JP2914391B2 - エコーキャンセラ - Google Patents
エコーキャンセラInfo
- Publication number
- JP2914391B2 JP2914391B2 JP2196453A JP19645390A JP2914391B2 JP 2914391 B2 JP2914391 B2 JP 2914391B2 JP 2196453 A JP2196453 A JP 2196453A JP 19645390 A JP19645390 A JP 19645390A JP 2914391 B2 JP2914391 B2 JP 2914391B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- echo
- bits
- memory
- symbol
- canceller
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
- 230000015654 memory Effects 0.000 claims description 49
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 9
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 3
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims 1
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 8
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 3
- 230000006870 function Effects 0.000 description 3
- 230000005039 memory span Effects 0.000 description 2
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 2
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 1
- 239000000654 additive Substances 0.000 description 1
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 238000002592 echocardiography Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000008030 elimination Effects 0.000 description 1
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
- H04B3/231—Echo cancellers using readout of a memory to provide the echo replica
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、エコーキャンセラに関し、特に、従来技術
で必要としたより少ないメモリを用い、エコーの線形ま
た非線形の歪み成分を消去するオーバーラップ（overla
pping）ルックアップ−アッド（look−up−and−add）
エコーキャンセラに関する。
で必要としたより少ないメモリを用い、エコーの線形ま
た非線形の歪み成分を消去するオーバーラップ（overla
pping）ルックアップ−アッド（look−up−and−add）
エコーキャンセラに関する。
（従来の技術） ２線式通信システムにおけるエコーとは、特定地点に
反射されて戻り、着信信号と共に受信される特定地点に
おける送信信号の一部を言う。この種の歪みは２線式通
信路にインタフェースするハイブリッド変成器において
不可避のインピーダンス不整合によって必然的に起こる
２線式２重通信システムにおける固有の問題である。本
出願において、用語“ワイヤ”は、望ましくないエコー
の存在する伝導性信号路を包含する。
反射されて戻り、着信信号と共に受信される特定地点に
おける送信信号の一部を言う。この種の歪みは２線式通
信路にインタフェースするハイブリッド変成器において
不可避のインピーダンス不整合によって必然的に起こる
２線式２重通信システムにおける固有の問題である。本
出願において、用語“ワイヤ”は、望ましくないエコー
の存在する伝導性信号路を包含する。
エコーは線形と非線形の両成分を有する。データシス
テムに応用する場合には、必要とするエコー消去量はデ
ータ速度や種々の他の因子により変わる。エコーキャン
セラはエラーを生ずるエコーを消去し、そして実質的に
除去するのに長く使用されてきたデバイスである。この
ようなデバイスの多くはエコーの線形成分のみをなくす
るのに有効である一方、他のデバイスはエコーの線形と
非線形の両成分を消去するのに有用である。幾つかのデ
ータ伝送の場合、例えば9600ビット／秒未満のデータ速
度を有する音声帯域モデムにおいて、線形成分のみの消
去でも特性規格を満たすのに十分な信号対残留エコー比
を得る。しかし、データ速度が増すに従って、例え、必
要とする信号対残留エコー比を得ることができても、エ
コー非線形成分の消去は必要となる。
テムに応用する場合には、必要とするエコー消去量はデ
ータ速度や種々の他の因子により変わる。エコーキャン
セラはエラーを生ずるエコーを消去し、そして実質的に
除去するのに長く使用されてきたデバイスである。この
ようなデバイスの多くはエコーの線形成分のみをなくす
るのに有効である一方、他のデバイスはエコーの線形と
非線形の両成分を消去するのに有用である。幾つかのデ
ータ伝送の場合、例えば9600ビット／秒未満のデータ速
度を有する音声帯域モデムにおいて、線形成分のみの消
去でも特性規格を満たすのに十分な信号対残留エコー比
を得る。しかし、データ速度が増すに従って、例え、必
要とする信号対残留エコー比を得ることができても、エ
コー非線形成分の消去は必要となる。
エコーの線形と非線形の両成分を消去するのに適した
エコーキャンセラにオーバーラップルックアップ−アッ
ドキャンセラと呼ばれる１種がある。例えば1988年12月
20日発行のアダムス（Adamos）らの米国特許第4,792,91
5号がそれである。オーバーラップルックアップ−アッ
ドの構成装置において、その得られた消去は複数の逐次
に送信されるデータ記号の関連である。特に、複数の送
信記号の異なる記号及びそれぞれの異なる記号に直接隣
接する記号の１つまたは両方が関連メモリへのアドレス
として用いられる。このような装置により提供されるエ
