初期化中は、スイッチ292は、予め決められ
たトレーニング・パターン288（図３には示されていな
い）が所望の出力信号286としてμ−law−線形変換器27
8に入力されるようにセットされる。この使い方はこの
後に説明される。
線形値284は、補償済された信号274の所望の値の推定値
を与える。そして補償済された信号274が線形値にでき
るだけ近くなるように逆フィルタ268を適応的に更新す
るために使用される。この適応は、復号器156のパラメ
ータを調整するためのトレーニング手段の１例であり、
この後の逆フィルタ268の説明においてさらに詳しく説
明される。減算器282は、補償済された信号274と線形値
284を使って、誤差信号272を計算する。誤差信号272
は、フィードバック・ループで逆フィルタ268の入力端
子に加えられる。推定された符号の流れ280は、図３の
符号器150によって行われた変換の逆の変換を行うデー
タ抽出器290を通され、復号器の最終出力であるデータ
の流れ126が生成される。
を与える。そして補償済された信号274が線形値にでき
るだけ近くなるように逆フィルタ268を適応的に更新す
るために使用される。この適応は、復号器156のパラメ
ータを調整するためのトレーニング手段の１例であり、
この後の逆フィルタ268の説明においてさらに詳しく説
明される。減算器282は、補償済された信号274と線形値
284を使って、誤差信号272を計算する。誤差信号272
は、フィードバック・ループで逆フィルタ268の入力端
子に加えられる。推定された符号の流れ280は、図３の
符号器150によって行われた変換の逆の変換を行うデー
タ抽出器290を通され、復号器の最終出力であるデータ
の流れ126が生成される。
理解を助けることだけを目的として、図10中の信号のい
くつかの例が図11aから11eに描かれている。図11は、復
号器156への代表的な入力アナログ信号154を示す。この
信号の処理中に、復号器156は、図11bに示されている補
償された信号274を生成する。この信号はさらに処理さ
れて、図11cに示されている推定された符号の流れ280が
生成される。最後に、図10のデータ抽出器290が、図11d
に示されているデータの流れ126を出力する。復号器156
の内部で使用するために生成される誤差信号272が、図1
1eに示されている。
くつかの例が図11aから11eに描かれている。図11は、復
号器156への代表的な入力アナログ信号154を示す。この
信号の処理中に、復号器156は、図11bに示されている補
償された信号274を生成する。この信号はさらに処理さ
れて、図11cに示されている推定された符号の流れ280が
生成される。最後に、図10のデータ抽出器290が、図11d
に示されているデータの流れ126を出力する。復号器156
の内部で使用するために生成される誤差信号272が、図1
1eに示されている。
上記したように、アナログ−デジタル変換器240,減算器
282,線形−μ−law変換器276,スイッチ292およびμ−la
w−線形変換器278、すなわち図10のすべてがよく知られ
ており、この分野に熟練した者により容易に実現され得
る。この後の説明は、残りのブロック：逆フィルタ268,
クロック推定器264,クロック同期器260,およびデータ抽
出器290について詳しく説明している。
282,線形−μ−law変換器276,スイッチ292およびμ−la
w−線形変換器278、すなわち図10のすべてがよく知られ
ており、この分野に熟練した者により容易に実現され得
る。この後の説明は、残りのブロック：逆フィルタ268,
クロック推定器264,クロック同期器260,およびデータ抽
出器290について詳しく説明している。
逆フィルタ
図12は、図10の逆フィルタ268の内部の詳細な構成を示
している。逆フィルタ268は等化手段の１例であり、入
力信号（同期させられた信号266）に対して線形濾波操
作を行い、出力信号（補償された信号274）を生成する
動作をする。逆フィルタ268はまた、補償された信号274
と所望の値の間の不一致を示す誤差信号272を受け取
る。そして誤差信号272を使って、誤差信号272が最小に
なるように、濾波機能を更新する。このような適応フィ
ルタの構成はよく知られている。例えば、Richard D.Gi
tlin,Jeremiah F.HayesおよびStephen B.Weinstein,“D
ata Communications Principles",Plenun（1992）−参
照によりこの明細書に取り込まれている−を参照された
い。しかしながら説明を明瞭にするために、この明細書
では逆フィルタ268の好ましい実施例について説明す
る。さらに、逆フィルタ268は、図10のクロック推定器2
64により使用される遅延された誤差推定値270を生成す
る。
している。逆フィルタ268は等化手段の１例であり、入
力信号（同期させられた信号266）に対して線形濾波操
作を行い、出力信号（補償された信号274）を生成する
動作をする。逆フィルタ268はまた、補償された信号274
と所望の値の間の不一致を示す誤差信号272を受け取
る。そして誤差信号272を使って、誤差信号272が最小に
なるように、濾波機能を更新する。このような適応フィ
ルタの構成はよく知られている。例えば、Richard D.Gi
tlin,Jeremiah F.HayesおよびStephen B.Weinstein,“D
ata Communications Principles",Plenun（1992）−参
照によりこの明細書に取り込まれている−を参照された
い。しかしながら説明を明瞭にするために、この明細書
では逆フィルタ268の好ましい実施例について説明す
る。さらに、逆フィルタ268は、図10のクロック推定器2
64により使用される遅延された誤差推定値270を生成す
る。
同期させられた信号266はフィードフォワード等化器300
に供給される。フィードフォワード等化器300は、補正
信号324を使って適応更新を行いながら、部分的に補償
された信号302を生成する。フィードフォワード等化器3
00の動作は後述される。フィードフォワード等化器300
は、また、図10のクロック推定器264により使われる遅
延された誤差推定値270を出力する。部分的に補償され
た信号302は次にダウンサンプリング回路304により低減
率２でダウン・サンプリングされる。ダウンサンプリン
グ回路304は、その入力端子から２つの連続した値を読
み、これらのうちの最初の値をその出力端子に出し、２
番目の値を棄てる動作をする。ダウンサンプリングされ
た信号306は次に減算器308に加えられ、補償された信号
274が生成される。補償された信号274は、図10における
後続の段により使用される。また単位遅延回路310にも
加えられて遅延された信号312が生成される。遅延され
た信号312は次にフィードバック等化器314の入力端子に
加えられ、歪み推定値316が生成される。フィードバッ
ク等化器314は、フィードフォワード等化器300と同じで
あり、後でさらに詳しく説明される。歪み推定値326
は、減算器308に対する第２の入力を供給する。図10の
誤差信号272は、図12の増幅要素318で１定の倍率で増幅
され、補正信号320が生成される。補正信号320はフィー
ドバック等化器314に対して第２の入力として加えられ
る。フィードバック等化器314は、補正信号320を使って
適応更新を行なう。
に供給される。フィードフォワード等化器300は、補正
信号324を使って適応更新を行いながら、部分的に補償
された信号302を生成する。フィードフォワード等化器3
00の動作は後述される。フィードフォワード等化器300
は、また、図10のクロック推定器264により使われる遅
延された誤差推定値270を出力する。部分的に補償され
た信号302は次にダウンサンプリング回路304により低減
率２でダウン・サンプリングされる。ダウンサンプリン
グ回路304は、その入力端子から２つの連続した値を読
み、これらのうちの最初の値をその出力端子に出し、２
番目の値を棄てる動作をする。ダウンサンプリングされ
た信号306は次に減算器308に加えられ、補償された信号
274が生成される。補償された信号274は、図10における
後続の段により使用される。また単位遅延回路310にも
加えられて遅延された信号312が生成される。遅延され
た信号312は次にフィードバック等化器314の入力端子に
加えられ、歪み推定値316が生成される。フィードバッ
ク等化器314は、フィードフォワード等化器300と同じで
あり、後でさらに詳しく説明される。歪み推定値326
は、減算器308に対する第２の入力を供給する。図10の
誤差信号272は、図12の増幅要素318で１定の倍率で増幅
され、補正信号320が生成される。補正信号320はフィー
ドバック等化器314に対して第２の入力として加えられ
る。フィードバック等化器314は、補正信号320を使って
適応更新を行なう。
誤差信号272は、また、アプサンプリング回路326によ
り、倍率２でアプサンプリングされる。アプサンプリン
グ回路326は、誤差信号272の各サンプルの間に零を挿入
する。アプサンプリング回路326はアプサンプリングさ
れた誤差信号を生成し、この信号は次に増幅要素322に
より増幅される。フィードバック等化器314およびフィ
ードフォワード等化器300による補正信号320および補正
信号324の利用方法は後述する。増幅要素322および318
のパラメータkfおよびkbの値はそれぞれ10−２から10−
15の範囲が好ましい。最適な値は、この分野に熟練した
人々により過重な実験なしに容易に求められる。
り、倍率２でアプサンプリングされる。アプサンプリン
グ回路326は、誤差信号272の各サンプルの間に零を挿入
する。アプサンプリング回路326はアプサンプリングさ
れた誤差信号を生成し、この信号は次に増幅要素322に
より増幅される。フィードバック等化器314およびフィ
ードフォワード等化器300による補正信号320および補正
信号324の利用方法は後述する。増幅要素322および318
のパラメータkfおよびkbの値はそれぞれ10−２から10−
15の範囲が好ましい。最適な値は、この分野に熟練した
人々により過重な実験なしに容易に求められる。
フィードフォワードおよびフィードバック等化器
図13は図12のフィードフォワード等化器300の内部構成
を示す。フィードフォワード等化器300は、連鎖状に接
続された好ましくは８〜128個のフィルタTAP330と同一
の回路から構成されている。第１のフィルタTAP330は図
12の同期させられた信号266を受け入れ、最後のフィル
タTAP330は図12で使用される部分的に補償された信号30
2を出力する。中間の各TAPは２つの入力信号−主入力33
2とターゲット入力336−を受け取り、２つの出力信号−
主出力334とターゲット出力338−を生成する。各フィル
タTAP330はまた出力信号としてTAP重みを提供する。こ
のTAP重みは、推定器342によって遅延誤差推定値270を
計算するために使用される。動作中、各フィルタTAP330
は、補正信号324を入力として使って適応更新を行う。
を示す。フィードフォワード等化器300は、連鎖状に接
続された好ましくは８〜128個のフィルタTAP330と同一
の回路から構成されている。第１のフィルタTAP330は図
12の同期させられた信号266を受け入れ、最後のフィル
タTAP330は図12で使用される部分的に補償された信号30
2を出力する。中間の各TAPは２つの入力信号−主入力33
2とターゲット入力336−を受け取り、２つの出力信号−
主出力334とターゲット出力338−を生成する。各フィル
タTAP330はまた出力信号としてTAP重みを提供する。こ
のTAP重みは、推定器342によって遅延誤差推定値270を
計算するために使用される。動作中、各フィルタTAP330
は、補正信号324を入力として使って適応更新を行う。
図14は図13の各フィルタTAP330の機能の詳細構成を示
す。各TAPは、図14に示されている標準の信号処理ブロ
ックを使って構成されており、２つの入力、主入力332
とターゲット入力336を持ち、２つの出力、主出力334と
ターゲット出力338を供給する。主入力332は単位遅延回
路350により１サンプル分遅延させられて、主出力334が
作られる。その間に、主入力332はまた乗算器352を使っ
てTAP重みが掛けられ、重みづけされた入力354が作られ
る。重みづけされた入力354は、加算器356によりターゲ
ット入力336に加えられ、ターゲット出力338が生成され
る。
す。各TAPは、図14に示されている標準の信号処理ブロ
ックを使って構成されており、２つの入力、主入力332
とターゲット入力336を持ち、２つの出力、主出力334と
ターゲット出力338を供給する。主入力332は単位遅延回
路350により１サンプル分遅延させられて、主出力334が
作られる。その間に、主入力332はまた乗算器352を使っ
てTAP重みが掛けられ、重みづけされた入力354が作られ
る。重みづけされた入力354は、加算器356によりターゲ
ット入力336に加えられ、ターゲット出力338が生成され
る。
TAP重みの適応更新は、乗算器366を使って、補正信号32
4に主入力332を掛けることにより行われる。乗算器の出
力値364はTAP誤差推定値を与え、TAP重みを生成するた
めに減算器362を使ってその前の値から引き算される。
前の値360は、入力としてTAP重み340を使い、単位遅延
回路358により生成される。各フィルタTAP330はまたTAP
重み340を出力する。
4に主入力332を掛けることにより行われる。乗算器の出
力値364はTAP誤差推定値を与え、TAP重みを生成するた
めに減算器362を使ってその前の値から引き算される。
前の値360は、入力としてTAP重み340を使い、単位遅延
回路358により生成される。各フィルタTAP330はまたTAP
重み340を出力する。
図13に戻り、各フィルタTAP330は遅延推定器342に入力
される。遅延推定器342は、次の式を使ってフィルタ全
体の遅延誤差の推定値を計算する。
