JP2863009B2 - 共振器光ファイバ・ジャイロスコープのカー効果誤差の削減 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本明細書により、ハネウェル社に譲渡された「Fiber
Optic Gyroscope Refractive Index Induced Error Com
pensation」という名称の米国特許第5349441号を参照す
る。

発明の背景 本発明は、回転検知に使用する光ファイバ・ジャイロ
スコープに関し、より特定的には、共振器光ファイバ・
ジャイロスコープに係わる。

光ファイバ・ジャイロスコープは、回転の検出に使用
する魅力的な手段である。きわめて小型に作ることがで
きてしかもかなりの機械的衝撃、温度変化、およびその
他の苛酷な環境に耐えるように造ることができる。可動
部品がないため、ほとんど保守が必要なく、費用の点で
経済的になり得る。また、他の種類の光学式ジャイロス
コープでは問題になる場合がある低速の回転速度にも感
度が高い。

周知のサニャック効果を使用してその適切な軸を中心
として回転を検出する様々な形態の光学式慣性回転検出
器がある。このような検出器には、リング・レーザ・ジ
ャイロスコープなど、その中の光学空洞に含まれるゲイ
ン媒体を有する能動光学ジャイロスコープを、干渉計光
ファイバやリング共振器光ファイバ・ジャイロスコープ
など、主光路にゲイン媒体がない受動光学式ジャイロス
コープが含まれる。ジャイロスコープ内の主光路に能動
媒体を持たないようにすることによって、低回転速度ロ
ックイン、バイアス・ドリフト、およびスケールファク
タ変動のある種の原因など、能動ジャイロスコープで生
じるいくつかの問題が解消される。

干渉計光ファイバ・ジャイロスコープは一般に、コイ
ル状に形成されたかなりの長さの単一空間モード光ファ
イバを使用し、このかなりの長さの光ファイバは比較的
費用が高い。それに対して、共振器光ファイバ・ジャイ
ロスコープは、比較的巻き数の少ない単一空間モード光
ファイバで造られ、干渉計光ファイバ・ジャイロスコー
プよりも経済的になる可能性がある。干渉計光ファイバ
・ジャイロスコープに使用されるコイル状の光ファイバ
は100〜2,000メートルであるのに対して、共振器光ファ
イバ・ジャイロスコープは一般に、３〜50メートルの光
ファイバを有する。さらに、共振器光ファイバ・ジャイ
ロスコープは、スケールファクタの直線性とダイナミッ
ク・レンジの点である種の利点があるように思われる。

いずれのタイプの受動ジャイロスコープにおいても、
これらのコイルは実質的に閉じた光路の一部であり、そ
の光路の中を電磁波すなわち光波が導かれ、１対の波に
分割されて光ファイバ・コイルを通って相反する方向に
伝播し、両方の波は最終的に光検出器に入射する。干渉
計光ファイバ・ジャイロスコープでは両方の波が単一の
光検出器に入射し、共振器光ファイバ・ジャイロスコー
プでは両方の波が１対の光検出器のうちのそれぞれ対応
する一方に入射する。コイル状に巻かれた光ファイバの
中核の検出軸を中心とするいずれかの方向の回転によっ
て、この１対の電磁波の一方が、一方の回転方向では有
効光路長が増加し、他方の回転方向では有効光路長が減
少する。１対の電磁波の他方についてはこのような回転
でそれと逆の結果が生じる。１対の電磁波の間のこのよ
うな経路長の相違によって、干渉計光ファイバ・ジャイ
ロスコープではそれらの波の間で対応する位相シフトが
生じ、共振器光ファイバ・ジャイロスコープではそれら
の波について対応する異なる光学空洞有効光路長が生じ
る。

この後者の場合、共振器光ファイバ・コイルでそれぞ
れ反対方向に巡回する１対の電磁波のうちの対応する一
方の周波数を有効に調整するために１つまたは複数の光
学周波数シフタを使用する。これは、対応する入力電磁
波の周波数をシフトさせ、対象となる共振電磁波を生じ
させる周波数シフタを使用して行われる。その結果、フ
ィードバック機構によって、１対の電磁波のそれぞれの
周波数を、その電磁波が共振器光ファイバ・コイルで受
ける有効光路長と共振させておくことができる。したが
って、それらの電磁波の間の周波数の相違は、共振器光
ファイバ・コイルがそれを中心として置かれている軸を
中心としてその共振器光ファイバ・コイルが受ける回転
速度の尺度となる。このような共振において、各電磁波
は、共振器コイルに前にもたらされてまだ消散していな
い部分と、共振器コイルに現在もたらされている部分と
を有し、ある周波数でそれらがすべて互いに同相にな
り、したがってそれらが加法的に組み合わさって、その
共振器において局所的周波数範囲にわたってその電磁波
の強度がピークに達する。

共振器光ファイバ・ジャイロスコープにおける一対の
相反する電磁波のそれぞれの間の周波数の相違は、共振
器光ファイバ・コイルの軸を中心とする回転条件が変化
しないときに一定であることが望ましく、そのためその
ような状況ではその共振器において安定した共振条件が
生じることが必要である。さらに、対応する入力電磁波
がそれぞれの変調器を通って伝えられる、その目的のた
めの１つまたは複数の集積光学位相変調器を操作するこ
とによって、共振器電磁波の周波数シフトを実現すれば
いくつかの利点が得られる。それらの利点には、経済
性、パッケージング体積、およびパフォーマンスが含ま
れる。周波数は時間を基準とした位相の導関数によって
得られるため、そのような位相変調器を使用してこれら
の共振器電磁波対の構成要素間で一定した周波数の相違
を得るには、位相変調器が直線傾斜の形で位相を変化さ
せることが必要である。

位相変調器に時間を基準として無限期間の直線傾斜を
生じさせることは不可能であるため、周期的に位相を基
準値にリセットすることによる反復直線傾斜を使用しな
ければならない。その結果できるのこぎり形位相変化波
形によって、変調器を通過する電磁波のセロダイン位相
変調と呼ばれるものが得られる。

第１図に示す周知の共振器光ファイバ・ジャイロスコ
ープ・システムを考えて見る。連続経路光ファイバによ
って形成された光学空洞共振器10は、入力方向結合器11
と出力方向性光結合器12とを備える。共振器10は、２つ
の偏光固有状態を有する単一空間モード光ファイバで形
成されている。各状態での電磁波の異なる光路長の回避
は、各状態の偏光波を完全に混合するか、あるいは、偏
光子を使用して１つの偏光固有状態のみを存在させるこ
とによって解決する。第１の態様では、そのような混合
は、３〜50メートルの長さの前記ファイバの２つの端
を、継ぎ目13の相対する側でファイバの複屈折主軸が互
いに90度回転するように継ぎ合わせて共振器コイルを製
作することによって実現される。あるいは、継ぎ目の代
わりにブロック13を偏光子することもできる。共振器フ
ァイバは損失係数がαとされ、継ぎ目を使用する場合に
は、理想的な90度の継ぎ目を仮定して、複屈折主軸の伝
搬定数を平均β_ｏとする。偏光子を使用する場合は、伝
搬定数は、十分に大きな吸光比がそのブロッキング軸を
特徴づけると仮定して、偏光子の透過軸を含む電磁波の
可能な固有状態の光路の伝搬定数となる。

方向結合器11は、融合部の両側でファイバが融合部に
近づくに従って先細になるように、入力光ファイバ14を
共振器10内の光ファイバと適切に融合して継ぎ合わせる
ことによって製作する。方向結合器11は、入力電磁波と
その共振器出力側での結果の電磁波との間でπ/2の位相
シフトを生じさせ、出力電磁波はさらに入力電磁波に対
して結合器結合係数k₁と結合器損失係数γ_１を特徴とす
る。方向結合器11はそれについて適合するパッケージン
グ構成を有する。

方向結合器12は、方向結合器11と大体同じように製作
されるが、この場合は出力光ファイバ15を共振器10の光
ファイバに融合する。方向結合器12は、結合器結合係数
をk₂と、結合器損失係数をγ_２とする。

入力光ファイバ14の両端はそれぞれ、ニオブ酸リチウ
ム（LiNbO₃）を基材として形成された集積光学チップ16
に接続される。ファイバ14のこれらの端は、集積光学チ
ップ16の基材に形成された集積光導波路17および18に適
切に結合されている。入力光ファイバ14の端と集積光導
波路17および18との関係は、その間を電磁波が著しい損
失なしに効率的に通過することができるような関係であ
る。集積導波路17は、集積光学チップ16の基材上に形成
された１対の金属板の間に形成され、位相変調器19を形
成する。同様に、集積導波路18は、基材上に形成された
他の１対の金属板の間に形成され、集積光学チップ16内
にもう１つの位相変調器20を形成する。集積導波路17と
18は互いに合流して１つの集積導波路21になり、それに
よって集積光学チップ16に「Ｙ」結合器を形成する。

レーザ22から集積導波路21に光を効率的に伝えること
ができるように、集積導波路21にレーザ22を適切な方式
で結合する。レーザ22は典型的には、スペクトル線幅が
１〜数百Khzの1.3μｍの波長を有する電磁放射線を放射
する固体レーザである。レーザ22が動作する波長、すな
わちその周波数f_oは、その入力端子での信号によって調
整することができる。このような調整を行う典型的な方
法は、固体レーザの温度または固体レーザを流れる電流
を制御するか、または固体レーザに「ポンピング」半導
体発光ダイオードを使用することである。後者の場合、
レーザはNd:Yagレーザとすることができる。ダイオード
が放射レーザの場合、レーザ・タイプは外部空洞レー
ザ、分布帰還形レーザ、またはその他の適合するタイプ
とすることができる。

したがって、レーザ22によって可変周波数f_oで放射さ
れた電磁波は集積導波路21に結合され、そこから２つの
部分に分割されて１対の電磁波を形成し、互いに反対方
向の入力光路を伝播する。すなわち、集積導波路17を通
過した電磁波部分は位相変調器19を通って入力光ファイ
バ14に入り、入力方向結合器11を通り、そこでフラクシ
ョンk₁が連続的に共振器10に結合され、共振器10を巡っ
て第１の方向である反時計回りに反復的に伝わり、前記
のように結合器11でその電磁波の継続的フラクション損
失γ_１がある。その電磁波の残りの部分は、共振器10に
も入らず、結合器11でも失われず、そのまま入力光ファ
イバ14を伝わり続けて集積光導波路18に入り、位相変調
器20を通って最終的に集積導波路21を通ってレーザに向
かう。通常、レーザ22はこのような戻り電磁波がレーザ
22のレーザ発光部に到達するのを防ぐアイソレータを備
え、その特性がそのような戻り電磁波の影響を受けない
ようにしている。

同様に、レーザ22からの電磁波部分は、集積導波路21
に入ってまず集積導波路18に入り、位相変調器20を通っ
て入力光ファイバ14に入り、入力方向結合器11に入って
そこでそのフラクションk₁が連続的に共振器10に結合さ
れ、継続的フラクション損失γ_１を伴って、前述の共振
器10に結合された第１の部分とは反対の方向（時計回
り）に共振器10を反復的に伝わる。共振器10に結合され
ず、方向結合器11で失われない残りの部分は、入力光フ
ァイバ14から集積導波路17に入り位相変調器19を通過し
て再び集積導波路21を反対方向に伝わってレーザ22に戻
る。

共振器10内において１対の反対方向に伝播する電磁波
である時計回りの電磁波と反時計回りの電磁波はそれぞ
れ、結合器12で連続的に失われるそれぞれのフラクショ
ンγ_２と共に、出力光ファイバ15に連続的に結合される
フラクションk₂を有する。反時計回りの電磁波は結合器
12とファイバ15によって対応する光検出器23に送られ、
時計回りの電磁波はそれらによって対応する光検出器24
に送られる。これらの光検出器は出力光ファイバ15の両
端に配置されている。光検出器23よび24は典型的にはｐ
−ｉ−ｎフォトダイオードであり、それぞれが一対のバ
イアスおよび増幅回路25および26のうちの対応する一方
に接続されている。

レーザ22によって放射された電磁放射線の周波数は、
集積導波路21での結合された形態から集積導波路17およ
び18で別々の部分に分割された後、位相変調器19に加え
られたセロダイン波形によって周波数f_oから対応する共
振周波数にシフトされた結果の部分を有する。集積導波
路17にそらされた電磁波の部分は、位相変調器19によっ
て周波数f_oから周波数f_o＋f₁にシフトされ、この周波数
シフトされた電磁波は、次に入力方向結合器11によって
反時計回り電磁波として共振器10に結合される。しか
し、集積導波路21から集積導波路18に送られた電磁波の
部分は、第１図のシステムで周波数がシフトされない。
しかし、別法としてその周波数を位相変調器20によって
f_oからf_o＋f₂に同様にシフトし、コイル10における時計
回りの電磁波を形成することもできる。この構成では、
単一の生成器の絶対周波数値ではなく、そのようなで構
成システム出力信号を得るために使用される２つのセロ
ダイン生成器の間の周波数の相違を測定するだけで済む
ことになり、その方がある種の状況では好都合な場合が
ある。集積導波路17の周波数のシフトは、前述のように
位相変調器19に適用されるセロダイン波形によって生
じ、この位相変調器19のためのセロダイン波形は被制御
セロダイン生成器27から供給される。導波路18の電磁波
も周波数シフトすることを選定した場合は、固定周波数
セロダイン生成器によって同様のセロダイン波形を変調
器20に適用することになる。

したがって、被制御セロダイン生成器27は、反復する
直線傾斜可変周波数f₁を有するのこぎり波形出力信号を
供給し、こののこぎり波形の周波数f₁は第１図で生成器
27の上部に図示されている入力によって制御される。変
調器20の制御の一部として選定した場合は、もう１つの
セロダイン生成器からののこぎり波形の反復直線傾斜周
波数は、前記のように固定され、一定値f₂に保持される
ことになる。

被制御セロダイン生成器27の構造的詳細は、第１図で
その生成器を表す破線内にさらに３つのブロックとして
図示されている。生成器27の周波数制御入力は、電圧−
周波数変換器27′の入力である。変換器27′の入力側の
電圧に比例する変換器27′の出力信号の周波数によっ
て、変換器27′の出力が接続されているカウンタ27″の
カウント累積率が設定される。カウンタ27″の出力カウ
ント合計がディジタル−アナログ変換器27″に供給さ
れ、真のセロダイン波形で発生する直線的「傾斜」に近
い「階段」波形を形成する。

共振器10内の時計回りの電磁波と共振器10内の反時計
回りの電磁波の周波数は常に、それぞれが受ける有効光
路長について、それらの電磁波を共振器10で共振させる
値に向かって駆動されていなければならない。この有効
光路長には、光共振器を形成するループの面に対してほ
ぼ垂直をなすその対称軸を中心とする共振器10の回転に
よって生じる光路長変動が含まれる。被制御セロダイン
生成器27はそのセロダイン波形の周波数を外部から制御
されているため、その周波数値は共振器10内の対応する
反時計回りの電磁波が少なくとも定常状態におけるその
有効光路長と共振する点に調整することができる。当然
ながら、共振器10の回転速度が十分に急速に変化する状
況において共振を反映しない過渡効果がある可能性があ
る。

一方、第１図に示すように変調器20の制御の一部を形
成するための別のセロダイン生成器からののこぎり波形
がない場合、または別法として選定したもう１つのセロ
ダイン生成器ののこぎり波形に一定周波数を使用して変
調器20の制御の一部を形成する場合、共振器10内の時計
回りの電磁波を他の手段によって調整する必要がある。
第１図で選定されている手段は、レーザ22における光の
周波数値を調整することである。したがって、被制御セ
ロダイン生成器27ののこぎり波形の周波数値f₁の調整を
レーザ22の周波数f₀の調整とは独立して行うことがで
き、それによって、定常状態では共振器10内の反時計回
りの電磁波と時計回りの電磁波はそれぞれ異なる有効光
路長を受けるにもかかわらず、両方の電磁波はその中で
共振することができる。

共振器10内で相反する方向に伝播する反時計回りと時
計回りの電磁波の周波数を調整することは、それらの電
磁波が受ける共振器10の対応する強度スペクトルのピー
クのうちの１つのピークの中心で前記電磁波が動作する
ように、それぞれの電磁波の周波数を調整することであ
る。反時計回りと時計回りの電磁波の周波数を共振器強
度スペクトルのうちの対応する１つのスペクトルの対応
する共振ピークの中心に維持することは、実際に共振ピ
ークの中心がある点を示す何らかの追加的な表示器を設
けずに直接そのピークを推定しなければならないとすれ
ば困難なことになる。したがって、第１図のシステム
は、それぞれ位相変調器19および20を使用して、共振器
10内の反時計回りと時計回りの電磁波のそれぞれについ
てバイアス変調を導入する。それぞれの電磁波のこのよ
うなバイアス変調を対応する帰還ループで使用して、そ
のループがそれに基づいて動作する、後に信号が続くル
ープ弁別特性を与え、時計回りと反時計回りの電磁波の
共振をそれぞれ維持するのに必要な周波数f₀とf₁を調整
する。

バイアス変調生成器28が制御変調器20に直接周波数f_m
で正弦信号を与える。同様に、もう１つのバイアス変調
生成器29が周波数f_nの正弦波形を与え、それがセロダイ
ン生成器27によって供給される周波数f₁ののこぎり波形
に付加される。周波数f_mとf_nは互いに異なり、共振器10
の光ファイバにおける電磁波後方散乱の効果が削減され
る。バイアス変調生成器28によって供給される正弦信号
は、ノード30に送られる。バイアス変調生成器29によっ
て与えられる正弦信号をセロダイン生成器27によって与
えられるのこぎり波形に付加するのは、総和器31で行
う。

ノード30に供給された正弦波形は電力増幅器32で増幅
される。この増幅器32は位相変調器20を動作させるのに
十分な電圧を供給するために使用される。同様に、総和
器31によって供給された合成出力信号は、位相変調器19
を動作させる十分な電圧を供給するために使用されるも
う１つの増幅器33の入力端子に供給される。

この構成では、集積導波路17から共振器10への入力電
磁波は、以下の瞬時電界周波数を有することになる。

f₀＋f₁−f_nΔφ_nsinω_nt 上記で、Δφ_ｎは周波数f_nでのバイアス変調位相変化
の振幅である。共振器10を介して光検出器23に到達する
電磁波のフラクションは、周波数が値f₀＋f₁にシフトさ
れるだけでなく、f_nで有効に周波数変調される。したが
って、共振周波数とf₀＋f₁との差に応じて、光検出器で
の強度はその中でf_nの整数倍で起こる変動を有すること
になる（しかし、基本調波と奇数調波は厳密な共振では
発生しない）。これらの後者の成分は、（ａ）共振器10
の反時計方向において伝播定数に光路を乗じた積によっ
て生じる位相シフトと、（ｂ）その方向の有効光路長に
沿った共振に必要な条件である２πの整数倍に等しい値
からの回転およびその他の原因による位相シフトの総和
で発生する偏移に関連する増幅因子を有する。

共振器10に向かう途中の集積導波路18内の電磁波は、
以下の瞬時周波数を有することになる。

f₀−f_mΔφ_msinω_mt 上記で、Δφ_ｍは周波数f_mでのバイアス変調位相変化の
振幅である。共振器10を介して光検出器24に達するその
フラクションは、この場合、周波数値がf₀で、f_mで周波
数変調されている。この場合も、光検出器24での強度は
f_mの整数倍で変動を有するが、これらの時計回りの電磁
波が正確に共振している場合はその基本調波と奇数調波
にはない。これらの後者の成分も、（ａ）共振器10の時
計方向において伝播定数に光路長を乗じた積によって生
じる位相シフトと、（ｂ）その方向の有効光路長に沿っ
た共振に必要な条件である２πの整数倍に等しい値から
の回転およびその他の原因による位相シフトとの総和で
発生する偏移に関連する増幅因子を有する。

光検出器24の出力信号はf_mの周波数成分を有する。こ
れは時計回りの共振器10における共振からの偏移の尺度
である。バイアスおよび増幅光検出器回路26の出力信号
は、周波数成分f_mを有する信号部分を通過させることが
できるフィルタ34に供給される。同様に、光検出器23の
出力信号は、反時計回りの共振からの偏移の尺度である
f_nの周波数成分を有し、したがって、光検出器バイアス
および増幅回路25の出力には、周波数f_nを有する信号成
分を通過させることができるフィルタ35を設ける。

次に、フィルタ34からの出力信号は、位相検出器36の
動作信号入力端子に送られる。位相検出器36は、その復
調信号入力端子でバイアス変調生成器28の周波数f_mの正
弦信号である出力信号も受信する位相感知検出器であ
る。同様に、フィルタ35からの出力信号が、もう１つの
位相検出器37の動作信号入力端子に送られる。この位相
検出器37は、その復調入力端子でバイアス変調生成器29
の周波数f_nの出力正弦信号も受信する。位相検出器36お
よび37の出力信号は、ループ弁別特性に従い、そのため
共振器10における対応する周波数が共振からどの程度離
れているかを示す。

位相検出器36および37が従う弁別特性は、共振ピーク
の両側の周波数の代数符号を変化させ、共振ピークまた
は共振中心でゼロ振幅を有する。実際には、バイアス変
調生成器出力信号の値が十分に小さい場合、位相検出器
36および37の出力信号が従う特性は、対応する共振ピー
ク付近の強度スペクトルの周波数に関する導関数に近く
なる。したがって、位相検出器36および37の出力信号が
従う出力特性は、共振器10で対応する電磁波の共振を維
持するために周波数の調整に使用される帰還ループに十
分に適合する信号を供給する。

帰還ループにおけるエラーをなくす必要があり、した
がって、位相検出器36の出力信号を積分器38に供給し、
位相検出器37の出力信号をもう１つの積分器39に供給す
る。共振からの偏移がこれらの積分器に格納され、次
に、電磁波を強制的に共振器10における共振に戻すため
にループで使用される。積分器38の出力信号が増幅器40
に供給される。増幅器40は、レーザ22に信号を供給して
レーザ22によって放出される光の周波数f₀を制御するた
めに使用され、それによってその周波数を調整する帰還
ループが閉じられる。同様に、積分器39の出力信号が増
幅器41に供給され、増幅器41はその出力を被制御セロダ
イン生成器27の変調入力端子に供給し、したがってセロ
ダイン周波数f₁の調整に使用される残りの帰還ループが
完結する。

しかし、共振器10の伝播特性のために、共振器内の相
反する方向に伝播する電磁波に特定の誤差が発生し、そ
れらの電磁波間に周波数の相違が生じる。その相違は、
あたかも共振器が置かれている面に対して垂直な共振器
の対称軸を中心とする共振器10の回転によって引き起こ
されたかのように見える。そのような誤差の１つの原因
は、それらの電磁波が伝播する光ファイバ材料（主とし
て石英ガラス）の非線形挙動によって、共振器10を通っ
て伝播する電磁波が受ける屈折率に相違が生じるためで
ある。

共振器コイル10で使用される光ファイバの石英ガラス
の構造は、電界において３次として特徴づけることがで
きる非線形偏波密度を生じさせることがわかっている。
これは、この材料が非線形誘導テンソルを有し、したが
ってコイルを相反する方向に伝播する電磁波について異
なる電磁波非線形屈折率を有することを意味する。した
がって、コイル10を時計回りと反時計回りに伝播する電
磁波の伝播「定数」は、それを通る電磁波の電界強度に
依存する付加非線形項、すなわち光学カー効果を示すこ
とになる。これらの付加項は以下のように表すことがで
きることがわかっている。

上式で、Δβ_Kcw（t,z）は、ｚで表されたコイル10を伝
播した距離を関数とする、この効果による共振器コイル
10内の時計回りの電磁波の伝播「定数」の変化であり、
Δβ_Kccw（t,z）は、この効果による反時計回りに伝播
する電磁波の伝播「定数」の変化である。強度I_cw（t,
z）は、時計回りの電磁波の時点ｔおよびコイル10に沿
った位置ｚにおける強度であり、強度I_ccw（t,z）は、
コイル10を通る反時計回りの電磁波の同様の強度であ
る。カー係数はn₂で、Ａはファイバを通って伝播する電
磁波が集束するファイバの断面積を表し、ｃは真空にお
ける光の速さである。

おわかりのように、I_cw≠I_ccwの場合、上記の最後の
２つの式の値は異なり、これらの付加伝播「定数」項の
相違は、コイル10内を伝播する時計回りと反時計回りの
電磁波の強度に相違が生じたときのみ発生し得ることを
示す。このような強度の相違は、実際に回避することは
不可能ではないが困難であり、したがって、そのコイル
内の相反する方向に伝播する各電磁波は異なる伝播定数
を受けることになる。この状況の結果、それらの電磁波
の共振周波数がそれに対応して相違を生ずることがわか
っており、これらの相違はそのコイルの回転から生じる
共振周波数の相違と事実上異ならない。したがって、こ
のような非線形材料挙動により、第１図のシステムの出
力には誤差が生じることになる。

コイル10内の電磁波の伝播「定数」におけるこれらの
非線形項の発生によって生じるこのような誤差の性質
は、コイル10内を伝播するこれらの電磁波を表す適切な
表現を使用すればわかる。時計回りの電磁波に適するこ
とを示すことができる１つのこのような表現は、以下の
ようにして得られる。

上式で、ｚは、結合器がｚ経路で有意の長さを有しない
と仮定して、時計回りの電磁波の結合器11の出力で値ゼ
ロを有し、時計回り電磁波の結合器12への入力で値l₁、
時計回り電磁波の結合器11への入力で値Ｌを有する。し
たがって、継ぎ目（または偏光子）13を通過しない結合
器11から結合器12までの距離はl₁であり、継ぎ目（また
は偏光子）13を通る結合器12から結合器11までの距離は
l₂であって、Ｌ＝l₁＋l₂である。

上式で有効伝播「定数」β_cwはコイル10に沿った単位
長当たりの有効位相変化を示し、１対の項、すなわちβ
_cw＝β_０−Δβ_msinω_mtを含む。項β_０＝２πn_efff_o/c
は、継ぎ目13を使用した場合の共振器10内の光ファイバ
の２つの複屈折主軸の伝播定数の重み付き平均である。
この平均は、前述のような共振器の光ファイバにおける
90度の回転継ぎ目による軸間の変化に対応する偏波状態
における、共振器内の電磁波による各軸の移動量のフラ
クションに基づく。回転が90度以外の場合、これらの軸
には不均一な重み付けが与えられることになる。一方、
ブロック13で継ぎ目ではなく偏光子を使用した場合は、
n_effは屈折率の平均ではなくなり１つの屈折率となるた
め、伝播定数は１つしかなくなる（その他の屈折率の問
題は無視する）。また、前掲のE_cwの式のパラメータθ
は、ブロック13に偏光子ではなく継ぎ目がある場合の90
度の継ぎ目またはほぼ90度の継ぎ目により付加される位
相を反映する。

パラメータΔβ_ｍ＝２πn_efff_mΔφ_m/cは、ピーク振
幅変化Δφ_ｍで、率ω_ｍで正弦波変調された入来電磁波
による有効伝播定数の同等の変化である。パラメータ±
φ_ｒは、共振器10の全部を通る平面に垂直なその共振器
10の対称軸を中心とする一方または他方の方向の回転に
よって引き起こされるサニャック位相シフトを表す。係
数αは、コイル10の共振器光ファイバの単位長当たりの
損失を示す係数である。因子ｑは、「Ｙ」結合器21によ
る分流のためのレーザ22からの電磁波E_inの分割と、入
力方向結合器11に至るまでに累積する前記電磁波の損失
を表す。当然、ω_ｏ＝２πf_oであり、レーザ22によって
供給される電磁波の発振の周波数である。パラメータｕ
は電磁波がコイル10を巡る循環数のカウント・パラメー
タである。最後に、パラメータθ_Kcwは、カー効果によ
る時計回りの電磁波におけるコイル10を１回巡る間の位
相変化を表す。

最後の等式は、実際には集積光導波路18で始まる共振
器10を時計回りに移動する電磁波のみの等式であるが、
集積導波路17で始まり、共振器10内を反対方向すなわち
反時計回りに進む電磁波の同等の等式もまったく同様で
あり、したがって本明細書では別途には記載しない。し
かし、このような反時計回りの電磁波は、どのような回
転起因位相シフトの場合も反対の符号を有し、セロダイ
ン生成器27の使用による周波数シフトのためにわずかに
異なる有効伝播「定数」β_ccwを有することになる。し
たがって、β_ccw＝β_0-1−Δβ_nsinω_ntである。その場
合、β_0-1＝２πn_eff（f₀＋f₁）/cおよびΔβ_ｎ＝２πn
_efff_nΔφ_n/cとなり、Δφ_ｎはバイアス変調正弦波のピ
ーク振幅である。

前掲のE_cwの式とここでは記載しないE_ccwの同等の式
から、これらの伝播電磁波に関連する強度I_cw（t,z）と
I_ccw（t,z）が得られる。したがって、以下のようにな
る。

上記の時計回りの強度の各式を得る際に、無限等比級数
の周知の制限と、周知のオイラーの式を使用した。

同様にして、反時計回りの強度も以下のように得られ
る。

上式で、ｐは導波路17に入るE_inの分流と、方向性入力
結合器11に伝播する累積損失を表し、この場合以下のよ
うになる。

ここで、θ_Kccwは、反時計回りの電磁波が１回通過する
場合の光学カー効果による共振器コイル10の位相変化を
表す。

これらの式は、三角恒等式を使用して、後述する以下の
定義に基づく適切な代入によってさらに整理することが
できる。

次に、共振器コイル10を通る光路のカー効果による伝
播「定数」の変化を積分することによって時計回りのカ
ー効果位相誤差を求めることができるため、これらの恒
等式を使用してθ_Kcwの値を求めることができる。すな
わち、 前掲のΔβ_Kcw（t,z）の等式から、この最後の式を以下
のように書き換えることができる。

この最後の式に含まれる積分を以下のようにして求める
ことができる。

積分を求めるこれらの式は、l₁＝L/2を導入することに
よって簡潔化することができる。これは典型的には第１
図のシステムで発生する状況であるが、システムの正常
な動作に必要な条件ではない。これを導入した場合、上
記の積分を求める式の括弧内の各項は等しくなり、θ
_Kcwの式を以下のように書くことができる。

θ_Kcw＝δI_o［q²Γ（Δ_cw＋θ_Kcw）＋2p²Γ（Δ_ccw＋θ_Kccw）］ 上式で、 同様にしてθ_Kccwを以下のように求めることができ
る。

θ_Kccw＝δI_o［p²Γ（Δ_ccw＋θ_Kccw）＋2_q ²Γ（Δ_cw＋θ_Kcw）］ 前記のように、フォトダイオード24に到達する時計回
りに進む電磁波部分I_cw-dは、その周波数が帰還ループ
で制御され、レーザ22を動作させて値f_oを設定し、定常
状態においてその電磁波を共振器コイル10で共振状態に
維持する。これは、レーザ22の帰還ループで、f_oの値を
時計回りの電磁波が共振するのに十分な程度にシフトさ
せて、I_cw-dにおけるバイアス変調周波数ω_ｍでのバイ
アス変調周波数成分を強制的にゼロにすることによって
行うことができる。このような帰還処置によって、フォ
トダイオード24において以下の時計回り電磁波の強度が
得られる。

このような共振条件では、共振器光ファイバ・コイル10
を通る光路全体にわたる時計回り電磁波の総位相変化Δ
_cw＋_Kcwは、その光路でそれ自体を安定して再現する
ことができる整数サイクル数に等しくなければならな
い。パラメータ_Kcwは、カー効果位相変化θ_Kcwの時平
均値である。この共振条件は、ブロック13に偏光子を使
用すると仮定して、β₀L±φ_ｒ＋_Kcw＝2mπと表すこ
とができる（偏光子を使用しない場合は継ぎ目角度θを
含めなければならない）。

同様にして、共振器コイル10内の反時計回り電磁波の
部分はフォトダイオード23に入射し、そこから始まって
制御セロダイン生成器27に至る帰還ループによって反時
計回り電磁波の周波数ω_０＋ω_１が調整されて、共振器
光ファイバ・コイル10においてその電磁波が定常条件で
共振状態に維持される。この場合も、これはこの帰還ル
ープで、フォトダイオード23での反時計回り電磁波の強
度I_ccw-dにおいてバイアス変調周波数ω_ｎのバイアス変
調信号周波数成分を強制的にゼロにすることによって行
われ、以下の結果が得られる。

共振条件での上記の状況で、この場合も反時計回り電磁
波のコイル10内の光路における反時計方向の位相変化Δ
_ccw＋_Kccwは、その経路でのその電磁波の安定した再
生の整数サイクル数でなければならない。この条件は、
ブロック13に偏光子を使用することを前掲として、β
_0-1L±φ_ｒ＋_Kccw＝2mπと表すことができ、ここでｍ
は整数、_Kccwはその光路でのカー効果位相変化の時平
均値である。

上記各段落のこの２つの共振条件は、前述のように、
第１図のシステムの定常状態中維持される。したがっ
て、これらの条件を維持する場合には、これらの共振条
件の等式におけるいずれの項の変化も互いにバランスし
なければならない。その結果、以下の条件も成立しなけ
ればならない。

_cw＋_Kcw＝0;_ccw＋_Kccw＝０ 記号の上のバーは、時平均値をとることを示す。フォト
ダイオード23および24での信号の変調周波数の調波のφ
_ｒ、_Kcw、および_Kccwにおける効果は、両方の２π
とバイアス変調の振幅Δφ_ｍおよびΔφ_ｎよりもはるか
に小さいため無視することができる。

この最後の２つの等式と、前掲のθ_Kcwおよびθ_Kccw
の式を使用して、以下の結果が得られる。

したがって、バイアス変調周波数ω_ｍおよびω_ｎにおけ
る共振のバイアス変調下では、光学カー効果があるため
に、バイアス変調帰還ループによって設定された共振か
らの時計回りの位相の時平均変化_cwは光路全体にわた
る位相の時平均変化と等しくなる。カー効果によるこの
時平均位相変化は、バイアス変調信号の振幅が共振器10
における時平均強度に対して、共振器10におけるそれぞ
れの伝播方向ごとに異なる影響を与えるために起こる。
その結果、さらに、帰還ループは、共振器10の回転速度
だけでなく光学カー効果の存在にも起因する光周波数を
維持することになり、したがって誤差が生じる。この状
況は、これらの帰還ループによって設定された反時計方
向の共振からの位相の時平均変化_ccwにも当てはま
る。上記の最後の２つの式は、カー効果がなければゼロ
になるはずである。

周知のように、回転速度Ωの場合の共振器コイル10に
おける時計回りと反時計回りの電磁波周波数の差は、以
下の式で求められる。

上式で、Ａは共振器コイル10によって囲まれた面積、Ｐ
はその面積の周囲長、λは発生源11によって放射された
電磁波のスペクトルの中心の波長である。したがって、
カー効果による有効回転速度誤差Ω_Keは以下のように書
くことができる。

上式で、Δf_Keは光学カー効果による時計回りと反時計
回りの電磁波の共振周波数の差である。この差は、カー
効果_cw−_ccwを２πで割ってこの周囲全体にわたる
振幅波サイクル数を得、それをその周囲全体にわたる伝
播時間n_effP/cで割った商、すなわち、Δf_Ke＝（_cw−
_ccw/2π）c/n_effPであるので、この周波数差はリング
10の周囲を巡る時計回りと反時計回りの電磁波の間に発
生する総位相差に等しい。

したがって、前記のカーによる回転速度誤差Ω_Keの式
は、その式と、この最後の式を、前掲の_cwおよび
_ccwとの式と共に使用して書き換えることができ、以下
の結果が得られる。

したがって、回転速度誤差Ω_Keは、そこに発生する２つ
の時平均の値を求める事によって得られる。すなわち、 これらの最後の式の積分は、比較的小さいバイアス変調
による位相変化の振幅に基づく小角度近似計算を使用し
て求めることができた。一般にはバイアス変調の位相変
化振幅間の差が以下のように小さいと仮定し、 Δβ_ｍΔβ_ｎ 以下のように定義すると、 以下のようになる。

このような状況における光学カー効果による回転誤差率
は、以下のようになる。

カー効果による回転速度誤差のこの結果は、以下のよ
うに定義した２つの定数c₁およびc₂を導入することによ
って簡潔な形式で書くことができる。

そうすると、上記のカー効果による回転速度誤差の式は
以下のように書くことができる。

Ω_Ke＝c₁I_o｛（q²−p²）−c₂（Δβ_ｍ−Δβ_ｎ）Ｌ（p²＋q²）｝ したがって、カー効果による回転速度誤差は、レーザ
22によって供給された電磁波の入力強度に線形に依存す
ることがわかる。さらに、この誤差は、集積光学チップ
16内で［Ｙ」結合器を備える集積導波路接合部21で相反
する方向に回転する電磁波に変換された入力電磁波の不
等なフラクションｐとｑによる相反する方向に回転する
不等な電磁波が、バイアス変調振幅および周波数の相違
によって倍加され、その結果、それに対応する不等な変
調伝播「定数」Δβ_ｍおよびΔβ_ｎが生じるために発生
することがわかる。実際には、このような相違は通例と
は言わないまでもしばしば回避不能であり、その結果カ
ー効果誤差が存在することになる。

多くの応用分野における共振器光ファイバ・ジャイロ
スコープにおいて適合する確度を実現するために、この
ような誤差をかなり削減またはなくさなければならな
い。この種の誤差を修正する１つの方式は、サンダース
の米国特許第4673293号に記載されている。その特許で
は、帰還を使用して伝播電磁波のうちの１つの電磁波の
強度を変え、前記の種類の誤差に基づく誤差信号を強制
的に値ゼロに近づけている。しかし、この構成は相反す
る方向に伝播する電磁波のうちの一方の電磁波の経路で
強度変調器を使用してその電磁波の制御を行う必要があ
る。十分な能力を持つその種の変調器は、意図された用
途に適合する変調器を製作するのが困難なため、一般に
高価である。したがって、カー効果によるこの誤差を別
の方式で克服する光ファイバ・ジャイロスコープを提供
することが望ましい。

前記の種類の誤差を修正する他の方法が、米国特許第
5349441号に記載されている。その特許では、そのよう
な誤差がまったくあるいはほとんどないようにジャイロ
スコープ出力信号を補正する補正機構が記載されてい
る。それにもかかわらず、そのような誤差を削減または
まったくなくしたジャイロスコープ・システム出力信号
を提供して、補正機構が必要ないようにすることが望ま
しい状況がある。したがって、カー効果による前記の誤
差を別の方式で克服する光ファイバ・ジャイロスコープ
を提供することが依然として望ましい。

発明の概要 本発明は、閉じた光路内に形成され、コイル状光ファ
イバと外部光ファイバとの間で電磁波を結合させるよう
に接続された結合器を有する、コイル状ファイバの軸を
中心とする回転を検知することができる回転検出器のコ
イル状光ファイバ内で発生する光学カー効果によって生
じる回転速度誤差を削減する誤差削減装置を提供する。
回転は、コイル状光ファイバを相反する方向に伝播し、
それぞれが１対の光検出器のうちの対応する一方に入射
するようにした１対の電磁波に基づいて検出される。こ
れらの相反する電磁波のうちの少なくとも一方が、位相
変調器の入力に供給される選択された信号によってその
位相を変化させ、その電磁波を受信する光検出器がそれ
に応答してその電磁波を表す出力信号を出力する。振幅
変調信号発生器が、コイル状光ファイバ内の相反する方
向の電磁波の振幅変調成分を供給するように動作する。
バランス制御信号発生器が、振幅制御入力端子を有し、
相反する方向のコイル状光ファイバ電磁波内の位相変調
成分を選択されたバランス制御周波数で出力することが
できるように位相変調器に電気的に接続された出力端子
を有する。この信号発生器は、供給する位相変調成分の
振幅の値を、その振幅制御入力端子に供給された信号の
指示に従って調整することができる。

信号成分位相検出器が、光検出器の出力信号を受信す
るように光検出器に電気的に接続された検出入力端子を
有する。この信号成分位相検出器は、選択された復調周
波数に基づいて、その検出入力端子で発生した信号の成
分の振幅を表す出力信号をその出力端子に出力する。振
幅変調信号成分位相検出器が、バランス制御信号発生手
段の振幅制御入力端子に電気的に接続された出力端子を
有し、信号成分位相検出器の出力端子に電気的に接続さ
れた検出入力端子と、振幅変調信号発生器に電気的に接
続された復調入力端子の両方を有する。振幅変調信号成
分位相検出器は、その復調入力周波数に基づいてその検
出入力端子に現れる信号の成分の振幅を表す信号をその
出力端子で出力する。振幅復調信号成分位相検出器に
は、バランス制御信号発生手段の振幅制御入力端子に接
続する前に時間の経過に伴う誤差をなくするように積分
器を組み込むことができる。

被制御周波数調整信号発生器が、選択された動作周波
数で位相変調器に出力信号を供給する。信号成分位相検
出器が、光検出器出力信号から所望の信号成分を抽出
し、それに基づいて前記被制御周波数調整信号発生器に
信号を供給し、その動作の周波数を選択する。被制御周
波数調整信号発生器は典型的には、基本的にセロダイン
波形に従う出力波形を有する。信号成分選択器には、被
制御周波数調整信号発生器に接続する前に時間の経過に
伴う誤差をなくするように積分器を組み込むことができ
る。バランスされた制御信号発生手段を共振判定信号発
生手段として機能させる場合には、その出力が信号成分
位相検出器の復調入力端子に供給され、復調周波数を選
択する。そうでない場合には、その目的のために別個の
共振判定信号発生手段を設ける。共振器コイル内の電磁
波は、前述の結合器を介して、またはやはりコイル状光
ファイバに接続されたそれと他の外部光ファイバとの間
で電磁波を結合する第２の結合器を介して、その電磁波
に対応する光検出器に到達することができる。

図面の簡単な説明 第１図は、信号処理機構と光伝送路および装置機構と
を組み合わせる、従来技術で周知の共振器光ファイバ・
ジャイロスコープ・システムを示すシステム概略図であ
る。

第2A図および第2B図は、信号処理機構と光伝送路およ
び装置機構とを組み合わせる、本発明を実施する共振器
光ファイバ・ジャイロスコープ・システムのシステム概
略図である。

第３図は、信号処理機構と光伝送路および装置機構と
を組み合わせる、本発明の他の実施形態を実施する他の
共振器光ファイバ・ジャイロスコープ・システムを示す
システム概略図である。

第4A図および第4B図は、信号処理機構と光伝送および
装置機構とを組み合わせる、本発明の他の実施形態を実
施する共振器光ファイバ・ジャイロスコープ・システム
を示すシステム概略図である。

第５図は、信号処理機構と光伝送経路および装置機構
とを組み合わせる、本発明の他の実施形態を実施する他
の共振器光ファイバ・ジャイロスコープ・システムを示
すシステム概略図である。

好ましい実施例の詳細な説明 第2A図および第2B図に、第１図に図示するシステムに
カー効果誤差制御帰還ループが追加され、普通なら含ま
れる光学カー効果による誤差をかなり削減またはなくし
て信号検出器の回転速度を表す出力信号を供給する本発
明の実施形態を示す。第2A図および第2B図は、図示され
ている対応する部品について第１図で使用されていたも
のと同じである。

第2A図および第2B図には、第１図に図示されていなか
った代替機構が図示されており、第2B図の集積光学チッ
プ16内に破線で示されているもう１つの位相変調器19′
の使用によって、総和器31をなくすことができる。この
状況では、総和器31をなくして被制御セロダイン生成器
27の出力が増幅器33の入力に直接接続されることにな
る。この構成におけるバイアス変調生成器29の出力は、
第2A図に示す破線の相互接続構成に従い、まずもう１つ
の増幅器33′の入力に接続されることによって位相変調
器19′を動作させるのに必要な電圧を供給する。第2A図
の増幅器33′の出力は破線によって第2B図の位相変調器
19′に接続され、それによってそれを通る電磁波が生成
器29から供給される信号に従って位相変調されるように
なっている。

第2A図および第2B図のシステムの第１図と共通する部
分（すなわち破線の代替機構）におけるカー効果による
回転速度誤差Ω_Keは、前記で第１図を参照しながら示し
たように以下の通りであり、 Ω_Ke＝c₁I_o｛（q²−p²）−c₂（Δβ_ｍ−Δβ_ｎ）Ｌ（p²＋q²）｝ これは、前述のように入力電磁波強度I₀を基準として線
形である。このような状況では、入力強度の対応する変
化のために光学カー効果回転速度誤差に現れる変化も線
形に関係する。すなわち、 ΔΩ_Ke＝c₁｛（q²−p²）−c₂（Δβ_ｍ−Δβ_ｎ）Ｌ（p²＋q²）｝ΔI_o 上式で、ΔΩ_Keは光学カー効果回転速度誤差変化で、Δ
I₀は電磁波強度変化である。

したがって、入力強度がそのような変化を起こすよう
に振幅変調によって入力強度I_oを強制的に発生させた場
合、入力強度I_oと光学カー効果による回転速度誤差Ω_Ke
との線形関係を求めることができる。これは、その関係
が強度ΔI_oの変化とカー効果誤差ΔΩ_Keの変化との間に
現れるのと同じ線形関係となるためである。このように
して求められたΔΩ_KeとΔI₀との間の線形関係が、本質
的にゼロ値に強制することができるような性質であれ
ば、光学カー効果による出力誤差をかなり削減またはな
くすことができる。

したがって、第2B図に示す振幅変調信号発生器50を、
レーザ22によって集積光学チップ16内の入力導波路に供
給される電磁波を正弦波形を使用して典型的には１ない
し数Khzの範囲の変調周波数f_amで変調する目的で、レー
ザ装置22に接続する。この目的のためにレーザ22で任意
の適合する電磁波変調装置を使用することができ、典型
的な構成は発生器50からの信号によってレーザ・ダイオ
ードを通る電流を変調させることであろう。

レーザ22からの電磁波強度のこのような振幅変調は以
下のように表すことができる。

I₀＝_０＋I_amcosω_amtΔ _ｏ＋ΔI₀ 上式で、_０はレーザ強度の時平均を表し、I_amは振幅
変調の振幅を表し、ω_amは振幅変調のラジアン周波数す
なわちω_am＝２πf_amである。この等式からΔI_oの値を
上記のΔΩ_Keの等式に代入すると以下のようになる。

ΔΩ_Ke＝c₁｛（q²−p²）−c₂（Δβ_ｍ−Δβ_ｎ）Ｌ（p²＋q²）｝I_amcosω_amt したがって、変調周波数f_amにおける周波数成分の光学
カー効果による出力誤差の変化と振幅変調との関係を求
めることができ、強度の変化と光学カー効果誤差との関
係は、制御可能なパラメータすなわちバイアス変調振幅
Δβ_ｍおよびΔβ_ｎに一部依存することがわかる。その
結果、光検出器信号処理回路26または25から得られる周
波数f_mおよびf_nのバイアス変調信号振幅のうちのいずれ
か一方にある周波数f_amの振幅変調成分を強制的にゼロ
に近づけることによって光学カー効果による出力誤差を
かなり削減またはなくすことができる。

それには、光検出器の信号処理回路26または25に入射
する電磁波の強度のうちの対応する一方から得られる周
波数f_mおよびf_nのそれらのバイアス変調信号振幅のうち
の選択した一方を位相感知検出器36または37を介して供
給して、回転速度誤差を含む回転速度を表す信号を得
る。次にそのような信号を別の位相感知検出器に供給
し、その検出器はその信号を周波数f_amで復調してその
周波数でその中の対応する光学カー効果変動に線形に関
係する振幅成分を入手する。その位相感知検出器は、選
択されたバイアス変調振幅を制御してその変動を削減ま
たはなくすると同時に光学カー効果誤差を削減またはな
くするために使用される、帰還ループの残りの部分につ
いて誤差信号源として動作するのに適した周波数にわた
って弁別特性に従う出力信号を有する。

位相感知検出器37から信号入力端子で入力信号を受信
するこのような位相感知検出器51を第2A図に示す。しか
し、位相感知検出器51の入力信号は、その復調入力で振
幅変調信号発生器50からの信号を適切に位相調整するこ
とによって積分器39または増幅器41の出力で得ることも
できる。第2A図に示すようにこの入力信号を位相検出器
37から取る場合には、周波数ω_am＝２πf_amは、それが
セロダイン生成器27を制御するように動作する帰還ルー
プの帯域幅の外で発生し、したがってω_am付近の周波数
で発生するコイル10内の相反する方向に伝播する電磁波
間の位相変化に応答することができないような値でなけ
ればならない。これは、可能な場合には検出器51のため
のω_amの信号をゼロにすることになる。位相感知検出器
51の入力信号を増幅器41の出力から取る他の代替策を、
第2A図の破線内に示す。この入力信号代替策を使用する
場合、周波数ω_am＝２πf_amは、検出器51が検出する信
号がある場合、ω_am近くの周波数で生じるコイル10内の
位相変化に応答することができるようにセロダイン生成
器27を制御するためにこの同じ帰還ループの帯域幅内に
収まるほど小さい値でなければならない。

位相感知検出器51の出力信号v₅₁は、（ａ）ΔΩ_Keを
表すその信号入力端子で受け取る位相感知検出器37の出
力からの信号すなわちv₃₇と、（ｂ）その復調入力端子
で受け取る振幅変調信号発生器50からの余弦信号すなわ
ちv₅₀を互いに乗じた時平均である。この時平均は、変
調信号の期間T_am＝２π／ω_am＝1/f_amにわたって取られ
る。したがって、位相感知検出器51の出力信号v₅₁は以
下のように表すことができる。

定数Ｇは、バイアスおよび増幅電子部品25、フィルタ3
5、位相感知検出器37および51の有効ゲインと、振幅変
調信号発生器50からのその復調入力での基準信号の振幅
を表す。この定数はさらに、光検出器23でf_nで受信した
信号とコイル10の回転速度との間の比と、その速度での
誤差を表す。

第１図のシステムに追加して第2A図に示す補助帰還ル
ープに積分器52があるために、この誤差信号、位相感知
検出器51の出力信号を使用してバイアス変調振幅Δβ_ｎ
を調整してその誤差信号を値ゼロにする。積分器52はそ
の積分入力端子で位相検出器51からの出力信号を受け取
り、その出力端子でその信号を時積分した信号を出力
し、それが増幅器53に供給される。増幅器53からの出力
は加算手段54に供給され、そこで電圧基準源55からの基
準電圧と加算される。加算された信号は加算手段54の出
力で第１図のバイアス変調生成器29を修正した生成器の
入力に供給される。この修正されたバイアス変調生成器
は第2A図で29′として示されている。第１図のバイアス
変調生成器29の修正は、その振幅値をバイアス変調振幅
制御入力端子に供給される信号によって調整できるよう
にしたことである。この入力端子には加算手段54からの
信号が供給される。したがって、第2A図のバイアス変調
生成器29′は、そのバイアス変調振幅制御入力に加えら
れる信号の指示によって周波数f_nでバイアス変調信号の
振幅Δβ_ｎを調整する機能を有する。

位相感知検出器51からの出力信号は、その出力信号を
表す上記の最後の等式に、上記の最後の式の前の等式に
示されているように振幅変調されたレーザ22による光学
カー効果誤差の変化について求めた値を代入することに
よって求めることができる。この代入を行い、積分を行
うことによって、以下の結果が得られる。

上記のように、追加された帰還ループは位相感知検出器
51のこの出力を強制的にゼロにするように機能し、すな
わちv₅₁＝０に強制する。このv₅₁の値を前の式に代入す
ることによって、強度と光学カー効果による誤差との関
係が値ゼロをとるバイアス変調生成器29′によって供給
される周波数f_nのバイアス変調信号の振幅の値が得られ
る。すなわち、 このΔβ_ｎの値を上記の光学カー効果による誤差Ω_Keの
上記の式に代入することによって、以下の光学カー効果
誤差の所望の結果が示される。

したがって、第2A図および第2B図の帰還ループの追加に
よって、光学カー効果による誤差を実質的になくすこと
ができる。

電圧基準生成器55によって供給される基準電圧を使用
してシステムに所望の初期条件が設定されることに留意
されたい。生成器55の出力における基準電圧の値は、シ
ステム内の他の誤差発生源による誤差を削減したり、シ
ステム出力信号の感度などを調整したりするように選定
することができる。

第１図、第2A図、および第2B図に示す中核システムと
は異なる共振器光ファイバ・ジャイロスコープ・システ
ムの実施形態はいくつかの変形がある。しかし、第１図
の基本システムに追加される第2A図および第2B図の誤差
削減構成は、本質的に第１図に示す基本システムのその
ような変形と共にも使用することができる。

たとえば、第１図および第２図に示すシステムはしば
しば「透過型」共振器光ファイバ・ジャイロスコープ・
システムと呼ばれる。他の代替策は第３図に示す「反
射」共振器光ファイバ・ジャイロスコープ・システムで
あり、このシステムでも本質的に同じ誤差削減システム
の使用によって光学カー効果回転速度が削減または除去
される。

「反射型」共振器光ファイバ・ジャイロスコープ・シ
ステムにける主な相違は、共振器10をシステムの残りの
部分と光学的に接続する結合器が１つしかないことであ
る。すなわち、第３図で14、15と符号が付けられた外部
光ファイバと共振器10との間で電磁波を共振器10に結合
する11、12と符号が付けられた結合器は、システムの入
力光ファイバと出力光ファイバの両方として機能する。
これは、外部光ファイバ14、15から電磁波をそれぞれ光
検出器24、および23に結合するさらに２つの光結合器10
0および101の使用により可能である。

これらの光検出器の出力は、それぞれ対応する光検出
器バイアスおよび信号処理回路26および25に供給され
る。次に、光検出器バイアスおよび信号処理回路26およ
び25は、第2A図および第2B図のシステムで同様の符号が
付けられた光検出器バイアスおよび信号処理回路と同様
にして、同じ種類の第３図の帰還ループ構成に信号を供
給する。

この場合も位相感知検出器51の入力信号は、第３図で
実線で示されているように位相検知検出器37の出力信号
として取ることができる。または、この入力信号は積分
器39または増幅器41からの出力信号から取ることができ
る。ここでも、位相感知検出器51の入力信号を増幅器41
の出力から取る例を破線の形で図示する。

この場合も、位相検出器51の出力信号は積分器52に供
給され、そこで時積分され、増幅器53に供給される。加
算手段54が増幅器53の出力から時積分信号を入手し、そ
れを電圧基準55からの信号と合成し、合成された信号を
バイアス変調生成器29′の振幅制御入力に供給する。こ
の場合も前述のこの追加された帰還ループが、第2A図に
示す対応する誤差制御帰還ループで行われるのと同様の
方式で光学カー効果による誤差を削減または除去する。

この場合の動作の主な相違は、光検出器23および24に
到達する電磁波が共振器10内を循環していた電磁波だけ
でなく、光結合器11、12によって共振器10内に結合され
ない入力電磁波の対応する部分でもあることである。し
たがって、外部ファイバ14、15内に２対の電磁波があ
り、各対の各構成要素は他方の構成要素とは異なる経路
をたどり、各対が光検出器23および24のうちの対応する
一方に到達する。その結果、各対の構成要素はその対に
対応する光検出器に入射する際にその対内の他方の構成
要素と干渉し合う。すなわち、光検出器23に到達する電
磁波の電界成分は以下のように表すことができる。

上式でE_d-23は、光検出器23に到達する電磁波の電界構
成要素を表し、qE′_inは集積導波路17を介して供給され
た入力電磁波放射を表し、E_ccwは共振器10から外部ファ
イバ14、15に結合し戻された反時計回りの電磁波を表
し、定数c₁およびc₂は、光検出器23に到達するそれらの
電磁波構成要素に及ぼす様々な機能結合、消失、および
位相遅延の効果を表す。

同様に、光検出器24に到達する電磁波の電界構成要素
は以下のように表すことができる。

上式で、E_d-24は光検出器24に到達する電磁波の電界構
成要素を表し、pE′_inは集積導波路18を介して供給され
た外部ファイバ14、15内の電磁波電界構成要素を表し、
E_cwは共振器10から外部光ファイバ14、15に結合し戻さ
れた時計回りに伝播する電磁波を表し、定数c₃およびc₄
は光検出器24に到達するそれらの電磁波電界構成要素に
及ぼす様々な機能結合、損失、および位相遅延を表す。

光検出器23と24に到達する電磁波における２つの異な
る光路からの電界構成要素が到着と同時に互いに干渉す
るため、それらの検出器における強度は以下のように書
かなければならない。

上式で、σは２つの経路から対応する光検出器に到達す
る電磁波の構成要素間の位相差である。その結果、第３
図のシステムを特徴づける上記の２つの式は、第2A図お
よび第2B図のシステムを特徴づける前掲の式とは若干異
なることになる。実際には、そのような共振があること
を前提として共振器10内の共振の発生によってその周波
数で共振器内の電磁エネルギーがピークに達すると、第
３図の光検出器で相殺が起こることになり、したがって
共振はそれらの光検出器に入射する強度においてナルで
表される。それにもかかわらず、これらの相違を考慮に
入れて第３図のシステムを分析すると、光学カー効果回
転速度誤差について同様の結果を示す式が得られる。し
たがって、第３図のシステムでも第2A図および第2B図の
システムで使用したのと同様の誤差削減構成を使用する
ことができる。

前述のように、第2A図および第2B図と、第３図に示す
システムは、もう１つの帰還ループにおける周波数f_nの
バイアス変調信号の振幅Δβ_ｎを調整することによって
光学カー効果誤差をなくすことに成功する。このループ
は、コイル10から信号を入手する対応する光検出器の後
に続いて位相検出器の出力にもう１つの位相検出器を追
加することによって設定され、その結果、ループは対応
するバイアス変調発生器をループ・アクチュエータとし
て動作させる。光学カー効果誤差をなくすという所望の
目的を達成するこのような帰還ループを示したが、コイ
ル10にはバイアス変調信号の振幅を調整することによっ
て削除または除去することがわかっている他の誤差発生
源もある。そのような１つの例は、共振器10内の伝播路
に沿った屈折率のフラクションによる共振器10の光ファ
イバ材料を伝播する電磁波の後方錯乱による誤差の発生
である。それらのフラクションは継ぎ目、不純物、また
は微細な亀裂によるもので、これらはすべてそのような
電磁波を反射させて逆方向に伝播させる。

したがって、バイアス変調信号振幅に対する矛盾する
要求条件を回避するために、少なくともある種の状況で
は代替方法によって光学カー効果回転速度誤差を打ち消
すと有利である。このような代替方法は、集積光学チッ
プ16内の位相変調器に別の信号を供給することによっ
て、あるいはその信号を受信するためにさらに位相変調
器を追加することによって、電磁波を直接、集積光学チ
ップ16上で変調することによって行うことができる。こ
の補助変調のための追加の信号は、被制御正弦波信号発
生器によって供給することができ、したがって電磁波に
もう１つの周波数成分を導入する。たとえば、集積光学
チップ16内に設ける追加の位相変調器を集積導波路17の
周辺に配置した場合、その導波路から共振器10への入力
電磁波は、以下のような瞬時電界周波数を有することに
なる。

f₀＋f₁−f_nΔφ_nsinω_nts−f_bΔφ_bsinω_bt 上記で、f_bは補助被制御正弦波発生器からの追加周波数
であり、Δφ_ｂは周波数f_bでの補助バイアス変調位相変
化の振幅である。周波数f_bは、第4A図および第4B図のシ
ステムにおける他の信号発生器のいずれの信号発生器か
らの出力信号の周波数よりも大きい値でなければなら
ず、特に、この正弦波信号の数サイクルがバイアス変調
信号f_mおよびf_nの各サイクル中に完了するのに十分な大
きさであって、その結果、そのようなサイクル中の平均
値として有効に出現する大きさでなければならない。こ
のような導入により、コイル10内の有効伝播「定数」β
_ccwが以下のように変わる。

β_ccw＝β_0-1−Δβ_nsinω_nt−Δβ_bsinω_bt 上式で、 このようなシステムを第4A図および第4B図に示す。こ
の場合も、第4A図および第4B図の様々な装置、伝送路、
およびブロックに使用されている符号は、第１図、第2A
図、および第2B図で図示されている対応する要素に使用
した符号と同じである。第2A図の加算手段54の出力が図
のようにバイアス変調生成器29′の振幅制御端子に通じ
ているのとは異なり、第4A図の総和器54の出力は、第4B
図の補助正弦波出力補正生成器60の振幅制御入力端子に
通じている。この第4B図では、この補正生成器の出力
は、（バイアス変調生成器29の信号を第2A図に示すよう
に位相変調器に供給するオプションを設けるのではな
く）集積光学チップ16内の追加の位相変調器19′に接続
されている。第4A図のバイアス変調生成器には、それと
共に使用する振幅制御入力がなくなるため、やはり29と
いう符号が付してある。

導波路19′を通るこの補正信号の導入によって、コイ
ル10内の反時計回りの電磁波の挙動が変わる。これらの
電磁波の強度は依然として、 のように書くことができるが、カー効果による位相変化
を除く、共振器光ファイバ・コイル10を通る光路全体に
わたる反時計回り電磁波の総位相変化Δ_ccwは、以下の
ようになる。

Δ_ccw Δβ_0-1L−Δβ_nLsinω_nt−Δβ_bLsinω_bt−φ_ｒ＋θ その結果、バイアス変調帰還ループによって設定された
共振からの時計回りおよび反時計回りの位相の時平均変
化は以下のようになる。

同様に、時計回りの電磁波の場合、対応する平均は以下
のようになる。

その結果、これらの式に基づく光学カー効果による回転
速度誤差の最初の式は以下のようになる。

この最後の光学カー効果による回転速度誤差の式に現
れる２つの時平均は、以下のように求められる。

これらの結果は、以下の定義 を行うと、書き換えることができる。そうすると、各時
平均は以下のようになる。

これらの時平均の結果を前の光学カー効果による回転
速度誤差の式に代入すると以下のようになる。

代数操作によって以下の式が得られる。

以下の定義 を行うと、この回転速度誤差は以下のようになる。

この最後の式は、第2A図および第2B図のシステムについ
て得た式と同じである。ただし、そのシステムの場合は
定数C₁およびC₂であったが、ここでは定数Ｃ′_１および
Ｃ′_２の異なる定義を使用している。さらに、前の第2A
図および第2B図のシステムの誤差の式で使用されていた
Δβ_ｎをここではΔβ_ｒに置き換えている。

したがって、この場合も、光学カー効果による回転速
度誤差は、レーザ22によって供給される電磁波の入力強
度に線形に依存することがわかる。その結果、この場合
も、対応する入力強度の変化による光学カー効果回転速
度誤差の変化も線形に関係する。したがって、振幅変調
信号発生器50によってレーザ22からの同じ振幅変調され
た電磁波強度を供給した場合、以下の結果の式からわか
るように、変調周波数f_amでの周波数成分において、光
学カー効果による出力誤差の変化と振幅変調の変化との
間の関係を求めることができる。

上式で、以下の代入を行った。

この場合も、強度と光学カー効果誤差の変化は、バイア
ス変調振幅Δβ_ｍおよびΔβ_ｎとは異なる制御可能なパ
ラメータΔβ_ｂに一部依存することがわかる。その結
果、前と同様に、フィルタ35、位相感知検出器37、およ
び位相感知検出器51によって、光検出器の信号処理回路
25から入手した周波数f_nでのバイアス変調信号振幅に存
在する周波数f_amでの振幅変調成分を強制的にゼロに近
づけることによって、光学カー効果による出力誤差をか
なり削減またはなくすことができる。これらの成分を含
む帰還ループは、積分器52の存在を考慮して誤差信号を
値ゼロにするようにして補助変調振幅Δβ_ｂを調整する
ために使用する位相検出器51の出力で供給される誤差信
号を有する。

位相感知検出器51の出力信号は前述のようにして求め
られる。ただし、レーザ22の出力強度を振幅変調するこ
とによる光学カー効果誤差の変化について得た式を代わ
りに使用し、以下の式が得られる。

信号v₅₁を強制的にゼロにした場合、すなわちv₅₁＝０の
場合、補助変調振幅についてその結果の式が以下のよう
に得られる。

このΔβ_ｂの値が、光学カー効果による誤差を強制的に
ゼロにすることを証明することができる。したがって、
位相感知検出器51と積分器52と増幅器53と補正生成器60
と、位相変調器19′とを含む補助帰還ループによって、
光学カー効果による回転速度情報の誤差をかなりなくす
ことができる。

第５図に、第4A図および第4B図の透過型システムで使
用されていたのと本質的に同じ誤差削減システムを使用
する反射型共振器光ファイバ・ジャイロスコープ・シス
テムを示す。この誤差削減システムを除き、第５図のシ
ステムは第３図のシステムとほぼ同様である。

以上、本発明について好ましい実施形態を参照しなが
ら説明したが、当業者なら本発明の精神および範囲から
逸脱することなく形状および詳細に変更を加えることが
できることがわかるであろう。

フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭61−222288（ＪＰ，Ａ) 特表 平６−507727（ＪＰ，Ａ) 米国特許5349441（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) G01C 19/00 - 19/72

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】コイル状光ファイバ（10）と外部光ファイ
   バ（14）との間で電磁波を結合するように接続された少
   なくとも１つコイル結合器（11）と共に閉じた光路を形
   成する前記コイル状光ファイバ（10）の軸を中心とする
   回転を検出することができる回転検出器における、前記
   コイル状光ファイバ（10）内の光学カー効果によって生
   じる回転速度誤差を削減する誤差削減装置であって、前
   記コイル状光ファイバ（10）を通して相反する方向に伝
   播させられる相反する方向のコイル状光ファイバ電磁波
   のそれぞれの少なくとも一部が、前記コイル状光ファイ
   バおよび前記外部光ファイバ（14）の選択された一方に
   結合された第１および第２の光検出器（23,24）の対応
   する一方に入射するようにし、前記相反する方向の一方
   の方向に伝播する前記相反する方向のコイル状光ファイ
   バ電磁波の少なくとも一方が、第１の位相変調器（19）
   に供給された第１の組の選択された信号によって位相変
   化をさせられ、前記第１の光検出器（23）がそれに入射
   した対応する前記相反する方向のコイル状光ファイバ電
   磁波に応答して出力信号を供給することに基づいて回転
   検出が行われ、 振幅制御入力端子と、前記第１の位相変調器（19）に電
   気的に接続された出力端子とを有していて、前記コイル
   状光ファイバ電磁波にバイアス変調周波数（f_n）の位相
   変調成分を与え且つその位相変調成分の振幅の値を前記
   振幅制御入力端子に加えられる第２の組の選択された信
   号に従って調整することができるバイアス変調生成器
   （29）を備え、 出力端子と、前記第１の光検出器出力信号を受信するよ
   う前記第１の光検出器（23）に電気的に接続された検出
   入力端子とを有していて、前記検出入力端子の信号中
   の、第１の選択された復調周波数に対応する信号成分に
   ついてその信号成分の振幅を表す出力信号を前記出力端
   子から供給することができる第１の信号成分位相検出手
   段（37）を備え、 前記相反する方向のコイル状光ファイバ電磁波に振幅変
   調成分を与えることができる振幅変調信号発生器手段
   （50）を備え、 前記バイアス変調生成器（29）の前記振幅制御入力端子
   に電気的に接続された出力端子と、前記第１の信号成分
   位相検出手段（37）の出力端子にその出力信号を受信す
   るように電気的に接続された検出入力端子と、前記振幅
   変調信号発生器手段（50）に電気的に接続された復調入
   力端子とを有している振幅変調信号成分位相検出手段
   （51）を備え、この振幅変調信号成分位相検出手段（5
   1）は、前記復調入力端子に与えられる、第２の選択さ
   れた復調周波数の復調信号成分を含む信号を使用して、
   前記振幅変調信号成分位相検出手段（51）の前記検出入
   力端子に加えられる信号中の、前記第２の選択された復
   調周波数に対応する信号成分についてその信号成分の振
   幅を表わしている前記第２の組の選択された信号を、前
   記振幅変調信号成分位相検出手段（51）の出力端子に生
   じさせ、前記第２の組の選択された信号が前記バイアス
   変調生成器（29）の前記振幅制御入力端子に与えられ
   て、前記第１の位相変調器（19）を介して前記相反する
   方向のコイル状光ファイバ電磁波における前記位相変調
   成分の振幅の値が調整され、前記第２の組の選択された
   信号によって表される対応する光学カー効果変動に関係
   する信号の成分の振幅をゼロにし、それによって前記カ
   ー効果変動、したがって光学カー効果誤差を低減ないし
   除去することを特徴とする誤差削減装置。
2. 【請求項２】コイル状光ファイバ（10）と外部光ファイ
   バ（14）との間で電磁波を結合するように接続された少
   なくとも１つコイル結合器（11）と共に閉じた光路を形
   成する前記コイル状光ファイバ（10）の軸を中心とする
   回転を検出することができる回転検出器における、前記
   コイル状光ファイバ（10）内の光学カー効果によって生
   じる回転速度誤差を削減する誤差削減装置であって、前
   記コイル状光ファイバ（10）を通して相反する方向に伝
   播させられる相反する方向のコイル状光ファイバ電磁波
   のそれぞれの少なくとも一部が、前記コイル状光ファイ
   バおよび前記外部光ファイバ（14）の選択された一方に
   結合された第１および第２の光検出器（23,24）の対応
   する一方に入射するようにし、前記相反する方向の一方
   の方向に伝播する前記相反する方向のコイル状光ファイ
   バ電磁波の少なくとも一方が、第１の位相変調器（19）
   に供給されたバイアス変調信号を含む第１の組の選択さ
   れた信号によって位相変化をさせられ、前記第１の光検
   出器（23）がそれに入射した対応する前記相反する方向
   のコイル状光ファイバ電磁波に応答して出力信号を供給
   することに基づいて回転検出が行われ、 振幅制御入力端子と、前記第１の位相変調器（19）に電
   気的に接続された出力端子とを有していて、前記コイル
   状光ファイバ電磁波に選択された正弦波周波数（f_b）の
   位相変調成分を与え且つその位相変調成分の振幅の値を
   前記振幅制御入力端子に加えられる第２の組の選択され
   た信号に従って調整することができる正弦波出力補正生
   成器（60）を備え、 出力端子と、前記第１の光検出器出力信号を受信するよ
   う前記第１の光検出器（23）に電気的に接続された検出
   入力端子とを有していて、前記検出入力端子の信号中
   の、前記バイアス変調信号に基づく第１の選択された復
   調周波数に対応する信号成分についてその信号成分の振
   幅を表す出力信号を前記出力端子から供給することがで
   きる第１の信号成分位相検出手段（37）を備え、 前記相反する方向のコイル状光ファイバ電磁波に振幅変
   調成分を与えることができる振幅変調信号発生器手段
   （50）を備え、 前記正弦波出力補正生成器（60）の前記振幅制御入力端
   子に電気的に接続された出力端子と、前記第１の信号成
   分位相検出手段（37）の出力端子にその出力信号を受信
   するように電気的に接続された検出入力端子と、前記振
   幅変調信号発生器手段（50）に電気的に接続された復調
   入力端子とを有している振幅変調信号成分位相検出手段
   （51）を備え、この振幅変調信号成分位相検出手段（5
   1）は、前記復調入力端子に与えられる、第２の選択さ
   れた復調周波数の復調信号成分を含む信号を使用して、
   前記振幅変調信号成分位相検出手段（51）の前記検出入
   力端子に加えられる信号中の、前記第２の選択された復
   調周波数に対応する信号成分についてその信号成分の振
   幅を表わしている前記第２の組の選択された信号を、前
   記振幅変調信号成分位相検出手段（51）の出力端子に生
   じさせ、前記第２の組の選択された信号が前記正弦波出
   力補正生成器（60）の前記振幅制御入力端子に与えられ
   て、前記第１の位相変調器（19）を介して前記相反する
   方向のコイル状光ファイバ電磁波における前記位相変調
   成分の振幅の値が調整され、前記第２の組の選択された
   信号によって表される対応する光学カー効果変動に関係
   する信号の成分の振幅をゼロにし、それによって前記カ
   ー効果変動、したがって光学カー効果誤差を低減ないし
   除去することを特徴とする誤差削減装置。
3. 【請求項３】発生源周波数で電磁波を供給する発生源
   （22）と、 前記発生源に結合されていてそれから電磁波を受け、第
   １と第２のポートを有していて、第１および第２のポー
   トに第１および第２の電磁波をそれぞれ供給する第１の
   結合器（21）と、 共振条件を有する光ファイバ製の検出用のコイル（10）
   と、 前記コイルに接続され、前記コイル内で第１および第２
   の電磁波が相反する方向に伝播するように、前記第１の
   結合器の第１および第２のポートからの第１および第２
   の電磁波を前記コイルに結合させて、第１および第２の
   電磁波それぞれの一部分を入力する第２の結合器（11）
   と、 前記第２の結合器に接続され、第１および第２の電磁波
   の一部分を検出し、それぞれ第１および第２の信号に処
   理する第１および第２の光検出器（23,24）と、 前記第１の光検出器（23）に接続され、第１の電磁波の
   周波数が前記コイルの共振条件にどの程度近いかという
   接近の程度を示す第３の信号を生成する第１の位相検出
   器（37）と、 前記第１の結合器に接続され、第１の電磁波を位相変調
   する第１の位相変調器（19）と、 前記第１の結合器に接続され、第２の電磁波を位相変調
   する第２の位相変調器（20）と、 前記第１の位相検出器と前記第１の位相変調器とに接続
   され、前記第１の位相検出器からの第３の信号に従っ
   て、可変周波数を有する反復信号を供給して第１の電磁
   波の周波数を前記コイルの共振条件に一致するように変
   えるセロダイン生成器（27）と、 前記第２の光検出器と前記発生源とに接続され、第２の
   電磁波の周波数が前記コイルの共振条件にどの程度近い
   かという接近の程度を示す第４の信号を生成し、前記第
   ２の電磁波の周波数が前記コイルの共振条件に一致する
   ように前記発生源を調整する第２の位相検出器（36）
   と、 前記第１および第２の位相変調器（19,20）にそれぞれ
   接続され且つ第２および第１の位相検出器（36,37）に
   それぞれ接続されて、第１および第２のバイアス変調信
   号を生成する第１および第２のバイアス変調生成器（2
   9,28）と、 前記第１の位相検出器（37）に接続され、光学カー効果
   誤差を示す誤差信号を供給する第３の位相検出器（51）
   と、 前記第３の位相検出器と前記発生源とに接続され、前記
   発生源からの電磁波の強度を変調する振幅変調信号発生
   器（50）と、 非カー効果誤差を減ずる電圧基準源（55）と、 前記第３の位相検出器と前記電圧基準源とに接続されて
   複合誤差信号を生成する加算手段（54）と を備え、前記複合誤差信号を使用して前記第１の位相変
   調器を介して第１の電磁波の位相に影響を与え、光学カ
   ー効果誤差と非カー効果誤差を削減するよう構成したこ
   とを特徴とする光学カー効果誤差の削減のための制御装
   置。
4. 【請求項４】請求項３記載の制御装置において、前記複
   合誤差信号を受けるよう接続された振幅制御入力端子
   と、前記第１の位相変調器（19）に接続された出力とを
   有する補正生成器（60）によって、前記複合誤差信号に
   応じて第１の電磁波の位相に影響を与える、ことを特徴
   とする光学カー効果誤差の削減のための制御装置。
5. 【請求項５】請求項３記載の制御装置において、前記第
   １のバイアス変調生成器（29）は、前記複合誤差信号を
   受ける振幅制御入力端子を有していて前記第１のバイア
   ス変調信号の振幅を調節でき、第１の電磁波の位相に影
   響を与えるよう構成されている、ことを特徴とする光学
   カー効果誤差の削減のための制御装置。