JP3166321B2 - 変調信号送信システム - Google Patents
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- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 title claims description 7
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 28
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 6
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 5
- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 4
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 3
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 3
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 1
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 238000005457 optimization Methods 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/366—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator
- H04L27/367—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion
- H04L27/368—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion adaptive predistortion
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は振幅変調方式の変調信号
送信システムに関し、特に電力増幅器の非線形性をベー
スバンド帯で適応的に補正するリニアライザを備えた変
調信号送信システムに関する。
送信システムに関し、特に電力増幅器の非線形性をベー
スバンド帯で適応的に補正するリニアライザを備えた変
調信号送信システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル高能率伝送の発展に伴ない、
変復調方式の高度化、多値化が重要となっている。無線
通信に多値振幅変調方式を適用する場合、送信側、特に
電力増幅器の増幅特性を直線化して非線形歪の増大を防
止することが重要である。
変復調方式の高度化、多値化が重要となっている。無線
通信に多値振幅変調方式を適用する場合、送信側、特に
電力増幅器の増幅特性を直線化して非線形歪の増大を防
止することが重要である。
【０００３】電力増幅器としてＡ級増幅器を用いると、
線形性は良好であるが電力効率が低下する。電力効率が
良好なＢ級増幅器を使用し、その非線形性を補正するこ
とにより結果として電力効率および線形性が共に良好な
電力増幅器を実現する技術としてリニアライザがある。
送信側に入力したベースバンド信号と電力増幅器の出力
信号を直線検波して得たベースバンド信号とを比較して
リニアライザの非線形変換特性を適応的に制御する技術
も知られている。
線形性は良好であるが電力効率が低下する。電力効率が
良好なＢ級増幅器を使用し、その非線形性を補正するこ
とにより結果として電力効率および線形性が共に良好な
電力増幅器を実現する技術としてリニアライザがある。
送信側に入力したベースバンド信号と電力増幅器の出力
信号を直線検波して得たベースバンド信号とを比較して
リニアライザの非線形変換特性を適応的に制御する技術
も知られている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ところで、電力増幅器
には非線形歪の他に線形歪が併存する。リニアライザに
よって線形歪を補償することはできない。しかしなが
ら、適応型のリニアライザを使用する従来の変調信号送
信システムでは、非線形歪のみを補償の対象としてお
り、リニアライザが線形歪をも非線形歪と区別すること
なく補償しようとするので、非線形歪を必ずしも充分に
は補償し得ない場合があった。
には非線形歪の他に線形歪が併存する。リニアライザに
よって線形歪を補償することはできない。しかしなが
ら、適応型のリニアライザを使用する従来の変調信号送
信システムでは、非線形歪のみを補償の対象としてお
り、リニアライザが線形歪をも非線形歪と区別すること
なく補償しようとするので、非線形歪を必ずしも充分に
