JP3099831B2 - 自動等化器 - Google Patents
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- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/005—Control of transmission; Equalising
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- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
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- G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、自動等化器に関し、特
にデジタル無線通信システムの復調装置において、フェ
ージングによる伝搬路の波形歪や、他無線システムから
の干渉を自動的に除去する、デジタル自動等化器に関す
る。
にデジタル無線通信システムの復調装置において、フェ
ージングによる伝搬路の波形歪や、他無線システムから
の干渉を自動的に除去する、デジタル自動等化器に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】近年、デジタル無線通信方式において、
周波数の利用効率を高めるため、変調方式の多値化が進
んでいる。一方、多値数が増すにつれて、フェージング
による伝搬路の波形歪や、交差偏波間の干渉（コチャネ
ル干渉）や他無線システムからの干渉（ＦＭ干渉等）等
の影響が大きくなり、これらの線形歪や干渉を除去する
自動等化器の開発が進められている。この自動等化器の
１つとして、トランスバーサル・フィルタのタップ係数
を適応制御するトランスバーサル形等化器が実用化され
ている。従来の全デジタル形トランスバーサル等化器の
一例を、図２に示す。図２に示す様に、トランスバーサ
ル・フィルタとしては説明を簡単にする為に３タップの
ものを使用している。まず端子１に入力された復調器
（図示せず）からの多値ベースバンド信号は、可変減衰
器２１に入力される。可変減衰器２１は、後述する圧縮
伸長率制御回路２３からの圧縮率制御信号（ＣＯＭＰ）
により、その出力信号レベルが、フェージングによる波
形歪が生じても，後置されるアナログ・デジタル（Ａ／
Ｄ）変換器１２の許容信号入力レベルを超えない様に、
自動的に圧縮率Ｘが設定され、入力多値ベースバンド信
号の持つ波形情報を正確にＡ／Ｄ変換器１２へ出力する
機能を有する。次に、前記可変減衰器２１の出力信号
は、Ａ／Ｄ変換器１２に入力されて、標本・量子化２進
信号列に変換され、トランスバーサル・フィルタ１３に
入力される。トランスバーサル・フィルタ１３は遅延回
路１３１，１３２、乗算器１３３，１３４，１３５、加
算器１３６より構成される３タップ形で、主タップ１３
８の他に−１タップ１３７及び＋１タップ１３９を有す
る。それぞれのタップ出力信号は乗算器１３４，１３
３，１３５にそれぞれ入力され、タップ係数Ｃ０，Ｃ
−１，Ｃ１が乗ぜられて、加算器１３６に入力される。
加算器１３６の出力はフェージングによる符号間干渉が
除去されたものとなり、トランスバーサル・フィルタ１
３の出力となる。このトランスバーサル・フィルタ１３
の出力は、可変伸長器２２に入力され、伸長率Ｙで伸長
され前記可変減衰器２１で圧縮された原信号レベルが復
元される。伸長率Ｙは、一般には圧縮率Ｘの逆数（Ｙ＝
１／Ｘ）に設定される。以上の様にして、トランスバー
サル・フィルタ１３で符号間干渉が除去され、可変伸長
器２２において信号レベルが復元された可変伸長器２２
の出力信号が端子２に出力される。一方、Ａ／Ｄ変換器
１２の判定出力Ｄ及び可変伸長器２２の出力のうち送信
信号と等化後信号の誤差を表わす誤差信号Ｅは、タップ
係数制御回路１５に入力され、デジタル演算によってＤ
とＥの相関がとられ、その時間平均値がタップ係数とし
てトランスバーサル・フィルタ１３の乗算器１３３，１
３４，１３５に入力される。ここで、タップ係数Ｃ
ｎ（ｎは整数）は、 Ｃｎ＝Ｅｊ＋Ｄｋ，但しｎ＝ｋ−ｊ …… （１） で得られる。なお、＋は相関を、又は時間平均を表わ
す。この詳細は文献等（例えば「ディジタル信号処