される。遅延推定器342は、次の式を使ってフィルタ全
体の遅延誤差の推定値を計算する。
ここでwIはｉ番目のTAP重み340を表す記号である。この
ようにして、遅延推定器342は、図10の周期の推定値の
なかの誤差の程度を決定するための推定手段を与える。
ようにして、遅延推定器342は、図10の周期の推定値の
なかの誤差の程度を決定するための推定手段を与える。
図10のフィードフォワード等化器300についての上記の
説明は、フィードバック等化器314にも当てはまる。フ
ィードバック等化器314の構成と動作は、遅延誤差推定
値270出力に相当する信号がないので遅延推定器342が必
要でないことを除いて、フィードフォワード等化器300
の構成と動作と同じである。またフィードバック等化器
314は、フィードフォワード等化器300と異なる数、好ま
しくは４分の１から２分の１のTAPを使用してもよい。
フィードフォワード等化器300およびフィードバック等
化器314のために使用するTAPの最適な個数は、この分野
に熟練した人々により過重な実験なしに容易に求められ
る。
説明は、フィードバック等化器314にも当てはまる。フ
ィードバック等化器314の構成と動作は、遅延誤差推定
値270出力に相当する信号がないので遅延推定器342が必
要でないことを除いて、フィードフォワード等化器300
の構成と動作と同じである。またフィードバック等化器
314は、フィードフォワード等化器300と異なる数、好ま
しくは４分の１から２分の１のTAPを使用してもよい。
フィードフォワード等化器300およびフィードバック等
化器314のために使用するTAPの最適な個数は、この分野
に熟練した人々により過重な実験なしに容易に求められ
る。
クロック推定器
図15は図10のクロック推定器264の機能構成要素を示
す。クロック推定器264は、遅延誤差推定値270を使って
周期の推定値262を更新する回路手段の１例である。ク
ロック推定器264に対する信号入力である遅延誤差推定
値270は、ループ利得370により、アナログ−デジタル変
換器240のために使用されるクロックの精度に依り異な
るが好ましくは10-1から10-8の範囲の倍率k1だけスケー
ル変換され、位相誤差374が生成される。位相誤差374は
次にループ・フィルタ376で濾波され、周期オフセット3
78が生成される。ループ・フィルタ376は、その設計が
位相ロックループの設計に熟練した人々には明白な低域
フィルタである。周期オフセット37は、加算器372によ
り、公称周期380に加算される。公称周期380は、図８の
電話システム・クロック236に周波数に対する図10のア
ナログ−デジタル変換器240のサンプリング・レートの
２分の１の比である。電話システム・クロック236とア
ナログ−デジタル変換器240は共通の源から導き出され
ていないので、正確な比は、パラメータの好ましい選択
にたいして、1.0からごく僅かに異なる。動作中、周期
推定は、図10の逆フィルタ268により与えられる現在の
誤差の推定値を使って、この比を修正し追従する。
す。クロック推定器264は、遅延誤差推定値270を使って
周期の推定値262を更新する回路手段の１例である。ク
ロック推定器264に対する信号入力である遅延誤差推定
値270は、ループ利得370により、アナログ−デジタル変
換器240のために使用されるクロックの精度に依り異な
るが好ましくは10-1から10-8の範囲の倍率k1だけスケー
ル変換され、位相誤差374が生成される。位相誤差374は
次にループ・フィルタ376で濾波され、周期オフセット3
78が生成される。ループ・フィルタ376は、その設計が
位相ロックループの設計に熟練した人々には明白な低域
フィルタである。周期オフセット37は、加算器372によ
り、公称周期380に加算される。公称周期380は、図８の
電話システム・クロック236に周波数に対する図10のア
ナログ−デジタル変換器240のサンプリング・レートの
２分の１の比である。電話システム・クロック236とア
ナログ−デジタル変換器240は共通の源から導き出され
ていないので、正確な比は、パラメータの好ましい選択
にたいして、1.0からごく僅かに異なる。動作中、周期
推定は、図10の逆フィルタ268により与えられる現在の
誤差の推定値を使って、この比を修正し追従する。
クロック同期回路
図10のクロック同期回路260の機能ブロック線図が図16
に示されている。クロック同期回路260の機能は、周期
推定262だけ離間した時間間隔でその入力信号（デジタ
ル入力信号246）を補間し再サンプリングすることであ
る。例えば、周期推定262が2.0の値を持つときは、デジ
タル入力信号246から読まれたすべての２番目のサンプ
ルは、同期している信号266として出力される。周期推
定262が整数でないときは、クロック同期回路260は、入
力されたサンプルの間を適当に補間して、出力するサン
プルを生成することを要求される。
に示されている。クロック同期回路260の機能は、周期
推定262だけ離間した時間間隔でその入力信号（デジタ
ル入力信号246）を補間し再サンプリングすることであ
る。例えば、周期推定262が2.0の値を持つときは、デジ
タル入力信号246から読まれたすべての２番目のサンプ
ルは、同期している信号266として出力される。周期推
定262が整数でないときは、クロック同期回路260は、入
力されたサンプルの間を適当に補間して、出力するサン
プルを生成することを要求される。
クロック同期回路260は、必要とされる各出力サンプル
に対して１サイクルの動作を行う。各サイクルは、アキ
ュームレイタ424が図10の周期推定262の値を読むことか
ら始まる。アキュムレータ424は、読まれたすべての入
力値のランニング和を計算し、この和を実数値のサンプ
ル・インデックス426として出力する。この信号は、増
幅要素428を用いて、好ましくは10〜400の範囲の倍率Ｎ
μで増幅され、アプサンプリングされたサンプルのイン
デックス430が生成される。Ｎμの最適な値は、この分
野に熟練した人々により過重な実験なしに容易に求めら
れる。整数／小数分離器432は、アプサンプリングされ
たサンプル・インデックス430をサンプル・インデック
ス422と小数値414に分解する。例えば、アプサンプリン
グされたサンプル・インデックス430が値10.7を持つと
き、整数／小数分離器432はサンプル・インデックス422
を10.0に、そして小数値414を0.7にする。
に対して１サイクルの動作を行う。各サイクルは、アキ
ュームレイタ424が図10の周期推定262の値を読むことか
ら始まる。アキュムレータ424は、読まれたすべての入
力値のランニング和を計算し、この和を実数値のサンプ
ル・インデックス426として出力する。この信号は、増
幅要素428を用いて、好ましくは10〜400の範囲の倍率Ｎ
μで増幅され、アプサンプリングされたサンプルのイン
デックス430が生成される。Ｎμの最適な値は、この分
野に熟練した人々により過重な実験なしに容易に求めら
れる。整数／小数分離器432は、アプサンプリングされ
たサンプル・インデックス430をサンプル・インデック
ス422と小数値414に分解する。例えば、アプサンプリン
グされたサンプル・インデックス430が値10.7を持つと
き、整数／小数分離器432はサンプル・インデックス422
を10.0に、そして小数値414を0.7にする。
サンプル選択回路398に加えられる入力信号の１つは、
デジタル入力信号246から始まる１連の動作により生成
される。アプサンプリング回路390はデジタル入力信号2
46から１つの値を読み、そのデジタル入力信号から読ん
だ値とそれに続くＮμ−１個の零値から成るＮμ個のサ
ンプルを出力する。アプサンプリング回路390からの出
力の流れ、すなわちアプサンプリングされた入力信号39
2は、4kHzに相当する通過帯域遮断周波数を持つ低域フ
ィルタ394に加えられる。アプサンプリング回路390およ
び低域フィルタ394の設計はよく知られている。例え
ば、参照によりこの明細書に組み込まれているR.E.Croc
hiereおよびL.R,Rabiner,“Multitrate Digital Signal
Processing",Prentice−Hall,Englewood Cliffs,NJ,19
83を参照されたい。低域フィルタ394は濾波されたアプ
サンプリングされた信号を作る。この信号はサンプル選
択回路398の１つの入力として使用される。
デジタル入力信号246から始まる１連の動作により生成
される。アプサンプリング回路390はデジタル入力信号2
46から１つの値を読み、そのデジタル入力信号から読ん
だ値とそれに続くＮμ−１個の零値から成るＮμ個のサ
ンプルを出力する。アプサンプリング回路390からの出
力の流れ、すなわちアプサンプリングされた入力信号39
2は、4kHzに相当する通過帯域遮断周波数を持つ低域フ
ィルタ394に加えられる。アプサンプリング回路390およ
び低域フィルタ394の設計はよく知られている。例え
ば、参照によりこの明細書に組み込まれているR.E.Croc
hiereおよびL.R,Rabiner,“Multitrate Digital Signal
Processing",Prentice−Hall,Englewood Cliffs,NJ,19
83を参照されたい。低域フィルタ394は濾波されたアプ
サンプリングされた信号を作る。この信号はサンプル選
択回路398の１つの入力として使用される。
サンプル選択回路398は選択手段の１例であり、サンプ
ル・インデックス422から１つの値を読みこれをサンプ
ル番号Snと解釈する。サンプル選択回路398はまた、濾
波されたアプサンプリングされた信号396に接続された
入力端子から、システムが初期化されてから何個のサン
プルを読んだかを示す内部カウントを保持する。サンプ
ル選択回路398は濾波されたアプサンプリングされた信
号396からさらに数サンプル読み、サンプル400が濾波さ
れたアプサンプリングされた信号396から読まれたサン
プルSnのコピーであり、サンプル402がサンプルSn＋１
のコピーであるように出力サンプルを作る。サンプル40
0は、次に、乗算器404を使って小数値414倍され、サン
プルの成分408が生成される。同様に、サンプル402は次
に、乗算器406を使って小数値416倍され、サンプルの成
分410が生成される。小数値416の大きさは１から小数値
414の大きさを引いたものであり、減算器420と単位定数
418を使って計算される。サンプル成分408とサンプル成
分410は次に加算器412によって加え合わされ、同期させ
られた信号266が生成される。この信号は図10のクロッ
ク同期回路260の出力である。乗算器404,乗算器406およ
び加算器412のこの組み合わせは、サンプル選択回路398
により選択されるサンプルを組み合わせるための補間手
段の１例である。クロック同期回路260は、他の用途に
も使用できるし、また単体のサンプリング・レート変換
器としても使用できる。２つのレートの比は、時間の関
数として変化してもよい周期推定値262により指定され
る。
ル・インデックス422から１つの値を読みこれをサンプ
ル番号Snと解釈する。サンプル選択回路398はまた、濾
波されたアプサンプリングされた信号396に接続された
入力端子から、システムが初期化されてから何個のサン
プルを読んだかを示す内部カウントを保持する。サンプ
ル選択回路398は濾波されたアプサンプリングされた信
号396からさらに数サンプル読み、サンプル400が濾波さ
れたアプサンプリングされた信号396から読まれたサン
プルSnのコピーであり、サンプル402がサンプルSn＋１
のコピーであるように出力サンプルを作る。サンプル40
0は、次に、乗算器404を使って小数値414倍され、サン
プルの成分408が生成される。同様に、サンプル402は次
に、乗算器406を使って小数値416倍され、サンプルの成
分410が生成される。小数値416の大きさは１から小数値
414の大きさを引いたものであり、減算器420と単位定数
418を使って計算される。サンプル成分408とサンプル成
分410は次に加算器412によって加え合わされ、同期させ
られた信号266が生成される。この信号は図10のクロッ
ク同期回路260の出力である。乗算器404,乗算器406およ
び加算器412のこの組み合わせは、サンプル選択回路398
により選択されるサンプルを組み合わせるための補間手
段の１例である。クロック同期回路260は、他の用途に
も使用できるし、また単体のサンプリング・レート変換
器としても使用できる。２つのレートの比は、時間の関
数として変化してもよい周期推定値262により指定され
る。
線形補間は所望の結果に対しては粗い近似であるように
見えるかもしれないが、実際には非常に精度が高いこと
にも注意されたい。アプサンプリング回路390によるオ
ーバーサンプリングのおかげで、濾波されたアプサンプ
リングされた信号396は、直流付近の狭い帯域を除くす
べての周波数で、零に近い周波数スペクトルを持つ。こ
の補間操作は、周波数領域に、このように狭い通過帯域
のイメージを効果的に作る。線形補間の働きは次にこれ
らのイメージを濾波して除去することである。従来の実
現は、これを達成するために、シャープな、計算に費用
がかかる低域フィルタを使用していた。線形補間は非常
に低性能の低域フィルタであるが、丁度望ましくないイ
メージが現れるであろう周波数に非常に深いノッチを持
つ。この方法を従来のテクニックで必要な計算の大部分
が不要でありながら非常に高精度にするのは、これらの
ノッチの配置と狭い折返しイメージの組み合わせであ
る。
見えるかもしれないが、実際には非常に精度が高いこと
にも注意されたい。アプサンプリング回路390によるオ
ーバーサンプリングのおかげで、濾波されたアプサンプ
リングされた信号396は、直流付近の狭い帯域を除くす
べての周波数で、零に近い周波数スペクトルを持つ。こ
の補間操作は、周波数領域に、このように狭い通過帯域
のイメージを効果的に作る。線形補間の働きは次にこれ
らのイメージを濾波して除去することである。従来の実
現は、これを達成するために、シャープな、計算に費用
