JP3009037B2 - 広帯域電界吸収形半導体光変調器 - Google Patents
広帯域電界吸収形半導体光変調器Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、半導体光変調器、
特に駆動電圧が低くさらに低損失かつ超広帯域で動作す
る広帯域電界吸収形半導体光変調器に関する。
特に駆動電圧が低くさらに低損失かつ超広帯域で動作す
る広帯域電界吸収形半導体光変調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の吸収形半導体光変調器では、一般
にその電極は集中定数形の電極である。このような従来
の集中定数形電極を有する吸収形半導体光変調器におい
ては、ＣＲ定数で制限される電気３ｄＢ帯域Δｆと消光
比Ｒには厳しいトレードオフの関係がある。そのため、
高い消光比を保ちつつ、５０ＧＨｚ以上の超高速光変調
を実現することは困難であるという問題があった。
にその電極は集中定数形の電極である。このような従来
の集中定数形電極を有する吸収形半導体光変調器におい
ては、ＣＲ定数で制限される電気３ｄＢ帯域Δｆと消光
比Ｒには厳しいトレードオフの関係がある。そのため、
高い消光比を保ちつつ、５０ＧＨｚ以上の超高速光変調
を実現することは困難であるという問題があった。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】そこで、本発明者は、
上記の問題点を解決するため、電極を進行波形とした吸
収形半導体光変調器を特願平７−３２８６３５号（平成
７年１２月１８日付け出願）で提案した。
上記の問題点を解決するため、電極を進行波形とした吸
収形半導体光変調器を特願平７−３２８６３５号（平成
７年１２月１８日付け出願）で提案した。
【０００４】図１６に特願平７−３２８６３５号の明細
書に開示された吸収形半導体光変調器の構造を示す。図
中、１はｐ側電極、２はｐ+ −ＩｎＧａＡｓキャップ
層、３はｐ−ＩｎＰクラッド層、４はｉ−Ｉｎｐ層であ
る。５は２μｍ程度の幅を有する光導波路のコア層であ
り、ここではｉ−ＩｎＧａＡｌＡｓ／ＩｎＡｌＡｓ多重
量子井戸（ＭＱＷ）を例にとる。６はｎ−ＩｎＰクラッ
ド層、７はｎ−ＩｎＰ基板、８はｎ側電極、９はポリイ
ミド層である。このような構造は、通常の半導体装置作
製技術によって作製できる。
書に開示された吸収形半導体光変調器の構造を示す。図
中、１はｐ側電極、２はｐ+ −ＩｎＧａＡｓキャップ
層、３はｐ−ＩｎＰクラッド層、４はｉ−Ｉｎｐ層であ
る。５は２μｍ程度の幅を有する光導波路のコア層であ
り、ここではｉ−ＩｎＧａＡｌＡｓ／ＩｎＡｌＡｓ多重
量子井戸（ＭＱＷ）を例にとる。６はｎ−ＩｎＰクラッ
ド層、７はｎ−ＩｎＰ基板、８はｎ側電極、９はポリイ
ミド層である。このような構造は、通常の半導体装置作
製技術によって作製できる。
【０００５】ここで、電気信号を印加するためのｐ側電
極１が進行波電極となっている。つまり、光が入射して
ＭＱＷ光変調器を伝搬する間に、電気信号も光変調器の
全長に亘って光と同方向に伝搬する。両者が並走する間
に、電気信号によりＭＱＷコア５の吸収端波長は長波長
側にシフトされるため、光は吸収され、ＯＦＦ状態とな
る。なお、進行波電極であるため、ｐ側電極１には図１
６に示すように、電気信号の入力部Ｉと出力部ＩＩが設
けられている。この出力部には５０Ωの終端抵抗が接続
される。
極１が進行波電極となっている。つまり、光が入射して
ＭＱＷ光変調器を伝搬する間に、電気信号も光変調器の
全長に亘って光と同方向に伝搬する。両者が並走する間
に、電気信号によりＭＱＷコア５の吸収端波長は長波長
側にシフトされるため、光は吸収され、ＯＦＦ状態とな
る。なお、進行波電極であるため、ｐ側電極１には図１
６に示すように、電気信号の入力部Ｉと出力部ＩＩが設
けられている。この出力部には５０Ωの終端抵抗が接続
される。
【０００６】一般に、電気信号源ＳG の特性インピーダ
ンスは５０Ωであるため、この先願では、進行波電極の
特性インピーダンスも５０Ωに等しいか、または近いこ
とが望ましいと考え、ｉ−ＩｎＰ層４をＭＱＷコア５と
ｐ−ＩｎＰクラッド層３との間に設けることにより、ｐ
側電極１を含めたＭＱＷ変調器の特性インピーダンスが
５０Ωとなるように、全ノンドープ層の厚みＤを厚くし
ている。
ンスは５０Ωであるため、この先願では、進行波電極の
特性インピーダンスも５０Ωに等しいか、または近いこ
とが望ましいと考え、ｉ−ＩｎＰ層４をＭＱＷコア５と
ｐ−ＩｎＰクラッド層３との間に設けることにより、ｐ
側電極１を含めたＭＱＷ変調器の特性インピーダンスが
５０Ωとなるように、全ノンドープ層の厚みＤを厚くし
ている。
【０００７】この先願の動作原理を説明するために、図
１７にＭＱＷコアの光吸収スペクトルを示す。例えば、
信号光の波長を１．５５μｍとすると、吸収ピークの波
長を１．４９μｍ程度となるように設計する（ＭＱＷコ
アは例えば厚さ１３０ÅのＩｎＧａＡｌＡｓ井戸、厚さ
５０ÅのＩｎＡｌＡｓバリアから構成される）。する
と、図１７中の実線に示すように、光変調器に電圧を印
加していない場合には、動作波長つまり光信号の波長
は、吸収端波長よりも長波長側に離れているため、入射
光はＭＱＷコア５にあまり吸収されることなく出射さ
れ、光はＯＮ状態となる。一方、逆バイアス印加時に
は、ＭＱＷコアの吸収スペクトルは、図１７中の破線に
示すように、長波長側に移動するため、光信号はＭＱＷ
コア５に吸収され、その結果、光はＯＦＦ状態となる。
１７にＭＱＷコアの光吸収スペクトルを示す。例えば、
信号光の波長を１．５５μｍとすると、吸収ピークの波
長を１．４９μｍ程度となるように設計する（ＭＱＷコ
アは例えば厚さ１３０ÅのＩｎＧａＡｌＡｓ井戸、厚さ
５０ÅのＩｎＡｌＡｓバリアから構成される）。する
と、図１７中の実線に示すように、光変調器に電圧を印
加していない場合には、動作波長つまり光信号の波長
は、吸収端波長よりも長波長側に離れているため、入射
光はＭＱＷコア５にあまり吸収されることなく出射さ
れ、光はＯＮ状態となる。一方、逆バイアス印加時に
は、ＭＱＷコアの吸収スペクトルは、図１７中の破線に
示すように、長波長側に移動するため、光信号はＭＱＷ
コア５に吸収され、その結果、光はＯＦＦ状態となる。
【０００８】さて、よく知られているように、ＭＱＷコ
ア５の吸収端波長のシフト量は印加される電界強度の２
乗に比例する。つまり、進行波電極の特性インピーダン
スＺを５０Ωとするために、ｉ−ＩｎＰ層４の厚みを厚
くすると、ＭＱＷコア５内における電界はノンドープ層
の全厚みＤに反比例して弱くなるが、ＭＱＷコア５の吸
収端波長のシフト量は前述のように全厚みＤの２乗に反
比例して小さくなる。従って、所望の消光比を得るため
の駆動電圧がノンドープ層の全厚みＤの２乗に比例して
大きくなってしまうことになる。
ア５の吸収端波長のシフト量は印加される電界強度の２
乗に比例する。つまり、進行波電極の特性インピーダン
スＺを５０Ωとするために、ｉ−ＩｎＰ層４の厚みを厚
くすると、ＭＱＷコア５内における電界はノンドープ層
の全厚みＤに反比例して弱くなるが、ＭＱＷコア５の吸
収端波長のシフト量は前述のように全厚みＤの２乗に反
比例して小さくなる。従って、所望の消光比を得るため
の駆動電圧がノンドープ層の全厚みＤの２乗に比例して
大きくなってしまうことになる。
【０００９】図１８には、ＭＱＷコア５の厚みが０．２
μｍ（消光比２０ｄＢを実現するための駆動電圧は１．
５Ｖ）の場合について、この様子を示す。つまり、進行
波電極の特性インピーダンスＺが５０Ωに近くなるよう
に、ｉ−ＩｎＰ層４の厚みを厚くすると、駆動電圧が増
加する。例えば、ノンドープ層の全厚みＤを０．６μｍ
とすると、駆動電圧としては１３．５Ｖとなってしまう
ことがわかる。
μｍ（消光比２０ｄＢを実現するための駆動電圧は１．
５Ｖ）の場合について、この様子を示す。つまり、進行
波電極の特性インピーダンスＺが５０Ωに近くなるよう
に、ｉ−ＩｎＰ層４の厚みを厚くすると、駆動電圧が増
加する。例えば、ノンドープ層の全厚みＤを０．６μｍ
とすると、駆動電圧としては１３．５Ｖとなってしまう
ことがわかる。
【００１０】なお、ｉ−ＭＱＷコア５の長さは２００μ
ｍとした。また、ここで述べたノンドープ層の０．６μ
ｍという値はこれまで実験を行った中での最大の厚みで
あり、実際に５０Ω系とするには、ノンドープ層の全厚
みＤをリッジの幅、つまり図１６におけるｉ−ＭＱＷコ
ア５の幅の半分程度とする必要がある。従って、リッジ
