JP2823341B2 - スペクトル拡散通信方式および装置 - Google Patents
スペクトル拡散通信方式および装置Info
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- JP2823341B2 JP2823341B2 JP22875590A JP22875590A JP2823341B2 JP 2823341 B2 JP2823341 B2 JP 2823341B2 JP 22875590 A JP22875590 A JP 22875590A JP 22875590 A JP22875590 A JP 22875590A JP 2823341 B2 JP2823341 B2 JP 2823341B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電灯線を情報伝送路とする通信に用いて好適
なスペクトル拡散通信方式と装置に関する。
なスペクトル拡散通信方式と装置に関する。
電灯線はすべての家庭に入っているので、家庭内の情
報伝送媒体として見た場合、経済性、拡張性に富んだ非
常に有効な情報伝送媒体であるが、この電灯線には、照
明灯、空調機器、TVなとの多種多様な電気機器が接続さ
れているので、これら電気機器の使用・不死用（電源の
Ｎ・FF等）によって、電灯線の伝送特性が時々刻々
と変化し、例えば、TVやスイッチング電源を使用してい
る機器なとの場合には電源周波数に同期して伝送特性が
急激に変化する。
報伝送媒体として見た場合、経済性、拡張性に富んだ非
常に有効な情報伝送媒体であるが、この電灯線には、照
明灯、空調機器、TVなとの多種多様な電気機器が接続さ
れているので、これら電気機器の使用・不死用（電源の
Ｎ・FF等）によって、電灯線の伝送特性が時々刻々
と変化し、例えば、TVやスイッチング電源を使用してい
る機器なとの場合には電源周波数に同期して伝送特性が
急激に変化する。
このように、電灯線の伝送特性は平坦ではなく、不安
定であるので良質なデータ伝送が難しいという問題があ
る。
定であるので良質なデータ伝送が難しいという問題があ
る。
その対策として、例えば、文献「電灯線通信（データ
伝送）」信学２種技報SSTA89−７（1989）、文献「高性
能SS電灯線モデム」NEC技報Vol.42 No.9 pp.98−106（1
989）に記載されているように、伝送路の変動に強いと
されているスペクトル拡散通信方式（以下、SS通信方式
という）の導入が検討されている。
伝送）」信学２種技報SSTA89−７（1989）、文献「高性
能SS電灯線モデム」NEC技報Vol.42 No.9 pp.98−106（1
989）に記載されているように、伝送路の変動に強いと
されているスペクトル拡散通信方式（以下、SS通信方式
という）の導入が検討されている。
このSS通信方式では、伝送するデータに、１から０
へ、０から１への遷移が起こるたびにPN（Pseudo Noi
s）系列を反転させる符号変形法が用いられ、受信信号
を復調するために、送信側で用いたPN系列と同期した同
じ系列を受信機側で発生させる必要がある。このため、
受信信号と受信機内で発生させた上記受信PN系列との相
関を監視し、相関値が一定のしきい値を超えたかどうか
によって、同期補足（同期検出）を行い、同期捕捉後に
は同期を保つ同期保持（同期追跡）を行う。同期確立
後、相関値がしきい値に対して＋側にあれば論理
「１」、一側にあれば論理「０」と復調するようにして
いる。
へ、０から１への遷移が起こるたびにPN（Pseudo Noi
s）系列を反転させる符号変形法が用いられ、受信信号
を復調するために、送信側で用いたPN系列と同期した同
じ系列を受信機側で発生させる必要がある。このため、
受信信号と受信機内で発生させた上記受信PN系列との相
関を監視し、相関値が一定のしきい値を超えたかどうか
によって、同期補足（同期検出）を行い、同期捕捉後に
は同期を保つ同期保持（同期追跡）を行う。同期確立
後、相関値がしきい値に対して＋側にあれば論理
「１」、一側にあれば論理「０」と復調するようにして
いる。
この同期捕捉にスライディング相関器（Sliding corr
elator）を使用した場合には、この相関器は、受信側で
発生させるPN系列の発生タイミングを送信側のPN系列の
発生タイミングに対して、微小周波数分だけずらせて、
両PN系列の相関を取るものであるため、回路構成が簡単
である利点があるが、上記両PN系列発生周波数差をあま
り大きくできないので、スライディング速度を速くでき
ず、同期確立に時間を要し、実効伝送速度が著しく低下
するという欠点がある。
elator）を使用した場合には、この相関器は、受信側で
発生させるPN系列の発生タイミングを送信側のPN系列の
発生タイミングに対して、微小周波数分だけずらせて、
両PN系列の相関を取るものであるため、回路構成が簡単
である利点があるが、上記両PN系列発生周波数差をあま
り大きくできないので、スライディング速度を速くでき
ず、同期確立に時間を要し、実効伝送速度が著しく低下