コー消去は、関連メモリ出力（複数）の和であり、記号
の所定シーケンスに固定型であるかもしくは適応型であ
る。適応型オーバーラップルックアップ−アッド構成装
置において、記号の所定のシーケンスに対してメモリに
記憶される値は、所定の応用におけるエコー消去を最適
化するために、時間的に更新される。記憶される値の更
新は、収束時間として知られるパラメータにより定量化
される。この収束時間は、メモリサイズに正比例するも
のであるが、メモリに記憶された値が、所定の応用にお
いてエコー消去を最適化する値に移行するのに要する時
間と定義される。
エコーキャンセラにオーバーラップルックアップ−アッ
ドキャンセラと呼ばれる１種がある。例えば1988年12月
20日発行のアダムス（Adamos）らの米国特許第4,792,91
5号がそれである。オーバーラップルックアップ−アッ
ドの構成装置において、その得られた消去は複数の逐次
に送信されるデータ記号の関連である。特に、複数の送
信記号の異なる記号及びそれぞれの異なる記号に直接隣
接する記号の１つまたは両方が関連メモリへのアドレス
として用いられる。このような装置により提供されるエ
コー消去は、関連メモリ出力（複数）の和であり、記号
の所定シーケンスに固定型であるかもしくは適応型であ
る。適応型オーバーラップルックアップ−アッド構成装
置において、記号の所定のシーケンスに対してメモリに
記憶される値は、所定の応用におけるエコー消去を最適
化するために、時間的に更新される。記憶される値の更
新は、収束時間として知られるパラメータにより定量化
される。この収束時間は、メモリサイズに正比例するも
のであるが、メモリに記憶された値が、所定の応用にお
いてエコー消去を最適化する値に移行するのに要する時
間と定義される。
［発明が解決しようとする課題］ 従来技術の固定型キャンセラと適応型オーバーラップ
ルックアップ−アッドキャンセラは、原理的には満足す
べきエコー消去を与えるものであるが、しばしば必要と
するメモリサイズが所定のシステムにおいて実際には実
行できない。またこれらのエコーキャンセラの他の欠点
は、適応型オーバーラップルックアップ−アッドキャン
セラにおいて、収束時間が所望の規格にあっていないこ
とである。
ルックアップ−アッドキャンセラは、原理的には満足す
べきエコー消去を与えるものであるが、しばしば必要と
するメモリサイズが所定のシステムにおいて実際には実
行できない。またこれらのエコーキャンセラの他の欠点
は、適応型オーバーラップルックアップ−アッドキャン
セラにおいて、収束時間が所望の規格にあっていないこ
とである。
以上の点に鑑み、従来技術で必要としたより顕著に少
ないメモリを用いて容易に実行でき、かつ所望の収束時
間を有する構成装置を用いて、線形及び非線形の両成分
を補償（相殺）するエコーキャンセラが構成できるなら
ば、非常に望ましいことである。
ないメモリを用いて容易に実行でき、かつ所望の収束時
間を有する構成装置を用いて、線形及び非線形の両成分
を補償（相殺）するエコーキャンセラが構成できるなら
ば、非常に望ましいことである。
［課題を解決するための手段］ 上記課題を解決するために、本発明によれば、従来技
術のオーバーラップルックアップ−アッド構成装置は変
更されて、各関連メモリは、記号のシーケンスにおいて
関連記号を表わす複数のビットと、そのシーケンスにお
いて各関連記号に隣接する記号を表わす一部のビットと
により、アドレス指定されるよう構成される。本発明の
１実施例として、各メモリは異なる記号及び関連する記
号に直前の記号と直後の記号の符号ビットのみにより、
アドレス指定される。
術のオーバーラップルックアップ−アッド構成装置は変
更されて、各関連メモリは、記号のシーケンスにおいて
関連記号を表わす複数のビットと、そのシーケンスにお
いて各関連記号に隣接する記号を表わす一部のビットと
により、アドレス指定されるよう構成される。本発明の
１実施例として、各メモリは異なる記号及び関連する記
号に直前の記号と直後の記号の符号ビットのみにより、
アドレス指定される。
［作用］ この直前の記号と直後の記号の一部ビットを使用する
と、キャンセラの性能を大きく低下させずに、実質上必
要とするメモリサイズを削減できる。例えば、代表的な
音声帯域モデムへの応用の場合、従来技術のルックアッ
プ−アッドキャンセラは100,000Kの記憶場所を有するメ
モリを必要とするのに対し、本発明の装置を用いた場合
は100Kの記憶場所を有するメモリを必要とするのみであ
る。好都合なことに、必要メモリのこの大きな削減は、
本発明の適応エコーキャンセラの収束時間をそれに応じ
て減少させる。
と、キャンセラの性能を大きく低下させずに、実質上必
要とするメモリサイズを削減できる。例えば、代表的な
音声帯域モデムへの応用の場合、従来技術のルックアッ
プ−アッドキャンセラは100,000Kの記憶場所を有するメ
モリを必要とするのに対し、本発明の装置を用いた場合
は100Kの記憶場所を有するメモリを必要とするのみであ
る。好都合なことに、必要メモリのこの大きな削減は、
本発明の適応エコーキャンセラの収束時間をそれに応じ
て減少させる。
［実施例］ 第１図は、導線101上に直交振幅変調（QAM）信号を送
信し、そしてこの導線から遠隔地にある他のトランシー
バ（両者共図示せず）より送信されるこのような信号を
受信するトランシーバ（送信器／受信器）100を説明す
る図である。本発明のトランシーバはQAM変調を用いて
いるが、本発明はこの変調方式に限定するものではな
く、いずれの変調方式でも利用できるものである。トラ
ンシーバ100の送信部内には、バス102上でスクランブル
されディジタルに符号化（例；トレリス符号化）された
２進数字は、周知の装置（図示せず）により与えられる
が、マッパー103に結合する。このマッパー103は、複数
の２進数字ＭをQAM変調方式における実数（Ｒ）と虚数
（Ｉ）の記号成分のディジタル表現に逐次マッピングす
る。記号当りのビット数Ｍは、変数であって、使用する
コーディング、記号レート、及びデータ速度の関数であ
る。例えば、16QAMにおいて、Ｍは２進数字の４に等し
く、一方64QAMにおいて、Ｍは、２進数字の６に等し
い。いずれの場合においても、特定のQAM方式には無関
係に、マッパー103により与えられるディジタル表現は
周知のスペクトル整形化（例：ナイキストまたは平方根
ナイキスト整形化）を与える送信フィルタ104と結合
し、そこからディジタルからアナログへの（D/A）変換
器105に結合して、そこでディジタル表現はアナログQAM
信号に変換される。このアナログQAM信号は、次に平滑
化ローパスフィルタ（LPF）106とハイブリッドトランス
107を介して導線101に導かれる。
信し、そしてこの導線から遠隔地にある他のトランシー
バ（両者共図示せず）より送信されるこのような信号を
