JP3311391B2 - 漏洩インダクタンス低減トランス、これを用いた高周波回路及びパワーコンバータ並びにトランスにおける漏洩インダクタンスの低減方法 - Google Patents
漏洩インダクタンス低減トランス、これを用いた高周波回路及びパワーコンバータ並びにトランスにおける漏洩インダクタンスの低減方法Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、トランスの巻線間結合
係数及びトランスの漏洩インダクタンスを可変としたト
ランスに関し、特にかかるトランスを用いた、例えば高
周波パワーコンバータの如き高周波スイッチングコンバ
ータに関する。
係数及びトランスの漏洩インダクタンスを可変としたト
ランスに関し、特にかかるトランスを用いた、例えば高
周波パワーコンバータの如き高周波スイッチングコンバ
ータに関する。
【０００２】
【従来技術】１図は、巻線１２，１４を有するトランス
を概略的に示しており、巻線を流れる電流によって生ず
る磁束が種々の経路を経て閉じている。かかる磁束のう
ち例えば、磁束１６は両方の巻線に鎖交し、別の磁束２
０，２２，２３，２４，２６の如き磁束は両方の巻線に
は鎖交しない。両方の巻線に鎖交する磁束を「相互磁
束」と称し、一方の巻線にのみ鎖交する磁束を「漏洩磁
束」と称する。また、一方の巻線に生成された磁束の他
方の巻線への鎖交の度合を巻線の「結合係数」によって
示す。単位（すなわち１）の大きさの結合係数は完全な
結合を意味する。すなわち、１の巻線に鎖交する全ての
磁束が他の巻線に鎖交し、漏洩磁束が存在しない。すな
わち、１の巻線に鎖交する磁束はその巻線との鎖交のみ
に止まらない。回路的な観点から見ると、漏洩磁束の効
果は、各巻線について、等価漏洩インダクタンスとして
表される。結合係数の増大は、漏洩インダクタンスの低
下に帰結する。そして、結合係数が１に近づくにつれて
巻線の漏洩インダクタンスはゼロに近づく。
を概略的に示しており、巻線を流れる電流によって生ず
る磁束が種々の経路を経て閉じている。かかる磁束のう
ち例えば、磁束１６は両方の巻線に鎖交し、別の磁束２
０，２２，２３，２４，２６の如き磁束は両方の巻線に
は鎖交しない。両方の巻線に鎖交する磁束を「相互磁
束」と称し、一方の巻線にのみ鎖交する磁束を「漏洩磁
束」と称する。また、一方の巻線に生成された磁束の他
方の巻線への鎖交の度合を巻線の「結合係数」によって
示す。単位（すなわち１）の大きさの結合係数は完全な
結合を意味する。すなわち、１の巻線に鎖交する全ての
磁束が他の巻線に鎖交し、漏洩磁束が存在しない。すな
わち、１の巻線に鎖交する磁束はその巻線との鎖交のみ
に止まらない。回路的な観点から見ると、漏洩磁束の効
果は、各巻線について、等価漏洩インダクタンスとして
表される。結合係数の増大は、漏洩インダクタンスの低
下に帰結する。そして、結合係数が１に近づくにつれて
巻線の漏洩インダクタンスはゼロに近づく。
【０００３】トランスの巻線に結線された１又はそれ以
上のスイッチング素子を開閉することにより電源側から
負荷側へ電力を伝送するスイッチングパワーコンバータ
においては、トランスの漏洩インダクタンスを制御する
ことは重要である。なお、スイッチングパワーコンバー
タの例としては、ＤＣ−ＤＣコンパータ、スイッチング
増幅器及びサイクロコンバータが挙げられる。例えば、
通常のパルス幅変調（ＰＷＭ）コンバータにおいてはト
ランスを流れる電流がスイッチング素子の開閉によって
断続せしめられ、漏洩インダクタンス内に蓄えられたエ
ネルギーはスイッチング素子中におけるスイッチングロ
スとして消散する。よって、漏洩インダクタンスをゼロ
に近づけるようになされた低漏洩インダクタンストラン
スが望まれる。
上のスイッチング素子を開閉することにより電源側から
負荷側へ電力を伝送するスイッチングパワーコンバータ
においては、トランスの漏洩インダクタンスを制御する
ことは重要である。なお、スイッチングパワーコンバー
タの例としては、ＤＣ−ＤＣコンパータ、スイッチング
増幅器及びサイクロコンバータが挙げられる。例えば、
通常のパルス幅変調（ＰＷＭ）コンバータにおいてはト
ランスを流れる電流がスイッチング素子の開閉によって
断続せしめられ、漏洩インダクタンス内に蓄えられたエ
ネルギーはスイッチング素子中におけるスイッチングロ
スとして消散する。よって、漏洩インダクタンスをゼロ
に近づけるようになされた低漏洩インダクタンストラン
スが望まれる。
【０００４】特に、零電流スイッチングコンバータにお
いては、制御された漏洩インダクタンスは、パワートレ
インの一部を形成し、かつ、種々のコンバータ動作パラ
メータを支配する。かかるコンバータ動作パラメータと
しては特性時定数、定格最大出力電流がある（この点に
ついては、米国特許第4,415,959号を参照のこと）。よ
って、有限なかつ制御された漏洩インダクタンスを有す
る可変漏洩インダクタンストランスが望まれる。
いては、制御された漏洩インダクタンスは、パワートレ
インの一部を形成し、かつ、種々のコンバータ動作パラ
メータを支配する。かかるコンバータ動作パラメータと
しては特性時定数、定格最大出力電流がある（この点に
ついては、米国特許第4,415,959号を参照のこと）。よ
って、有限なかつ制御された漏洩インダクタンスを有す
る可変漏洩インダクタンストランスが望まれる。
【０００５】一方、スイッチングパワーコンバータ分野
においては、スイッチ周波数すなわちスイッチングパワ
ーコンバータ内のスイッチの開閉速度がより高くなる傾
向がある。そして、スイッチング周波数が例えば５０Ｋ
Ｈｚから１００ＫＨｚに上昇した場合、変換能力を維持
もしくは改善するためにより良い漏洩インダクタンスは
が要求される。例えば、通常のＰＷＭコンバータにおけ
る漏洩インダクタンスが固定値であるとすれば、スイッ
チング周波数の増大はスイッチングロスの増大を生じ
て、変換効率すなわち入力電力から負荷に供給される電
力の割合が低下する。
においては、スイッチ周波数すなわちスイッチングパワ
ーコンバータ内のスイッチの開閉速度がより高くなる傾
向がある。そして、スイッチング周波数が例えば５０Ｋ
Ｈｚから１００ＫＨｚに上昇した場合、変換能力を維持
もしくは改善するためにより良い漏洩インダクタンスは
が要求される。例えば、通常のＰＷＭコンバータにおけ
る漏洩インダクタンスが固定値であるとすれば、スイッ
チング周波数の増大はスイッチングロスの増大を生じ
て、変換効率すなわち入力電力から負荷に供給される電
力の割合が低下する。
【０００６】他方、巻線間距離が大きいトランスにおい
ては巻線間（寄生）キャパシタンスが小さく、静的絶縁
度が高く、従って、製造が容易である。しかし乍ら、通
常のトランスにおいては巻線間距離の増大につれて巻線
間の結合係数が低下して漏洩インダクタンスが増大す
る。もし、例えば、トランスが第１図に示す如く形成さ
れたとすれば、巻線＃１によって生成される磁束２３は
巻線＃２に鎖交せず、よって、巻線＃１の漏洩磁界を形
成する。しかし乍ら、巻線＃２が巻線＃１に対してより
近接せしめられるか重ね巻きされた場合は磁束２３が巻
線＃２に鎖交する相互磁束の一部を形成することにな
り、これは結合係数の増大に帰結しかつ漏洩インダクタ
ンスの低下に帰結する。よって、第１図に示された如き
トランスにおいては結合係数及び漏洩インダクタンスは
巻線間の距離に依存する。
ては巻線間（寄生）キャパシタンスが小さく、静的絶縁
度が高く、従って、製造が容易である。しかし乍ら、通
常のトランスにおいては巻線間距離の増大につれて巻線
間の結合係数が低下して漏洩インダクタンスが増大す
る。もし、例えば、トランスが第１図に示す如く形成さ
れたとすれば、巻線＃１によって生成される磁束２３は
巻線＃２に鎖交せず、よって、巻線＃１の漏洩磁界を形
成する。しかし乍ら、巻線＃２が巻線＃１に対してより
近接せしめられるか重ね巻きされた場合は磁束２３が巻
線＃２に鎖交する相互磁束の一部を形成することにな
り、これは結合係数の増大に帰結しかつ漏洩インダクタ
ンスの低下に帰結する。よって、第１図に示された如き
トランスにおいては結合係数及び漏洩インダクタンスは
巻線間の距離に依存する。
【０００７】よって、従来技術においては、漏洩インダ
クタンスの制御が巻線間の距離の調整によってなされて
いる。結合係数を大きくすることは巻線を物理的に重ね
巻きすることによってなされ、種々の構造技術（例えば
巻線の分割及び交互巻）が結合係数を増大させ、近接巻
線による好ましからざる近接効果の低減の為に採用され
ている。他の従来技術においてはマルチファイラ巻又は
同軸巻線が用いられて巻線を形成する電流担持部材間の
距離の故に漏洩磁束の削減を促進し或いはマトリックス
トランスにおけるが如く磁気媒体及び巻線を複数の小さ
な相互結合アセンブリによって形成している。かかるマ
ルチファイラー又は同軸巻線又はマトリックス構造を用
いたトランスは重ね巻き線を用いている故に同じような
欠点を有し、それよりも尚製造が困難であり且つ、複雑
であり特に巻線比が１以外のものが望まれる場合特に問
題がある。よって、巻線の近接又はその構造によって結
合度を制御する従来技術は巻線が分離されている場合の
利点を犠牲にしている。
クタンスの制御が巻線間の距離の調整によってなされて
いる。結合係数を大きくすることは巻線を物理的に重ね
巻きすることによってなされ、種々の構造技術（例えば
巻線の分割及び交互巻）が結合係数を増大させ、近接巻
線による好ましからざる近接効果の低減の為に採用され
ている。他の従来技術においてはマルチファイラ巻又は
同軸巻線が用いられて巻線を形成する電流担持部材間の
距離の故に漏洩磁束の削減を促進し或いはマトリックス
トランスにおけるが如く磁気媒体及び巻線を複数の小さ
な相互結合アセンブリによって形成している。かかるマ
ルチファイラー又は同軸巻線又はマトリックス構造を用
いたトランスは重ね巻き線を用いている故に同じような
欠点を有し、それよりも尚製造が困難であり且つ、複雑
であり特に巻線比が１以外のものが望まれる場合特に問
題がある。よって、巻線の近接又はその構造によって結
合度を制御する従来技術は巻線が分離されている場合の
利点を犠牲にしている。
【０００８】導体シールドが磁界の空間的分布を減衰さ
せかつ変化させることがよく知られている。導体シール
ドはその表面に直角に入る時間変化磁束成分に対して
“短絡ターン”として表われて入って来る磁界に対して
抗する働きをなす誘起電流を維持する。導体シールドを
インダクタ及びトランスの外側に用いることは近傍の電
気的アセンブリに結合する漂遊磁界を小さくするために
よく用いられる。例えば、クレパズ（Crepaz）、セリノ
（Cerrino）及びソマルガ（Sommaruga）による“The Re
duction of the External Electromagnetic Field Prod
uced by Reactorsand Inductors For Power Electronic
s ；，ICEM, 1986”を参照されたい。また、米国特許第
4,145,591号（Takeda)及びMiyoshi及びOmoriによる“Re
ductionof Magnetic Flux Leakage From an Induction
Heating Range;, IEEE Transactions on Industry app
lications, Vol.1 R-19,No.4, July/August 1983”にお
いて、誘導ヒータにおける漏洩磁界を低減させる手段と
して導電体及び円筒状導体リングの仕様が開示されてい
る。また、1965年４月２８日発行の英国特許明細書第99
0,41号はテープ状に巻かれた巻線を有するトランスのコ
ア及び巻線の双方のまわりのターンを形成する導体シー
ルドがテープ状巻線のエッジの近傍における漏洩磁界の
分布を変化させる為に用いられて、巻線内の電流に漏洩
磁界が作用することによるロスを低減することが示され
ている。米国特許第4,259,654号（Persson）は磁気コア
に最も近いテープ状巻線の幅を広げることによって同様
な結果を得たことを開示している。
せかつ変化させることがよく知られている。導体シール
ドはその表面に直角に入る時間変化磁束成分に対して
“短絡ターン”として表われて入って来る磁界に対して
抗する働きをなす誘起電流を維持する。導体シールドを
インダクタ及びトランスの外側に用いることは近傍の電
気的アセンブリに結合する漂遊磁界を小さくするために
よく用いられる。例えば、クレパズ（Crepaz）、セリノ
（Cerrino）及びソマルガ（Sommaruga）による“The Re
duction of the External Electromagnetic Field Prod
uced by Reactorsand Inductors For Power Electronic
s ；，ICEM, 1986”を参照されたい。また、米国特許第
4,145,591号（Takeda)及びMiyoshi及びOmoriによる“Re
ductionof Magnetic Flux Leakage From an Induction
Heating Range;, IEEE Transactions on Industry app
lications, Vol.1 R-19,No.4, July/August 1983”にお
いて、誘導ヒータにおける漏洩磁界を低減させる手段と
して導電体及び円筒状導体リングの仕様が開示されてい
る。また、1965年４月２８日発行の英国特許明細書第99
0,41号はテープ状に巻かれた巻線を有するトランスのコ
ア及び巻線の双方のまわりのターンを形成する導体シー
ルドがテープ状巻線のエッジの近傍における漏洩磁界の
分布を変化させる為に用いられて、巻線内の電流に漏洩
磁界が作用することによるロスを低減することが示され
ている。米国特許第4,259,654号（Persson）は磁気コア
に最も近いテープ状巻線の幅を広げることによって同様
な結果を得たことを開示している。
【０００９】電界分布に対する導体シールドの効果もよ
く知られている。トランスにおいては、導体シートが
“ファラデーシールド”として用いられており、一次巻
線及び二次巻線間の静電的結合すなわち容量結合を低減
せしめる。
く知られている。トランスにおいては、導体シートが
“ファラデーシールド”として用いられており、一次巻
線及び二次巻線間の静電的結合すなわち容量結合を低減
せしめる。
【００１０】
【発明の概要】本発明による実施例においては、結合係
数が増大せしめられ、巻線間の漏洩インダクタンスが低
減せしめられて、同時に、コア（磁束経路を画定する磁
気媒体）に沿った巻線の距離を巻線間の絶縁を維持する
に充分としてかつ製造コスト及び複雑さを低減してい
る。かかるトランスは高周波スイッチングパワーコンバ
ータにおいて特に有用である。高周波スイッチングパワ
ーコンバータにおいては製造コストが低減せしめられな
ければならず、又、漏洩インダクタンスが非常に低く維
持されるか又は所望の低い値にセットされなければなら
ず、こうして変換効率を高レベルに維持し又はコンバー
タ動作パラメータを支配するのである。このような利点
は導電性媒体を磁気媒体及び巻線の近傍に設けることに
よって達成される。かかる導電性媒体は磁気媒体及び巻
線から発せられる磁束を閉じ込める境界を形成する。こ
の導電性媒体は漏洩磁束によってそれ自身に生ぜしめら
れた渦電流によって漏洩磁束を閉じ込めかつ抑制する。
この導電性媒体の形状を調整することにより漏洩磁束の
空間的分布を制御して種々のメリットを達成する。
数が増大せしめられ、巻線間の漏洩インダクタンスが低
減せしめられて、同時に、コア（磁束経路を画定する磁
気媒体）に沿った巻線の距離を巻線間の絶縁を維持する
に充分としてかつ製造コスト及び複雑さを低減してい
る。かかるトランスは高周波スイッチングパワーコンバ
ータにおいて特に有用である。高周波スイッチングパワ
ーコンバータにおいては製造コストが低減せしめられな
ければならず、又、漏洩インダクタンスが非常に低く維
持されるか又は所望の低い値にセットされなければなら
ず、こうして変換効率を高レベルに維持し又はコンバー
タ動作パラメータを支配するのである。このような利点
は導電性媒体を磁気媒体及び巻線の近傍に設けることに
よって達成される。かかる導電性媒体は磁気媒体及び巻
線から発せられる磁束を閉じ込める境界を形成する。こ
の導電性媒体は漏洩磁束によってそれ自身に生ぜしめら
れた渦電流によって漏洩磁束を閉じ込めかつ抑制する。
この導電性媒体の形状を調整することにより漏洩磁束の
空間的分布を制御して種々のメリットを達成する。
【００１１】よって本発明のひとつの特徴はトランスを
含む高周波回路である。このトランスは、磁束経路を提
供する磁気媒体を含む電磁カプラーと、この磁束経路に
沿って離れた位置において該磁束経路を囲む２以上の巻
線と、該磁気電磁カプラーの近傍に配置された導電媒体
とからなる。上記導電媒体は磁性カプラーから生ずる磁
束を閉じ込める境界を形成する。従って導電媒体は１又
はそれ以上の巻線の漏洩インダクタンスを少なくとも２
５％は低減させるのである。１以上の巻線に回路が接続
されて巻線内を流れる電流が１００ＫＨｚより高い動作
周波数において変化するようになすのである。
含む高周波回路である。このトランスは、磁束経路を提
供する磁気媒体を含む電磁カプラーと、この磁束経路に
沿って離れた位置において該磁束経路を囲む２以上の巻
線と、該磁気電磁カプラーの近傍に配置された導電媒体
とからなる。上記導電媒体は磁性カプラーから生ずる磁
束を閉じ込める境界を形成する。従って導電媒体は１又
はそれ以上の巻線の漏洩インダクタンスを少なくとも２
５％は低減させるのである。１以上の巻線に回路が接続
されて巻線内を流れる電流が１００ＫＨｚより高い動作
周波数において変化するようになすのである。
【００１２】本発明の好ましい実施例は以下の特徴を有
する。すなわちスイッチングパワーコンバータとして用
いるときは、巻線に結合する１以上のスイッチング素子
を含み、スイッチングパワーコンバータのスイッチング
周波数はその動作周波数である。導電媒体が１以上の巻
線における漏洩インダクタンスを動作周波数において少
なくとも７５％は低減させるように形成されている。又
他の実施例においては導電媒体が磁束経路における巻線
の存在位置以外の選択された位置から磁束が生ずること
を制限するように形状になされている。更に他の実施例
においては、導電媒体が巻線によって囲まれた磁束経路
に沿った選択された位置において磁気媒体から磁束が発
生することを抑制するように形成されている。
する。すなわちスイッチングパワーコンバータとして用
いるときは、巻線に結合する１以上のスイッチング素子
を含み、スイッチングパワーコンバータのスイッチング
周波数はその動作周波数である。導電媒体が１以上の巻
線における漏洩インダクタンスを動作周波数において少
なくとも７５％は低減させるように形成されている。又
他の実施例においては導電媒体が磁束経路における巻線
の存在位置以外の選択された位置から磁束が生ずること
を制限するように形状になされている。更に他の実施例
においては、導電媒体が巻線によって囲まれた磁束経路
に沿った選択された位置において磁気媒体から磁束が発
生することを抑制するように形成されている。
【００１３】又、他の実施例においては、導電媒体のい
くつか又はすべてが磁気媒体の表面に形成された導電性
部材から成っている。更に他の実施例においては導電媒
体のいくつか又はすべてが電磁カプラーの近傍であって
磁気媒体及び巻線の外側において設けられた導電性部材
からなる。かかる導電媒体は磁気媒体の外側の磁束の空
間的分布を画定するように形成され巻線に鎖交する磁束
について短絡ターンを形成することを予め排除するよう
になされている。また、当該導電媒体のいつくか又はす
べては磁気媒体の表面に形成されるシート状メタルによ
って形成されることが出来、あるいは、磁気媒体の表面
にメッキされることもあり、また、磁気媒体の表面に巻
装される金属フォイルであってもよい。また、当該導電
媒体は２以上の層からなる導電性部材であっても良い。
また、当該導電媒体のいつくか又はすべては銅又は銀、
又は超電導体又は銅の上に銀がメッキされた層であって
もよい。
くつか又はすべてが磁気媒体の表面に形成された導電性
部材から成っている。更に他の実施例においては導電媒
体のいくつか又はすべてが電磁カプラーの近傍であって
磁気媒体及び巻線の外側において設けられた導電性部材
からなる。かかる導電媒体は磁気媒体の外側の磁束の空
間的分布を画定するように形成され巻線に鎖交する磁束
について短絡ターンを形成することを予め排除するよう
になされている。また、当該導電媒体のいつくか又はす
べては磁気媒体の表面に形成されるシート状メタルによ
って形成されることが出来、あるいは、磁気媒体の表面
にメッキされることもあり、また、磁気媒体の表面に巻
装される金属フォイルであってもよい。また、当該導電
媒体は２以上の層からなる導電性部材であっても良い。
また、当該導電媒体のいつくか又はすべては銅又は銀、
又は超電導体又は銅の上に銀がメッキされた層であって
もよい。
【００１４】当該導電媒体は漏洩磁束が通過する窓を有
することも出来、これによって漏洩磁束の空間的分布を
制御することができる。窓の間の磁気経路のリラクタン
スは磁気経路に沿って磁気媒体を配置することによって
低減させることもできる。また、第２の導電媒体を設け
て窓の間の一部又はすべての領域を囲むこともでき、こ
の第２の導電媒体は第２の導電媒体によって囲まれる領
域に磁束を閉じ込める。この第２の導電媒体は一対の窓
をつなぐ空洞チューブを形成することもでき、この空洞
チューブは窓を通過する磁束について短絡ターンが形成
されることを予め排除する。
することも出来、これによって漏洩磁束の空間的分布を
制御することができる。窓の間の磁気経路のリラクタン
スは磁気経路に沿って磁気媒体を配置することによって
低減させることもできる。また、第２の導電媒体を設け
て窓の間の一部又はすべての領域を囲むこともでき、こ
の第２の導電媒体は第２の導電媒体によって囲まれる領
域に磁束を閉じ込める。この第２の導電媒体は一対の窓
をつなぐ空洞チューブを形成することもでき、この空洞
チューブは窓を通過する磁束について短絡ターンが形成
されることを予め排除する。
【００１５】当該導電媒体は磁束経路に沿った所定位置
において磁気媒体の表面において形成された１以上の導
電性金属のパターンを含む。当該導電媒体は磁気磁束経
路に沿った各位置毎に磁気媒体の表面の全てを包むこと
もあり磁気媒体全体の表面を覆うこともある。導電媒体
は電磁カプラーの近傍において磁気媒体及び巻線の外側
の領域内で形成された１又はそれ以上の導電性シートか
らなることも考えられる。巻線及び磁気媒体は第１の面
内にあり金属シートはこの第１の面に平行な面内に存在
する。この金属シートは高周波回路を含むスイッチング
パワーコンバータの１又は１以上の表面を形成する。い
くつかの実施例においては、導電媒体は電磁カプラーの
外に配置された中空開放端金属チューブからなる。この
導電媒体の厚さは動作周波数における１又は２以上のあ
るいは３又はそれ以上の表皮深さ（ｓｋｉｎ ｄｅｐｔ
ｈ）である。磁気媒体のドメイン（ｄｏｍａｉｎ）は単
一又は複数にすなわち一重又は多重に接続されている。
１又は２以上の磁束経路は１又は２以上のギャッブを含
む。磁気媒体は２又はそれ以上の（例えばＵ型の）磁気
コア片の組み合せからなる。磁気コア片は異なる透磁率
を有することができる。１又は２以上の巻線は磁束経路
の回りに巻装された１又は２以上のワイヤ（又は導電テ
ープ）からなっている。巻線は磁束経路に沿った磁気媒
体のセグメントを囲むボビンの表面に巻装され得る。
において磁気媒体の表面において形成された１以上の導
電性金属のパターンを含む。当該導電媒体は磁気磁束経
路に沿った各位置毎に磁気媒体の表面の全てを包むこと
もあり磁気媒体全体の表面を覆うこともある。導電媒体
は電磁カプラーの近傍において磁気媒体及び巻線の外側
の領域内で形成された１又はそれ以上の導電性シートか
らなることも考えられる。巻線及び磁気媒体は第１の面
内にあり金属シートはこの第１の面に平行な面内に存在
する。この金属シートは高周波回路を含むスイッチング
パワーコンバータの１又は１以上の表面を形成する。い
くつかの実施例においては、導電媒体は電磁カプラーの
外に配置された中空開放端金属チューブからなる。この
導電媒体の厚さは動作周波数における１又は２以上のあ
るいは３又はそれ以上の表皮深さ（ｓｋｉｎ ｄｅｐｔ
ｈ）である。磁気媒体のドメイン（ｄｏｍａｉｎ）は単
一又は複数にすなわち一重又は多重に接続されている。
１又は２以上の磁束経路は１又は２以上のギャッブを含
む。磁気媒体は２又はそれ以上の（例えばＵ型の）磁気
コア片の組み合せからなる。磁気コア片は異なる透磁率
を有することができる。１又は２以上の巻線は磁束経路
の回りに巻装された１又は２以上のワイヤ（又は導電テ
ープ）からなっている。巻線は磁束経路に沿った磁気媒
体のセグメントを囲むボビンの表面に巻装され得る。
【００１６】いくつかの実施例においては少なくとも１
つの巻線が基板に設けられて巻線の一部として作用する
導電性通路を有し、この導電性通路に接続された導体は
巻線の他の部分として作用する。導体と導電性通路は電
気的に接続されて巻線として作用する。少なくとも１の
導体が少なくとも２つの導電性通路に接続される。上記
した基板は印刷配線板からなり上記導電性通路は印刷配
線板の表面に形成されている。また、上記した磁性媒体
は巻線によって囲まれた磁気コアの構造を有している。
この磁気コアの構造は基板の表面に平行な平面内に磁束
経路を形成する。 いくつかの実施例においては導電媒
体は導電性金属カップからなり、各カップは磁気コア片
の閉塞端に密着係合する。導電性バンドが第１の導電媒
体によってカバーされない位置の磁気ドメインの表面の
全てを覆うように設けられている。この導電性バンドは
巻線に鎖交する磁束について短絡ターンが生ずることを
予め排除するように形成される。また、このバンドはこ
れによって覆われる表面から動作周波数において磁束が
生ずるのを制限するように形成されている。
つの巻線が基板に設けられて巻線の一部として作用する
導電性通路を有し、この導電性通路に接続された導体は
巻線の他の部分として作用する。導体と導電性通路は電
気的に接続されて巻線として作用する。少なくとも１の
導体が少なくとも２つの導電性通路に接続される。上記
した基板は印刷配線板からなり上記導電性通路は印刷配
線板の表面に形成されている。また、上記した磁性媒体
は巻線によって囲まれた磁気コアの構造を有している。
この磁気コアの構造は基板の表面に平行な平面内に磁束
経路を形成する。 いくつかの実施例においては導電媒
体は導電性金属カップからなり、各カップは磁気コア片
の閉塞端に密着係合する。導電性バンドが第１の導電媒
体によってカバーされない位置の磁気ドメインの表面の
全てを覆うように設けられている。この導電性バンドは
巻線に鎖交する磁束について短絡ターンが生ずることを
予め排除するように形成される。また、このバンドはこ
れによって覆われる表面から動作周波数において磁束が
生ずるのを制限するように形成されている。
【００１７】全体として本発明はトランス自体、スイッ
チングパワーコンバータ、スイッチングパワーコンバー
タモジュール、漏洩インダクタンスの制御方法、および
スイッチングパワーコンバータあるいは電力伝送におけ
るスイッチングロスの最少化の方法において特徴を有す
る。本発明による種々の利点及び特徴は以下の詳細な説
明及び請求項の記載から明らかとなる。
チングパワーコンバータ、スイッチングパワーコンバー
タモジュール、漏洩インダクタンスの制御方法、および
スイッチングパワーコンバータあるいは電力伝送におけ
るスイッチングロスの最少化の方法において特徴を有す
る。本発明による種々の利点及び特徴は以下の詳細な説
明及び請求項の記載から明らかとなる。
【００１８】
【実施例】１図は２巻線トランスの概略を示す図であ
る。このトランスは外部の導磁率μｅより大なる導磁率
μｒを有する磁気媒体１８とＮ１回巻の一次巻線１２及
びＮ２回巻の２次巻線１２の２巻線からなる。これらの
２巻線は磁気媒体を囲む巻線内を流れる電流によって生
ずる磁束のいつくかの磁力線が図において点線によって
示されている。いくつかの磁力線は例えば磁力線１６の
如く双方の巻線に鎖交し他のいくつかの磁力線２０，２
２，２３，２４及び２６は双方の巻線には鎖交しない。
双方の巻線に鎖交する磁束を相互磁束と称し、一方の巻
線にのみ鎖交する磁束を漏洩磁束と称する。よって、１
図においては、磁力線が３つのカテゴリーに分類され
る。すなわち双方の巻線に鎖交する磁束（例えば磁束１
６）ｆｍ，一次巻線のみに鎖交する漏洩磁束ｆ１１（例
えば磁束２０，２２，及び２３）、及び二次巻線に鎖交
する漏洩磁束ｆ１２（例えば磁束２４，及び２６）であ
る。従って一次巻線に鎖交する全磁束ｆ１＝ｆ１１＋ｆ
ｍであり二次巻線に鎖交する全磁束ｆ２＝ｆ１２＋ｆｍ
である。１の巻線によって生成された磁束が他の巻線に
鎖交する割合は各巻線についての次の数式に示される結
合係数によって表される。
る。このトランスは外部の導磁率μｅより大なる導磁率
μｒを有する磁気媒体１８とＮ１回巻の一次巻線１２及
びＮ２回巻の２次巻線１２の２巻線からなる。これらの
２巻線は磁気媒体を囲む巻線内を流れる電流によって生
ずる磁束のいつくかの磁力線が図において点線によって
示されている。いくつかの磁力線は例えば磁力線１６の
如く双方の巻線に鎖交し他のいくつかの磁力線２０，２
２，２３，２４及び２６は双方の巻線には鎖交しない。
双方の巻線に鎖交する磁束を相互磁束と称し、一方の巻
線にのみ鎖交する磁束を漏洩磁束と称する。よって、１
図においては、磁力線が３つのカテゴリーに分類され
る。すなわち双方の巻線に鎖交する磁束（例えば磁束１
６）ｆｍ，一次巻線のみに鎖交する漏洩磁束ｆ１１（例
えば磁束２０，２２，及び２３）、及び二次巻線に鎖交
する漏洩磁束ｆ１２（例えば磁束２４，及び２６）であ
る。従って一次巻線に鎖交する全磁束ｆ１＝ｆ１１＋ｆ
ｍであり二次巻線に鎖交する全磁束ｆ２＝ｆ１２＋ｆｍ
である。１の巻線によって生成された磁束が他の巻線に
鎖交する割合は各巻線についての次の数式に示される結
合係数によって表される。
【００１９】
【数１】
【００２０】磁束の変化分ｄｆ１及びｄｆｍ１は一次巻
線に流れる電流ｉ１の変化によっている。そして、次の
数式２が成立する。
線に流れる電流ｉ１の変化によっている。そして、次の
数式２が成立する。
【００２１】
【数２】
【００２２】ここに磁束変化分ｄｆ２及びｄｆｍ２は二
次巻線を流れる電流ｉの変化によっている。漏洩磁束は
１の巻線に流れる電流の関数であり、一方、相互磁束は
双方の巻線に流れる電流の関数である。巻線電圧はファ
ラデーの法則によれば、巻線に鎖交する全磁束の時間変
化率に比例する。従って１の巻線に生ずる電圧はその巻
線内の電流の時間変化率のみならず他の巻線の電流の時
間変化率に関連している。回路的な観点から見れば、巻
線電圧と電流との相互関係は集中インダクタンスによっ
て表現される。このインダクタンスは磁束変化に巻線電
流変化を関連づけることによって巻線電圧を巻線電流の
時間変化率に直接関連づけさせる手段を提供する。
次巻線を流れる電流ｉの変化によっている。漏洩磁束は
１の巻線に流れる電流の関数であり、一方、相互磁束は
双方の巻線に流れる電流の関数である。巻線電圧はファ
ラデーの法則によれば、巻線に鎖交する全磁束の時間変
化率に比例する。従って１の巻線に生ずる電圧はその巻
線内の電流の時間変化率のみならず他の巻線の電流の時
間変化率に関連している。回路的な観点から見れば、巻
線電圧と電流との相互関係は集中インダクタンスによっ
て表現される。このインダクタンスは磁束変化に巻線電
流変化を関連づけることによって巻線電圧を巻線電流の
時間変化率に直接関連づけさせる手段を提供する。
【００２３】２図は、１図に示した２巻線トランスの為
の線形回路モデル７０を示している。この回路モデルは
次の数式３によって示される値の一次漏洩インダクタン
ス７２を含んでいる。
の線形回路モデル７０を示している。この回路モデルは
次の数式３によって示される値の一次漏洩インダクタン
ス７２を含んでいる。
【００２４】
【数３】
【００２５】この一次漏洩インダクタンスは一次巻線電
流ｉ１の変化に応じて一次漏洩磁束の全部の変化を示し
ている。二次漏洩インダクタンス７４は数式４に示され
る値を有し、二次巻線電流ｉ２の変化に応じた二次漏洩
磁束の全部における変化を表わしている。
流ｉ１の変化に応じて一次漏洩磁束の全部の変化を示し
ている。二次漏洩インダクタンス７４は数式４に示され
る値を有し、二次巻線電流ｉ２の変化に応じた二次漏洩
磁束の全部における変化を表わしている。
【００２６】
【数４】
【００２７】巻数比ａ＝Ｎ１／Ｎ２を有する“理想トラ
ンス”７８は一次及び二次電圧及び電流における巻数比
の効果及び巻線間の電気的絶縁を表わしている。トラン
スの相互インダクタンスをＭとしたとき、ａＭの値の一
次磁化インダクタンス７６は一方の巻線に鎖交する相互
磁束ににおける他方の巻線の電流変化による全変化分を
表している。抵抗Ｒｐ７７及びＲｓ７９は巻線のオーム
抵抗を表わしている。定義によって、相互磁束は双方の
巻線に鎖交する故に、巻線におけるアンペアターンの等
しい変化は相互磁束における等しい変化を生成する。従
って次の数式５及び数式６が成立する。
ンス”７８は一次及び二次電圧及び電流における巻数比
の効果及び巻線間の電気的絶縁を表わしている。トラン
スの相互インダクタンスをＭとしたとき、ａＭの値の一
次磁化インダクタンス７６は一方の巻線に鎖交する相互
磁束ににおける他方の巻線の電流変化による全変化分を
表している。抵抗Ｒｐ７７及びＲｓ７９は巻線のオーム
抵抗を表わしている。定義によって、相互磁束は双方の
巻線に鎖交する故に、巻線におけるアンペアターンの等
しい変化は相互磁束における等しい変化を生成する。従
って次の数式５及び数式６が成立する。
【００２８】
【数５】
【００２９】
【数６】
【００３０】よって、２図の回路モデルから判るように
巻線電流及び電圧の間の関係は次の数式７及び数式８に
よって示される。
巻線電流及び電圧の間の関係は次の数式７及び数式８に
よって示される。
【００３１】
【数７】
【００３２】
【数８】
【００３３】ここにＬ１及びＬ２は、各々、一次及び二
次の自己インダクタンスを示している。そして次の数式
９及び数式１０が成立する。
次の自己インダクタンスを示している。そして次の数式
９及び数式１０が成立する。
【００３４】
【数９】
【００３５】
【数10】
【００３６】そして、これらの関係は電磁誘導の原理に
よって想定される動作を示している。数式１乃至６にお
いて結合係数はトランスのインダクタンスによって次の
数式１１及び数式１２によって示される。
よって想定される動作を示している。数式１乃至６にお
いて結合係数はトランスのインダクタンスによって次の
数式１１及び数式１２によって示される。
【００３７】
【数11】
【００３８】
【数12】
【００３９】大部分のトランス応用分野において特にス
イッチングパワーコンバータに用いられるトランスの場
合は、トランスのインダクタンスの相対値及び絶対値は
共に重要である。通常のＰＷＭコンバータにおいては、
漏洩インダクタンスを非常に小さく維持しかつ磁化イン
ダクタンスを高く維持することが望ましい。ゼロ電流ス
イッチングコンバータにおいては、制御されかつ予想さ
れた値の漏洩インダクタンスと共に高い磁化インダクタ
ンスが望まれる。１図に示された如き通常のトランスに
おいては相互インダクタンスすなわち磁化インダクタン
ス、漏洩インダクタンス及び結合係数は構成要素の物理
的配列および電磁特性の双方に依存している。例えば、
磁気媒体１８の導磁率を増すことは相互及び磁化インダ
クタンスを増大させるものの漏洩インダクタンスに対し
ては余り大きな影響を与えない。なんとなれば漏洩磁束
の一部又は全ての経路長は磁気媒体の外側の低い導磁率
の領域に存在するからである。よって磁気媒体の導磁率
を増大させることは結合を改善し磁化インダクタンスを
増大させるものの、漏洩インダクタンスの値に対しては
あまり大きな影響を与えない。しかしながら、巻線１
２，１４がより近接せしめられあるいは重ね巻きされた
ならば、各巻線の漏洩磁界を形成するはずの磁束が双方
の巻線に鎖交する相互磁束に変換される。このようにし
て、漏洩磁束の相互磁束に対する比が減少し、漏洩イン
ダクタンスの値の低下に帰結し、結合係数が改善され
る。逆に、例えば、巻線に係合する磁気媒体の長さを増
加させるなどして巻線の距離を大にした場合漏洩磁束の
増加、漏洩インダクタンスの増加、より低い結合係数及
び減少した磁化インダクタンスを生ずるのである。一般
に、通常のトランスにおいては、漏洩インダクタンスの
値が巻線の近接度に依存し巻線の分離度を増大させるこ
とは漏洩インダクタンスの低下及び結合係数の増大には
必ずしもならない。
イッチングパワーコンバータに用いられるトランスの場
合は、トランスのインダクタンスの相対値及び絶対値は
共に重要である。通常のＰＷＭコンバータにおいては、
漏洩インダクタンスを非常に小さく維持しかつ磁化イン
ダクタンスを高く維持することが望ましい。ゼロ電流ス
イッチングコンバータにおいては、制御されかつ予想さ
れた値の漏洩インダクタンスと共に高い磁化インダクタ
ンスが望まれる。１図に示された如き通常のトランスに
おいては相互インダクタンスすなわち磁化インダクタン
ス、漏洩インダクタンス及び結合係数は構成要素の物理
的配列および電磁特性の双方に依存している。例えば、
磁気媒体１８の導磁率を増すことは相互及び磁化インダ
クタンスを増大させるものの漏洩インダクタンスに対し
ては余り大きな影響を与えない。なんとなれば漏洩磁束
の一部又は全ての経路長は磁気媒体の外側の低い導磁率
の領域に存在するからである。よって磁気媒体の導磁率
を増大させることは結合を改善し磁化インダクタンスを
増大させるものの、漏洩インダクタンスの値に対しては
あまり大きな影響を与えない。しかしながら、巻線１
２，１４がより近接せしめられあるいは重ね巻きされた
ならば、各巻線の漏洩磁界を形成するはずの磁束が双方
の巻線に鎖交する相互磁束に変換される。このようにし
て、漏洩磁束の相互磁束に対する比が減少し、漏洩イン
ダクタンスの値の低下に帰結し、結合係数が改善され
る。逆に、例えば、巻線に係合する磁気媒体の長さを増
加させるなどして巻線の距離を大にした場合漏洩磁束の
増加、漏洩インダクタンスの増加、より低い結合係数及
び減少した磁化インダクタンスを生ずるのである。一般
に、通常のトランスにおいては、漏洩インダクタンスの
値が巻線の近接度に依存し巻線の分離度を増大させるこ
とは漏洩インダクタンスの低下及び結合係数の増大には
必ずしもならない。
【００４０】しかしながら、巻線を近接せしめることに
よって欠点が生ずる。スイッチングパワーコンバータに
おいては、巻線間の距離を短縮することは巻線間の定格
耐電圧を低減せしめ巻線間容量の増加に帰結する。かか
る欠点はスイッチング周波数が増大するにつれてより大
きな問題となる。なんとなれば高周波動作における所定
の能力例えばＰＷＭＤＣ−ＤＣコンバータあるいはゼロ
電流スイッチングコンバータ等における効率は通常漏洩
インダクタンスの値が低い値であることを要求するから
である。よって、例えば１００ＫＨｚの如きより高いス
イッチング周波数においては従来の構造を用いる限り巻
線間電圧絶縁を適当な値に位置しかつ巻線間容量を小さ
い値にしつつ漏洩インダクタンスの値を充分低い値にす
ることは非常に困難である。
よって欠点が生ずる。スイッチングパワーコンバータに
おいては、巻線間の距離を短縮することは巻線間の定格
耐電圧を低減せしめ巻線間容量の増加に帰結する。かか
る欠点はスイッチング周波数が増大するにつれてより大
きな問題となる。なんとなれば高周波動作における所定
の能力例えばＰＷＭＤＣ−ＤＣコンバータあるいはゼロ
電流スイッチングコンバータ等における効率は通常漏洩
インダクタンスの値が低い値であることを要求するから
である。よって、例えば１００ＫＨｚの如きより高いス
イッチング周波数においては従来の構造を用いる限り巻
線間電圧絶縁を適当な値に位置しかつ巻線間容量を小さ
い値にしつつ漏洩インダクタンスの値を充分低い値にす
ることは非常に困難である。
【００４１】従って、本発明の目的は、（ａ） 高い巻
線間耐電圧を提供し低い巻線間容量を提供する手段とし
て分離された巻線を用いること、（ｂ） 非常に低くか
つ制御された値の漏洩インダクタンスを達成すること、
結合係数を高い値に維持すること、である。これらのこ
とが比較的高周波例えば約１００ＫＨｚの周波数で動作
するスイッチングパワーコンバータにおいて重要であ
る。
線間耐電圧を提供し低い巻線間容量を提供する手段とし
て分離された巻線を用いること、（ｂ） 非常に低くか
つ制御された値の漏洩インダクタンスを達成すること、
結合係数を高い値に維持すること、である。これらのこ
とが比較的高周波例えば約１００ＫＨｚの周波数で動作
するスイッチングパワーコンバータにおいて重要であ
る。
【００４２】本発明によるトランスにおいては巻線間の
空間的関係を調整することにより磁束の最大鎖交数を達
成する代りに導電媒体を用い磁気媒体の外の領域におけ
る磁束の空間的分布を選択的に制御することによって磁
束鎖交数を増大せしめている。 もし導電性媒体が所望
の伝達動作周波数において適当な厚さ（後述する）を有
する場合この導電性媒体は漏洩磁束を含み且つ抑制し更
にトランスの結合係数を増大せしめる境界を形成する。
例えば、３図は導電性媒体に覆われていない閉成した磁
気コア構造１４２の一部を示している。例えば、コアの
２つの脚部に設けられた巻線（図示せず）に流れる電流
によって生成される時間変化磁束１４４，１５０，１５
２，１５４，１５６，１５８の磁力線はコアの外側に広
く分布する。磁力線１５２及び１５４は巻線の双方に鎖
交する相互磁束を示し、この相互磁束は部分的にコア内
にあり、また部分的にコアの外側に存在する経路を通過
する。磁力線１４４，１５０，１５６，１５８は漏洩磁
束を示し、この漏洩磁束は一方の巻線にのみ鎖交する。
第４図はコア１４２を示し、コア１４２は導電性シート
１３２からなる導電媒体によって囲まれている。スリッ
ト１４０はシート１３２が磁気媒体によって維持される
時間変化磁束に対して“短絡ターン“として作用するこ
とを禁止している。導電性シートによって覆われたコア
の部分においては、このコアから導電性シートの表面に
直交する方向において発する磁束が導電媒体内の誘導電
流１７０，１７２によって抑制される。
空間的関係を調整することにより磁束の最大鎖交数を達
成する代りに導電媒体を用い磁気媒体の外の領域におけ
る磁束の空間的分布を選択的に制御することによって磁
束鎖交数を増大せしめている。 もし導電性媒体が所望
の伝達動作周波数において適当な厚さ（後述する）を有
する場合この導電性媒体は漏洩磁束を含み且つ抑制し更
にトランスの結合係数を増大せしめる境界を形成する。
例えば、３図は導電性媒体に覆われていない閉成した磁
気コア構造１４２の一部を示している。例えば、コアの
２つの脚部に設けられた巻線（図示せず）に流れる電流
によって生成される時間変化磁束１４４，１５０，１５
２，１５４，１５６，１５８の磁力線はコアの外側に広
く分布する。磁力線１５２及び１５４は巻線の双方に鎖
交する相互磁束を示し、この相互磁束は部分的にコア内
にあり、また部分的にコアの外側に存在する経路を通過
する。磁力線１４４，１５０，１５６，１５８は漏洩磁
束を示し、この漏洩磁束は一方の巻線にのみ鎖交する。
第４図はコア１４２を示し、コア１４２は導電性シート
１３２からなる導電媒体によって囲まれている。スリッ
ト１４０はシート１３２が磁気媒体によって維持される
時間変化磁束に対して“短絡ターン“として作用するこ
とを禁止している。導電性シートによって覆われたコア
の部分においては、このコアから導電性シートの表面に
直交する方向において発する磁束が導電媒体内の誘導電
流１７０，１７２によって抑制される。
【００４３】４図の実施例においては、磁気媒体の表面
に導電媒体が存在し、この導電媒体は一部が磁気媒体の
内側及び外側に存在する経路を通る磁束を包み込み且つ
抑制する。しかしながら、１図からも明らかなように、
漏洩磁束経路のあるものは磁気媒体の完全な外側に存在
する。例えば１図の磁束２２及び２６である。よって、
５図に示す別の実施例においては導電媒体が磁気媒体の
表面から発する磁束のみならず、磁気媒体の外の経路を
通る磁束をも包み込み且つ抑制する。
に導電媒体が存在し、この導電媒体は一部が磁気媒体の
内側及び外側に存在する経路を通る磁束を包み込み且つ
抑制する。しかしながら、１図からも明らかなように、
漏洩磁束経路のあるものは磁気媒体の完全な外側に存在
する。例えば１図の磁束２２及び２６である。よって、
５図に示す別の実施例においては導電媒体が磁気媒体の
表面から発する磁束のみならず、磁気媒体の外の経路を
通る磁束をも包み込み且つ抑制する。
【００４４】５図においては、別々の巻線を有するトラ
ンス６６２が導電性材料からなるシート６６４，６６６
の間に配置されている。従って、導電シートの表面に直
交する方向にコア又は巻線から発する磁束は導電シート
を流れる誘導電流６７０，６７２によって抑制される。
そうして、４図及び５図の実施例は互いに組合わされ
る。これによって、磁気媒体の表面に存在する導電媒体
と磁気媒体及び巻線の近傍すなわち外側の領域に存在す
る導電媒体を組み合せることによって磁束の抑制及び包
み込みが達成される。こうして導電媒体によって形成さ
れる領域内に漏洩磁束を閉じ込め且つ抑制するとによっ
て適当な導電性および厚さの導電媒体による効果によっ
て漏洩インダクタンスの低減及び結合係数の増大が達成
される。従って、本発明によれば、磁気媒体から発する
磁束の鎖交の為に巻線の近接度を調整するのではなく、
磁気媒体及び巻線の外側の境界を画定する導電媒体を用
い、この境界内に漏洩磁束を閉じ込めかつ抑制するので
ある。こうして、別々の巻線を有するトランスにおいて
漏洩磁界の空間的分布が処理されて巻線の近接度に殆ど
関係なく漏洩インダクタンスが制御若しくは低減せしめ
られるのである。 ６図は本発明によるトランスを含む
スイッチングパワーコンバータ回路を示している。６図
に示されるスイッチングパワーコンバータ回路は米国特
許第 4,415,959号に記載された如きゼロ電流スイッチ
ングフォワードコンバータである。６図においては、こ
のコンバータは、スイッチ５０２，トランス５０４，第
１単方向導電性素子５０６，キャパシタンスＣ１の第１
キャパシタ５０８，第２単方向導電性素子５１０，出力
インダクタ５１２，第２キャパシタ５１４及びスイッチ
コントローラ５１６からなる。この図において、トラン
ス５０４は一部を切り換えて図示された５０４Ａであ
り、巻線の極性をより良く示す回路５０４Ｂによって示
されている。コンバータの入力端は電圧Ｖinの値の入力
電圧源５１８に接続されコンバータの出力電圧Ｖｏが負
荷５２０に供給される。トランス５０４Ａは磁性媒体５
３０，一次巻線５３２，二次巻線５３４及び導電媒体か
らなる。導電媒体５３６，５３８の部分は磁気媒体の表
面に存在する。尚、導電媒体の５３０の一部は切り欠い
て示されてその下の磁気媒体を示している。導電媒体の
他の部分５３８，５４０は磁気媒体及び巻線の近傍であ
り、且つその外側に存在する。尚、導電媒体５４０の一
部が切り換えて表示されている。このトランスは一次・
二次巻線比がａ＝Ｎ１／Ｎ２であり、一次及び二次結合
係数がｋ１及びｋ２でありこれらの結合係数は各々単位
１に近い値であり、一次漏洩インダクタンスの値はＬ１
１であり、二次漏洩インダクタンスの値はＬ１２であ
る。このトランスの二次関連（secondy-referenced)等
価漏洩インダクタンスは略Ｌｅ＝Ｌ１２＋（Ｌ１１／Ａ
2）に等しい。
ンス６６２が導電性材料からなるシート６６４，６６６
の間に配置されている。従って、導電シートの表面に直
交する方向にコア又は巻線から発する磁束は導電シート
を流れる誘導電流６７０，６７２によって抑制される。
そうして、４図及び５図の実施例は互いに組合わされ
る。これによって、磁気媒体の表面に存在する導電媒体
と磁気媒体及び巻線の近傍すなわち外側の領域に存在す
る導電媒体を組み合せることによって磁束の抑制及び包
み込みが達成される。こうして導電媒体によって形成さ
れる領域内に漏洩磁束を閉じ込め且つ抑制するとによっ
て適当な導電性および厚さの導電媒体による効果によっ
て漏洩インダクタンスの低減及び結合係数の増大が達成
される。従って、本発明によれば、磁気媒体から発する
磁束の鎖交の為に巻線の近接度を調整するのではなく、
磁気媒体及び巻線の外側の境界を画定する導電媒体を用
い、この境界内に漏洩磁束を閉じ込めかつ抑制するので
ある。こうして、別々の巻線を有するトランスにおいて
漏洩磁界の空間的分布が処理されて巻線の近接度に殆ど
関係なく漏洩インダクタンスが制御若しくは低減せしめ
られるのである。 ６図は本発明によるトランスを含む
スイッチングパワーコンバータ回路を示している。６図
に示されるスイッチングパワーコンバータ回路は米国特
許第 4,415,959号に記載された如きゼロ電流スイッチ
ングフォワードコンバータである。６図においては、こ
のコンバータは、スイッチ５０２，トランス５０４，第
１単方向導電性素子５０６，キャパシタンスＣ１の第１
キャパシタ５０８，第２単方向導電性素子５１０，出力
インダクタ５１２，第２キャパシタ５１４及びスイッチ
コントローラ５１６からなる。この図において、トラン
ス５０４は一部を切り換えて図示された５０４Ａであ
り、巻線の極性をより良く示す回路５０４Ｂによって示
されている。コンバータの入力端は電圧Ｖinの値の入力
電圧源５１８に接続されコンバータの出力電圧Ｖｏが負
荷５２０に供給される。トランス５０４Ａは磁性媒体５
３０，一次巻線５３２，二次巻線５３４及び導電媒体か
らなる。導電媒体５３６，５３８の部分は磁気媒体の表
面に存在する。尚、導電媒体の５３０の一部は切り欠い
て示されてその下の磁気媒体を示している。導電媒体の
他の部分５３８，５４０は磁気媒体及び巻線の近傍であ
り、且つその外側に存在する。尚、導電媒体５４０の一
部が切り換えて表示されている。このトランスは一次・
二次巻線比がａ＝Ｎ１／Ｎ２であり、一次及び二次結合
係数がｋ１及びｋ２でありこれらの結合係数は各々単位
１に近い値であり、一次漏洩インダクタンスの値はＬ１
１であり、二次漏洩インダクタンスの値はＬ１２であ
る。このトランスの二次関連（secondy-referenced)等
価漏洩インダクタンスは略Ｌｅ＝Ｌ１２＋（Ｌ１１／Ａ
2）に等しい。
【００４５】動作において、スイッチコントローラ５１
６によるスイッチの閉成により（スイッチ５０２におけ
るゼロ電流時）、スイッチ電流Ｉｐ（ｔ）が流れ、その
結果二次巻線及び第１ダイオードに電流Ｉｓ（ｔ）が流
れ、スイッチ電流Ｉｐ（ｔ）はｐｉ・√（Ｌｅ・Ｃ１）
の特性時定数を有するエネルギー伝達位相の間に上昇し
かつ低下する。スイッチ電流がゼロに戻った時、スイッ
チコントローラはスイッチを開放する。第１キャパシタ
の両端の脈動電圧は出力インダクタ及び第２キャパシタ
によって濾波されて負荷の両端に直流電圧Ｖｏを生成す
る。スイッチコントローラは負荷電圧Ｖｏを所望の出力
電圧を示し且つ図示されていない基準電圧に比較してス
イッチの開閉速度であるスイッチング周波数を負荷電圧
調整手段として調整する。米国特許第4,415,959号に示
されているように、 （ａ） コンバータ効率はトランスの結合係数が１に近
づくにつれて改良される。
６によるスイッチの閉成により（スイッチ５０２におけ
るゼロ電流時）、スイッチ電流Ｉｐ（ｔ）が流れ、その
結果二次巻線及び第１ダイオードに電流Ｉｓ（ｔ）が流
れ、スイッチ電流Ｉｐ（ｔ）はｐｉ・√（Ｌｅ・Ｃ１）
の特性時定数を有するエネルギー伝達位相の間に上昇し
かつ低下する。スイッチ電流がゼロに戻った時、スイッ
チコントローラはスイッチを開放する。第１キャパシタ
の両端の脈動電圧は出力インダクタ及び第２キャパシタ
によって濾波されて負荷の両端に直流電圧Ｖｏを生成す
る。スイッチコントローラは負荷電圧Ｖｏを所望の出力
電圧を示し且つ図示されていない基準電圧に比較してス
イッチの開閉速度であるスイッチング周波数を負荷電圧
調整手段として調整する。米国特許第4,415,959号に示
されているように、 （ａ） コンバータ効率はトランスの結合係数が１に近
づくにつれて改良される。
【００４６】（ｂ） Ｌｅの値は最大コンバータ出力電
力及びコンバータ出力周波数によって定まる。 （ｃ） Ｌｅの値の減少は最大許容コンバータ出力電力
及びコンバータ動作周波数の双方の値の増加に対応す
る。従って、高い結合係数（すなわち１に近い値）及び
低漏洩インダクタンスはかかるコンバータにおいて好ま
しいのである。伝統的な手法においては、重ね巻き線の
従来のトランスはトランスパラメータのこのような組合
せを達成するための用いられたのである。しかし乍ら、
分離した巻線を有する構造のトランスに比較して従来の
重ね巻き線の構造はより複雑であり高い巻線間容量を有
し、さらに、適当にして安全な一次・二次間定格電圧を
得るために複雑な巻線間絶縁構造を必要としていた。
力及びコンバータ出力周波数によって定まる。 （ｃ） Ｌｅの値の減少は最大許容コンバータ出力電力
及びコンバータ動作周波数の双方の値の増加に対応す
る。従って、高い結合係数（すなわち１に近い値）及び
低漏洩インダクタンスはかかるコンバータにおいて好ま
しいのである。伝統的な手法においては、重ね巻き線の
従来のトランスはトランスパラメータのこのような組合
せを達成するための用いられたのである。しかし乍ら、
分離した巻線を有する構造のトランスに比較して従来の
重ね巻き線の構造はより複雑であり高い巻線間容量を有
し、さらに、適当にして安全な一次・二次間定格電圧を
得るために複雑な巻線間絶縁構造を必要としていた。
【００４７】本発明による導電媒体の効果はその導電性
及び厚さに依存する。導電媒体の厚さはこの導電媒体が
トランスの動作周波数又はそれ以上の周波数において磁
束の効果的なバリヤーとして働けるのを確実にするよう
に選択され、この点において、所望の厚さδは所定周波
数下における導電性材料の表皮深さ（skin depth）であ
り、数式１３によって表される。
及び厚さに依存する。導電媒体の厚さはこの導電媒体が
トランスの動作周波数又はそれ以上の周波数において磁
束の効果的なバリヤーとして働けるのを確実にするよう
に選択され、この点において、所望の厚さδは所定周波
数下における導電性材料の表皮深さ（skin depth）であ
り、数式１３によって表される。
【００４８】
【数１３】
【００４９】δはｍによって表わされる表皮深さを示
し、ρはΩ‐ｍによって表される導電性材料の固有抵抗
であり、μｒは導電性材料の相対的導磁率であり、ｆは
Ｈｚによって表される周波数である。表皮深さなる術語
は導電性材料の表面近傍における誘導電流分布の深さを
示し、磁界の侵入深さをも示す。この点に関し、ジャク
ソン（Jackson)著“Classical Electrodynsmics"，第２
版、ジョンウィリーアンドサンズ（John Wiley and Son
s)社1975年PP.298． 335‐339を参照されたい。例えば
超電導体の如くρ＝０の材料の如き完全導電媒体の場合
表皮深さはゼロであり、誘導電流は導電媒体の深さゼロ
の領域をロスなしに流れる。かかる条件下においては、
導電媒体の内側及び外側のいずれにも表面に直交する方
向の磁束は存在しない。有限の固有抵抗の場合、誘導電
流分布の部材表面近傍の深さは固有抵抗の増加によって
大きくなり周波数の増加によって減少する。一般に、例
えば銀及び銅の如き高導電性材料を用いることは表皮深
さを小さくしかつ誘導電流に伴なうロスを小さくするた
めには好ましい。導電媒体の厚さ及び磁気媒体を覆う導
電媒体の大きさは場合によって異なる。トランスの動作
周波数（すなわち巻線を流れる電流波形の周波数スペク
トラムの最低周波数）における表皮深さの３倍に等しい
か又はこれより大なる厚みの導電媒体はほぼ磁束に対し
て対向して最少の漏洩インダクタンスが望まれる場合は
適当である。尚、この場合、磁気媒体の殆どの表面が導
電媒体によって囲まれている。そしてこの場合の例とし
てはＰＷＭパワーコンバータに用いられる低漏洩インダ
クタンストランスである。３・１０-8Ω‐ｍの固有抵抗
を有する銅の場合３倍の表皮深さは１ＭＨｚの周波数に
おいて0.26mm（10.3・10-3インチ）に対応し、２５０Ｋ
Ｈｚにおける0.52mm(0.021インチ）に対応し、１００Ｋ
Ｈｚにおける０．８３mm（0.033インチ）に対応し、２
０ＫＨｚにおける１．９mm(0.073インチ）に対応し６０
Hzにおける３３．８ｍｍ（１．３３インチ）に対応す
る。トランスの動作周波数における３倍の表皮深さより
薄い導電媒体であって、磁気媒体の表面の一部のみを覆
う導電媒体を用いた場合かなりの磁束の閉じ込めが達成
され漏洩インダクタンスの低下を達成することができ
る。そして一般に、トランスの動作周波数における１倍
の表皮深さに等しい比較的薄い厚さであって磁気媒体の
適当なパーセントの表面を覆う導電媒体を用いることに
より或いはより厚い（例えば３倍又はそれ以上の表皮深
さ）の厚さを有しより少いパーセンテージの表面を覆う
電導媒体を用いることによって漏洩インダクタンスを制
御することができる。一般に導電媒体における誘導電流
に伴うロスは導電媒体が厚い程低いのでより厚く小さい
領域を覆う導電媒体が好ましい。
し、ρはΩ‐ｍによって表される導電性材料の固有抵抗
であり、μｒは導電性材料の相対的導磁率であり、ｆは
Ｈｚによって表される周波数である。表皮深さなる術語
は導電性材料の表面近傍における誘導電流分布の深さを
示し、磁界の侵入深さをも示す。この点に関し、ジャク
ソン（Jackson)著“Classical Electrodynsmics"，第２
版、ジョンウィリーアンドサンズ（John Wiley and Son
s)社1975年PP.298． 335‐339を参照されたい。例えば
超電導体の如くρ＝０の材料の如き完全導電媒体の場合
表皮深さはゼロであり、誘導電流は導電媒体の深さゼロ
の領域をロスなしに流れる。かかる条件下においては、
導電媒体の内側及び外側のいずれにも表面に直交する方
向の磁束は存在しない。有限の固有抵抗の場合、誘導電
流分布の部材表面近傍の深さは固有抵抗の増加によって
大きくなり周波数の増加によって減少する。一般に、例
えば銀及び銅の如き高導電性材料を用いることは表皮深
さを小さくしかつ誘導電流に伴なうロスを小さくするた
めには好ましい。導電媒体の厚さ及び磁気媒体を覆う導
電媒体の大きさは場合によって異なる。トランスの動作
周波数（すなわち巻線を流れる電流波形の周波数スペク
トラムの最低周波数）における表皮深さの３倍に等しい
か又はこれより大なる厚みの導電媒体はほぼ磁束に対し
て対向して最少の漏洩インダクタンスが望まれる場合は
適当である。尚、この場合、磁気媒体の殆どの表面が導
電媒体によって囲まれている。そしてこの場合の例とし
てはＰＷＭパワーコンバータに用いられる低漏洩インダ
クタンストランスである。３・１０-8Ω‐ｍの固有抵抗
を有する銅の場合３倍の表皮深さは１ＭＨｚの周波数に
おいて0.26mm（10.3・10-3インチ）に対応し、２５０Ｋ
Ｈｚにおける0.52mm(0.021インチ）に対応し、１００Ｋ
Ｈｚにおける０．８３mm（0.033インチ）に対応し、２
０ＫＨｚにおける１．９mm(0.073インチ）に対応し６０
Hzにおける３３．８ｍｍ（１．３３インチ）に対応す
る。トランスの動作周波数における３倍の表皮深さより
薄い導電媒体であって、磁気媒体の表面の一部のみを覆
う導電媒体を用いた場合かなりの磁束の閉じ込めが達成
され漏洩インダクタンスの低下を達成することができ
る。そして一般に、トランスの動作周波数における１倍
の表皮深さに等しい比較的薄い厚さであって磁気媒体の
適当なパーセントの表面を覆う導電媒体を用いることに
より或いはより厚い（例えば３倍又はそれ以上の表皮深
さ）の厚さを有しより少いパーセンテージの表面を覆う
電導媒体を用いることによって漏洩インダクタンスを制
御することができる。一般に導電媒体における誘導電流
に伴うロスは導電媒体が厚い程低いのでより厚く小さい
領域を覆う導電媒体が好ましい。
【００５０】７Ａ及び７Ｂ図は例えばゼロ電流スイッチ
ングコンバータに用いられる可変漏洩インダクタンスト
ランス３０を示し、このトランス３０は２つの同一形状
のコア片３２，３４からなる磁気コア構造を有してい
る。２つのプラスチックボビン３６，３８は一次及び二
次巻線４０，４２を保持する。これらの巻線の端部は端
子４４，４６，４８，５０に接続されている。高導電性
銅板を切断折り曲げ及び半田付けすることによって形成
される２つの導電性銅カップ５２がコアに対して摺接嵌
合せしめられて導電媒体を形成している。図示されたト
ランスにおいては、コア半体の端部間の距離は１．１イ
ンチでありコア片の外側幅は０．８８インチであり、コ
ア片の高さは０．２６インチであり、コア断面積はほぼ
均一な０．０７８平方インチである。このコアはペンシ
ルバニア州、バトラー（Butler)のマグネティクス社（M
agnetics Inc.)によって製造されるタイプＲ材料からな
っている。２つの銅製カップは0.005インチの厚さを有
しコア片の端部に密接嵌合している。各カップの長さは
０．３１インチである。一次巻線は２０回巻の１×１８
×４０のリッツ（Litz)ワイヤーからなり、二次巻線は
６回巻の３×１８×４０のリッツワイヤーからなってい
る。一次及び二次巻線の直流抵抗は、各々、Ｒｐｒｉ＝
０．１７Ωであり、Ｒｓｅｃ＝0.010Ωである。このト
ランスにおいて銅製カップをつけない場合、二次巻線を
オープンとして、測定した全一次インダクタンス（一次
漏洩インダクタンス及び磁化インダクタンスの合計）は
１ＫＨｚから５００ＫＨｚの間においてほぼ一定であっ
て４５０μＨであった。そして、１ＭＨｚにおいては５
００μＨに上昇した。これはこの周波数において材料の
導磁率が上昇することによる。次に、銅製カップをつけ
た場合のトランスの特性を測定してみると二次巻線をオ
ープンとして一次インダクタンスは１ＫＨｚから５００
ＫＨｚの間においてはほぼ一定であって４４０μＨであ
った。そして、１ＭＨｚにおいては導磁率の上昇によっ
て４９０μＨに上昇した。
ングコンバータに用いられる可変漏洩インダクタンスト
ランス３０を示し、このトランス３０は２つの同一形状
のコア片３２，３４からなる磁気コア構造を有してい
る。２つのプラスチックボビン３６，３８は一次及び二
次巻線４０，４２を保持する。これらの巻線の端部は端
子４４，４６，４８，５０に接続されている。高導電性
銅板を切断折り曲げ及び半田付けすることによって形成
される２つの導電性銅カップ５２がコアに対して摺接嵌
合せしめられて導電媒体を形成している。図示されたト
ランスにおいては、コア半体の端部間の距離は１．１イ
ンチでありコア片の外側幅は０．８８インチであり、コ
ア片の高さは０．２６インチであり、コア断面積はほぼ
均一な０．０７８平方インチである。このコアはペンシ
ルバニア州、バトラー（Butler)のマグネティクス社（M
agnetics Inc.)によって製造されるタイプＲ材料からな
っている。２つの銅製カップは0.005インチの厚さを有
しコア片の端部に密接嵌合している。各カップの長さは
０．３１インチである。一次巻線は２０回巻の１×１８
×４０のリッツ（Litz)ワイヤーからなり、二次巻線は
６回巻の３×１８×４０のリッツワイヤーからなってい
る。一次及び二次巻線の直流抵抗は、各々、Ｒｐｒｉ＝
０．１７Ωであり、Ｒｓｅｃ＝0.010Ωである。このト
ランスにおいて銅製カップをつけない場合、二次巻線を
オープンとして、測定した全一次インダクタンス（一次
漏洩インダクタンス及び磁化インダクタンスの合計）は
１ＫＨｚから５００ＫＨｚの間においてほぼ一定であっ
て４５０μＨであった。そして、１ＭＨｚにおいては５
００μＨに上昇した。これはこの周波数において材料の
導磁率が上昇することによる。次に、銅製カップをつけ
た場合のトランスの特性を測定してみると二次巻線をオ
ープンとして一次インダクタンスは１ＫＨｚから５００
ＫＨｚの間においてはほぼ一定であって４４０μＨであ
った。そして、１ＭＨｚにおいては導磁率の上昇によっ
て４９０μＨに上昇した。
【００５１】次に、二次巻線を小とした場合の一次イン
ダクタンスＬｐｓの測定を１ＫＨｚから１ＭＨｚの間に
おいて銅製カップをつけた場合及びつけない場合につい
て測定を行った。その結果は８図に示してある。この図
において、Ｌｐｓ１は銅製カップをつけないトランスの
一次インダクタンスを示し、Ｌｐｓには銅製カップをト
ランスに付した場合の一次インダクタンスを示してい
る。数ＫＨｚ以上の周波数においては、誘導効果が支配
的であり、巻線抵抗に比して誘導インピーダンスが比較
的大である。そして、比較的大なる値の磁化インダクタ
ンスの故に測定されたＬｐｓ１及びＬｐｓ２の値は、２
図を参照すれば、２つの漏洩インダクタンスの一次関連
(Primary-referenced)値はすなわちＬｐｓ＝Ｌ１１＋ａ
2Ｌ１２にほぼ等しい。従って、Ｌｐｓは一次関連漏洩
インダクタンスと称することができる。カップなしのト
ランスにおいては、一次関連漏洩インダクタンスは所定
の周波数範囲においてはほぼ一定であり、カップを付け
たトランスにおいては一次関連誘導インダクタンスは急
速に減少し約２５０ＫＨｚ以上においてはぼ一定であり
約１４μＨの値である。この２５０ＫＨｚの周波数にお
いてはカップの厚さは約１倍の表皮深さに対応しカップ
のないトランスにして約５５％の低減効果がある。トラ
ンスの巻線間容量すなわち一次及び二次巻線間の測定容
量は０．５６μＦであった。
ダクタンスＬｐｓの測定を１ＫＨｚから１ＭＨｚの間に
おいて銅製カップをつけた場合及びつけない場合につい
て測定を行った。その結果は８図に示してある。この図
において、Ｌｐｓ１は銅製カップをつけないトランスの
一次インダクタンスを示し、Ｌｐｓには銅製カップをト
ランスに付した場合の一次インダクタンスを示してい
る。数ＫＨｚ以上の周波数においては、誘導効果が支配
的であり、巻線抵抗に比して誘導インピーダンスが比較
的大である。そして、比較的大なる値の磁化インダクタ
ンスの故に測定されたＬｐｓ１及びＬｐｓ２の値は、２
図を参照すれば、２つの漏洩インダクタンスの一次関連
(Primary-referenced)値はすなわちＬｐｓ＝Ｌ１１＋ａ
2Ｌ１２にほぼ等しい。従って、Ｌｐｓは一次関連漏洩
インダクタンスと称することができる。カップなしのト
ランスにおいては、一次関連漏洩インダクタンスは所定
の周波数範囲においてはほぼ一定であり、カップを付け
たトランスにおいては一次関連誘導インダクタンスは急
速に減少し約２５０ＫＨｚ以上においてはぼ一定であり
約１４μＨの値である。この２５０ＫＨｚの周波数にお
いてはカップの厚さは約１倍の表皮深さに対応しカップ
のないトランスにして約５５％の低減効果がある。トラ
ンスの巻線間容量すなわち一次及び二次巻線間の測定容
量は０．５６μＦであった。
【００５２】９及び１０図は例えばＰＷＭパワーコンバ
ータにおいて用いられる低漏洩インダクタンストランス
１１０の他の例を示し、このトランスは境界面１１６に
おいて接合する２つのＵ型コア片１１２，１１４からな
る磁気コア構造を有する。２つの銅ハウジング１２６，
１２８がこのＵ型コアを覆い又境界面１１６において接
合している。各銅ハウジングは狭いスリット１４０（矢
印によって場所が示されているが図においては見えな
い）を有し、このスリット１４０は銅ハウジングが２つ
の巻線間を通過する磁束に対して閉ターンすなわち短絡
ターンを形成することを防止している。この点に関しソ
ビエト特許第 620,805号においては、“磁気回路と同一
平面の開放ターン”が導電度材料の磁気シールド効果に
基づく導電度測定手段として示されている。又、英国特
許明細書第 990,418号はテープ巻線のエッジ近傍におけ
る漏洩磁界の分布を変更するために開放ターンを用い、
巻線を流れる電流による漏洩磁界の相互作用によるロス
の低減をなすことを開示している。２つの空洞ボビン１
１８，１２２ワイヤーが巻装されて一次及び二次巻線１
２２，１２４が形成されている。これらの２つのボビン
は互いに並置されて導電性ハウジングが設けられた２つ
のＵ型コアの端部はボビンの空洞内に存在し巻線に鎖交
する閉じた磁気回路を形成する。
ータにおいて用いられる低漏洩インダクタンストランス
１１０の他の例を示し、このトランスは境界面１１６に
おいて接合する２つのＵ型コア片１１２，１１４からな
る磁気コア構造を有する。２つの銅ハウジング１２６，
１２８がこのＵ型コアを覆い又境界面１１６において接
合している。各銅ハウジングは狭いスリット１４０（矢
印によって場所が示されているが図においては見えな
い）を有し、このスリット１４０は銅ハウジングが２つ
の巻線間を通過する磁束に対して閉ターンすなわち短絡
ターンを形成することを防止している。この点に関しソ
ビエト特許第 620,805号においては、“磁気回路と同一
平面の開放ターン”が導電度材料の磁気シールド効果に
基づく導電度測定手段として示されている。又、英国特
許明細書第 990,418号はテープ巻線のエッジ近傍におけ
る漏洩磁界の分布を変更するために開放ターンを用い、
巻線を流れる電流による漏洩磁界の相互作用によるロス
の低減をなすことを開示している。２つの空洞ボビン１
１８，１２２ワイヤーが巻装されて一次及び二次巻線１
２２，１２４が形成されている。これらの２つのボビン
は互いに並置されて導電性ハウジングが設けられた２つ
のＵ型コアの端部はボビンの空洞内に存在し巻線に鎖交
する閉じた磁気回路を形成する。
【００５３】磁気コアを導電性金属ハウジングによって
完全に覆う効果の例として７図に示されたタイプのトラ
ンスであって大きさ、コア材料及び巻線形状が７図のも
のと等しいトランスを以下の点において変形した。すな
わち、 （ａ） 銅性カップに換えてコア片上に非電子メッキ工
程により直接０．００７５インチ厚さの銅コーティング
を形成した。尚、この銅コーティングは第７図の例にお
ける銅性カップと同じ形状及び大きさを有した。
完全に覆う効果の例として７図に示されたタイプのトラ
ンスであって大きさ、コア材料及び巻線形状が７図のも
のと等しいトランスを以下の点において変形した。すな
わち、 （ａ） 銅性カップに換えてコア片上に非電子メッキ工
程により直接０．００７５インチ厚さの銅コーティング
を形成した。尚、この銅コーティングは第７図の例にお
ける銅性カップと同じ形状及び大きさを有した。
【００５４】（ｂ） 巻線ボビンの下に０．００５イン
チ厚さの銅性バンドを加えた。７Ｂ図に示す如く１の銅
バンド５３が示されておりこのバンドは図示しない巻線
の下を１の銅カップ５２のエッジから他のカップ５４の
エッジまで延在し、コアの内側側面に沿って狭いスリッ
ト５５（約０．０３０インチ幅）を残しつつコア片３
２，３４の脚部の回りに巻装されて短絡ターンの形成を
防止している。銅性カップ又はバンドを用いない場合イ
ンダクタンスの値及び一次参照漏洩インダクタンスの合
計は既に上記した通りであった。しかし乍ら銅性カップ
及びバンドを配置した場合、一次参照漏洩インダクタン
スの測定値は１ＭＨｚにおいて５．６μＨだけ減少し
た。この減少は８２％の減少である。このトランスの巻
線間容量は０．６４ｐＦ（ピコファラド）であった。
チ厚さの銅性バンドを加えた。７Ｂ図に示す如く１の銅
バンド５３が示されておりこのバンドは図示しない巻線
の下を１の銅カップ５２のエッジから他のカップ５４の
エッジまで延在し、コアの内側側面に沿って狭いスリッ
ト５５（約０．０３０インチ幅）を残しつつコア片３
２，３４の脚部の回りに巻装されて短絡ターンの形成を
防止している。銅性カップ又はバンドを用いない場合イ
ンダクタンスの値及び一次参照漏洩インダクタンスの合
計は既に上記した通りであった。しかし乍ら銅性カップ
及びバンドを配置した場合、一次参照漏洩インダクタン
スの測定値は１ＭＨｚにおいて５．６μＨだけ減少し
た。この減少は８２％の減少である。このトランスの巻
線間容量は０．６４ｐＦ（ピコファラド）であった。
【００５５】比較の目的のために上記したトランスと同
じ値の漏洩インダクタンス及び一次参照漏洩インダクタ
ンスを示す従来のトランスを形成した。この従来型のト
ランスは上記実施例において示したと同じコア片及び一
次巻線を用いて形成された。しかしながら巻線を別々に
することをせず二次巻線を一次巻線の上に重ね巻きして
両巻線間の半径方向距離を約０．０３０インチに調整し
て所望の一次参照漏洩インダクタンスの値を得るように
した。この従来型の重ね巻線トランスの一次参照漏洩イ
ンダクタンスは１ＭＨｚにおいて５．３１μＨであり、
巻線間容量は４．７ｐＦであった。従ってほぼ比較し得
る漏洩インダクタンスに対して本発明によるトランスは
巻線間容量において７倍以上の低減効果があり、分離し
た巻線の故により大なる巻線間耐電圧能力を有してい
る。
じ値の漏洩インダクタンス及び一次参照漏洩インダクタ
ンスを示す従来のトランスを形成した。この従来型のト
ランスは上記実施例において示したと同じコア片及び一
次巻線を用いて形成された。しかしながら巻線を別々に
することをせず二次巻線を一次巻線の上に重ね巻きして
両巻線間の半径方向距離を約０．０３０インチに調整し
て所望の一次参照漏洩インダクタンスの値を得るように
した。この従来型の重ね巻線トランスの一次参照漏洩イ
ンダクタンスは１ＭＨｚにおいて５．３１μＨであり、
巻線間容量は４．７ｐＦであった。従ってほぼ比較し得
る漏洩インダクタンスに対して本発明によるトランスは
巻線間容量において７倍以上の低減効果があり、分離し
た巻線の故により大なる巻線間耐電圧能力を有してい
る。
【００５６】磁気媒体の表面上に導電媒体を設ける本発
明によるトランスの実施例においては導電媒体を以下の
ように形成することが望ましい。すなわち、 （ａ） 導電媒体が漏洩磁束の生ずるはずの部分の磁気
媒体の表面に設けられること。 （ｂ） 導電媒体は相互磁束に対して短絡ターンを形成
しないこと。
明によるトランスの実施例においては導電媒体を以下の
ように形成することが望ましい。すなわち、 （ａ） 導電媒体が漏洩磁束の生ずるはずの部分の磁気
媒体の表面に設けられること。 （ｂ） 導電媒体は相互磁束に対して短絡ターンを形成
しないこと。
【００５７】（ｃ） 導電媒体内における誘導電流の流
れに伴うロスが最少になること。 ところで、漏洩磁束の大部分が通過すると予想される磁
気媒体の表面はトランスの形状に依存する。例えば７図
のトランスにおいて銅カップ５２，５４がない場合漏洩
磁束の大きな部分が磁気コアの外側側面から発しコア片
の互いに向い会う内側側面５６の間においてはわずかな
部分の磁束が生ずる。故に７図に示された類のトランス
においては、導電媒体によって外側側面を覆うことが漏
洩磁束の大部分を取り込むことになる。しかし乍ら、導
電媒体の物理的形状は任意に選択することは出来ない。
なんとなれば、導電媒体内の誘導電流は導電媒体内にお
ける電力ロスに帰結しこのロスの相対的な大きさは媒体
の異なる配列によって異なるからである。
れに伴うロスが最少になること。 ところで、漏洩磁束の大部分が通過すると予想される磁
気媒体の表面はトランスの形状に依存する。例えば７図
のトランスにおいて銅カップ５２，５４がない場合漏洩
磁束の大きな部分が磁気コアの外側側面から発しコア片
の互いに向い会う内側側面５６の間においてはわずかな
部分の磁束が生ずる。故に７図に示された類のトランス
においては、導電媒体によって外側側面を覆うことが漏
洩磁束の大部分を取り込むことになる。しかし乍ら、導
電媒体の物理的形状は任意に選択することは出来ない。
なんとなれば、導電媒体内の誘導電流は導電媒体内にお
ける電力ロスに帰結しこのロスの相対的な大きさは媒体
の異なる配列によって異なるからである。
【００５８】例えば、１１図及び１２はコア片３０４の
外側側面を覆う導電媒体の２つの可能な形状を示してい
る。１１図において導電媒体３０２は７図のトランスに
おいて用いられたカップと同様にコア片の端部の外側表
面の全てを覆っている。１２図においては、導電媒体が
コア片の端部の外側表面全てを殆ど覆っているが、単一
の一体片として形成される代りに狭いスリット３１０に
よって分離される２つの対称部分３０６，３０８から形
成されている。１１図及び１２図の導電媒体はいずれも
相互磁束に対しては短絡ターンを形成しない。１１図及
び１２図の導電媒体はコア片の端部の外側表面の殆ど全
てを覆っており、各々は漏洩磁束の取り込みに関しては
同様な効果を呈するものと予想される。すなわち、各導
電媒体は漏洩インダクタンスの低減については殆ど同様
な効果を有する。しかしながら、等しい磁束取り込み作
用は各導電媒体における誘起電流の均等な分布を示唆
し、このことの為に、電流は１２図の電動媒体における
径路を流れ１１図の導電媒体においては流れない。例え
ば１１図の導電媒体中の径路Ａに沿った誘起電流を考え
らればこの点が明らかである。１３図（導電媒体の上か
ら見た径路Ａを流れる電流を示している。）から明らか
なようにこの電流は媒体の前面３１２，側面３１４，３
１８及び後面３１６に沿って連続的に流れ得る。しかし
ながら、１２図の導電媒体におけるスリットの存在故に
同様な径路に沿った電流ループは流れない。かわりに、
電流ループは１４図に示す如く各導電媒体の内を流れ
る。尚１４図は上方から見た１２図の導電媒体の２つの
部分中を流れる電流を示している。また、スリットの幅
は狭いのでスリット３２０，３２２のエッジに沿って反
対の方向に流れる電流の磁気的効果はキャンセルされよ
うとして、１４図の２つの電流ループの実質的な磁束取
り込み効果は１３図の単一ループの効果と殆ど同じであ
る。しかし乍ら、スリット３２０，３２２（１４図）の
エッジに沿って流れる電流は１２図の導電媒体内でのロ
スを生成する。一方、１１図の導電媒体においてはかか
るロスは存在しない。従って、１１図の導電媒体の形状
は１２図のそれよりより効率的である。（低いロスを示
す）。なんとなれば、等しい電流分布において１２図の
導電媒体におけるスリットの存在が１１図の導電媒体に
おいては存在しないスリットのエッジに沿った電流の流
れを生成し、従ってロスを生成するからである。
外側側面を覆う導電媒体の２つの可能な形状を示してい
る。１１図において導電媒体３０２は７図のトランスに
おいて用いられたカップと同様にコア片の端部の外側表
面の全てを覆っている。１２図においては、導電媒体が
コア片の端部の外側表面全てを殆ど覆っているが、単一
の一体片として形成される代りに狭いスリット３１０に
よって分離される２つの対称部分３０６，３０８から形
成されている。１１図及び１２図の導電媒体はいずれも
相互磁束に対しては短絡ターンを形成しない。１１図及
び１２図の導電媒体はコア片の端部の外側表面の殆ど全
てを覆っており、各々は漏洩磁束の取り込みに関しては
同様な効果を呈するものと予想される。すなわち、各導
電媒体は漏洩インダクタンスの低減については殆ど同様
な効果を有する。しかしながら、等しい磁束取り込み作
用は各導電媒体における誘起電流の均等な分布を示唆
し、このことの為に、電流は１２図の電動媒体における
径路を流れ１１図の導電媒体においては流れない。例え
ば１１図の導電媒体中の径路Ａに沿った誘起電流を考え
らればこの点が明らかである。１３図（導電媒体の上か
ら見た径路Ａを流れる電流を示している。）から明らか
なようにこの電流は媒体の前面３１２，側面３１４，３
１８及び後面３１６に沿って連続的に流れ得る。しかし
ながら、１２図の導電媒体におけるスリットの存在故に
同様な径路に沿った電流ループは流れない。かわりに、
電流ループは１４図に示す如く各導電媒体の内を流れ
る。尚１４図は上方から見た１２図の導電媒体の２つの
部分中を流れる電流を示している。また、スリットの幅
は狭いのでスリット３２０，３２２のエッジに沿って反
対の方向に流れる電流の磁気的効果はキャンセルされよ
うとして、１４図の２つの電流ループの実質的な磁束取
り込み効果は１３図の単一ループの効果と殆ど同じであ
る。しかし乍ら、スリット３２０，３２２（１４図）の
エッジに沿って流れる電流は１２図の導電媒体内でのロ
スを生成する。一方、１１図の導電媒体においてはかか
るロスは存在しない。従って、１１図の導電媒体の形状
は１２図のそれよりより効率的である。（低いロスを示
す）。なんとなれば、等しい電流分布において１２図の
導電媒体におけるスリットの存在が１１図の導電媒体に
おいては存在しないスリットのエッジに沿った電流の流
れを生成し、従ってロスを生成するからである。
【００５９】導電媒体における電流の遮断の効果を明ら
かにするために７図に示したトランスと同じ大きさ同じ
コア材料及び同じ巻線形状を有するトランスを０．００
９インチの厚さの銅のテープによって銅カップを置きか
えて変形した。この銅テープは上記７図の実施例の銅カ
ップと同じ形状及び大きさを有した。一次参照漏洩イン
ピーダンス（即ち、二次巻線をショートして一次巻線に
おいて測定した直列インダクタンス及び直列抵抗）が異
なる３つの条件の下に１ＭＨｚの周波数にて測定された
（１５Ａ，１５Ｂ，１５Ｃ図参照）これらの３つの異な
る条件とは導電媒体を設けない場合、スリットのない導
電媒体を設けた場合、約０．０１０インチ幅の狭いスリ
ットをトランスの両端における導電媒体の側部及び頂部
に沿って設けた場合（１５Ａ図）、及び前記スリットの
他にコアの各面の中央に沿って両方の導電媒体に垂直に
スリットを設けた場合（１５Ｂ図）である。導電媒体の
ない場合の等価直列抵抗は巻線の表皮効果を含む巻線抵
抗による巻線内のロス及び磁気コア内のロスを示す最低
ラインであると考えられる。そして、導電媒体を設ける
ことによる抵抗の増加は導電媒体の存在そのものによる
のである。１５Ｃ図に示す如く、導電媒体内においてス
リットが導電路を遮断する限りにおいて漏洩インダクタ
ンスに対する影響は比較的小さいが、透過直列抵抗に対
する影響は非常に大きい。従って、磁束閉じ込めの所望
量のためにトランスの効率は導電媒体を次の如く形成す
ることによって理想化される。すなわち、 （ａ） 導電媒体が相互磁束に関して短絡ターンを形成
することなく、漏洩磁束の大部分が発する磁気媒体の表
面を覆うこと。
かにするために７図に示したトランスと同じ大きさ同じ
コア材料及び同じ巻線形状を有するトランスを０．００
９インチの厚さの銅のテープによって銅カップを置きか
えて変形した。この銅テープは上記７図の実施例の銅カ
ップと同じ形状及び大きさを有した。一次参照漏洩イン
ピーダンス（即ち、二次巻線をショートして一次巻線に
おいて測定した直列インダクタンス及び直列抵抗）が異
なる３つの条件の下に１ＭＨｚの周波数にて測定された
（１５Ａ，１５Ｂ，１５Ｃ図参照）これらの３つの異な
る条件とは導電媒体を設けない場合、スリットのない導
電媒体を設けた場合、約０．０１０インチ幅の狭いスリ
ットをトランスの両端における導電媒体の側部及び頂部
に沿って設けた場合（１５Ａ図）、及び前記スリットの
他にコアの各面の中央に沿って両方の導電媒体に垂直に
スリットを設けた場合（１５Ｂ図）である。導電媒体の
ない場合の等価直列抵抗は巻線の表皮効果を含む巻線抵
抗による巻線内のロス及び磁気コア内のロスを示す最低
ラインであると考えられる。そして、導電媒体を設ける
ことによる抵抗の増加は導電媒体の存在そのものによる
のである。１５Ｃ図に示す如く、導電媒体内においてス
リットが導電路を遮断する限りにおいて漏洩インダクタ
ンスに対する影響は比較的小さいが、透過直列抵抗に対
する影響は非常に大きい。従って、磁束閉じ込めの所望
量のためにトランスの効率は導電媒体を次の如く形成す
ることによって理想化される。すなわち、 （ａ） 導電媒体が相互磁束に関して短絡ターンを形成
することなく、漏洩磁束の大部分が発する磁気媒体の表
面を覆うこと。
【００６０】（ｂ） 導電媒体がこれらの表面に関して
遮断されない導電シートを形成すること。例えばＰＷＭ
コンバータに用いられる低漏洩インダクタンストランス
の如き低漏洩インダクタンストランスが望まれる場合、
巻線に鎖交する磁束について短絡ターンを形成すること
を回避しつつ導電材料によって磁気媒体を完全に覆うこ
とが望ましい。例えば、１６図は導電コーティングが設
けられた磁気コア片の断面を示し、磁気コア媒体２００
の上に２つの銅ハウジング２０２ａ，２０２ｂがメッキ
などによって設けられている。スリット２０８がこの２
つの銅ハウジングを分離している。２つの銅ストリップ
２０６ａ、２０６ｂがスリットの上に設けられており、
ストリップ２０６ｂは銅ハウジングに電気的に接続し他
方のストリップ２０６ａは絶縁材ストリップ２０４によ
って銅ハウジングから絶縁されている。又、別々の銅ス
トリップ及び絶縁ストリップに代えて絶縁性の接着性裏
張りを有する銅テープを用いることが可能である。１７
図の例においては、銅層２１４及び絶縁層２１６が磁気
コア２１６を完全に取り囲んでいる。絶縁層は銅層がオ
ーバラップする領域において短絡ターンを形成すること
を禁止している。
遮断されない導電シートを形成すること。例えばＰＷＭ
コンバータに用いられる低漏洩インダクタンストランス
の如き低漏洩インダクタンストランスが望まれる場合、
巻線に鎖交する磁束について短絡ターンを形成すること
を回避しつつ導電材料によって磁気媒体を完全に覆うこ
とが望ましい。例えば、１６図は導電コーティングが設
けられた磁気コア片の断面を示し、磁気コア媒体２００
の上に２つの銅ハウジング２０２ａ，２０２ｂがメッキ
などによって設けられている。スリット２０８がこの２
つの銅ハウジングを分離している。２つの銅ストリップ
２０６ａ、２０６ｂがスリットの上に設けられており、
ストリップ２０６ｂは銅ハウジングに電気的に接続し他
方のストリップ２０６ａは絶縁材ストリップ２０４によ
って銅ハウジングから絶縁されている。又、別々の銅ス
トリップ及び絶縁ストリップに代えて絶縁性の接着性裏
張りを有する銅テープを用いることが可能である。１７
図の例においては、銅層２１４及び絶縁層２１６が磁気
コア２１６を完全に取り囲んでいる。絶縁層は銅層がオ
ーバラップする領域において短絡ターンを形成すること
を禁止している。
【００６１】１８図においては、接着コーティングされ
た銅層２２６及び絶縁層２２４からなるテープ２２２が
磁気コア２２０の回りに巻き付けられている。上記した
ことから明らかなように、比較的幅広のテープを用いる
ことにより導電媒体における理想的な電流分布が損なわ
れることによるロスを最少にすることができる。なお、
導電材料を種々のパターンに形成することにより、導電
コーティングによる磁気コア又はその一部の中への磁束
閉じ込めを短絡ターンを形成することなく最大限に達成
することが出来る。
た銅層２２６及び絶縁層２２４からなるテープ２２２が
磁気コア２２０の回りに巻き付けられている。上記した
ことから明らかなように、比較的幅広のテープを用いる
ことにより導電媒体における理想的な電流分布が損なわ
れることによるロスを最少にすることができる。なお、
導電材料を種々のパターンに形成することにより、導電
コーティングによる磁気コア又はその一部の中への磁束
閉じ込めを短絡ターンを形成することなく最大限に達成
することが出来る。
【００６２】上記した実施例においては導電媒体が磁気
媒体の表面に直接設けられている。しかし乍ら、他の実
施例においては導電媒体は磁気媒体及び巻線を取り巻く
領域において設けられる導電シートによっても形成され
る。例えば５図に示す如き構成である。例えば、モジュ
ラー型ＤＣ−ＤＣスイッチングコンバータにおいては、
トランスがパッケージコンバータの表面の一部を形成す
る比較的厚い導電性ベースプレートのごく近傍に設けら
れている。例えば、１９図はかかるコンバータモジュー
ルの断面図を示し、トランスのコア９０２及び巻線９０
４，９０６がユニットの頂部を形成する金属ベースプレ
ート９０８に平行な面内に配置されている。このトラン
スは他の電子素子を含むプリント配線板９１０の上に載
置されており、非導電性部材９１２が残りの部分を取り
囲んでいる。７Ａ図に示すようなトランスの近傍に設け
られた平行導電性シートの一次参照漏洩インダクタンス
に与える影響及びかかる平行シートと磁気媒体上に設け
られる導電媒体との組合せの効果は２０図に示されてい
る。この図に示すように、一次参照漏洩インダクタンス
の測定は１ＭＨｚの周波数の下で４つの異なる条件下に
おいて行なわれた。すなわち、２０図において巻線９０
４，９０６及び磁気コア９０２からなるトランスの近傍
には導電媒体を配置せず且つ第７Ａにおいて銅カップ５
２，５４を磁気コアの端部に設けることをしない第１の
場合、寸法が２．４インチ×４．６インチ×０．１２５
インチの６０６３アルミニウム合金（ｒ＝３．８×１０
-8Ωｍからなる平板９１４の表面にトランスを配置し且
つ磁気コアの端部には銅カップを設けない第２の場合、
磁気コア端部の洞カップを設けないで且つ上記アルミニ
ウム合金板上にトランスを配置し、トランスの両側に約
０．２５インチだけオーバーハングする大きさの０．０
０５インチ厚さの軟銅シート９１６を上記アルミニウム
合金板に平行にトランスの上側に配置した第３の場合、
上記第３の場合の構成で７Ａ図に示すような銅カップを
磁気コアの端部に設けた第４の場合である。
媒体の表面に直接設けられている。しかし乍ら、他の実
施例においては導電媒体は磁気媒体及び巻線を取り巻く
領域において設けられる導電シートによっても形成され
る。例えば５図に示す如き構成である。例えば、モジュ
ラー型ＤＣ−ＤＣスイッチングコンバータにおいては、
トランスがパッケージコンバータの表面の一部を形成す
る比較的厚い導電性ベースプレートのごく近傍に設けら
れている。例えば、１９図はかかるコンバータモジュー
ルの断面図を示し、トランスのコア９０２及び巻線９０
４，９０６がユニットの頂部を形成する金属ベースプレ
ート９０８に平行な面内に配置されている。このトラン
スは他の電子素子を含むプリント配線板９１０の上に載
置されており、非導電性部材９１２が残りの部分を取り
囲んでいる。７Ａ図に示すようなトランスの近傍に設け
られた平行導電性シートの一次参照漏洩インダクタンス
に与える影響及びかかる平行シートと磁気媒体上に設け
られる導電媒体との組合せの効果は２０図に示されてい
る。この図に示すように、一次参照漏洩インダクタンス
の測定は１ＭＨｚの周波数の下で４つの異なる条件下に
おいて行なわれた。すなわち、２０図において巻線９０
４，９０６及び磁気コア９０２からなるトランスの近傍
には導電媒体を配置せず且つ第７Ａにおいて銅カップ５
２，５４を磁気コアの端部に設けることをしない第１の
場合、寸法が２．４インチ×４．６インチ×０．１２５
インチの６０６３アルミニウム合金（ｒ＝３．８×１０
-8Ωｍからなる平板９１４の表面にトランスを配置し且
つ磁気コアの端部には銅カップを設けない第２の場合、
磁気コア端部の洞カップを設けないで且つ上記アルミニ
ウム合金板上にトランスを配置し、トランスの両側に約
０．２５インチだけオーバーハングする大きさの０．０
０５インチ厚さの軟銅シート９１６を上記アルミニウム
合金板に平行にトランスの上側に配置した第３の場合、
上記第３の場合の構成で７Ａ図に示すような銅カップを
磁気コアの端部に設けた第４の場合である。
【００６３】２０図のテーブルに示す如くアルミニウム
合金板は一次参照漏洩インダクタンスを約３０％低減せ
しめ等価直列抵抗に対しては殆ど影響を与えない。この
アルミニウム合金板と銅シートの組合せによれば一次参
照漏洩インダクタンスは５０％以上の低減効果が得ら
れ、これは８図に示す如く銅カップだけの効果と比較し
得る。そして、この場合も、等価直列抵抗に対しては比
較的小さな増大しか与えない。上記した２つの平行な導
電板及び銅カップの組合せは一次参照漏洩インダクタン
スを７２％以上低減させ等価直列抵抗に対してはあまり
大きな増大を与えることがない。以下の３つのケースに
ついて等価直列インピーダンスを比較する。すなわち、
磁気コアの端部に銅カップのみを付した７Ａ図のトラン
ス、１５Ｃ図に示すスリットなしの導電テープを磁気コ
アの端部に設けたトランス、及び２つの平行導電板を設
けた２０図に示すトランスについてである。これらのト
ランスについて調べてみると１ＭＨｚにおける漏洩イン
ピーダンスの値はほぼお互いに等しく１４．０μＨ，１
５．３μＨ及び１４．５μＨであった。しかしながら、
等価直列抵抗については、１ＭＨｚにおいて各々２．３
８Ω，２．９８Ω，１．４４Ωであった。更なる比較の
為に１９図に示すようなコンバータモジュールの製造モ
デルに用いられる可変漏洩インピーダンストランスであ
って７Ａ図に示したものとほぼ同じ大きさのトランスに
ついて１ＭＨｚの周波数の下で測定した。この場合の一
次参照漏洩インピーダンスは１０μＨであり、等価直列
抵抗は２．２Ωであった。そして、等価直列抵抗の相対
値を比較することによって次のことが解った。すなわ
ち、 （ａ） 別々の巻線に係合する磁気媒体およびこれらの
巻線及び磁気媒体の外側の領域に配置された導電媒体を
含む本発明のトランスはトランスの効率を大きく損なう
ことなく一次参照漏洩インダクタンスを大幅に低減させ
ることができる。ここで、トランスの効率とはトランス
を介して電源から負荷に伝送される電力の割合であり、
入出力電力差は熱としてトランス内で消費される。
合金板は一次参照漏洩インダクタンスを約３０％低減せ
しめ等価直列抵抗に対しては殆ど影響を与えない。この
アルミニウム合金板と銅シートの組合せによれば一次参
照漏洩インダクタンスは５０％以上の低減効果が得ら
れ、これは８図に示す如く銅カップだけの効果と比較し
得る。そして、この場合も、等価直列抵抗に対しては比
較的小さな増大しか与えない。上記した２つの平行な導
電板及び銅カップの組合せは一次参照漏洩インダクタン
スを７２％以上低減させ等価直列抵抗に対してはあまり
大きな増大を与えることがない。以下の３つのケースに
ついて等価直列インピーダンスを比較する。すなわち、
磁気コアの端部に銅カップのみを付した７Ａ図のトラン
ス、１５Ｃ図に示すスリットなしの導電テープを磁気コ
アの端部に設けたトランス、及び２つの平行導電板を設
けた２０図に示すトランスについてである。これらのト
ランスについて調べてみると１ＭＨｚにおける漏洩イン
ピーダンスの値はほぼお互いに等しく１４．０μＨ，１
５．３μＨ及び１４．５μＨであった。しかしながら、
等価直列抵抗については、１ＭＨｚにおいて各々２．３
８Ω，２．９８Ω，１．４４Ωであった。更なる比較の
為に１９図に示すようなコンバータモジュールの製造モ
デルに用いられる可変漏洩インピーダンストランスであ
って７Ａ図に示したものとほぼ同じ大きさのトランスに
ついて１ＭＨｚの周波数の下で測定した。この場合の一
次参照漏洩インピーダンスは１０μＨであり、等価直列
抵抗は２．２Ωであった。そして、等価直列抵抗の相対
値を比較することによって次のことが解った。すなわ
ち、 （ａ） 別々の巻線に係合する磁気媒体およびこれらの
巻線及び磁気媒体の外側の領域に配置された導電媒体を
含む本発明のトランスはトランスの効率を大きく損なう
ことなく一次参照漏洩インダクタンスを大幅に低減させ
ることができる。ここで、トランスの効率とはトランス
を介して電源から負荷に伝送される電力の割合であり、
入出力電力差は熱としてトランス内で消費される。
【００６４】（ｂ） 上記したトランスは重ね巻きした
巻線を有する従来のトランス又は磁気媒体の表面に設け
られる導電媒体のみを含む本発明によるトランスに比し
てより良い効率を呈し従って少ない電力ロスを有する。
２１図は磁気媒体及び巻線の外側の領域に配置された導
電媒体の他の例を示している。図示したトランスは７Ａ
図に示したものと同じ大きさ材料及び巻線を有し磁気コ
ア９０２及び巻線９０４，９０６からなり０．０１０イ
ンチの厚さの銅からなる長円形断面筒状体９２０によっ
て囲まれている。この筒状体の内側大きさは１．２５イ
ンチ×０．５インチであり、筒状体の長さは１．２５イ
ンチである。また、この筒状体の両端は開口している。
この図のテーブルにおいては一次参照漏洩インダクタン
ス及び等価直列抵抗の値が３つの異なる条件の下に測定
されて示されている。これらの３つの場合とは、トラン
スの近傍にはなんらの導電媒体をおかず且つ磁気コアの
端部にも銅カップを置かない第１の場合、トランスの回
りに銅性筒状体を設ける一方銅カップは設けない第２の
場合、及びトランスの回りを囲む銅性筒状体と磁気コア
の端部に銅カップを設けた第３の場合である。２１図の
テーブルからも明らかなように、（ａ）一次参照漏洩イ
ンダクタンスが７８％程度低減し、（ｂ）等価直列抵抗
の著しい増大は認められず、（ｃ）等価直列抵抗の値は
低い。
巻線を有する従来のトランス又は磁気媒体の表面に設け
られる導電媒体のみを含む本発明によるトランスに比し
てより良い効率を呈し従って少ない電力ロスを有する。
２１図は磁気媒体及び巻線の外側の領域に配置された導
電媒体の他の例を示している。図示したトランスは７Ａ
図に示したものと同じ大きさ材料及び巻線を有し磁気コ
ア９０２及び巻線９０４，９０６からなり０．０１０イ
ンチの厚さの銅からなる長円形断面筒状体９２０によっ
て囲まれている。この筒状体の内側大きさは１．２５イ
ンチ×０．５インチであり、筒状体の長さは１．２５イ
ンチである。また、この筒状体の両端は開口している。
この図のテーブルにおいては一次参照漏洩インダクタン
ス及び等価直列抵抗の値が３つの異なる条件の下に測定
されて示されている。これらの３つの場合とは、トラン
スの近傍にはなんらの導電媒体をおかず且つ磁気コアの
端部にも銅カップを置かない第１の場合、トランスの回
りに銅性筒状体を設ける一方銅カップは設けない第２の
場合、及びトランスの回りを囲む銅性筒状体と磁気コア
の端部に銅カップを設けた第３の場合である。２１図の
テーブルからも明らかなように、（ａ）一次参照漏洩イ
ンダクタンスが７８％程度低減し、（ｂ）等価直列抵抗
の著しい増大は認められず、（ｃ）等価直列抵抗の値は
低い。
【００６５】実際の磁気媒体及び導電媒体は有用な動作
パラメータを達成するために種々の形状とされ得る。磁
気媒体は種々の形状とされ得る。すなわち、数学的意味
において、磁気媒体のドメインは一重，二重又は多重に
形成され且つ、巻線は所望の距離によって離間せしめら
れて所望の巻線間容量及び絶縁を達成するのである。例
えば７図及び９図のトランスにおいて用いられる磁気コ
アは単一ループを形成し即ち、磁気媒体のドメインは二
重に構成されている。
パラメータを達成するために種々の形状とされ得る。磁
気媒体は種々の形状とされ得る。すなわち、数学的意味
において、磁気媒体のドメインは一重，二重又は多重に
形成され且つ、巻線は所望の距離によって離間せしめら
れて所望の巻線間容量及び絶縁を達成するのである。例
えば７図及び９図のトランスにおいて用いられる磁気コ
アは単一ループを形成し即ち、磁気媒体のドメインは二
重に構成されている。
【００６６】２２図は磁気媒体が２つのループを有する
トランスの例を示している。すなわち、このトランスに
おいては磁気媒体のドメインが多重構成となっている。
この図において、磁気コア７１０は頂部部材７１８及び
底部部材７２０を有しこれらの部材は３つの脚部７１
２，７１４，７１６によって接続されている。これらの
３つの脚部は巻線７２２，７２４，７２６によって囲ま
れている。導電媒体７２８，７３０は上記頂部部材及び
底部部材、更に、各脚部の一部の上に形成されている。
図示されていないが、導電媒体にはスリットが設けられ
て巻線に鎖交する相互磁束について短絡ターンの形成が
予め防止されている。磁気媒体７１０内の１つのループ
は左側脚部７１２，中央脚部７１４及び頂部及び底部部
材７１８，７２０の最左側部によって形成されている。
磁気媒体７１０内の第２ループは中央脚部７１４，右側
脚部７１６及び頂部及び底部部材７１８，７２０の最右
側部により形成されている。
トランスの例を示している。すなわち、このトランスに
おいては磁気媒体のドメインが多重構成となっている。
この図において、磁気コア７１０は頂部部材７１８及び
底部部材７２０を有しこれらの部材は３つの脚部７１
２，７１４，７１６によって接続されている。これらの
３つの脚部は巻線７２２，７２４，７２６によって囲ま
れている。導電媒体７２８，７３０は上記頂部部材及び
底部部材、更に、各脚部の一部の上に形成されている。
図示されていないが、導電媒体にはスリットが設けられ
て巻線に鎖交する相互磁束について短絡ターンの形成が
予め防止されている。磁気媒体７１０内の１つのループ
は左側脚部７１２，中央脚部７１４及び頂部及び底部部
材７１８，７２０の最左側部によって形成されている。
磁気媒体７１０内の第２ループは中央脚部７１４，右側
脚部７１６及び頂部及び底部部材７１８，７２０の最右
側部により形成されている。
【００６７】導電媒体は種々のパターンに従って形成さ
れてトランスの漏洩磁束の場所及び空間的形状及び量を
制御することができる。極端な場合には、磁気媒体の全
体が比較的厚い（例えばトランス動作周波数における表
皮深さの３倍以上）導電媒体によって覆うことにより７
５％以上の漏洩インダクタンスの低減をなすことができ
る。適当な厚さの導電媒体が比較的高い導磁率の磁気コ
アの上に設けられて磁気コアの表面から時間変化する磁
束の発生を抑制するので漏洩インダクタンスの低減は巻
線に鎖交する相互磁束の径路の長さ即ちコアの長さに依
存する。巻線に鎖交する磁束径路“磁束通路”として働
かせることにより、導電部材の完全なコーティングは巻
線間の距離を広くすることを可能とし漏洩インダクタン
スの値を低くすることに寄与する。磁気媒体及び巻線の
外側の領域に導電媒体を適当に配置することによって漏
洩インダクタンス低減が可能であり、また、磁気媒体及
び巻線の外側の空間に配置した導電媒体と磁気媒体の表
面に設けた導電媒体の組合せによっても漏洩インダクタ
ンスの低減化は可能である。また、他の構成においては
導電部材のパターンを選択して、例えば磁気媒体の表面
に形成したり磁気媒体及び巻線の外側の領域に設けた
り、あるいはその双方の構成を用いることによって漏洩
磁束の空間的分布を好ましい態様にし又漏洩インダクタ
ンスを制御することができる。かかる構成によって漏洩
インダクタンスを２５％以上低減させることができる。
従って、本発明によれば低漏洩インダクタンス及び可変
漏洩インダクタンストランスを構成することができる。
れてトランスの漏洩磁束の場所及び空間的形状及び量を
制御することができる。極端な場合には、磁気媒体の全
体が比較的厚い（例えばトランス動作周波数における表
皮深さの３倍以上）導電媒体によって覆うことにより７
５％以上の漏洩インダクタンスの低減をなすことができ
る。適当な厚さの導電媒体が比較的高い導磁率の磁気コ
アの上に設けられて磁気コアの表面から時間変化する磁
束の発生を抑制するので漏洩インダクタンスの低減は巻
線に鎖交する相互磁束の径路の長さ即ちコアの長さに依
存する。巻線に鎖交する磁束径路“磁束通路”として働
かせることにより、導電部材の完全なコーティングは巻
線間の距離を広くすることを可能とし漏洩インダクタン
スの値を低くすることに寄与する。磁気媒体及び巻線の
外側の領域に導電媒体を適当に配置することによって漏
洩インダクタンス低減が可能であり、また、磁気媒体及
び巻線の外側の空間に配置した導電媒体と磁気媒体の表
面に設けた導電媒体の組合せによっても漏洩インダクタ
ンスの低減化は可能である。また、他の構成においては
導電部材のパターンを選択して、例えば磁気媒体の表面
に形成したり磁気媒体及び巻線の外側の領域に設けた
り、あるいはその双方の構成を用いることによって漏洩
磁束の空間的分布を好ましい態様にし又漏洩インダクタ
ンスを制御することができる。かかる構成によって漏洩
インダクタンスを２５％以上低減させることができる。
従って、本発明によれば低漏洩インダクタンス及び可変
漏洩インダクタンストランスを構成することができる。
【００６８】導電媒体は銅又は銀の如く種々の材料によ
って形成することができる。固有抵抗ゼロの“超電導
体”を用いることによって誘起電流によるロスの増加な
く漏洩インダクタンスの大幅な低減を達成することがで
きる。また、導電媒体は異なる導電率を有する材料の層
を重ね合わせることによっても形成され得る。例えば、
２３図に示す如く、導電媒体８０２は磁気媒体８０４の
上に設けられ導電媒体は２つの層８０６，８０８からな
っている。例えば、コアに近い方の層８０８は銀の層で
あり、外側の層は銅である。銀の導電率は銅のそれより
高く、表皮深ささがより浅くなるより高い周波数におい
ては全てが銅からなる導電媒体に比してより少ないロス
が得られる。
って形成することができる。固有抵抗ゼロの“超電導
体”を用いることによって誘起電流によるロスの増加な
く漏洩インダクタンスの大幅な低減を達成することがで
きる。また、導電媒体は異なる導電率を有する材料の層
を重ね合わせることによっても形成され得る。例えば、
２３図に示す如く、導電媒体８０２は磁気媒体８０４の
上に設けられ導電媒体は２つの層８０６，８０８からな
っている。例えば、コアに近い方の層８０８は銀の層で
あり、外側の層は銅である。銀の導電率は銅のそれより
高く、表皮深ささがより浅くなるより高い周波数におい
ては全てが銅からなる導電媒体に比してより少ないロス
が得られる。
【００６９】例えば、別々のボビンに巻装される如く互
いに離れた巻線を有するトランスは重ね巻きされあるい
は同軸の巻線を用いた等価なトランスに比して大形のワ
イヤーを用いて構成することができる。従って、導電媒
体を適当な構成にすることによって等価直列抵抗の値を
低く維持しつつ漏洩インダクタンスを低減せしめること
ができ、本発明によるトランスは従来の等価なトランス
に比してより高い効率（すなわち所定動作電力レベルに
おける低いロス）を得ることができる。よって、改善さ
れた効率によれば所定の動作パワーレベルにおいて低い
動作温度を得ることができ、巻線が周囲に対してより良
い熱的結合を呈し、本発明によるトランスによれば与え
られた最高動作温度において従来のトランスに比してよ
り大きな電力を処理することができる。
いに離れた巻線を有するトランスは重ね巻きされあるい
は同軸の巻線を用いた等価なトランスに比して大形のワ
イヤーを用いて構成することができる。従って、導電媒
体を適当な構成にすることによって等価直列抵抗の値を
低く維持しつつ漏洩インダクタンスを低減せしめること
ができ、本発明によるトランスは従来の等価なトランス
に比してより高い効率（すなわち所定動作電力レベルに
おける低いロス）を得ることができる。よって、改善さ
れた効率によれば所定の動作パワーレベルにおいて低い
動作温度を得ることができ、巻線が周囲に対してより良
い熱的結合を呈し、本発明によるトランスによれば与え
られた最高動作温度において従来のトランスに比してよ
り大きな電力を処理することができる。
【００７０】２４図は９図及び１０図のトランスにおい
て用いられた金属片１２６，１２８の各々が窓１３４を
有する場合を示している。この窓の位置は漏洩磁束がト
ランスの一方の側のコアの内側表面からトランスの他方
の側のコアの内側表面に巻線ボビンに平行な方向におい
て達するように選択される。図示した如く金属片の周囲
に延在する径路Ｂの如き閉じた電導径路が窓１３４から
発する漏洩磁束に対して短絡ターンとして作用すること
を防止するためにスリット１３６が窓の近傍の導電媒体
の中に設けられている。窓の大きさ及びスリットの位置
は窓を通過する漏洩磁束の量を制御するように選択さ
れ、従って、トランスの漏洩インダクタンス及び結合係
数が調整される。金属片の形状及び大きさ並びに窓及び
スリットの大きさ及び形状は磁気コアを多かれ少かれ覆
うように変形される。
て用いられた金属片１２６，１２８の各々が窓１３４を
有する場合を示している。この窓の位置は漏洩磁束がト
ランスの一方の側のコアの内側表面からトランスの他方
の側のコアの内側表面に巻線ボビンに平行な方向におい
て達するように選択される。図示した如く金属片の周囲
に延在する径路Ｂの如き閉じた電導径路が窓１３４から
発する漏洩磁束に対して短絡ターンとして作用すること
を防止するためにスリット１３６が窓の近傍の導電媒体
の中に設けられている。窓の大きさ及びスリットの位置
は窓を通過する漏洩磁束の量を制御するように選択さ
れ、従って、トランスの漏洩インダクタンス及び結合係
数が調整される。金属片の形状及び大きさ並びに窓及び
スリットの大きさ及び形状は磁気コアを多かれ少かれ覆
うように変形される。
【００７１】２５図の例においては、窓の近傍の磁気コ
ア材料は互いに向き合うように延在し各磁気コアの半体
はＥの形状に近い形状となる。このコア延在部１６０，
１６２の長さが増大するにつれて、コア延在部の端部の
間のギャップが減少し漏洩インダクタンスが増大する。
窓の間の経路のリラクタンスは漏洩磁束の通過する経路
の導磁率の増加によって減少し、これによって、漏洩磁
束経路によって示される等価直列インダクタンスが増大
する。導電媒体は漏洩磁束をこのコア延在部の間の経路
に閉じこめるので、漏洩インダクタンスは漏洩磁束の経
路の形状によって決定される。窓の間を通過する磁束を
固定のドメインの中に閉じ込めて窓の間の磁束の“縁取
り（frining)”を低減させるために、窓の双方に、２６
図に示す如く、中空導電性筒状体を組合せる。この図に
おいて、磁気コア１４２は導電性ハウジング１３２によ
って覆われている。しかしながら、漏洩磁束１４４，１
５６をして巻線（図示せず）の間を通過せしめる窓を単
に設けるのに代えて、中空導電性筒状体２５０が２つの
窓を結合するために用いられる。筒状体の中にスリット
２６０が設けられてこの筒状体が漏洩磁束に対して短絡
ターンとして作用することを防止する。この筒状体はこ
の筒を筒状体の中の漏洩磁束について短絡ターンを形成
することなく内方ドメインを完全に囲むように形成され
る。これは既に記載したいくつかの技術を用いることに
よって行なわれる。また、筒状体の内側の磁束によって
形成される経路のリラクタンスはこの筒状体がハウジン
グに結合する領域内に磁性コアの一部を突出させること
によって低減することができる。すなわち、２５図に示
す如きコア延長部１６０，１６２を用いることができ
る。磁気媒体及び窓の間に用いられ得る導電性筒状体の
形状を種々変更することにより洩れ磁束経路のリラクタ
ンス及び磁束の分布状態の双方を変更することができ
る。例えば、２５図に示した如く窓内に磁気媒体を延出
させるに代えて一対又はそれ以上の対の窓の間に磁気コ
ア材料の小片を吊り下げることにより漏洩磁束経路のリ
ラクタンスを低減させることが出来る。また、導電性筒
状体が用いられた場合磁性材料の一部が窓の間の筒状体
の一部の中に配置されることも出来る。上記した実施例
においてはトランスの巻線はボビンの上に巻装されたワ
イヤーからなっている。しかしながら、本発明の利点は
他の巻線構造を有するトランスにおいても実現される。
例えば、巻線はテープ状巻線であってもよく、また、米
国特許出願第07/598,896号（1990年10月16日出願）に記
載されたような導体及び導電性通路によって形成される
こともできる。２７図はこのような巻線形状を有するト
ランス４１０の例を示している。この図において、トラ
ンスの二次巻線４１６は基板４１２の上面に蒸着された
印刷ワイヤリング通路４３０，４３２，４３４， …及
びこれらの印刷ワイヤリング通路にその端部においてパ
ッド４３５，４３７によって電気的に接続した導体４２
４，４２６，４２８から構成されている。また、一次巻
線４１４は同様に導体４３６，４３８，４４０，…及び
基板の他方の面に蒸着され、基板の上面においてパッド
４４２，４４４，４４６に導電性貫通孔４８，４５０，
４５２を介して接続した印刷ワイヤリング通路からなっ
ている。一次及び二次導体は互いに重ね合わさってかつ
絶縁シート４７０によって分離されており、２つのコア
片４２０，４２２からなる磁気コアによって取り囲まれ
ている。２７図に示したトランスにおいて巻線を重ね合
わせる理由は漏洩インダクタンスを小さくすることであ
る。しかしながら、本発明を用いれば、トランスが、
（ａ）２７図に示す巻線構造の利点を具体化し、かつ、
（ｂ）低漏洩インダクタンスを示す分離巻線の利点をも
提供するトランスを構成することが出来る。かかるトラ
ンスが２８Ａ及び２８Ｂ図に示されている。２８Ａ図に
おいて図示された印刷ワイヤリングバターンはパッド６
０７にて終端する５つの一次印刷通路６０４の組、パッ
ド６１１にて終端する７つの二次印刷通路６１０の組及
び一次及び二次入力端末パッド６０２，６０８からな
る。２８Ｂ図に示す如く磁気コア６３０に印刷ワイヤリ
ングパターンを重ね合せ、コアの両側にてパッド６０
７，６１１に電気的に接続した導電性部材６２０を磁気
コアに重ね合せることによってトランスが構成される。
一次巻線は印刷通路と共に２回巻き一次巻線を形成する
２つのかかる部材からなるように示されている。又、二
次巻線は３つの導電性部材を用いて３回巻き巻線となっ
ている。導電性コネクタ６２２は巻線の端部を各々の入
力端子パッド６０２，６０８に接続している。コア６３
０のいくつか又は全ては２８Ｂに示すコアの両端に設け
られる導電性コーティング６３２の如き導電媒体によっ
て覆われている。この導電媒体は上述した方法によって
得られる。導電媒体は漏洩インダクタンスを低く維持す
る又は制御することを可能にしつつ巻線を分離すること
を可能にする。また、分離巻線方式によって別々の巻線
のための印刷通路の全てが基板の一方の面に蒸着せしめ
られ得る。また、２８Ｂ図のトランスは２つの巻線を備
えているが、３個以上の巻線が望まれる場合も上記した
ことは適用され得る。よって両面又は多層の基板を用い
ることは必ずしも必要ではない。一方、印刷通路は基板
の両面に設けられて電流容量を改善したり通路の抵抗を
低減せしめることも出来る。また、基板の上に追加の導
電性通路のパターンを形成して導電媒体の一部を形成す
ることもできる。たとえば２８Ａ図における導電通路６
１３である。
ア材料は互いに向き合うように延在し各磁気コアの半体
はＥの形状に近い形状となる。このコア延在部１６０，
１６２の長さが増大するにつれて、コア延在部の端部の
間のギャップが減少し漏洩インダクタンスが増大する。
窓の間の経路のリラクタンスは漏洩磁束の通過する経路
の導磁率の増加によって減少し、これによって、漏洩磁
束経路によって示される等価直列インダクタンスが増大
する。導電媒体は漏洩磁束をこのコア延在部の間の経路
に閉じこめるので、漏洩インダクタンスは漏洩磁束の経
路の形状によって決定される。窓の間を通過する磁束を
固定のドメインの中に閉じ込めて窓の間の磁束の“縁取
り（frining)”を低減させるために、窓の双方に、２６
図に示す如く、中空導電性筒状体を組合せる。この図に
おいて、磁気コア１４２は導電性ハウジング１３２によ
って覆われている。しかしながら、漏洩磁束１４４，１
５６をして巻線（図示せず）の間を通過せしめる窓を単
に設けるのに代えて、中空導電性筒状体２５０が２つの
窓を結合するために用いられる。筒状体の中にスリット
２６０が設けられてこの筒状体が漏洩磁束に対して短絡
ターンとして作用することを防止する。この筒状体はこ
の筒を筒状体の中の漏洩磁束について短絡ターンを形成
することなく内方ドメインを完全に囲むように形成され
る。これは既に記載したいくつかの技術を用いることに
よって行なわれる。また、筒状体の内側の磁束によって
形成される経路のリラクタンスはこの筒状体がハウジン
グに結合する領域内に磁性コアの一部を突出させること
によって低減することができる。すなわち、２５図に示
す如きコア延長部１６０，１６２を用いることができ
る。磁気媒体及び窓の間に用いられ得る導電性筒状体の
形状を種々変更することにより洩れ磁束経路のリラクタ
ンス及び磁束の分布状態の双方を変更することができ
る。例えば、２５図に示した如く窓内に磁気媒体を延出
させるに代えて一対又はそれ以上の対の窓の間に磁気コ
ア材料の小片を吊り下げることにより漏洩磁束経路のリ
ラクタンスを低減させることが出来る。また、導電性筒
状体が用いられた場合磁性材料の一部が窓の間の筒状体
の一部の中に配置されることも出来る。上記した実施例
においてはトランスの巻線はボビンの上に巻装されたワ
イヤーからなっている。しかしながら、本発明の利点は
他の巻線構造を有するトランスにおいても実現される。
例えば、巻線はテープ状巻線であってもよく、また、米
国特許出願第07/598,896号（1990年10月16日出願）に記
載されたような導体及び導電性通路によって形成される
こともできる。２７図はこのような巻線形状を有するト
ランス４１０の例を示している。この図において、トラ
ンスの二次巻線４１６は基板４１２の上面に蒸着された
印刷ワイヤリング通路４３０，４３２，４３４， …及
びこれらの印刷ワイヤリング通路にその端部においてパ
ッド４３５，４３７によって電気的に接続した導体４２
４，４２６，４２８から構成されている。また、一次巻
線４１４は同様に導体４３６，４３８，４４０，…及び
基板の他方の面に蒸着され、基板の上面においてパッド
４４２，４４４，４４６に導電性貫通孔４８，４５０，
４５２を介して接続した印刷ワイヤリング通路からなっ
ている。一次及び二次導体は互いに重ね合わさってかつ
絶縁シート４７０によって分離されており、２つのコア
片４２０，４２２からなる磁気コアによって取り囲まれ
ている。２７図に示したトランスにおいて巻線を重ね合
わせる理由は漏洩インダクタンスを小さくすることであ
る。しかしながら、本発明を用いれば、トランスが、
（ａ）２７図に示す巻線構造の利点を具体化し、かつ、
（ｂ）低漏洩インダクタンスを示す分離巻線の利点をも
提供するトランスを構成することが出来る。かかるトラ
ンスが２８Ａ及び２８Ｂ図に示されている。２８Ａ図に
おいて図示された印刷ワイヤリングバターンはパッド６
０７にて終端する５つの一次印刷通路６０４の組、パッ
ド６１１にて終端する７つの二次印刷通路６１０の組及
び一次及び二次入力端末パッド６０２，６０８からな
る。２８Ｂ図に示す如く磁気コア６３０に印刷ワイヤリ
ングパターンを重ね合せ、コアの両側にてパッド６０
７，６１１に電気的に接続した導電性部材６２０を磁気
コアに重ね合せることによってトランスが構成される。
一次巻線は印刷通路と共に２回巻き一次巻線を形成する
２つのかかる部材からなるように示されている。又、二
次巻線は３つの導電性部材を用いて３回巻き巻線となっ
ている。導電性コネクタ６２２は巻線の端部を各々の入
力端子パッド６０２，６０８に接続している。コア６３
０のいくつか又は全ては２８Ｂに示すコアの両端に設け
られる導電性コーティング６３２の如き導電媒体によっ
て覆われている。この導電媒体は上述した方法によって
得られる。導電媒体は漏洩インダクタンスを低く維持す
る又は制御することを可能にしつつ巻線を分離すること
を可能にする。また、分離巻線方式によって別々の巻線
のための印刷通路の全てが基板の一方の面に蒸着せしめ
られ得る。また、２８Ｂ図のトランスは２つの巻線を備
えているが、３個以上の巻線が望まれる場合も上記した
ことは適用され得る。よって両面又は多層の基板を用い
ることは必ずしも必要ではない。一方、印刷通路は基板
の両面に設けられて電流容量を改善したり通路の抵抗を
低減せしめることも出来る。また、基板の上に追加の導
電性通路のパターンを形成して導電媒体の一部を形成す
ることもできる。たとえば２８Ａ図における導電通路６
１３である。
【００７２】本発明は分離した巻線を有し高い能力を備
えたトランスを提供するものであり、かかるトランスは
単純な部品を用いて構成することができ、例えば７図に
示す如く、対称性が高く、かかるトランスの製造の自動
化が比較的容易である。更に、巻数比が異なる多種類の
トランスが比較的少数の標準部品を用いることにより選
択的にリアルタイムで構成出来る。例えば、ＤＣ−ＤＣ
スイッチングパワーコンバータはモデル毎に、通常、定
格入力及び出力電圧において異なり、トランスに用いら
れる一次及び二次巻線の巻数がモデル毎に異なるのであ
る。一般にどのモデルにおいても一次巻数は与えられる
入力定格電圧に応じて固定である。例えば３００Ｖの入
力電圧のモデルの場合一次巻線の巻数は２０回である。
又、二次巻線の巻数も所与の定格出力電圧に対して固定
される。例えば５Ｖの出力電圧モデルの場合二次巻線の
巻数は１回巻である。よって、入力定格電圧が１２，２
４，２８，４８，３００Ｖあって、出力電圧が５，１
２，１５，２４，４８Ｖのモデルの一連のコンバータは
２５種類のトランスモデルを必要とする。一方、従来の
トランスの異なるモデルは通常バッチ処理によって製造
され個々に在庫管理されねばならない。なんとなれば、
重ね巻きあるいは交互巻きされた巻線はモデル毎に製作
されねばならないからである。しかしながら、７図に示
した如きトランスは各々適当な巻数の一次巻線を巻装し
た１のボビン４０及び適当な巻数の二次巻線を有する他
のボビン４２を単に選択しかつ導電コーティングされた
コア片３２，３４に組合せることによってリアルタイム
で製作できる。よって、従来例のトランスの場合一連の
コンバータを作る為には２５種類の部品を蓄えかつこれ
を取り扱わなければならないが、本発明によれば１０種
類の巻線及び一種類のコア片を組合せることによって一
連のトランスを製作することができる。
えたトランスを提供するものであり、かかるトランスは
単純な部品を用いて構成することができ、例えば７図に
示す如く、対称性が高く、かかるトランスの製造の自動
化が比較的容易である。更に、巻数比が異なる多種類の
トランスが比較的少数の標準部品を用いることにより選
択的にリアルタイムで構成出来る。例えば、ＤＣ−ＤＣ
スイッチングパワーコンバータはモデル毎に、通常、定
格入力及び出力電圧において異なり、トランスに用いら
れる一次及び二次巻線の巻数がモデル毎に異なるのであ
る。一般にどのモデルにおいても一次巻数は与えられる
入力定格電圧に応じて固定である。例えば３００Ｖの入
力電圧のモデルの場合一次巻線の巻数は２０回である。
又、二次巻線の巻数も所与の定格出力電圧に対して固定
される。例えば５Ｖの出力電圧モデルの場合二次巻線の
巻数は１回巻である。よって、入力定格電圧が１２，２
４，２８，４８，３００Ｖあって、出力電圧が５，１
２，１５，２４，４８Ｖのモデルの一連のコンバータは
２５種類のトランスモデルを必要とする。一方、従来の
トランスの異なるモデルは通常バッチ処理によって製造
され個々に在庫管理されねばならない。なんとなれば、
重ね巻きあるいは交互巻きされた巻線はモデル毎に製作
されねばならないからである。しかしながら、７図に示
した如きトランスは各々適当な巻数の一次巻線を巻装し
た１のボビン４０及び適当な巻数の二次巻線を有する他
のボビン４２を単に選択しかつ導電コーティングされた
コア片３２，３４に組合せることによってリアルタイム
で製作できる。よって、従来例のトランスの場合一連の
コンバータを作る為には２５種類の部品を蓄えかつこれ
を取り扱わなければならないが、本発明によれば１０種
類の巻線及び一種類のコア片を組合せることによって一
連のトランスを製作することができる。
【００７３】種々の実施例が以下の特許請求の範囲に含
まれる。例えば、導電媒体は種々の態様にて用いること
ができる。導電媒体は一次又は二次巻線に接続されてフ
ァラディシールドを提供することができる。磁気媒体は
不均一な導磁率を有することもでき、異なる導磁率の部
材を重ね合わせることによって得ることもできる。ま
た、磁気媒体は種々の態様で種々の巻線に鎖交する複数
のループを形成するようになされることもできる。ま
た、磁気コアは１以上のギャップを含み、コアのエネル
ギー貯蔵能力を増大させることも出来る。
まれる。例えば、導電媒体は種々の態様にて用いること
ができる。導電媒体は一次又は二次巻線に接続されてフ
ァラディシールドを提供することができる。磁気媒体は
不均一な導磁率を有することもでき、異なる導磁率の部
材を重ね合わせることによって得ることもできる。ま
た、磁気媒体は種々の態様で種々の巻線に鎖交する複数
のループを形成するようになされることもできる。ま
た、磁気コアは１以上のギャップを含み、コアのエネル
ギー貯蔵能力を増大させることも出来る。
【１図】従来の２巻線トランスを示す概略図である。
【００７４】
【２図】２巻線トランスの扇形回路モデルを示す回路図
である。
である。
【３図】コア片の近傍における磁力線を示す斜視図であ
る。
る。
【４図】導電媒体によって覆われたコア片の近傍におけ
る磁力線及び誘起電流ループを示す斜視図である。
る磁力線及び誘起電流ループを示す斜視図である。
【５図】磁気媒体及び巻線の外の領域において配置され
た導電シートを含む導電媒体を示す斜視図である。
た導電シートを含む導電媒体を示す斜視図である。
【００７５】
【６図】本発明によるトランスを含むスイッチングパワ
ーコンバータ回路の回路図である。
ーコンバータ回路の回路図である。
【７図】７Ａ，７Ｂ図は、各々、トランスの一部分解斜
視図及び導電性バンドを含む７Ａ図のトランスの変形例
を示す一部切り欠き斜視図である。
視図及び導電性バンドを含む７Ａ図のトランスの変形例
を示す一部切り欠き斜視図である。
【８図】７図のトランスにおいて導電カップを設けた場
合としない場合の周波数についての二次巻線短絡状態で
の一次参照漏洩インダクタンスの変化を示すグラフであ
る。
合としない場合の周波数についての二次巻線短絡状態で
の一次参照漏洩インダクタンスの変化を示すグラフであ
る。
【００７６】
【９図】トランスの一部切り欠き平面図である。
【１０図】９図のトランスの一部切り欠き側面図であ
る。
る。
【１１図】磁気コアの一部に単一の導電媒体を設けてこ
の導電媒体内を誘起電流が流れる連続経路を示す斜視図
である。
の導電媒体内を誘起電流が流れる連続経路を示す斜視図
である。
【１２図】磁気コアの一部に設けられて２つの対称導電
性片であってスリットによって分離された電導媒体を示
す斜視図である。
性片であってスリットによって分離された電導媒体を示
す斜視図である。
【００７７】
【１３図】１１図の導電媒体における誘起電流の経路の
例を示す図である。
例を示す図である。
【１４図】１２図の導電媒体を形成する２つの部分内の
経路に沿って流れる２つの誘起電流であって１３図に示
す誘起電流によると同様な磁束閉じ込め効果をなす電流
を示す図である。
経路に沿って流れる２つの誘起電流であって１３図に示
す誘起電流によると同様な磁束閉じ込め効果をなす電流
を示す図である。
【１５図】１５Ａないし１５Ｃ図は導電媒体のスリット
の誘起電流の流れによるロスについての効果を示す図で
ある。
の誘起電流の流れによるロスについての効果を示す図で
ある。
【００７８】
【１６図】磁気コアの一部を導電材によって取り囲む技
術を示す図である。
術を示す図である。
【１７図】磁気コアの一部を導電材によって取り囲む技
術を示す図である。
術を示す図である。
【１８図】磁気コアの一部を導電材によって取り囲む技
術を示す図である。
術を示す図である。
【１９図】ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールの断面を示
しかつトランスのコア及び巻線並びに導電金属カバーの
間の空間的関係を示す断面図である。
しかつトランスのコア及び巻線並びに導電金属カバーの
間の空間的関係を示す断面図である。
【２０図】平行な導電性平板を含む導電媒体の導電媒体
の間にコア及び巻線が設けられたトランスを示しかつ一
次参照漏洩インダクタンスの導電媒体の種々の態様の影
響を示す図である。
の間にコア及び巻線が設けられたトランスを示しかつ一
次参照漏洩インダクタンスの導電媒体の種々の態様の影
響を示す図である。
【００７９】
【２１図】導電性金属筒状体からなる導電媒体内にコア
及び巻線が配置されたトランスを示しかつこのトランス
における一次参照漏洩インダクタンスについての導電媒
体の対応に従った影響を示す図である。
及び巻線が配置されたトランスを示しかつこのトランス
における一次参照漏洩インダクタンスについての導電媒
体の対応に従った影響を示す図である。
【２２図】２つの磁束ループ経路を形成する多重接続コ
アを有するトランスを示す図である。
アを有するトランスを示す図である。
【００８０】
【２３図】異なる導電性材からなる２つの層からなる導
電媒体を示す図である。
電媒体を示す図である。
【２４図】金属片を示す斜視図である。
【２５図】他のトランスを示す平面図である。
【２６図】ルーブ状コアを覆う導電媒体の端部における
一対の窓の間に設けられる空洞筒状体を漏洩磁束を閉じ
込める手段として用いることを示す図である。
一対の窓の間に設けられる空洞筒状体を漏洩磁束を閉じ
込める手段として用いることを示す図である。
【００８１】
【２７図】導体及び導電性通路によって形成される巻線
を備えた従来のトランスを示す斜視図である。
を備えた従来のトランスを示す斜視図である。
【２８図】２８Ａ及び２８Ｂ図は２７図に示す巻線構造
を用いた本発明によるトランスの例を示す図である。 主要部分の符号の説明 １２……一次巻線 １４……二次巻線 １６……相互磁束 ２０，２２，２３，２４，２６…漏洩磁束 １３２……導電性シート １４０……スリット １４２……磁気コア 664,666……導電性シート 170,172,670,672…誘起電流
を用いた本発明によるトランスの例を示す図である。 主要部分の符号の説明 １２……一次巻線 １４……二次巻線 １６……相互磁束 ２０，２２，２３，２４，２６…漏洩磁束 １３２……導電性シート １４０……スリット １４２……磁気コア 664,666……導電性シート 170,172,670,672…誘起電流
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジェイ エム． プレイガー アメリカ合衆国 マサチューセッツ州 01879ティングスボロ ノリスロード 80 (56)参考文献 特開 平１−209705（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−27613（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−108918（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−229671（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−139170（ＪＰ，Ａ) 実開 平２−63515（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭59−145016（ＪＰ，Ｕ)
Claims (46)
- 【請求項１】 １以上の閉じた磁路を形成する磁気媒体
と前記磁路に沿って異なる位置にて前記磁路を囲む二以
上の巻き線とからなる電磁カプラを含むトランス装置で
あって、 個別の巻線を備えた制御漏洩インダクタンストランスを
含み、 前記トランスは、前記磁路に沿って前記巻線の位置とは
別の位置を含む選択された位置において、前記磁路の回
りのある方向において伸長する前記磁気媒体のためのカ
バーリングを更に含み、 前記カバーリングは、前記磁気媒体の表面に接して延在
する導電性媒体からなり、 前記導電性媒体は、前記ある方向において導電路を有
し、かつ前記磁路を取り囲む一方前記磁路内の相互磁束
に対して短絡ターンの形成を防止するようにすき間を有
し、前記巻線の１つが存在する位置においては、前記カ
バーリングのない領域を設け、 前記カバーリングの存在範囲は、前記電磁カプラからの
漏洩磁束の漏出を制御する範囲であり、前記制御漏洩イ
ンダクタンストランスの漏洩インダクタンスを設定す
る、 ことを特徴とするトランス装置。 - 【請求項２】 請求項１記載のトランス装置であって、
前記導電性媒体は、前記巻線によって囲まれた磁路に沿
った選択された位置において前記電磁カプラを覆ってい
ることを特徴とするトランス装置。 - 【請求項３】 請求項１記載のトランス装置であって、
前記導電性媒体の少なくとも一部が前記磁気媒体の表面
に亘って形成された導電性材料からなることを特徴とす
るトランス装置。 - 【請求項４】 請求項１ないし３のいずれか１に記載の
トランス装置であって、前記導電性媒体の少なくとも一
部は、前記磁気媒体の表面上に存在するシート状金属か
らなることを特徴とするトランス装置。 - 【請求項５】 請求項１ないし３のいずれか１に記載の
トランス装置であって、前記導電性媒体の少なくとも一
部が前記磁気媒体の表面にめっきされていることを特徴
とするトランス装置。 - 【請求項６】 請求項１ないし３のいずれか１に記載の
トランス装置であって、前記導電性媒体は、前記磁気媒
体の表面に亘って巻装された金属フォイルからなること
を特徴とするトランス装置。 - 【請求項７】 請求項１記載のトランス装置であって、
前記電磁カプラの外部においてかつ前記電磁カプラとは
分離された状態に設けられた導電性シートからなり、前
記電磁カプラからの漏洩磁束を制御するように作用する
追加導電媒体を備えたことを特徴とするトランス装置。 - 【請求項８】 請求項１ないし７のいずれか１に記載の
トランス装置であって、前記導電性媒体は、前記磁気媒
体の外側の磁束の所定空間分布を形成することを特徴と
するトランス装置。 - 【請求項９】 請求項１ないし８のいずれか１に記載の
トランス装置であって、前記導電性媒体は、２以上の導
電層を有することを特徴とするトランス装置。 - 【請求項１０】 請求項１ないし８のいずれか１に記載
のトランス装置であって、前記導電性媒体の少なくとも
一部は、銅からなることを特徴とするトランス装置。 - 【請求項１１】 請求項１ないし８のいずれか１に記載
のトランス装置であって、前記導電性媒体の少なくとも
一部は、銀からなることを特徴とするトランス装置。 - 【請求項１２】 請求項１ないし８のいずれか１に記載
のトランス装置であって、前記導電性媒体の少なくとも
一部は、超伝導体からなることを特徴とするトランス装
置。 - 【請求項１３】 請求項１ないし８のいずれか１に記載
のトランス装置であって、前記導電性媒体の少なくとも
一部は、銅層の上にめっきされた銀層からなることを特
徴とするトランス装置。 - 【請求項１４】 請求項１ないし３のいずれか１に記載
のトランス装置であって、前記導電性媒体は複数の窓を
有し、前記窓の間を漏洩磁束が通過することを特徴とす
るトランス装置。 - 【請求項１５】 請求項１４記載のトランス装置であっ
て、前記窓の間の磁路の磁気抵抗が、前記複数の窓の間
の磁路の一部に沿って磁性媒体を介挿することによって
低減せしめられていることを特徴とするトランス装置。 - 【請求項１６】 請求項１４記載のトランス装置であっ
て、前記複数窓と窓の間の領域を囲む第２の導電性媒体
を更に有し、前記第２の導電性媒体は前記窓と窓の間に
存在する磁束を前記第２の導電性媒体によって囲まれる
領域に閉じ込めるように作用することを特徴とするトラ
ンス装置。 - 【請求項１７】 請求項１６記載のトランス装置であっ
て、前記導電性媒体は、前記窓の一対をつなぐ中空筒体
を形成し、前記中空筒体は、自身が短絡ターンを形成す
ることを禁止するギャップを有することを特徴とするト
ランス装置。 - 【請求項１８】 請求項１，２又は３記載のトランス装
置であって、前記導電媒体は、前記磁路に沿った複数の
位置において、前記磁気媒体の表面に亘って形成された
１以上の導電性金属パターンからなることを特徴とする
トランス装置。 - 【請求項１９】 請求項１，２又は３記載のトランス装
置であって、前記導電媒体が前記磁路の回りの閉じた導
電路の形成を回避しつつ前記磁路に沿った別々の位置の
各々において、前記磁気媒体の表面を覆っていることを
更に特徴とするトランス装置。 - 【請求項２０】 請求項１，２又は３記載のトランス装
置であって、前記導電媒体が、前記磁路の回りの閉じた
導通路の形成を回避しつつ前記カバーリングのない領域
を除いて前記磁気媒体の表面を覆っていることを特徴と
するトランス装置。 - 【請求項２１】 請求項７記載のトランス装置であっ
て、前記巻線と前記磁気媒体とは、第１面内に存在し、
前記追加導電性媒体は前記第１面に平行な面内に存在す
る導電性シートからなっていることを特徴とするトラン
ス装置。 - 【請求項２２】 請求項２１記載のトランス装置であっ
て、前記導電性シートは、前記トランスを含むスイッチ
ングパワーコンバータの表面を形成していることを特徴
とするトランス装置。 - 【請求項２３】 請求項２１記載のトランス装置であっ
て、前記追加導電媒体は、前記電磁カプラの外に配置さ
れた中空開口端金属筒体からなることを特徴とするトラ
ンス装置。 - 【請求項２４】 請求項１ないし７のいずれか１に記載
のトランス装置であって、前記磁気媒体は、一重又は多
重に接続されたドメインからなっていることを特徴とす
るトランス装置。 - 【請求項２５】 請求項１ないし７のいずれか１に記載
のトランス装置であって、前記磁路は前記磁気媒体内に
設けられた１以上のギャップを含むことを特徴とするト
ランス装置。 - 【請求項２６】 請求項１ないし７のいずれか１に記載
のトランス装置であって、前記磁気媒体は、１以上の磁
気コア片を組み合せて形成されていることを特徴とする
トランス装置。 - 【請求項２７】 請求項２４記載のトランス装置であっ
て、前記磁気媒体が２つのほぼＵ字状磁気コア片からな
っていることを特徴とするトランス装置。 - 【請求項２８】 請求項２６記載のトランス装置であっ
て、前記磁気コア片は透磁率を有することを特徴とする
トランス装置。 - 【請求項２９】 請求項１ないし７のいずれか１に記載
のトランス装置であって、前記巻線は、前記磁路の回り
に巻装された１以上のワイヤを含むことを特徴とするト
ランス装置。 - 【請求項３０】 請求項１ないし７のいずれか１に記載
のトランス装置であって、前記巻線は、前記磁路の回り
に巻装された導電性テープからなることを特徴とするト
ランス装置。 - 【請求項３１】 請求項１ないし７のいずれか１に記載
のトランス装置であって、前記巻線は、中空ボビンの表
面に巻装されたワイヤ又は導電性テープからなり、前記
ボビンは、前記磁路に沿って、前記磁気媒体のセグメン
トを囲んでいることを特徴とするトランス装置。 - 【請求項３２】 請求項１ないし７のいずれか１に記載
のトランス装置であって、前記巻線は、前記巻線の一部
として作用するように基板上に設けられた導電性通路
と、前記巻線の別の部分として作用するように前記導電
性通路に接続された導体と、からなり、前記導電性通路
及び前記媒体が互いに接続されて前記巻線を形成するこ
とを特徴とするトランス装置。 - 【請求項３３】 請求項３２記載のトランス装置であっ
て、前記導体の少なくとも１つの一端が前記導電性通路
の少なくとも２つに接続せしめられていることを特徴と
するトランス装置。 - 【請求項３４】 請求項３３記載のトランス装置であっ
て、前記基板が、印刷配線ボードからなり、前記導電性
通路は前記印刷配線ボード上に形成されていることを特
徴とするトランス装置。 - 【請求項３５】 請求項３２記載のトランス装置であっ
て、前記磁気媒体は、前記巻線によって囲まれた磁気コ
ア構造からなることを特徴とするトランス装置。 - 【請求項３６】 請求項３５記載のトランス装置であっ
て、前記磁気コア構造は、前記基板の表面に平行な面内
に存在する磁路を形成することを特徴とするトランス装
置。 - 【請求項３７】 請求項３１記載のトランス装置であっ
て、前記巻線は、中空ボビン上に巻装された金属ワイヤ
又はテープであり、前記磁気媒体は、第１及び第２のＵ
字状磁気コア片からなり、前記磁気コア片の各々は、閉
塞端において結合して中空ボビンに挿入された２つの脚
部を有し、前記第１磁気コア片の脚部は前記第２磁気コ
アの脚部に合致して２重接続磁気ドメインを形成し、か
つ前記導電性媒体は、前記Ｕ字状コア片の閉塞端上に延
在して、前記脚部の外向き面の一部及び前記巻線によっ
て囲まれていない閉塞端部を覆っていることを特徴とす
るトランス装置。 - 【請求項３８】 請求項３７記載のトランス装置であっ
て、前記導電性媒体は、導電性金属カップを含み、前記
カップの各々は、前記コア片の前記閉塞端に嵌合してい
ることを特徴とするトランス装置。 - 【請求項３９】 請求項３７記載のトランス装置であっ
て、前記導電性媒体は、前記コア片の前記閉塞端及び前
記脚部の外向きの表面上に施された導電性金属めっきか
らなることを特徴とするトランス装置。 - 【請求項４０】 請求項３７記載のトランス装置であっ
て、前記導電性媒体は、第１導電性媒体と導電性バンド
とを含み、前記バンドは、前記第１導電性媒体によって
覆われていない場所の前記磁気ドメインの表面を覆い、
前記バンドは、前記巻線に鎖交する磁束に関して短絡タ
ーンを形成しない形状とされていることを特徴とするト
ランス装置。 - 【請求項４１】 請求項１ないし４０のいずれか１に記
載のトランス装置と、前記巻線に接続したスイッチング
素子を含むスイッチング回路と、からなるスイッチング
パワーコンバータであって、前記スイッチング回路は、
前記スイッチング素子をして、 100KHzより高い動作周
波数に開閉せしめることを特徴とするスイッチングパワ
ーコンバータ。 - 【請求項４２】 請求項４１記載のスイッチングパワー
コンバータであって、前記導電性媒体の厚さが前記動作
周波数における表皮深さの１倍以上好ましくは３倍以上
であることを特徴とするスイッチングパワーコンバー
タ。 - 【請求項４３】 閉じた１以上の磁路を形成する磁気媒
体と前記磁路を異なる位置にて囲む２以上の巻線とを有
するタイプのトランス装置の漏洩インダクタンスを制御
する方法であって、 前記巻線の存在位置から離れた位置を含む選択された位
置において、前記磁路に沿って前記磁気媒体を覆うカバ
ーリングを設けるステップを含み、 前記カバーリングは、前記磁路に向う方向において導電
路を伴なって前記選択された位置において、前記磁路の
回りの方向に延在し、かつ前記磁路を取り囲む一方前記
磁路内の相互磁束に対して短絡ターンの形成を防止する
ようにすき間を有し、前記カバーリングは、前記磁気媒
体の表面上にこれを接触して設けられて前記巻線の少な
くとも１つの存在する位置の少なくとも１つにおいて覆
いをしないようにしている導電性媒体からなり、 前記磁気カプラからの漏洩磁束の漏出を制御するように
前記カバーリングの大きさを選択して前記トランス装置
の漏洩インダクタンスを設定することを特徴とする方
法。 - 【請求項４４】 請求項４３記載の方法であって、前記
導電性媒体は、前記巻線によって囲まれた前記磁路に沿
って、選択された位置に設けられていることを特徴とす
る方法。 - 【請求項４５】 閉じた１以上の磁路を形成する磁気媒
体と、前記磁路に沿って異なる位置において前記磁路を
囲む２以上の巻線とを有するタイプのトランス装置にお
ける漏洩インダクタンスを最小にする方法であって、 前記磁気媒体の表面をこれに接して延在して前記磁路を
取り囲む導電性媒体によって覆ってカバーリングを形成
する一方、 前記導電性媒体にすき間を設け前記磁路内の相互磁束に
対して閉ループの導電路の形成を阻止し、 前記巻線の存在する少なくとも１つの位置を前記カバー
リングによる覆いのない領域とすることを特徴とする方
法。 - 【請求項４６】 閉じた１以上の磁路を形成する磁気媒
体と、前記磁路に沿って異なる位置において前記磁路を
囲む２以上の巻線とを有するタイプのトランス装置を含
むスイッチングパワーコンバータにおけるスイッチング
ロスを最小にする方法であって、 前記磁気媒体の表面をこれに接して延在して前記磁路を
取り囲む導電性媒体によって覆ってカバーリングを形成
する一方、 前記導電性媒体にすき間を設けて前記磁路内の相互磁束
に対して閉ループの導電路の形成を阻止し、 前記巻線の存在する少なくとも１つの位置を前記カバー
リングによる覆いのない領域とすることを特徴とする方
法。
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|---|---|---|---|
| US75951191A | 1991-09-13 | 1991-09-13 | |
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| JP2001384706A Pending JP2002237423A (ja) | 1991-09-13 | 2001-12-18 | 漏洩インダクタンス低減トランス、これを用いた高周波回路及びパワーコンバータ並びにトランスにおける漏洩インダクタンスの低減方法 |
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