するという欠点がある。
また、同期保持に、デジタルDLLを用いた場合、この
方式では上記伝送特性の高速変動時には相関関数の形が
乱れるとともに急激に変わるため追従できず、同期が不
安定になるので、復調エラーが生じやすく、信頼性が低
いという問題がある。
方式では上記伝送特性の高速変動時には相関関数の形が
乱れるとともに急激に変わるため追従できず、同期が不
安定になるので、復調エラーが生じやすく、信頼性が低
いという問題がある。
更に、送信側で、２種類の独立したPN系列を用意し、
伝送するデータに、１から０へ、０から１への遷移が起
こるたびに、PN系列を切り換えて送信するSS通信方式が
提案されているが、電灯線などのような帯域制限伝送路
（例えば、電灯線では、電波法により10〜450KHzに帯域
制限されている）では、充分な拡散率を得ようとする
と、伝送速度を制限せざるを得なくなるという問題があ
った。
伝送するデータに、１から０へ、０から１への遷移が起
こるたびに、PN系列を切り換えて送信するSS通信方式が
提案されているが、電灯線などのような帯域制限伝送路
（例えば、電灯線では、電波法により10〜450KHzに帯域
制限されている）では、充分な拡散率を得ようとする
と、伝送速度を制限せざるを得なくなるという問題があ
った。
本発明は上記問題を解消するためになされたもので、
従来に比し、同期確立を短時間で行うことができ、伝送
特性の急変にも充分に追従することができる上、データ
の伝送速度が高くても、信頼性の高い伝送を行うことが
できるスペクトル拡散通信方式および装置を提供するこ
とを目的とする。
従来に比し、同期確立を短時間で行うことができ、伝送
特性の急変にも充分に追従することができる上、データ
の伝送速度が高くても、信頼性の高い伝送を行うことが
できるスペクトル拡散通信方式および装置を提供するこ
とを目的とする。
本発明は上記目的を達成するため、送信側では、基準
PN系列とこの基準PN系列に対して順次所定位相ずらせた
ｎ−１個のPN系列を発生させて各PN系列に対し、log2 n
＝Ｍビット（Ｍは２以上の整数）の２進ディジタルデー
タをそれぞれ対応させて送信し、受信側では、上記各PN
系列と同じPN系列を発生させて、これらPN系列と受信信
号との相関関係をそれぞれ求め、これら相関値の中から
ピーク値とピーク位置を検出し、このピーク位置を追跡
して同期制御を行うとともにピーク値の最大のものが得
られたPN系列に割り当てられたＭビットの２進ディジタ
ルデータを復調する構成としたもので、上記ｎ個の各PN
系列は互いに少なくともシフトレジスタ±１チップ分以
上位相がずれている構成とした。
PN系列とこの基準PN系列に対して順次所定位相ずらせた
ｎ−１個のPN系列を発生させて各PN系列に対し、log2 n
＝Ｍビット（Ｍは２以上の整数）の２進ディジタルデー
タをそれぞれ対応させて送信し、受信側では、上記各PN
系列と同じPN系列を発生させて、これらPN系列と受信信
号との相関関係をそれぞれ求め、これら相関値の中から
ピーク値とピーク位置を検出し、このピーク位置を追跡
して同期制御を行うとともにピーク値の最大のものが得
られたPN系列に割り当てられたＭビットの２進ディジタ
ルデータを復調する構成としたもので、上記ｎ個の各PN
系列は互いに少なくともシフトレジスタ±１チップ分以
上位相がずれている構成とした。
請求項３は装置の発明であって、基準PN系列と該基準
PN系列に基づくｎ−１（＝2M−１、３＜ｎ＜上記符号
長）個のPN系列を、互いに所定位相だけずらせて発生す
るPN系列発生回路、各PN系列を、log2 n＝Ｍビットの２
進ディジタルデータにそれぞれ対応させて送出するセレ
クタを備える送信部、上記ｎ個の各PN系列と受信信号と
の相関値をそれぞれ求めるｎ個の相関器と、上記相関器
の出力を入力するとともに各相関器に対して相異なるＭ
ビットの２値データを割当て、出力値が最大である相関
器からの入力に対して上記割当たＭビットの２値データ
を出力する比較器、この比較器の出力をラッチするラッ
チ回路、上記全相関器の出力を入力して出力値が最大で
ある信号を選択するセレクタ、このセレクタの出力を入
力してピーク値とピーク位置検出を行うピーク検出器、
上記ピーク位置に同期したラッチ信号を上記ラッチ回路
に送出するとともに上記各相関器に供給するクロック位
相を制御して上記ピーク位置を追跡する同期制御部を備
える受信部を有する構成とした。
PN系列に基づくｎ−１（＝2M−１、３＜ｎ＜上記符号
長）個のPN系列を、互いに所定位相だけずらせて発生す
るPN系列発生回路、各PN系列を、log2 n＝Ｍビットの２
進ディジタルデータにそれぞれ対応させて送出するセレ
クタを備える送信部、上記ｎ個の各PN系列と受信信号と
の相関値をそれぞれ求めるｎ個の相関器と、上記相関器
の出力を入力するとともに各相関器に対して相異なるＭ
ビットの２値データを割当て、出力値が最大である相関
器からの入力に対して上記割当たＭビットの２値データ
を出力する比較器、この比較器の出力をラッチするラッ