受信するトランシーバ（送信器／受信器）100を説明す
る図である。本発明のトランシーバはQAM変調を用いて
いるが、本発明はこの変調方式に限定するものではな
く、いずれの変調方式でも利用できるものである。トラ
ンシーバ100の送信部内には、バス102上でスクランブル
されディジタルに符号化（例；トレリス符号化）された
２進数字は、周知の装置（図示せず）により与えられる
が、マッパー103に結合する。このマッパー103は、複数
の２進数字ＭをQAM変調方式における実数（Ｒ）と虚数
（Ｉ）の記号成分のディジタル表現に逐次マッピングす
る。記号当りのビット数Ｍは、変数であって、使用する
コーディング、記号レート、及びデータ速度の関数であ
る。例えば、16QAMにおいて、Ｍは２進数字の４に等し
く、一方64QAMにおいて、Ｍは、２進数字の６に等し
い。いずれの場合においても、特定のQAM方式には無関
係に、マッパー103により与えられるディジタル表現は
周知のスペクトル整形化（例：ナイキストまたは平方根
ナイキスト整形化）を与える送信フィルタ104と結合
し、そこからディジタルからアナログへの（D/A）変換
器105に結合して、そこでディジタル表現はアナログQAM
信号に変換される。このアナログQAM信号は、次に平滑
化ローパスフィルタ（LPF）106とハイブリッドトランス
107を介して導線101に導かれる。
トランシーバ100の受信部において、導線101からのQA
M信号は、ハイブリッドトランス107、アンティエイリア
シング（antialiasing）ローパスフィルタ（LPF）108及
びA/D変換器109と結合する。A/D変換器109はQAM信号の
ディジタル表現値を与えるが、この値からエコーキャン
セラ110の出力が減算器111を介して減算され、その結果
得られた差が受信器112に供給される。受信器112内にお
いて、他の場所から初め送信されたスクランブルされた
２進数字は回復されて、導線113上に出力される。
M信号は、ハイブリッドトランス107、アンティエイリア
シング（antialiasing）ローパスフィルタ（LPF）108及
びA/D変換器109と結合する。A/D変換器109はQAM信号の
ディジタル表現値を与えるが、この値からエコーキャン
セラ110の出力が減算器111を介して減算され、その結果
得られた差が受信器112に供給される。受信器112内にお
いて、他の場所から初め送信されたスクランブルされた
２進数字は回復されて、導線113上に出力される。
エコーキャンセラ110は、他のとトランシーバから入
力するQAM信号と共にエコーとして導線115上に発生す
る、導線114上の送信QAM信号の固有部を事実上削除す
る。このエコーはしばしば“近”エコーと“遠”エコー
に分けられる。第１図で説明すると、近エコーは、ハイ
ブリッドトランス107を介して結合するものであり、一
方遠エコーは、トランシーバ100から遠隔の場所におけ
る他のインピーダンス不整合により惹起されるものであ
る。エコーキャンセラ110は近エコーまたは遠エコーの
どちらかを消去するのに適している。後者の遠エコーの
場合、追加バルク遅延（図示せず）は一般的にバス102
と遅延線115の間に挿入され、近エコーに比較して遠エ
コーが進行する追加路における遅延を相殺する。この追
加バルク遅延の値は、周知の方法により求めることがで
きる。
力するQAM信号と共にエコーとして導線115上に発生す
る、導線114上の送信QAM信号の固有部を事実上削除す
る。このエコーはしばしば“近”エコーと“遠”エコー
に分けられる。第１図で説明すると、近エコーは、ハイ
ブリッドトランス107を介して結合するものであり、一
方遠エコーは、トランシーバ100から遠隔の場所におけ
る他のインピーダンス不整合により惹起されるものであ
る。エコーキャンセラ110は近エコーまたは遠エコーの
どちらかを消去するのに適している。後者の遠エコーの
場合、追加バルク遅延（図示せず）は一般的にバス102
と遅延線115の間に挿入され、近エコーに比較して遠エ
コーが進行する追加路における遅延を相殺する。この追
加バルク遅延の値は、周知の方法により求めることがで
きる。
本発明のキャンセラ110は、線形および非線形の両エ
コー成分を削減する修正オーバーラップルックアップ−
アッド構成装置を用いる。先行技術のオーバーラップル
ックアップ−アッドキャンセラにおいては、各メモリは
関連記号に直前の記号と直後の記号を表わす２進数字Ｍ
と共に、一連の連続的に送信される記号に関連する記号
を表わす２進数字Ｍの集合により、アドレス指定され
る。次に、エコーキャンセラ出力は各アドレス指定され
メモリの出力和である。広義の本発明の特徴として、本
発明の装置は、各メモリが一連の連続的に送信される記
号の関連する記号を表わす２進数字Ｍにより再びアドレ
ス指定されるよう修正され（これは、従来技術の場合、
関連する記号に隣接する２つの記号のそれぞれに対し２
進数字Ｍの使用に対比され）、また、各記憶アドレスは
関連する記号に隣接する少なくとも１つの記号を表わす
２進数字Ｍの一部を含むように修正されるものである。
コー成分を削減する修正オーバーラップルックアップ−
アッド構成装置を用いる。先行技術のオーバーラップル
ックアップ−アッドキャンセラにおいては、各メモリは
関連記号に直前の記号と直後の記号を表わす２進数字Ｍ
と共に、一連の連続的に送信される記号に関連する記号
を表わす２進数字Ｍの集合により、アドレス指定され
る。次に、エコーキャンセラ出力は各アドレス指定され
メモリの出力和である。広義の本発明の特徴として、本
発明の装置は、各メモリが一連の連続的に送信される記
号の関連する記号を表わす２進数字Ｍにより再びアドレ
ス指定されるよう修正され（これは、従来技術の場合、
関連する記号に隣接する２つの記号のそれぞれに対し２
進数字Ｍの使用に対比され）、また、各記憶アドレスは
関連する記号に隣接する少なくとも１つの記号を表わす
２進数字Ｍの一部を含むように修正されるものである。
第１図において、本発明の１つの好ましい実施例とし
て、メモリ116−２ないし116−４は、符号ビットと共に
関連する遅延線要素115−２ないし115−４におけるＭ個
のビットによりそれぞれアドレス指定され、この符号ビ
ットは、関連する遅延線要素に直接隣接する遅延線要素
に記憶される実数と虚数の記号成分の符号ビット、即ち
算術符号を表わす。従って、メモリ116−２は、遅延線
要素115−１と115−３に記憶された記号の符号ビットと
共に遅延線要素115−２におけるＭ個のビットによりア
ドレス指定され、メモリ116−３は、遅延線要素115−２
と115−４に記憶された記号の符号ビットと共に遅延線
要素115−３におけるＭ個のビットによりアドレス指定
される。メモリ116−４は、遅延線要素115−３と115−