がかかる低域フィルタを使用していた。線形補間は非常
に低性能の低域フィルタであるが、丁度望ましくないイ
メージが現れるであろう周波数に非常に深いノッチを持
つ。この方法を従来のテクニックで必要な計算の大部分
が不要でありながら非常に高精度にするのは、これらの
ノッチの配置と狭い折返しイメージの組み合わせであ
る。
データ抽出器
図３の復号器156の最終段は、図10のデータ抽出器290で
ある。抽出器290の機能は、図３の符号器150によって行
われた変換を元に戻すことである。これらの変換は、図
５に示されている直−並列変換器180とDCエリミネータ1
84から成る。
ある。抽出器290の機能は、図３の符号器150によって行
われた変換を元に戻すことである。これらの変換は、図
５に示されている直−並列変換器180とDCエリミネータ1
84から成る。
これらの変換を元に戻すために、データ抽出器290はま
ずDCエリミネータ184によりデータの流れの中に挿入さ
れた値を取り除く。これは、単に入力から読んだすべて
の８番目のサンプルを棄てることにより行われる（直流
の除去が、DCエリミネータ184により８サンプルにつき
１回の好ましい挿入率を使って行われたと仮定してい
る）。これが行われたら、残りの８ビット値の流れは、
各ワードのビットを、最下位のビットから先に、１度に
１ビットずつ出力することにより、直列のデータの流れ
に変換できる。このようなテクニックは、この分野に熟
練している人々にはよく知られている。
ずDCエリミネータ184によりデータの流れの中に挿入さ
れた値を取り除く。これは、単に入力から読んだすべて
の８番目のサンプルを棄てることにより行われる（直流
の除去が、DCエリミネータ184により８サンプルにつき
１回の好ましい挿入率を使って行われたと仮定してい
る）。これが行われたら、残りの８ビット値の流れは、
各ワードのビットを、最下位のビットから先に、１度に
１ビットずつ出力することにより、直列のデータの流れ
に変換できる。このようなテクニックは、この分野に熟
練している人々にはよく知られている。
システムの初期化
サーバとクライアントとの間に接続が最初に確立された
とき、図３の符号器150と復号器156の両方とも、互いに
知られている状態から開始しなければならない。符号器
150の内部では、次の初期化が行われる： 1. 図５のDCエリミネータ184が初期化される。それに
より、図６の２入力選択回路190がそれの次の出力がDC
再生符号206のコピーであるようにセットされる。
とき、図３の符号器150と復号器156の両方とも、互いに
知られている状態から開始しなければならない。符号器
150の内部では、次の初期化が行われる： 1. 図５のDCエリミネータ184が初期化される。それに
より、図６の２入力選択回路190がそれの次の出力がDC
再生符号206のコピーであるようにセットされる。
2. 図６の単位遅延200の出力である前DCオフセット202
が0.0に初期化される。
が0.0に初期化される。
3. 図５の符号の流れ186はDCエリミネータ184から１時
的に切り離される。Nc、好ましくは16−128、の既知の
列の代わりに、値がNt、好ましくは100−5,000回繰り返
される。NcおよびNtに対して使用するのに最適な値は、
過重な実験なしで、この分野の熟練者により容易に求め
られる。
的に切り離される。Nc、好ましくは16−128、の既知の
列の代わりに、値がNt、好ましくは100−5,000回繰り返
される。NcおよびNtに対して使用するのに最適な値は、
過重な実験なしで、この分野の熟練者により容易に求め
られる。
上記のNcの選択は、復号器156の設計と結びついてい
る。Ncは好ましくは図12のフィードフォワード等化器30
0内のTAPの数の２分の１である。１般性を失うことな
く、符号器150により繰り返し送信される、符号値のシ
ーケンスの１つの可能な選択が、表１に示されている。
同じシーケンスが符号器150によっても使用され、図10
におけるトレーニング・パターン288として加えられ
る。
る。Ncは好ましくは図12のフィードフォワード等化器30
0内のTAPの数の２分の１である。１般性を失うことな
く、符号器150により繰り返し送信される、符号値のシ
ーケンスの１つの可能な選択が、表１に示されている。
同じシーケンスが符号器150によっても使用され、図10
におけるトレーニング・パターン288として加えられ
る。
Ntすなわちシーケンスの繰返し回数が出力されると、符
号の流れ186がDCエリミネータ184に再接続される。また
復号器156からのその後の出力がDCエリミネータ184に再
接続され、復号器156からのその後の出力は図３のデー
タの流れ100として加えられる入力に対応する。
号の流れ186がDCエリミネータ184に再接続される。また
復号器156からのその後の出力がDCエリミネータ184に再
接続され、復号器156からのその後の出力は図３のデー
タの流れ100として加えられる入力に対応する。
図３の復号器156の内部では、第１番目のサンプルがア
ナログ信号154から読み込まれる前に、次の初期化が行
われる。
ナログ信号154から読み込まれる前に、次の初期化が行
われる。
1. 図10のスイッチ292が、所望の出力信号286に対して
トレーニング・パターン288を選択するようにセットさ
れる。
トレーニング・パターン288を選択するようにセットさ
れる。
2. 図10のデータ抽出器290が、次の入力値である推定
された符号の流れ280をDC等化値であると見なして棄て
るようにセットされる。
された符号の流れ280をDC等化値であると見なして棄て
るようにセットされる。
3. 図12の単位遅延310が、遅延された信号312として零
を出力するように初期化される。
を出力するように初期化される。
4. 図12のアプサンプリング回路326が、次に出力する
アプサンプリングされた誤差信号328が誤差信号272のコ
ピーであるようにセットされる。
アプサンプリングされた誤差信号328が誤差信号272のコ
ピーであるようにセットされる。
5. 図12のダウンサンプリング回路304が、次に入力さ
れる部分的に補償された信号302をダウンサンプリング
された信号306と見なして、そのコピーを出力するよう
にセットされる。
れる部分的に補償された信号302をダウンサンプリング
された信号306と見なして、そのコピーを出力するよう
にセットされる。
6. 図12のフィードバック等化器314とフィードフォワ
ード等化器300の内部でそれぞれ、図14の単位遅延350が
零出力を持つように初期化される。
ード等化器300の内部でそれぞれ、図14の単位遅延350が
零出力を持つように初期化される。
7. 図12のフィードバック等化器314の内部で、図14の
単位遅延358が零に初期化される。
単位遅延358が零に初期化される。
8. 図14のフィードフォワード等化器300の内部で、図1
4の単位遅延358が零に初期化される。
4の単位遅延358が零に初期化される。
9. 図16のアキュムレータ424が、実数値のサンプル・
インデックスの値を出力するように初期化される。
インデックスの値を出力するように初期化される。
10. 低域フィルタ394がオールゼロの内部状態を持つよ
うに初期化される。
うに初期化される。
11. アプサンプリング回路390が、次に出力するアプサ
ンプリングされた入力信号392がデジタル入力信号246の
値であるように初期化される。
ンプリングされた入力信号392がデジタル入力信号246の
値であるように初期化される。
復号器156は、次に、Nc−Nt個の値が図10の推定された
符号の流れ280に生成されるまで、先述したように動作
する。この時点で、スイッチ292が、所望の出力信号286
に対して推定された符号の流れ280を選択するように動
かされる。この時点から後は、データの流れ126は図３
に示されているデータの流れ128から読まれたデータに
対応する。
符号の流れ280に生成されるまで、先述したように動作
する。この時点で、スイッチ292が、所望の出力信号286
に対して推定された符号の流れ280を選択するように動
かされる。この時点から後は、データの流れ126は図３
に示されているデータの流れ128から読まれたデータに
対応する。
符号器150および復号器156が初期化モードに入りそして
抜け出して、図３のデータの流れ100およびデータの流
れ126上の値が正確に対応することが確認されなければ
ならない。この同期を成し遂げるための方法の１例は、
DCエリミネータ184により行われるDCの再生を妨害する
ことである。トレーニングの開始を知らせるために、符
号の流れ186が、通常のDC再生周期よりも長い間、例え
ば16サンプルの間、最大の有効な符号値にセットされ
る。この後に、符号の流れ186は、同数のサンプルの間
最小の有効な符号値にセットされる。トレーニング・パ
ターンがこの同期パターンに続く。同様にトレーニング
の終了は、上記の同期パターンの順番を逆にする−最小
値を繰り返し、次に最大値を繰り返す−ことにより知ら
せることができる。これらの同期パターンは復号器156
により検出でき、スイッチ292を制御するために使用で
きる。
抜け出して、図３のデータの流れ100およびデータの流
れ126上の値が正確に対応することが確認されなければ
ならない。この同期を成し遂げるための方法の１例は、
DCエリミネータ184により行われるDCの再生を妨害する
ことである。トレーニングの開始を知らせるために、符
号の流れ186が、通常のDC再生周期よりも長い間、例え
ば16サンプルの間、最大の有効な符号値にセットされ
る。この後に、符号の流れ186は、同数のサンプルの間
最小の有効な符号値にセットされる。トレーニング・パ
ターンがこの同期パターンに続く。同様にトレーニング
の終了は、上記の同期パターンの順番を逆にする−最小
値を繰り返し、次に最大値を繰り返す−ことにより知ら
せることができる。これらの同期パターンは復号器156
により検出でき、スイッチ292を制御するために使用で
きる。
このような同期のための他のテクニックはよく知られて
おり、現在のモデムに使用されている。例えば、先に言
及したITU−T,V.34を見られたい。
おり、現在のモデムに使用されている。例えば、先に言
及したITU−T,V.34を見られたい。
他の遅延推定器
先の説明では、遅延推定器342は、フィードフォワード
等化器300の内部のフィルタTAPの重みを調べることによ
り構成された。他の遅延推定手段も可能である。例え
ば、図10の誤差信号272および補償された信号274を使っ
て、次のようにして遅延誤差推定値270を生成すること
ができる： ここでΔは遅延誤差推定値270、υは補正された信号27
4、ｅは誤差信号272、およびｋはこの分野の熟練者が過
重な実験なしに容易に求めることができるパラメータで
ある。ｋの値は、観測される信号のノイズとクロックの
ジッタの相対的な寄与に依存する。遅延誤差推定値270
を生成するための遅延推定手段を実現するさらに他の方
法も、本発明に使用できる。
等化器300の内部のフィルタTAPの重みを調べることによ
り構成された。他の遅延推定手段も可能である。例え
ば、図10の誤差信号272および補償された信号274を使っ
て、次のようにして遅延誤差推定値270を生成すること
ができる： ここでΔは遅延誤差推定値270、υは補正された信号27
4、ｅは誤差信号272、およびｋはこの分野の熟練者が過
重な実験なしに容易に求めることができるパラメータで
ある。ｋの値は、観測される信号のノイズとクロックの
ジッタの相対的な寄与に依存する。遅延誤差推定値270
を生成するための遅延推定手段を実現するさらに他の方
法も、本発明に使用できる。
他の復号器初期化方法
上記のように、復号器156のパラメータは、決められた
初期化値と、その後の既知のデータ・シーケンスが送信
されるトレーニング期間を使って設定される。先に説明
した方法は、トレーニング・シーケンスを使って、サン
プル毎に逆フィルタ268およびクロック推定器264のパラ
メータの値の連続的な更新を行う。
初期化値と、その後の既知のデータ・シーケンスが送信
されるトレーニング期間を使って設定される。先に説明
した方法は、トレーニング・シーケンスを使って、サン
プル毎に逆フィルタ268およびクロック推定器264のパラ
メータの値の連続的な更新を行う。
また全てのパラメータの単一ブロック更新を行うことも
できる。トレーニング・シーケンスの送信の間は、復号
器156は、デジタル入力信号246として現れる値をただ記
憶するだけである。トレーニング・シーケンス全体が送
信されると、復号器156は取り込んだ値の分析を行い、
内部パラメータの値を計算することができる。パラメー
タの推定を行うのに必要な計算は次のとおりである： 1. レート推定手段を使って、取り込まれた信号の基本
的なデジタル周期Ｔμを計算する。これは、色々なよく
知られた信号処理テクニックのうちの任意のもの、例え
ば自己相関分析を使って行うことができる。アナログ−
デジタル変換器240のために好ましいサンプリング・レ
ートの使用を仮定すると、Ｔμはトレーニング・シーケ
ンスの長さNcの約２倍であることが予めわかっている。
差のただ１つの原因は、電話システムのクロック236の
サンプリング・レートとアナログ−デジタル変換器240
のサンプリング・レートの２分の１の間の差に起因す
る。
できる。トレーニング・シーケンスの送信の間は、復号
器156は、デジタル入力信号246として現れる値をただ記
憶するだけである。トレーニング・シーケンス全体が送
信されると、復号器156は取り込んだ値の分析を行い、
内部パラメータの値を計算することができる。パラメー
タの推定を行うのに必要な計算は次のとおりである： 1. レート推定手段を使って、取り込まれた信号の基本
的なデジタル周期Ｔμを計算する。これは、色々なよく
知られた信号処理テクニックのうちの任意のもの、例え
ば自己相関分析を使って行うことができる。アナログ−
デジタル変換器240のために好ましいサンプリング・レ
ートの使用を仮定すると、Ｔμはトレーニング・シーケ
ンスの長さNcの約２倍であることが予めわかっている。
差のただ１つの原因は、電話システムのクロック236の