チ回路、上記全相関器の出力を入力して出力値が最大で
ある信号を選択するセレクタ、このセレクタの出力を入
力してピーク値とピーク位置検出を行うピーク検出器、
上記ピーク位置に同期したラッチ信号を上記ラッチ回路
に送出するとともに上記各相関器に供給するクロック位
相を制御して上記ピーク位置を追跡する同期制御部を備
える受信部を有する構成とした。
請求項４では、上記PN系列発生回路は、基準PN系列発
生器と、この基準PN系列発生器の出力を受ける複数タッ
プ付シフトレジスタからなる構成とした。
生器と、この基準PN系列発生器の出力を受ける複数タッ
プ付シフトレジスタからなる構成とした。
請求項５では、上記PN系列発生回路が、ｎ−１個のタ
ップ出力を有し、最終段出力を初段にフィードバック入
力するシフトレジスタからなる構成とした。
ップ出力を有し、最終段出力を初段にフィードバック入
力するシフトレジスタからなる構成とした。
請求項６では、相関器は整合フィルタである構成とし
た。
た。
本発明では、送信側では、Ｍビットのｎ個の送信デー
タに応じて、それぞれ第１のPN系列、第２のPN系列・・
・・第ｎのPN系列を割当て送信され、受信側では、受信
信号と受信部で発生させたｎ個のPN系列との相関出力の
比較から、最大相関出力をもつPN系列を検出し、その最
大相関出力に現れるピークを検出し、このピークに同期
して、最大相関出力をもつPN系列に割当ててあるＭビッ
トのデータを復調する。
タに応じて、それぞれ第１のPN系列、第２のPN系列・・
・・第ｎのPN系列を割当て送信され、受信側では、受信
信号と受信部で発生させたｎ個のPN系列との相関出力の
比較から、最大相関出力をもつPN系列を検出し、その最
大相関出力に現れるピークを検出し、このピークに同期
して、最大相関出力をもつPN系列に割当ててあるＭビッ
トのデータを復調する。
本発明では、１つのPNコードに対して、複数ビットを
割当るので、１ビットの割り当てる場合に比し、伝送速
度を高めることができる。
割当るので、１ビットの割り当てる場合に比し、伝送速
度を高めることができる。
本発明では、全相関出力の大小を比較して受信PN系列
がどのPN系列であるかの判定を行うので、この判定は正
確・確実に行うことができ、相関出力としきい値との大
小関係に基づき復調するものではないので、伝送特性の
急激な変化により、相関出力の形が急激に変わっても、
相関出力のピーク（ピーク値とピーク位置）さえ検出で
きればよく、安定した同期捕捉、同期保持およびデータ
の復調が行なえる。
がどのPN系列であるかの判定を行うので、この判定は正
確・確実に行うことができ、相関出力としきい値との大
小関係に基づき復調するものではないので、伝送特性の
急激な変化により、相関出力の形が急激に変わっても、
相関出力のピーク（ピーク値とピーク位置）さえ検出で
きればよく、安定した同期捕捉、同期保持およびデータ
の復調が行なえる。
以下、本発明の１実施例を図面を参照して説明する。
第１図に送信部をブロック構成で示し、第２図に受信
部をブロック構成で示す。
部をブロック構成で示す。
第１図において、１は５段シフトレジスタ、２はEXOR
ゲートであって、両者で基準PN系列発生器３を構成して
おり、シフトレジスタ１の特定の段の出力をEXORゲート
２に入力し、EXORゲート２の出力がシフトレジスタ１の
入力にフィードバックされており、本実施例では、シフ
トレジスタ１に、初期値として、「00000」以外の値を
設定して、符号長Ｌ＝31のＭ系列符号を得るようにして
いる。このPN系列発生器３の出力をPNとする。PN系列
発生器３に与えられるクロックｃのクロック速度はデー
タの伝送速度よりはるかに速いものとする。４は遅延器
であって、本実施例では、７段目と15段目にそれぞれタ
ップ4Aと4Bを有する23段シフトレジスタからなり、PN系
列発生器３の出力を入力され、該PN系列発生器３に与え
られるクロックｃと同じクロックｃで駆動されて、PN
に対して、タップ4Aと4Bのそれぞれから７チップ分位相
の遅れたPN系列PN1、15チップ分位相の遅れたPN系列PN2
を出力し、最終段から23チップ分位相の遅れたPN系列PN
3を出力する。５はタイミング信号発生器であって、ア
ンドゲートからなり、シフトレジスタ１の全段の出力の
アンドを取り、該アンドゲート５の出力PT（Ｍ系列符号
の１周期をあらわす信号）は送信データＤとPN系列との
同期を取るためのタイミング信号となる。６はセレクタ
であって、送信データＤのＭ＝2bitに対し、それが「0
0」の時はPNを選択し、「11」の時はPN1を選択してSS
信号を送出し、「10」の時はPN2を選択し、「01」の時
はPN3を選択してSS信号を送出し、このSS信号はローパ
スフィルタLPF7で帯域制限（電灯線データ伝送の場合
は、10〜450MHz）され、図示しない送信アンプで所定レ
ベルへ増幅されたのち結合器（図示しない）を介して伝
送路10に送り出される。
ゲートであって、両者で基準PN系列発生器３を構成して
おり、シフトレジスタ１の特定の段の出力をEXORゲート