５に記憶された記号の符号ビットと共に遅延線要素115
−４におけるＭ個のビットによりアドレス指定される。
ここで、それぞれのQAM記号のために２つの符号ビット
があることに言及する。すなわち、Ｒ成分のために１つ
あり、Ｉ成分のために１つある。これらの符号ビット
は、Ｓビットマッパー117の１つを介して前後の遅延線
要素におけるそれぞれのデータ記号から抽出されるもの
である。このＳビットマッパー117によって抽出された
２つの符号ビットは、関連データ記号に隣接する２個の
データ記号でそれぞれ表されており、そのビットの数は
関連データ記号で表されるビットの数以下となる。
て、メモリ116−２ないし116−４は、符号ビットと共に
関連する遅延線要素115−２ないし115−４におけるＭ個
のビットによりそれぞれアドレス指定され、この符号ビ
ットは、関連する遅延線要素に直接隣接する遅延線要素
に記憶される実数と虚数の記号成分の符号ビット、即ち
算術符号を表わす。従って、メモリ116−２は、遅延線
要素115−１と115−３に記憶された記号の符号ビットと
共に遅延線要素115−２におけるＭ個のビットによりア
ドレス指定され、メモリ116−３は、遅延線要素115−２
と115−４に記憶された記号の符号ビットと共に遅延線
要素115−３におけるＭ個のビットによりアドレス指定
される。メモリ116−４は、遅延線要素115−３と115−
５に記憶された記号の符号ビットと共に遅延線要素115
−４におけるＭ個のビットによりアドレス指定される。
ここで、それぞれのQAM記号のために２つの符号ビット
があることに言及する。すなわち、Ｒ成分のために１つ
あり、Ｉ成分のために１つある。これらの符号ビット
は、Ｓビットマッパー117の１つを介して前後の遅延線
要素におけるそれぞれのデータ記号から抽出されるもの
である。このＳビットマッパー117によって抽出された
２つの符号ビットは、関連データ記号に隣接する２個の
データ記号でそれぞれ表されており、そのビットの数は
関連データ記号で表されるビットの数以下となる。
このように、本願のエコーキャンセラによれば、関連
データ記号で表される複数のビットＭによってアドレス
指定ができると共に、２つの符号ビットによって関連す
る遅延線要素の前後に隣接している遅延線要素に記憶さ
れる実数と虚数の記号成分の符号ビット、即ち算術符号
を表すことができる。
データ記号で表される複数のビットＭによってアドレス
指定ができると共に、２つの符号ビットによって関連す
る遅延線要素の前後に隣接している遅延線要素に記憶さ
れる実数と虚数の記号成分の符号ビット、即ち算術符号
を表すことができる。
従って、これにより本願のエコーキャンセラはメモリ
の数を遅延線要素の数よりも少なくすることができ、ま
た各メモリが遅延線要素を共有して使用することになる
のでメモリの数に対して遅延線要素の数を多く設ける必
要がないという利点がある。本実施例のエコーキャンセ
ラの出力は118を介してメモリ116−２ないし116−４の
出力を加算して与えられる。
の数を遅延線要素の数よりも少なくすることができ、ま
た各メモリが遅延線要素を共有して使用することになる
のでメモリの数に対して遅延線要素の数を多く設ける必
要がないという利点がある。本実施例のエコーキャンセ
ラの出力は118を介してメモリ116−２ないし116−４の
出力を加算して与えられる。
本発明の別の好ましい実施例の変形例として、第１図
に示す上記実施例に点線で示すメモリ116−１及び116−
５並びに加算器120を追加されうる。この実施例は、以
下の点を除いては上記の実施例と同一である。即ち、遅
延線要素115−１に記憶されたＭ個のビットが、遅延線
要素115−２に記憶された記号の符号と共にメモリ116−
１をアドレス指定するのに用いられ、メモリ116−５は
遅延線要素115−４に記憶された記号の符号ビットと共
に遅延線要素115−５に記憶されたＭ個のビットにより
アドレス指定される点である。メモリ116−１に対し
て、関連する記号は遅延線要素115−１記憶されたもの
であって、関連する記号に直接先行する遅延線における
記憶された記号ではないことである。同様に、メモリ11
6−５は遅延線要素115−４に記憶された記号の符号ビッ
トと共に遅延線要素115−５に記憶された関連する記号
のＭ個のビットによりアドレス指定される。ここで、遅
延線要素115−５に記憶された記号に直接後続する記号
は即に遅延線を通過してしまっていて使うことはできな
い。この第２の実施例の装置では、メモリの数は第１の
場合と対照して遅延線要素の数により２つ少なく、換言
すると、メモリの数はエコーキャンセラのメモリ範囲に
等しい。
に示す上記実施例に点線で示すメモリ116−１及び116−
５並びに加算器120を追加されうる。この実施例は、以
下の点を除いては上記の実施例と同一である。即ち、遅
延線要素115−１に記憶されたＭ個のビットが、遅延線
要素115−２に記憶された記号の符号と共にメモリ116−
１をアドレス指定するのに用いられ、メモリ116−５は
遅延線要素115−４に記憶された記号の符号ビットと共
に遅延線要素115−５に記憶されたＭ個のビットにより
アドレス指定される点である。メモリ116−１に対し
て、関連する記号は遅延線要素115−１記憶されたもの
であって、関連する記号に直接先行する遅延線における
記憶された記号ではないことである。同様に、メモリ11
6−５は遅延線要素115−４に記憶された記号の符号ビッ
トと共に遅延線要素115−５に記憶された関連する記号
のＭ個のビットによりアドレス指定される。ここで、遅
延線要素115−５に記憶された記号に直接後続する記号
は即に遅延線を通過してしまっていて使うことはできな
い。この第２の実施例の装置では、メモリの数は第１の
場合と対照して遅延線要素の数により２つ少なく、換言
すると、メモリの数はエコーキャンセラのメモリ範囲に
等しい。
本発明のいずれかの実施例にしても、エコー消去は固
定型または適応型のものとなりうる。
定型または適応型のものとなりうる。
後者では、各メモリに記憶される値は更新回路（エラ
ースケーリング回路）121と加算器122、123を用いて減
算器111の出力に発生する信号に基づき時間と共に更新
される。加算器123は、メモリ116−１と116−５が使わ
れる場合のみ必要とする。この回路の実施可能の１例を
最小２乗平均（LMS）アルゴリズムを用い簡単に説明す
る。
ースケーリング回路）121と加算器122、123を用いて減
算器111の出力に発生する信号に基づき時間と共に更新
される。加算器123は、メモリ116−１と116−５が使わ
れる場合のみ必要とする。この回路の実施可能の１例を
最小２乗平均（LMS）アルゴリズムを用い簡単に説明す
る。
Sn、Xn、en＝Sn−Xnを瞬間ｎにおけるA/D回路109、エ
コーキャンセラ110、減算器111の出力をそれぞれ表わす