理」、電子通信学会編、昭和５０年、２４１頁、表１
１．２）に詳しいので、ここでは省略する。タップ係数
の大小は、伝搬路のフェージングの大小に対応して変化
する。従って、このタップ係数の変化に基づいて、その
後の伝搬路のフェージングの大小を推定することができ
る。そこで本実施例ではタップ係数制御回路１５から出
力されるタップ係数値信号Ｃ−１，Ｃ１を利用して圧縮
率Ｘを決定する。圧縮伸長率制御回路２３はタップ係数
値信号Ｃ−１及びＣ１が入力されると後述のようにして
圧縮率Ｘを決定し、可変減衰器２１に圧縮率制御信号Ｃ
ＯＭＰを出力する。同時に圧縮率Ｘの逆数を伸長率Ｙと
して可変伸長器２２に伸長率制御信号ＥＸＰを出力す
る。以下にフェージングとタップ係数との関係を説明す
ると共に圧縮率Ｘを決定する方法を説明する。図４に直
接波と反射波（遅延波）の２波干渉によって周波数選択
性フェージングが発生した場合、端子１に入力される４
値ベースバンド信号のアイ・パターンと対応するトラン
スバーサル・フィルタのタップ係数を示す。この場合可
変減衰器２１の圧縮率を１とする。図４（ａ）はフェー
ジングが全く無い場合で、この時アイ・パターンのレベ
ルはＡ／Ｄ変換器のダイナミック・レンジ内に収まって
おり、タップ係数も主タップＣ０のみ１で他は零であ
る。次にフェージングが発生すると、フェージングが小
さい場合は図４（ｂ）に示す様に、アイ・パターンには
波形歪が現われるが標本点における信号レベルはＡ／Ｄ
変換器のダイナミック・レンジを超えるには至らず、ま
たタップ係数Ｃ−１及びＣ１の絶対値も比較的小さい。
さらにフェージングが大きくなると、図４（ｃ）に示す
様にアイ・パターンの波形歪は極めて大きいものとな
り、標本点における入力ベースバンド信号の信号レベル
はＡ／Ｄ変換器のダイナミック・レンジを超えるととも
に、タップ係数も極めて大きくなり、１に近づく。従っ
て図４（ｃ）の場合には、圧縮率を１から、たとえば１
／２に変更すれば図５（ｂ）に示す様に、入力ベースバ
ンド信号は、Ａ／Ｄ変換器のダイナミック・レンジ内に
収まることとなる。この時、伸長率は２となり、トラン
スバーサル・フィルタ１３の出力は可変伸長器２２で２
倍に伸長されて端子２に出力される。可変減衰器２１、
可変伸長器２２及び圧縮伸長率制御回路２３は、例えば
図６に示す様に構成される。可変減衰器２１は１／２減
衰器３１を有し、復調器からの入力信号をそのまま出力
するか、又は１／２減衰器３１の出力を出力するかを切
替器３２によって制御する。また可変伸長器２２はトラ
ンスバーサル・フィルタの出力が接続されるデジタル乗
算器３３を有し、乗算係数１を選ぶか２を選ぶかを切替
器３４で選択する。前記切替器３２及び３４は、圧縮伸
長率制御回路２３の出力で制御される。圧縮伸長率制御
回路２３へは、タップ係数Ｃ−１及びＣ１の絶対値｜Ｃ
−１｜及び｜Ｃ１｜が入力され、タップ係数の絶対値が
基準値ＣＲよりも大きいか小さいかを比較器３５，３６
でそれぞれ判定し、その結果を論理和回路３７に出力す
る。論理和回路３７は｜Ｃ−１｜と｜Ｃ１｜のいづれか
一方でも、前記基準値を超えていれば、フェージングが
十分大きいと判定し、判定出力を前記可変減衰器２１及
び可変伸長器２２に切替制御信号として出力する。こう
して、フェージングが基準値より大きい時は、入力ベー
スバンド信号は圧縮されてＡ／Ｄ変換器１２に入力され
るので、Ａ／Ｄ変換時に非線形歪は発生せず、トランス
バーサル・フィルタで正しい波形等化が行なわれる。
周波数の利用効率を高めるため、変調方式の多値化が進
んでいる。一方、多値数が増すにつれて、フェージング
による伝搬路の波形歪や、交差偏波間の干渉（コチャネ
ル干渉）や他無線システムからの干渉（ＦＭ干渉等）等
の影響が大きくなり、これらの線形歪や干渉を除去する
自動等化器の開発が進められている。この自動等化器の
１つとして、トランスバーサル・フィルタのタップ係数
を適応制御するトランスバーサル形等化器が実用化され
ている。従来の全デジタル形トランスバーサル等化器の
一例を、図２に示す。図２に示す様に、トランスバーサ
ル・フィルタとしては説明を簡単にする為に３タップの
ものを使用している。まず端子１に入力された復調器
（図示せず）からの多値ベースバンド信号は、可変減衰
器２１に入力される。可変減衰器２１は、後述する圧縮
伸長率制御回路２３からの圧縮率制御信号（ＣＯＭＰ）
により、その出力信号レベルが、フェージングによる波
形歪が生じても，後置されるアナログ・デジタル（Ａ／
Ｄ）変換器１２の許容信号入力レベルを超えない様に、
自動的に圧縮率Ｘが設定され、入力多値ベースバンド信
号の持つ波形情報を正確にＡ／Ｄ変換器１２へ出力する
機能を有する。次に、前記可変減衰器２１の出力信号
は、Ａ／Ｄ変換器１２に入力されて、標本・量子化２進
信号列に変換され、トランスバーサル・フィルタ１３に
入力される。トランスバーサル・フィルタ１３は遅延回
路１３１，１３２、乗算器１３３，１３４，１３５、加
算器１３６より構成される３タップ形で、主タップ１３
８の他に−１タップ１３７及び＋１タップ１３９を有す
る。それぞれのタップ出力信号は乗算器１３４，１３
３，１３５にそれぞれ入力され、タップ係数Ｃ０，Ｃ
−１，Ｃ１が乗ぜられて、加算器１３６に入力される。
加算器１３６の出力はフェージングによる符号間干渉が
除去されたものとなり、トランスバーサル・フィルタ１
３の出力となる。このトランスバーサル・フィルタ１３
の出力は、可変伸長器２２に入力され、伸長率Ｙで伸長
され前記可変減衰器２１で圧縮された原信号レベルが復
元される。伸長率Ｙは、一般には圧縮率Ｘの逆数（Ｙ＝
１／Ｘ）に設定される。以上の様にして、トランスバー
サル・フィルタ１３で符号間干渉が除去され、可変伸長
器２２において信号レベルが復元された可変伸長器２２
の出力信号が端子２に出力される。一方、Ａ／Ｄ変換器
１２の判定出力Ｄ及び可変伸長器２２の出力のうち送信
信号と等化後信号の誤差を表わす誤差信号Ｅは、タップ
係数制御回路１５に入力され、デジタル演算によってＤ
とＥの相関がとられ、その時間平均値がタップ係数とし
てトランスバーサル・フィルタ１３の乗算器１３３，１
３４，１３５に入力される。ここで、タップ係数Ｃ
ｎ（ｎは整数）は、 Ｃｎ＝Ｅｊ＋Ｄｋ，但しｎ＝ｋ−ｊ …… （１） で得られる。なお、＋は相関を、又は時間平均を表わ
す。この詳細は文献等（例えば「ディジタル信号処
理」、電子通信学会編、昭和５０年、２４１頁、表１
１．２）に詳しいので、ここでは省略する。タップ係数
の大小は、伝搬路のフェージングの大小に対応して変化
する。従って、このタップ係数の変化に基づいて、その
後の伝搬路のフェージングの大小を推定することができ
る。そこで本実施例ではタップ係数制御回路１５から出
力されるタップ係数値信号Ｃ−１，Ｃ１を利用して圧縮
率Ｘを決定する。圧縮伸長率制御回路２３はタップ係数
値信号Ｃ−１及びＣ１が入力されると後述のようにして
圧縮率Ｘを決定し、可変減衰器２１に圧縮率制御信号Ｃ
ＯＭＰを出力する。同時に圧縮率Ｘの逆数を伸長率Ｙと
して可変伸長器２２に伸長率制御信号ＥＸＰを出力す
る。以下にフェージングとタップ係数との関係を説明す
ると共に圧縮率Ｘを決定する方法を説明する。図４に直
接波と反射波（遅延波）の２波干渉によって周波数選択
性フェージングが発生した場合、端子１に入力される４
値ベースバンド信号のアイ・パターンと対応するトラン
スバーサル・フィルタのタップ係数を示す。この場合可
変減衰器２１の圧縮率を１とする。図４（ａ）はフェー
ジングが全く無い場合で、この時アイ・パターンのレベ
ルはＡ／Ｄ変換器のダイナミック・レンジ内に収まって
おり、タップ係数も主タップＣ０のみ１で他は零であ
る。次にフェージングが発生すると、フェージングが小
さい場合は図４（ｂ）に示す様に、アイ・パターンには
波形歪が現われるが標本点における信号レベルはＡ／Ｄ
変換器のダイナミック・レンジを超えるには至らず、ま
たタップ係数Ｃ−１及びＣ１の絶対値も比較的小さい。
さらにフェージングが大きくなると、図４（ｃ）に示す
様にアイ・パターンの波形歪は極めて大きいものとな
り、標本点における入力ベースバンド信号の信号レベル
はＡ／Ｄ変換器のダイナミック・レンジを超えるととも
に、タップ係数も極めて大きくなり、１に近づく。従っ
て図４（ｃ）の場合には、圧縮率を１から、たとえば１
／２に変更すれば図５（ｂ）に示す様に、入力ベースバ
ンド信号は、Ａ／Ｄ変換器のダイナミック・レンジ内に
収まることとなる。この時、伸長率は２となり、トラン
スバーサル・フィルタ１３の出力は可変伸長器２２で２
倍に伸長されて端子２に出力される。可変減衰器２１、