の幅が一般的な光導波路の幅である２μｍ程度とする
と、ノンドープ層の全厚みＤは約１μｍ以上にもなり、
駆動電圧は著しく上昇することになる。
ｍとした。また、ここで述べたノンドープ層の０．６μ
ｍという値はこれまで実験を行った中での最大の厚みで
あり、実際に５０Ω系とするには、ノンドープ層の全厚
みＤをリッジの幅、つまり図１６におけるｉ−ＭＱＷコ
ア５の幅の半分程度とする必要がある。従って、リッジ
の幅が一般的な光導波路の幅である２μｍ程度とする
と、ノンドープ層の全厚みＤは約１μｍ以上にもなり、
駆動電圧は著しく上昇することになる。
【００１１】一方、電圧印加によるＭＱＷコア５の吸収
係数の増加をΔα、導波光のＭＱＷコア５への閉じ込め
係数（閉じ込め率）をΓ、進行波電極とＭＱＷコア５か
らなる光導波路との相互作用長をＬとすると、吸収形光
変調器の消光比Ｒは次式のように表される（参考文献：
河野他、IEEE Journal of Quantum Electronics,vol.2
8,pp.224-230,1992) 。
係数の増加をΔα、導波光のＭＱＷコア５への閉じ込め
係数（閉じ込め率）をΓ、進行波電極とＭＱＷコア５か
らなる光導波路との相互作用長をＬとすると、吸収形光
変調器の消光比Ｒは次式のように表される（参考文献：
河野他、IEEE Journal of Quantum Electronics,vol.2
8,pp.224-230,1992) 。
【００１２】
【数１】 Ｒ＝ｅｘｐ（−Δα・Γ・Ｌ） （１） そこで、前述のノンドープ層の全厚みＤを厚くすること
によるＭＱＷコア５内における電界の劣化、ひいては消
光比の劣化を、式（１）からわかるように、マイクロ波
と光の相互作用長Ｌを長くすることにより補うことがで
きる。このように、図１６に示した先願の構成では、相
互作用長Ｌを長くする必要がある。ところが、吸収形光
変調器ではＭＱＷコア５の吸収端波長は比較的使用波長
に近いため（例えば、使用波長１．５５μｍに対し、吸
収端波長は１．４９μｍ）、次式に示す光の吸収因子か
らわかるように、
によるＭＱＷコア５内における電界の劣化、ひいては消
光比の劣化を、式（１）からわかるように、マイクロ波
と光の相互作用長Ｌを長くすることにより補うことがで
きる。このように、図１６に示した先願の構成では、相
互作用長Ｌを長くする必要がある。ところが、吸収形光
変調器ではＭＱＷコア５の吸収端波長は比較的使用波長
に近いため（例えば、使用波長１．５５μｍに対し、吸
収端波長は１．４９μｍ）、次式に示す光の吸収因子か
らわかるように、
【００１３】
【数２】 ｅｘｐ（−α0 ・Γ・Ｌ） （２） 電圧を印加しない時の光の伝搬損失が増加し、その結
果、光変調器としての挿入損失が大きくなってしまう。
ここで、α0 は電圧を印加しない時の動作波長における
光の吸収係数である。
果、光変調器としての挿入損失が大きくなってしまう。
ここで、α0 は電圧を印加しない時の動作波長における
光の吸収係数である。
【００１４】つまり、この先願の進行波電極を有する電
界吸収形半導体光変調器では駆動電圧が高くなる、ある
いは挿入損失が大きくなるという点でまだ解決すべき点
があった。
界吸収形半導体光変調器では駆動電圧が高くなる、ある
いは挿入損失が大きくなるという点でまだ解決すべき点
があった。
【００１５】そこで、本発明の目的は、これらの問題を
解決し、駆動電圧及び挿入損失の点で優れた進行波電極
を有する広帯域電界吸収形半導体光変調器を提供するこ
とにある。
解決し、駆動電圧及び挿入損失の点で優れた進行波電極
を有する広帯域電界吸収形半導体光変調器を提供するこ
とにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るため、請求項１の発明は、吸収端波長が光信号の波長
よりも短い半導体コアと、電圧印加時に前記半導体コア
の前記吸収端波長を長波長側に動かすことにより、前記
光信号を吸収するための電気信号印加用としての電極を
具備する広帯域電界吸収形半導体光変調器であって、前
記電極が進行波形電極をなすように電気信号用入力部及
び電気信号用出力部を配置し、さらに前記電気信号の駆
動電圧を低減するように前記半導体コアを含むノンドー
プ半導体層の全厚みを薄くし、かつ前記ノンドープ半導
体層の全厚みを薄くすることにより生じた前記広帯域電
界吸収形半導体光変調器と外部回路との特性インピーダ
ンスの不整合に起因する光変調帯域の劣化及び前記電気
信号の反射を、前記電気信号と前記光信号の相互作用部
の長さを短くすることにより、小さくしたことを特徴と
する。
るため、請求項１の発明は、吸収端波長が光信号の波長
よりも短い半導体コアと、電圧印加時に前記半導体コア
の前記吸収端波長を長波長側に動かすことにより、前記
光信号を吸収するための電気信号印加用としての電極を
具備する広帯域電界吸収形半導体光変調器であって、前
記電極が進行波形電極をなすように電気信号用入力部及
び電気信号用出力部を配置し、さらに前記電気信号の駆
動電圧を低減するように前記半導体コアを含むノンドー
プ半導体層の全厚みを薄くし、かつ前記ノンドープ半導
体層の全厚みを薄くすることにより生じた前記広帯域電
界吸収形半導体光変調器と外部回路との特性インピーダ
ンスの不整合に起因する光変調帯域の劣化及び前記電気
信号の反射を、前記電気信号と前記光信号の相互作用部
の長さを短くすることにより、小さくしたことを特徴と
する。
【００１７】また、上記目的を達成するため、請求項２
の発明は、吸収端波長が光信号の波長よりも短い半導体
コアと、電圧印加時に前記半導体コアの前記吸収端波長
を長波長側に動かすことにより、前記光信号を吸収する
ための電気信号印加用としての電極を具備する広帯域電
界吸収形半導体光変調器であって、前記電極が進行波形
電極をなすように電気信号用入力部及び電気信号用出力
部を配置し、さらに前記電気信号の駆動電圧を低減する
ように前記半導体コアを含むノンドープ半導体層の全厚
みを薄くし、かつ前記半導体コアの上方および下方に位
置するｐ形もしくはｎ形のドーピング層のドーピング濃
度を調整することにより、前記ノンドープ半導体層の全
厚みを薄くすることにより生じた前記広帯域電界吸収形
半導体光変調器と外部回路との特性インピーダンスの不
整合を補正したことを特徴とする。
の発明は、吸収端波長が光信号の波長よりも短い半導体
コアと、電圧印加時に前記半導体コアの前記吸収端波長
を長波長側に動かすことにより、前記光信号を吸収する
ための電気信号印加用としての電極を具備する広帯域電
界吸収形半導体光変調器であって、前記電極が進行波形
電極をなすように電気信号用入力部及び電気信号用出力
部を配置し、さらに前記電気信号の駆動電圧を低減する
ように前記半導体コアを含むノンドープ半導体層の全厚
みを薄くし、かつ前記半導体コアの上方および下方に位
置するｐ形もしくはｎ形のドーピング層のドーピング濃
度を調整することにより、前記ノンドープ半導体層の全
厚みを薄くすることにより生じた前記広帯域電界吸収形
半導体光変調器と外部回路との特性インピーダンスの不
整合を補正したことを特徴とする。
【００１８】
【００１９】ここで、前記ノンドープ半導体層は前記半
導体コア以外の半導体層がない、あるいはあっても前記
半導体コア以外の半導体層は極めて薄いとすることがで
きる。
導体コア以外の半導体層がない、あるいはあっても前記
半導体コア以外の半導体層は極めて薄いとすることがで
きる。
【００２０】また、前記半導体コア層を含むノンドープ
半導体層の全厚みがほぼ０．５μｍ以下であるとするこ
とができる。
半導体層の全厚みがほぼ０．５μｍ以下であるとするこ
とができる。
【００２１】さらに、前記電気信号と前記光信号の前記
相互作用部の長さがほぼ４００μｍ以下であるとするこ
とができる。
相互作用部の長さがほぼ４００μｍ以下であるとするこ
とができる。
【００２２】さらに、前記進行波形電極の特性インピー
ダンスがほぼ４０Ω以下であるとすることができる。
ダンスがほぼ４０Ω以下であるとすることができる。
【００２３】更に、前記電気信号用出力部に終端抵抗を
配置することができる。
配置することができる。
【００２４】更に、前記電気信号と前記光信号の前記相
互作用部と該相互作用部に連結する前記電気信号用入力
部と前記電気信号出力部をほぼ一直線上に配置すること
ができる。
互作用部と該相互作用部に連結する前記電気信号用入力
部と前記電気信号出力部をほぼ一直線上に配置すること
ができる。
【００２５】本発明によれば、ノンドープ半導体層の全
厚みが薄くなるため、ＭＱＷコア内における電界強度が
大きくなり、その結果、ＭＱＷコアの吸収端波長のシフ
ト量を大きくできるため、所望の消光比を得るために必
要な駆動電圧を下げることが可能となる。
厚みが薄くなるため、ＭＱＷコア内における電界強度が
大きくなり、その結果、ＭＱＷコアの吸収端波長のシフ
ト量を大きくできるため、所望の消光比を得るために必
要な駆動電圧を下げることが可能となる。
【００２６】また、ノンドープ半導体層の全厚みを薄く
すると、特性インピーダンスの低下等、外部回路との特
性インピーダンスの不整合を引き起し、その結果光変調
帯域の劣化及び電気信号の反射を生じてしまう場合もあ
るが、これをマイクロ波と光との相互作用部の長さであ
る相互作用長Ｌを短く設定することにより補うととも
に、さらに光の挿入損失を低く抑えることが可能とな
る。
すると、特性インピーダンスの低下等、外部回路との特
性インピーダンスの不整合を引き起し、その結果光変調
帯域の劣化及び電気信号の反射を生じてしまう場合もあ
るが、これをマイクロ波と光との相互作用部の長さであ
る相互作用長Ｌを短く設定することにより補うととも
に、さらに光の挿入損失を低く抑えることが可能とな
る。
【００２７】また、ＭＱＷコアの上方あるいは下方にあ
るドーピング層のドーピング濃度を調整することにより
上記の特性インピーダンスの低下などの特性インピーダ
ンスの不整合を補償し、より広帯域な変調が可能とな
る。
るドーピング層のドーピング濃度を調整することにより
上記の特性インピーダンスの低下などの特性インピーダ
ンスの不整合を補償し、より広帯域な変調が可能とな
る。
【００２８】さらに、相互作用部とこれに連結する電気
信号入力部及び電気信号出力部をほぼ一直線に配置する
ことにより、電気信号を伝搬させる進行波電極に曲げ部
がなくなるため、電極の曲げに起因する電気信号の反射
を抑圧できるとともに、相互作用部の長手方向における
電気信号の伝搬損失をほぼなくすことが可能となる。
信号入力部及び電気信号出力部をほぼ一直線に配置する
ことにより、電気信号を伝搬させる進行波電極に曲げ部
がなくなるため、電極の曲げに起因する電気信号の反射
を抑圧できるとともに、相互作用部の長手方向における
電気信号の伝搬損失をほぼなくすことが可能となる。
【００２９】
【発明の実施の形態】以下に図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。
施の形態を詳細に説明する。
【００３０】（第１の実施の形態）図１に本発明の第１
の実施の形態の広帯域電界吸収形半導体光変調器の構造
を示す。ここで、図１５に示した先願の例と同様に、Ｍ
ＱＷコア５は例えばＩｎＧａＡｌＡｓ井戸（厚さ１３０
Å）、ＩｎＡｌＡｓバリア（厚さ５０Å）からなり、そ
の全厚みは０．１μｍから０．２μｍ程度とする。又、
ＭＱＷコア５の幅は１μｍから２μｍ程度とする。図１
５に示した先願の例とは異なり、本発明においてはｉ−
ＩｎＰ層４がない、あるいはあっても極めて薄いため、
図１７から分かるように駆動電圧の増加要因はない。従
って、本発明の電界吸収形半導体光変調器は低い駆動電
圧で動作することがわかる。但し、進行波電極の特性イ
ンピーダンスＺは５０Ωよりも低くなる（例えば、２０
Ω程度）。外部駆動回路の特性インピーダンスが進行波
電極の特性インピーダンスＺと整合していれば（この例
では２０Ω程度）、本発明の光変調器は相互作用部の長
さである相互作用長Ｌをある程度長くしても（例えば３
００μｍ）、広帯域動作が可能である。 しかしなが
ら、もし、外部駆動回路が５０Ω系である場合には、本
発明においては電気信号と光との相互作用長Ｌを短くす
る。つまりＭＱＷコア層５の長さを短くする。その他の
構造は図１５の先願の例とほぼ同様である。
の実施の形態の広帯域電界吸収形半導体光変調器の構造
を示す。ここで、図１５に示した先願の例と同様に、Ｍ
ＱＷコア５は例えばＩｎＧａＡｌＡｓ井戸（厚さ１３０
Å）、ＩｎＡｌＡｓバリア（厚さ５０Å）からなり、そ
の全厚みは０．１μｍから０．２μｍ程度とする。又、
ＭＱＷコア５の幅は１μｍから２μｍ程度とする。図１
５に示した先願の例とは異なり、本発明においてはｉ−
ＩｎＰ層４がない、あるいはあっても極めて薄いため、
図１７から分かるように駆動電圧の増加要因はない。従
って、本発明の電界吸収形半導体光変調器は低い駆動電
圧で動作することがわかる。但し、進行波電極の特性イ
ンピーダンスＺは５０Ωよりも低くなる（例えば、２０
Ω程度）。外部駆動回路の特性インピーダンスが進行波
電極の特性インピーダンスＺと整合していれば（この例
では２０Ω程度）、本発明の光変調器は相互作用部の長
さである相互作用長Ｌをある程度長くしても（例えば３
００μｍ）、広帯域動作が可能である。 しかしなが
ら、もし、外部駆動回路が５０Ω系である場合には、本
発明においては電気信号と光との相互作用長Ｌを短くす
る。つまりＭＱＷコア層５の長さを短くする。その他の
構造は図１５の先願の例とほぼ同様である。
【００３１】さて、従来技術において、一般に進行波電
極の特性インピーダンスＺとして５０Ω系が望まれる理
由は、外部駆動回路としては５０Ω系のものが多く、光
変調器と５０Ω系である外部回路との特性インピーダン
スの整合を図るためである。次に、外部回路が５０Ω系
の場合において、本発明によりノンドープ層の厚みＤを
薄くしたために生じた低い特性インピーダンスが光変調
帯域に与える影響について考察する。
極の特性インピーダンスＺとして５０Ω系が望まれる理
由は、外部駆動回路としては５０Ω系のものが多く、光
変調器と５０Ω系である外部回路との特性インピーダン
スの整合を図るためである。次に、外部回路が５０Ω系
の場合において、本発明によりノンドープ層の厚みＤを
薄くしたために生じた低い特性インピーダンスが光変調
帯域に与える影響について考察する。
【００３２】図２には外部駆動回路と進行波形半導体吸
収光変調器を含めた等価回路を示す。ＳG は駆動信号
源、ＲG は駆動信号源の特性インピーダンス、ＲL は終
端抵抗、Ｚは光変調器の特性インピーダンスである。こ
の進行波形の吸収形半導体光変調器の３ｄＢ変調帯域Δ
ｆは、この等価回路モデルを用いて計算できる。
収光変調器を含めた等価回路を示す。ＳG は駆動信号
源、ＲG は駆動信号源の特性インピーダンス、ＲL は終
端抵抗、Ｚは光変調器の特性インピーダンスである。こ
の進行波形の吸収形半導体光変調器の３ｄＢ変調帯域Δ
ｆは、この等価回路モデルを用いて計算できる。
【００３３】例えば、その光３ｄＢ変調帯域Δｆは、簡
単のために、進行波形電極の電気伝搬損失を０、特性イ
ンピーダンスＺを５０Ωと仮定すると、
単のために、進行波形電極の電気伝搬損失を０、特性イ
ンピーダンスＺを５０Ωと仮定すると、
【００３４】
【数３】 Δｆ＝１．９Ｃ0 ／（π（｜ｎm −ｎ0 ｜）Ｌ） （３） と表される（参考文献：河野，電子情報通信学会誌pp.1
306-1313 1993年12月号）。ここで、Ｃ0 は光の速度、
ｎm はＭＱＷ光変調器の電気信号の等価屈折率、ｎ0 は
信号光の等価屈折率、Ｌは進行波電極とＭＱＷコア５か
らなる光導波路との相互作用長である。
306-1313 1993年12月号）。ここで、Ｃ0 は光の速度、
ｎm はＭＱＷ光変調器の電気信号の等価屈折率、ｎ0 は
信号光の等価屈折率、Ｌは進行波電極とＭＱＷコア５か
らなる光導波路との相互作用長である。
【００３５】ＭＱＷ光変調器の電気信号の等価屈折率ｎ
m を４．０、信号光の等価屈折率ｎ0 を３．２として求
めた変調帯域特性を図３及び図４に示す。進行波電極の
マイクロ波伝搬損失αM の光変調特性への影響を明らか
にするために、図３はマイクロ波伝搬損失αM の小さい
場合（αM ＝３ｄＢ／ｃｍ）、図４はマイクロ波伝搬損
失αM の大きい場合（αM ＝２０ｄＢ／ｃｍ）とした。
また、光変調器の特性インピーダンスＺは２０Ωとし
た。さらに、マイクロ波と光の相互作用長（図１ではＭ
ＱＷコア５の長さ）Ｌをパラメータとし、５０μｍから
１ｍｍまで変えた。
m を４．０、信号光の等価屈折率ｎ0 を３．２として求
めた変調帯域特性を図３及び図４に示す。進行波電極の
マイクロ波伝搬損失αM の光変調特性への影響を明らか
にするために、図３はマイクロ波伝搬損失αM の小さい
場合（αM ＝３ｄＢ／ｃｍ）、図４はマイクロ波伝搬損
失αM の大きい場合（αM ＝２０ｄＢ／ｃｍ）とした。
また、光変調器の特性インピーダンスＺは２０Ωとし
た。さらに、マイクロ波と光の相互作用長（図１ではＭ
ＱＷコア５の長さ）Ｌをパラメータとし、５０μｍから
１ｍｍまで変えた。
【００３６】なお、外部回路の特性インピーダンス（駆
動信号源の特性インピーダンスＲG、終端抵抗の特性イ
ンピーダンスＲL ）は５０Ωと仮定した。
動信号源の特性インピーダンスＲG、終端抵抗の特性イ
ンピーダンスＲL ）は５０Ωと仮定した。
【００３７】図３からわかるように、特性インピーダン
スが低い場合に、３ｄＢ光変調帯域２０ＧＨｚ以下と狭
くなるのは、マイクロ波と光との相互作用長が１ｍｍ程
度と長い場合であり、相互作用長Ｌが５０μｍから１０
０μｍ程度と短ければ、本実施形態のような低い特性イ
ンピーダンスの進行波電極であっても、数１００ＧＨｚ
の超広帯域な光変調が可能となる。
スが低い場合に、３ｄＢ光変調帯域２０ＧＨｚ以下と狭
くなるのは、マイクロ波と光との相互作用長が１ｍｍ程
度と長い場合であり、相互作用長Ｌが５０μｍから１０
０μｍ程度と短ければ、本実施形態のような低い特性イ
ンピーダンスの進行波電極であっても、数１００ＧＨｚ
の超広帯域な光変調が可能となる。
【００３８】また、図４には、進行波電極のマイクロ波
伝搬損失αM が２０ｄＢ／ｃｍと比較的大きい場合の光
変調特性の計算結果を示し、さらに図５には、進行波電
極のマイクロ波伝搬損失αM が１００ｄＢ／ｃｍと極め
て大きい場合の光変調特性の計算結果を示す。図４およ
び図５からわかるように、本発明では相互作用長Ｌが短
いため、これらのマイクロ波伝搬損失があっても、なお
１００ＧＨｚ以上の広い変調帯域を実現できる利点があ
る。
伝搬損失αM が２０ｄＢ／ｃｍと比較的大きい場合の光
変調特性の計算結果を示し、さらに図５には、進行波電
極のマイクロ波伝搬損失αM が１００ｄＢ／ｃｍと極め
て大きい場合の光変調特性の計算結果を示す。図４およ
び図５からわかるように、本発明では相互作用長Ｌが短
いため、これらのマイクロ波伝搬損失があっても、なお
１００ＧＨｚ以上の広い変調帯域を実現できる利点があ
る。
【００３９】なお、光変調器の特性インピーダンスＺが
低いために、光変調器から駆動信号源ＳG へのマイクロ
波としての反射が懸念されるが、これは光変調器の相互
作用長Ｌが駆動マイクロ波の波長（１００ＧＨｚの変調
周波数ではｎ−ＩｎＰ基板７上で約１ｍｍとなる）に比
べて充分短いために、特に問題にはならない。つまり、
本発明における重要な点は、駆動電圧を低減するために
ノンドープ層の全厚みＤを薄くした結果、特性インピー
ダンスＺが５０Ωから大幅に低くなっても、電気信号と
光との相互作用長Ｌを短くすることにより、広帯域光変
調を実現できることにある。
低いために、光変調器から駆動信号源ＳG へのマイクロ
波としての反射が懸念されるが、これは光変調器の相互
作用長Ｌが駆動マイクロ波の波長（１００ＧＨｚの変調
周波数ではｎ−ＩｎＰ基板７上で約１ｍｍとなる）に比
べて充分短いために、特に問題にはならない。つまり、
本発明における重要な点は、駆動電圧を低減するために
ノンドープ層の全厚みＤを薄くした結果、特性インピー
ダンスＺが５０Ωから大幅に低くなっても、電気信号と
光との相互作用長Ｌを短くすることにより、広帯域光変
調を実現できることにある。
【００４０】さらに、吸収が大きなＭＱＷコア層５の長
さが短いため、光の挿入損失も小さくできることにな
る。なお、相互作用長Ｌとしては、５０から１００μｍ
と極めて短いことが望ましいことを述べたが、相互作用
長Ｌが２００μｍ以下、３００μｍ以下、４００μｍ以
下とわずかに長くなっても、この程度であれば、例えば
図３に示すように若干低下するものの本発明の効果を発
揮できる。
さが短いため、光の挿入損失も小さくできることにな
る。なお、相互作用長Ｌとしては、５０から１００μｍ
と極めて短いことが望ましいことを述べたが、相互作用
長Ｌが２００μｍ以下、３００μｍ以下、４００μｍ以
下とわずかに長くなっても、この程度であれば、例えば
図３に示すように若干低下するものの本発明の効果を発
揮できる。
【００４１】図６にはｉ−ＭＱＷコア５の厚みと長さが
各々０．６μｍ、２００μｍの場合について、印加電圧
に対する消光比を示す。同図からわかるように、消光比
は印加電圧が低い領域においては小さく、印加電圧が高
くなると急激に増加する（上式（１）を参照）。
各々０．６μｍ、２００μｍの場合について、印加電圧
に対する消光比を示す。同図からわかるように、消光比
は印加電圧が低い領域においては小さく、印加電圧が高
くなると急激に増加する（上式（１）を参照）。
【００４２】一方、消光比のｄＢ表現は上式（２）に１
０ ｌｏｇを演算することにより得られ、ｉ−ＭＱＷコ
ア５の長さＬに比例する。さて、ここでｉ−ＭＱＷコア
５の長さＬを長くすることによる駆動電圧低下の効果を
考察する。
０ ｌｏｇを演算することにより得られ、ｉ−ＭＱＷコ
ア５の長さＬに比例する。さて、ここでｉ−ＭＱＷコア
５の長さＬを長くすることによる駆動電圧低下の効果を
考察する。
【００４３】まず、この図６からわかるように、ｉ−Ｍ
ＱＷコア５の長さＬが２００μｍの場合では２０ｄＢの
消光比を得るためには、印加電圧が１３．５Ｖであり、
これが駆動電圧となる。さて、長さＬを２倍の４００μ
ｍとすると、２０ｄＢの消光比を得るには、長さＬが２
００μｍの場合について求めたものである図６において
は、消光比１０ｄＢに対する印加電圧が駆動電圧とな
り、約１０．５Ｖとなる。つまり、長さを２倍にしても
駆動電圧は１３．５Ｖからわずか３Ｖ下がるだけであ
り、半分にはならない。図７には、ｉ−ＭＱＷコア５の
厚みが０．６μｍと厚い場合について、ｉ−ＭＱＷコア
５の長さＬに対する駆動電圧を示す。前述のように、ｉ
−ＭＱＷコア５の長さＬを長くしても、駆動電圧は大幅
には低減できないことが確認される。さらに、こうした
電界吸収形のｉ−ＭＱＷコア５は光の伝搬損失が１００
から３００ｄＢ／ｃｍであることを実験的に確認してい
るので、長さＬを長くすると光の挿入損失が極めて大き
くなることになる（ｉ−ＭＱＷコア５の長さＬが１ｍｍ
で１０から３０ｄＢの光の伝搬損失となる）。
ＱＷコア５の長さＬが２００μｍの場合では２０ｄＢの
消光比を得るためには、印加電圧が１３．５Ｖであり、
これが駆動電圧となる。さて、長さＬを２倍の４００μ
ｍとすると、２０ｄＢの消光比を得るには、長さＬが２
００μｍの場合について求めたものである図６において
は、消光比１０ｄＢに対する印加電圧が駆動電圧とな
り、約１０．５Ｖとなる。つまり、長さを２倍にしても
駆動電圧は１３．５Ｖからわずか３Ｖ下がるだけであ
り、半分にはならない。図７には、ｉ−ＭＱＷコア５の
厚みが０．６μｍと厚い場合について、ｉ−ＭＱＷコア
５の長さＬに対する駆動電圧を示す。前述のように、ｉ
−ＭＱＷコア５の長さＬを長くしても、駆動電圧は大幅
には低減できないことが確認される。さらに、こうした
電界吸収形のｉ−ＭＱＷコア５は光の伝搬損失が１００
から３００ｄＢ／ｃｍであることを実験的に確認してい
るので、長さＬを長くすると光の挿入損失が極めて大き
くなることになる（ｉ−ＭＱＷコア５の長さＬが１ｍｍ
で１０から３０ｄＢの光の伝搬損失となる）。
【００４４】よって、本発明で提案しているノンドープ
層の厚みを薄くすることにより、進行波電極構造におい
て従来得られなかった低駆動電圧を実現できることにな
る。
層の厚みを薄くすることにより、進行波電極構造におい
て従来得られなかった低駆動電圧を実現できることにな
る。
【００４５】ノンドープ層がｉ−ＭＱＷコア５のみでは
進行波電極としての特性インピーダンスＺが５Ω以下と
低くなり過ぎ、相互作用長Ｌを短くしても光変調帯域の
劣化を補償できない場合には、例えば図１においてｉ−
ＭＱＷコア５とｎ−ＩｎＰクラッド層６との間に薄いノ
ンドープ層を設けることにより、特性インピーダンスＺ
を若干上げても良いことは言うまでもない。
進行波電極としての特性インピーダンスＺが５Ω以下と
低くなり過ぎ、相互作用長Ｌを短くしても光変調帯域の
劣化を補償できない場合には、例えば図１においてｉ−
ＭＱＷコア５とｎ−ＩｎＰクラッド層６との間に薄いノ
ンドープ層を設けることにより、特性インピーダンスＺ
を若干上げても良いことは言うまでもない。
【００４６】ここで、本発明における全ノンドープ層の
厚みについて考察を進める。図１７には、ＭＱＷコア５
の厚みが０．２μｍの場合について、消光比２０ｄＢを
実現するために必要な駆動電圧を図１５の全ノンドープ
層の厚みＤを変数として示していることを述べたが、図
１７からわかるように、全ノンドープ層の厚みＤがｉ−
ＭＱＷコア５の厚みのみ、つまりｉ−ＭＱＷコア５の他
にノンドープ層がない場合には駆動電圧は最も低く１．
５となる。この図１７からわかるように、全ノンドープ
層の厚みＤが０．３μｍ、０．４μｍ、０．５μｍと徐
々に厚くなると、駆動電圧は上昇する傾向に有るが、
０．５μｍ以下であれば駆動可能な駆動電圧を得られ
る。なお、薄いノンドープ層をｉ−ＭＱＷコア５とｐ−
ＩｎＰクラッド３との間に設ける場合には、薄いノンド
ープ層をｉ−ＭＱＷコア５とｎ−ＩｎＰクラッド６の間
に設ける場合よりも駆動電圧が上昇するものの、ノンド
ープ層が薄い限り本発明の効果を発揮できることは言う
までもない。
厚みについて考察を進める。図１７には、ＭＱＷコア５
の厚みが０．２μｍの場合について、消光比２０ｄＢを
実現するために必要な駆動電圧を図１５の全ノンドープ
層の厚みＤを変数として示していることを述べたが、図
１７からわかるように、全ノンドープ層の厚みＤがｉ−
ＭＱＷコア５の厚みのみ、つまりｉ−ＭＱＷコア５の他
にノンドープ層がない場合には駆動電圧は最も低く１．
５となる。この図１７からわかるように、全ノンドープ
層の厚みＤが０．３μｍ、０．４μｍ、０．５μｍと徐
々に厚くなると、駆動電圧は上昇する傾向に有るが、
０．５μｍ以下であれば駆動可能な駆動電圧を得られ
る。なお、薄いノンドープ層をｉ−ＭＱＷコア５とｐ−
ＩｎＰクラッド３との間に設ける場合には、薄いノンド
ープ層をｉ−ＭＱＷコア５とｎ−ＩｎＰクラッド６の間
に設ける場合よりも駆動電圧が上昇するものの、ノンド
ープ層が薄い限り本発明の効果を発揮できることは言う
までもない。
【００４７】（第２の実施の形態）図１に示した第１の
実施の形態では、ｐ−ＩｎＰクラッド層３とｎ−ＩｎＰ
クラッド層６のドーピング濃度は例えば１×１０18／ｃ
ｍ3 と高いために、これらはほぼ導体と見なせるほどに
導伝率が高く、特性インピーダンスＺが低くなる。以下
に述べる本発明の第２の実施の形態では、ｉ−ＭＱＷコ
ア５の上方にあるｐ−ＩｎＰクラッド層３あるいはｉ−
ＭＱＷコア５の下方にあるｎ−ＩｎＰクラッド層６のド
ーピング濃度を調整する（例えば、３×１０17／ｃｍ3
とする）ことにより、特性インピーダンスＺを増加させ
ることができる。さらには、ドーピング濃度を調整する
ことによりマイクロ波的な抵抗成分を意図的に増加さ
せ、これにより見かけ上の特性インピーダンスＺを増加
させることも可能である。
実施の形態では、ｐ−ＩｎＰクラッド層３とｎ−ＩｎＰ
クラッド層６のドーピング濃度は例えば１×１０18／ｃ
ｍ3 と高いために、これらはほぼ導体と見なせるほどに
導伝率が高く、特性インピーダンスＺが低くなる。以下
に述べる本発明の第２の実施の形態では、ｉ−ＭＱＷコ
ア５の上方にあるｐ−ＩｎＰクラッド層３あるいはｉ−
ＭＱＷコア５の下方にあるｎ−ＩｎＰクラッド層６のド
ーピング濃度を調整する（例えば、３×１０17／ｃｍ3
とする）ことにより、特性インピーダンスＺを増加させ
ることができる。さらには、ドーピング濃度を調整する
ことによりマイクロ波的な抵抗成分を意図的に増加さ
せ、これにより見かけ上の特性インピーダンスＺを増加
させることも可能である。
【００４８】特性インピーダンスＺを見かけ上３５Ωと
した場合の光変調特性を図８に示す。前述の後者の手
法、即ち、進行波電極の抵抗が増加するように特性イン
ピーダンスＺの補正を行った場合には、一般に光変調の
帯域が狭くなるが、本発明では相互作用長Ｌを短くする
ため、これらのマイクロ波伝搬損失があっても、特性イ
ンピーダンスＺが見かけ上高くなる効果の方が大きく、
図８に示すように極めて広い変調帯域を実現できる。つ
まり、この第２の実施形態の場合には、その３ｄＢ光変
調帯域Δｆは広くなり、特性インピーダンスＺが２０Ω
のままで単にマイクロ波の伝搬損失を増加させた図５の
第１の実施形態の場合よりも、より広帯域な光変調が可
能となる。
した場合の光変調特性を図８に示す。前述の後者の手
法、即ち、進行波電極の抵抗が増加するように特性イン
ピーダンスＺの補正を行った場合には、一般に光変調の
帯域が狭くなるが、本発明では相互作用長Ｌを短くする
ため、これらのマイクロ波伝搬損失があっても、特性イ
ンピーダンスＺが見かけ上高くなる効果の方が大きく、
図８に示すように極めて広い変調帯域を実現できる。つ
まり、この第２の実施形態の場合には、その３ｄＢ光変
調帯域Δｆは広くなり、特性インピーダンスＺが２０Ω
のままで単にマイクロ波の伝搬損失を増加させた図５の
第１の実施形態の場合よりも、より広帯域な光変調が可
能となる。
【００４９】また、図１に示した第１実施形態のｉ−Ｍ
ＱＷコア５の上方あるいは下方にノンドープ層を設けた
構造において、ｉ−ＭＱＷコア５の上方あるいは下方に
あるドーピング層の濃度を調整して特性インピーダンス
の低下を補正した場合にも、本発明の効果を発揮できる
し、この場合においても、全ノンドープ層の厚みＤが
０．３μｍ、０．４μｍ、０．５μｍと徐々に厚くなる
と駆動電圧は上昇する傾向にあるが、０．５μｍ以下で
あれば駆動可能な駆動電圧を得ることができる。
ＱＷコア５の上方あるいは下方にノンドープ層を設けた
構造において、ｉ−ＭＱＷコア５の上方あるいは下方に
あるドーピング層の濃度を調整して特性インピーダンス
の低下を補正した場合にも、本発明の効果を発揮できる
し、この場合においても、全ノンドープ層の厚みＤが
０．３μｍ、０．４μｍ、０．５μｍと徐々に厚くなる
と駆動電圧は上昇する傾向にあるが、０．５μｍ以下で
あれば駆動可能な駆動電圧を得ることができる。
【００５０】なお、本発明では電極が進行波形電極であ
れば良いので、ｐ側およびｎ側電極の構成の形態は問わ
ないし、基板として半絶縁性基板を用いても良いことは
言うまでもない。さらに、コア５はｉ−ＩｎＧａＡｓＰ
／ＩｎＰ等、他のＭＱＷ組成でも良いし、ｉ−ＩｎＧａ
ＡｓＰ等の４元バルク組成を用いることも可能である。
れば良いので、ｐ側およびｎ側電極の構成の形態は問わ
ないし、基板として半絶縁性基板を用いても良いことは
言うまでもない。さらに、コア５はｉ−ＩｎＧａＡｓＰ
／ＩｎＰ等、他のＭＱＷ組成でも良いし、ｉ−ＩｎＧａ
ＡｓＰ等の４元バルク組成を用いることも可能である。
【００５１】図９と図１０に、各々本発明を適用して実
際に製作した広帯域電界吸収形半導体光変調器の光変調
特性と吸収特性の測定結果を示す。光変調器の構造とし
ては、以下の通りである。進行波電極としては共平面導
波路（ＣＰＷ）形電極、ノンドープ層としては厚み０．
２μｍのＭＱＷでＩｎＧａＡｌＡｓ井戸とＩｎＡｌＡｓ
バリアは各々１３０Åと５０Åであり、エキシトンピー
ク波長は１．４９μｍであった。また、ｐ−ＩｎＰクラ
ッドとｎ−ＩｎＰクラッドのドーピング濃度としては、
５×１０17／ｃｍ3 、基板としては半絶縁性ＩｎＰ基板
を使用した。図９と図１０からわかるように、光３ｄＢ
帯域として測定器限界の５０ＧＨｚを得ると共に２Ｖ
（この図では、挿入損失が１ｄＢから１６ｄＢ増加（１
５ｄＢ消光比）するのに必要な電圧として定義した）以
下と低い駆動電圧を得た。
際に製作した広帯域電界吸収形半導体光変調器の光変調
特性と吸収特性の測定結果を示す。光変調器の構造とし
ては、以下の通りである。進行波電極としては共平面導
波路（ＣＰＷ）形電極、ノンドープ層としては厚み０．
２μｍのＭＱＷでＩｎＧａＡｌＡｓ井戸とＩｎＡｌＡｓ
バリアは各々１３０Åと５０Åであり、エキシトンピー
ク波長は１．４９μｍであった。また、ｐ−ＩｎＰクラ
ッドとｎ−ＩｎＰクラッドのドーピング濃度としては、
５×１０17／ｃｍ3 、基板としては半絶縁性ＩｎＰ基板
を使用した。図９と図１０からわかるように、光３ｄＢ
帯域として測定器限界の５０ＧＨｚを得ると共に２Ｖ
（この図では、挿入損失が１ｄＢから１６ｄＢ増加（１
５ｄＢ消光比）するのに必要な電圧として定義した）以
下と低い駆動電圧を得た。
【００５２】（第３の実施の形態）図１１には本発明の
第３の実施形態の上面図を示す。ここで、進行波電極と
してはＣＰＷ形電極を用いている。図１１のＡ−Ａ′Ｂ
−Ｂ′における断面図を各々図１２と図１３に示す。電
気信号と光信号との相互作用部の断面図である図１２か
らわかるように、電気信号（マイクロ波）の入力部Ｉと
出力部ＩＩにおいてはｐ側電極１は半絶縁性基板１１に
接している。ここで９はポリイミドである。電気信号と
光信号の相互作用部では、ｐ側電極１はｐ+ −ＩｎＧａ
Ａｓキャップ層に接している。一方、図１３に示すよう
に、ＣＰＷ形電極のアース導体１０側ではマイクロ波の
入力部Ｉと出力部ＩＩにおいてアース導体１０がｎ−Ｉ
ｎＰ６に接している。また、ボリイミド９があるためア
ース導体１０とｐ−ＩｎＰクラッド３とは接していな
い。なお、図１１において１２は電気的分離溝である。
第３の実施形態の上面図を示す。ここで、進行波電極と
してはＣＰＷ形電極を用いている。図１１のＡ−Ａ′Ｂ
−Ｂ′における断面図を各々図１２と図１３に示す。電
気信号と光信号との相互作用部の断面図である図１２か
らわかるように、電気信号（マイクロ波）の入力部Ｉと
出力部ＩＩにおいてはｐ側電極１は半絶縁性基板１１に
接している。ここで９はポリイミドである。電気信号と
光信号の相互作用部では、ｐ側電極１はｐ+ −ＩｎＧａ
Ａｓキャップ層に接している。一方、図１３に示すよう
に、ＣＰＷ形電極のアース導体１０側ではマイクロ波の
入力部Ｉと出力部ＩＩにおいてアース導体１０がｎ−Ｉ
ｎＰ６に接している。また、ボリイミド９があるためア
ース導体１０とｐ−ＩｎＰクラッド３とは接していな
い。なお、図１１において１２は電気的分離溝である。
【００５３】本実施形態例においては、例えば図１や図
９の場合と異なり、電気信号の入力部Ｉ、電気信号と光
信号の相互作用部、電気信号の出力部ＩＩがほぼ一直線
上に配置されている。従って、電気信号がｐ側電極１と
アース導体１０間を伝搬する際には曲がる必要がなく、
不要な電気的反射が生じない。さらに、相互作用部の長
さＬは数１０μｍから数１００μｍと光導波路の幅（光
導波路の幅はｉ−ＭＱＷコア５の幅であるから高々２μ
ｍ程度である）に比べると広いので、相互作用部に達す
るまでと相互作用部を通過する際の電気的な伝搬損失が
小さい。一方、電気信号が相互作用部を横切る際には、
相互作用部の特性インピーダンスを低く感じるが、光導
波路の幅は電気信号の波長と比較すると十分小さく、電
気信号の入出力部や外部回路との特性インピーダンスの
不整合の影導は小さくこれを無視できる。
９の場合と異なり、電気信号の入力部Ｉ、電気信号と光
信号の相互作用部、電気信号の出力部ＩＩがほぼ一直線
上に配置されている。従って、電気信号がｐ側電極１と
アース導体１０間を伝搬する際には曲がる必要がなく、
不要な電気的反射が生じない。さらに、相互作用部の長
さＬは数１０μｍから数１００μｍと光導波路の幅（光
導波路の幅はｉ−ＭＱＷコア５の幅であるから高々２μ
ｍ程度である）に比べると広いので、相互作用部に達す
るまでと相互作用部を通過する際の電気的な伝搬損失が
小さい。一方、電気信号が相互作用部を横切る際には、
相互作用部の特性インピーダンスを低く感じるが、光導
波路の幅は電気信号の波長と比較すると十分小さく、電
気信号の入出力部や外部回路との特性インピーダンスの
不整合の影導は小さくこれを無視できる。
【００５４】さて、本実施形態例においては、電気信号
と光信号の進行方向はほぼ直交している。これは式
（３）において、電気信号の等価屈折率ｎm をゼロと置
いたことと等価となるが、ｐ側電極１上では相互作用部
の長手方向においてほぼ同電位であるため、相互作用部
の長手方向における電気信号の減衰はほぽ無視できるこ
とと等価となる。従って、相互作用部の長さが数１００
μｍ程度の場合にはやはり超広帯域光変調が可能とな
る。
と光信号の進行方向はほぼ直交している。これは式
（３）において、電気信号の等価屈折率ｎm をゼロと置
いたことと等価となるが、ｐ側電極１上では相互作用部
の長手方向においてほぼ同電位であるため、相互作用部
の長手方向における電気信号の減衰はほぽ無視できるこ
とと等価となる。従って、相互作用部の長さが数１００
μｍ程度の場合にはやはり超広帯域光変調が可能とな
る。
【００５５】なお、光導波路と進行波電極は直交すると
説明したが、互いに斜めに交差しても良い。この場合の
電気信号の速度は進行波電極を伝搬する速度の光導波路
への射影成分となるので、速度をやや遅らせる等、電気
信号の速度を調整することも可能となる。
説明したが、互いに斜めに交差しても良い。この場合の
電気信号の速度は進行波電極を伝搬する速度の光導波路
への射影成分となるので、速度をやや遅らせる等、電気
信号の速度を調整することも可能となる。
【００５６】（第４の実施の形態）図１４には本発明の
第４実施の形態の上面図を示す。本実施形態例では、光
導波路を曲げることにより図１１に示した第３の実施の
形態と同様に進行波電極を一直線の形態としている。
第４実施の形態の上面図を示す。本実施形態例では、光
導波路を曲げることにより図１１に示した第３の実施の
形態と同様に進行波電極を一直線の形態としている。
【００５７】（第５の実施の形態）図１５には本発明の
第５の実施の形態を示す。本実施形態は図１１に示した
第３の実施の形態の左半分を用いた構造である。従っ
て、進行波電極としては、ＣＰＷを２分割したので非対
称コプレーナストリップ（ＡＣＰＳ）の形態となった。
ここで、１３はＡＣＰＳのアース導体を表わす。また１
４は光導波路の端面に形成した光に対する完全反射膜で
ある。
第５の実施の形態を示す。本実施形態は図１１に示した
第３の実施の形態の左半分を用いた構造である。従っ
て、進行波電極としては、ＣＰＷを２分割したので非対
称コプレーナストリップ（ＡＣＰＳ）の形態となった。
ここで、１３はＡＣＰＳのアース導体を表わす。また１
４は光導波路の端面に形成した光に対する完全反射膜で
ある。
【００５８】つまり、本実施形態では、左から入射した
光は、図には示していないｉ−ＭＱＷコア５やｐ−Ｉｎ
Ｐクラッド３および、同様に図には示していないｎ−Ｉ
ｎＰクラッド６からなる光導波路を伝搬し、ｐ側電極１
の真下にあるｉ−ＭＱＷコア５の部分で光変調を受け
る。光はその後、右側の端面に達した後、完全反射膜１
４で左向きに折り返され再度光変調を受ける。本構造で
は素子の大きさが半分になる利点がある。
光は、図には示していないｉ−ＭＱＷコア５やｐ−Ｉｎ
Ｐクラッド３および、同様に図には示していないｎ−Ｉ
ｎＰクラッド６からなる光導波路を伝搬し、ｐ側電極１
の真下にあるｉ−ＭＱＷコア５の部分で光変調を受け
る。光はその後、右側の端面に達した後、完全反射膜１
４で左向きに折り返され再度光変調を受ける。本構造で
は素子の大きさが半分になる利点がある。
【００５９】なお、第３の実施の形態、第４の実施の形
態および第５の実施形態ともｉ−ＭＱＷコア５以外にノ
ンドープ層はないとして説明したが、ｉ−ＭＱｗコア５
以外にも薄いノンドープ層は有っても良いし、第２の実
施の形態のように、ドーピング層の濃度を調整して特性
インピーダンスを適正化しても良い。また、コアとして
バルク材料を用いても艮い。
態および第５の実施形態ともｉ−ＭＱＷコア５以外にノ
ンドープ層はないとして説明したが、ｉ−ＭＱｗコア５
以外にも薄いノンドープ層は有っても良いし、第２の実
施の形態のように、ドーピング層の濃度を調整して特性
インピーダンスを適正化しても良い。また、コアとして
バルク材料を用いても艮い。
【００６０】また、第１から第５の全ての実施の形態に
おいて、上側をｐ形、下側をｎ形としたが上側と下側の
ドーピングの型を入れ替えても良いことは言うまでもな
い。なお、本発明は進行波電極を有する電界吸収形半導
体光変調器についてであるが、第２の実施の形態のよう
に、ドーピング層の濃度を調整して特性インピーダンス
を適正化する考え方及び、第３から第５の実施の形態の
ように進行波電極を一直線の形態とする考え方は、進行
波電極を有する光変調器であれば電界吸収形半導体光変
調器のみならず、屈折率変調形半導体光変調器にも適用
可能である。
おいて、上側をｐ形、下側をｎ形としたが上側と下側の
ドーピングの型を入れ替えても良いことは言うまでもな
い。なお、本発明は進行波電極を有する電界吸収形半導
体光変調器についてであるが、第２の実施の形態のよう
に、ドーピング層の濃度を調整して特性インピーダンス
を適正化する考え方及び、第３から第５の実施の形態の
ように進行波電極を一直線の形態とする考え方は、進行
波電極を有する光変調器であれば電界吸収形半導体光変
調器のみならず、屈折率変調形半導体光変調器にも適用
可能である。
【００６１】さらに光導波路の構造としてはコアの横が
誘導体であるいわゆるハイメサ構造について説明した
が、ストリップ装荷構造や埋め込み構造等その他の構造
の光導波路にも本発明は適用できることは言うまでもな
い。
誘導体であるいわゆるハイメサ構造について説明した
が、ストリップ装荷構造や埋め込み構造等その他の構造
の光導波路にも本発明は適用できることは言うまでもな
い。
【００６２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
電極を進行波形電極とした吸収形半導体光変調器におい
てノンドープ層の全厚みＤを薄く設定するようにしてい
るので、光導波路のコア内における電界強度が大きくな
り、その結果、コアの吸収端波長のシフト量を大きくで
きるので、所望の消光比を得るために必要な駆動電圧を
下げることが可能となる。また、ノンドープ層の全厚み
を薄くしたために生じた特性インピーダンスの低下に起
因する光変調帯域の劣化をマイクロ波と光との相互作用
長Ｌを短く設定することにより補えるとともに、さらに
光の挿入損失を低く抑えることが可能となる。
電極を進行波形電極とした吸収形半導体光変調器におい
てノンドープ層の全厚みＤを薄く設定するようにしてい
るので、光導波路のコア内における電界強度が大きくな
り、その結果、コアの吸収端波長のシフト量を大きくで
きるので、所望の消光比を得るために必要な駆動電圧を
下げることが可能となる。また、ノンドープ層の全厚み
を薄くしたために生じた特性インピーダンスの低下に起
因する光変調帯域の劣化をマイクロ波と光との相互作用
長Ｌを短く設定することにより補えるとともに、さらに
光の挿入損失を低く抑えることが可能となる。
【００６３】さらに、本発明によれば、上記効果に加え
て、ＭＱＷコアの上方あるいは下方にあるドーピング層
のドーピング濃度を調整することにより、前述の特性イ
ンピーダンスの低下を補償し、より広帯域な変調を可能
とすることができる。また、相互作用部とこれに連結す
る電気信号入力部及び電気信号出力部をほぼ一直線上に
配置することにより、電気信号を伝搬させる進行波電極
に曲げ部がなくなるため、電極の曲げに起因する電気信
号の反射を抑制できるとともに、相互作用部の長手方向
における電気信号の伝搬損失をほぼなくすことができる
ので、高効率な光変調が可能となる。よって、駆動電圧
と光の挿入損失の点で優れた進行波電極を有する広帯域
電界吸収形半導体光変調器を提供することができる。
て、ＭＱＷコアの上方あるいは下方にあるドーピング層
のドーピング濃度を調整することにより、前述の特性イ
ンピーダンスの低下を補償し、より広帯域な変調を可能
とすることができる。また、相互作用部とこれに連結す
る電気信号入力部及び電気信号出力部をほぼ一直線上に
配置することにより、電気信号を伝搬させる進行波電極
に曲げ部がなくなるため、電極の曲げに起因する電気信
号の反射を抑制できるとともに、相互作用部の長手方向
における電気信号の伝搬損失をほぼなくすことができる
ので、高効率な光変調が可能となる。よって、駆動電圧
と光の挿入損失の点で優れた進行波電極を有する広帯域
電界吸収形半導体光変調器を提供することができる。
【図１】本発明の一実施形態の広帯域電界吸収形半導体
光変調器の構造を示す模式図である。
光変調器の構造を示す模式図である。
【図２】本発明の原理を説明するための図であって、外
部駆動回路と進行波形の吸収形半導体光変調器を含めた
等価回路を示す回路図である。
部駆動回路と進行波形の吸収形半導体光変調器を含めた
等価回路を示す回路図である。
【図３】本発明の原理を説明するための図であって、マ
イクロ波伝搬損失αM の小さい場合（αM ＝３ｄＢ／ｃ
ｍ）における進行波電極のマイクロ波伝搬損失αM の光
変調特性への影響を示すグラフである。
イクロ波伝搬損失αM の小さい場合（αM ＝３ｄＢ／ｃ
ｍ）における進行波電極のマイクロ波伝搬損失αM の光
変調特性への影響を示すグラフである。
【図４】本発明の原理を説明するための図であって、マ
イクロ波伝搬損失αM の大きい場合（αM ＝２０ｄＢ／
ｃｍ）における進行波電極のマイクロ波伝搬損失αM の
光変調特性への影響を示すグラフである。
イクロ波伝搬損失αM の大きい場合（αM ＝２０ｄＢ／
ｃｍ）における進行波電極のマイクロ波伝搬損失αM の
光変調特性への影響を示すグラフである。
【図５】本発明の原理を説明するための図であって、進
行波電極のマイクロ波伝搬損失αM が１００ｄＢ／ｃｍ
と極めて大きい場合の光変調特性の計算結果を示すグラ
フである。
行波電極のマイクロ波伝搬損失αM が１００ｄＢ／ｃｍ
と極めて大きい場合の光変調特性の計算結果を示すグラ
フである。
【図６】図１５に示す先願の半導体ＭＱＷ変調器の印加
電圧に対する消光特性を説明するグラフである。
電圧に対する消光特性を説明するグラフである。
【図７】図１５に示す先願の半導体ＭＱＷ変調器の駆動
電圧のi −ＭＱＷコア５の長さ依存性を説明するグラフ
である。
電圧のi −ＭＱＷコア５の長さ依存性を説明するグラフ
である。
【図８】本発明の原理を説明するための図であって、特
性インピーダンスZ を見かけ上３５Ωとした場合の光変
調特性を示すグラフである。
性インピーダンスZ を見かけ上３５Ωとした場合の光変
調特性を示すグラフである。
【図９】本発明を適用して製作した光変調器の光変調特
性を示すグラフである。
性を示すグラフである。
【図１０】本発明を適用して製作した光変調器の消光特
性を示すグラフである。
性を示すグラフである。
【図１１】本発明の第３実施形態の広帯域電極吸収形半
導体光変調器の上面図である。
導体光変調器の上面図である。
【図１２】図１１のＡ−Ａ′における断面図である。
【図１３】図１１のＢ−Ｂ′における断面図である。
【図１４】本発明の第４実施形態の広帯域電極吸収形半
導体光変調器の上面図である。
導体光変調器の上面図である。
【図１５】本発明の第５実施形態の広帯域電界吸収形半
導体光変調器の上面図である。
導体光変調器の上面図である。
【図１６】先願の広帯域電界吸収形半導体光変調器の構
造を示す模式図である。
造を示す模式図である。
【図１７】図１６に示す先願の半導体光変調器のＭＱＷ
コアの光吸収スペクトルの特性を示すグラフである。
コアの光吸収スペクトルの特性を示すグラフである。
【図１８】図１６に示す先願のＭＱＷコアの全ノンドー
プ厚さＤと駆動電圧の関係を示すグラフである。
プ厚さＤと駆動電圧の関係を示すグラフである。
１ ｐ側電極 ２ ｐ+ −ＩｎＧａＡｓキャップ層 ３ ｐ−ＩｎＰクラッド層 ４ ｉ−ＩｎＰ層 ５ 光導波路のコア層（例えば、ｉ−ＩｎＧａＡｌＡｓ
／ＩｎＡｌＡｓ多重量子井戸（ＭＱＷ）；ｉ−ＭＱＷコ
ア） ６ ｎ−ＩｎＰクラッド層 ７ ｎ−ＩｎＰ基板 ８ ｎ側電極 ９ ポリイミド層 １０ ＣＰＷ形電極のアース導体 １１ 半絶縁性ＩｎＰ基板 １２ 電気的分離溝 １３ ＡＣＰＳのアース導体 １４ 光に対する完全反射膜 ＳG 駆動信号源 ＲG 駆動信号源の特性インピーダンス ＲL 終端抵抗の特性インピーダンス ｎm ＭＱＷ光変調器の電気信号の等価屈折率 ｎ0 信号光の等価屈折率 αM 進行波電極のマイクロ波伝搬損失 Ｚ 光変調器の特性インピーダンス Ｌ マイクロ波と光の相互作用長
／ＩｎＡｌＡｓ多重量子井戸（ＭＱＷ）；ｉ−ＭＱＷコ
ア） ６ ｎ−ＩｎＰクラッド層 ７ ｎ−ＩｎＰ基板 ８ ｎ側電極 ９ ポリイミド層 １０ ＣＰＷ形電極のアース導体 １１ 半絶縁性ＩｎＰ基板 １２ 電気的分離溝 １３ ＡＣＰＳのアース導体 １４ 光に対する完全反射膜 ＳG 駆動信号源 ＲG 駆動信号源の特性インピーダンス ＲL 終端抵抗の特性インピーダンス ｎm ＭＱＷ光変調器の電気信号の等価屈折率 ｎ0 信号光の等価屈折率 αM 進行波電極のマイクロ波伝搬損失 Ｚ 光変調器の特性インピーダンス Ｌ マイクロ波と光の相互作用長
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−149529（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−302901（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−211399（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−199778（ＪＰ，Ａ) Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｌｉｇｈｔｗ ａｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｖｏ ｌ．14 Ｎｏ．９ ｐｐ．2026−2034 （1996年９月) Ｅｌｅｃｒｏｎｉｃｓ ｌｅｔｔｅｒ ｓ，Ｖｏｌ．25 Ｎｏ．23 ｐｐ．1549 −1550（９ｔｈ Ｎｏｖｅｍｂｅｒ 1989) Ｅｌｅｃｒｏｎｉｃｓ ｌｅｔｔｅｒ ｓ，Ｖｏｌ．32 Ｎｏ．12 ｐｐ．1095 −1096（６ｔｈ Ｊｕｎｅ 1996) Ｅｌｅｃｒｏｎｉｃｓ ｌｅｔｔｅｒ ｓ，Ｖｏｌ．30 Ｎｏ．13 ｐｐ．1048 −1049（23ｒｄ Ｊｕｎｅ 1994) Ｅｌｅｃｒｏｎｉｃｓ ｌｅｔｔｅｒ ｓ，Ｖｏｌ．31 Ｎｏ．23 ｐｐ．2041 −2042（９ｔｈ Ｎｏｖｅｍｂｅｒ 1989) ＩＥＥＥ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ａｎ ｄ ｇｕｉｄｅｄ ｗａｖｅ ｌｅｔｔ ｅｒｓ，Ｖｏｌ．６ Ｎｏ．２ ｐｐ. 82−84（Ｆｅｂｒｕａｒｙ 1996) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G02F 1/015 - 1/025 G02F 1/29 - 1/313 ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ)
Claims (8)
- 【請求項１】 吸収端波長が光信号の波長よりも短い半
導体コアと、電圧印加時に前記半導体コアの前記吸収端
波長を長波長側に動かすことにより、前記光信号を吸収
するための電気信号印加用としての電極を具備する広帯
域電界吸収形半導体光変調器であって、 前記電極が進行波形電極をなすように電気信号用入力部
及び電気信号用出力部を配置し、 さらに前記電気信号の駆動電圧を低減するように前記半
導体コアを含むノンドープ半導体層の全厚みを薄くし、 かつ前記ノンドープ半導体層の全厚みを薄くすることに
より生じた前記広帯域電界吸収形半導体光変調器と外部
回路との特性インピーダンスの不整合に起因する光変調
帯域の劣化及び前記電気信号の反射を、前記電気信号と
前記光信号の相互作用部の長さを短くすることにより、
小さくしたことを特徴とする広帯域電界吸収形半導体光
変調器。 - 【請求項２】 吸収端波長が光信号の波長よりも短い半
導体コアと、電圧印加時に前記半導体コアの前記吸収端
波長を長波長側に動かすことにより、前記光信号を吸収
するための電気信号印加用としての電極を具備する広帯
域電界吸収形半導体光変調器であって、 前記電極が進行波形電極をなすように電気信号用入力部
及び電気信号用出力部を配置し、 さらに前記電気信号の駆動電圧を低減するように前記半
導体コアを含むノンドープ半導体層の全厚みを薄くし、 かつ前記半導体コアの上方および下方に位置するｐ形も
しくはｎ形のドーピング層のドーピング濃度を調整する
ことにより、前記ノンドープ半導体層の全厚みを薄くす
ることにより生じた前記広帯域電界吸収形半導体光変調
器と外部回路との特性インピーダンスの不整合を補正し
たことを特徴とする広帯域電界吸収形半導体光変調器。 - 【請求項３】 請求項１または２に記載の広帯域電界吸
収形半導体光変調器において、前記ノンドープ半導体層
は前記半導体コア以外の半導体層がない、あるいはあっ
ても前記半導体コア以外の半導体層は極めて薄いことを
特徴とする広帯域電界吸収形半導体光変調器。 - 【請求項４】 請求項１、２および３のいずれかに記載
の広帯域電界吸収形半導体光変調器において、前記半導
体コア層を含むノンドープ半導体層の全厚みがほぼ０．
５μｍ以下であることを特徴とする広帯域電界吸収形半
導体光変調器。 - 【請求項５】 請求項１から４のいずれかに記載の広帯
域電界吸収形半導体光変調器において、前記電気信号と
前記光信号の前記相互作用部の長さがほぼ４００μｍ以
下であることを特徴とする広帯域電界吸収形半導体光変
調器。 - 【請求項６】 請求項１から５のいずれかに記載の広帯
域電界吸収形半導体光変調器において、前記進行波形電
極の特性インピーダンスがほぼ４０Ω以下であることを
特徴とする広帯域電界吸収形半導体光変調器。 - 【請求項７】 請求項１から６のいずれかに記載の広帯
域電界吸収形半導体光変調器において、前記電気信号用
出力部に終端抵抗を配置したことを特徴とする広帯域電
界吸収形半導体光変調器。 - 【請求項８】 請求項１から７のいずれかに記載の広帯
域電界吸収形半導体光変調器において、前記電気信号と
前記光信号の前記相互作用部と該相互作用部に連結する
前記電気信号用入力部と前記電気信号出力部がほぼ一直
線上に配置されたことを特徴とする広帯域電界吸収形半
導体光変調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9280211A JP3009037B2 (ja) | 1996-10-17 | 1997-10-14 | 広帯域電界吸収形半導体光変調器 |
Applications Claiming Priority (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8-274501 | 1996-10-17 | ||
| JP27450196 | 1996-10-17 | ||
| JP23484897 | 1997-08-29 | ||
| JP9-234848 | 1997-08-29 | ||
| JP9280211A JP3009037B2 (ja) | 1996-10-17 | 1997-10-14 | 広帯域電界吸収形半導体光変調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11133366A JPH11133366A (ja) | 1999-05-21 |
| JP3009037B2 true JP3009037B2 (ja) | 2000-02-14 |
Family
ID=27332195
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9280211A Expired - Lifetime JP3009037B2 (ja) | 1996-10-17 | 1997-10-14 | 広帯域電界吸収形半導体光変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3009037B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6215577B1 (en) * | 1999-10-25 | 2001-04-10 | Intel Corporation | Method and apparatus for optically modulating an optical beam with a multi-pass wave-guided optical modulator |
| WO2008111342A1 (ja) | 2007-03-09 | 2008-09-18 | Nec Corporation | 半導体光変調器 |
-
1997
- 1997-10-14 JP JP9280211A patent/JP3009037B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (6)
| Title |
|---|
| Ｅｌｅｃｒｏｎｉｃｓ ｌｅｔｔｅｒｓ，Ｖｏｌ．２５ Ｎｏ．２３ ｐｐ．１５４９−１５５０（９ｔｈ Ｎｏｖｅｍｂｅｒ １９８９） |
| Ｅｌｅｃｒｏｎｉｃｓ ｌｅｔｔｅｒｓ，Ｖｏｌ．３０ Ｎｏ．１３ ｐｐ．１０４８−１０４９（２３ｒｄ Ｊｕｎｅ １９９４） |
| Ｅｌｅｃｒｏｎｉｃｓ ｌｅｔｔｅｒｓ，Ｖｏｌ．３１ Ｎｏ．２３ ｐｐ．２０４１−２０４２（９ｔｈ Ｎｏｖｅｍｂｅｒ １９８９） |
| Ｅｌｅｃｒｏｎｉｃｓ ｌｅｔｔｅｒｓ，Ｖｏｌ．３２ Ｎｏ．１２ ｐｐ．１０９５−１０９６（６ｔｈ Ｊｕｎｅ １９９６） |
| ＩＥＥＥ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ａｎｄ ｇｕｉｄｅｄ ｗａｖｅ ｌｅｔｔｅｒｓ，Ｖｏｌ．６ Ｎｏ．２ ｐｐ．８２−８４（Ｆｅｂｒｕａｒｙ １９９６） |
| Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｖｏｌ．１４ Ｎｏ．９ ｐｐ．２０２６−２０３４（１９９６年９月） |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11133366A (ja) | 1999-05-21 |
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| Date | Code | Title | Description |
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