ものとする。LMSアルゴリズムは２乗平均エラー＜e2 n＞
を最小にする。但し、ここで＜e2 n＞は２乗エラー
（e2 n）の期待値を示す。第１図において、量αenはエ
ラースケーリング回路121で計算され、次に、加算器12
2、123を用いて各個別メモリの出力に加えられる。各和
は次にアドレス指定された場所のメモリに戻され記憶さ
れる。更新アルゴリズムにおける量αは、調整アルゴリ
ズムのステップサイズと呼ばれ、一般的に初期エコーキ
ャンセラ・トレーニング中は大きい値をとり、定常動作
中はより小さい値をとる。これら更新値のそれぞれは関
連するメモリアドレスに応答し、メモリから読み出され
る。このアドレスはスクランブルされた２進数字の特定
のシーケンスに依存するので、どの更新値も更新後すぐ
読み出されうるか、またはしばらくの間はメモリから読
み出されることはない。
コーキャンセラ110、減算器111の出力をそれぞれ表わす
ものとする。LMSアルゴリズムは２乗平均エラー＜e2 n＞
を最小にする。但し、ここで＜e2 n＞は２乗エラー
（e2 n）の期待値を示す。第１図において、量αenはエ
ラースケーリング回路121で計算され、次に、加算器12
2、123を用いて各個別メモリの出力に加えられる。各和
は次にアドレス指定された場所のメモリに戻され記憶さ
れる。更新アルゴリズムにおける量αは、調整アルゴリ
ズムのステップサイズと呼ばれ、一般的に初期エコーキ
ャンセラ・トレーニング中は大きい値をとり、定常動作
中はより小さい値をとる。これら更新値のそれぞれは関
連するメモリアドレスに応答し、メモリから読み出され
る。このアドレスはスクランブルされた２進数字の特定
のシーケンスに依存するので、どの更新値も更新後すぐ
読み出されうるか、またはしばらくの間はメモリから読
み出されることはない。
次に第２図において、これは本発明と公知の有限イン
パルス応答（FIR）エコーキャンセラとを組合わせ、さ
らに必要なメモリサイズを削減する方法（装置）を示
す。図示のよう、本発明のオーバーラップルックアップ
−加算エコーキャンセラ202は４記号ピリオド（4T）の
メモリスパンを有し、４記号ピリオド遅延線201に直列
に接続され、この遅延線は次に導線102に接続する。さ
らに、４記号ピリオドと12記号ピリオド（4Tと12T）の
メモリスパンをそれぞれ有する4T FIRエコーキャンセラ
203と12T FIRエコーキャンセラ205は４記号４ピリオド
（4T）遅延線204と直列に配置されている。FIRエコーキ
ャンセラの出力は加算器206を介して結合され、この加
算器の出力は、次に加算器207を用いてルックアップ−
加算エコーキャンセラ202の出力に加えられる。
パルス応答（FIR）エコーキャンセラとを組合わせ、さ
らに必要なメモリサイズを削減する方法（装置）を示
す。図示のよう、本発明のオーバーラップルックアップ
−加算エコーキャンセラ202は４記号ピリオド（4T）の
メモリスパンを有し、４記号ピリオド遅延線201に直列
に接続され、この遅延線は次に導線102に接続する。さ
らに、４記号ピリオドと12記号ピリオド（4Tと12T）の
メモリスパンをそれぞれ有する4T FIRエコーキャンセラ
203と12T FIRエコーキャンセラ205は４記号４ピリオド
（4T）遅延線204と直列に配置されている。FIRエコーキ
ャンセラの出力は加算器206を介して結合され、この加
算器の出力は、次に加算器207を用いてルックアップ−
加算エコーキャンセラ202の出力に加えられる。
第２図に示されている実施例では、マッパー103を通
る遅延はなく、エコーチャネルインパルス応答のピーク
は、先端エッジ後の６記号ピリオドである。留意点とし
ては、4T FIRエコーキャンセラ203は、インパルス応答
の初期部即ち、先端エッジ上で、動作でき、4Tオーバー
ラップルックアップ−加算キャンセラ202は、4Tバルク
遅延線201と204によるインパルス応答のピーク近辺を中
心とする４記号ピリオド区間上で動作でき、さらに、12
T FIRエコーキャンセラ205は、インパルス応答の後端エ
ッジの12記号ピリオド上で動作できる。好都合にも、こ
の構成は、本発明の方法を用いて非線形エコー成分が最
大となるエコーチャネル インパルス応答の中心をカバ
ーし、次に、より簡単なFIR構成を用いて送信インパル
ス応答の末尾をカバーする。この構成は、エコーの線形
部の全てとエコーの非線形部の大部分を消去する。
る遅延はなく、エコーチャネルインパルス応答のピーク
は、先端エッジ後の６記号ピリオドである。留意点とし
ては、4T FIRエコーキャンセラ203は、インパルス応答
の初期部即ち、先端エッジ上で、動作でき、4Tオーバー
ラップルックアップ−加算キャンセラ202は、4Tバルク
遅延線201と204によるインパルス応答のピーク近辺を中
心とする４記号ピリオド区間上で動作でき、さらに、12
T FIRエコーキャンセラ205は、インパルス応答の後端エ
ッジの12記号ピリオド上で動作できる。好都合にも、こ
の構成は、本発明の方法を用いて非線形エコー成分が最
大となるエコーチャネル インパルス応答の中心をカバ
ーし、次に、より簡単なFIR構成を用いて送信インパル
ス応答の末尾をカバーする。この構成は、エコーの線形
部の全てとエコーの非線形部の大部分を消去する。
以上、本発明の幾つかの実施例を例示したが、これは
説明のための例であって、本発明の他の構成についても
当業者には明らかである。
説明のための例であって、本発明の他の構成についても
当業者には明らかである。
例えば、本発明の実施例を離散関数要素に関し説明し
たが、これらの要素の関数は、適切にプログラムされた
汎用プロセッサ、または専用集積回路、またはディジタ
ル信号プロセッサ、またはこれらのデバイスのいずれか
のアナログもしくはハイブリッド相当物により得られ
る。さらに、本発明は３個のメモリまたは５個のメモリ
の使用に関し説明したが、本発明は、いずれの複数のメ
モリでも使用することができる。さらにまた、追加メモ
リ116−１と116−５が共用である必要はなく、これら追
加メモリの１つのみの使用でもよい。最後に、本発明を
特定システムの利用の場合に関し説明したが、本発明の
精神をエコー消去を所望する実質上いずれの用途も使用
することができる。
たが、これらの要素の関数は、適切にプログラムされた
汎用プロセッサ、または専用集積回路、またはディジタ
ル信号プロセッサ、またはこれらのデバイスのいずれか
のアナログもしくはハイブリッド相当物により得られ
る。さらに、本発明は３個のメモリまたは５個のメモリ
の使用に関し説明したが、本発明は、いずれの複数のメ
モリでも使用することができる。さらにまた、追加メモ
リ116−１と116−５が共用である必要はなく、これら追
加メモリの１つのみの使用でもよい。最後に、本発明を