は補償し得ない場合があった。
【０００５】本発明の目的は、線形歪と併存する非線形
歪を適応型のリニアライザによって充分に補償できる変
調信号送信システムを提供することにある。
歪を適応型のリニアライザによって充分に補償できる変
調信号送信システムを提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】第１の発明の変調信号送
信システムは、第１の非線形変換手段と、線形フィルタ
手段と、入力したベースバンド信号に前記第１の非線形
変換手段によって非線形変換を施した信号で振幅変調し
た搬送波帯の信号を出力する変調手段と、この変調手段
からの信号を入力する非線形増幅手段と、この非線形増
幅手段からの信号の一部を分岐して入力する直線検波手
段と、前記入力したベースバンド信号と前記直線検波手
段からの信号とから前記線形フィルタ手段のフィルタ係
数を推定する手段と、前記線形フィルタ手段によって前
記入力したベースバンド信号に線形変換を施した信号お
よび前記直線検波手段からの信号を入力してこれら信号
の間の差が小さくなるように前記第１の非線形変換手段
の変換特性を制御する誤差電力算出手段とを備えてい
る。
信システムは、第１の非線形変換手段と、線形フィルタ
手段と、入力したベースバンド信号に前記第１の非線形
変換手段によって非線形変換を施した信号で振幅変調し
た搬送波帯の信号を出力する変調手段と、この変調手段
からの信号を入力する非線形増幅手段と、この非線形増
幅手段からの信号の一部を分岐して入力する直線検波手
段と、前記入力したベースバンド信号と前記直線検波手
段からの信号とから前記線形フィルタ手段のフィルタ係
数を推定する手段と、前記線形フィルタ手段によって前
記入力したベースバンド信号に線形変換を施した信号お
よび前記直線検波手段からの信号を入力してこれら信号
の間の差が小さくなるように前記第１の非線形変換手段
の変換特性を制御する誤差電力算出手段とを備えてい
る。
【０００７】
【０００８】第１の発明の変調信号送信システムは、前
記誤差電力算出手段に入力する２つの信号のうち前記直
線検波手段からの信号とは異なる方の信号を前記誤差電
力算出手段に制御されて非線形変換する第２の非線形変
換手段を含んでいてもよい。
記誤差電力算出手段に入力する２つの信号のうち前記直
線検波手段からの信号とは異なる方の信号を前記誤差電
力算出手段に制御されて非線形変換する第２の非線形変
換手段を含んでいてもよい。
【０００９】
【実施例】次に本発明について図面を参照して説明す
る。
る。
【００１０】本発明の第１の実施例を示す図１を参照す
ると、Ａ／Ｄ変換器１は、入力したベースバンド信号を
サンプリング周波数ｆs でサンプリングしてディジタル
ベースバンド信号Ｓi に変換し、第１非線形変換器２，
線形フィルタ１２およびフィルタ係数推定部１５に供給
する。第１非線形変換器２に入力したディジタルベース
バンド信号Ｓi は、ここで非線形変換されてＤ／Ａ変換
器３に入力し、アナログ化されて変調器５に入力する。
搬送波発振器４で発生された中間周波数帯の搬送波信号
は、変調器５においてＤ／Ａ変換器３からの信号で振幅
変調され、周波数変換器６において局部発振器７からの
信号を用いて送信周波数帯に周波数変換され、非線形増
幅器８で電力増幅された後、アンテナから送出される。
非線形増幅器８の出力信号の一部は分岐されて直線検波
器９で直線検波され、Ａ／Ｄ変換器１０でディジタル化
されて遅延回路１１に入力する。
ると、Ａ／Ｄ変換器１は、入力したベースバンド信号を
サンプリング周波数ｆs でサンプリングしてディジタル
ベースバンド信号Ｓi に変換し、第１非線形変換器２，
線形フィルタ１２およびフィルタ係数推定部１５に供給
する。第１非線形変換器２に入力したディジタルベース
バンド信号Ｓi は、ここで非線形変換されてＤ／Ａ変換
器３に入力し、アナログ化されて変調器５に入力する。
搬送波発振器４で発生された中間周波数帯の搬送波信号
は、変調器５においてＤ／Ａ変換器３からの信号で振幅
変調され、周波数変換器６において局部発振器７からの
信号を用いて送信周波数帯に周波数変換され、非線形増
幅器８で電力増幅された後、アンテナから送出される。
非線形増幅器８の出力信号の一部は分岐されて直線検波
器９で直線検波され、Ａ／Ｄ変換器１０でディジタル化
されて遅延回路１１に入力する。
【００１１】第１非線形変換器２が理想的に動作して非
線形増幅器８等で発生した非線形歪を完全に補償してい
たとしても、遅延回路１１の出力信号である信号Ｕi に
は非線形増幅器８等で発生した線形歪が含まれている。
線形フィルタ１２により、Ａ／Ｄ変換器１からのディジ
タルベースバンド信号Ｓi に信号Ｕi が含むのと同じ線
形歪を加える。線形フィルタ１２の出力信号と信号Ｕi
との間の差電力を誤差電力算出器１３によって算出す
る。算出された差電力は信号Ｕi に残留する非線形歪だ
けの電力である。制御信号発生器１４は、誤差電力算出
器１３からの差電力が小さくなるように第１非線形変換
器２の非線形変換特性を制御する。線形フィルタ１２の
フィルタ係数はディジタルベースバンド信号Ｓi と信号
Ｕi とから推定可能であり、フィルタ係数推定部１５に
よりこの推定を行なう。なお、遅延回路１１は線形フィ
ルタ１２における信号遅延を補償するために設けられて
いる。
線形増幅器８等で発生した非線形歪を完全に補償してい
たとしても、遅延回路１１の出力信号である信号Ｕi に
は非線形増幅器８等で発生した線形歪が含まれている。
線形フィルタ１２により、Ａ／Ｄ変換器１からのディジ
タルベースバンド信号Ｓi に信号Ｕi が含むのと同じ線
形歪を加える。線形フィルタ１２の出力信号と信号Ｕi
との間の差電力を誤差電力算出器１３によって算出す
る。算出された差電力は信号Ｕi に残留する非線形歪だ
けの電力である。制御信号発生器１４は、誤差電力算出
器１３からの差電力が小さくなるように第１非線形変換
器２の非線形変換特性を制御する。線形フィルタ１２の
フィルタ係数はディジタルベースバンド信号Ｓi と信号
Ｕi とから推定可能であり、フィルタ係数推定部１５に
よりこの推定を行なう。なお、遅延回路１１は線形フィ
ルタ１２における信号遅延を補償するために設けられて
いる。
【００１２】フィルタ係数推定部１５の説明の前に、デ
ィジタルベースバンド信号Ｓi に信号Ｕi が含むのと同
じ線形歪を加えた信号を生成する問題について、まず一
般的に考察する。この問題の１つの解として、ディジタ
ルベースバンド信号Ｓi をまず白色化し、この白色化し
た信号を信号Ｕi が有する（信号の）伝達関数と同一の
伝達関数を有するフィルタに印加することが考えられ
る。この解を実現するには、図２に示すように、ディジ
タルベースバンド信号Ｓi をｐ次のフィルタ２１によっ
て白色化し、この白色化した信号をｐ次のフィルタ２２
によって有色化すればよい。フィルタ２１のフィルタ係
数ａ1 ，ａ2 ，……，ａp は、ディジタルベースバンド
信号Ｓi のフーリェ変換を窓掛けし、再び逆フーリェ変
換して導出する。又、フィルタ２２のフィルタ係数
ｂ1 ，ｂ2 ，……，ｂp は、信号Ｕi のフーリェ変換を
窓掛けし、再び逆フーリェ変換して導出する。フィルタ
２１及びフィルタ２２をまとめて１つの２ｐ次のトラン
スバーサルフィルタで置換可能であることは自明であ
る。
ィジタルベースバンド信号Ｓi に信号Ｕi が含むのと同
じ線形歪を加えた信号を生成する問題について、まず一
般的に考察する。この問題の１つの解として、ディジタ
ルベースバンド信号Ｓi をまず白色化し、この白色化し
た信号を信号Ｕi が有する（信号の）伝達関数と同一の
伝達関数を有するフィルタに印加することが考えられ
る。この解を実現するには、図２に示すように、ディジ
タルベースバンド信号Ｓi をｐ次のフィルタ２１によっ
て白色化し、この白色化した信号をｐ次のフィルタ２２
によって有色化すればよい。フィルタ２１のフィルタ係
数ａ1 ，ａ2 ，……，ａp は、ディジタルベースバンド
信号Ｓi のフーリェ変換を窓掛けし、再び逆フーリェ変
換して導出する。又、フィルタ２２のフィルタ係数
ｂ1 ，ｂ2 ，……，ｂp は、信号Ｕi のフーリェ変換を
窓掛けし、再び逆フーリェ変換して導出する。フィルタ
２１及びフィルタ２２をまとめて１つの２ｐ次のトラン
スバーサルフィルタで置換可能であることは自明であ
る。
【００１３】ところが、図２の回路構成では、フィルタ
係数が瞬時変化する問題や、遅延時間が大きいという問
題がある。そのため、本実施例ではｐ次のトランスバー
サルフィルタである線形フィルタ１２にディジタルベー
スバンド信号Ｓi を印加して所望の信号を生成する。
係数が瞬時変化する問題や、遅延時間が大きいという問
題がある。そのため、本実施例ではｐ次のトランスバー
サルフィルタである線形フィルタ１２にディジタルベー
スバンド信号Ｓi を印加して所望の信号を生成する。
【００１４】再び図１に戻って説明を続行する。フィル
タ係数推定部１５のフーリェ変換器１５１及び１５２
は、それぞれフレーム周波数ｆF でディジタルベースバ
ンド信号Ｓi 及び信号Ｕi をフーリェ変換し、それぞれ
５１２点のフーリェ変換を係数決定器１５３に供給す
る。
タ係数推定部１５のフーリェ変換器１５１及び１５２
は、それぞれフレーム周波数ｆF でディジタルベースバ
ンド信号Ｓi 及び信号Ｕi をフーリェ変換し、それぞれ
５１２点のフーリェ変換を係数決定器１５３に供給す
る。
【００１５】図３を参照すると、係数決定器１５３は、
入力した各５１２点のフーリェ変換の周波数サンプル毎
の差分を算出し（参照番号３１）、周波数窓で窓掛けし
て高域成分を除去し（参照番号３２）、逆フーリェ変換
して５１２点の周波数サンプルとし（参照番号３３）、
ｐ次の時間窓で窓掛けして（参照番号３４）フィルタ係
数を得、線形フィルタ１２に供給する。ディジタルベー
スバンド信号Ｓi のスペクトルと信号Ｕi のスペクトル
とは構造が類似しているため、線形フィルタ１２のフィ
ルタ係数として５１２次の係数は必要としない。一般に
はフーリェ変換のタップ数２５６より小さい（１０以内
の）ｐ次程度で実現可能である。周波数窓３２を可変と
し、図３に点線で示すように、時間窓３４出力のフーリ
ェ変換と差分算出３１出力との差が小さくなるように周
波数窓３２を調整するループを設けてこのループを数回
繰返えすことによって、フィルタ係数の推定誤差を小さ
くすることができる。
入力した各５１２点のフーリェ変換の周波数サンプル毎
の差分を算出し（参照番号３１）、周波数窓で窓掛けし
て高域成分を除去し（参照番号３２）、逆フーリェ変換
して５１２点の周波数サンプルとし（参照番号３３）、
ｐ次の時間窓で窓掛けして（参照番号３４）フィルタ係
数を得、線形フィルタ１２に供給する。ディジタルベー
スバンド信号Ｓi のスペクトルと信号Ｕi のスペクトル
とは構造が類似しているため、線形フィルタ１２のフィ
ルタ係数として５１２次の係数は必要としない。一般に
はフーリェ変換のタップ数２５６より小さい（１０以内
の）ｐ次程度で実現可能である。周波数窓３２を可変と
し、図３に点線で示すように、時間窓３４出力のフーリ
ェ変換と差分算出３１出力との差が小さくなるように周
波数窓３２を調整するループを設けてこのループを数回
繰返えすことによって、フィルタ係数の推定誤差を小さ
くすることができる。
【００１６】図４に、フィルタ係数推定部の他の実現例
の構成を示す。このフィルタ係数推定部１５ａは、ま
ず、ディジタルベースバンド信号Ｓi および信号Ｕi を
窓処理器４１及び４２によりフレーム周波数ｆF の６４
ｍｓｅｃのハミング窓で窓掛けして孤立波形化する。自
己相関係数算出器４３は、窓処理器４１が出力した孤立
波形からディジタルベースバンド信号Ｓi の自己相関係
数Ｒ0 ，Ｒ1 ，……，Ｒp-1 を算出する。相互相関係数
算出器４４は、窓処理器４１および窓処理器４２が出力
した２つの孤立波形からディジタルベースバンド信号Ｓ
i と信号Ｕi との相互相関係数Φ0 ，Φ1 ，……，Φ
p-1 を算出する。係数算出器４５は、自己相関係数算出
器４３からの自己相関係数Ｒ0 ，Ｒ1 ，……，Ｒp-1 お
よび相互相関係数算出器４４からの相互相関係数Φ0 ，
Φ1 ，……，Φp-1 から、以下に説明するようにして、
フィルタ係数ａ1 ，ａ2 ，……，ａp-1 を算出して線形
フィルタ１２に供給する。
の構成を示す。このフィルタ係数推定部１５ａは、ま
ず、ディジタルベースバンド信号Ｓi および信号Ｕi を
窓処理器４１及び４２によりフレーム周波数ｆF の６４
ｍｓｅｃのハミング窓で窓掛けして孤立波形化する。自
己相関係数算出器４３は、窓処理器４１が出力した孤立
波形からディジタルベースバンド信号Ｓi の自己相関係
数Ｒ0 ，Ｒ1 ，……，Ｒp-1 を算出する。相互相関係数
算出器４４は、窓処理器４１および窓処理器４２が出力
した２つの孤立波形からディジタルベースバンド信号Ｓ
i と信号Ｕi との相互相関係数Φ0 ，Φ1 ，……，Φ
p-1 を算出する。係数算出器４５は、自己相関係数算出
器４３からの自己相関係数Ｒ0 ，Ｒ1 ，……，Ｒp-1 お
よび相互相関係数算出器４４からの相互相関係数Φ0 ，
Φ1 ，……，Φp-1 から、以下に説明するようにして、
フィルタ係数ａ1 ，ａ2 ，……，ａp-1 を算出して線形
フィルタ１２に供給する。
【００１７】フィルタ係数推定部１５ａからフィルタ係
数ａ1 ，ａ2 ，……，ａp-1 を供給された線形フィルタ
１２の出力信号と信号Ｕi との差をｄi とすると、式
（１）が得られる。
数ａ1 ，ａ2 ，……，ａp-1 を供給された線形フィルタ
１２の出力信号と信号Ｕi との差をｄi とすると、式
（１）が得られる。
【００１８】
【００１９】式（１）から式（２ａ）を得、式（２ａ）
の各式の両辺をそれぞれ加算して式（３ａ）を得る。
の各式の両辺をそれぞれ加算して式（３ａ）を得る。
【００２０】
【００２１】ディジタルベースバンド信号Ｓ i とｄ i と
は無相関であり、式（３ａ）の左辺の最後の項は窓長が
大きくなると０に収束するので、この項を無視して式
（３ａ）は、自己相関係数および相互相関係数を用い
て、式（４ａ）のように表現できる。
は無相関であり、式（３ａ）の左辺の最後の項は窓長が
大きくなると０に収束するので、この項を無視して式
（３ａ）は、自己相関係数および相互相関係数を用い
て、式（４ａ）のように表現できる。
【００２２】
【００２３】式（４ａ）において、自己相関係数および
相互相関係数の右肩の添字は位相を示す。同様にして、
式（１）から式（２ｂ），式（３ｂ）を得、式（３ｂ）
を書換えて式（４ｂ）を得る。
相互相関係数の右肩の添字は位相を示す。同様にして、
式（１）から式（２ｂ），式（３ｂ）を得、式（３ｂ）
を書換えて式（４ｂ）を得る。
【００２４】
【００２５】以下同様にして式（４ｃ），……，式（４
ｘ）を得る。
ｘ）を得る。
【００２６】
【００２７】ディジタルベースバンド信号Ｓi および信
号Ｕi を窓掛けにより孤立波形化する区間Ｎを∞とする
と、位相が無視され、且つ、自己相関係数が左右対称と
なるため、式（４ａ）〜式（４ｘ）は次のマトリクスで
表現される。
号Ｕi を窓掛けにより孤立波形化する区間Ｎを∞とする
と、位相が無視され、且つ、自己相関係数が左右対称と
なるため、式（４ａ）〜式（４ｘ）は次のマトリクスで
表現される。
【００２８】
【００２９】式（５）のマトリクスから式（６）のマト
リクスが得られる。
リクスが得られる。
【００３０】
【００３１】係数算出器４５は、式（６）の計算を行な
って、フィルタ係数ａ1 ，ａ2 ，……，ａp-1 を算出す
る。
って、フィルタ係数ａ1 ，ａ2 ，……，ａp-1 を算出す
る。
【００３２】次に、第１非線形変換器２および制御信号
発生器１４について説明する。
発生器１４について説明する。
【００３３】制御信号発生器１４は、誤差電力算出器１
３からの差電力に基づき、非線形変換器２に対して初期
化，フェーズ１からフェーズ３までの３つのフェーズの
指定，および各フェーズでのサーチの制御を行なう。第
１非線形変換器２は、フェーズ１において非線形変換特
性を２本の直線で近似し、フェーズ２，３において近似
を２本の直線から４本の直線に拡張する。以下の説明に
おいて、第１非線形変換器２に入力するディジタルベー
スバンド信号Ｓi を正規化してｘで表現し、出力信号も
正規化してｙで表現する。
３からの差電力に基づき、非線形変換器２に対して初期
化，フェーズ１からフェーズ３までの３つのフェーズの
指定，および各フェーズでのサーチの制御を行なう。第
１非線形変換器２は、フェーズ１において非線形変換特
性を２本の直線で近似し、フェーズ２，３において近似
を２本の直線から４本の直線に拡張する。以下の説明に
おいて、第１非線形変換器２に入力するディジタルベー
スバンド信号Ｓi を正規化してｘで表現し、出力信号も
正規化してｙで表現する。
【００３４】図５（ａ）を参照すると、フェーズ１にお
いて制御信号発生器１４は、近似２直線の交点を例えば
直線ｙ＝−ｘ＋１上に仮定し、最も近似性のよい交点の
位置を推定する。推定すべき交点を例えば２５６点の候
補の中から選ぶとすれば、８回の試行で推定できる。第
１非線形変換器２では、まず、仮定した交点のｘ座標ｘ
i と入力ｘとの大小関係を調べる。ｘ＜ｘ1 の場合は、
点（０，０）および点（ｘ1 ，−ｘ1 ＋１）を通る直線
ｙ＝｛（１／ｘ1 ）−１｝ｘの式により定まるｙを出力
する。ｘ≧ｘ1 の場合は、点（ｘ1 ，−ｘ1 ＋１）およ
び点（１，１）を通る直線ｙ＝ｘ1 ｘ／（１−ｘ1 ）＋
（１−２ｘ1 ）／（１−ｘ1 ）の式により定まるｙを出
力する。
いて制御信号発生器１４は、近似２直線の交点を例えば
直線ｙ＝−ｘ＋１上に仮定し、最も近似性のよい交点の
位置を推定する。推定すべき交点を例えば２５６点の候
補の中から選ぶとすれば、８回の試行で推定できる。第
１非線形変換器２では、まず、仮定した交点のｘ座標ｘ
i と入力ｘとの大小関係を調べる。ｘ＜ｘ1 の場合は、
点（０，０）および点（ｘ1 ，−ｘ1 ＋１）を通る直線
ｙ＝｛（１／ｘ1 ）−１｝ｘの式により定まるｙを出力
する。ｘ≧ｘ1 の場合は、点（ｘ1 ，−ｘ1 ＋１）およ
び点（１，１）を通る直線ｙ＝ｘ1 ｘ／（１−ｘ1 ）＋
（１−２ｘ1 ）／（１−ｘ1 ）の式により定まるｙを出
力する。
【００３５】図５（ｂ）を参照すると、フェーズ２にお
いて第１非線形変換器２は、まず、フェーズ１で得た近
似２直線を最もよく近似する、点（０，０）および点
（１，１）を通過する２次曲線ｙ＝ａｘ2 ＋ｂｘ＋ｃを
決定する。すなわち、次式で与えられるＤを最小化する
ａ，ｂ，ｃを決定する。この決定はあらかじめ用意した
テーブルを参照して行なわれる。なお、ｃ＝０，ｂ＝１
−ａである。
いて第１非線形変換器２は、まず、フェーズ１で得た近
似２直線を最もよく近似する、点（０，０）および点
（１，１）を通過する２次曲線ｙ＝ａｘ2 ＋ｂｘ＋ｃを
決定する。すなわち、次式で与えられるＤを最小化する
ａ，ｂ，ｃを決定する。この決定はあらかじめ用意した
テーブルを参照して行なわれる。なお、ｃ＝０，ｂ＝１
−ａである。
【００３６】
【００３７】次に、２次曲線ｙ＝ａｘ2 ＋ｂｘ＋ｃと直
線ｙ＝−ｘ＋０．５との交点のｘ座標ｘ2 ，直線ｙ＝−
ｘ＋１との交点のｘ座標ｘ3 ，直線ｙ＝−ｘ＋１．５と
の交点のｘ座標ｘ4 を求める。この決定もテーブル化し
ておく。
線ｙ＝−ｘ＋０．５との交点のｘ座標ｘ2 ，直線ｙ＝−
ｘ＋１との交点のｘ座標ｘ3 ，直線ｙ＝−ｘ＋１．５と
の交点のｘ座標ｘ4 を求める。この決定もテーブル化し
ておく。
【００３８】フェーズ３では、フェーズ２で決定した３
つの交点を初期値として、フェーズ１におけると同様の
手法で４本の近似直線を最適化する。推定すべき交点を
３交点のそれぞれについて例えば２５６点の候補の中か
ら選ぶとすれば、８回×３組＝２４回の試行で最適化で
きる。
つの交点を初期値として、フェーズ１におけると同様の
手法で４本の近似直線を最適化する。推定すべき交点を
３交点のそれぞれについて例えば２５６点の候補の中か
ら選ぶとすれば、８回×３組＝２４回の試行で最適化で
きる。
【００３９】図６に示すように、第１非線形変換器２
は、ＣＰＵ５１と、テーブルＲＯＭ５２とから構成され
る。
は、ＣＰＵ５１と、テーブルＲＯＭ５２とから構成され
る。
【００４０】図７は、本発明の第２の実施例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【００４１】図７に示す実施例は、図１に示す実施例か
ら線形フィルタ１２を取除き、第１非線形変換器２とＤ
／Ａ変換器３との間に線形フィルタ１６を挿入して構成
されている。
ら線形フィルタ１２を取除き、第１非線形変換器２とＤ
／Ａ変換器３との間に線形フィルタ１６を挿入して構成
されている。
【００４２】図７に示す第２の実施例において、フィル
タ係数推定部１５は、線形フィルタ１６の伝達関数が１
の状態で、図１に示す第１の実施例におけると同様にフ
ィルタ係数を推定して線形フィルタ１６に供給する。線
形フィルタ１６は、フィルタ係数推定部１５からフィル
タ係数を供給されてその伝達関数が図１における線形フ
ィルタ１２の伝達関数と相補になるフィルタであり、非
線形増幅器８等で発生した直線歪を補償する。その結
果、信号Ｕ1 から線形歪は取除かれる。誤差電力算出器
１３は、Ａ／Ｄ変換器１からのディジタルベースバンド
信号Ｓi と遅延回路１１からの信号Ｕ1 との間の差電力
を算出する。算出された差電力は信号Ｕ1に残留する非
線形歪だけの電力である。以上説明した以外の動作につ
いては、図１の実施例におけると同じである。
タ係数推定部１５は、線形フィルタ１６の伝達関数が１
の状態で、図１に示す第１の実施例におけると同様にフ
ィルタ係数を推定して線形フィルタ１６に供給する。線
形フィルタ１６は、フィルタ係数推定部１５からフィル
タ係数を供給されてその伝達関数が図１における線形フ
ィルタ１２の伝達関数と相補になるフィルタであり、非
線形増幅器８等で発生した直線歪を補償する。その結
果、信号Ｕ1 から線形歪は取除かれる。誤差電力算出器
１３は、Ａ／Ｄ変換器１からのディジタルベースバンド
信号Ｓi と遅延回路１１からの信号Ｕ1 との間の差電力
を算出する。算出された差電力は信号Ｕ1に残留する非
線形歪だけの電力である。以上説明した以外の動作につ
いては、図１の実施例におけると同じである。
【００４３】図７に示す実施例は、第１非線形変換器２
によって非線形歪が補償されるのみならず、線形フィル
タ１６によって線形歪も補償されるという効果がある。
によって非線形歪が補償されるのみならず、線形フィル
タ１６によって線形歪も補償されるという効果がある。
【００４４】図８は、本発明の第３の実施例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【００４５】図８に示す実施例は、図１に示す第１の実
施例に第２非線形変換器１７を追加してＡ／Ｄ変換器１
と線形フィルタ１２との間に挿入し、制御信号発生器１
４を制御信号発生器１８により置換えて構成されてい
る。
施例に第２非線形変換器１７を追加してＡ／Ｄ変換器１
と線形フィルタ１２との間に挿入し、制御信号発生器１
４を制御信号発生器１８により置換えて構成されてい
る。
【００４６】図８に示す実施例において、Ａ／Ｄ変換器
１からのディジタルベースバンド信号Ｓ1 は第２非線形
変換器１７および線形フィルタ１２を通って誤差電力算
出器１３に入力する。誤差電力算出器１３は、線形フィ
ルタ１２からの信号と遅延回路１１からの信号Ｕ1 との
差電力を算出する。線形フィルタ１２の作用により、算
出された差電力は、誤差電力算出器１３への両入力中の
非線形歪の差だけに相当する電力である。
１からのディジタルベースバンド信号Ｓ1 は第２非線形
変換器１７および線形フィルタ１２を通って誤差電力算
出器１３に入力する。誤差電力算出器１３は、線形フィ
ルタ１２からの信号と遅延回路１１からの信号Ｕ1 との
差電力を算出する。線形フィルタ１２の作用により、算
出された差電力は、誤差電力算出器１３への両入力中の
非線形歪の差だけに相当する電力である。
【００４７】制御信号発生器１８は、まず、誤差電力算
出器１３からの差電力が小さくなるように、第２非線形
変換器１７の非線形変換特性を制御する。この制御動作
中における制御信号発生器１８および第２非線形変換器
１７の動作は、図１の第１の実施例における制御信号発
生器１４および第１非線形変換器２の動作と同じであ
る。続いて制御信号発生器１８は第１非線形変換器２を
制御し、その非線形変換特性を第２非線形変換器１７の
非線形変換特性の相補の分だけ変化させる。その結果、
信号Ｕi 中の非線形歪が減少し、誤差電力算出器１３か
らの差電力は増大する。以降、上述した２ステップの制
御を繰返すことにより、第１非線形変換器２の非線形変
換特性は非線形増幅器８等により発生する非線形歪を補
償するように最適に収束に、第２非線形変換器１７の変
換特性は線形に収束する。
出器１３からの差電力が小さくなるように、第２非線形
変換器１７の非線形変換特性を制御する。この制御動作
中における制御信号発生器１８および第２非線形変換器
１７の動作は、図１の第１の実施例における制御信号発
生器１４および第１非線形変換器２の動作と同じであ
る。続いて制御信号発生器１８は第１非線形変換器２を
制御し、その非線形変換特性を第２非線形変換器１７の
非線形変換特性の相補の分だけ変化させる。その結果、
信号Ｕi 中の非線形歪が減少し、誤差電力算出器１３か
らの差電力は増大する。以降、上述した２ステップの制
御を繰返すことにより、第１非線形変換器２の非線形変
換特性は非線形増幅器８等により発生する非線形歪を補
償するように最適に収束に、第２非線形変換器１７の変
換特性は線形に収束する。
【００４８】図１の第１の実施例においては、第１非線
形変換器２の変換特性が送信信号に直接影響するため、
第１非線形変換器２の変換特性を最適化するための各試
行の繰返し周波数ｆF1を十分に小さくする必要がある。
これに対し、図８の実施例における第２非線形変換器１
７の変換特性は送信信号に直接には影響しないので、第
２非線形変換器１７における各試行の繰返し周波数ｆF2
は、フーリェ変換器１５１，１５２におけるフレーム周
波数ｆF よりは小さい範囲内で大きくできる。そのた
め、ｆF ＞ｆF1＞ｆF2とすることにより、図２の実施例
は図１の実施例より制御の収束を速くすることができ
る。
形変換器２の変換特性が送信信号に直接影響するため、
第１非線形変換器２の変換特性を最適化するための各試
行の繰返し周波数ｆF1を十分に小さくする必要がある。
これに対し、図８の実施例における第２非線形変換器１
７の変換特性は送信信号に直接には影響しないので、第
２非線形変換器１７における各試行の繰返し周波数ｆF2
は、フーリェ変換器１５１，１５２におけるフレーム周
波数ｆF よりは小さい範囲内で大きくできる。そのた
め、ｆF ＞ｆF1＞ｆF2とすることにより、図２の実施例
は図１の実施例より制御の収束を速くすることができ
る。
【００４９】図１の第１の実施例から線形フィルタの挿
入位置を変更して図７の第２の実施例を得たのと同様の
変更を、図８の第３の実施例に対して行なうこともでき
る。また、図７の第２の実施例や図８の第３の実施例に
おいて、フィルタ係数推定部１５の代りに図４に示すフ
ィルタ係数推定部１５ａを用いることもできることも明
らかである。
入位置を変更して図７の第２の実施例を得たのと同様の
変更を、図８の第３の実施例に対して行なうこともでき
る。また、図７の第２の実施例や図８の第３の実施例に
おいて、フィルタ係数推定部１５の代りに図４に示すフ
ィルタ係数推定部１５ａを用いることもできることも明
らかである。
【００５０】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、非線形増
幅手段が発生する線形歪と同じ線形歪を入力したベース
バンド信号に与える線形フィルタ手段を備えることによ
り、第１の非線形変換手段による非線形歪の補償誤差だ
けを誤差電力算出手段から得て第１の非線形変換手段の
非線形変換特性の制御に使用することができ、線形歪と
併存する非線形歪を適応型のリニアライザによって充分
に補償することができる効果がある。
幅手段が発生する線形歪と同じ線形歪を入力したベース
バンド信号に与える線形フィルタ手段を備えることによ
り、第１の非線形変換手段による非線形歪の補償誤差だ
けを誤差電力算出手段から得て第１の非線形変換手段の
非線形変換特性の制御に使用することができ、線形歪と
併存する非線形歪を適応型のリニアライザによって充分
に補償することができる効果がある。
【図１】本発明の第１の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】図１における線形フィルタ１２及びフィルタ係
数推定部１５の動作概念の予備的な説明のための図であ
る。
数推定部１５の動作概念の予備的な説明のための図であ
る。
【図３】図１における係数決定器１５３の機能ブロック
図である。
図である。
【図４】図１におけるフィルタ係数推定部１５と置換可
能なフィルタ係数推定部１５ａのブロック図である。
能なフィルタ係数推定部１５ａのブロック図である。
【図５】図１における非線形変換器２および制御信号発
生器１４の動作を説明するための図である。
生器１４の動作を説明するための図である。
【図６】図１における非線形変換器２のブロック図であ
る。
る。
【図７】本発明の第２の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図８】本発明の第３の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
２ 第１非線形変換器 ５ 変調器 ８ 非線形増幅器 ９ 直線検波器 １２，１６ 線形フィルタ １３ 誤差電力算出器 １４，１８ 制御信号発生器 １５ フィルタ係数推定部 １７ 第２非線形変換器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/36 H04B 1/04
Claims (2)
- 【請求項１】 第１の非線形変換手段と、線形フィルタ
手段と、入力したベースバンド信号に前記第１の非線形
変換手段によって非線形変換を施した信号で振幅変調し
た搬送波帯の信号を出力する変調手段と、この変調手段
からの信号を入力する非線形増幅手段と、この非線形増
幅手段からの信号の一部を分岐して入力する直線検波手
段と、前記入力したベースバンド信号と前記直線検波手
段からの信号とから前記線形フィルタ手段のフィルタ係
数を推定する手段と、前記線形フィルタ手段によって前
記入力したベースバンド信号に線形変換を施した信号お
よび前記直線検波手段からの信号を入力してこれら信号
の間の差が小さくなるように前記第１の非線形変換手段
の変換特性を制御する誤差電力算出手段とを備えたこと
を特徴とする変調信号送信システム。 - 【請求項２】 前記誤差電力算出手段に入力する２つの
信号のうち前記直線検波手段からの信号とは異なる方の
信号を前記誤差電力算出手段に制御されて非線形変換す
る第２の非線形変換手段を含むことを特徴とする請求項
１記載の変調信号送信システム。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17393092A JP3166321B2 (ja) | 1992-07-01 | 1992-07-01 | 変調信号送信システム |
| CA002099410A CA2099410C (en) | 1992-07-01 | 1993-06-30 | Modulated signal transmission system capable of removing not only a nonlinear distortion but also a linear distortion |
| US08/084,609 US5339054A (en) | 1992-07-01 | 1993-07-01 | Modulated signal transmission system compensated for nonlinear and linear distortion |
| AU41698/93A AU666093B2 (en) | 1992-07-01 | 1993-07-01 | Modulated signal transmission system capable of removing not only a nonlinear distortion but also a linear distortion |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17393092A JP3166321B2 (ja) | 1992-07-01 | 1992-07-01 | 変調信号送信システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0621990A JPH0621990A (ja) | 1994-01-28 |
| JP3166321B2 true JP3166321B2 (ja) | 2001-05-14 |
Family
ID=15969711
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17393092A Expired - Fee Related JP3166321B2 (ja) | 1992-07-01 | 1992-07-01 | 変調信号送信システム |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5339054A (ja) |
| JP (1) | JP3166321B2 (ja) |
| AU (1) | AU666093B2 (ja) |
| CA (1) | CA2099410C (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA2099410A1 (en) | 1994-01-02 |
| JPH0621990A (ja) | 1994-01-28 |
| AU666093B2 (en) | 1996-01-25 |
| US5339054A (en) | 1994-08-16 |
| CA2099410C (en) | 1997-09-09 |
| AU4169893A (en) | 1994-01-06 |
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