可変伸長器２２及び圧縮伸長率制御回路２３は、例えば
図６に示す様に構成される。可変減衰器２１は１／２減
衰器３１を有し、復調器からの入力信号をそのまま出力
するか、又は１／２減衰器３１の出力を出力するかを切
替器３２によって制御する。また可変伸長器２２はトラ
ンスバーサル・フィルタの出力が接続されるデジタル乗
算器３３を有し、乗算係数１を選ぶか２を選ぶかを切替
器３４で選択する。前記切替器３２及び３４は、圧縮伸
長率制御回路２３の出力で制御される。圧縮伸長率制御
回路２３へは、タップ係数Ｃ−１及びＣ１の絶対値｜Ｃ
−１｜及び｜Ｃ１｜が入力され、タップ係数の絶対値が
基準値ＣＲよりも大きいか小さいかを比較器３５，３６
でそれぞれ判定し、その結果を論理和回路３７に出力す
る。論理和回路３７は｜Ｃ−１｜と｜Ｃ１｜のいづれか
一方でも、前記基準値を超えていれば、フェージングが
十分大きいと判定し、判定出力を前記可変減衰器２１及
び可変伸長器２２に切替制御信号として出力する。こう
して、フェージングが基準値より大きい時は、入力ベー
スバンド信号は圧縮されてＡ／Ｄ変換器１２に入力され
るので、Ａ／Ｄ変換時に非線形歪は発生せず、トランス
バーサル・フィルタで正しい波形等化が行なわれる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の自動等
化器は、圧縮伸長率制御回路によって、可変減衰器の圧
縮率と可変伸長器の伸長率を切替える際、圧縮伸長率が
階段状に急激に変化するため及び、可変減衰器を切替え
る時刻と、可変伸長器を切替える時刻の時間差に起因し
て、トランスバーサル・フィルタの制御が正しく行なわ
れない時間が存在するので、深いフェージングを受けて
いる時は、トランスバーサル・フィルタのループが発散
してしまうという欠点を有している。また、トランスバ
ーサル・フィルタのタップ係数をもとに圧縮伸長率を決
定しているため、トランスバーサル・フィルタのループ
が発散してタップ係数が目茶苦茶なものになってしまう
と、圧縮伸長率も目茶苦茶に変動するため、自動等化器
の再引込が著しく阻害されるという欠点をも有してい
る。
化器は、圧縮伸長率制御回路によって、可変減衰器の圧
縮率と可変伸長器の伸長率を切替える際、圧縮伸長率が
階段状に急激に変化するため及び、可変減衰器を切替え
る時刻と、可変伸長器を切替える時刻の時間差に起因し
て、トランスバーサル・フィルタの制御が正しく行なわ
れない時間が存在するので、深いフェージングを受けて
いる時は、トランスバーサル・フィルタのループが発散
してしまうという欠点を有している。また、トランスバ
ーサル・フィルタのタップ係数をもとに圧縮伸長率を決
定しているため、トランスバーサル・フィルタのループ
が発散してタップ係数が目茶苦茶なものになってしまう
と、圧縮伸長率も目茶苦茶に変動するため、自動等化器
の再引込が著しく阻害されるという欠点をも有してい
る。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明の自動等化器は、
デジタル無線通信方式の復調装置に用いられる自動等化
器であって、前記復調装置の復調器からの多値ベースバ
ンド信号のレベルを調整する自動利得制御回路と、該自
動利得制御回路から出力されるレベル調整された前記多
値ベースバンド信号をデジタル信号に変換するアナログ
・デジタル変換器と、前記デジタル信号をタップ係数制
御信号に基づき自動等化するタップ係数可変デジタル形
トランスバーサル・フィルタと、等化された前記デジタ
ル信号を乗算器制御信号に基づき拡大・縮小する乗算器
と、前記アナログ・デジタル変換器及び前記乗算器のい
ずれか一方の判定出力を第１の入力信号とし、前記乗算
器の出力のうち送信信号の推定値と前記等化されたデジ
タル信号との誤差分を表す誤差信号を第２の入力信号と
して前記第１の入力信号と前記第２の入力信号に基づい
て前記タップ係数制御信号を生成し出力するタップ係数
制御回路と、入力変調スペクトラムよりフェージング量
を検出して、該乗算器制御信号を生成するフェージング
量検出回路とを備えている。
デジタル無線通信方式の復調装置に用いられる自動等化
器であって、前記復調装置の復調器からの多値ベースバ
ンド信号のレベルを調整する自動利得制御回路と、該自
動利得制御回路から出力されるレベル調整された前記多
値ベースバンド信号をデジタル信号に変換するアナログ
・デジタル変換器と、前記デジタル信号をタップ係数制
御信号に基づき自動等化するタップ係数可変デジタル形
トランスバーサル・フィルタと、等化された前記デジタ
ル信号を乗算器制御信号に基づき拡大・縮小する乗算器
と、前記アナログ・デジタル変換器及び前記乗算器のい
ずれか一方の判定出力を第１の入力信号とし、前記乗算
器の出力のうち送信信号の推定値と前記等化されたデジ
タル信号との誤差分を表す誤差信号を第２の入力信号と
して前記第１の入力信号と前記第２の入力信号に基づい
て前記タップ係数制御信号を生成し出力するタップ係数
制御回路と、入力変調スペクトラムよりフェージング量
を検出して、該乗算器制御信号を生成するフェージング
量検出回路とを備えている。
【０００５】
【実施例】次に本発明について、図面を参照して説明す
る。図１は本発明の一実施例を示すブロック図である。
まず端子１に入力された復調器（図示せず）からの多値
ベースバンド信号は、自動利得制御回路（ＡＧＣ）２４
に入力される。自動利得制御回路２４は、後述する乗算
器２５の出力信号をもとに、乗算器の出力での多値ベー
スバンド信号のレベルが常に一定となる様にかつ、ＡＧ
Ｃ２４の出力信号レベルが、フェージングによる波形歪
が生じても後置されるアナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変
換器１２の許容信号入力レベルを超えない様に自動的に
利得が変化する。次に前記ＡＧＣ２４の出力信号は、Ａ
／Ｄ変換器１２に入力されて、標本・量子化され２進信
号列に変換され、トランスバーサル・フィルタ１３に入
力される。トランスバーサル・フィルタの構成は、従来
の実施例（図２）と同じであり、タップ係数制御回路１
５により各乗算器１３３〜１３５が制御されて、符号間
干渉が除去された出力信号を乗算器２５に出力する。乗
算器２５は、後述するフェージング量検出回路２７によ
って制御され、以下の様に動作する。まず伝搬路のフェ
ージング量が大きい時は、波形歪によってＡ／Ｄ変換器
１２の入力ベースバンド信号が飽和しない様、ＡＧＣ２
４の利得を下げる必要があるので、乗算係数を大きく設
定する。そうすると、前述した様に、ＡＧＣ２４は、乗
算器２５の出力を一定にする様動作するので、ＡＧＣ２
４の利得は下がる。逆にフェージングが少なくなった
り、無くなった時には、波形歪の量も減衰あるいはなく
なるので、Ａ／Ｄ変換器のダイナミック・レンジを一杯
につかえる様、ＡＧＣ２４の利得を上げる必要があるの
で、乗算器２５の乗算係数を小さく設定する。そうする
と、ＡＧＣ２４の利得は上がる。乗算係数は、乗算器制
御信号により、フェージングの変化に応じてなめらかに
変化するので、従来の発明の様にトランスバーサル・フ
ィルタの制御ループが発散することは無い。またＡＧＣ
の利得も、乗算器２５の乗算係数に追づいしてなめらか
に変化するので、時間的なずれによる制御の不安定性も
無くなる。以上の様にして、トランスバーサル・フィル
タ１３で符号間干渉が除去され、乗算器２５において信
号レベルが復元された乗算器２５の出力信号が端子２に
出力される。一方、Ａ／Ｄ変換器１２の判定出力Ｄ及び
乗算器２５の出力のうち送信信号と等化後信号の誤差を
表わす誤差信号Ｅは、タップ係数制御回路１５に入力さ
れ、デジタル演算によってＤとＥの相関がとられ、その
時間平均値がタップ係数としてトランスバーサル・フィ
ルタ１３の乗算器１３３〜１３５に入力されるのは、従
来の場合と同様である。次に、フェージング量検出回路
２７について、説明する。図３にフェージング量検出回
路の一実施例を示す。端子４に入力されたＩＦ帯変調波
は、図７に示す特性をもちそれぞれ中心周波数ｆ１，ｆ
２，ｆ３の狭帯域ろ波器５１，５２，５３に入力され、
各中心周波数成分がレベル検出器５４，５５，５６に入
力される。レベル検出器では、各周波数成分のレベルを
検出した後２進数にＡ／Ｄ変換して、デジタル信号列ｌ
１，ｌ２，ｌ３としてＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍ
ｅｍｏｒｙ）等で構成される論理回路５７に入力され
て、乗算器制御信号に変換され端子５に出力される。こ
の様にして生成された、乗算器制御信号により、乗算器
２５の乗算係数は制御される。論理回路５７では、前記
ｆ１，ｆ２，ｆ３の各周波数におけるスペクトラムのレ
ベルｌ１，ｌ２，ｌ３とフェージングの無い時のスペク
トラムのレベルとの差ｌ１’，ｌ２’，ｌ３’から、フ
ェーシングの量を検出して出力する。なお、図１の実施
例では、Ａ／Ｄ変換器１２の判定出力Ｄ及び乗算器２５
の出力のうち送信信号と等化後信号の誤差を表わす誤差
信号Ｅが、タップ係数制御回路１５に入力される場合を
説明したが、Ａ／Ｄ変換器１２の判定出力Ｄの代りに、
乗算器２５の判定出力をタップ係数制御回路１５に入力
しても良い。
る。図１は本発明の一実施例を示すブロック図である。
まず端子１に入力された復調器（図示せず）からの多値
ベースバンド信号は、自動利得制御回路（ＡＧＣ）２４
に入力される。自動利得制御回路２４は、後述する乗算
器２５の出力信号をもとに、乗算器の出力での多値ベー
スバンド信号のレベルが常に一定となる様にかつ、ＡＧ
Ｃ２４の出力信号レベルが、フェージングによる波形歪
が生じても後置されるアナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変
換器１２の許容信号入力レベルを超えない様に自動的に
利得が変化する。次に前記ＡＧＣ２４の出力信号は、Ａ
／Ｄ変換器１２に入力されて、標本・量子化され２進信
号列に変換され、トランスバーサル・フィルタ１３に入
力される。トランスバーサル・フィルタの構成は、従来
の実施例（図２）と同じであり、タップ係数制御回路１
５により各乗算器１３３〜１３５が制御されて、符号間
干渉が除去された出力信号を乗算器２５に出力する。乗
算器２５は、後述するフェージング量検出回路２７によ
って制御され、以下の様に動作する。まず伝搬路のフェ
ージング量が大きい時は、波形歪によってＡ／Ｄ変換器
１２の入力ベースバンド信号が飽和しない様、ＡＧＣ２
４の利得を下げる必要があるので、乗算係数を大きく設
定する。そうすると、前述した様に、ＡＧＣ２４は、乗
算器２５の出力を一定にする様動作するので、ＡＧＣ２
４の利得は下がる。逆にフェージングが少なくなった
り、無くなった時には、波形歪の量も減衰あるいはなく
なるので、Ａ／Ｄ変換器のダイナミック・レンジを一杯
につかえる様、ＡＧＣ２４の利得を上げる必要があるの
で、乗算器２５の乗算係数を小さく設定する。そうする
と、ＡＧＣ２４の利得は上がる。乗算係数は、乗算器制
御信号により、フェージングの変化に応じてなめらかに
変化するので、従来の発明の様にトランスバーサル・フ
ィルタの制御ループが発散することは無い。またＡＧＣ
の利得も、乗算器２５の乗算係数に追づいしてなめらか
に変化するので、時間的なずれによる制御の不安定性も
無くなる。以上の様にして、トランスバーサル・フィル
タ１３で符号間干渉が除去され、乗算器２５において信
号レベルが復元された乗算器２５の出力信号が端子２に
出力される。一方、Ａ／Ｄ変換器１２の判定出力Ｄ及び
乗算器２５の出力のうち送信信号と等化後信号の誤差を
表わす誤差信号Ｅは、タップ係数制御回路１５に入力さ
れ、デジタル演算によってＤとＥの相関がとられ、その
時間平均値がタップ係数としてトランスバーサル・フィ
ルタ１３の乗算器１３３〜１３５に入力されるのは、従
来の場合と同様である。次に、フェージング量検出回路
２７について、説明する。図３にフェージング量検出回
路の一実施例を示す。端子４に入力されたＩＦ帯変調波
は、図７に示す特性をもちそれぞれ中心周波数ｆ１，ｆ
２，ｆ３の狭帯域ろ波器５１，５２，５３に入力され、
各中心周波数成分がレベル検出器５４，５５，５６に入
力される。レベル検出器では、各周波数成分のレベルを
検出した後２進数にＡ／Ｄ変換して、デジタル信号列ｌ
１，ｌ２，ｌ３としてＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍ
ｅｍｏｒｙ）等で構成される論理回路５７に入力され
て、乗算器制御信号に変換され端子５に出力される。こ
の様にして生成された、乗算器制御信号により、乗算器
２５の乗算係数は制御される。論理回路５７では、前記
ｆ１，ｆ２，ｆ３の各周波数におけるスペクトラムのレ
ベルｌ１，ｌ２，ｌ３とフェージングの無い時のスペク
トラムのレベルとの差ｌ１’，ｌ２’，ｌ３’から、フ
ェーシングの量を検出して出力する。なお、図１の実施
例では、Ａ／Ｄ変換器１２の判定出力Ｄ及び乗算器２５
の出力のうち送信信号と等化後信号の誤差を表わす誤差
信号Ｅが、タップ係数制御回路１５に入力される場合を
説明したが、Ａ／Ｄ変換器１２の判定出力Ｄの代りに、
乗算器２５の判定出力をタップ係数制御回路１５に入力
しても良い。
【０００６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、ＡＧＣ
２４をＡ／Ｄ変換器１２に前置し、これの利得をトラン
スバーサル・フィルタに後置される乗算器２５の出力信
号が一定となる様制御した上で、前記乗算器の乗算係数
をフェージング量に応じてなめらかに制御する様にした
ので、フェージング量が変化して、ＡＧＣの利得が変化
しても、トランスバーサル・フィルタのループが発散す
ることなく、自動等化器が安定に動作するという効果を
有する。又、フェージング量検出器も、変調波から直接
フェージング量を検出しているので、たとえトランスバ
ーサル・フィルタのループが発散しても、乗算係数は一
意的に定まり、すみやかに再引込みに移ることができる
という効果も有する。
２４をＡ／Ｄ変換器１２に前置し、これの利得をトラン
スバーサル・フィルタに後置される乗算器２５の出力信
号が一定となる様制御した上で、前記乗算器の乗算係数
をフェージング量に応じてなめらかに制御する様にした
ので、フェージング量が変化して、ＡＧＣの利得が変化
しても、トランスバーサル・フィルタのループが発散す
ることなく、自動等化器が安定に動作するという効果を
有する。又、フェージング量検出器も、変調波から直接
フェージング量を検出しているので、たとえトランスバ
ーサル・フィルタのループが発散しても、乗算係数は一
意的に定まり、すみやかに再引込みに移ることができる
という効果も有する。
【図１】本発明の実施例のブロック図。
【図２】従来の発明のブロック図。
【図３】フェージング量検出回路の実施例を示す図。
【図４】フェージングによる波形歪の大小とタップ係数
の絶対値を説明するための図。
の絶対値を説明するための図。
【図５】波形歪時のベースバンド信号の圧縮効果を示す
図。
図。
【図６】図２の自動等化器に用いられる、可変減衰器、
可変伸長器、及び圧縮伸長率制御回路のブロック図。
可変伸長器、及び圧縮伸長率制御回路のブロック図。
【図７】図３の狭帯域ろ波器の特性を示す図である。
１２ Ａ／Ｃ変換器 １３ トランスバーサル・フィルタ １５ タップ係数制御回路 ２１ 可変減衰器 ２２ 可変伸長器 ２３ 圧縮伸長率制御回路 ２４ 自動利得回路 ２５ 乗算器 ２７ フェージング量検出回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03H 15/00 - 15/02 H03H 19/00 H03H 21/00 H04B 1/76 - 3/44 H04B 3/50 - 3/60 H04B 7/005 - 7/015
Claims (3)
- 【請求項１】 デジタル無線通信方式の復調装置に用い
られる自動等化器であって、前記復調装置の復調器から
の多値ベースバンド信号のレベルを調整する自動利得制
御回路と、該自動利得制御回路から出力されるレベル調
整された前記多値ベースバンド信号をデジタル信号に変
換するアナログ・デジタル変換器と、前記デジタル信号
をタップ係数制御信号に基づき自動等化するタップ係数
可変デジタル形トランスバーサル・フィルタと、等化さ
れた前記デジタル信号を乗算器制御信号に基づき拡大・
縮小する乗算器と、前記アナログ・デジタル変換器及び
前記乗算器のいずれか一方の判定出力を第１の入力信号
とし、前記乗算器の出力のうち送信信号の推定値と前記
等化されたデジタル信号との誤差分を表す誤差信号を第
２の入力信号とし，前記第１の入力信号と前記第２の入
力信号とに基づいて前記タップ係数制御信号を生成し出
力するタップ係数制御回路と、入力変調スペクトラムよ
りフェージング量を検出して、前記乗算器制御信号を生
成するフェージング量検出回路とを備えることを特徴と
する自動等化器。 - 【請求項２】 請求項１記載の自動等化器において、前
記変調スペクトラムは、複数の中心周波数を有し、前記
フェージング量検出回路は、前記複数の中心周波数を、
それぞれ受け、複数の中心周波数成分として出力する複
数の狭帯域ろ波器と、前記複数の中心周波数成分を、そ
れぞれ受け、複数の中心周波数成分レベルを検出し、複
数のディジタル信号に変換して出力する複数のレベル検
出器と、該複数のディジタル信号を受け、前記乗算器制
御信号に変換する論理回路とを有することを特徴とする
自動等化器。 - 【請求項３】 請求項１記載の自動等化器において、前
記乗算器は、前記乗算器制御信号に対応して、乗算係数
が変化することを特徴とする自動等化器。
Priority Applications (5)
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|---|---|---|---|
| JP03040600A JP3099831B2 (ja) | 1991-02-13 | 1991-02-13 | 自動等化器 |
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| CA002061078A CA2061078C (en) | 1991-02-13 | 1992-02-12 | Adaptive equalizer which carries out an equalization operation with reference to a magnitude of fading |
| DE69205696T DE69205696T2 (de) | 1991-02-13 | 1992-02-12 | Adaptiver Entzerrer mit einer Entzerrungsaktion in bezug auf die Grösse des Fadings. |
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| JPH10145250A (ja) * | 1996-11-12 | 1998-05-29 | Nec Corp | 無線受信装置 |
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| JP4899271B2 (ja) * | 2001-08-10 | 2012-03-21 | 富士通セミコンダクター株式会社 | アナログ制御方法、アナログ制御装置、ａｇｃ、及びａｇｃの制御方法 |
| EP1447950A1 (en) * | 2003-02-14 | 2004-08-18 | Vrije Universiteit Brussel | Low voltage adaptive equalizer |
| JP4874398B2 (ja) * | 2007-10-12 | 2012-02-15 | 富士通株式会社 | 受信回路、受信回路のａｄコンバータの変換テーブル作成方法、および信号伝送システム |
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| GB2165110B (en) * | 1984-09-06 | 1988-01-20 | Nec Corp | Multiplex data receiver with improved timing phase control apparatus |
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-
1991
- 1991-02-13 JP JP03040600A patent/JP3099831B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1992
- 1992-02-12 US US07/834,581 patent/US5305351A/en not_active Expired - Fee Related
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- 1992-02-12 DE DE69205696T patent/DE69205696T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1992-02-12 EP EP92102322A patent/EP0499227B1/en not_active Expired - Lifetime
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