２に入力し、EXORゲート２の出力がシフトレジスタ１の
入力にフィードバックされており、本実施例では、シフ
トレジスタ１に、初期値として、「00000」以外の値を
設定して、符号長Ｌ＝31のＭ系列符号を得るようにして
いる。このPN系列発生器３の出力をPNとする。PN系列
発生器３に与えられるクロックｃのクロック速度はデー
タの伝送速度よりはるかに速いものとする。４は遅延器
であって、本実施例では、７段目と15段目にそれぞれタ
ップ4Aと4Bを有する23段シフトレジスタからなり、PN系
列発生器３の出力を入力され、該PN系列発生器３に与え
られるクロックｃと同じクロックｃで駆動されて、PN
に対して、タップ4Aと4Bのそれぞれから７チップ分位相
の遅れたPN系列PN1、15チップ分位相の遅れたPN系列PN2
を出力し、最終段から23チップ分位相の遅れたPN系列PN
3を出力する。５はタイミング信号発生器であって、ア
ンドゲートからなり、シフトレジスタ１の全段の出力の
アンドを取り、該アンドゲート５の出力PT（Ｍ系列符号
の１周期をあらわす信号）は送信データＤとPN系列との
同期を取るためのタイミング信号となる。６はセレクタ
であって、送信データＤのＭ＝2bitに対し、それが「0
0」の時はPNを選択し、「11」の時はPN1を選択してSS
信号を送出し、「10」の時はPN2を選択し、「01」の時
はPN3を選択してSS信号を送出し、このSS信号はローパ
スフィルタLPF7で帯域制限（電灯線データ伝送の場合
は、10〜450MHz）され、図示しない送信アンプで所定レ
ベルへ増幅されたのち結合器（図示しない）を介して伝
送路10に送り出される。
第５図に、PN、PN1、PN2、PN3、およびPTの関係を
示す。
示す。
また、第６図に、送信データＤが「0001111011」の場
合のSS信号を例示する。
合のSS信号を例示する。
第２図の受信部において、11AはPN用相関器（PN.
CORR、整合フイルタ）であって、受信信号とPN系列PN
との相関値CORを出力する。11BはPN1用相関器（PN1.C
ORR、整合フイルタ）であって、受信信号とPN系列PN1と
の相関値COR1を出力する。11CはPN2用相関器（PN2.COR
R、整合フイルタ）であって、受信信号とPN系列PN2との
相関値COR2を出力する。11DはPN3用相関器（PN3.CORR、
整合フイルタ）であって、受信信号とPN系列PN3との相
関値COR3を出力する。相関器11A〜11Dは、第４図に示す
如く、A/D変換された受信信号を入力されるシフトレジ
スタ21の各段の値とPNコードパターン発生器22の各段の
値を乗算して、その乗算値を加算器23で加算する構成と
なっている。
CORR、整合フイルタ）であって、受信信号とPN系列PN
との相関値CORを出力する。11BはPN1用相関器（PN1.C
ORR、整合フイルタ）であって、受信信号とPN系列PN1と
の相関値COR1を出力する。11CはPN2用相関器（PN2.COR
R、整合フイルタ）であって、受信信号とPN系列PN2との
相関値COR2を出力する。11DはPN3用相関器（PN3.CORR、
整合フイルタ）であって、受信信号とPN系列PN3との相
関値COR3を出力する。相関器11A〜11Dは、第４図に示す
如く、A/D変換された受信信号を入力されるシフトレジ
スタ21の各段の値とPNコードパターン発生器22の各段の
値を乗算して、その乗算値を加算器23で加算する構成と
なっている。
12は比較器であって、上記相関値COR〜COR3を入力
して、大小を比較し、CORが最大であれば、論理「0
0」を出力し、COR1が最大であれば、論理「11」を出力
し、COR2が最大であれば、論理「10」を出力し、COR3が
最大であれば、論理「01」を出力する。。これらの出力
はラッチ回路13に供給される。14は最大値出力を選択す
るセレクタであって、上記４個の相関値（信号）COR
〜COR3を入力して、レベルが最も大きい信号をピーク検
出器15に供給する。
して、大小を比較し、CORが最大であれば、論理「0
0」を出力し、COR1が最大であれば、論理「11」を出力
し、COR2が最大であれば、論理「10」を出力し、COR3が
最大であれば、論理「01」を出力する。。これらの出力
はラッチ回路13に供給される。14は最大値出力を選択す
るセレクタであって、上記４個の相関値（信号）COR
〜COR3を入力して、レベルが最も大きい信号をピーク検
出器15に供給する。
このピーク検出器15はPN系列PN〜PN3の１周期の間
のピーク値VP（Vpo、VP1、Vp2、VP3）とピーク位置（同
期点）TP（TP0、TP1、TP2、TP3）を検出して同期制御部
16へ送出する。同期制御部16は、同期捕捉前は、選択信
号SSをセレクタ14に与え、同期捕捉後は、ピーク位置
（TP0、TP1、TP2、TP3）に同期したラッチ信号SLをラッ
チ回路13に供給するとともに、このピーク位置TP0、
TP1、TP2、TP3を見失わないように、用相関器11A、11
B、11C、11Dに与えるクロックCSを制御して上記ピーク
位置TPを追跡する。
のピーク値VP（Vpo、VP1、Vp2、VP3）とピーク位置（同
期点）TP（TP0、TP1、TP2、TP3）を検出して同期制御部
16へ送出する。同期制御部16は、同期捕捉前は、選択信
号SSをセレクタ14に与え、同期捕捉後は、ピーク位置
（TP0、TP1、TP2、TP3）に同期したラッチ信号SLをラッ
チ回路13に供給するとともに、このピーク位置TP0、
TP1、TP2、TP3を見失わないように、用相関器11A、11
B、11C、11Dに与えるクロックCSを制御して上記ピーク
位置TPを追跡する。
次に、この実施例の動作を第７図（ａ）〜（ｄ）を参
照して説明する。第７図（ａ）は送信データ「PN、PN
、PN」（000000）を受信した時のPN用相関器11A
の相関出力、第７図（ｂ）は送信データ「PN1、PN、P
N1」（110011）を受信した時のPN1用相関器11Bの相関出
力、第７図（ｃ）は送信データ「PN2、PN、PN2」（10
0010）を受信した時のPN2用相関器11Cの相関出力、第７
図（ｄ）は送信データ「PN3、PN、PN3」（010001）を
受信した時のPN3用相関器11Dの相関出力を示している。
照して説明する。第７図（ａ）は送信データ「PN、PN
、PN」（000000）を受信した時のPN用相関器11A
の相関出力、第７図（ｂ）は送信データ「PN1、PN、P
N1」（110011）を受信した時のPN1用相関器11Bの相関出
力、第７図（ｃ）は送信データ「PN2、PN、PN2」（10
0010）を受信した時のPN2用相関器11Cの相関出力、第７
図（ｄ）は送信データ「PN3、PN、PN3」（010001）を
受信した時のPN3用相関器11Dの相関出力を示している。
（１）同期捕捉 SS通信を行うとき、まず最初に、送信部は、同期信号
として「11」を連続して送信する。同期が取れていない
段階では、同期制御部16は選択信号SSを送出してセレク
タ14に、PN1用相関器11Bの出力を選択させる。ピーク検
出器15はPN1用相関器11Bの出力COR1のPN系列１周期間毎
のピークP1を検出してピーク情報を同期制御部16に入力
し、同期制御部16は、このピークP1が複数周期にわたり
連続して同じピーク位置TP1に発生すると、通信が開始
されたものと判定する。この時、PN用相関器11Aの出
力CORのピーク位置TP0はTP1に対して７クロックほど
遅れた位置に出るので、このピーク位置TP0を同期捕捉
の確認のために用いるこもできる。
として「11」を連続して送信する。同期が取れていない
段階では、同期制御部16は選択信号SSを送出してセレク
タ14に、PN1用相関器11Bの出力を選択させる。ピーク検
出器15はPN1用相関器11Bの出力COR1のPN系列１周期間毎
のピークP1を検出してピーク情報を同期制御部16に入力
し、同期制御部16は、このピークP1が複数周期にわたり
連続して同じピーク位置TP1に発生すると、通信が開始
されたものと判定する。この時、PN用相関器11Aの出
力CORのピーク位置TP0はTP1に対して７クロックほど
遅れた位置に出るので、このピーク位置TP0を同期捕捉
の確認のために用いるこもできる。
（２）同期追跡 同期捕捉が完了すると、セレクタ14は相関出力COR
〜COR3のうちの最大のものを選択してピーク検出器15に
与える。各相関器11A〜11Dの出力には、ピーク位置を追
跡しなくてはならなピークＰとピークＰとの間に２次的
なピークＰ′が現れるが、同期制御部16はこの２次的な
ピークＰ′は無視し、上記同期捕捉したピーク位置
TP0、TP1、TP2、TP3を失わないようにクロックCSを制御
する。この２次的なピークＰ′は追跡を要するピーク位
置に対して７チップ以上ずれた位置に発生するので、容
易に見分けることが可能であり、同期制御部16はピーク
Ｐのピーク位置に同期したラッチ信号SLをラッチ回路13
に送出し、該ラッチ回路13はこのラッチ信号SLを受ける
毎に比較器12の出力をラッチし、COR、COR1、COR2、C
OR3をそれぞれ論理「00」、「11」、「10」、「01」と
復調する。
〜COR3のうちの最大のものを選択してピーク検出器15に
与える。各相関器11A〜11Dの出力には、ピーク位置を追
跡しなくてはならなピークＰとピークＰとの間に２次的
なピークＰ′が現れるが、同期制御部16はこの２次的な
ピークＰ′は無視し、上記同期捕捉したピーク位置
TP0、TP1、TP2、TP3を失わないようにクロックCSを制御
する。この２次的なピークＰ′は追跡を要するピーク位
置に対して７チップ以上ずれた位置に発生するので、容
易に見分けることが可能であり、同期制御部16はピーク
Ｐのピーク位置に同期したラッチ信号SLをラッチ回路13
に送出し、該ラッチ回路13はこのラッチ信号SLを受ける
毎に比較器12の出力をラッチし、COR、COR1、COR2、C
OR3をそれぞれ論理「00」、「11」、「10」、「01」と
復調する。
このように、本実施例では、受信したPN系列１周期毎
に現れるピークを検出し、このピークが相関器11A、11
B、11C、11Dの出力に現れた時は、それぞれ論理「0
0」、「11」、「10」、「01」に復調するもので、ピー
クがどの相関器に現れたかを判定できれば、データの復
調ができ、１つのPN系列に対して、1bitではなく、log2
n＝Ｍ＝2bitを割当ているので、「１」、「０」を割当
てた従来の場合に比較して、伝送速度を高めることがで
きる。
に現れるピークを検出し、このピークが相関器11A、11
B、11C、11Dの出力に現れた時は、それぞれ論理「0
0」、「11」、「10」、「01」に復調するもので、ピー
クがどの相関器に現れたかを判定できれば、データの復
調ができ、１つのPN系列に対して、1bitではなく、log2
n＝Ｍ＝2bitを割当ているので、「１」、「０」を割当
てた従来の場合に比較して、伝送速度を高めることがで
きる。
また、本実施例では、相関出力COR、COR1、COR2、C
OR3の大小を比較して最大のものを選択する比較器12、
セレクタ14、ピーク検出器15で受信PN系列の判定を行
い、相関出力のピーク値とピーク位置さえ検出できれば
よいので、この判定は正確・確実に行うことができ、相
関出力としきい値との大小関係に基づき復調するもので
はないから、伝送特性が急激に変化して、相関出力の波
形が急激に変わっても安定した同期捕捉、同期保持を行
うことができ、従って、安定した通信を、高速に行うこ
とができる。
OR3の大小を比較して最大のものを選択する比較器12、
セレクタ14、ピーク検出器15で受信PN系列の判定を行
い、相関出力のピーク値とピーク位置さえ検出できれば
よいので、この判定は正確・確実に行うことができ、相
関出力としきい値との大小関係に基づき復調するもので
はないから、伝送特性が急激に変化して、相関出力の波
形が急激に変わっても安定した同期捕捉、同期保持を行
うことができ、従って、安定した通信を、高速に行うこ
とができる。
また、本実施例では、相関器11A〜11Dとして、整合フ
ィルタを用いているので、同期捕捉を高速に行うことが
できる。
ィルタを用いているので、同期捕捉を高速に行うことが
できる。
なお、PN系列の数ｎは、本実施例ではｎ＝４個で、２
進ディジタルデータのbit数Ｍ＝2bitであるが、PN系列
の数をｎ、bit数を更に大きくすることにより、より伝
送速度を高くすることができる。上記PN1、PN2、PN3はP
Nに対して、それぞれ７チップ、15チップ、23チップ
分位相がずれるているが、このｎ個のPN系列は互いに１
チップ分以上ずれていればよい。
進ディジタルデータのbit数Ｍ＝2bitであるが、PN系列
の数をｎ、bit数を更に大きくすることにより、より伝
送速度を高くすることができる。上記PN1、PN2、PN3はP
Nに対して、それぞれ７チップ、15チップ、23チップ
分位相がずれるているが、このｎ個のPN系列は互いに１
チップ分以上ずれていればよい。
また、PN1、PN2、PN3はタップ付き遅延器４を通して
得るので、通信側PN系列発生器としては、基準PN系列発
生器３が１台で済む利点があり、更に、第３図のような
構成を採れば、１台のシフトレジスタ（この例では、31
段のシフトレジスタ）40で済む。
得るので、通信側PN系列発生器としては、基準PN系列発
生器３が１台で済む利点があり、更に、第３図のような
構成を採れば、１台のシフトレジスタ（この例では、31
段のシフトレジスタ）40で済む。
勿論、独立したPN系列発生器（但し、各PN系列は互い
に１チップ分以上位相がずれる）をｎ個用意してもよ
い。
に１チップ分以上位相がずれる）をｎ個用意してもよ
い。
また、本実施例では、上記のように、PN系列を符号の
組合せを特定・制限するのではなく、シフトレジスタ１
チップ分以上ずれていればよいから、あるシステムのSS
モテム間で通信中に、別のシステムからSS信号が伝送路
上に存在するような場合、両システムで異なったしかも
相互相関の小さいPN系列を用いて、衝突が起こっても、
高い確率で復調できるようにすることができる。
組合せを特定・制限するのではなく、シフトレジスタ１
チップ分以上ずれていればよいから、あるシステムのSS
モテム間で通信中に、別のシステムからSS信号が伝送路
上に存在するような場合、両システムで異なったしかも
相互相関の小さいPN系列を用いて、衝突が起こっても、
高い確率で復調できるようにすることができる。
また１つのシステム中に複数の通信端末が存在する場
合も、各通信端末に異なった相互関係の小さいPN系列を
割当てて、同じく衝突が起こったとしても実質的に復調
可能にすることができる。さらに、各PN系列を各通信端
末のアドレスとして用いることもでき、この場合は各通
信端末の識別をPN系列により行える。もちろん、異なっ
たしかも相互相関の小さいPN系列の代わりに、同じPN系
列の位相をずらしたものを用いることもでき、この時は
位相のシフト量を互いに重ならないようにする必要があ
る。
合も、各通信端末に異なった相互関係の小さいPN系列を
割当てて、同じく衝突が起こったとしても実質的に復調
可能にすることができる。さらに、各PN系列を各通信端
末のアドレスとして用いることもでき、この場合は各通
信端末の識別をPN系列により行える。もちろん、異なっ
たしかも相互相関の小さいPN系列の代わりに、同じPN系
列の位相をずらしたものを用いることもでき、この時は
位相のシフト量を互いに重ならないようにする必要があ
る。
また、上記実施例では、同期追跡のためにクロックCS
を制御しているが、前記したピーク位置情報の観測をし
ておき、第２図に示す如く、同期制御部16からピーク検
出器15へフィードバックをかけて、その観測するタイミ
ングを制御するようにしてもよい。
を制御しているが、前記したピーク位置情報の観測をし
ておき、第２図に示す如く、同期制御部16からピーク検
出器15へフィードバックをかけて、その観測するタイミ
ングを制御するようにしてもよい。
また、相関出力COR、COR1、COR2、COR3の最大値を
検出する回路は比較器12とセレクタ14で共通にしてもよ
い。
検出する回路は比較器12とセレクタ14で共通にしてもよ
い。
また、第２図におけるセレクタ14に代えた加算器を用
いることもできる。
いることもできる。
本発明は以上説明した通り、送信側では、互いに位相
がずれたｎ個のPN系列を用意して、各々をMbit（Ｍ≧
２）のディジタルデータを対応させるから、受信側では
受信信号と受信側で発生させたｎ個のPN系列との相関を
検出して、その相関出力のピーク値がいずれの相関出力
に現れたものであるかにより、受信PN系列を判断して論
理を復調するから、従来に比し、伝送速度を向上するこ
とができ、相関出力としきい値との大小関係に基づき復
調する前記従来の場合に比して、伝送特性が急激に変化
する場合でも、安定した通信を行うことができる。
がずれたｎ個のPN系列を用意して、各々をMbit（Ｍ≧
２）のディジタルデータを対応させるから、受信側では
受信信号と受信側で発生させたｎ個のPN系列との相関を
検出して、その相関出力のピーク値がいずれの相関出力
に現れたものであるかにより、受信PN系列を判断して論
理を復調するから、従来に比し、伝送速度を向上するこ
とができ、相関出力としきい値との大小関係に基づき復
調する前記従来の場合に比して、伝送特性が急激に変化
する場合でも、安定した通信を行うことができる。
第１図は本発明の実施例における送信部を示すブロック
図、第２図は上記実施例における受信部を示すブロック
図、第３図は送信部の他の例を示すブロック図、第４図
は上記実施例における相関器を示すブロック図、第５図
は上記実施例におけるPN系列、タイミング信号PTとの関
係を示すタイミング図、第６図は送信部が送出するSS信
号の１例を示す図、第７図（ａ）〜（ｄ）は上記実施例
における相関器の相関出力の例を示す図である。 １……シフトレジスタ、２……EXORゲート、３……基準
PN系列発生器、４……遅延器、4A、4B……タップ、５…
…タイミング信号発生器、６、13……セレクタ、７……
LPF、10……伝送路である電灯線、11A〜11D……相関
器、12……比較器、14……ラッチ回路、15……ピーク検
出器、16……同期制御部。40……シフトレジスタ。
図、第２図は上記実施例における受信部を示すブロック
図、第３図は送信部の他の例を示すブロック図、第４図
は上記実施例における相関器を示すブロック図、第５図
は上記実施例におけるPN系列、タイミング信号PTとの関
係を示すタイミング図、第６図は送信部が送出するSS信
号の１例を示す図、第７図（ａ）〜（ｄ）は上記実施例
における相関器の相関出力の例を示す図である。 １……シフトレジスタ、２……EXORゲート、３……基準
PN系列発生器、４……遅延器、4A、4B……タップ、５…
…タイミング信号発生器、６、13……セレクタ、７……
LPF、10……伝送路である電灯線、11A〜11D……相関
器、12……比較器、14……ラッチ回路、15……ピーク検
出器、16……同期制御部。40……シフトレジスタ。
Claims (7)
- 【請求項１】送信データをPN系列で符号変形して通信す
るスペクトル拡散通信において、送信側では、所定の符
号長を有する基準PN系列とこの基準PN系列に対して順次
所定位相ずらせたｎ−１（ｎ＝2M、３＜ｎ＜上記符号
長）個のPN系列を発生させて各PN系列に対し、log2 n＝
Ｍビットの２進ディジタルデータをそれぞれ対応させて
送信し、受信側では、上記各PN系列と同じPN系列を発生
させて、これらPN系列と受信信号との相関値をそれぞれ
求め、これら相関値の中からピーク値とピーク位置を検
出し、このピーク位置を追跡して同期制御を行うととも
にピーク値の最大のものが得られたPN系列に割り当てら
れたＭビットの２進ディジタルデータを復調することを
特徴とするスペクトル拡散通信方式。 - 【請求項２】ｎ個の各PN系列は互いにシフトレジスタ±
１チップ分以上位相がずれていることを特徴とする請求
項１記載のスペクトル拡散通信方式。 - 【請求項３】基準PN系列と該基準PN系列に基づくｎ−１
（＝2M−１、３＜ｎ＜上記符号長）個のPN系列を、互い