サンプリング・レートとアナログ−デジタル変換器240
のサンプリング・レートの２分の１の間の差に起因す
る。
図15の公称周期380を
に初期化する。
3. 遅延誤差推定値270を零にセットして、デジタル入
力信号246をクロック同期回路260に通すことにより、デ
ジタル入力信号246を再サンプリングし、同期した信号2
66を生成する。
力信号246をクロック同期回路260に通すことにより、デ
ジタル入力信号246を再サンプリングし、同期した信号2
66を生成する。
4. ２−Nc列およびNt行の行列Ｙを作る。Ｙの要素は、
上記のようにして計算された同期した信号266の値であ
る。これらの要素は、同期した信号266の連続したサン
プルをまず第１行に入れ、次に第２行、そして順次その
下に入れて行くことにより、行列中に格納される。
上記のようにして計算された同期した信号266の値であ
る。これらの要素は、同期した信号266の連続したサン
プルをまず第１行に入れ、次に第２行、そして順次その
下に入れて行くことにより、行列中に格納される。
5. 各列の平均値Ｕを計算し、ｒすなわち２・Nc個の要
素を持つベクトルを作る。
素を持つベクトルを作る。
6. 次式を使って、入力信号のノイズ成分のエネルギー
σ２の推定値を計算する。
σ２の推定値を計算する。
ここでYijはＹのｉ列、ｊ行の要素である。
7. 表１に示されているようなトレーニング・シーケン
スの値を、μ−law−線形変換器278のような変換器に通
して、Nc個の要素を持つベクトルｃを作る。
スの値を、μ−law−線形変換器278のような変換器に通
して、Nc個の要素を持つベクトルｃを作る。
8. 次のようなNf＋Nb列およびNc行の行列Ａを作る。
ここでNfは図12のフィードフォワード等化器300内のフ
ィルタTAPの数であり、Nbはフィードバック等化器314の
フィルタTAPの数である。例えばNc＝３、Nf＝４およびN
b＝２のときは次のようになる。
ィルタTAPの数であり、Nbはフィードバック等化器314の
フィルタTAPの数である。例えばNc＝３、Nf＝４およびN
b＝２のときは次のようになる。
9. 次式の中のe2を最小にするNf＋Nb個の要素のベクト
ルｘの値を求める。
ルｘの値を求める。
これは、この分野に熟練した人々には明らかな、線形代
数、微積分および反復法からのよく知られたテクニック
を使って解くことができる。
数、微積分および反復法からのよく知られたテクニック
を使って解くことができる。
10. フィードフォワード等化器300の各TAPの図14の先
行値360をそれぞれx1,...,xNfで初期化する。
行値360をそれぞれx1,...,xNfで初期化する。
11. フィードバック等化器314の各TAPの先行値360をそ
れぞれxNf+1,...,xNf+bで初期化する。
れぞれxNf+1,...,xNf+bで初期化する。
12.これらのパラメータが計算されたら、通常の動作を
開始することできる。パラメータは、前述したように、
この後、誤差信号272に基づいた適応更新のために変化
するであろうことに注意されたい。
開始することできる。パラメータは、前述したように、
この後、誤差信号272に基づいた適応更新のために変化
するであろうことに注意されたい。
上の手順は、トレーニング・シーケンスを使って復号器
156の初期化を行うもう１つの方法の１例と見なされる
べきである。他の方法および多数の変形も可能である。
例えば、通常モードとトレーニング・モードの間の切り
替えにおける過渡現象の影響を除去するために、各端
で、受信したトレーニング・シーケンスの末尾を捨てて
もよい。線形−μ−law変換器276およびμ−law−線形
変換器278における正確な遷移レベルは、トレーニング
情報を使って調整できる。各先行値360に対する修正さ
れた式を使用してもよい。
156の初期化を行うもう１つの方法の１例と見なされる
べきである。他の方法および多数の変形も可能である。
例えば、通常モードとトレーニング・モードの間の切り
替えにおける過渡現象の影響を除去するために、各端
で、受信したトレーニング・シーケンスの末尾を捨てて
もよい。線形−μ−law変換器276およびμ−law−線形
変換器278における正確な遷移レベルは、トレーニング
情報を使って調整できる。各先行値360に対する修正さ
れた式を使用してもよい。
好ましい他のトレーニング手順
下記は、図３に示されている符号器150と復号器156をト
レーニングする好ましいステップの説明である。
レーニングする好ましいステップの説明である。
1. 符号器150はデジタル電話網に繰返しパターンを送
る。このパターンは、Ｎ個のPCM符号語のシーケンスの
Ｍ回の繰返しから成り、全部でＭ×Ｎ個の符号語を与え
る。ここで使用している“PCM符号語”という語は、デ
ジタル電話網で134により使用されている１組の符号語
のことを言う。Ｎ個のPCM符号語は、それぞれ、互いに
相手の反数（ネガティブ）である２つの値からランダム
に選択される。例えば、PCM符号語0x14と0x94は、電話
網のμ−law圧伸ルールの下で互いの反数に当たる。こ
のランダム選択は、２つのPCM符号語のそれぞれが正確
にN/2回使用されるように制約される。このことは、ト
レーニング・シーケンスがDC成分を持たないことを保証
する。
る。このパターンは、Ｎ個のPCM符号語のシーケンスの
Ｍ回の繰返しから成り、全部でＭ×Ｎ個の符号語を与え
る。ここで使用している“PCM符号語”という語は、デ
ジタル電話網で134により使用されている１組の符号語
のことを言う。Ｎ個のPCM符号語は、それぞれ、互いに
相手の反数（ネガティブ）である２つの値からランダム
に選択される。例えば、PCM符号語0x14と0x94は、電話
網のμ−law圧伸ルールの下で互いの反数に当たる。こ
のランダム選択は、２つのPCM符号語のそれぞれが正確
にN/2回使用されるように制約される。このことは、ト
レーニング・シーケンスがDC成分を持たないことを保証
する。
2. 復号器156は、PCM符号語のパターンに対応するアナ
ログ値であるアナログ信号154を受け取り、ＭおよびＮ
について前もって分かっている知識を使ってそれを記憶
する。アナログ信号154は、16,000サンプル／秒の公称
レートでサンプリングされ、記憶される。
ログ値であるアナログ信号154を受け取り、ＭおよびＮ
について前もって分かっている知識を使ってそれを記憶
する。アナログ信号154は、16,000サンプル／秒の公称
レートでサンプリングされ、記憶される。
3. 記憶されたシーケンスは、標準の信号処理テクニッ
クを使って分析され、その繰返しレートが見つけ出され
る。繰返しレートに関連した周期はN/8,000秒であるは
ずであるが、復号器のクロックと電話網134により使用
されるクロックの正確な値の差に起因する僅かなずれが
あるかもしれない。この繰返しレートのずれは、復号器
のクロックを補正し、補正されたクロックを使って記憶
されている信号を再サンプリングするために使用され
る。このプロセスは、測定された周期が期待される周期
と正確に一致するまで、複数回繰り返すことができる。
クを使って分析され、その繰返しレートが見つけ出され
る。繰返しレートに関連した周期はN/8,000秒であるは
ずであるが、復号器のクロックと電話網134により使用
されるクロックの正確な値の差に起因する僅かなずれが
あるかもしれない。この繰返しレートのずれは、復号器
のクロックを補正し、補正されたクロックを使って記憶
されている信号を再サンプリングするために使用され
る。このプロセスは、測定された周期が期待される周期
と正確に一致するまで、複数回繰り返すことができる。
4. ノイズ・レベルは、好ましくは、テスト・パターン
のＭ回の繰返しの間の分散を見ることにより測定され
る。各繰返しは同じであり、これらの変動を引き起こす
のはノイズだけである。最初の繰返しまたは最後の繰返
しを含む繰返しのうちのいくつかを、もしそれらが平均
から著しく異なるときは、無視してもよい。これによ
り、端効果および間歇的なノイズ・バーストまたは漏話
を除去または減少させることができる。
のＭ回の繰返しの間の分散を見ることにより測定され
る。各繰返しは同じであり、これらの変動を引き起こす
のはノイズだけである。最初の繰返しまたは最後の繰返
しを含む繰返しのうちのいくつかを、もしそれらが平均
から著しく異なるときは、無視してもよい。これによ
り、端効果および間歇的なノイズ・バーストまたは漏話
を除去または減少させることができる。
5. 次に注目している繰返しの平均信号レベルが決定さ
れ、長さ2Nの平均的な受信シーケンスの信号レベルを与
える。長さ2Nは入アナログ信号を16,000サンプル／秒で
サンプリングすることから来る。
れ、長さ2Nの平均的な受信シーケンスの信号レベルを与
える。長さ2Nは入アナログ信号を16,000サンプル／秒で
サンプリングすることから来る。
6. 既知の送信シーケンス、平均受信信号レベルおよび
ノイズの推定値を使って、最適な等化器が設計される。
よく知られている方法を使って１組の線形方程式を解く
ことにより、最小平均二乗誤差を持つ等化器が見つけ出
される。特に、16,000サンプル／秒で動作する,90個のT
APを持つフラクショナリ−スペースド等化器と、それに
続く8,000サンプル／秒で動作する20個のTAPを持つデシ
ジョンフィードバック等化器の組合わせが使用できる。
ノイズの推定値を使って、最適な等化器が設計される。
よく知られている方法を使って１組の線形方程式を解く
ことにより、最小平均二乗誤差を持つ等化器が見つけ出
される。特に、16,000サンプル／秒で動作する,90個のT
APを持つフラクショナリ−スペースド等化器と、それに
続く8,000サンプル／秒で動作する20個のTAPを持つデシ
ジョンフィードバック等化器の組合わせが使用できる。
7. 後述するように、逆方向通信路が使用できるとき
は、平均二乗誤差の推定値と等化器の設定を符号器150
に送り返してもよい。符号器150はこれらの値を使っ
て、通信リンクの処理量を最大にする符号語のセットと
符号化方法を選択する。
は、平均二乗誤差の推定値と等化器の設定を符号器150
に送り返してもよい。符号器150はこれらの値を使っ
て、通信リンクの処理量を最大にする符号語のセットと
符号化方法を選択する。
トレーニングが終了した後、符号器150はリンクを通し
てデータの送信を開始する。復号器156はこの計算され
たクロック調整と等化器の設定を使って受信信号を補償
し、符号器150によりどのPCM符号語が送られたかについ
て決定する。この選択はさらに処理され、PCM符号語が
データ・シーケンスに変換される。さらに、補償された
信号とそれに最も近い実際のPCM符号語の間の測定され
た偏差は、連続的な誤差の大きさとして使用される。こ
の誤差の大きは、連続的な更新を可能にし、かつドリフ
トを防止するために、復号器156内の等化器およびクロ
ック調整回路にフィードバックすることができる。この
誤差の大きさはまた、符号器150に再トレーニングが必
要であることを通知するほど線路の品質が著しく変わっ
たかどうかを決定するために使用できる。
てデータの送信を開始する。復号器156はこの計算され
たクロック調整と等化器の設定を使って受信信号を補償
し、符号器150によりどのPCM符号語が送られたかについ
て決定する。この選択はさらに処理され、PCM符号語が
データ・シーケンスに変換される。さらに、補償された
信号とそれに最も近い実際のPCM符号語の間の測定され
た偏差は、連続的な誤差の大きさとして使用される。こ
の誤差の大きは、連続的な更新を可能にし、かつドリフ
トを防止するために、復号器156内の等化器およびクロ
ック調整回路にフィードバックすることができる。この
誤差の大きさはまた、符号器150に再トレーニングが必
要であることを通知するほど線路の品質が著しく変わっ
たかどうかを決定するために使用できる。
逆方向通信路の説明の追加
図17は前述した通信システムを逆方向通信路と組み合わ
せる本発明の１面を示す。データの流れ100は、図３を
参照して説明されたように、符号器150に加えられる。
符号器150はデジタル網接続132を介してデジタル電話網
134に接続する。データは、網からデジタル網接続138を
介してクライエントのオフィスに逐語的に現れる。デジ
タル情報は線路インターフェース140によりアナログ形
式に変換され、アナログ形式で加入者線ループ122に置
かれる。クライアントの屋内では、ハイブリッド網152
が入アナログ信号448を生成し、また反響消去回路442が
出アナログ信号444からの入アナログ信号448への寄与を
除去してアナログ信号154を生成する。アナログ信号154
は次に復号器156に加えられ、復号器156はデータの流れ
126を出力する。クライアントからのデータの流れ128
は、変調器446により、現在のモデムに使われているよ
く知られたテクニックに従って、出アナログ信号444に
変換され、それからハイブリッド網152を介して加入者
線ループ122に送り込まれる同時に、反響消去回路442に
加えられる。電話局で、この信号は、線インターフェー
ス140によりデジタル網接続136に変換器される。デジタ
ル電話網134は、デジタル網接続136上のデータをデジタ
ル網接続130に伝達する。復調器440はこれをサーバのた
めのデータの流れ102に変換する。
せる本発明の１面を示す。データの流れ100は、図３を
参照して説明されたように、符号器150に加えられる。
符号器150はデジタル網接続132を介してデジタル電話網
134に接続する。データは、網からデジタル網接続138を
介してクライエントのオフィスに逐語的に現れる。デジ
タル情報は線路インターフェース140によりアナログ形
式に変換され、アナログ形式で加入者線ループ122に置
かれる。クライアントの屋内では、ハイブリッド網152
が入アナログ信号448を生成し、また反響消去回路442が
出アナログ信号444からの入アナログ信号448への寄与を
除去してアナログ信号154を生成する。アナログ信号154
は次に復号器156に加えられ、復号器156はデータの流れ
126を出力する。クライアントからのデータの流れ128
は、変調器446により、現在のモデムに使われているよ
く知られたテクニックに従って、出アナログ信号444に
変換され、それからハイブリッド網152を介して加入者
線ループ122に送り込まれる同時に、反響消去回路442に
加えられる。電話局で、この信号は、線インターフェー
ス140によりデジタル網接続136に変換器される。デジタ
ル電話網134は、デジタル網接続136上のデータをデジタ
ル網接続130に伝達する。復調器440はこれをサーバのた
めのデータの流れ102に変換する。
図17に示されているような逆方向通信路を使うシステム
にたいしては、双方向の通信を提供するために、V.34変
調器のような従来の変調器446に復号器156を結合しても
よい。この場合には、反響消去回路442を、変調器446の
出力が復号器156への入力として現れるのを防ぐために
使用することが好ましい。
にたいしては、双方向の通信を提供するために、V.34変
調器のような従来の変調器446に復号器156を結合しても
よい。この場合には、反響消去回路442を、変調器446の
出力が復号器156への入力として現れるのを防ぐために
使用することが好ましい。
従来の反響消去回路を使用することができるけれども、
ここに説明されているシステム中の信号は、好都合に利
用できる特別の性質を持つ。具体的には、入アナログ信
号154は、直流付近から4kHzまでの周波数成分を持って
もよいが、変調器446からの出信号は400Hzから3400Hzの
範囲により厳しく帯域幅制限されている。この入通信路
と出通信路の間の帯域幅の非対称は、非対称の反響消去
回路を使用することにより利用してもよい。さらに、出
通信路の帯域幅がさらに減らされたときは、この非対称
がいっそう大きくなり、非対称の反響消去回路の利点が
増すであろう。
ここに説明されているシステム中の信号は、好都合に利
用できる特別の性質を持つ。具体的には、入アナログ信
号154は、直流付近から4kHzまでの周波数成分を持って
もよいが、変調器446からの出信号は400Hzから3400Hzの
範囲により厳しく帯域幅制限されている。この入通信路
と出通信路の間の帯域幅の非対称は、非対称の反響消去
回路を使用することにより利用してもよい。さらに、出
通信路の帯域幅がさらに減らされたときは、この非対称
がいっそう大きくなり、非対称の反響消去回路の利点が
増すであろう。
接続の符号器150側端では、図17に示されている符号器1
50と復調器440の間に、デジタル反響消去回路を使用す
ることが好ましい。ここで再び、非対称な形式の接続
を、非対称の反響消去回路を使って利用することができ
る。
50と復調器440の間に、デジタル反響消去回路を使用す
ることが好ましい。ここで再び、非対称な形式の接続
を、非対称の反響消去回路を使って利用することができ
る。
動作
図17に示されているシステムは、１方はデジタル接続が
可能であり、他方はアナログ接続しかできない２人の電
話加入者の間に、全２重通信を提供する。出通信路の動
作は、図３を参照して上で説明されたとおりであるが、
１つ追加されることがある。それは、逆方向通信路の影
響を低減させるために、ハイブリッド網152と復号器156
の間に、反響消去回路442が挿入されていることであ
る。反響消去回路442は、出アナログ信号444の大きさを
変更し、それを入アナログ信号448から引き算してアナ
ログ信号154を生成する。反響消去回路のテクニックと
実現は、よく知られている。逆方向通信路は、従来のモ
デム技術の１変形を使って実現できる。例えば、国際電
気通信連合、電気通信標準化セクター（ITU−Ｔ），“A
Duplex Modem Operating at Signaling Rates of up t
o 14,400 bits/s for Use on the General Switched Te
lephone Network and on Leased Point to Point 2−wi
re Telephone−Type Circuits",推奨V.32bis,ジュネー
ブ、スイス（1991）−参照によりここに組み込まれてい
る−を参照されたい。データは変調器446により変調さ
れ、電話システムにより伝えられることができる出アナ
ログ信号444が生成される。採用できる変調テクニック
は、よく知られている。例えば、14,400ビット／秒まで
のレートで転送可能な方法は上述した。同様に、28,800
ビット／秒までの転送レートが可能な方法は、国際電気
通信連合，電気通信標準化セクター（ITU−Ｔ），推奨
V.34,ジュネーブ，スイス（1994）−参照によりこの明
細書に組み込まれている−に記載されている。
可能であり、他方はアナログ接続しかできない２人の電
話加入者の間に、全２重通信を提供する。出通信路の動
作は、図３を参照して上で説明されたとおりであるが、
１つ追加されることがある。それは、逆方向通信路の影
響を低減させるために、ハイブリッド網152と復号器156
の間に、反響消去回路442が挿入されていることであ
る。反響消去回路442は、出アナログ信号444の大きさを
変更し、それを入アナログ信号448から引き算してアナ
ログ信号154を生成する。反響消去回路のテクニックと
実現は、よく知られている。逆方向通信路は、従来のモ
デム技術の１変形を使って実現できる。例えば、国際電
気通信連合、電気通信標準化セクター（ITU−Ｔ），“A
Duplex Modem Operating at Signaling Rates of up t
o 14,400 bits/s for Use on the General Switched Te
lephone Network and on Leased Point to Point 2−wi
re Telephone−Type Circuits",推奨V.32bis,ジュネー
ブ、スイス（1991）−参照によりここに組み込まれてい
る−を参照されたい。データは変調器446により変調さ
れ、電話システムにより伝えられることができる出アナ
ログ信号444が生成される。採用できる変調テクニック
は、よく知られている。例えば、14,400ビット／秒まで
のレートで転送可能な方法は上述した。同様に、28,800
ビット／秒までの転送レートが可能な方法は、国際電気
通信連合，電気通信標準化セクター（ITU−Ｔ），推奨
V.34,ジュネーブ，スイス（1994）−参照によりこの明
細書に組み込まれている−に記載されている。
出アナログ信号444は、殆どすべての電話機に採用され
ているハイブリッド網152を使って、加入者線ループ122
に送り込まれる。ハイブリッド網152は、１方の側の４
線インターフェース（２つの独立な単方向信号）と他側
の２線インターフェース（１つの双方向信号）の間の変
換を行う。２線信号は、単に４線側の２つの信号の和で
ある。クライアントの電話局では、電話会社の装置が、
電話システムのクロック236を使い8,000サンプル／秒で
サンプリングして、加入者線ループ122上のアナログ信
号をデジタル網接続136に変換する。北米では、この変
換は、代表的な可聴信号の信号対雑音比を改善するため
に、μ−lawとして知られている非線形のマッピングを
使い、１サンプルにつき８ビットで行われる。μ−law
に変換されると、クライアントの信号はデジタル電話網
134によって伝えられ、サーバの屋内に到達する。サー
バは電話システムに対するデジタル接続を持っているの
で、この信号はサーバの電話局でアナログ形式に変換さ
れないことに注意されたい。ただし、サーバとデジタル
網接続136の間に介在するいくつかのインターフェース
の層（例えばISDN‘U'または‘S'など）がある。しかし
ながら、デジタル網接続136で送入されたのと同じデー
タが後でデジタル網接続130に現れるので、これらの介
在するハードウェアは無視できる。復調器440は、１つ
の小さい点を除いて、既存のモデムにより行われるよう
に、変調器446の逆の機能を行う。この復調器の入力と
出力は両方ともデジタルなので、従来のモデムがアナロ
グ入力を扱わなければならないのにたいして、完全にデ
ジタル・ハードウェアで実現できる。変調器446と同じ
ように、復調器440の実現もよく知られており、国際電
気通信連合、電気通信標準化セクター（ITU−Ｔ），“A
Duplex Modem Operating at Signaling Rates of up t
o 14,400bits/s for Use on the General Switched Tel
ephone Network and on Leased Point to Point 2−wir
e Telephone−Type Circuits",推奨V.32bis,ジュネー
ブ、スイス（1991）などの文献に記載されている。信号
の劣化が消費者の加入者線ループだけでしか起こらない
ので、逆方向通信路さえも従来のモデムよりも優れた性
能を示すことに注意されたい。既存のモデムは、通信経
路の両端の加入者線ループ上で発生する歪みに対処しな
ければならない。この発明の他の実現は、逆方向通信路
を提供するために他のよく知られている方法またはテク
ニックを使ってもよいし、またはそれを完全に取り除い
てもよい。例えば、１つの可能な逆方向通信路の実現の
説明はただ説明のためだけに提示されているもので、本
発明のこの面の範囲を制限するものと解されるべきでは
ない。逆方向通信路の提供はまた復号器156および符号
器150の同期を簡単にし、さらにシステムが必要に応じ
て再初期化されることを可能にしたことに注意された
い。システムの動作は、図10の誤差信号272を調べるこ
とにより監視できる。誤差信号272が予め決められたレ
ベル、好ましくはμ−law値と線形値の間の平均的な差
の３分の１を越えたときは、復号器156は、逆方向通信
路を通して、符号器150にシステムの再初期化が必要で
あることを知らせることができる。
ているハイブリッド網152を使って、加入者線ループ122
に送り込まれる。ハイブリッド網152は、１方の側の４
線インターフェース（２つの独立な単方向信号）と他側
の２線インターフェース（１つの双方向信号）の間の変
換を行う。２線信号は、単に４線側の２つの信号の和で
ある。クライアントの電話局では、電話会社の装置が、
電話システムのクロック236を使い8,000サンプル／秒で
サンプリングして、加入者線ループ122上のアナログ信
号をデジタル網接続136に変換する。北米では、この変
換は、代表的な可聴信号の信号対雑音比を改善するため
に、μ−lawとして知られている非線形のマッピングを
使い、１サンプルにつき８ビットで行われる。μ−law
に変換されると、クライアントの信号はデジタル電話網
134によって伝えられ、サーバの屋内に到達する。サー
バは電話システムに対するデジタル接続を持っているの
で、この信号はサーバの電話局でアナログ形式に変換さ
れないことに注意されたい。ただし、サーバとデジタル
網接続136の間に介在するいくつかのインターフェース
の層（例えばISDN‘U'または‘S'など）がある。しかし
ながら、デジタル網接続136で送入されたのと同じデー
タが後でデジタル網接続130に現れるので、これらの介
在するハードウェアは無視できる。復調器440は、１つ
の小さい点を除いて、既存のモデムにより行われるよう
に、変調器446の逆の機能を行う。この復調器の入力と
出力は両方ともデジタルなので、従来のモデムがアナロ
グ入力を扱わなければならないのにたいして、完全にデ
ジタル・ハードウェアで実現できる。変調器446と同じ
ように、復調器440の実現もよく知られており、国際電
気通信連合、電気通信標準化セクター（ITU−Ｔ），“A
Duplex Modem Operating at Signaling Rates of up t
o 14,400bits/s for Use on the General Switched Tel
ephone Network and on Leased Point to Point 2−wir
e Telephone−Type Circuits",推奨V.32bis,ジュネー
ブ、スイス（1991）などの文献に記載されている。信号
の劣化が消費者の加入者線ループだけでしか起こらない
ので、逆方向通信路さえも従来のモデムよりも優れた性
能を示すことに注意されたい。既存のモデムは、通信経
路の両端の加入者線ループ上で発生する歪みに対処しな
ければならない。この発明の他の実現は、逆方向通信路
を提供するために他のよく知られている方法またはテク
ニックを使ってもよいし、またはそれを完全に取り除い
てもよい。例えば、１つの可能な逆方向通信路の実現の
説明はただ説明のためだけに提示されているもので、本
発明のこの面の範囲を制限するものと解されるべきでは
ない。逆方向通信路の提供はまた復号器156および符号
器150の同期を簡単にし、さらにシステムが必要に応じ
て再初期化されることを可能にしたことに注意された
い。システムの動作は、図10の誤差信号272を調べるこ
とにより監視できる。誤差信号272が予め決められたレ
ベル、好ましくはμ−law値と線形値の間の平均的な差
の３分の１を越えたときは、復号器156は、逆方向通信
路を通して、符号器150にシステムの再初期化が必要で
あることを知らせることができる。
ソースコーダとの組み合わせ
図３に示されている符号器150および復号器156の機能
を、データの流れ100が符号器150に加えられる前にデー
タの流れ100に対していくつかの逆変換可能な変換を行
うように拡張することもできる。これらの変換の効果
は、データの流れ126が生成される前に復号器156の出力
に対して逆変換を加えることにより、取り除くことがで
きる。この変換は、何か元に戻すことが可能な機能を、
好都合に提供できるであろう。
を、データの流れ100が符号器150に加えられる前にデー
タの流れ100に対していくつかの逆変換可能な変換を行
うように拡張することもできる。これらの変換の効果
は、データの流れ126が生成される前に復号器156の出力
に対して逆変換を加えることにより、取り除くことがで
きる。この変換は、何か元に戻すことが可能な機能を、
好都合に提供できるであろう。
誤りの訂正
誤り訂正や誤り検出のためによく知られている方法のど
れかを使って誤り訂正および／または誤り検出を可能に
するために、データの流れに数ビット付加することもで
きる。これらは、例えば、文献によく記載されているた
たみ込み符号、ブロック符号、または他の誤り訂正また
は検出方式を含む。データの流れ126に加えられるのと
同じ誤り処理が、図10の線形−μ−law変換器276からμ
−law−線形変換器278までの信号経路に挿入されると、
所望の出力信号286,線形値284,および誤差信号272の品
質が改善され、復号器156の性能向上に効果があること
に注意されたい。
れかを使って誤り訂正および／または誤り検出を可能に
するために、データの流れに数ビット付加することもで
きる。これらは、例えば、文献によく記載されているた
たみ込み符号、ブロック符号、または他の誤り訂正また
は検出方式を含む。データの流れ126に加えられるのと
同じ誤り処理が、図10の線形−μ−law変換器276からμ
−law−線形変換器278までの信号経路に挿入されると、
所望の出力信号286,線形値284,および誤差信号272の品
質が改善され、復号器156の性能向上に効果があること
に注意されたい。
ソースアルファベットのサブセット
データ伝送のために使用できる256個の可能なμ−law符
号語があるけれども、μ−lawマッピングを行うと、こ
れらの語が線形ドメインにおいて等距離に離れない。し
たがって、ある符号語の対が、線路のノイズまたは他の
劣化のために、復号器156によってより容易に混同され
る。ソースコーダは、全体のデータ・レートの低下とい
う犠牲を払って復号器156の精度を向上させるために、
その出力をこれらの符号語のサブセットに制限する。こ
れは、復号器156が与えられた誤り基準内で符号語を分
離できないことを検出したとき、符号語アルファベット
を縮少することにより、復号器156を悪い線路状態に適
応させるためにも使用できる。符号語のセットを縮少す
ることにより、データ・レートの低下というコストで誤
り余裕が改善される。したがって、システムは、データ
・レートを引き下げることにより品質が低下した接続に
対処することができる。
号語があるけれども、μ−lawマッピングを行うと、こ
れらの語が線形ドメインにおいて等距離に離れない。し
たがって、ある符号語の対が、線路のノイズまたは他の
劣化のために、復号器156によってより容易に混同され
る。ソースコーダは、全体のデータ・レートの低下とい
う犠牲を払って復号器156の精度を向上させるために、
その出力をこれらの符号語のサブセットに制限する。こ
れは、復号器156が与えられた誤り基準内で符号語を分
離できないことを検出したとき、符号語アルファベット
を縮少することにより、復号器156を悪い線路状態に適
応させるためにも使用できる。符号語のセットを縮少す
ることにより、データ・レートの低下というコストで誤
り余裕が改善される。したがって、システムは、データ
・レートを引き下げることにより品質が低下した接続に
対処することができる。
図３、17および18に示されるシステムでは、データはデ
ジタル電話網134により使用される８ビットのPCM符号語
のシーケンスとして送信される。最も簡単な実現では、
すべての256個の可能なPCM符号語が使用でき、データは
単に１度に８ビットと受け取り、PCM語として正確に言
葉どおりに使用される。
ジタル電話網134により使用される８ビットのPCM符号語
のシーケンスとして送信される。最も簡単な実現では、
すべての256個の可能なPCM符号語が使用でき、データは
単に１度に８ビットと受け取り、PCM語として正確に言
葉どおりに使用される。
しかしながらこの方式には、起こり得る問題がある。第
１には、標準のμ−lawによるPCM値の解釈においては、
256個のセットの中に同じアナログ値にマップされるの
２つの符号語がある。したがって、アナログ信号154の
ような、結果として得られるアナログ信号だけからは、
これらの符号語を判別することができない。第２には、
μ−lawによるPCM符号語の解釈は、不均等に離れたアナ
ログ・レベルに対応する。接近している圧伸ルールから
のレベルは混同されやすく、避けるべきである。第３に
は、デジタル電話網134はPCM符号語の最下位のビットを
内部の信号のために使用することがあり、これらのビッ
トを信頼できなくする、第４に、PCM符号語がそれらの
相当するアナログ電圧レベルに変換されるとき、CODEC
の平滑化フィルタのような色々なフィルタや加入者ルー
プを通される。この結果、かなりの周波数成分、とりわ
けDCと高い周波数が減衰させられる。復号器156がこれ
らの周波数成分を等しくしようとすると、ノイズ・レベ
ルが必然的に増大し、レベル間の混同がより大きくな
る。第５に、μ−lawおよびＡ−LAWの両方の符号化を使
う国際電話においてそうであるように、デジタル電話網
134が符号語を同じセットからの新しい値に再マッピン
グするかもしれない、あるいは網が再マッピングにより
信号のレベルを変更しようとするかもしれない。
１には、標準のμ−lawによるPCM値の解釈においては、
256個のセットの中に同じアナログ値にマップされるの
２つの符号語がある。したがって、アナログ信号154の
ような、結果として得られるアナログ信号だけからは、
これらの符号語を判別することができない。第２には、
μ−lawによるPCM符号語の解釈は、不均等に離れたアナ
ログ・レベルに対応する。接近している圧伸ルールから
のレベルは混同されやすく、避けるべきである。第３に
は、デジタル電話網134はPCM符号語の最下位のビットを
内部の信号のために使用することがあり、これらのビッ
トを信頼できなくする、第４に、PCM符号語がそれらの
相当するアナログ電圧レベルに変換されるとき、CODEC
の平滑化フィルタのような色々なフィルタや加入者ルー
プを通される。この結果、かなりの周波数成分、とりわ
けDCと高い周波数が減衰させられる。復号器156がこれ
らの周波数成分を等しくしようとすると、ノイズ・レベ
ルが必然的に増大し、レベル間の混同がより大きくな
る。第５に、μ−lawおよびＡ−LAWの両方の符号化を使
う国際電話においてそうであるように、デジタル電話網
134が符号語を同じセットからの新しい値に再マッピン
グするかもしれない、あるいは網が再マッピングにより
信号のレベルを変更しようとするかもしれない。
ここに示されているシステムは、これらの問題に２つの
方法で対処することができる。第１は、符号器150は256
個のPCM符号語のうちのサブセットだけを使用すること
である。さらに、符号器150は、結果として得られるア
ナログ信号154中のある周波数成分を低減させるため
に、先に送信した符号語を参照してPCM符号語を選択し
てもよい。
方法で対処することができる。第１は、符号器150は256
個のPCM符号語のうちのサブセットだけを使用すること
である。さらに、符号器150は、結果として得られるア
ナログ信号154中のある周波数成分を低減させるため
に、先に送信した符号語を参照してPCM符号語を選択し
てもよい。
この方法の第１のステップは、伝送路の周波数およびノ
イズ特性を知ることである。符号器150は、ランダムに
選択された独立なPCM符号語から成る既知のトレーニン
グ・パターンを送る。アナログ信号154のようなアナロ
グ信号に変換されたとき、これはほぼ平坦な周波数スペ
クトルを持つアナログ信号になる。復号器156はアナロ
グ信号154の歪んだバージョンを受け取り、この歪みを
低減する同期回路および等化器を構成する。その過程に
おいて、復号器156はノイズ・レベルの測定値と線路の
濾波特性を得る。これらの測定値は、符号器150に送り
返される。これらのステップは“好ましい他のトレーニ
ング手順”とい見出しの下に上に説明されている。
イズ特性を知ることである。符号器150は、ランダムに
選択された独立なPCM符号語から成る既知のトレーニン
グ・パターンを送る。アナログ信号154のようなアナロ
グ信号に変換されたとき、これはほぼ平坦な周波数スペ
クトルを持つアナログ信号になる。復号器156はアナロ
グ信号154の歪んだバージョンを受け取り、この歪みを
低減する同期回路および等化器を構成する。その過程に
おいて、復号器156はノイズ・レベルの測定値と線路の
濾波特性を得る。これらの測定値は、符号器150に送り
返される。これらのステップは“好ましい他のトレーニ
ング手順”とい見出しの下に上に説明されている。
ノイズ・レベルがわかると、符号器150は、次に、どの
符号語もノイズのために別の符号語と間違われる確率が
何か予め設定された閾確率より小さいようにPCM符号語
のサブセットを選択する。このサブセットは、まずノイ
ズの統計を使って符号語の間に必要とされる最小の間隔
を計算することにより選択される。次にその中のどの２
つの符号語をとってもそれらの間隔が最小の予め決めら
れた閾値以下でないような最大の可能なセットを選択す
ることにより符号語のセットが選択される。この符号語
のセットの選択は、この後にさらに説明されるように、
ビット横取りにより損なわれるかもしれないどの符号語
も使わないように制約されるかもしれない。
符号語もノイズのために別の符号語と間違われる確率が
何か予め設定された閾確率より小さいようにPCM符号語
のサブセットを選択する。このサブセットは、まずノイ
ズの統計を使って符号語の間に必要とされる最小の間隔
を計算することにより選択される。次にその中のどの２
つの符号語をとってもそれらの間隔が最小の予め決めら
れた閾値以下でないような最大の可能なセットを選択す
ることにより符号語のセットが選択される。この符号語
のセットの選択は、この後にさらに説明されるように、
ビット横取りにより損なわれるかもしれないどの符号語
も使わないように制約されるかもしれない。
PCM符号語から再構成されるアナログ信号からある周波
数を除去するには、１つのテクニックは、１定の間隔で
データを含まない追加の符号語を挿入することである。
これらの挿入語は、出力スペクトルを整える使用され
る。例えば、DCを除去したいときは、各Ｎ個のデータを
担っている符号語に対して１回、DCエリミネータ184を
参照して上で説明したように、すべての先行する符号語
の値の和に負号を付けた数にできるだけ近いアナログ値
を持つ符号語を挿入する。
数を除去するには、１つのテクニックは、１定の間隔で
データを含まない追加の符号語を挿入することである。
これらの挿入語は、出力スペクトルを整える使用され
る。例えば、DCを除去したいときは、各Ｎ個のデータを
担っている符号語に対して１回、DCエリミネータ184を
参照して上で説明したように、すべての先行する符号語
の値の和に負号を付けた数にできるだけ近いアナログ値
を持つ符号語を挿入する。
１般的には、挿入される符号語は、スペクトルを必要に
応じて整えるために選択される。例えば、フィルタの出
力エネルギーを最小にするように選択された符号語が挿
入された符号語が、符号器150でデジタル・フィルタを
通されるかもしれない。もしデジタル・フィルタが除去
することが望ましい成分、例えば低い周波数または4kHz
に近い周波をを通過させるように選択されていたら、こ
の方法はこれらの成分を最小にする。
応じて整えるために選択される。例えば、フィルタの出
力エネルギーを最小にするように選択された符号語が挿
入された符号語が、符号器150でデジタル・フィルタを
通されるかもしれない。もしデジタル・フィルタが除去
することが望ましい成分、例えば低い周波数または4kHz
に近い周波をを通過させるように選択されていたら、こ
の方法はこれらの成分を最小にする。
データを担っている符号語は256個の可能な符号語のう
ちのサブセットから選ばれるので、データはいつでも簡
単に１度に符号語の８ビットに置かれるとは限らない。
その代わり、データからのビットのグループが符号語の
シーケンスを選ぶために使用される。例えば、サブセッ
トがたった３個の符号語から成るときは、６個の入力ビ
ットのグループｆ（26すなわち64の可能性がある）を使
って、４個の符号語のグループ（34＝81の可能性があ
る）の値を選択することができる。この場合には、可能
な情報内容のいくらかの浪費があるが、これはグループ
の長さが増すにつれて減少する。
ちのサブセットから選ばれるので、データはいつでも簡
単に１度に符号語の８ビットに置かれるとは限らない。
その代わり、データからのビットのグループが符号語の
シーケンスを選ぶために使用される。例えば、サブセッ
トがたった３個の符号語から成るときは、６個の入力ビ
ットのグループｆ（26すなわち64の可能性がある）を使
って、４個の符号語のグループ（34＝81の可能性があ
る）の値を選択することができる。この場合には、可能
な情報内容のいくらかの浪費があるが、これはグループ
の長さが増すにつれて減少する。
56,000ビット／秒の電話システムでの使用
電話システムにより使われているいくつかのPCM伝送方
式では、個々の８ビットの符号語の最下位のビットが内
部の同期のために使用される。これは、図５を参照して
説明した符号化処理でデジタル網接続132に加えられる
符号化された値の各個の最下位のビット位置に挿入ビッ
トを置くようにして８ビットにつき１回零のビットを挿
入してデータの流れ100を変換することにより対処でき
る。このようにすることで電話システムによる下位ビッ
トの使用は送信されるデータを損なわないが、最高デー
タ・レートが56,000ビット／秒に低下する。
式では、個々の８ビットの符号語の最下位のビットが内
部の同期のために使用される。これは、図５を参照して
説明した符号化処理でデジタル網接続132に加えられる
符号化された値の各個の最下位のビット位置に挿入ビッ
トを置くようにして８ビットにつき１回零のビットを挿
入してデータの流れ100を変換することにより対処でき
る。このようにすることで電話システムによる下位ビッ
トの使用は送信されるデータを損なわないが、最高デー
タ・レートが56,000ビット／秒に低下する。
デジタル電話網134による伝送も含めて長距離電話伝送
では、トラフィックのあるものは帯域内周波信号方式
（インバンド・シグナリング）を使用する線路上を運ば
れる。これらの場合には、デジタル電話網134は、呼出
し表示および他の通知のために、すべての６番目のPCM
符号語の最下位ビット（“LSB"）を使用する。このテク
ニックは“横取されたビットによる通知”または単に
“ビットの横取り”としてよく知られている。電話接続
がデータを送信するために使用されるときは、このこと
は、ビットが横取りされるフレームでは７ビットだけし
か使えないことを意味する。送り手側はこのビットの横
取りを制御することができないので、この問題に対処す
るための１つの取組は、絶対にLSBを使用しないこと、
そのために最高データ・レートを56,000kbs（７ビット
／符号語×8,000符号語／秒）に下げることである。
では、トラフィックのあるものは帯域内周波信号方式
（インバンド・シグナリング）を使用する線路上を運ば
れる。これらの場合には、デジタル電話網134は、呼出
し表示および他の通知のために、すべての６番目のPCM
符号語の最下位ビット（“LSB"）を使用する。このテク
ニックは“横取されたビットによる通知”または単に
“ビットの横取り”としてよく知られている。電話接続
がデータを送信するために使用されるときは、このこと
は、ビットが横取りされるフレームでは７ビットだけし
か使えないことを意味する。送り手側はこのビットの横
取りを制御することができないので、この問題に対処す
るための１つの取組は、絶対にLSBを使用しないこと、
そのために最高データ・レートを56,000kbs（７ビット
／符号語×8,000符号語／秒）に下げることである。
図３に示されているシステムは、復号器156にビットが
横取りされたフレームを検出させ、そして符号器150に
ビットの横取りが行われたフレーム内だけはLSBを避け
るように指示させることにより、より良いものにになる
かもしれない。例えば、ビットの横取りを利用する単１
ホップは、ビット・レートの低下のさせ方が少ない、す
なわち56kbpsの代わりに62.7kbpsになる。同期されてい
ないリンク上での複数ホップの場合には、ビットの横取
りは異なる位相で起こり、ビット・レートをさらにいっ
そう低下させる。
横取りされたフレームを検出させ、そして符号器150に
ビットの横取りが行われたフレーム内だけはLSBを避け
るように指示させることにより、より良いものにになる
かもしれない。例えば、ビットの横取りを利用する単１
ホップは、ビット・レートの低下のさせ方が少ない、す
なわち56kbpsの代わりに62.7kbpsになる。同期されてい
ないリンク上での複数ホップの場合には、ビットの横取
りは異なる位相で起こり、ビット・レートをさらにいっ
そう低下させる。
ビットが横取りされたフレームの検出は、システムの最
初のトレーニングの間に行うことができる。符号器150
は通信路を通して８ビットのPCM符号語の既知のパター
ンを送り、復号器156はそれが受け取るアナログ波形か
らのサンプルを記憶する。復号器156は次に、ビットの
横取りがなかったという仮定のもとで、その出力と既知
のパターンの間の差を最小にするようにこの信号を再同
期させかつ等化することを試みる。復号器156はさら
に、６つのフェーズのそれぞれにおける平均等化値を測
定する。すなわち、１番目、７番目,13番目,19番目，そ
の他のサンプルにおける誤差は、２番目、８番目,14
番目，その他のサンプルにおける誤差が平均であるのと
同様に平均であり、６つの平均誤差の測定値を与える。
復号器156は次に各フェーズに対して、それが１）ビッ
トを横取りされていない、２）ビットを横取りされ、LS
Bが０で置き換えられている、３）ビットを横取りさ
れ、LSBが１で置き換えられている、４）ビットを横取
りされ、LSBが1/2で置き換えられている、かどうかにつ
いて決定を行う。この選択は、どのビットの横取りの仕
方（1,2,3または４）が等化された信号とそのビットの
横取りを受けた後の既知のパターンの間の差を最小にす
るかを決定することによりなされる。
初のトレーニングの間に行うことができる。符号器150
は通信路を通して８ビットのPCM符号語の既知のパター
ンを送り、復号器156はそれが受け取るアナログ波形か
らのサンプルを記憶する。復号器156は次に、ビットの
横取りがなかったという仮定のもとで、その出力と既知
のパターンの間の差を最小にするようにこの信号を再同
期させかつ等化することを試みる。復号器156はさら
に、６つのフェーズのそれぞれにおける平均等化値を測
定する。すなわち、１番目、７番目,13番目,19番目，そ
の他のサンプルにおける誤差は、２番目、８番目,14
番目，その他のサンプルにおける誤差が平均であるのと
同様に平均であり、６つの平均誤差の測定値を与える。
復号器156は次に各フェーズに対して、それが１）ビッ
トを横取りされていない、２）ビットを横取りされ、LS
Bが０で置き換えられている、３）ビットを横取りさ
れ、LSBが１で置き換えられている、４）ビットを横取
りされ、LSBが1/2で置き換えられている、かどうかにつ
いて決定を行う。この選択は、どのビットの横取りの仕
方（1,2,3または４）が等化された信号とそのビットの
横取りを受けた後の既知のパターンの間の差を最小にす
るかを決定することによりなされる。
各フレームで起きたビットの横取りが決定されると、等
化処理が再実行される。最初の等化はビットの横取りに
ついての知識なしに行われたからである。この２回目の
通過は、より良い等化された信号を生成するであろう。
ビットの横取りの決定は、さらに上と同様にして生成さ
れた２番目の等化された信号を使って検証される。
化処理が再実行される。最初の等化はビットの横取りに
ついての知識なしに行われたからである。この２回目の
通過は、より良い等化された信号を生成するであろう。
ビットの横取りの決定は、さらに上と同様にして生成さ
れた２番目の等化された信号を使って検証される。
６つのフェーズのそれぞれに対するビットの横取りが分
かったら、復号器156はこの情報を符号器150に送信する
ことが好ましい。この後のデータの送信では、復号器15
6および符号器150は、ビットの横取りにより損なわれる
可能性のあるビットの使用を避けることができる。
かったら、復号器156はこの情報を符号器150に送信する
ことが好ましい。この後のデータの送信では、復号器15
6および符号器150は、ビットの横取りにより損なわれる
可能性のあるビットの使用を避けることができる。
別のアプローチでは、符号器150は、上記したクロック
の同期と等化のステップが完了した後、既知のパターン
で符号語を送る。復号器156は、６つのフェーズのそれ
ぞれに対して、送信されてきた256個のPCM符号語のそれ
ぞれについて、図10に示されている補償された信号274
により表されるレベルのような、受信した信号のレベル
に関する統計値を計算する。計算された統計値−平均信
号レベルや分散を含む−は、予め決められた誤り確率を
与える符号語のサブセットを選択するために使われる。
選択されたサブセットは符号器150に転送され、その後
の送信で使用される。さらに、μ−law−線形変換器お
よび線形−μ−law変換器192,276および278が、これら
の変換器192,276および278の予め決められたレベルの代
わりに、上で計算された平均レベルを使用してもよい。
この方法は、したがって、暗黙に、および前以っての知
識または明示的な分析なしに、デジタル電話網134内で
起こるビットの横取りあるいは他の再マッピングに対処
する適応変換器を提供する。
の同期と等化のステップが完了した後、既知のパターン
で符号語を送る。復号器156は、６つのフェーズのそれ
ぞれに対して、送信されてきた256個のPCM符号語のそれ
ぞれについて、図10に示されている補償された信号274
により表されるレベルのような、受信した信号のレベル
に関する統計値を計算する。計算された統計値−平均信
号レベルや分散を含む−は、予め決められた誤り確率を
与える符号語のサブセットを選択するために使われる。
選択されたサブセットは符号器150に転送され、その後
の送信で使用される。さらに、μ−law−線形変換器お
よび線形−μ−law変換器192,276および278が、これら
の変換器192,276および278の予め決められたレベルの代
わりに、上で計算された平均レベルを使用してもよい。
この方法は、したがって、暗黙に、および前以っての知
識または明示的な分析なしに、デジタル電話網134内で
起こるビットの横取りあるいは他の再マッピングに対処
する適応変換器を提供する。
データの圧縮
ソースコーダは、この分野に熟練した人々によく知られ
ている色々な既知のテクニックのうちのどれかを使っ
て、データの流れ100の損失のない（または損失の多
い）圧縮を行うことができる。これらの圧縮は、Lemple
−Ziv圧縮、ランレングス符号化、およびHuffman符号化
などを含む。ただしこれらに限定されない。選択された
圧縮変換の逆変換、それもよく知られている、をデータ
の流れ126に適用することもできる。
ている色々な既知のテクニックのうちのどれかを使っ
て、データの流れ100の損失のない（または損失の多
い）圧縮を行うことができる。これらの圧縮は、Lemple
−Ziv圧縮、ランレングス符号化、およびHuffman符号化
などを含む。ただしこれらに限定されない。選択された
圧縮変換の逆変換、それもよく知られている、をデータ
の流れ126に適用することもできる。
他の電話システムとの使用
上記の方法は、可聴信号を伝えるためにμ−law以外の
非線形な圧伸動作を使う電話システムに対しても使用で
きる。例えば、世界の多くの地域では、Ａ−lawとして
知られている、１つの同じ符号化を使っている。本発明
の特徴は、すべてのμ−law−線形および線形−μ−law
変換器をそれらのＡ−law相当変換器で置き換えること
により、このようなシステムにも適用できる。これらの
相当変換器も、256要素の参照表を使って実現できる。
この場合に、表はよく知られたＡ−lawマッピングが掲
載される。これらの変更は、この分野に熟練した人々に
は明らかであろう。
非線形な圧伸動作を使う電話システムに対しても使用で
きる。例えば、世界の多くの地域では、Ａ−lawとして
知られている、１つの同じ符号化を使っている。本発明
の特徴は、すべてのμ−law−線形および線形−μ−law
変換器をそれらのＡ−law相当変換器で置き換えること
により、このようなシステムにも適用できる。これらの
相当変換器も、256要素の参照表を使って実現できる。
この場合に、表はよく知られたＡ−lawマッピングが掲
載される。これらの変更は、この分野に熟練した人々に
は明らかであろう。
既存のモデムとの組合せ
本発明の１つの特徴は、既存のモデムと組合せて使用す
ることもできることである。図１に示されるような伝統
的なシステムでは、モデム104は上述した符号器150の機
能も織り込むように変更されてもよい。さらにモデム12
4は復号器156の機能も含むように変更されてもよい。変
更されたモデム104と変更されたモデム124の間に呼が接
続されたとき、双方は変更されないモデムの間の通常の
接続に対するのと同じように動作する。それらがそれら
の初期化を完了した後、モデム104は、国際電気通信連
合により標準化されている折衝プロトコルのようなよく
知られている折衝プロトコルを使って、モデム124に対
して折衝要求を送ることができる。モデム124が復号器1
56の実現を含むときは、その要求に肯定的に返答するこ
とができる。そうでないときは、その要求は拒否され、
通常のモデムの通信が用いられる。肯定的な返答が受信
されると、モデム124とモデム104は、図17に示されるよ
うな動作に切り替わることができ、初期化シーケンスを
開始する。このように、組み合わされたモデム／復号器
は既存のモデムと相互に動作することができ、そして可
能なときは、本発明の特徴を使って、高められた性能を
提供する。
ることもできることである。図１に示されるような伝統
的なシステムでは、モデム104は上述した符号器150の機
能も織り込むように変更されてもよい。さらにモデム12
4は復号器156の機能も含むように変更されてもよい。変
更されたモデム104と変更されたモデム124の間に呼が接
続されたとき、双方は変更されないモデムの間の通常の
接続に対するのと同じように動作する。それらがそれら
の初期化を完了した後、モデム104は、国際電気通信連
合により標準化されている折衝プロトコルのようなよく
知られている折衝プロトコルを使って、モデム124に対
して折衝要求を送ることができる。モデム124が復号器1
56の実現を含むときは、その要求に肯定的に返答するこ
とができる。そうでないときは、その要求は拒否され、
通常のモデムの通信が用いられる。肯定的な返答が受信
されると、モデム124とモデム104は、図17に示されるよ
うな動作に切り替わることができ、初期化シーケンスを
開始する。このように、組み合わされたモデム／復号器
は既存のモデムと相互に動作することができ、そして可
能なときは、本発明の特徴を使って、高められた性能を
提供する。
データベース・サーバとの組合せ
本発明の１つの特徴は、図18に示されているように、中
央サイトと多数のユーザの間のあらゆるタイプのデータ
通信（情報、音声、映像、その他）を提供するために、
中央のサーバと組み合わせて使用できる。サーバ450
は、ここに説明されている符号器150のような符号器の
配列と、できるかぎり、復調器440のような復調器の配
列から成るサーバ・インターフェース454にサーバ・デ
ータ452を与える。サーバ・インターフェース454は、IS
DN PRIインターフェースのようなサーバ接続456を介し
て、デジタル電話網134に接続している。このサービス
に対する各契約者は、復号器156と、任意であるが、図1
7に示されているものと同じ反響消去回路442および変調
器446から成るクライアント・インターフェース460を持
つ。クライアント・インターフェース460はクライアン
ト接続458上で動作し、クライアント・データ流462を与
える。全体的に見れば、この構成は、多数のユーザが独
立に中央のサーバ（１つまたは複数）と通信することを
可能にする。この構成は、オーディオまたは音楽の配
布、オンライン・サービス、ネットワーク・サービスへ
のアクセス、ビデオやテレビの配布、音声、情報の配
信、クレジット・カードの確認、銀行業務、対話型コン
ピュータ・アクセス、遠隔在庫管理、POS端末、マルチ
メディアなどを含む、ただしこれらに限定されない、ど
のようなタイプのデータ・サービスに対しても使用でき
る。この発明の他の実現または構成も、これらのおよび
その他の用途に使用できる。
央サイトと多数のユーザの間のあらゆるタイプのデータ
通信（情報、音声、映像、その他）を提供するために、
中央のサーバと組み合わせて使用できる。サーバ450
は、ここに説明されている符号器150のような符号器の
配列と、できるかぎり、復調器440のような復調器の配
列から成るサーバ・インターフェース454にサーバ・デ
ータ452を与える。サーバ・インターフェース454は、IS
DN PRIインターフェースのようなサーバ接続456を介し
て、デジタル電話網134に接続している。このサービス
に対する各契約者は、復号器156と、任意であるが、図1
7に示されているものと同じ反響消去回路442および変調
器446から成るクライアント・インターフェース460を持
つ。クライアント・インターフェース460はクライアン
ト接続458上で動作し、クライアント・データ流462を与
える。全体的に見れば、この構成は、多数のユーザが独
立に中央のサーバ（１つまたは複数）と通信することを
可能にする。この構成は、オーディオまたは音楽の配
布、オンライン・サービス、ネットワーク・サービスへ
のアクセス、ビデオやテレビの配布、音声、情報の配
信、クレジット・カードの確認、銀行業務、対話型コン
ピュータ・アクセス、遠隔在庫管理、POS端末、マルチ
メディアなどを含む、ただしこれらに限定されない、ど
のようなタイプのデータ・サービスに対しても使用でき
る。この発明の他の実現または構成も、これらのおよび
その他の用途に使用できる。
高速ファクシミリ送信
本発明の１つの特徴は、図19に示されているように、フ
ァクシミリの高速送信に使用できる。送信FAX470はイメ
ージを走査し、そのイメージをよく知られている方法
で、送信データ・ストリーム472に変える。送信データ
・ストリーム472は、例えば図17に示されているような
配達システム474を通して送信されて、受信データ・ス
トリーム476になる。受信FAX478はそのデータ・ストリ
ームをイメージに変換し、そのイメージを印刷するかま
たは表示する。配達システム474は、図17に示されるよ
うに実現できる。ただしデータ・ストリーム100は送信
データ・ストリーム472で置き換えられ、データ・スト
リーム126は受信データ・ストリーム476で置き換えられ
る。さらに、データ・ストリーム128とデータ・ストリ
ーム126は、参照によりここに組み込まれている国際電
気通信連合、電気通信標準化セクター（ITU−Ｔ），推
奨V.17,“A 2−Wire Modem for Facsimile Application
s with Rates up to 14,400b/s,"ジュネーブ、スイス
（1991）に記載されているように、受信FAX478と送信FA
X470の間のプロトコル折衝のために使用できる。このよ
うにして、送信FAX470からのファクシミリは、受信FAX4
78に、従来の送信方式で可能であるよりも高速に、有利
に送信できる。
ァクシミリの高速送信に使用できる。送信FAX470はイメ
ージを走査し、そのイメージをよく知られている方法
で、送信データ・ストリーム472に変える。送信データ
・ストリーム472は、例えば図17に示されているような
配達システム474を通して送信されて、受信データ・ス
トリーム476になる。受信FAX478はそのデータ・ストリ
ームをイメージに変換し、そのイメージを印刷するかま
たは表示する。配達システム474は、図17に示されるよ
うに実現できる。ただしデータ・ストリーム100は送信
データ・ストリーム472で置き換えられ、データ・スト
リーム126は受信データ・ストリーム476で置き換えられ
る。さらに、データ・ストリーム128とデータ・ストリ
ーム126は、参照によりここに組み込まれている国際電
気通信連合、電気通信標準化セクター（ITU−Ｔ），推
奨V.17,“A 2−Wire Modem for Facsimile Application
s with Rates up to 14,400b/s,"ジュネーブ、スイス
（1991）に記載されているように、受信FAX478と送信FA
X470の間のプロトコル折衝のために使用できる。このよ
うにして、送信FAX470からのファクシミリは、受信FAX4
78に、従来の送信方式で可能であるよりも高速に、有利
に送信できる。
ISDN/デジタル電話の中継
本発明の特徴は、ISDNまたはデジタル電話を利用するこ
とができるどんなアプリケーションとも組み合わせて使
用できる。これは、デジタルで接続されている側から電
話網に対してアナログの接続しかできない側への送信の
ために、ISDNに相当する機能を提供することができる。
これは、図17に示されるようなシステムを使って直接に
なされか、または図20に示されるような取次ぎ中継の使
用によりなされる。デジタル加入者480は、デジタル電
話網への直接のデジタル・アクセスを持たず、その代わ
りにアナログ加入者接続488を持つアナログ加入者に対
して、デジタルの呼出しを行うことができる。デジタル
加入者480と中継サーバ484の間には、ISDN、Switched−
56,T1などのデジタル接続を使って、完全なデジタル接
続が開かれている。中継サーバ484は次に中継接続486に
沿って、従来のモデムのような利用できる何らかの手
段、または図17に示されているようなシステムを使っ
て、アナログ加入者490と通信する。この分野に熟練し
ている人々によく知られている適当なフロー制御方法に
より、デジタル加入者には、デジタル接続がアナログだ
けの加入者のところまで開通したよう見えるであろう。
このような接続は、音声、データ、デジタルFAX、ビデ
オ、オーディオなどのあらゆるデジタル通信に使用でき
る。中継サーバ484を実際のデジタル電話網134に組み込
み、アナログ加入者にトランスパレントに見かけのデジ
タル接続を提供することができることに注意されたい。
とができるどんなアプリケーションとも組み合わせて使
用できる。これは、デジタルで接続されている側から電
話網に対してアナログの接続しかできない側への送信の
ために、ISDNに相当する機能を提供することができる。
これは、図17に示されるようなシステムを使って直接に
なされか、または図20に示されるような取次ぎ中継の使
用によりなされる。デジタル加入者480は、デジタル電
話網への直接のデジタル・アクセスを持たず、その代わ
りにアナログ加入者接続488を持つアナログ加入者に対
して、デジタルの呼出しを行うことができる。デジタル
加入者480と中継サーバ484の間には、ISDN、Switched−
56,T1などのデジタル接続を使って、完全なデジタル接
続が開かれている。中継サーバ484は次に中継接続486に
沿って、従来のモデムのような利用できる何らかの手
段、または図17に示されているようなシステムを使っ
て、アナログ加入者490と通信する。この分野に熟練し
ている人々によく知られている適当なフロー制御方法に
より、デジタル加入者には、デジタル接続がアナログだ
けの加入者のところまで開通したよう見えるであろう。
このような接続は、音声、データ、デジタルFAX、ビデ
オ、オーディオなどのあらゆるデジタル通信に使用でき
る。中継サーバ484を実際のデジタル電話網134に組み込
み、アナログ加入者にトランスパレントに見かけのデジ
タル接続を提供することができることに注意されたい。
範囲
本発明は、最も実際的かつ好ましい実施例であると現在
考えられているものに関して説明されているが、本発明
は開示されている実施例に限定されないこと、逆に、添
付のクレームの精神と範囲の中に色々な変形および同等
な構成などを含めることを意図していることを理解され
たい。例えば、図17の逆方向通信路を使うことにより、
同等の訓練要求が達成できる。図17の逆方向通信路はま
た復号器156から符号器150への情報の流れの制御のため
の他の同等の構成を提供することができる。しかしなが
ら、このような構成において、本発明はなおデータの提
供者と消費者の間のデータの転送を提供する。さらに、
本発明の範囲から逸脱することなく、電話線の補償はこ
の分野に熟練した人々によく知られている他の同等の構
成により行ってもよい；同等のトレーニング手順が使用
できる；異なる等化方法が利用できる、および本システ
ムは他の中央オフィスの装置に対して適応させられても
よい。したがって、この分野の通常のスキルの人々は、
すべてのこのような同等な構成および変更は、この後の
クレームの範囲内に含まれることを理解するであろう。
考えられているものに関して説明されているが、本発明
は開示されている実施例に限定されないこと、逆に、添
付のクレームの精神と範囲の中に色々な変形および同等
な構成などを含めることを意図していることを理解され
たい。例えば、図17の逆方向通信路を使うことにより、
同等の訓練要求が達成できる。図17の逆方向通信路はま
た復号器156から符号器150への情報の流れの制御のため
の他の同等の構成を提供することができる。しかしなが
ら、このような構成において、本発明はなおデータの提
供者と消費者の間のデータの転送を提供する。さらに、
本発明の範囲から逸脱することなく、電話線の補償はこ
の分野に熟練した人々によく知られている他の同等の構
成により行ってもよい；同等のトレーニング手順が使用
できる；異なる等化方法が利用できる、および本システ
ムは他の中央オフィスの装置に対して適応させられても
よい。したがって、この分野の通常のスキルの人々は、
すべてのこのような同等な構成および変更は、この後の
クレームの範囲内に含まれることを理解するであろう。
付録−疑似コードによる実現例
次の疑似コードのセグメントは、本発明の色々な部分を
理解するのを助けるために提示されている。これらは、
完全なまたは最適な実現（プログラム）として作られて
いない。これらのコードは、論じられている付加的な拡
張のない、上述した基本システムの動作を説明する。ソ
フトウェアコードとして与えられているけれども、実際
の実現は、プロセッサにより使用される格納されたプロ
グラムでも、専用のハードウェアでも、またはこれらの
２つの組合せでもよい。
理解するのを助けるために提示されている。これらは、
完全なまたは最適な実現（プログラム）として作られて
いない。これらのコードは、論じられている付加的な拡
張のない、上述した基本システムの動作を説明する。ソ
フトウェアコードとして与えられているけれども、実際
の実現は、プロセッサにより使用される格納されたプロ
グラムでも、専用のハードウェアでも、またはこれらの
２つの組合せでもよい。
フロントページの続き
(31)優先権主張番号 ０８／８０４，７８４
(32)優先日 平成９年２月20日(1997．2．20)
(33)優先権主張国 米国（ＵＳ）
(56)参考文献 特開 平５−110539（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−26241（ＪＰ，Ａ)
特開 昭59−23939（ＪＰ，Ａ)
国際公開96／018261（ＷＯ，Ａ１)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04B 1/76
H04B 3/00
H04J 3/00
H04M 3/00
ＩＮＳＰＥＣ（ＤＩＡＬＯＧ)
ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ)
Claims (6)
- 【請求項１】符号器と復号器を含み、前記符号器が電話
網のデジタル部に対するデジタル接続を持ち、前記電話
網のデジタル部がアナログループにより前記復号器に接
続されており、前記アナログループが、前記電話網から
のデジタル情報を、前記復号器に送信するためのアナロ
グ電圧に変換する通信システムにおいて、 前記符号器から、前記電話網のデジタル部にPCM符号語
を予め決められたパターンで送信するステップと、 前記予め決められたパターンのPCM符号語を符号器にお
いて前記アナログ電圧の形で受信するステップと、 受信された前記アナログ電圧に応じて復号器において、
前記PCM符号語の前記アナログ電圧と予め決められた基
準電圧とを比較することにより、誤差量を決定するステ
ップと、 前記誤差量に基づいて、ビットスチールが存在するかど
うか決定するステップ を備えることを特徴とする電話網のデジタル部の内部に
おけるビットスチールの存在を検出するための方法。 - 【請求項２】前記予め決められたパターンがＭ個のフレ
ームに分けられ、前記Ｍ個のフレームの各々がＮ回のス
ロットを持つことを特徴とする請求項１に記載の電話網
のデジタル部の内部におけるビットスチールの存在を検
出するための方法。 - 【請求項３】前記誤差量を決定するステップにおいて、
前記Ｎ回のスロットに対応するＮ個の平均誤差測定値を
求めることを特徴とする請求項２に記載の電話網のデジ
タル部の内部におけるビットスチールの存在を検出する
ための方法。 - 【請求項４】前記Ｎ個の平均誤差測定値の各々が、全て
のＮ番目の誤差を平均することにより生成されることを
特徴とする請求項３に記載の電話網のデジタル部の内部
におけるビットスチールの存在を検出するための方法。 - 【請求項５】前記Ｎ＝６であることを特徴とする請求項
２に記載の電話網のデジタル部の内部におけるビットス
チールの存在を検出するための方法。 - 【請求項６】前記ビットスチールが存在するかどうか決
定するステップは、 前記誤差量の大きさが、周期的に繰り返されるかどうか
決定するステップと、 前記誤差量が周期的に繰り返されている場合、周期的に
繰り返されている前記誤差量が、ビットスチールの結果
であるかどうかを決定するステップ を更に備えることを特徴とする請求項１に記載の電話網
のデジタル部の内部におけるビットスチールの存在を検
出するための方法。
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