特定システムの利用の場合に関し説明したが、本発明の
精神をエコー消去を所望する実質上いずれの用途も使用
することができる。
［発明の効果］ 以上説明したように、本発明の装置によれば、関連す
る記号とその直前の記号と直後の記号からなる３個のア
ドレスでもってエコー消去の値を記憶する（則ち、直後
３個のデータ記号のみを用いる）為、（従来の非線形素
子を使用する場合に比較して）必要とされるメモリサイ
ズを削減でき、その結果、加算器118,120の乗算回数を
削減でき、エコー消去の適応（集束）時間を減少でき
る。更に、エコー消去の値を修正する手段からなるフィ
ードバック回路により、エコー消去の値を修正でき、よ
り適切なエコー消去が可能となる。
る記号とその直前の記号と直後の記号からなる３個のア
ドレスでもってエコー消去の値を記憶する（則ち、直後
３個のデータ記号のみを用いる）為、（従来の非線形素
子を使用する場合に比較して）必要とされるメモリサイ
ズを削減でき、その結果、加算器118,120の乗算回数を
削減でき、エコー消去の適応（集束）時間を減少でき
る。更に、エコー消去の値を修正する手段からなるフィ
ードバック回路により、エコー消去の値を修正でき、よ
り適切なエコー消去が可能となる。
尚、特許請求の範囲に記載された参照番号は、発明の
容易なる理解のためで、その範囲を制限するよう、解釈
されるべきではない。
容易なる理解のためで、その範囲を制限するよう、解釈
されるべきではない。
【図面の簡単な説明】 第１図は、本発明によるエコーキャンセラの２実施例を
含むトランシーバ即ち送信器／受信器のブロック摸式
図、 第２図は、第１図のエコーキャンセラ実施例を従来技術
の有限インパルス応答エコーキャンセラと併用するトラ
ンシーバのブロック模式図である。 100……トランシーバ、101……導線 102……バス、103……マッパー 104……送信フィルタ、105……D/A変換器 106……ローパスフィルタ 107……ハイブリッド 108……ローパスフィルタ 109……A/D変換器 110……エコーキャンセラ 111……減算器、112……受信器 113……導線、114……導線 115……導線、遅延線 115−11、115−２、115−３、115−４、115−５……遅
延線要素 116−１、116−２、116−３、116−４、116−５……メ
モリ 117……マッパー 118……加算器、120……加算器 121……回路、112……加算器 123……加算器、201……遅延線 202……エコーキャンセラ 203……エコーキャンセラ 204……遅延線 205……エコーキャンセラ 206……加算器、207……加算器
含むトランシーバ即ち送信器／受信器のブロック摸式
図、 第２図は、第１図のエコーキャンセラ実施例を従来技術
の有限インパルス応答エコーキャンセラと併用するトラ
ンシーバのブロック模式図である。 100……トランシーバ、101……導線 102……バス、103……マッパー 104……送信フィルタ、105……D/A変換器 106……ローパスフィルタ 107……ハイブリッド 108……ローパスフィルタ 109……A/D変換器 110……エコーキャンセラ 111……減算器、112……受信器 113……導線、114……導線 115……導線、遅延線 115−11、115−２、115−３、115−４、115−５……遅
延線要素 116−１、116−２、116−３、116−４、116−５……メ
モリ 117……マッパー 118……加算器、120……加算器 121……回路、112……加算器 123……加算器、201……遅延線 202……エコーキャンセラ 203……エコーキャンセラ 204……遅延線 205……エコーキャンセラ 206……加算器、207……加算器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭60−160721（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−223928（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】複数のビットにより表わされたデータ記号
を送受信するトランシーバ（100）に使用されるエコー
キャンセラ（110）において、 （Ａ）送信信号路（102）からデータ記号単位で順に入
力される直列接続された複数の遅延要素（115）と、 （Ｂ）前記複数の遅延要素（115）の内の連続する３個
の遅延要素（115）からの各エコー消去の値を記憶する
複数のメモリ（116）と、 （Ｃ）前記エコー消去の値を読み出すために３個のアド
レスで前記メモリを指定する複数のアドレス手段（11
7）であって、 前記３個のうちの中心の１個のアドレスは、送信された
データ記号のシーケンス内の関連データ記号で表される
複数のビット（Ｍ）と、 前記関連データ記号に隣接する２個のデータ記号で表さ
れる２個のアドレスは、それぞれのビット数が前記複数
のビット（Ｍ）より少ないビット（N:N＜Ｍ）と によってアドレス指定されている前記アドレス手段と、 （Ｄ）前記アドレス手段により与えられたメモリ（11
6）のアドレスに対応して、前記複数のメモリからエコ
ー消去の値を読み出し、前記エコー消去の値の全てを結
合する結合手段（118、120）と、 （Ｅ）前記結合手段（118、120）からのエコー消去の値
の合計出力を、受信器（112）に入力される受信信号路
に減算入力するために、受信信号路上に配置された減算
器（111）と、 （Ｆ）前記減算器（111）からの信号に応答して、前記
結合手段（118、120）に入力される前に、前記複数の各
メモリ（116）に記憶された各エコー消去の値を修正す
る手段（121、122、123）と からなることを特徴とするエコーキャンセラ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/386,753 US5146494A (en) | 1989-07-31 | 1989-07-31 | Overlapping look-up-and-add echo canceller requiring a smaller memory size |
| US386753 | 1989-07-31 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0370219A JPH0370219A (ja) | 1991-03-26 |
| JP2914391B2 true JP2914391B2 (ja) | 1999-06-28 |
Family
ID=23526911
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2196453A Expired - Fee Related JP2914391B2 (ja) | 1989-07-31 | 1990-07-26 | エコーキャンセラ |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5146494A (ja) |
| JP (1) | JP2914391B2 (ja) |
| FR (1) | FR2652463B1 (ja) |
| GB (1) | GB2234653B (ja) |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5245561A (en) * | 1990-12-27 | 1993-09-14 | Nec Corporation | Adaptive filter capable of quickly identifying an unknown system |
| CA2060667C (en) * | 1992-02-05 | 1998-12-08 | Paul Marc Yatrou | Adaptive sparse echo canceller using a sub-rate filter for active tap selection |
| JPH07248778A (ja) * | 1994-03-09 | 1995-09-26 | Fujitsu Ltd | 適応フィルタの係数更新方法 |
| JP2985675B2 (ja) * | 1994-09-01 | 1999-12-06 | 日本電気株式会社 | 帯域分割適応フィルタによる未知システム同定の方法及び装置 |
| US5664011A (en) * | 1995-08-25 | 1997-09-02 | Lucent Technologies Inc. | Echo canceller with adaptive and non-adaptive filters |
| US5663955A (en) * | 1995-08-25 | 1997-09-02 | Lucent Technologies Inc. | Echo canceller system with shared coefficient memory |
| US5682378A (en) * | 1995-11-14 | 1997-10-28 | Paradyne Corporation | Echo cancellation for modems |
| DE19543666A1 (de) * | 1995-11-23 | 1997-05-28 | Sel Alcatel Ag | Echokompensator |
| US5777914A (en) * | 1996-08-29 | 1998-07-07 | Lucent Technologies Inc. | Technique for reducing power consumption in digital filters |
| US5751769A (en) * | 1996-10-22 | 1998-05-12 | Lockheed Martin Aerospace Corp. | Programmable digital linear and nonlinear transversal equalizer |
| DE19757337C1 (de) | 1997-12-22 | 1999-06-24 | Siemens Ag | Echokompensatoranordnung |
| DE19801390A1 (de) * | 1998-01-16 | 1999-07-22 | Cit Alcatel | Einrichtung und Verfahren zur Echounterdrückung mit adaptiven FIR-Filtern |
| DE19801389A1 (de) * | 1998-01-16 | 1999-07-22 | Cit Alcatel | Verfahren zur Echounterdrückung mit adaptiven FIR-Filtern |
| JP3211884B2 (ja) * | 1998-08-14 | 2001-09-25 | 日本電気株式会社 | 音響エコーキャンセラ |
| CA2245411A1 (en) * | 1998-08-20 | 2000-02-20 | Mitel Corporation | Echo canceller with compensation for codec limiting effects |
| FR2897996A1 (fr) * | 2006-02-28 | 2007-08-31 | France Telecom | Structure a faible complexite pour l'implementation de l'annuleur d'interference mpic |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2255754B1 (ja) * | 1973-12-11 | 1978-03-17 | Ibm France | |
| GB2095067B (en) * | 1981-03-12 | 1984-10-03 | Standard Telephones Cables Ltd | Digital filter arrangement |
| IT1208769B (it) * | 1983-10-12 | 1989-07-10 | Cselt Centro Studi Lab Telecom | Teristiche varianti nel tempo procedimento e dispositivo per la cancellazione numerica dell eco generato in collegamenti con carat |
| GB8400791D0 (en) * | 1984-01-12 | 1984-02-15 | British Telecomm | Digital filter |
| CA1238381A (en) * | 1985-03-14 | 1988-06-21 | Ephraim Arnon | Multi-stage echo canceller |
| GB8511835D0 (en) * | 1985-05-10 | 1985-06-19 | British Telecomm | Adaptive digital filter |
| FR2597690B1 (fr) * | 1986-04-22 | 1988-06-10 | Trt Telecom Radio Electr | Appareil de detection et de discrimination de sauts de phase dans un signal periodique et application a un signal telephonique de tonalite avec inversions de phase. |
| US4843581A (en) * | 1987-05-11 | 1989-06-27 | American Telephone And Telegraph Company | Digital signal processor architecture |
| CA1315356C (en) * | 1988-07-20 | 1993-03-30 | Seiji Miyoshi | Digital adaptive filter and method of convergence therein |
-
1989
- 1989-07-31 US US07/386,753 patent/US5146494A/en not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-07-24 FR FR9009432A patent/FR2652463B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1990-07-26 JP JP2196453A patent/JP2914391B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1990-07-26 GB GB9016406A patent/GB2234653B/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2652463B1 (fr) | 1993-09-17 |
| FR2652463A1 (fr) | 1991-03-29 |
| JPH0370219A (ja) | 1991-03-26 |
| GB2234653A (en) | 1991-02-06 |
| GB2234653B (en) | 1993-10-13 |
| US5146494A (en) | 1992-09-08 |
| GB9016406D0 (en) | 1990-09-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2914391B2 (ja) | エコーキャンセラ | |
| US6608840B2 (en) | Use of modified line encoding and low signal-to-noise ratio based signal processing to extend range of digital data transmission over repeaterless two-wire telephone link | |
| US6597746B1 (en) | System and method for peak to average power ratio reduction | |
| US5787113A (en) | Mitigating clipping and quantization effects in digital transmission systems | |
| US5148427A (en) | Non-linear echo canceller | |
| US6011814A (en) | Adaptive comb filter and decision feedback equalizer for noise suppression | |
| US7013421B2 (en) | Trellis interleaver and feedback precoder | |
| US6157680A (en) | Audio distortion canceler method and apparatus | |
| GB2117606A (en) | Telephone modem | |
| US5014263A (en) | Adaptive echo-canceller with double-talker detection | |
| US6823002B1 (en) | Linear block interleaver for discrete multi-tone modulation | |
| EP0240056A1 (en) | Adaptive filter for producing and echo cancellation signal in a transceiver system for duplex digital communication through one single pair of conductors | |
| US7352776B1 (en) | Line terminator unit for a subscriber line | |
| US6965578B1 (en) | Echo canceling method and apparatus for digital data communication system | |
| EP0057953B1 (en) | Arrangement for correcting pulse distortion in homochronous data transmission | |
| JPS63169115A (ja) | アダプティブタイムディスクリートフィルタ | |
| JP2928801B2 (ja) | エコー相殺方法および加入者ラインオーディオ処理回路 | |
| JPS6253971B2 (ja) | ||
| US6826279B1 (en) | Base band echo cancellation using laguerre echo estimation | |
| US5084866A (en) | Transversal filter echo canceller | |
| Wu et al. | A novel cost-effective multi-path adaptive interpolated FIR (IFIR)-based echo canceller | |
| GB2237483A (en) | An adaptive fir filter having restricted coefficient ranges | |
| JP3080641B2 (ja) | エコーキャンセラ | |
| KR100456759B1 (ko) | 무선주파수노이즈소거기 | |
| KR100377429B1 (ko) | 에이디에스엘 시스템의 에코 제거장치 및 그 제어방법 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |