JP3285231B2

JP3285231B2 - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JP3285231B2
Application number: JP25526092A
Authority: JP
Inventors: 和雄吉田
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1992-09-25
Filing date: 1992-09-25
Publication date: 2002-05-27
Anticipated expiration: 2017-05-27
Also published as: JPH06111985A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直流電力を交流電力に
変換するインバータ装置を用いた放電灯点灯装置に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】従来のハーフブリッジ構成のインバータ
装置を放電灯点灯装置として用いたものを図１８に示
す。このインバータ装置では、直流電源Ｅの両端にＭＯ
ＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂を直列接
続し、少なくともインダクタＬ₁とコンデンサＣ₂とか
らなる共振回路と、負荷としての放電灯Ｌａとからなる
負荷回路を、直流カット用コンデンサＣ₁を介してスイ
ッチング素子Ｓ₂の両端に接続してある。また、直流カ
ット用コンデンサＣ₁はその容量が通常はコンデンサＣ
₂の容量より相当に大きいため、通常は共振回路には含
まれないが、その容量によっては共振回路に含まれる場
合もある。

【０００３】上記インバータ装置の各スイッチング素子
Ｓ₁，Ｓ₂は、制御回路１の制御の下で図１９（ａ），
（ｂ）に示すように交互にオン，オフされ、直流電源Ｅ
の電圧を交流電圧（この場合には高周波電圧）に変換し
て放電灯Ｌａに供給し、放電灯Ｌａを高周波点灯する。
この動作を以下に詳述する。いま、時刻ｔ₀で、図１９
（ａ）に示すように制御回路１の制御出力Ｖ₁がハイレ
ベル、同図（ｂ）に示すように制御出力Ｖ₂がローレベ
ルになったとすると、スイッチング素子Ｓ₁がオンとな
ると共に、スイッチング素子Ｓ₂がオフとなる。このと
き、直流電源Ｅから、スイッチング素子Ｓ₁、インダク
タＬ₁、直流カット用コンデンサＣ₁、コンデンサＣ₂
及び放電灯Ｌａの経路で、放電灯Ｌａに電流が供給され
る。

【０００４】このとき、直流カット用コンデンサＣ₁が
充電される。また、共振回路にもエネルギが蓄積され
る。なお、インバータ回路の動作周波数を共振回路の共
振周波数よりも高い範囲に設定してある場合について以
下の説明を行う。この場合には、インダクタＬ₁に蓄積
されるエネルギが以下に説明するように回路動作に主に
影響する。

【０００５】そして、時刻ｔ₁になると、図１９（ａ）
に示すように制御回路１の制御出力Ｖ₁がローレベル、
同図（ｂ）に示すように制御出力Ｖ₂がハイレベルにな
り、スイッチング素子Ｓ₁がオフとなると共に、スイッ
チング素子Ｓ₂がオンとなる。但し、上記スイッチング
素子Ｓ₁，Ｓ₂では純然たるスイッチとは異なり、通常
と逆極性の電圧（直流電源Ｅの極性とは逆の極性の電
圧）が印加された場合に、スイッチング素子Ｓ ₂に本来
の電流Ｉ_S2が流れる方向（図１８中の矢印で示す電流方
向）とは逆の方向に電流を流す働きを持つ寄生ダイオー
ドを有する。このため、スイッチング素子Ｓ₂をオンし
たとき、本来の電流方向にはオンとはならず、インダク
タＬ₂に蓄積されたエネルギでスイッチング素子Ｓ₂の
寄生ダイオードを介して電流が流れる。つまり、スイッ
チング素子Ｓ₂は逆方向に導通した状態になる。そし
て、インダクタＬ₁のそれまでと同じ方向に電流を流す
作用により、共振回路に蓄積されたエネルギによって、
インダクタＬ ₁ 、直流カット用コンデンサＣ₁、コンデ
ンサＣ₂及び放電灯Ｌａ、スイッチング素子Ｓ₂の寄生
ダイオードの経路で電流が流れる。即ち、インバータ回
路の動作周波数は共振回路の共振周波数よりも高い範囲
に設定してあるので、負荷回路は上述のような動作を行
う。

【０００６】そして、共振回路の電流がゼロとなった時
点から、スイッチング素子Ｓ₂が本来のオン状態となり
（図１８中の矢印で示す方向に電流Ｉ_S2が流れる状態と
なり）、直流カット用コンデンサＣ₁ と共振回路用コン
デンサＣ ₂ とに蓄積された電荷を電源として、直流カッ
ト用コンデンサＣ₁、インダクタＬ₁、スイッチング素
子Ｓ₂、コンデンサＣ₂及び放電灯Ｌａの経路で、それ
までと逆方向の電流が流れる。

【０００７】その後、時刻ｔ₂で、時刻ｔ₀の場合と同
様に、制御回路１の制御出力Ｖ₁がハイレベル、図１９
（ｂ）に示すように制御出力Ｖ₂がローレベルになるた
め、スイッチング素子Ｓ₁がオンとなると共に、スイッ
チング素子Ｓ₂がオフとなる。しかし、この場合にもス
イッチング素子Ｓ ₁は本来の電流Ｉ_S1が流れる方向（図
１８中の矢印で示す方向）にはオンとはならず、共振回
路に蓄積されたエネルギでスイッチング素子Ｓ ₁の寄生
ダイオードがオンとなる。つまり、スイッチング素子Ｓ
₁は逆方向に導通した状態になる。そして、共振回路に
蓄積されたエネルギによって、スイッチング素子Ｓ ₁の
寄生ダイオード、直流電源Ｅ、コンデンサＣ₂及び放電
灯Ｌａ、直流カット用コンデンサＣ₁の経路で電流が流
れる。

【０００８】そして、共振回路の電流がゼロになった時
点から、スイッチング素子Ｓ₁が本来のオン状態とな
り、直流電源Ｅ、スイッチング素子Ｓ₁、インダクタＬ
₁、直流カット用コンデンサＣ₁、コンデンサＣ₂及び
放電灯Ｌａの経路で電流が流れる。以下、上記一連の動
作を繰り返すことにより、直流電源Ｅを高周波電力に変
換して、放電灯Ｌａに高周波電力が供給される。このと
き、インダクタＬ₁に流れる電流Ｉ_L1は図１９（ｅ）に
示すようになる。

【０００９】なお、上述の説明では、時刻ｔ₀の場合
に、スイッチング素子Ｓ₁が本来の電流方向にオンとな
ると説明したが、それまでスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂
が交互にオン，オフしている定常点灯時には、時刻ｔ₀
においてもスイッチング素子Ｓ₁の寄生ダイオードのオ
ンにより電流が流れ、その後に本来のスイッチング素子
Ｓ ₁の電流Ｉ_S1が流れる方向にオンとなることは言うま
でもない。また、上述の説明では、スイッチング素子Ｓ
₁，Ｓ₂の寄生ダイオードをインダクタＬ₁のエネルギ
を放出するために用いたが、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ
₂に夫々逆並列にダイオードを接続するようにしてもよ
い。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】上記インバータ装置に
おいて負荷に供給される電力（つまりは、インバータ装
置の出力）を可変する場合、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ
₂のスイッチング周波数を変化させる。なお、負荷が上
述のように放電灯Ｌａである場合には、放電灯Ｌａを調
光制御することになる。

【００１１】ここで、上述したようにスイッチング素子
Ｓ₁，Ｓ₂のスイッチング周波数を共振回路の共振周波
数より高い範囲に設定してある場合、スイッチング周波
数を低くすれば、スイッチング周波数が共振回路の共振
周波数に近付き、コンデンサＣ₂の両端に発生する電圧
が高くなり、放電灯Ｌａに供給される電力が大きくな
る。また、逆にスイッチング周波数を高くすれば、スイ
ッチング周波数が共振回路の共振周波数から遠ざかり、
コンデンサＣ₂の両端に発生する電圧が低くなり、放電
灯Ｌａに供給される電力が小さくなる。

【００１２】ところが、上記直流電源Ｅを交流電源を整
流平滑して得る場合において、スイッチング素子Ｓ₁，
Ｓ₂のスイッチング周波数を変化させると、交流電源側
に高周波が漏れる問題がある。そこで、交流電源を整流
するダイオードブリッジの入力端などに高周波成分が交
流電源側に漏れることを防止するフィルタが設けられ
る。しかし、上述のようにインバータ装置の動作周波数
が変化すると、高周波成分を除去する上記フィルタの設
計が複雑になるという問題があった。

【００１３】また、負荷が放電灯Ｌａである場合に、イ
ンバータ装置の動作周波数を変化させると、それに伴っ
て放電灯Ｌａから放出される光の周波数も変化し、赤外
線リモコンなどの他の機器に悪影響を及ぼすという問題
もある。さらに、放電灯ＬａがＨＩＤランプである場
合、出力の周波数変化によって音響的共鳴現象を起こす
恐れが高くなり、放電灯Ｌａの破壊などを起こすという
信頼性に関わる問題を生じる。つまり、インバータ装置
の動作周波数が高くなると、ＨＩＤランプが音響的共鳴
現象を起こす周波数と、動作周波数とが一致する可能性
が高くなるからである。

【００１４】そこで、この点を改善できる従来例とし
て、”Off-Line Application of Fixed-Frequency Clam
ped Mode Series Resonant Converter”,IEEE Tansacti
on onPower Electronics,Vol.6;No.1,January,1991 な
る文献がある。この従来例では、２つのスイッチング素
子の直列回路を直流電源と並列に２組接続すると共に、
夫々の直列回路のスイッチング素子の接続点間に少なく
ともＬＣ共振回路と負荷からなる負荷回路を接続し、夫
々の直列回路のスイッチング素子を同時にオンしないよ
うに交互にオン，オフさせ、一方の直列回路のスイッチ
ング素子のオン，オフのタイミングに対して、他方の直
列回路のスイッチング素子のオン，オフの位相を変化す
るようにしてある。

【００１５】なお、上記従来例の動作説明は本発明の実
施例の項で詳述する。この従来例によれば、動作周波数
を変化させずに、負荷に供給する電力を変化させること
ができる。ところが、上述の従来例を特に放電灯点灯装
置として適用し、低温時に放電灯Ｌａに供給される電力
を小さくしぼった状態で、放電灯Ｌａが立消えを起こし
たり、移動縞によるちらつきを発生したりするという問
題があった。このため、放電灯Ｌａの調光範囲に制限を
生じるという問題があった。

【００１６】本発明は上述の点に鑑みて為されたもので
あり、その目的とするところは、周波数を変化させるこ
となく、放電灯に供給する電力を調整でき、且つ供給電
力を小さく抑えた場合にも放電灯を安定動作させること
ができる放電灯点灯装置を提供することにある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】本発明では、上記目的を
達成するために、直流電源に並列接続され同時オンする
ことなくオンオフ動作する第１のスイッチング素子と第
２のスイッチング素子との第１の直列回路と、直流電源
に並列接続され同時オンすることなくオンオフ動作する
第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子との
第２の直列回路と、第１、第２の直列回路のスイッチン
グ素子の接続点間に接続される少なくともＬＣ直列共振
回路と放電灯からなる負荷回路とを備え、第１のスイッ
チング素子の第１のスイッチング周期に対して第２のス
イッチング素子の第２のスイッチング周期を整数倍とし
て、第１のスイッチング周期と第２のスイッチング周期
とを異ならせ、第１のスイッチング周期と第４のスイッ
チング素子の第４のスイッチング周期とを同一にし、第
２のスイッチング周期と第３のスイッチング素子の第３
のスイッチング周期とを同一にし、第１の直列回路の第
１及び第２のスイッチング素子のオンオフのタイミング
に対して、第２の直列回路のそれぞれ第４及び第３のス
イッチング素子のオンオフのタイミングを可変させてい
る。

【００１８】なお、電源電圧変動による負荷への供給電
力の変動を防止するため、電源電圧変動を検出して、一
方の直列回路のスイッチング素子のオン，オフのタイミ
ングに対して、他方の直列回路のスイッチング素子のオ
ン，オフのタイミングを調整して、負荷に供給される電
力を一定に制御してもよい。また、負荷に一定の電力を
供給できるようにするために、負荷電流を検出して、一
方の直列回路のスイッチング素子のオン，オフのタイミ
ングに対して、他方の直列回路のスイッチング素子のオ
ン，オフのタイミングを調整して、負荷電流を一定に制
御するようにしてもよい。

【００１９】さらに、複数の負荷に電力を供給する場
合、他方の２つのスイッチング素子からなる直列回路を
複数設け、一方の直列回路のスイッチング素子の接続点
と夫々の他の直列回路の接続点との間に、少なくともＬ
Ｃ共振回路と負荷からなる複数の負荷回路を夫々接続す
ることができる。なお、この場合において、他方の直列
回路の夫々のスイッチング素子がすべて同時オンしない
ようにすることもできる。

【００２０】負荷が放電灯である場合に、放電灯を始動
するときには、少なくとも放電灯の不点時にＬＣ共振回
路の共振周波数よりも、スイッチング素子のスイッチン
グ周波数を高く設定し、放電灯の始動時にスイッチング
素子のスイッチング周波数をＬＣ共振回路の共振周波数
に近づけるようにすればよい。また、負荷が放電灯であ
る場合に、放電灯を始動するときには、少なくとも放電
灯の不点時にＬＣ共振回路の共振周波数よりも、スイッ
チング素子のスイッチング周波数を高く設定し、放電灯
の始動時に一方の直列回路のスイッチング素子のオン，
オフのタイミングに対して、他方の直列回路のスイッチ
ング素子のオン，オフのタイミングを１８０度ずれた位
相から同位相まで変化させるようにしてもよい。

【００２１】さらに、少なくとも１つの負荷をさらに設
け、直列回路のスイッチング素子を少なくとも１組さら
に設け、この直列回路のスイッチング素子の接続点と上
記一方の直列回路のスイッチング素子の接続点との間に
上記さらに設けた負荷を接続して、夫々の負荷に交流分
と直流分とからなる電力を別個に供給することも可能で
ある。

【００２２】

【作用】本発明は、上述のように第１の直列回路の第１
及び第２のスイッチング素子のオンオフのタイミングに
対して、第２の直列回路のそれぞれ第４及び第３のスイ
ッチング素子のオンオフのタイミングを可変させて、ス
イッチング周波数を変化させずに、放電灯に供給される
電力を調整することを可能とし、スイッチング周波数が
変化することに伴う種々の問題点を回避する。また、第
１のスイッチング素子の第１のスイッチング周期に対し
て第２のスイッチング素子の第２のスイッチング周期を
整数倍として、第１のスイッチング周期と第２のスイッ
チング周期とを異ならせ、第１のスイッチング周期と第
４のスイッチング素子の第４のスイッチング周期とを同
一にし、第２のスイッチング周期と第３のスイッチング
素子の第３のスイッチング周期とを同一にすることによ
り、ＬＣ直列共振回路への正負の供給電力をアンバラン
スにして、ＬＣ直列共振回路に蓄積されるエネルギを直
流分として負荷に供給可能とし、放電灯が立消えや移動
縞によるちらつきを起こすことを防止することが可能と
なる。

【００２３】

【実施例】

（実施例１）図１に本発明の一実施例を示す。本実施例
のインバータ装置は、交流電源ＡＣをダイオードブリッ
ジＤＢで整流して得られた直流電圧を交流電圧に変換す
るものであり、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂及びスイッ
チング素子Ｓ₃，Ｓ₄をダイオードブリッジＤＢの出力
端間に夫々接続し、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の接続
点と、スイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄の接続点との間に、
インダクタＬ₁とコンデンサＣ₂からなる直列共振回路
と負荷Ｚとからなる負荷回路を接続してある。なお、負
荷ＺはコンデンサＣ₂と並列に接続してある。つまり、
このインバータ装置はスイッチング素子Ｓ₁〜Ｓ₄をブ
リッジ接続したいわゆるフルブリッジ構成となってい
る。

【００２４】この種の通常のフルブリッジ構成のインバ
ータ装置では、一般に対角位置に設けられたスイッチン
グ素子Ｓ₁，Ｓ₄及びスイッチング素子Ｓ₂，Ｓ₃を組
として制御回路１で交互にオン，オフして、負荷回路に
交流電流を供給する。まず、本発明の動作を容易に理解
できるように、上述の一般動作をさらに詳述しておく。
いま、時刻ｔ₀で制御回路１の制御出力Ｖ₁，Ｖ₄がハ
イレベルとなり、制御出力Ｖ₂，Ｖ₃がローレベルとな
る。このとき、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₄が図２
（ａ），（ｄ）に示すようにオンとなり、スイッチング
素子Ｓ₂，Ｓ₃が同図（ｂ），（ｃ）に示すようにオフ
となり、ダイオードブリッジＤＢから、スイッチング素
子Ｓ₁、インダクタＬ₁、コンデンサＣ₂及び負荷Ｚ、
スイッチング素子Ｓ₄ 、ダイオードブリッジＤＢの経路
で、負荷Ｚに電流が流される。つまり、図１の矢印で示
す方向の負荷電流Ｉ_Zが供給される。

【００２５】時刻ｔ₂では、制御回路１の制御出力
Ｖ₁，Ｖ₄がローレベルとなり、制御出力Ｖ₂，Ｖ₃が
ハイレベルとなる。すると、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ
₄が図２（ａ），（ｄ）に示すようにオフとなり、スイ
ッチング素子Ｓ₂，Ｓ₃が同図（ｂ），（ｃ）に示すよ
うにオンとなる。ここで、上記インバータ装置のスイッ
チング周波数をインダクタＬ₁とコンデンサＣ₂からな
る共振回路の共振周波数よりも高く設定した場合には、
従来技術の項で説明したように、共振回路に蓄積された
エネルギによって、インダクタＬ₁、コンデンサＣ₂及
び負荷Ｚ、スイッチング素子Ｓ₃の寄生ダイオード、ダ
イオードブリッジＤＢ、交流電源ＡＣ、スイッチング素
子Ｓ₂の寄生ダイオードの経路で電流が流れる。

【００２６】そして、上記共振回路の電流がゼロになっ
た時点から、スイッチング素子Ｓ₂，Ｓ₃がオンとな
り、ダイオードブリッジＤＢから、スイッチング素子Ｓ
₃，コンデンサＣ₂及び負荷Ｚ、インダクタＬ₁、スイ
ッチング素子Ｓ₂ 、ダイオードブリッジＤＢの経路で、
負荷電流Ｉ_Zがそれまでと逆方向（図１の矢印と逆方
向）で流される。時刻ｔ₄では、時刻ｔ₀の場合と同様
に、制御回路１の制御出力Ｖ₁，Ｖ₄がハイレベルとな
ると共に、制御出力Ｖ₂，Ｖ₃がローレベルとなり、ス
イッチング素子Ｓ₁，Ｓ₄がオンとなると共に、スイッ
チング素子Ｓ₂，Ｓ₃がオフとなる。このときにも、共
振回路に蓄積されたエネルギによって、インダクタ
Ｌ₁、スイッチング素子Ｓ ₁の寄生ダイオード、ダイオ
ードブリッジＤＢ、交流電源ＡＣ、スイッチング素子Ｓ
₄の寄生ダイオード、コンデンサＣ₂及び負荷Ｚの経路
で電流が流れる。

【００２７】そして、共振回路の電流がゼロになった時
点から、ダイオードブリッジＤＢから、スイッチング素
子Ｓ₁、インダクタＬ₁、コンデンサＣ₂及び負荷Ｚ、
スイッチング素子Ｓ₄の経路で、負荷Ｚに電流が流され
る。なお、インバータ装置が定常動作している場合に
は、上記時刻ｔ₀の時点でも、共振回路の蓄積エネルギ
をスイッチング素子Ｓ ₁ ，Ｓ ₄の寄生ダイオードを介し
て放出した後に、スイッチング素子Ｓ ₁ ，Ｓ ₄を介して
正方向の負荷電流Ｉ_Zが供給される。また、スイッチン
グ素子Ｓ₁〜Ｓ₄に夫々逆並列にダイオードを接続し
て、共振回路の電流を流すものもある。

【００２８】ところで、従来技術の項で説明した後者の
従来例としてのインバータ装置の場合、負荷Ｚに供給す
る電力を変化させるとき、図３（ａ），（ｂ）に示す直
列接続されたスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂のオン，オフ
のタイミングと、同図（ｃ），（ｄ）に示すスイッチン
グ素子Ｓ₃，Ｓ₄のオン，オフのタイミングとをずらす
ようにしてある。なお、ダイオードブリッジＤＢの出力
端間に直列接続されたスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂及び
スイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄は交互にオン，オフするよ
うにしてある。

【００２９】さらに、この従来のインバータ装置の動作
を詳述する。なお、以下の説明は上述の場合と同様に、
インバータ装置のスイッチング周波数が共振回路の共振
周波数よりも高く設定してある場合を例として行う。時
刻ｔ₁では、図３（ｃ），（ｄ）に示すようにスイッチ
ング素子Ｓ₃がオン、スイッチング素子Ｓ ₄ がオンし、
これによりダイオードブリッジＤＢから、スイッチング
素子Ｓ₃、コンデンサＣ₂及び負荷Ｚ、インダクタ
Ｌ₁、スイッチング素子Ｓ₂ 、ダイオードブリッジＤＢ
の経路で、負荷電流Ｉ_Zが供給される。

【００３０】時刻ｔ₂では、図３（ｂ）に示すようにス
イッチング素子Ｓ₂がオフとなることにより、上記負荷
への電圧の印加がなくなる。また、スイッチング素子Ｓ
₂のオフと同時に、スイッチング素子Ｓ₁を図３（ａ）
に示すようにオンとするように制御回路１から制御出力
Ｖ₁が印加される。この場合には、共振回路に蓄積され
たエネルギで、インダクタＬ₁、スイッチング素子Ｓ₁
の寄生ダイオード、スイッチング素子Ｓ₃、コンデンサ
Ｃ₂及び負荷Ｚの経路で、それまでと同一方向に負荷電
流Ｉ_Zが流れる。

【００３１】時刻ｔ₃では、図３（ｃ）に示すように、
スイッチング素子Ｓ₃がオフとなる。このときにはスイ
ッチング素子Ｓ₄を図３（ｄ）に示すようにオンとする
ように制御回路１から制御出力Ｖ₄が印加される。この
ため、共振回路にエネルギが残っている場合には、イン
ダクタＬ₁、スイッチング素子Ｓ₁の寄生ダイオード、
ダイオードブリッジＤＢ、交流電源ＡＣ、スイッチング
素子Ｓ₄の寄生ダイオード、コンデンサＣ₂及び負荷Ｚ
の経路で、電流が流れる。

【００３２】そして、共振回路の電流がゼロになった時
点から、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₄が共にオンとな
り、ダイオードブリッジＤＢから、スイッチング素子Ｓ
₁、インダクタＬ₁、コンデンサＣ₂及び負荷Ｚ、スイ
ッチング素子Ｓ₄ 、ダイオードブリッジＤＢの経路で、
それまでとは逆方向の負荷電流Ｉ_Zが流される。但し、
上記時刻ｔ₃の時点に共振回路の電流がゼロとなった場
合には、制御回路１の制御出力Ｖ₄がハイレベルとなる
と同時に、スイッチング素子Ｓ₄がオンとなる。この場
合には、この時刻ｔ₃で既にスイッチング素子Ｓ₁がオ
ンであるので、時刻ｔ₃において、ダイオードブリッジ
ＤＢ、スイッチング素子Ｓ₁、インダクタＬ₁、コンデ
ンサＣ₂及び負荷Ｚ、スイッチング素子Ｓ₄ 、ダイオー
ドブリッジＤＢの経路で、負荷電流Ｉ_Zが流れる。

【００３３】時刻ｔ₄では、スイッチング素子Ｓ₁がオ
フとなり、上記経路での負荷電流Ｉ_Zの供給が停止され
る。このとき、同時にスイッチング素子Ｓ₂に制御回路
１からオンとする制御信号Ｖ₂が印加され、共振回路に
蓄積されたエネルギによって、インダクタＬ₁、コンデ
ンサＣ₂及び負荷Ｚ、スイッチング素子Ｓ₄、スイッチ
ング素子Ｓ₂の寄生ダイオードの経路で電流が流れる。

【００３４】時刻ｔ₅では、スイッチング素子Ｓ₄がオ
フとなると共に、図３（ｃ）に示すようにスイッチング
素子Ｓ₃をオンとする制御回路１のハイレベルの制御出
力Ｖ₃が与えられる。このとき、共振回路にエネルギが
残っている場合には、インダクタＬ₁、コンデンサＣ₂
及び負荷Ｚ、スイッチング素子Ｓ₃の寄生ダイオード、
ダイオードブリッジＤＢ、交流電源ＡＣ、スイッチング
素子Ｓ₂の寄生ダイオードの経路で、電流が流れる。そ
して、共振回路の電流がゼロとなった後、ダイオードブ
リッジＤＢから、スイッチング素子Ｓ₃、コンデンサＣ
₂及び負荷Ｚ、インダクタＬ₁、スイッチング素子
Ｓ₂、ダイオードブリッジＤＢの経路で、負荷電流Ｉ_Z
が流される。

【００３５】この場合にも、時刻ｔ₅で、共振回路の電
流がゼロであると、時刻ｔ₅の時点で、ダイオードブリ
ッジＤＢから、スイッチング素子Ｓ₃、コンデンサＣ₂
及び負荷Ｚ、インダクタＬ₁、スイッチング素子Ｓ₂ 、
ダイオードブリッジＤＢの経路で、負荷電流Ｉ_Zが流れ
る。なお、定常動作時には、上記時刻ｔ₁でも時刻ｔ₅
で説明したと同様の動作状態となる。そして、上記一連
の動作を繰り返すことにより、ダイオードブリッジＤＢ
の出力である直流電圧を交流電圧に変換して、交流電圧
が負荷回路に供給される。このインバータ装置では、対
角位置のスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₄及びスイッチング
素子Ｓ₂，Ｓ₃の同時オン期間が、図２に示すように一
致している場合よりも短くなり、従って負荷Ｚに供給さ
れる電力が低減される。なお、インバータ装置のスイッ
チング周波数を共振回路の共振周波数よりも高い範囲で
最も低く設定しておく。

【００３６】つまり、このインバータ装置では、スイッ
チング素子Ｓ₁，Ｓ₂のオン，オフのタイミングに対し
て、スイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄のオン，オフの位相を
変化させることにより、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₄及
びスイッチング素子Ｓ₂，Ｓ₃が同時にオンする時間を
変化させ、スイッチング素子Ｓ₁〜Ｓ₄のスイッチング
周波数を変化させずに、負荷回路に供給される電力を変
化させることができるのである。このため、交流電源Ａ
Ｃへの高周波出力の漏れを防止するフィルタ（図示せ
ず）の設計が容易となる。また、負荷Ｚが放電灯である
場合に、放電灯の発する光の周波数が変化し、赤外線リ
モコンなどの他の機器に悪影響を及ぼすということがな
い。さらに、放電灯がＨＩＤランプである場合、出力の
周波数変化によって音響的共鳴現象を起こす恐れも少な
くできる。

【００３７】なお、上述の説明はスイッチング素子
Ｓ₁，Ｓ₂のスイッチング位相に対してスイッチング素
子Ｓ₃，Ｓ₄のスイッチング位相を遅らせた場合につい
て説明したが、逆に進ませても、同様に負荷回路に供給
される電力を変化させることができる。しかし、上記イ
ンバータ装置で負荷Ｚが放電灯である場合、低温時に放
電灯への供給電力を小さくしぼった場合に、放電灯が立
消えを起こし、放電灯の調光制御範囲が狭くなるという
問題がある。また、放電灯への供給電力を小さくしぼっ
た場合、移動縞によるちらつきを生じるという問題もあ
る。

【００３８】そこで、本実施例ではこの点を改善するた
めに、図４に示すように、スイッチング素子Ｓ₂，Ｓ₃
のスイッチング周波数（スイッチング周期）をスイッチ
ング素子Ｓ₁，Ｓ₄のスイッチング周波数（スイッチン
グ周期）と異ならせてある。本実施例の場合には、スイ
ッチング素子Ｓ₂，Ｓ₃をスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ ₄
のオフ時点に同期させ、且つ２倍のスイッチング周期で
オンとするようにしてある。

【００３９】さらにこの動作を詳述する。なお、時刻ｔ
₀〜ｔ₃の動作は図２で説明した動作と同じであるの
で、説明は省略する。また、この説明もインバータ装置
のスイッチング周波数が共振回路の共振周波数よりも高
い場合について行う。時刻ｔ₃では、スイッチング素子
Ｓ₂，Ｓ₃がオンとならない。このため、共振回路に蓄
積されたエネルギによって、インダクタＬ ₁ 、コンデン
サＣ ₂ 及び負荷Ｚ、スイッチング素子Ｓ ₃ の寄生ダイオ
ード、ダイオードブリッジＤＢ、交流電源ＡＣ、スイッ
チング素子Ｓ ₂ の寄生ダイオードの経路で電流が流れ
る。

【００４０】時刻ｔ₄では、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ
₄のオンにより、ダイオードブリッジＤＢから、スイッ
チング素子Ｓ₁、インダクタＬ₁、コンデンサＣ₂及び
負荷Ｚ、スイッチング素子Ｓ₄ 、ダイオードブリッジＤ
Ｂの経路で、負荷電流Ｉ_Zが流される。なお、このとき
には、共振回路にエネルギが残っていれば、ダイオード
ブリッジＤＢの出力に加算された形で、負荷電流Ｉ_Zが
流され、インダクタＬ₁に蓄積されるエネルギはさらに
大きくなる。

【００４１】時刻ｔ₅では、スイッチング素子Ｓ₂，Ｓ
₃をオンとする制御信号Ｖ₂，Ｖ₃が与えられた時点
で、共振回路に蓄積されたエネルギによって、インダク
タＬ₁、負荷Ｚ及びコンデンサＣ₂、スイッチング素子
Ｓ₃の寄生ダイオード、ダイオードブリッジＤＢ、交流
電源ＡＣ、スイッチング素子Ｓ₂の寄生ダイオードを介
して電流が流れ、共振回路の電流がゼロになった後はス
イッチング素子Ｓ₂，Ｓ₃のオンにより、ダイオードブ
リッジＤＢから、スイッチング素子Ｓ₃、負荷Ｚ及びコ
ンデンサＣ₂、インダクタＬ₁、スイッチング素子
Ｓ₂ 、ダイオードブリッジＤＢの経路で、負荷電流Ｉ_Z
が供給される。なお、スイッチング素子Ｓ₂，Ｓ₃はオ
ン可能期間内にオンとなるようにしてある。

【００４２】このようにすれば、共振回路に印加される
正負の電圧がアンバランスとなり、インダクタＬ₁に蓄
積されたエネルギが負荷Ｚに直流成分として印加され
る。図５は、上述した図３のように、スイッチング素子
Ｓ₁，Ｓ₂のオン，オフのタイミングとスイッチング素
子Ｓ₃，Ｓ₄のオン，オフのタイミングをずらし、対角
位置のスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₄及びスイッチング素
子Ｓ₂，Ｓ₃の同時オンの期間を短くし、負荷Ｚに供給
される電力を低減した場合を示す。

【００４３】このようにすれば、図３で説明したと同様
に、スイッチング周波数を変化させずに、負荷Ｚに供給
される電力を変化させることができる。しかも、スイッ
チング素子Ｓ₁，Ｓ₄とスイッチング素子Ｓ₂，Ｓ₃と
のスイッチング周波数が異なる（本実施例の場合、スイ
ッチング素子Ｓ₁，Ｓ₄のスイッチング周波数がスイッ
チング素子Ｓ₂，Ｓ₃のスイッチング周波数よりも高
い）ため、共振回路に印加される正負の電圧がアンバラ
ンスとなり、負荷Ｚに直流電圧が印加される。従って、
負荷Ｚが放電灯である場合に、低温時に調光状態を深く
した場合にも放電灯を安定点灯させることができ、調光
可能範囲が狭くなることがない。

【００４４】図６及び図７に上記インバータ装置におけ
る制御回路１の具体回路を示す。この制御回路１は、基
本周波数の矩形波信号を発生する発振回路２と、この発
振回路２の出力に応じてスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂を
駆動する駆動回路３，４と、発振回路２の出力を一定時
間遅延させた信号を作成する遅延回路５と、この遅延回
路５の出力に応じてスイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄を駆動
する駆動回路６，７とで構成してある。

【００４５】発振回路２は、タイマＩＣ２ａと、このタ
イマＩＣ２ａの外付け抵抗Ｒ₁₁、可変抵抗ＶＲ₁₁，ＶＲ
₁₂、ダイオードＤ₁₁，Ｄ₁₂及びコンデンサＣ₁₁で構成さ
れ、図８（ａ）の矩形波信号を発生する。ここで、可変
抵抗ＶＲ₁₁，ＶＲ₁₂の調整により、矩形波信号のハイレ
ベル期間とローレベル期間との比率を可変できるように
なっている。

【００４６】スイッチング素子Ｓ₁を駆動する駆動回路
３は、スイッチング素子Ｓ₂と同時オンしてダイオード
ブリッジＤＢ間を短絡することを防止するデッドオフ期
間を発振回路２の出力Ｖａに設定するデッドオフ回路３
１と、このデッド回路３１の出力をレベルシフトしてス
イッチング素子Ｓ₁に与えるレベルシフト回路３２とで
構成してある。

【００４７】ところで、上述の場合には説明しなかった
が、ダイオードブリッジＤＢに対して直列に接続された
スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂及びスイッチング素子
Ｓ₃，Ｓ ₄が同時にオンすると、電源短絡状態になるた
め、それを防止するためにスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂
あるいはスイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄がオン，オフに切
り換わる時点には、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂あるい
はスイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄が共にオフとなるいわゆ
るデットオフ期間が設けられる。

【００４８】デッドオフ回路３１は、可変抵抗ＶＲ₁₃〜
ＶＲ₁₅、ダイオードＤ₁₃，Ｄ₁₄、コンデンサＣ₁₂及びバ
ッファアンプＢ₁で構成してある。つまり、可変抵抗Ｖ
Ｒ₁₃，ＶＲ₁₄とコンデンサＣ₁₂の時定数で決まる時間
（図８におけるｔ₀−ｔ₁の期間）だけ、発振回路２の
出力Ｖａの立上りを遅らせた図８（ｃ）の信号を作成す
る。

【００４９】レベルシフト回路３２は、トランジスタＱ
₁₁〜Ｑ₁₄からなるカレントミラー回路ＣＭ₃と、バッフ
ァアンプＢ₂と、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧を
定電圧化するツェナダイオードＺＤ₁及びコンデンサＣ
₁₈からなる定電圧回路３３とで構成してある。このレベ
ルシフト回路３２では、カレントミラー回路ＣＭ₃でデ
ッドオフ回路３１の出力を電流に代えて、異なる電位で
動作するバッファアンプＢ₂に信号を伝達し、バッファ
アンプＢ₂の出力を制御信号Ｖ₁としてスイッチング素
子Ｓ₁に与える。

【００５０】スイッチング素子Ｓ₂の駆動回路４は、ス
イッチング素子Ｓ₂と同時オンしてダイオードブリッジ
ＤＢ間を短絡することを防止するデッドオフ期間を発振
回路２の出力Ｖａから設定するデッドオフ回路４１と、
このデッドオフ回路４１の出力からスイッチング素子Ｓ
₁がオフとなる時点に同期して２倍のスイッチング周期
でスイッチング素子Ｓ₂をオンとする制御信号Ｖ₂を作
成する周波数変換回路４２とで構成してある。なお、ス
イッチング素子Ｓ₂の動作基準電位は制御回路１の基準
電位と一致しているので、レベルシフト回路は必要な
い。

【００５１】上記デッドオフ回路４１は、インバータゲ
ートＩ₁、可変抵抗ＶＲ₁₆〜ＶＲ₁₈、ダイオードＤ₁₅，
Ｄ₁₆、コンデンサＣ₁₃及びバッファアンプＢ₃で構成し
てある。このデッドオフ回路４１では、インバータゲー
トＩ₁で発振回路２の出力Ｖａを反転し（その反転出力
Ｖｂを図８（ｂ）に示す）、可変抵抗ＶＲ₁₆，ＶＲ₁₇と
コンデンサＣ₁₃の時定数で決まる時間（図８のｔ₄−ｔ
₅で示す期間）だけ、発振回路２の出力Ｖａの立上りを
遅らせた図８（ｄ）の信号を作成する。周波数変換回路
４２は、デッドオフ回路４１の出力Ｖｎの立上りをクロ
ックとして２分周した出力を生じる分周用ＩＣ（例え
ば、４５１６Ｂ）４２ａと、この分周用ＩＣ４２ａの出
力Ｏ₀とデッドオフ回路４１の出力Ｖｎとのアンドをと
るアンドゲートＡＮＤ₄とで構成してある。分周用ＩＣ
４２ａの出力としては図８（ｒ）に示すものが得られ、
その出力Ｖｏとデッドオフ回路４１の出力Ｖｎとのアン
ドをとると、同図（ｓ）に示すように、スイッチング素
子Ｓ₁がオフとなる時点に同期して２倍のスイッチング
周期でスイッチング素子Ｓ₂をオンとする制御信号Ｖ₂
が作成される。

【００５２】遅延回路５は、発振回路２の出力Ｖａを遅
延する時間を設定する遅延時間設定部５１と、この遅延
時間設定部５１の遅延時間に応じて発振回路２の出力Ｖ
ａを全体的に遅延させた信号を作成する遅延信号作成部
５２とで構成してある。遅延時間設定部５１は、可変抵
抗ＶＲ₁₉，ＶＲ₂₀、ダイオードＤ₁₇、コンデンサＣ₁₄、
インバータゲートＩ₃，Ｉ₄とで構成し、可変抵抗ＶＲ
₁₉とコンデンサＣ₁₄の時定数で決まる時間（例えば、図
８のｔ₀−ｔ₂で示す期間）が、発振回路２の出力Ｖａ
を遅延する時間となる。さらに詳しくは、発振回路２の
出力Ｖａの立上りから図８（ｅ）に示すようにコンデン
サＣ₁₄の充電が開始され、コンデンサＣ₁₄の両端電圧が
インバータゲートＩ₃のスレッショルド電圧に達したと
き、インバータゲートＩ₃の出力Ｖｄは図８（ｆ）のよ
うになる。

【００５３】遅延信号作成部５２は、遅延時間設定部５
１のインバータゲートＩ₃の出力Ｖｄと発振回路２の出
力ＶａとのアンドをとるアンドゲートＡＮＤ₁と、遅延
時間を得るためのコンデンサＣ₁₅と、アンドゲートＡＮ
Ｄ₁の出力ＶｇでコンデンサＣ₁₅を充電するトランジス
タＱ₂₀〜Ｑ₂₄からなるカレントミラー回路ＣＭ₁と、コ
ンデンサＣ₁₅の両端電圧を所定電圧と比較するコンパレ
ータＣＰ₁と、発振回路２の出力Ｖａを反転するインバ
ータゲートＩ₂と、インバータゲートＩ₂の出力Ｖｆと
コンパレータＣＰ₁の出力Ｖｉとのアンドをとるアンド
ゲートＡＮＤ₂と、アンドゲートＡＮＤ₂の出力Ｖｊと
遅延時間設定部５１の出力Ｖｅとのオアをとるオアゲー
トＯＲ₁と、オアゲートＯＲ₁の出力Ｖｋとインバータ
ゲートＩ ₂の出力ＶｆとのアンドをとるアンドゲートＡ
ＮＤ₃と、アンドゲートＡＮＤ₃の出力Ｖｌに応じてコ
ンデンサＣ₁₅の放電を行うトランジスタＱ₂₅，Ｑ₂₆から
なるカレントミラー回路ＣＭ₂とで構成してある。

【００５４】以下、この遅延信号作成部５２の動作を説
明する。アンドゲートＡＮＤ₁で、図８（ｆ）に示す遅
延時間設定部５１のインバータゲートＩ₃の出力Ｖｄ
と、発振回路２の出力Ｖａとのアンドをとると、このア
ンドゲートＡＮＤ₁の出力Ｖｇは、図８（ｉ）に示すよ
うに、遅延時間設定部５１で設定した遅延時間に相当す
る期間ハイレベルとなる。このアンドゲートＡＮＤ₁の
出力Ｖｇがハイレベルである期間、図８（ｊ）に示すよ
うにコンデンサＣ₁₅がカレントミラー回路ＣＭ₁で充電
される。ここで、コンパレータＣＰ₁の基準電圧はほぼ
０Ｖに設定してあるので、その出力Ｖｉは図８（ｋ）に
示すようにハイレベルに保たれる。

【００５５】上述の動作時点では、図８（ｈ）に示すよ
うにインバータゲートＩ₂の出力Ｖｆはローレベルであ
るので、同図（ｌ）に示すようにアンドゲートＡＮＤ₂
の出力Ｖｊはローレベルとなっている。そして、上記コ
ンパレータＣＰ₁の出力ＶｉはコンデンサＣ₁₅が充電さ
れている期間ハイレベルに保たれる。いま、図８（ａ）
に示すように発振回路２の出力Ｖａがローレベルとなる
と、同図（ｈ）に示すようにインバータゲートＩ₂の出
力Ｖｆがハイレベルとなる。このため、同図（ｌ）に示
すようにアンドゲートＡＮＤ₂の出力Ｖｊがハイレベル
となる。これにより、遅延時間設定部５１のインバータ
ゲートＩ₄の出力Ｖｅがローレベルに立ち下がった後
も、オアゲートＯＲ₁の出力Ｖｋは図８（ｍ）に示すよ
うにハイレベルに保たれる。

【００５６】このとき、アンドゲートＡＮＤ₃の出力Ｖ
ｌが図８（ｎ）に示すようにハイレベルになることによ
り、カレントミラー回路ＣＭ₂が動作し、コンデンサＣ
₁₅の放電が開始される。ここで、カレントミラー回路Ｃ
Ｍ₂と上記カレントミラー回路ＣＭ₁はミラー比が１：
１に設定してあるので、図８（ｊ）に示すように、遅延
時間設定部５１で設定した遅延時間と同じ時間後に、コ
ンデンサＣ₁₅が完全に放電される。

【００５７】そして、コンデンサＣ₁₅が完全に放電され
ると、コンパレータＣＰ₁の出力Ｖｉは図８（ｋ）に示
すようにローレベルとなる。これにより、アンドゲート
ＡＮＤ₂の出力Ｖｊが図８（ｌ）に示すようにローレベ
ルとなり、オアゲートＯＲ₁の出力Ｖｋも同図（ｍ）に
示すようにローレベルとなる。そして、そのオアゲート
ＯＲ₁の出力ＶｋによりアンドゲートＡＮＤ₃の出力Ｖ
ｌが図８（ｎ）に示すようにローレベルになり、カレン
トミラー回路ＣＭ₂の動作が停止される。

【００５８】つまり、上記遅延信号作成部５２は、遅延
時間設定部５１で設定された時間と同じだけの時間、オ
アゲートＯＲ₁の出力Ｖｋの立下りを遅らせるために設
けてあり、遅延時間設定部５１の遅延時間に応じて発振
回路２の出力Ｖａを全体的に遅延させた信号を作成して
いる。そして、この信号Ｖｋを基にして駆動回路６，７
がスイッチング素子Ｓ₃，Ｓ ₄を駆動する。スイッチン
グ素子Ｓ₃の駆動回路６は、デッドオフ回路６１、周波
数変換回路６２及びレベルシフト回路６３で構成し、ス
イッチング素子Ｓ₄の駆動回路７は、デッドオフ回路７
１で構成してある。

【００５９】デッドオフ回路６１は、インバータゲート
Ｉ₅、可変抵抗ＶＲ₂₄〜ＶＲ₂₆、ダイオードＤ₂₀，
Ｄ₂₁、コンデンサＣ₁₇及びバッファアンプＢ₅で構成し
てあり、オアゲートＯＲ₁の出力ＶｋをインバータＩ₅
で反転した出力Ｖｍ（図８（ｏ）に示す）の立上りを，
可変抵抗ＶＲ₂₄，ＶＲ₂₆及びコンデンサＣ₁₇の時定数で
決まる時間（図８のｔ₆−ｔ₇で示す期間）遅延させて
デッドオフ期間を設定する。この出力Ｖｐは図８（ｔ）
に示すようになる。

【００６０】周波数変換回路６２は、デッドオフ回路６
１の出力Ｖｐの立上りをクロックとして２分周した出力
を生じる分周用ＩＣ（例えば、４５１６Ｂ）６２ａと、
この分周用ＩＣ６２ａの出力Ｖｑとデッドオフ回路６１
の出力ＶｐとのアンドをとるアンドゲートＡＮＤ₅とで
構成してある。分周用ＩＣ６２ａの出力Ｖｑとしては図
８（ｕ）に示すものが得られ、その出力Ｖｑとデッドオ
フ回路６１の出力Ｖｐとのアンドをとると、同図（ｐ）
に示すように、スイッチング素子Ｓ₄がオフとなる時点
に同期して２倍のスイッチング周期でスイッチング素子
Ｓ₃をオンとする制御信号Ｖ₃が作成される。

【００６１】また、レベルシフト回路６３は、トランジ
スタＱ₁₅〜Ｑ₁₈からなるカレントミラー回路ＣＭ₄と、
バッファアンプＢ₆と、ダイオードブリッジＤＢの出力
電圧を定電圧化するツェナダイオードＺＤ₂及びコンデ
ンサＣ₁₉からなる定電圧回路６４とで構成してある。そ
の動作はレベルシフト回路３２と同じである。デッドオ
フ回路７１は、可変抵抗ＶＲ₂₁〜ＶＲ₂₃、ダイオードＤ
₁₈，Ｄ₁₉、コンデンサＣ₁₆及びバッファアンプＢ₄で構
成してあり、オアゲートＯＲ₁の出力Ｖｋの立上りを可
変抵抗ＶＲ₂₁，ＶＲ₂₂とコンデンサＣ₁₆の時定数で決ま
る時間（図８のｔ₂−ｔ₃で示す期間）遅延させて、デ
ッドオフ期間を設定する。その出力Ｖ₄は図（ｑ）のよ
うになる。

【００６２】このようにすれば、スイッチング素子
Ｓ₁，Ｓ₂及びスイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄のオン，オ
フタイミングの位相差θとしては、図８における時刻ｔ
₁−ｔ₃として与えられる。（実施例２）図９に本発明の他の実施例を示す。本実施
例は基本的には上記実施例の場合と同様にして動作する
もので、本実施例の特徴とするところは、負荷Ｚが放電
灯Ｌａであり、上記実施例の動作を適用して、この放電
灯Ｌａを良好に予熱して始動点灯させる点にある。

【００６３】放電灯Ｌａは不点時には、そのインピーダ
ンスが非常高くなり、共振回路の共振に影響しなくな
り、共振周波数が最も高くなる。そこで、スイッチング
素子Ｓ ₁〜Ｓ₄の中で一番スイッチング周波数の低いも
の（上記実施例の場合にはスイッチング素子Ｓ₂，
Ｓ₃）のスイッチング周波数を、共振回路の共振周波数
よりも僅かに高く設定する。そして、スイッチング素子
Ｓ₁〜Ｓ₄の中で一番スイッチング周波数の高いもの
（上記実施例の場合にはスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₄）
の制御信号を基準として、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂
及ぶスイッチング素子Ｓ ₃，Ｓ₄のスイッチング位相を
１８０度ずれた状態から同位相となるまで変化させる。
このようにすれば、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₄及びス
イッチング素子Ｓ ₂，Ｓ₃の同時オンする期間が短い状
態から長い状態へと変化し、放電灯Ｌａを不点の状態と
してフィラメントを予熱し、その後に放電灯Ｌａに放電
開始電圧を印加して始動点灯させることができる。

【００６４】ところで、上記放電灯Ｌａの予熱後の始動
方法としては、通常のこの種のインバータ装置を用いた
放電灯点灯装置の場合と同様に、インバータ装置のスイ
ッチング周波数を共振回路の共振周波数に近づけること
により、始動点灯させる方法を採用してもよいことは言
うまでもない。但し、定常点灯時にはスイッチング素子
Ｓ₁，Ｓ₄及びスイッチング素子Ｓ₂，Ｓ₃の同時オン
期間を変化させて、調光制御を行うことは言うまでもな
い。

【００６５】（実施例３）図１０に本発明の他の実施例
を示す。本実施例も基本的には上述した実施例１と同じ
もので、本実施例の場合には電源電圧変動に応じて負荷
Ｚに供給される電力が変動することを防止する構成とし
た点に特徴がある。本実施例の場合には、電源変動によ
り負荷Ｚに供給される電力が変動することを防止する電
力変動防止回路８を、ダイオードブリッジＤＢの出力変
動に応じて導通状態が変化するトランジスタＱ₃₀と、こ
のトランジスタＱ₃₀の導通状態に応じて入力電流が変化
するフォトカプラＰＣ₁とで構成してある。

【００６６】つまり、ダイオードブリッジＤＢの出力電
圧が変化すると、制御回路１のダイオードブリッジＤＢ
の出力に接続される端子ａ，ｂ間の電圧が変化し、トラ
ンジスタＱ₃₀の導通状態が変化する。従って、フォトカ
プラＰＣ₁の出力トランジスタに流れる電流が変化して
コンデンサＣ₁₄の充電電流が変化し、遅延時間設定部５
１の遅延時間の設定状態が変化する。

【００６７】いま、電源電圧が高くなると、トランジス
タＱ₃₀でバイパスされる電流が増加し、フォトカプラＰ
Ｃ₁に入力される電流が減少する。このため、フォトカ
プラＰＣ₁の出力電流が減少し、コンデンサＣ₁₄の充電
時間が長くなる。従って、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₄
及びスイッチング素子Ｓ₂，Ｓ₃の同時オンの期間が短
くなり、負荷Ｚに供給される電力が減少する。これによ
り、電源電圧変動に応じて負荷Ｚに流れる電流を抑制で
きる。

【００６８】なお、逆に電源電圧が低くなると、負荷Ｚ
に供給される電力を増加させるように機能する。このよ
うに、電力変動防止回路８はフィードフォワードをかけ
ることにより、負荷Ｚに供給される電力を安定させるこ
とができ、例えば負荷Ｚが放電灯の場合には安定点灯さ
せることができる。（実施例４）上述の実施例では負荷Ｚを１つとしていた
が、図１１に示すように、複数の負荷Ｚ，Ｚ’に同一の
インバータ装置から電力を供給するようにしてもよい。
図１１の場合には、コンデンサＣ₄と負荷Ｚとの直列回
路と、インダクタＬ₂と負荷Ｚ’の直列回路とを、コン
デンサＣ₂の両端に接続してある。このようにすれば、
負荷Ｚには共振による交流分の電流のみを流すことがで
き、負荷Ｚ’には直流分を主に流すことができる。な
お、負荷Ｚ’を放電灯とし、上記インダクタＬ₂を放電
灯のフィラメントの非電源側の両端に接続すると、イン
ダクタＬ₂に発生する直流分でフィラメントに予熱電流
を流し、放電灯を低い調光レベルまで安定点灯させるこ
とが可能となる。

【００６９】（実施例５）図１２に本発明の他の実施例
を示す。本実施例では放電灯Ｌａに流れるランプ電流を
検出して、そのランプ電流に応じて放電灯Ｌａに供給さ
れる電力を自動調節するものである。本実施例では、ス
イッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄の直列回路と並列に、スイッ
チング素子Ｓ₅，Ｓ₆を接続し、インダクタＬ₁と放電
灯Ｌａとの直列回路をスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の接
続点とスイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄の接続点との間に接
続し、インダクタＬ₁と放電灯Ｌａとの接続点とスイッ
チング素子Ｓ₅，Ｓ₆の接続点との間にコンデンサＣ₂
を接続してある。そして、スイッチング素子Ｓ ₄のソー
ス側にはランプ電流を検出する電流検出抵抗Ｒ₀を接続
してある。なお、スイッチング素子Ｓ₅，Ｓ₆はスイッ
チング素子Ｓ₃，Ｓ₄の夫々と同期してオン，オフさ
れ、インバータ装置の動作は上述した実施例と何等変わ
りなく動作する。

【００７０】つまり、上述のように構成してあるのは、
放電灯Ｌａの電流を確実に検出できるように、ランプ電
流の流路と、共振電流の流路とを分離したものである。
そして、検出抵抗Ｒ₀の検出出力に応じて、ランプ電流
が減少すれば、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₄及びスイッ
チング素子Ｓ₂，Ｓ₃の同時オン期間を長くして、ラン
プ電流を増加させ、逆にランプ電流が増加すれば、スイ
ッチング素子Ｓ₁，Ｓ₄及びスイッチング素子Ｓ₂，Ｓ
₃の同時オン期間を短くして、ランプ電流を減少させる
ようにフィードバック制御をかけるようにすればよい。

【００７１】（実施例６）図１３は複数の放電灯Ｌａを点灯するインバータ装置を
用いた放電灯点灯装置を示す。つまり、スイッチング素
子Ｓ₁，Ｓ₂は夫々の放電灯Ｌａの放電灯点灯装置とし
て兼用し、スイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄側に新たにスイ
ッチング素子Ｓ₅，Ｓ₆を並列に接続し、スイッチング
素子Ｓ₁，Ｓ₂の接続点とスイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄
の接続点との間に第１の負荷回路を接続し、スイッチン
グ素子Ｓ₁，Ｓ₂の接続点とスイッチング素子Ｓ₅，Ｓ
₆の接続点との間に第２の負荷回路を接続したものであ
る。そして、スイッチング素子Ｓ₅，Ｓ₆はスイッチン
グ素子Ｓ₃，Ｓ₄の夫々と同期してオン，オフさせてい
る。ここで、本実施例の場合には、図１４に示すように
スイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₅のスイッチング周期を長く
してある。従って、本実施例も実施例１の場合とほぼ同
じように動作する。このような構成とすれば、１組のス
イッチング素子の直列回路を追加することにより、多灯
の放電灯点灯装置を構成することができる。しかも、い
ずれかの放電灯Ｌａが不点状態になっても、他の放電灯
Ｌａの点灯状態に影響を与えないという利点がある。な
お、上述の場合には２灯の場合について説明したが、３
灯以上の場合にも適用できる。

【００７２】（実施例７）実施例６と同様に複数の放電
灯Ｌａを点灯するインバータ装置を用いた放電灯点灯装
置において、図１５に示すように制御回路１でスイッチ
ング素子Ｓ₃〜Ｓ ₆を夫々個別に制御するようにしたも
のである。図１６がその動作状態を示すもので、時刻ｔ
₀〜ｔ₁ではスイッチング素子Ｓ ₁，Ｓ₄をオンとし、
時刻ｔ₁〜ｔ₂ではスイッチング素子Ｓ₂，Ｓ₃をオン
とし、時刻ｔ₂〜ｔ₃ではスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₆
をオンとし、時刻ｔ₃〜ｔ ₄ではいずれのスイッチング
素子Ｓ₁〜Ｓ₆もオンとせず、時刻ｔ₄〜ｔ₅ではスイ
ッチング素子Ｓ₁，Ｓ₄をオンとし、時刻ｔ₅〜ｔ₆で
スイッチング素子Ｓ ₂，Ｓ₅をオンとし、時刻ｔ₆〜ｔ
₇ではスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₆をオンとし、時刻ｔ
₇〜ｔ₈ではいずれのスイッチング素子Ｓ₁〜Ｓ₆もオ
ンしないという一連の動作を繰り返すものである。つま
り、スイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₅及びスイッチング素子
Ｓ₄，Ｓ₆を交互にオンするようにしてある。このよう
にしても、複数の放電灯Ｌａを実施例１の場合と略同様
の動作で点灯制御することができる。

【００７３】図１７は他の動作方法を示すもので、スイ
ッチング素子Ｓ₁をオンとする期間の前半部でスイッチ
ング素子Ｓ₆をオンとし、後半部でスイッチング素子Ｓ
₄を動作させ、スイッチング素子Ｓ₂をオンとする期間
の前半部でスイッチング素子Ｓ₅をオンとし、後半部で
スイッチング素子Ｓ₃をオンするようにしたものであ
る。つまり、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂のスイッチン
グ位相に対して、スイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄のスイッ
チン位相を９０度遅らせると共に、スイッチング素子Ｓ
₅，Ｓ₆のスイッチング位相を９０度進ませたものであ
る。このようにしても実施例１の場合と略同様の動作で
点灯制御することができる。

【００７４】ところで、上述の説明では、スイッチング
素子がＦＥＴである場合について説明したが、バイポー
ラトランジスタやサイリスタにダイオードを逆並列に接
続したものを用いてもよい。また、直流電源は、純粋な
直流電源や、交流電源を整流平滑して作成されるものな
ども含まれることは言うまでもない。

【００７５】

【発明の効果】本発明は上述のように、第１の直列回路
の第１及び第２のスイッチング素子のオンオフのタイミ
ングに対して、第２の直列回路のそれぞれ第４及び第３
のスイッチング素子のオンオフのタイミングを可変させ
ているので、スイッチング周波数を変化させずに、放電
灯に供給される電力を調整することができ、スイッチン
グ周波数が変化することに伴う種々の問題点を回避する
ことができる。また、第１のスイッチング素子の第１の
スイッチング周期に対して第２のスイッチング素子の第
２のスイッチング周期を整数倍として、第１のスイッチ
ング周期と第２のスイッチング周期とを異ならせ、第１
のスイッチング周期と第４のスイッチング素子の第４の
スイッチング周期とを同一にし、第２のスイッチング周
期と第３のスイッチング素子の第３のスイッチング周期
とを同一にするので、ＬＣ直列共振回路への正負の供給
電力をアンバランスにして、ＬＣ直列共振回路に蓄積さ
れるエネルギを直流分として負荷に供給可能とし、放電
灯が立消えや移動縞によるちらつきを起こすことを防止
することが可能となる。

【００７６】また、電源電圧変動を検出して、一方の直
列回路のスイッチング素子のオン，オフのタイミングに
対して、他方の直列回路のスイッチング素子のオン，オ
フのタイミングを調整して、負荷に供給される電力を一
定に制御すると、電源電圧変動による負荷への供給電力
の変動を防止することができる。さらに負荷電流を検出
して、一方の直列回路のスイッチング素子のオン，オフ
のタイミングに対して、他方の直列回路のスイッチング
素子のオン，オフのタイミングを調整して、負荷電流を
一定に制御すると、負荷に一定の電力を供給できる。

【００７７】さらにまた、他方の２つのスイッチング素
子からなる直列回路を複数設け、一方の直列回路のスイ
ッチング素子の接続点と夫々の他の直列回路の接続点と
の間に、少なくともＬＣ共振回路と負荷からなる複数の
負荷回路を夫々接続することにより、複数の負荷を同時
に駆動でき、しかも負荷に応じて他方の２つのスイッチ
ング素子からなる直列回路を追加するだけで済むため、
回路構成が簡単になる。

【００７８】また、負荷が放電灯であり、少なくとも放
電灯の不点時にＬＣ共振回路の共振周波数よりも、スイ
ッチング素子のスイッチング周波数を高く設定し、放電
灯の始動時に一方の直列回路のスイッチング素子のオ
ン，オフのタイミングに対して、他方の直列回路のスイ
ッチング素子のオン，オフのタイミングを１８０度ずれ
た位相から同位相まで変化させて、放電灯を良好に予熱
して始動点灯させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の回路図である。

【図２】フルブリッジ構成のインバータ装置の基本動作
の説明図である。

【図３】スイッチング周波数を変えることなく、負荷へ
の供給電力を可変する方法を示す動作説明図である。

【図４】負荷に直流成分を印加する方法を示す本実施例
の要部としての動作説明図である。

【図５】負荷に直流成分を印加し、且つスイッチング周
波数を変えることなく、負荷への供給電力を変化させる
場合の動作説明図である。

【図６】同上の制御回路の具体構成の一部を示す回路図
である。

【図７】同上の制御回路の具体構成のその他の部分を示
す回路図である。

【図８】同上の制御回路の動作説明図である。

【図９】他の実施例の回路図である。

【図１０】電力変動防止回路を設けた制御回路の具体回
路図である。

【図１１】交流及び直流駆動される複数の負荷を駆動す
る実施例の回路図である。

【図１２】負荷電流を一定制御する機能を備える実施例
の回路図である。

【図１３】複数の負荷を駆動する実施例の回路図であ
る。

【図１４】同上の動作説明図である。

【図１５】複数の負荷を駆動する他の実施例の回路図で
ある。

【図１６】同上の動作説明図である。

【図１７】同上を異なる状態で動作させた場合の動作説
明図である。

【図１８】従来のハーフブリッジ構成のインバータ装置
の回路図である。

【図１９】同上の動作説明図である。

【符号の説明】

ＡＣ交流電源ＤＢダイオードブリッジＳ₁〜Ｓ₄スイッチング素子Ｌ₁インダクタＣ₂コンデンサＺ負荷１制御回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H05B 41/24 H05B 41/392

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源に並列接続され同時オンするこ
となくオンオフ動作する第１のスイッチング素子と第２
のスイッチング素子との第１の直列回路と、直流電源に
並列接続され同時オンすることなくオンオフ動作する第
３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子との第
２の直列回路と、第１、第２の直列回路のスイッチング
素子の接続点間に接続される少なくともＬＣ直列共振回
路と放電灯からなる負荷回路とを備え、第１のスイッチ
ング素子の第１のスイッチング周期に対して第２のスイ
ッチング素子の第２のスイッチング周期を整数倍とし
て、第１のスイッチング周期と第２のスイッチング周期
とを異ならせ、第１のスイッチング周期と第４のスイッ
チング素子の第４のスイッチング周期とを同一にし、第
２のスイッチング周期と第３のスイッチング素子の第３
のスイッチング周期とを同一にし、第１の直列回路の第
１及び第２のスイッチング素子のオンオフのタイミング
に対して、第２の直列回路のそれぞれ第４及び第３のス
イッチング素子のオンオフのタイミングを可変させるよ
うに制御する制御回路を設けることを特徴とする放電灯
点灯装置。
【請求項２】電源電圧変動を検出して、一方の直列回
路のスイッチング素子のオン，オフのタイミングに対し
て、他方の直列回路のスイッチング素子のオン，オフの
タイミングを調整して、負荷に供給される電力を一定に
制御して成ることを特徴とする請求項１記載の放電灯点
灯装置。
【請求項３】負荷電流を検出して、一方の直列回路の
スイッチング素子のオン，オフのタイミングに対して、
他方の直列回路のスイッチング素子のオン，オフのタイ
ミングを調整して、負荷電流を一定に制御して成ること
を特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】他方の２つのスイッチング素子からなる
直列回路を複数設け、一方の直列回路のスイッチング素
子の接続点と夫々の他の直列回路の接続点との間に、少
なくともＬＣ共振回路と負荷からなる複数の負荷回路を
夫々接続して成ることを特徴とする請求項１記載の放電
灯点灯装置。
【請求項５】他方の直列回路の夫々のスイッチング素
子がすべて同時オンしないことを特徴とする請求項４記
載の放電灯点灯装置。
【請求項６】上記負荷が放電灯であり、少なくとも放
電灯の不点時にＬＣ共振回路の共振周波数よりも、スイ
ッチング素子のスイッチング周波数を高く設定し、放電
灯の始動時にスイッチング素子のスイッチング周波数を
ＬＣ共振回路の共振周波数に近づけて成ることを特徴と
する請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項７】上記負荷が放電灯であり、少なくとも放
電灯の不点時にＬＣ共振回路の共振周波数よりも、スイ
ッチング素子のスイッチング周波数を高く設定し、放電
灯の始動時に第１の直列回路の第１及び第２のスイッチ
ング素子のオンオフのタイミングに対して、第２の直列
回路のそれぞれ第４及び第３のスイッチング素子のオン
オフのタイミングを負荷回路の両端間に発生する電圧を
低い状態から高い状態へ可変させるように制御する制御
回路を設けることを特徴とする請求項１記載の放電灯点
灯装置。