JP3184216B2 - 核磁気共鳴（ｎｍｒ）周波数保持回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は、NMR周波数保持回路に関し、特に周波数保
持機構が可変周波数に依存するNMR保持回路に関する。
このため、核の共振周波数は、固定されたオフセット周
波数を保持するように調整される可変周波数励起と比較
される。

（背景技術） 生物学的診断のための核磁気共鳴（NMR）スペクトル
分析法の親展は、当技術において周知である。NMRスペ
クトル分析のための技法が、試験サンプルが均等な磁界
内におかれる間このサンプルを電磁エネルギのパルスに
当てることにより、生体内ならびに生体外にあるサンプ
ルにおける陽子の特徴的濃度および分散の識別に依存す
ることが理解されている。陽子の分析に用いられるこの
ような典型的なパルスは、周波数およびパルス幅が変動
するも、10マイクロ秒当たり50MHzである。サンプルが
磁界の作用下にある間受取られる陽子集団のデータ特性
は、侵入性の試験技法の使用によらずに生体系につての
貴重な情報をもたらす。

１つの形態では、この装置は携帯可能であり、患者の
身体の一部を収受して身体のこの部分を第１の固定され
た即ちバイアス磁界とエネルギ源により生じる第２のパ
ルス磁界に露呈するための手段が設けられている。スペ
クトルを生じるため自由誘導減衰（FID）を一般に呼ば
れる弛緩即ちエネルギ解放率を検出するためにセンサが
設けられる。分析装置は、放出された信号を受取り分析
し、種々のピーク間を弁別し、種々のピークの振幅即ち
高さを比較して、試験材料における構成SSCNWO得るため
基準サンプルに照合することにより分析を正規化するた
めセンサに接続されている。

NMR機器の主な構成要素の１つは、第１の磁界を提供
するための第１の固定即ちバイアス磁石である。携帯可
能な装置においては、このバイアス磁石は、標準的なNM
R装置において使用される磁石よりも物理的にはるかに
小さい。別の構成要素は、第２のパルス磁界をエネルギ
源により試験サンプルに供給し、これから解放されたエ
ネルギ即ちFIDを検出するためのコイルである。パルス
磁界を与え解放エネルギを検出するため１つのコイルあ
るいは複数のコイルを使用することができる。

NMRスペクトル分析法およびイメージ形成を有効に使
用するには、高い分解能を得るため装置を核の共振周波
数に保持することを必要とする。数年間に、持続波（C
W）およびパルス化技法を含む幾つかの方法が開発され
てきた。しかし、これらは全て、核の共振周波数を監視
して共振を維持するため核に加えられる磁界を調整する
ものである。核磁気共鳴周波数は磁界と線形的に関連す
るため、核磁気共鳴周波数における変化は磁界の変化と
等価である。歴史的にみると、スペクトロメータの動作
周波数は、水晶発振器の使用により固定されている。核
の共振周波数は、発振器の固定周波数と比較されて差周
波数を確定し、磁界は設定された差を維持するため差周
波数に従って適当に変更される。このような装置は、磁
界および共振周波数と関連する線形式の明快な解を提供
する。

受信機に周波数を追跡させるため、他の幾つかの関連
周波数が送信機において生成される。一般に、位相検出
器をIF増幅器の後段に追いた従来技術において２重変換
スーパーヘテロダイン回路が用いられている。この点に
おける位相検出器の導入前には、ダイオードの如きエン
ベロープ検出器がこの場所に用いられた。この時の出力
信号はFID信号である。位相検出器は単に第２のミキサ
として働き、このため受信機は２重変換スーパーヘテロ
ダインとして分離される。FIDの周波数は、励起周波数
と核の共振周波数との間の差である。FID信号がゼロで
ある時、この回路は共振に同調され、信号は同期的に検
出されて核の磁気成分の指数的減衰に等しい振幅を生じ
る。この時、生成された信号の振幅はロックとしてほと
んど使用されない。更に、これをロックとして使用する
試みは、直結増幅器のDCドリフトおよびレベル・シフト
により妨げられる。ロック信号を生じるため、音響オフ
セット周波数が送信側に生成され、第２の位相検出器を
用いて磁界における対応する要求された変化を生じるた
め用いられるエラー信号を生じる。

従来技術の回路は複雑であるが、これら回路は電磁
石、超伝導磁石、またおそらくはNMRスペクトル分析分
野における永久磁石で成功裏に用いられて来た。しか
し、超高エネルギ積磁石へのその用途は実際的ではな
い。ネオジニウム（ncodynium）の如き新しい希土類磁
石材料のエネルギ積は、このような大きな等価のアンペ
ア巻数を結果として生じるため磁界を実質的に変化させ
るため別の電磁界で磁界を減衰させることは難しい。更
に、高エネルギ積材料は、更に大きな補正を必要とする
大きい温度係数を呈する。この問題もまた、多数の磁束
経路が用いられる高度に均一な磁界の設計において深刻
となる。主要な磁界を緩和するアンペア巻数の増加は、
補助磁石に対する関係を変化させることになり、その結
果勾配およびスペクトロメータの分解能を変化させるこ
とになる。

これらの問題を克服するために、本発明の望ましい実
施態様は、可変周波数に依存する周波数保持機構を利用
する。これもまた、線形式と関連する磁界および周波数
に対する明快な解決法である。このため、核の共振周波
数は、固定オフセット周波数を維持するため調整される
可変周波数励起と比較される。このオフセット周波数に
より生じる１つの一義的な周波数値はゼロである。この
斬新な回路は、単一変換スーパーヘテロダイン受信機を
用い、従来技術の２重変換スーパーヘテロダインより遥
かに簡単であり、かつ集積回路形態で入手可能である。
これは、受信機におけるIF増幅器の後に位相検出器を使
用する。このシステムの利点は、集積回路の広範囲な使
用および構成要素の低減の外に、ループ・フィルタの結
果として得られるより広い帯域幅および対応するより早
い応答時間である。電圧制御発振器は、ループ・フィル
タの遮断周波数より低い周波数信号を追跡し、この値よ
り高い周波数は追跡し得ない。その結果、保持中、VCO
は核基準信号のスペクトル純度および位相雑音特性をル
ープ・フィルタ遮断周波数である±Ｆ付近と仮定し、こ
のため共振周波数を再生する。この再生周波数は、同じ
磁石の磁界変化も追跡する第２のスペクトロメータを制
御するように、別の位相同期ループにより翻訳できる。
第２のスペクトロメータのFIDが後続のアナログ／ディ
ジタル・コンバータにより要求される如きF_nより低い音
響範囲にあるため、増加したループ帯域幅は有利とな
る。

このため、本発明の目的は、単変換スーパーヘテロダ
イン回路を使用するNMR回路を提供することにある。

また、本発明の目的は、可変周波数に依存する周波数
保持機構を用いるNMR回路の提供にある。

本発明の別の目的は、核の共振周波数が固定オフセッ
ト周波数を維持するように調整される可変周波数励起と
比較されるNMR回路の提供にある。

本発明の更に別の目的は、ネオジニウムの如き超高エ
ネルギ積磁石で使用することができるNMR回路の提供に
ある。

本発明の他の目的は、要求される構成要素数を減少し
て集積回路を広範囲に使用するNMR回路の提供にある。

本発明の目的は、ループ・フィルタのより広い帯域幅
を結果として生じ従来技術において得られるよりも早い
対応する応答時間を有するNMR回路の提供にある。

本発明の他の目的は、保持を維持するように磁界を変
化させ得るように、周波数が充分に低減される信号を取
得するためフィードバック・ループでフィルタされる保
持信号を生成する単変換スーパーヘテロダイン受信機の
提供にある。

本発明の更に他の目的は、電圧制御発振器に周波数が
核の信号周波数の高い周波数特性を持たせることによ
り、電圧制御発振器の位相雑音を低減して共振周波数に
対する保持におけるより大きな精度を与えるのに充分で
ある周波数を取得するため、フィードバック・ループに
おける広帯域フィルタを通される保持信号を生成する単
変換スーパーヘテロダイン受信機の提供にある。

発明の概要 このため、本発明は、サンプルにおける核の共振周波
数に保持するためNMRスペクトル分析法において使用さ
れる装置に関する。この装置は、核に対して固定磁界を
加える装置と、共振周波数を核により発生させるため核
を可変周波数信号で励起するための局部発振器を含む装
置と、核に接続されて可変制御周波数を得るため生成し
た共振周波数信号を局部発振器信号と比較する装置と、
この比較装置に接続されて可変制御周波数を用いて局部
発振器周波数を調整して核の励起周波数を核の共振周波
数における変化により変化させるフィードバック・ルー
プとを含む。

本発明はまた、NMRスペクトル分析法において使用さ
れる装置により、固定磁界を核に加え、核を局部発振器
周波数を含む可変周波数信号で励起して核により共振周
波数を生成させ、生成した共振周波数信号を局部発振器
信号と比較して可変制御周波数を取得し、フィードバッ
ク・ループを比較装置と局部発振器との間に接続して可
変制御周波数を用いて核の共振周波数における変化によ
り局部発振器周波数を調整して核の励起周波数を変化さ
せるステップを含む、サンプルにおける核の共振周波数
に保持する方法に関する。

本発明の上記および他の目的については、図面に関し
て以降の詳細な説明を読めば更に詳細に開示される。

図面の簡単な説明 図１は、パルス状NMRロックを得るための従来技術の
典型的な回路の図、 図２は、可変周波数をもつNMRロックを得るための本
発明の回路図、 図３は、本発明のNMR周波数保持回路のブロック図、 図4Aおよび図4Bは、図３の回路に示される斬新な送信
機の詳細な回路図、 図５は、電圧制御発振器に接続される制御電圧を生成
するためのゲート化位相同期ループ制御回路の詳細な回
路図、 図6Aは、図２に全体的に示された単一チップ受信機の
詳細な回路図、 図6Bは、図6AにおけるRSSI線に対する任意のバッファ
を示す図、 図6Cは、図6Aの位相検出出力に対する任意の中央零位
バッファ回路の回路図、 図７は、送信機および位相同期ループに対するゲート
・パルスを生成するための回路のブロック図、 図８は、位相同期ループ可能化信号、送信機励起パル
スおよびRSSI出力間の関係を示すグラフ、 図９は、VCOが自由状態にある時電圧制御発振器の周
波数ドリフトを示すグラフ、 図10は、VCOが核の陽子に保持された後のVCOの周波数
ドリフトを示すグラフ、 図11は、本発明の回路に対する電源の全体回路図、お
よび 図12は、単変換スーパーヘテロダイン受信機により磁
界調整コイルを駆動する別の実施例として使用すること
ができる回路のブロック図である。

実施例 従来技術においては、NMRスペクトル分析法を有効に
使用するには高い分解能の結果を得るためにサンプルの
核の共振周波数に保持する装置を必要とすることが周知
である。これは、分析すべきサンプルを磁界内に置き、
所与の周波数の短い寿命のRFパルスを用いて核を励起
し、励起された核から受取るNMR生成信号を水晶発振器
周波数と比較し、NMR生成信号の周波数と発振器周波数
との間の設定差周波数を維持するように核に加えられた
磁界を変化させることにより達成される。パルス化手法
を用いてこのような結果をもたらすための典型的な従来
技術の回路が図１に示される。

従来技術のNMR回路10は、送信機12と、NMR受信機14
と、フィードバック・ループ16と、励起回路18とを含
む。サンプル20が、図に示さないが永久磁石などの当技
術で周知のエネルギ源により生成される固定磁界に設置
される。送信機12は、当技術において周知の如く共通発
振器と共に同期される局部発振器22と中間周波数発振器
24とを含む。局部発振器22の周波数は例えば33MHzであ
り、中間周波数発振器24の周波数f_IFは例えば9MHzであ
る。これら２つの周波数は、当技術において周知の如く
試料の分析のため線21、23上で第２のスペクトロメータ
（図示せず）に接続される。これらはまた、ミキサ26で
組合わされ、線28で送受信スイッチ29に、次いで励起回
路18のタンク回路30に接続されてサンプル核の初期の励
起を生じる。サンプル20の核によりを結果として生じる
NMR信号は、タンク回路30により検出されて線32で送受
信スイッチ29を介して受信機14に接続される。受信機14
においては、RF増幅器34がNMR周波数f₀を増幅してこれ
をミキサ36へ与える。ミキサ36はまた、局部発振器22か
ら局部発振器周波数f_loを受取り、線38上でf₀〜f₁₀に等
しい出力を生じる。単に例示として、NMR信号f₀が42MHz
に等しく局部発振信号が33MHzであれば、線38上の出力
は9MHzとなる。このIF周波数は、IF増幅器40および関連
する帯域通過フィルタ42を経て位相検出器44に接続され
る。検出器44は、第２のミキサとして働き、IF発振器24
からの中間周波数をIF増幅器40およびフィルタ42からの
IF周波数と比較する。線46上の位相検出器44の出力は、
当技術において自由誘導減衰（FID）信号として示され
る信号である。このため、自由誘導減衰（FID）信号と
して知られる信号である。このため、その時点では、FI
Dの周波数は単に励起周波数（f₁₀）と核共振周波数
（f₀）間の差に過ぎない。核共振周波数f₀が励起周波数
f₁₀＋f_IFと等しい時、FID周波数は０である。このこと
は、自由誘導減衰が０であることを意味せず、むしろ当
技術において周知のように、回路が共振に同調され信号
が同期的に検出されて、核の磁気成分の指数的減衰に等
しい振幅を生じることを意味する。このため、線46上の
信号は、スペクトロメータにより用いられて試験中のサ
ンプルに関する有効な情報を提供する。

しかし、線46上の信号は、NMR周波数にスペクトロメ
ータを保持するためにはほとんど用いられない。更に、
これをロックとして使用する試みは、回路内に直結され
た増幅器のDCドリフトおよびレベル・シフトにより妨げ
られる。このため、音響オフセット周波数f_aが発振器48
により送信機12に生成され、これもまた当技術において
周知のように、発振器22および24にロックされた周波数
である。これは線50上で第２の位相検出器52に接続され
て、フィードバック・ループ16に接続された線54上にエ
ラー信号を生じ、このループが差周波数を電圧に変換
し、次いで電圧がコイル56に与えられる電流に変換され
て、サンプル20に与えられる磁界を変化させることによ
り、対応する補正を生じる。このため、コイル56におけ
る電流により調整される如きf₀＝42.001MHzでロックが
得られる。ロック状態の位相検出器52の出力は、式
［（f₀−f₁₀）−f_IF］−f_a＝０により表わされる信号と
なる。

当業者は、図１の回路が２重変換スーパーヘテロダイ
ン受信機であることが認識されよう。この２重変換は、
ミキサ36、44において生じる。ミキサ即ち位相検出器44
からの信号出力は低域通過フィルタ58を経て位相検出器
52へ送られてフィードバック・ループに対するエラー電
圧を生じる。

このため、この回路は複雑であり２重変換プロセスを
必要とする許りでなく、この回路を電磁石、超伝導磁石
および永久磁石とのみ使用することもできる。この回路
の超高エネルギ積を持つように形成された磁石への使用
は、実用的でない。ネオジニウムの如き新しい希土類磁
石材料のエネルギ積は、大きな現存する磁界を実質的に
変化させる別の電磁界で磁界を減衰させることは難しい
ような大きな磁界を結果として生じる。更に、この高エ
ネルギ積磁石材料は、更に大きな補正を必要とする大き
な温度係数を呈する。この問題は、例えばシム磁石を用
いて多数の磁束経路が生じる高度に均一な磁界設計にお
いては更に深刻となる。主磁界を緩和するため励起回路
におけるアンペア／巻線を増やすことは、シム磁石に対
する関係を変化させ、その結果勾配およびスペクトロメ
ータ分解能を変化させることになる。

これらの問題を避けるため、図２に示される本発明
は、周波数保持機構がサンプルに加えられる可変磁界で
はなく可変周波数に依存する回路である。この試みは、
当技術において周知のように、ラーモア（Larmor）線形
式と関連するメインフレームおよび周波数に対する明快
な解決法である。このため、図２の回路においては、サ
ンプルの核の共振周波数がオフセット周波数を維持する
ように調整される可変周波数励起に比較され、この周波
数が生じたオフセット周波数f_IFと比較される時、制御
信号を生じる。この制御信号の一義的な値即ち周波数は
ゼロである。再び、斬新な回路10が送信機12、受信機1
4、フィードバック・ループ16および励起回路18を含む
ことが判るであろう。しかし、この場合、受信機14は単
変換スーパーヘテロダインであり、フィードバック・ル
ープ16は制御信号を用いて、試験サンプル20に加えられ
る磁界を変化させる代わりに、送信機12における電圧制
御発振器60の周波数を変化させる制御電圧を生じる。再
び、試験サンプル20が、ネオジニウムの如き希土類材料
から作られた磁石を含む当技術において周知の多くの装
置19の１つにより生成される固定磁界を受ける。線62上
の電圧制御発振器60の出力は、例えば33MHzであり、送
信機12においてミキサ64に接続される周波数f_loであ
り、このミキサで信号f_loが例えば9MHzである中間周波
数発振器66により生成される中間周波数f_IFに加算され
る。再び、線62、68上の信号が、当技術において周知の
ように試料を分析するため第２のスペクトロメータ（図
示せず）に接続される。線70上のミキサ出力は、本例に
おいては42MHzであり、送受信スイッチ71を経て接続さ
れてタンク回路30を付勢し、サンプル20の核をして本例
では約42MHzであるNMR信号f₀を生じさせる。再び、この
信号f₀はタンク回路30によりピックアップされ、線72上
の送受信スイッチ71を経て受信機14のRF増幅器74に接続
される。RF増幅器74の出力は、これも送信機12の発振器
60からVCO信号f_loを受信るミキサ76に接続される。線78
上のミキサ76の出力は（f₀−f_lo）である。NMR周波数が
例えば42MHzであり、発振器60のVCO周波数が33MHzであ
れば、9MHzの信号がIF増幅器80に対する線78上に現れ
る。IF増幅器80は、所定の帯域幅を確立する水晶フィル
タ82と関連させられる。線84上の受信機14の出力は、位
相検出器86に接続される。位相検出器86に対する他の入
力は、線68上の中間周波数発振器66の出力f_IFである。
位相検出器86の線88上の出力は、ロック状態の（f₀−f
_lo）−f_IF＝０である。このため、NMR周波数が42MHzで
あり局部発振器周波数が33MHzであれば、差は9MHzであ
る。9MHz信号が発振器66からの9MHzの中間周波数信号か
ら差引かれる時、この差は０に等しく、システムはロッ
ク状態にある。位相検出器86からの線88上の信号は位相
同期ループ16に接続され、これが線90上の出力制御電圧
を生じ、これが再び送信機12における電圧制御発振器60
に接続されてVCO周波数を調整してロック状態を維持す
る。図２の回路の利点は、集積回路形態で得られる単変
換受信機14と、IF周波数で動作する位相検出器86とを含
むことである。集積回路の広範囲な使用および従来技術
と比較して構成要素が減少することの他に、この回路
は、フィードバック・ループが従来技術における如き音
響周波数ではなくIF周波数を検波する故に結果としてよ
り広い帯域を持ち、従って対応するより早い応答時間を
持つ。VCOは、ループ・フィルタ遮断周波数（f_n）より
低い周波数信号を追跡し、この値より高い周波数は追跡
し得ない。その結果、ロック状態の間、VCOは±f_nより
低い核の基準信号のスペクトル純度および位相雑音特性
を持ち、このため共振周波数を再生させる。この再生さ
れた周波数は、これも同じ磁石の磁界変化を追跡する第
２のスペクトロメータを制御するように他の位相同期ル
ープにより翻訳することができる。第２のスペクトロメ
ータのFIDが後段のA/Dコンバータにより要求される如き
f_nより低い音響範囲にあるため、増加するループ帯域幅
は有利となる。

図３は、10Kガウスのネオジニウム鉄ホウ素の永久磁
石に対するロック状態を示す図２のNMR周波数保持回路
の更に詳細な図である。この磁石の温度係数は−0.1％
／℃であり、この磁石のドリフトは−10G/℃（Ｇ＝ガウ
ス）となる。陽子に対する共振周波数は42MHzである。
このため、温度係数ドリフトは42KHz/℃である。当技術
において周知の温度制御回路を付設することにより、磁
石の内部温度は周囲温度における１時間当たりの１゜の
変化に対して1m℃（ｍ゜＝ミリ度）に保持することがで
きる。その時の周波数の変化は42Hz/m℃である。如何な
る磁石も完全に均一な磁界を生じないため、磁界特性を
改善し既知の形状の補正磁界を生じるシム・コイルを備
えて出荷される。サンプルの試験管およびシム・コイル
の動作電流における変化は、半Hzの線幅が信号の平均化
合を許容するため長期にわたり反復的に分解されねばな
らない温度問題を更に深刻にする。本発明の斬新な保持
回路が図３に示される。全てが面実装された構成要素お
よびストリップ線回路技法を用いて低コストのスペクト
ロメータを作るため、幾つかの独特な要素が設計におい
て組合わされる。この面実装およびストリップ線技法
は、漂遊キャパシタンスの影響を低減し、安定性および
性能を助ける電磁放射を低減する。全ての装置は、顧客
選定品目として容易に入手可能であるため、集積回路を
用いて構成要素数およびコストを低減する。

斬新な送信機12は、受信機の局部発振器注入周波数お
よび受信機の9MHzのIF周波数を生じる。核の共振周波数
における基本周波数は与えられないが、IF周波数および
局部発振器周波数をゲート操作することにより制御周波
数が必要に応じて生成される。これが、送信機が不能状
態にされる時受信機に対する直接的な信号漏れを低減す
ることを助ける。以下において明らかなように、回路の
設計は、ECLディジタル・ロジックの使用に基く。ECL
は、これが50Ωの負荷をゼロDBMレベルで直接駆動する
ことができ、また50Ωの同軸ケーブルに容易にインター
フェースするため使用される。幾つかの50Ω負荷が駆動
されねばならない場合、別のECLゲートを付設すること
は簡単なことである。ディジタル波形が基本周波数を通
すため単純な低Ｑの未同調の低域および高域通過フィル
タが使用される。33MHzのVCO94は、図4Aに示される如き
MC1648発振器を使用する。発振器タンクは、発振器がタ
ンクのＱ値をロードすることを阻止するためタップが設
けられる。ミキサ出力周波数は、送信機の同調回路228
（図4B）のみによりフィルタされる。出力増幅器は図4B
に示される如くクラスＣで動作されて電力消費を低減
し、実際のゲート動作を必要としない。受動的な50Ω減
衰器112が出力を減じるように出力に設けることができ
る。このため図３において、例示としてのみ、送信機12
において、33MHzのVCO94がその出力をNORゲート96に対
する１つの入力として線95上に生じる。IF発振器98が、
9MHzの信号をNORゲート100に対する１つの入力として線
102上に生じる。以下に示されるように、ゲート信号がN
ORゲート96、100に対する他の入力として線104上に加え
られる。２つのNORゲート96、100の出力は、ミキサ104
に接続される。本例では42MHzである結果として得る加
算出力が線106上でRF増幅器108に対して与えられる。線
100上の増幅器108の出力は、タンク回路30に対する線11
6上に励起信号として減衰器112および逆接続ダイオード
114へ送られて、同じ核をしてNMR信号を生じさせる。逆
接続ダイオード114、k/4導体14および逆接続ダイオード
115が、図２における送受信スイッチ71を形成する。送
信機12が出力信号を減衰器112に対して生じる時、逆接
続ダイオード114は低インピーダンスＺとなり、送信機
の出力信号がタンク回路30に接続される。しかし、受信
機14は、入力抵抗R_inが逆接続ダイオード115の抵抗R_oで
除し２乗したk/4導体部111のインピーダンスZ_oに等しい
故に、分離される。送信機が出力パルスを生じる時R_Oが
低いインピーダンスとなるため、R_inが非常に高くなり
送信機12を分離する。送信機12が遮断されると、逆接続
ダイオード114および115は高インピーダンスとなり送信
機12を分離して整合された入力インピーダンスR_in＝Z_O
を受信機14に与える。

送信機12からの信号のパルス化の結果としてタンク回
路30により受取られるNMR信号は、ケーブル111のk/4部
分で28dBの非反転RF前置増幅器120に接続されて信号対
雑音比を改善する。線122上のRF出力は、受信機14にお
けるミキサ124に対する１つの入力として接続される。

この受信機は、図6Aに詳細に示される、幾つかの独特
な特徴を持つSigncticsNE605 FM受信機でよい１つのチ
ップからなる。このモノリシック・チップは、100dBの
利得を持つ連続的な検出ログ・ストリップとして設計さ
れた２段IF増幅器を含む。このストリップはFM用途に設
計されるため、キャリヤにおけるAM雑音を除去するため
IFが信号を除波する。このことは、ゼロ交差情報のみが
要求されるスペクトロメータにおけるエッジ・トリガー
されるディジタル位相検出器（図示せず）をクロックす
るためIF出力が用いられるため、ロックのためには非常
に望ましい。強い信号におけるクリッピング効果は、チ
ップをリミッタとして働かせて、位相検出器前で信号対
雑音比を改善し、また信号雑音が多い時は信号対雑音比
を非常に僅かに犠牲にする。

受信機14のミキサ14に対するVCO入力は線126にある。
線126におけるVCO信号はゼロのDBMレベルにあり、送信
機のECLロジックから増幅を要求しない。線126はまた、
線130における１つの入力としてVCO94からの33MHz信号
を有する送信機12のNORゲート128の出力に接続された同
軸ケーブルである。線132における他の入力はゲート信
号104である。このため、ゲート信号104が線132に存在
する時、NORゲート128は受信機14のミキサ124に対して
線126上の33MHz信号を与える。２個のIF増幅器134、136
は直列接続され、その出力は138で合計されてRSSI（受
取り信号強さ標識）線と呼ばれる線140に信号を生じ
る。線140における信号は、受信機の信号対雑音比の決
定に有効であり、また更に他のロジックにより使用され
て図８に関して示されるように位相検出器の適正な動作
を生じるため核を再び励起する時を決定する。あるいは
また、線140におけるこの信号は、初期のロック状態を
取得するためマイクロプロセッサ（図示せず）と関連し
て使用される。このマイクロプロセッサは、信号が受信
機のIF帯域幅内で検出されるまで高速探索モードを開始
し、次いで緩速モードに入り位相検出器がロック状態を
得ることを可能にする。このマイクロプロセッサはま
た、図３に示されたPLL16における周波数設定制御装置1
90を自動的に調整するためにも使用することができる。

第２のIF増幅器136の出力は、線142においてエミッタ
・フォロワ・ゲート144、およびFM復調器として使用さ
れる位相検出回路146（Gilbcrtセル）に接続される。線
150における9MHzのIF基準信号がこれに与えられると、
検出器146は従来のNMR位相検出器として働き、線148にF
ID信号を生じる。あるいはまた、ロック状態にある時、
この検出器146は最大出力を生じ、また必要に応じてロ
ック標識として使用することができる。位相検出器146
が用いられてFID信号を表示する時、受信機チップ298
（図6A）が6Vのユニポーラ電流により給電されるのみで
あるため中央零位にならない。アナログ位相検出器を構
成するGilbcrtセルは整合されるプッシュプル出力（図6
Aにおける受信チップ298のピン８、９）を持つため、こ
れらの出力は±12V電源から給電される差動演算増幅器
を駆動するため使用することができ、これにより中央零
位FID信号を生じる。このような差動増幅器については
図6Cを参照されたい。図6Aに示されるNE605受信チップ2
98におけるIF増幅器134、136の別の特徴は、その製造に
おいて使用されるプロセスにより呈する低い位相シフト
である。コレクタ・キャパシタンスは非常に低く、増幅
器は広範囲の信号振幅にわたり非常に少量の位相シフト
を呈するに過ぎない。一般に、IF回路の帯域幅は狭く、
従って図３に示したIF増幅器134に接続された状態で示
され、図6Aにおけるブロック199として受信チップ298い
接続された状態で示される単極または双極の水晶フィル
タ156の位相シフトで決定されることになる。この回路
によれば、受信機に対する同軸ケーブル126における電
圧制御発振器の注入信号がサンプルの核磁気共鳴周波数
を追跡して、ロック状態にある時この信号をIF帯域通過
において中心位置に維持する。線148におけるアナログ
位相検出回路146の出力は、以下において述べる如きデ
ータ分析のためディジタル・ロジックあるいはマイクロ
プロセッサにより使用することができる。同軸ケーブル
150における位相検出器146に対する他の入力は、送信機
12におけるIF発振器98からの中間周波数の9MHz信号であ
る。線152における受信機14の出力は、フィードバック
・ループ制御信号であり、ゲート化された位相同期ルー
プ制御システム16に接続されている。線156における信
号は、最初に、第１のNORゲート164に対する１つの入力
である線62における出力を有する増幅器160に対して接
続される。同軸ケーブル166における送信機12のIF発振
器98からの9MHzの基準信号は増幅器168に接続される。
線170における増幅器168の出力は、１つの入力として第
２のNORゲート17に接続される。

位相同期ループ16は、IF周波数である9MHzで動作する
ため要求される。エッジ・トリガーされるディジタル位
相検出器は、雑音に対して更に弱いが、アナログ位相検
出器に勝る性能を提供することができる。最近まで、デ
ィジタル位相検出器は、高い周波数における悪化して過
剰な位相雑音を生じる結果となったロック状態における
デッド・ゾーンを呈した。今日では、これらの問題を同
様な方法で開披する２つのディジタル位相検出器が導入
された。これら検出器の１つは、Philips社の74HC/HCT
4046Aであり、本発明において使用される第２の検出
器はAD9901として知られる。これはECLロジックと対比
し得、電源雑音の除波を改善するためプッシュプル・モ
ードで動作することができる。更に重要なことには、プ
ッシュプル・モードでは、ロック状態にある時出力パル
スの平均レベルが差分積分器において容易に打消され
る。またAD9901デザインでは、２つの過渡状態が反対側
がクロックする前に片側でクロックされる時、位相検出
器をオーバーライドする周波数検出器も含まれる。この
周波数検出器は、偽のロック状態を阻止し、ロック状態
の迅速な取得を許容する。位相ループが核の励起時間中
可能状態／不能状態になる時クロックを避けるために特
別な注意が必要とされる。図５に示される如きこのよう
な別の注意が、MC10131フリップフロップ242およびステ
アリング・ゲート244、246により与えられる。この回路
の目的は、図５に関して説明するように、信号対雑音比
が最も高い時受信機のIF側を可能状態にし、また信号対
雑音比が最も低い時水晶の基準側で不能状態にすること
である。

図３の論議を続けるならば、位相同期ループ16におけ
るミキサ174の出力が位相検出器176（図５におけるAD99
01検出器238およびCMOSスイッチ180）に接続され、これ
がまたディジタル位相検出回路176におけるCMOS双方向
スイッチを動作させるため必要に応じて、早いか遅い周
波数帯域幅（f_n）を選択する線178における入力を有す
る。マイクロプロセッサ（図示せず）は、探索モードへ
進み、高速モードで発振器周波数を掃引して共振周波数
を取得し、次いで遅いモードへ切換わって周波数保持を
維持する。このようなマイクロプロセッサの使用は古
く、周知である。ディジタル位相検出回路176の線180に
おける出力は、「オン」または「オフ」のいずれかであ
るAFCスイッチ182に接続される。線184におけるAFCスイ
ッチの出力は、反転演算増幅器186に対する入力として
接続される。線188における他の入力は、周波数設定ポ
テンショメータ190からである。線192、194における反
転演算増幅器186の出力は、その周波数の調整およびNMR
周波数への保持のため送信機12における電圧制御発振器
94に接続される。

図4Aおよび図4Bは、図３に示された送信モジュール12
の詳細な回路図ある。図4Aにおける電圧制御発振器チッ
プ202は、VCO回路94の心臓部であり、これに対する入力
として接続された線192、194におけるフィードバック・
ループ16からの信号を有する。これらの信号は、演算増
幅器198および接続変成器200を経て発振器チップ202へ
進む。発振器202はMC1648として知られるタイプでよ
く、これは線192、194における入力電圧に従って変化す
る出力周波数を線204に生じる。線204における発振器20
2の出力は、NORゲート96、128の双方に対する１つの入
力として接続される。NORゲート96、128に対するゲート
信号は、図８に示される回路から線104上の入力ゲート
信号から得られる。トランジスタ−トランジスタ・ロジ
ック（TTL）が用いられるならば、ブロック208に示され
る回路が用いられる。回路208からの出力は、NORゲート
206に対する入力として接続される。反転信号および正
常信号が、図示の如く線208、210においてNORゲート206
の出力に現れる。正常な信号は、ゲート信号としてNOR
ゲート128に接続されて、33MHzの発振器信号として図３
における受信機ミキサ124に対する線126に出力信号を生
じる。反転信号は、NORゲート96に対するゲート信号と
して接続され、図4Bに示されるミキサ220に接続される
線97にVCO信号を生じる。

図３の9MHzの発振器98は、図4Aに詳細に示され、線21
2に安定した出力信号を生じる水晶発振器211を含む。線
212における信号は、NORゲート100、165、149に対する
１つの入力として接続される。線150におけるNORゲート
149の出力は、図6Aに示される受信機チップ298に接続さ
れる。NORゲート165の線166における出力は、図５に示
される如く位相同期ループに接続される。NORゲート100
は、線214における他の入力としてNORゲート216からの
ゲート信号を有する。NORゲート216は、入力線104に存
在するゲート信号によりトリガーされる。線101におけ
るNORゲート100の出力は、図4Bに示されるミキサ220に
接続される。VCO回路94におけるNORゲート218は、第２
のスペクトロメータに対する入力の如き試験あるいは必
要とされる他の目的のため使用することができる線196
に出力を生じる。

次に図4Bにおいて、共に図4Aからの線97におけるVCO
信号および線101における9MHz信号は、図4Bにおけるミ
キサ220に接続される。このVCO信号は、インバータ222
を介してミキサ220へ送られる。SCM−１で示される形式
のICチップでよいミキサ220の線223における出力は、第
１のRF増幅器224、減衰器226、帯域通過フィルタ228お
よび第２のRF増幅器230に接続される。第２のRF増幅器2
30の線231における出力は、送信機が遮断される時その
分離を助ける逆接続ダイオード229を介して接続され
る。この信号は、次にゲート動作を必要とせず電力の消
費を低減するクラスＣ増幅器232に接続される。線234に
おける逆接続ダイオード114を介する増幅器232の出力
は、図３におけるタンク回路30をパルス化するためのRF
出力である。ダイオード114は、図３に関して先に述べ
た送受スイッチの一部である。

図５は、共振周波数の保持を得るため使用されるゲー
ト化位相同期制御ループを界磁している。位相検出器の
ICチップ238は、200MHzまでのTTLまたはECL動作のため
使用することができるAnalog Device社のAD9901であ
る。しかし、この場合は、9MHzで動作することが要求さ
れる。これはエッジ・トリガーされるディジタル位相検
出器である。このような検出器は雑音に対して更に弱い
が、アナログ位相検出器に勝る優れた性能を提供するこ
とができる。図示の如く、ECLロジックと互換可能な設
計においては、電源および雑音除波を改善するためプッ
シュプル・モードで動作可能であるため、AD9901位相検
出器238が用いられる。更に重要なことは、プッシュプ
ル・モードでは、ロック状態にある時出力パルスの平均
レベルが差分積分器において容易に打消すことができる
ことである。ディジタル位相検出器238の設計には、反
対側がクロックする前に２つの過渡状態が片側でクロッ
クされる時位相検出器をオーバーライドする周波数検出
器240が含まれる。周波数検出器240は、偽のロック状態
を阻止し、ロック状態の迅速な取得を許容する。しか
し、核が励起される間位相ループが可能状態あるいは不
能状態になる時そのクロックを避けるため特別な注意が
必要とされる。このような注意は、ICチップMC10131フ
リップフロップ242およびステアリング・ゲート244、24
6を含むブロック図の検出器240により提供される。回路
240の動作は、信号対雑音比が最も高い時線152における
受信機IF入力（図6Aから）を可能状態にし、また信号対
雑音比が最も低い時線166における水晶基準入力を不能
状態にする。このため、図５においては、線166におけ
る9MHzの水晶基準信号が直列に接続された集積回路チッ
プ250、252、254をNORゲート256に対する１つの入力と
して進む。同様に、線162における信号は受信機IF信号
であり、直列に接続された集積回路チップ258、260、26
2を介してNORゲート264に１つの入力として接続され
る。このため、信号対雑音比が最も高い時、線268にお
ける集積回路チップ262の出力は、回路240におけるNOR
ゲート244に対する１つの入力として接続される。フリ
ップフロップ242はまた、ステアリング・ゲート244、24
6に接続される出力を有する。ステアリング・ゲート244
は、フリップフロップ242のピン11に対する線270に出力
を生じる。図８からの線248における不能化／不能化信
号もまたフリップフロップ242に対する入力として接続
され、これにより線272にNORゲート256、264を可能状態
にする出力を生じさせる。信号対雑音比が最も低い時、
集積回路254は、NORゲート即ちステアリング・ゲート24
6に接続された線266に出力信号を生じ、このゲートは線
274にフリップフロップ242に対する出力を生じて可能化
パルスが線248に存在する時これを不能状態にする。こ
のため、フリップフロップ242からの線272には出力がな
く、NORゲート256、264は不能状態にされる。

NORゲート256、264の出力は、AS9901として知られる
形式である位相検出器集積回路チップに接続される。線
276、278における位相検出器238の出力は、4066と呼ば
れる形式のICチップでよいCMOSカッド両方向性スイッチ
280に接続される。このカッド両方向性スイッチ280は、
図８からの線248上の信号によりゲート・オンおよびオ
フされて、先に述べたように、マイクロプロセッサ（図
示せず）からの線282における高速／低速信号を用いる
ことにより高速あるいは低速の応答を悦用に並列抵抗を
付加あるいは削除する。線284、286における両方向性ス
イッチ280の出力は、その出力がAFCスイッチ290に接続
される反転演算増幅器288に接続される。このAFCスイッ
チの出力は、１つの入力として第２の反転演算増幅器29
2に接続される。ポテンショメータ294もまた、AFCスイ
ッチ290の出力と同じ入力端子に接続されて周波数の粗
設定装置を提供し、また先に述べたように、マイクロプ
ロセッサにより自動的に制御することができる。第２の
反転演算増幅器292の線295における出力は、線192、194
におけるAFC出力制御電圧として貫通コンデンサ296を経
て、図4Aに関して先に述べたように、図３における12の
電圧制御発振器94へ進む。

図6Aは、図３に全体的に示された単一チップ受信回路
14の詳細図である。この受信回路14は、主として単一の
集積回路チップ298からなっている。チップ298は、幾つ
かの独特な特徴を持つSignctics NE605 FM受信機でよ
い。モノリシック・チップ298は、100dBの利得を持つ連
続的な検出ログ・ストリップとして設計された２段のIF
増幅器を含む。このストリップはFM用に設計されている
ため、IFが信号をクリップしてキャリヤにおけるAM雑音
を排除する。このことは、線152におけるIF出力を用い
て図５に示した位相同期ループにおけるエッジ・トリガ
ーされるディジッタル位相検出器238をクロックするた
め、ロックのための望ましい特徴である。ゼロ交差情報
のみが要求される。先に述べたように、これが有効にチ
ップを強い信号におけるリミッタ回路にさせて、信号が
雑音を含む時、位相同期ループにおける位相検出器238
前に信号対雑音比を改善する。単一チップ受信機298に
おける連続的検出もまた、90dBのダイナミック・レンジ
にわたる線110における入力信号のログ圧縮強さに比例
する線300における受信機298のピン７から信号を出力す
る。線300におけるこの信号は、RSSI出力信号であり、
この信号の信号対雑音比を決定するため有効であり、ま
た更に別のロジックにおいて、図５に示した位相同期ル
ープにおける位相検出器238の適正なゲート動作を生じ
るため核を再び励起する時を決定するため有効である。
線300における信号は図８に示され、これにおいてはこ
れが位相同期ループの可能化信号および送信機のゲート
信号に対するパルス・シーケンス・ロジックを決定する
ため用いられる。更に、この信号は、先に述べたよう
に、初期のロック状態を取得するためマイクロプロセッ
サ（図示せず）と関連して使用することができる。マイ
クロプロセッサは、受信機のIF帯域幅内で信号が検出さ
れるまで探索モードを開始し、次いでロック状態を提供
するため図５における位相検出器238を可能状態にする
ことができる。

線126における受信機の局部発振器の注入信号はゼロ
のDBMレベルにあり、送信機のECLロジックからの増幅を
要求しない。単一チップ受信機298の一体部分であるた
め図6Aには示されないミキサの前には、信号対雑音比を
改善するため図３に示される＋28dBの非反転RF前置増幅
器120がある。前置増幅器120は、受信機チップ298に内
蔵することもできる。受信機チップ298のピン11は、エ
ミッタ・フォロワ302を通る線301に接続され、線152に
おける出力を図３および図５に示される位相同期ループ
16に与える。このように、所定の帯域幅が確立される。
線110におけるRF入力における逆接続ダイオード115は、
先に述べたように、図２における送受スイッチ71の一部
を形成する。

単一チップ受信機298はまた、FM復調器として使用さ
れるオンボードのアナログ位相検出器をも含む。線150
における9MHzの基準信号がピン10に加えられる時、検出
器は従来のNMR位相検出器として機能して、線304におけ
る受信機298のピン９にFID信号を生じる。あるいはま
た、ロック状態になると、この検出器出力は最大出力信
号を生じて、必要に応じて、ロック標識として使用する
ことができる。

単一チップ受信機298におけるアナログ位相検出器が
単一チップ受信機298のピン８、９にFID信号を表示する
ため使用される時、このチップがユニポーラ６ボルト電
源によってのみ給電されるため中央零位にならない。位
相検出器がピン８、９において整合されるプッシュプル
出力を持つため、これら出力は、図6Cに示される如く、
図12に示される±12ボルト電源により給電される差動演
算増幅器を駆動するため使用することができ、これによ
りゼロを中心とするFID信号を生じる。このため、図6C
における線305は、受信機チップ298のピン８に接続さ
れ、線304はピン９に接続される。この出力は線148に存
在する。

NE605単一チップ受信機298におけるIF増幅器の別の特
徴は、これが表わす低い位相シフトである。コレクタの
キャパシタンスは非常に低く、増幅器は広い範囲の信号
振幅にわたる僅かに数度の位相シフトを呈する。一般
に、IF増幅器の帯域幅は狭く、従って図３に示される水
晶フィルタ156の位相シフトで示される。この設計にお
いては、図３および図6Aにおける線126の受信機の局部
発振器の注入信号は、ロック状態の時信号をIF帯域通過
を中心に維持するように核の共振周波数を追跡する。

図6Bは、RSSI線300を緩衝するため使用することがで
きる任意のバッファ回路を示している。演算増幅器303
は、受信機チップ298のピン７からの入力を線300に持
ち、図３に示されるように、線140に出力を生じる。

タンク回路299は、より狭い帯域幅で動作するように
図３の水晶フィルタ156で置換することができる。

図３に示された水晶フィルタ156は、当技術において
周知の構造を有し、これは本文では詳細には論述しな
い。ここでは、図6Aに示されるように、水晶フィルタ15
6を出力側に追加することにより、受信機の帯域幅が1MH
zから15KHzへ減少すると言えば充分であろう。単一チッ
プ受信機298は、図３に示される非反転RF前置増幅器120
を含むように変更され、またRSSI線300を緩衝するため
図6Bに示されるバッファ回路を含むこともできる。更
に、先に述べたように、図6Cに示される回路は、位相検
出された出力をゼロ・シフトするため線304における位
相検出器出力と共に使用される。線152における9MHzのI
F出力もまた、相補エミッタ・フォロワあるいはバッフ
ァとして働くFETと共に使用されて50Ωの同軸線を駆動
する。

図７は、線312における出力が４ビットの加減算２進
カウンタ・チップ314に接続された加減算10進カウンタ
／除算器チップ310に対する図4Aからの線150における9M
Hzの水晶基準信号入力を有するゲート信号生成回路を示
している。線316におけるこの４ビット出力は、４−16
線のデコーダ／デマルチプレクサ・チップ318に接続さ
れる。除算回路310は74HC190チップでよく、４ビットの
加減算２進カウンタ314は74HC191チップでよく、４−16
線デコーダ／デマルチプレクサ318は74HC154チップでよ
い。NORゲート320および322は、デコーダ318から出力を
受取り、線104に送信機ゲート・パルスを与える。NORゲ
ート324、326はまた、デマルチプレクサ318から出力を
受取り、位相同期ループ可能化パルスを線248に与え
る。シュミット・トリガー328は、演算増幅器330を通っ
て接続される線300においてRSSI信号を受取る。ポテン
ショメータ332は、演算増幅器330の信号対雑音比出力を
調整することを許容する。線334における増幅器330の出
力は、Schmidtトリガー328に対する入力として接続され
る。このため、線104における送信機ゲート信号のタイ
ミングは、線300におけるRSSI信号の信号強さにより決
定される。このことは、RSSI信号、位相同期ループ可能
化信号および送信機ゲート信号の関係を示す図８に関し
て更によく示すことができる。RSSI信号が予め定めたレ
ベル、例えば図８に示される如き２ボルトより高い時、
位相同期ループ可能化パルスが図７における回路により
線248に生成される。RSSI信号が２ボルトのレベルより
減衰すると、図７の回路は送信機ゲート・パルスを線10
4に存在させて核を再び励起する。次のRSSI信号が予め
定めたレベルより高いと検出される時は、線248におけ
る位相同期ループ・ゲート信号が再び図示の如く生成さ
れる。

VCO16の利得は、１ボルト当たりの角度周波数におけ
る変化として与えられる。実験的には、これは下式によ
り示される如き積分器出力電圧の単位変化当たりのVCO
の周波数変化として測定することができる。即ち、 （１）K₀＝DX/Dv＝2P（32.801−32.795MHz）/11v・1/20
0、あるいは （２）K₀＝3.4×10³rad/v 但し、DXはVCOの角度周波数変化に等しく、Dvは積分器
出力の電圧変化に等しい。K₀は、積分器の範囲を制限す
るように組み込まれた200:1の減衰器で測定された。80:
1の比を持つ減衰器を用いることにより、＋15KHzの範囲
にわたるトラッキングが可能であり、最終値はK₀＝8.5
×10³rad/v VCOドリフトはアンロック状態にある時測定され、図
９に示される。VCOの初期のターンオンからの温度の上
昇を仮定して、温度係数は負となり、補償されず熱的に
も制御されなかったタンク成分によるものである。誘導
子200（図4A）が種別６の砂鉄トロイドに巻付けられ
た。その温度係数はリストに示さないが、＋100ppm/℃
程度である。固定されたパディング・コンデンサ201はN
PO/COGタイプのものであり、０±30ppm/℃でリストされ
る。電圧可変コンデンサ199は典型的に±280ppm/℃を定
格とする。温度係数は全て正であり、その結果発振器に
対する負の温度係数を得る。発振器のパディング・コン
デンサ201は、磁石が温度的に安定する限りドリフトを
低減する負の温度係数を持つように変更することができ
る。また、温度制御なしに磁石のドリフトを一致させる
ため、砂鉄コア200の負の温度係数をフェライト材の温
度係数まで増加することも可能である。この一致が近い
とき、PLLのトラッキング範囲は大きくなく、磁石の熱
的時定数に容易に追従し得る。タンク成分は機械的に堅
固であり安定していなければならない。トロイドは陶製
であり、遮蔽された陶心もまた適当である。面実装バリ
キャップ・コンデンサが望ましい。タンクの周囲に配置
される金属シールドおよびカバーは、漂遊キャパシタン
スを変化させないだけ重くなければならない。

位相同期ループ追跡範囲は、シム・コイルを用いて均
一な磁界を生じる時磁石の温度変化を追跡するためには
±15KHzである。最初は、ドリフトは5Hz/秒で開始す
る。VCOが陽子にロックされる時のドリフトのプロット
が図11に示される。このプロットは５−1/2時間にわた
る。このグラフは、シム・コイルが励起される時生じる
別の熱により生じる電圧制御発振器の初期ドリフトを勘
案している。位相同期ループの広い帯域幅は、シム・コ
イルが励起される時VCOが磁石の磁界の過渡状態を追跡
することを可能にする。

NMR保持回路に対する典型的な電源が図12に示され
る。これは、電圧調整器を用いて典型的な方法で±12ボ
ルトならびに＋５ボルトを生じる。

図12は、本発明の別の実施例を示す回路ブロック図で
ある。先に述べたように、従来技術の短所の１つは周波
数のロックを維持するため（希土類材料で形成された以
外の磁石により生じる）磁界を変化させるため２重変換
スーパーヘテロダイン受信機を使用することである。本
発明は、信号変換受信機をこのように使用することを可
能にする。図12において、送信機12、送受信スイッチ7
1、受信機14および位相検出器86は、VCO60が固定周波数
で動作することを除いて、図２の類似の構成要素と同じ
ものである。フィードバック・ループ16および励起回路
18は、図１における類似の構成要素と同じものである。
図２における位相検出器86の出力が図１の励起回路18を
励起することができない理由は、周波数が高すぎること
である。コイルのインダクタンスにおける変化Ｌ di/d
tは、周波数の関数として値di/dtにより影響を受ける。
周波数が増加するに伴い、励起コイルが入力信号に応答
することを困難にする。その結果、従来技術はこの問題
を補償してフィードバック・コイル56を駆動するため低
い周波数を提供するため1KHzのオフセット周波数を用い
る。

本発明においては、図12に示されるように、フィルタ
340がフィードバック回路16におけるフィルタ341と並列
に置かれる。これらのフィルタは、位相検出器86からの
周波数を励起回路18におけるフィードバック・コイル56
の駆動のため使用することができる値へ減少する広帯域
フィルタである。励起フィードバック・コイル56に対す
るＬ di/dtの影響の故に、増加する駆動電圧が要求さ
れる。このため、図12に、図２の簡単かつ更に経済的な
単一変換スーパーヘテロダイン受信機をも地居で励起フ
ィードバック・コイル56を駆動するための改善された回
路が開示される。

先に述べた如き図12の回路は固定周波数で動作する電
磁石で使用することができるが、フィルタ340、341によ
り生じる増加した帯域幅が依然として先に述べた如き大
きな駆動電圧に対する要件を有する。フィルタ340の出
力からの結合器342を送信機12におけるVCO60に付設する
ことにより、負帰還ループがより高い周波数で確立さ
れ、これがVCO60の位相雑音を低減してロッキングにお
けるより高い精度を与え、またVCO60の固定周波数をし
て核の周波数の高周波特性をもたらす。このため、負帰
還ループ342を持つ図12における如き回路は、NMI（核磁
気像形成）装置において使用される時有利となる。

従来技術の回路よりはるかに簡単であり、電磁石、超
伝導磁石および永久磁石のみならずネオジニウムの如き
超高エネルギ材料から作られた磁石でも使用することが
できる新規な核磁気共鳴保持回路が開示された。この回
路は、サンプルに与えられる磁界強さを変化させる代わ
りに、変更可能な周波数に応答する周波数保持機構で設
計される。核の共振周波数が、ゼロの一義的値を持つ制
御電圧を生じるため使用される固定されたオフセット周
波数を維持するように調整される電圧制御発振器からの
可変周波数励起と比較される。

以上の記述は、本文に示し述べた本発明の実施例のみ
を説明している。他の実施例も同様に可能である。従っ
て、使用された語句は、本発明を限定するのではなく事
例として記述するためのものである。上記のものとは異
なるが本文に開示された本発明の範囲から逸脱しない相
違点が認識されることが予期される。特に、本文に述べ
た特定の構造的要素を相等の機能を持つ他の公知の要素
で置換することもできよう。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G01N 24/00 - 24/14 G01R 33/20 - 33/64

Claims (12)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】試験サンプルの核の共振周波数にロックす
   るため核磁気共鳴スペクトル分析法において使用される
   装置（10）において、 固定磁界を前記核（20）に与える手段（19）と、 可変周波数信号で前記核を励起し固定磁界の存在のもと
   に前記核により共振周波数を生じさせる局部発振器（6
   0）を含む手段（12）とを備え、該共振周波数は発振器
   の周波数からオフセットされており、 前記発生されたオフセット共振周波数信号を局部発振器
   信号に組み合わせて可変制御信号を得る手段（14）と、 前記組み合わせ手段（14）および前記局部発振器（60）
   に結合され前記可変制御信号を利用して前記局部発振器
   の周波数を調整することにより前記ロックを得て、前記
   核励起周波数は可変制御信号中の変化とともに変わるよ
   うなオフセット周波数を維持する、フィードバック・ル
   ープ（16）と、 を特徴とする装置。
2. 【請求項２】前記核に固定磁界を供給する前記手段（1
   9）は、永久磁石であり、 前記核を励起する前記手段は、送信機（12）そして該送
   信機に結合されたRFコイル（30）を含み、前記可変励起
   周波数信号を前記核（20）に供給して前記核を共振しそ
   して共振周波数信号、固定磁界の存在中の前記核により
   発生されるべき、局部周波数からのオフセットを生じ
   る、 前記組み合わせ手段はRFコイル（30）に結合され、発生
   された共振周波数を前記発信機の局部発信機周波数と組
   み合わせて自由誘導減衰差周波数を取得し、 前記フィードバック・ループ（16）は前記組み合わせ手
   段と前記局部発信機（60）に結合され、前記差周波数を
   使用して前記局部発信機周波数を調整することにより前
   記ロックを得て前記発信機が可変励起周波数を発生させ
   るオフセット周波数を維持する、 請求項１に記載の装置。
3. 【請求項３】前記発信機（12）は、 オフセット周波数を発生する手段（66）と、 前記オフセット周波数と前記局部発信機周波数を組み合
   わせて前記核を励起する前記可変周波数を発生する手段
   （64）と、 をさらに含む、請求項２に記載の装置。
4. 【請求項４】前記送信機手段（14）は、 前記核共振周波数信号を供給する手段（74）と、 前記局部発信機周波数信号から前記増幅された核共振周
   波数信号を差引いて前記自由誘導減衰差周波数を得る手
   段（76）と、 を含む、請求項３に記載の装置。
5. 【請求項５】前記自由誘導減衰差周波数と、前記オフセ
   ット周波数を発生する前記手段とに結合されて制御周波
   数を生じる手段（86）と、 前記フィードバック・ループ（16）において、前記制御
   周波数を用いて前記局部発振器周波数を調整して前記制
   御周波数をゼロに維持する手段と、 を更に含む請求項４に記載の装置。
6. 【請求項６】前記局部発振器（60）は電圧発振器であ
   り、前記永久磁石（19）はニオジウムを含む種類の希土
   類材料で形成された超高エネルギ積磁石であり、そして
   受信機手段（14）は単変換スーパーヘテロダイン受信機
   であり、さらに前記制御周波数を前記電圧制御発振器の
   周波数を調整するための可変DC電圧に変換する、請求項
   ５に記載の装置。
7. 【請求項７】核磁気共鳴スペクトル分析法における核の
   共振周波数に保持するための方法において、 固定磁界を前記核に与え、 局部発振器からの可変周波数信号により前記核を励起し
   固定磁界の存在で前記核により共振周波数を発生させ、
   該共振周波数は局部発振器周波数からオフセットであ
   り、 前記核の発生されたオフセット共振周波数信号を局部発
   振器信号と組み合わせて可変制御周波数を取得し、 前記可変制御信号を利用して局部発振器周波数を調整し
   てオフセット周波数を維持しそして前記核励起周波数を
   核の共振周波数における変化により前記核励起周波数を
   変える、 各ステップを含む方法。
8. 【請求項８】RFコイルは、固定磁界の存在のもとで前記
   核に前記可変励起周波数信号を供給して前記核を共振さ
   せそして共振周波数信号に前記核により発生されるべき
   局部発振器周波数からオフセットを生じ、 受信機はRFコイルに結合され、発生されたオフセット共
   振周波数を局部発振器周波数に組み合わせて自由誘導減
   衰差周波数を取得し、 フィードバック・ループは前記受信機組み合わせ手段と
   前記局部発振器とに結合され前記差周波数を使用して局
   部発振器周波数を調整し、局部発振器は可変励起周波数
   信号を発生するようにオフセット周波数を維持する、 請求項７に記載の方法。
9. 【請求項９】送信機によりオフセット周波数を発生さ
   せ、 前記発生されたオフセット周波数と前記局部発振器周波
   数を組み合わせそして前記核を励起する前記可変周波数
   を発生する、各ステップをさらに含む、請求項８に記載
   の方法。
10. 【請求項１０】前記核共振周波数信号を供給し、 前記局部発振器周波数信号から前記増幅された核共振周
    波数信号を差分して前記自由誘導減衰差周波数を得る、
    各ステップをさらに含む、 請求項９に記載の方法。
11. 【請求項１１】前記自由誘導減衰差周波数と前記発生さ
    れたオフセット周波数により制御周波数を生じ、 フィードバック・ループにおいて前記制御周波数を使用
    し、前記局部発振器周波数を調整して前記制御周波数を
    ゼロに維持する、 各ステップをさらに含む、請求項10に記載の方法。
12. 【請求項１２】前記局部発振器として電圧制御発振器を
    使用し、 前記制御周波数を前記電圧制御発振器の周波数を調整す
    る可変DC電圧へ変換し、 ニオジウムを含む種類の希土類材料を使用して形成され
    た超高エネルギ積磁石により前記固定磁界を前記核に供
    給する、各ステップをさらに含み、 単変換スーパーヘテロン受信機を使用する前記ステップ
    は、核発生された共振周波数信号を前記送信機局部発振
    器周波数信号と比較し、自由誘導減衰差周波数を得る、 請求項11に記載の方法。