に所定位相だけずらせて発生するPN系列発生回路、各PN
系列を、log2 n＝Ｍビットの２進ディジタルデータにそ
れぞれ対応させて送出するセレクタを備える送信部、上
記ｎ個の各PN系列と受信信号との相関値をそれぞれ求め
るｎ個の相関器と、上記全相関器の出力を入力するとと
もに各相関器に対して相異なるＭビットの２値データを
割当て、出力値が最大である相関器からの入力に対して
上記割当たＭビットの２値データを出力する比較器、こ
の比較器の出力をラッチするラッチ回路、上記全相関器
の出力を入力して出力値が最大である信号を選択するセ
レクタ、このセレクタの出力を入力してピーク値とピー
ク位置検出を行うピーク検出器、上記ピーク位置に同期
したラッチ信号を上記ラッチ回路に送出するとともに上
記各相関器に供給するクロック位相を制御して上記ピー
ク位置を追跡する同期制御部を備える受信部を有するこ
とを特徴とするスペクトル拡散通信装置。 - 【請求項４】PN系列発生回路は、基準PN系列発生器と、
この基準PN系列発生器の出力を受ける複数タップ付シフ
トレジスタからなることを特徴とする請求項３記載のス
ペクトル拡散通信装置。 - 【請求項５】ｎ個のPN系列を、ｎ−１個のタップ出力を
有し、最終段出力を初段にフィードバック入力するシフ
トレジスタから得ることを特徴とする請求項３記載のス
ペクトル拡散通信装置。 - 【請求項６】相関器は整合フィルタであることを特徴と
する請求項３〜５記載のスペクトル拡散通信装置。 - 【請求項７】ｎ個の各PN系列は互いにシフトレジスタ±
１チップ分以上位相がずれていることを特徴とする請求
項３〜６記載のスペクトル拡散通信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22875590A JP2823341B2 (ja) | 1990-08-29 | 1990-08-29 | スペクトル拡散通信方式および装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22875590A JP2823341B2 (ja) | 1990-08-29 | 1990-08-29 | スペクトル拡散通信方式および装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04109726A JPH04109726A (ja) | 1992-04-10 |
| JP2823341B2 true JP2823341B2 (ja) | 1998-11-11 |
Family
ID=16881321
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22875590A Expired - Fee Related JP2823341B2 (ja) | 1990-08-29 | 1990-08-29 | スペクトル拡散通信方式および装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2823341B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2701761B2 (ja) * | 1994-11-02 | 1998-01-21 | 日本電気株式会社 | 送信ビットレート判別方法及び装置 |
| US6404732B1 (en) * | 1996-07-30 | 2002-06-11 | Agere Systems Guardian Corp. | Digital modulation system using modified orthogonal codes to reduce autocorrelation |
| JP5350068B2 (ja) * | 2009-04-30 | 2013-11-27 | 日本電波工業株式会社 | 相関ピーク検出方法及び無線機 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58171143A (ja) * | 1982-04-01 | 1983-10-07 | Omron Tateisi Electronics Co | スペクトラム拡散通信方式 |
| JPS605637A (ja) * | 1983-06-23 | 1985-01-12 | Omron Tateisi Electronics Co | スペクトラム拡散通信方式 |
| JPS6245237A (ja) * | 1985-08-23 | 1987-02-27 | Nec Home Electronics Ltd | スペクトラム拡散電力線伝送方式 |
-
1990
- 1990-08-29 JP JP22875590A patent/JP2823341B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04109726A (ja) | 1992-04-10 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |