JP2603661B2

JP2603661B2 - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JP2603661B2
Application number: JP32620987A
Authority: JP
Inventors: 薫安宅
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1987-12-23
Filing date: 1987-12-23
Publication date: 1997-04-23
Anticipated expiration: 2012-04-23
Also published as: JPH01166493A

Description

【発明の詳細な説明】（技術分野）本発明は、発振周波数が可変のインバータ回路を用い
て放電灯を点灯させる放電灯点灯装置に関するものであ
る。

（背景技術）第５図はインバータ回路を用いた放電灯点灯装置の基
本構成を示す回路図である。直流電源Ｅの両端には、ス
イッチング素子Q₁,Q₂の直列回路が接続されている。ス
イッチング素子Q₁,Q₂にはダイオードD₁,D₂が夫々逆並列
に接続されている。スイッチング素子Q₂の両端には、負
荷回路が接続されている。負荷回路としては、非電源側
に予熱用のコンデンサC₂を、電源側にコンデンサC₁を夫
々並列接続された放電灯ｌとインダクタンスＬの直列回
路が接続されており、この負荷回路は一般に誘導性リア
クタンスを呈するように設計されている。コンデンサ
C₁,C₂とインダクタンスＬは、共振周波数f₀＝1/2π｛Ｌ
（C₁＋C₂）｝^１ ^］ ^２を持つLC共振回路を構成し、この共
振回路を利用して放電灯ｌの両端に高電圧を発生させ、
放電灯ｌを始動及び点灯維持させているものである。イ
ンバータ回路の発振周波数は制御回路８によって決定さ
れ、駆動回路1,2は制御回路８の発生する制御信号に応
じてスイッチング素子Q₁,Q₂をオン・オフ駆動するもの
である。

従来、放電灯を点灯させる場合に、放電灯の寿命を長
くするという理由で、両極のフィラメントを十分に予熱
させてから高電圧を印加して点灯させる方法が広く用い
られている。この従来例にあっては、第６図（ａ）に示
すように、予熱時間t₁の間は周波数f₁でインバータ回路
を発振させてコンデンサC₂の両端電圧V_C2を点灯電圧以
下に下げて放電灯ｌのフィラメントを十分に予熱し、予
熱時間t₁の経過後は周波数f₂でインバータ回路を発振さ
せて、コンデンサC₂の両端電圧V_C2を点灯電圧よりも高
くして、放電灯ｌを始動させるようにしている。

第６図（ｂ）はコンデンサC₂に流れる電流I_C2を示し
ており、同図（ｃ）は放電灯ｌに流れる電流Ilを示して
いる。同図（ｄ）は予熱時間t₁においてスイッチング素
子に流れる電流波形を示しており、同図（ｅ）は高電圧
をかけてから放電灯ｌが点灯するまでの時間t₂において
スイッチング素子に流れる電流波形を示している。さら
に、同図（ｆ）は、放電灯ｌが点灯した後にスイッチン
グ素子に流れる電流波形を示している。同図（ｇ）は、
コンデンサC₂の両端に生じる電圧V_C2と発振周波数ｆと
の関係を示している。

第６図（ａ）に示すように、予熱時間t₁の経過後に
は、発振周波数ｆを予熱周波数f₁から点灯周波数f₂に変
化させる。このときコンデンサC₂に高電圧を発生させる
ために、発振周波数f₂をインダクタンスＬとコンデンサ
C₁,C₂の固有振動周波数f₀よりも低く設定することが多
い。また、点灯した時に、所定の放電灯電流を得るため
には、f₂＜f₀になってしまうことがほとんどである。こ
の場合に、周波数を切り替えてから放電灯ｌが点灯する
までの間に、短い時間t₂ではあるが、同図（ｅ）に示す
ような進相電流がスイッチング素子に流れて、同時オン
状態のサージ電流が流れる。特に電源電圧Ｅが低い場合
においては、電流の実効値も大きく、サージ電流も大き
くなり、スイッチング素子のASO領域（安全動作領域）
を越えるというような問題がある。

また、この従来例の場合、放電灯ｌが抜かれた状態で
は、非電源側のコンデンサC₂が共振系から外されるの
で、共振周波数はf₀′＝1/2π（LC₁）^１ ^］ ^２に変化す
る。十分な予熱電流を得るために、予熱コンデンサC₂は
コンデンサC₁に比べて無視できない値を取るので、無負
荷時の共振周波数f₀′は放電灯ｌが接続されている場合
の共振周波数f₀よりかなり高くなり、第６図（ｇ）に示
すように、予熱周波数f₁に近くなる。この状態で電源投
入すると、スイッチング素子には、同相（第６図
（ｈ））、同相に近い遅相（同図（ｉ））、あるいは、
進相電流（同図（ｊ））などが流れる。いずれの場合
も、電流のピーク値が非常に大きく、スイッチング素子
のストレスも大きくなる。そこで、この対策として、ス
イッチング素子に流れる電流を検出して、そのピーク値
があるレベルを越えたときに、スイッチング素子にスト
レスが加わらないように制御することが考えられる。そ
の制御方式としては、発振周波数を強制的に高い周波数
に固定して、スイッチング素子に流れる電流を抑える方
式や、あるいは発振を停止させてしまう方式などがあ
る。しかしながら、過電流検出回路を設けていても、電
源投入時にスイッチング素子に流れる電流のピーク値I
_Q2pは、第６図（ｋ）に示すように、電源投入と同時に
急激に増加するために、過電流を検出したときには、既
にスイッチング素子に大電流が流れ込んでいるので、ス
イッチング素子へとストレスを軽減し得ないという問題
がある。

他の従来例として、第７図に示すような制御方式（特
願昭62−6483号）がある。これは、インバータ回路を放
電灯の予熱時に所定の周波数で一定時間発振させた後、
時間の経過と共に、発振周波数を点灯周波数まで滑かに
変化させる方式である。この場合の回路構成について
は、第５図の回路と同じとする。第７図（ａ）はこの従
来例における発振周波数ｆの時間的変化とコンデンサC₂
の両端電圧V_C2との関係を示している。また、この場合
におけるコンデンサC₂に流れる電流I_C2と放電灯ｌに流
れる電流Ilの時間的な変化を第７図（ｂ），（ｃ）に示
す。

この従来例の場合、十分な予熱電流を得られるため、
放電灯寿命を損なうことはなく、また、予熱時の周波数
f₁と点灯時の周波数f₂との間に、共振点f₀が含まれるた
め、周波数f₁でスイッチング素子に流れる遅相モードの
電流波形と同じ電流波形の状態で点灯させるので、進相
モードの電流が流れることはなく、スイッチング素子に
大きなストレスを加えることもない。しかしながら、こ
の場合においても、先の従来例のように、無負荷時の電
源投入によって同様の問題が生じる。

他の従来例として、第８図に示すようなソフトスター
ト的な点灯方式も提案されている。この場合の回路構成
についても、第５図の回路と同じとする。第８図（ａ）
は発振周波数ｆの時間的な変化を示すものであり、時間
の経過とともに周波数を徐々に下げ、点灯時に所定の電
流が得られる周波数f₂まで変化させる制御方式である。
この場合において、コンデンサC₂に流れる電流I_C2と放
電灯ｌに流れる電流Ilの時間的な変化を第８図（ｃ），
（ｄ）に示す。

この従来例の場合、第８図（ｂ）に示す共振特性曲線
から分かるように、発振周波数ｆを周波数f₁から徐々に
下げて周波数f₂に至るまでの間に、必ず共振点f₀を通る
ので、放電灯ｌはスイッチング素子の電流が遅相モード
の状態で十分な高電圧を印加されて点灯することにな
り、第６図に示す制御方式のように、進相モードで放電
灯が点灯するということはなくなる。

また、放電灯ｌが無い状態で電源投入された場合にお
いてもスイッチング素子に流れる電流は最初は小さい値
を取り、その後、発振周波数の減少に伴って徐々に増加
するので、そのピーク値I_Q2pは、第８図（ｅ）のように
変化し、検出レベルを越えた場合には、スイッチング素
子に流れる電流がスイッチング素子を破壊するレベルに
到達するまでに保護回路を動作させることができる。

しかしながら、この従来例にあっては、周波数の高い
ところから周波数を徐々に下げるものであるから、電源
投入後、放電灯ｌが点灯するまでの時間の大半で予熱電
流が得られなくなり、放電灯寿命に問題が生ずる。

（発明の目的）本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであ
り、その目的とするところは、予熱時間中には十分な予
熱電流を得られるようにすると共に、始動時における無
負荷の異常発振を確実に検出可能とすることにより、ス
イッチング素子に大きなストレスが加わらないようにし
た放電灯点灯装置を提供することにある。

（発明の開示）本発明に係る放電灯点灯装置にあっては、上記の目的
を達成するために第１図乃至第４図に示すように、発振
周波数ｆが可変のインバータ回路の発振出力にて放電灯
ｌを点灯させる放電灯点灯装置において、電源投入後、
インバータ回路の発振周波数ｆを予熱周波数f₁よりも点
灯周波数f₂から離れた所定の周波数f₁′より予熱周波数
f₁まで予熱時間（t₁−t₁′）に比べて十分に短い時間
t₁′の経過と共に滑かに変化させ、予熱時間中は予熱周
波数f₁を保った後、時間の経過と共に点灯周波数f₂まで
滑かに変化させる周波数制御部４と、スイッチング素子
に流れる過電流を検出する過電流検出部６を備えて成る
ことを特徴とするものである。

第１図（ａ）は、本発明における発振周波数ｆの時間
的変化とコンデンサC₁の両端電圧V_C1との関係を示して
いる。この場合の回路構成については、第５図の回路と
同じとする。発振周波数ｆは、電源投入時、予熱のため
の周波数f₁よりもさらに高い周波数f₁′に設定され、予
熱時間t₁に比べて無視できるほど短い時間t₁′の間に直
線的に予熱周波数f₁に変化される。このため、スイッチ
ング素子Q₂に流れる電流のピーク値I_Q2pは、第１図
（ｄ）に示すように、傾きを持って増加し、過電流検出
レベルを越えた場合には、スイッチング素子が破壊され
る程のストレスが加わる前に確実に検出できる。これに
よって、スイッチング素子に加わるストレスを軽減する
ことができる。また、この後、発振周波数は、予熱時間
（t₁−t₁′）の間は周波数f₁に固定されており、この状
態で放電灯ｌのフィラメントが十分に予熱されるので、
放電灯寿命が損なわれることはない。また、この例の場
合、予熱時の周波数f₁と点灯時の周波数f₂との間に共振
点f₀が含まれるために、周波数f₁でスイッチング素子に
流れる遅相モードの電流波形と同じ電流波形の状態で点
灯されることになり、進相モードの電流な流れなくな
る。なお、第１図（ｂ），（ｃ）にコンデンサC₁に流れ
る電流I_C1及び放電灯ｌに流れる電流Ilの時間的変化を
それぞれ示す。

以下、本発明の実施例について説明する。

実施例１第２図は本発明の一実施例の回路図である。本実施例
において、従来例回路と同一の機能を有する部分には同
一の符号を付して重複する説明は省略する。負荷回路と
しては、非電源側に予熱用のコンデンサC₂を、電源側に
コンデンサC₁を並列接続された放電灯ｌと、インダクタ
ンスＬの直列回路が接続されている。負荷回路の固有振
動周波数は、インダクタンスＬとコンデンサC₁,C₂とで
ほぼ定まる。

直流電源Ｅの両端には、抵抗R₁,コンデンサC₃の直列
回路よりなる制御部電源回路が接続されている。コンデ
ンサC₃の電圧は、抵抗R₅とツェナダイオードZDの直列回
路に印加されている。ツェナダイオードZDの両端に発生
した基準電圧は、コンパレータCPの反転入力端子に印加
されている。コンパレータCPの非反転入力端子にはコン
デンサC₆の電圧が印加されている。コンデンサC₆はトラ
ンジスタQ₄を介して、コンデンサC₃の充電電圧にて充電
される。トランジスタQ₄には、カレントミラー回路を構
成するように、トランジスタQ₃が接続されている。各ト
ランジスタQ₃,Q₄の電流利得hfeが十分に大きいとする
と、トランジスタQ₄に流れる電流は、トランジスタQ₃に
流れる電流と同じになる。トランジスタQ₃は、抵抗R₂,R
₃,R₄の直列回路を介してコンデンサC₃の両端に接続され
ている。抵抗R₃,R₄の直列回路にはコンデンサC₄とトラ
ンジスタQsが、抵抗R₄にはコンデンサC₅とトランジスタ
Q₅がそれぞれ並列接続されている。

トランジスタQ₅のベースには、抵抗R₇を介してタイマ
ー回路３の出力が接続されている。タイマー回路３は、
予熱時間を設定するものであり、直流電源Ｅが投入され
て、コンデンサC₃の充電電圧が上昇してから、所定の時
間だけ高レベルの信号を出力する。したがって、トラン
ジスタQ₃に流れる電流は、電源投入後、抵抗R₂によって
決まる値から、コンデンサC₄の充電電圧の上昇につれて
減少し、コンデンサC₄の充電後は一定時間抵抗R₂,R₃に
よって決まる一定値となる。トランジスタQ₅がオフされ
ると、コンデンサC₅の充電電圧の上昇につれて徐々に減
少し、最終的には、抵抗R₂,R₃,R₄の直列抵抗によって決
まる一定値となる。このCR回路によって、周波数制御部
４が構成されている。

また、トランジスタQ₂のエミッタには、過電流検出用
の抵抗Rsが直列的に接続され、トランジスタQ₂と抵抗Rs
の接続点には、過電流検出回路６が接続されている。さ
らに、過電流検出回路６には、ラッチ回路５が接続され
ている。ラッチ回路５の出力は、抵抗R₈を介してトラン
ジスタQsのベースへ接続されている。正常動作時におい
ては、トランジスタQsはオフ状態であるが、スイッチン
グ素子Q₂に過電流が流れると、抵抗Rsでの電圧降下の増
大が過電流検出回路６により検出され、ラッチ回路５の
出力によって抵抗R₈を介してトランジスタQsがオン状態
に保たれる。トランジスタQsがオンした後は、トランジ
スタQ₃に流れる電流は、抵抗R₂のみで決定される一定値
となる。

コンデンサC₆の両端電圧は、タイマーICtmの２番,6番
及び７番端子に接続されている。このタイマーICtmは、
汎用のタイマーIC（NEC製μPD15555）であり、周知のよ
うに、トリガ端子（２番端子）が（1/3）Vcc以下になる
と、トリガされて出力端子（３番端子，図示せず）が高
レベルとなり、放電端子（７番端子）は高インピーダン
スとなる。また、スレショルド端子（６番端子）が（2/
3）Vccになると出力端子（３番端子）が低レベルとな
り、放電端子（７番端子）も低レベルとなる。このた
め、コンデンサC₆の両端には鋸歯状波電圧が発生する。
この電圧がコンパレータCPにて基準電圧と比較されて、
コンパレータCPからは矩形波の発振出力が得られる。

コンパレータCPの出力は、ＤフリップフロップFFによ
り分周される。ＤフリップフロップFFの出力Q,、NAND
ゲートG₁,G₂の一方の入力にそれぞれ接続されている。
また出力はデータ入力Ｄに接続されている。クロック
入力Ｃには、前述のコンパレータCPの出力が接続されて
いる。クロック入力Ｃが低レベルから高レベルに立ち上
がる度に、ＤフリップフロップFFの出力は反転し、出力
Q,からはコンパレータCPの出力を２分の１に分周した
デューティファクター50％の矩形波が得られる。一方コ
ンパレータCPの出力は、インバータゲートG₃,G₄と抵抗R
₆を介して、NANDゲートG₁,G₂の他方の入力に接続されて
いる。各NANDゲートG₂,G₁の出力は、それぞれ、スイッ
チング素子Q₁,Q₂の駆動回路1,2に入力されている。した
がって、スイッチング素子Q₁,Q₂の駆動信号は、一方が
高レベルで他方が低レベルである第１の期間と、一方が
低レベルで他方が高レベルである第２の期間とが交番す
る信号となり、第１の期間と第２の期間との間に、両方
の出力が共に低レベルである第３の期間が存在する。こ
の第３の期間は、スイッチング素子Q₁,Q₂が共にオンに
ならないようにするためのデットオフタイムであり、オ
ン状態のスイッチング素子の電荷蓄積時間等を考慮した
短い時間で良く、第２図回路では、コンパレータCPの出
力が低レベルである期間によって決定されている。

以上の構成により、第１図（ａ）に示すような周波数
制御を行うことができる。すなち、直流電源Ｅを投入す
ると、タイマー回路３の出力により一定時間トランジス
タQ₅がオンする。従って、インバータ回路の発振周波数
は、最初はコンデンサC₆と抵抗R₂の値によって決定され
る周波数f₁′となり、その後、コンデンサC₄の充電電圧
の上昇につれて滑らかに減少する。コンデンサC₄の充電
後は、コンデンサC₆と抵抗R₂,R₃の値によってほぼ定ま
った値となり、周波数f₁で予熱が行われる。次に、タイ
マー回路３のタイマー時間t₁が経過すると、その出力が
低レベルとなり、トランジスタQ₅がオフとなる。このた
め、コンデンサC₅が徐々に充電され、その充電電圧は抵
抗R₂,R₃とR₄の分圧電圧に至る。このとき、インバータ
回路の発振周波数は前述の予熱時の周波数f₁か、抵抗
R₂,R₃,R₄とコンデンサC₆により決まる周波数f₂へ徐々に
変化する。この周波数の変化の途中で放電灯ｌが点灯す
る。上記各動作中に、スイッチング素子Q₂に過電流が流
れた場合には、トランジスタQsがオンされるので、発振
周波数は、抵抗R₂で決まる発振周波数f₁′に固定され、
スイッチング素子Q₂に流れる電流を減少させることがで
きる。なお、コンデンサC₄の容量を比較的小さく設定し
ておけば、周波数f₁′から周波数f₁への移行は比較的速
やかに行うことができ、予熱時間を長く確保する上で
は、コンデンサC₄の容量は小さく設定することが望まし
い。ただし、コンデンサC₄の容量は、過電流抑制動作が
スイッチング素子Q₂のストレス低減のために有効に作用
するための時間t₁′を確保できるように設定しておく必
要がある。

実施例２第３図は本発明の他の実施例の回路図である。本実施
例にあっては、インバータ回路として周知のプッシュプ
ル回路を用いている。インバータ回路の発振トランスOT
は、１次巻線に中間タップを有するリーケージトランス
よりなり、スイッチング素子Q₁,Q₂が交互に導通するこ
とにより、２次巻線に接続された負荷回路に交番電流が
流れる。負荷回路としては、実施例１に用いたのと同様
の回路が接続されているが、インダクタンスＬの代わり
に発振トランスOTのリーケージインダクタンスを用いて
いる。

インバータ回路の制御部には、スイッチングレギュレ
ータ用IC（NEC製μPC494）よりなる発振回路７を用いて
いる。この発振回路７の発振周波数は５番端子に接続さ
れたコンデンサC₈の容量と、６番端子に接続された抵抗
値より決まる。また４番端子は、14番端子の基準電圧を
抵抗R₉,R₁₀にで分圧した電位を入力され、これによりス
イッチング素子Q₁,Q₂のデットオフタイムを定めてい
る。また13番端子は２石用に使用する為に抵抗R₁₂を介
して高レベルの信号を与えている。抵抗R₁₃,R₁₄は発振
回路７の内部のオープンコレクタのトランジスタのコレ
クタ抵抗として用いている。

本実施例に用いる周波数制御部４の構成及び動作につ
いては実施例１の場合と同じであるので、重複する説明
は省略する。

実施例３第４図は本発明のさらに他の実施例の回路図である。
本実施例は１石式のインバータ回路であり、スイッチン
グ素子Q₁として電力用のMOSFETを用いている。スイッチ
ング素子Q₁にはコンデンサC₀が並列接続されており、こ
のスイッチング素子Q₁を介して、リーケージトランスよ
りなる発振トランスOTの１次側巻線が直流電源Ｅに接続
されている。発振トランスOTの２次側巻線には、実施例
２の場合と同様の負荷回路が接続されている。なお、こ
の場合、スイッチング素子Q₁の逆方向電流は、MOSFETの
寄生ダイオードを介して流れる。

抵抗R₁,コンデンサC₃の直列回路は、直流電源Ｅの両
端には接続されており、スイッチング素子Q₁の駆動回路
及び制御回路に電源電圧Vccを与えている。まず、スイ
ッチング素子Q₁の駆動回路について説明する。コンデン
サC₃には、抵抗R₁₅を介してトランジスタQ₆が接続され
ている。トランジスタQ₆のコレクタは、トランジスタ
Q₇,Q₈のベースに接続されている。トランジスタQ₇,Q₈の
エミッタは、抵抗R₁₆を介して接続され、トランジスタQ
₇,Q₈のコレクタはそれぞれコンデンサC₃の両端に接続さ
れている。トランジスタQ₆がオンすると、そのコレクタ
電位が低下するので、トランジスタQ₇がオフ状態、トラ
ンジスタQ₈がオンできる状態となり、スイッチング素子
Q₁のゲートは、抵抗R₁₇,トランジスタQ₈を介して、グラ
ンドレベルにプルダウンされる。トランジスタQ₆がオフ
すると、そのコレクタ電位が上昇するので、トランジス
タQ₈がオフ、トランジスタQ₇がオンとなり、抵抗R₁₆,R
₁₇,R₁₈の直列回路にコンデンサC₃の充電電圧が印加さ
れ、抵抗R₁₈の両端に生じる分圧電圧によりスイッチン
グ素子Q₁のゲート電位が上昇する。これによって、スイ
ッチング素子Q₁のゲート電圧駆動されるものである。

次に、スイッチング素子Q₁の制御回路について説明す
る。tm₁,tm₂は汎用のタイマーIC（NEC製μPD15555）で
ある。タイマーICtm₁の時定数回路を構成する抵抗R₁₉,R
₂₀,コンデンサC₉の直列回路には電源電圧Vccが印加され
ている。抵抗R₁₉とR₂₀の接続点はタイマーICtm₁の放電
端子（７番端子）に接続され、抵抗R₂₀とコンデンサC₉
の接続点はタイマーICtm₁のスレショルド端子（６番端
子）及びトリガ端子（２番端子）に接続されている。こ
れによって、タイマーICtm₁は無安定マルチバイブレー
タとして動作する。その発振周波数は、抵抗R₁₉,R₂₀及
びコンデンサC₉の時定数と、制御端子（５番端子）の電
圧によって決まる。タイマーICtm₁の出力端子（３番端
子）は、タイマーICtm₂のトリガ端子（２番端子）に接
続されている。

タイマーICtm₂の時定数回路を構成する抵抗R₂₁,コン
デンサC₁₁の直列回路には、電源電圧Vccが印加されてい
る。抵抗R₂₁とコンデンサC₁₁の接続点はタイマーICtm₂
の放電端子（７番端子）及びスレショルド端子（６番端
子）に接続されている。タイマーICtm₂の制御端子（５
番端子）はコンデンサC₁₀を介して接地されている。こ
れによって、タイマーICtm₂は単安定なマルチバイブレ
ータとして動作する。タイマーICtm₂の出力端子（３番
端子）は、前述のスイッチング素子Q₁の駆動回路におけ
るトランジスタQ₆のベースに接続されている。

周波数制御部４の構成については、実施例１の場合と
ほぼ同様である。電源投入後、一定時間はタイマー回路
３の出力が高レベルでトランジスタQ₅がオンであるの
で、オペアンプOPには、まず抵抗R₂と抵抗R₀,R₃,R₄の並
列回路との分圧電圧が入力され、オペアンプOPにて低イ
ンピーダンス化されて、タイマーICtm₁の制御端子（５
番端子）に入力され、電源投入時の発振周波数f₁′が決
定される。コンデンサC₄の充電電圧の上昇に伴って発振
周波数は低下し、コンデンサC₄の充電後、トランジスタ
Q₅がオフするまでの間は、抵抗R₀,R₄の並列回路と抵抗R
₂との分圧電圧によって、発振周波数f₁に決定される。
タイマーICtm₂よりなる単安定マルチバイブレータは、
スイッチング素子Q₁のオフ期間を決定するために用いら
れている。

次にタイマー回路３のタイマー時間t₁の経過後におい
ては、トランジスタQ₅がオフし、抵抗R₀を介してコンデ
ンサC₅が充電されるので、オペアンプOPへの入力電圧
は、予熱時に比べて徐々に高くなり、それによってタイ
マーICtm₁の発振周波数が徐々に低くなる。この変化に
より、予熱時の発振周波数f₁から点灯時の発振周波数f₂
へとスムーズに移行するようになっている。

上記各動作中に、スイッチング素子Q₁に過電流が流れ
ると、抵抗Rsでの電圧降下の増大が、過電流検出回路６
により検出され、ラッチ回路５の出力により抵抗R₈を介
してトランジスタQsがオン状態とされ、スイッチング素
子Q₁をオフさせることによって、インバータ回路の発振
を停止させ、スイッチング素子Q₁へのストレスを軽減す
るものである。

（発明の効果）本発明は上述のように、発振周波数可変のインバータ
回路を用いた放電灯点灯装置において、電源投入後、イ
ンバータ回路の発振周波数を予熱周波数よりも点灯周波
数から離れた所定の周波数より予熱周波数まで滑らかに
変化させると共に、過電流検出を行うようにしたから、
無負荷の電源投入による過電流を確実に検出することが
でき、スイッチング素子に加わるストレスを低減できる
という効果がある。無負荷時でない通常の状態において
は、上記動作は予熱時間に比べて十分に短い時間の経過
により速やかに終了し、その後、一定時間予熱周波数で
発振した後、時間の経過と共に発振周波数を点灯周波数
まで滑らかに変化させることによって、十分な予熱電流
を得ることができ、したがって、放電灯の寿命を損なう
こともないという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の動作説明図、第２図は本発明の一実施
例の回路図、第３図は本発明の他の実施例の回路図、第
４図は本発明のさらに他の実施例の回路図、第５図は従
来例の回路図、第６図は同上の動作説明図、第７図は他
の従来例の動作説明図、第８図はさらに他の従来例の動
作説明図である。Ｅは直流電源、Q₁,Q₂はスイッチング素子、ｌは放電
灯、３はタイマー回路、４は周波数制御部、６は過電流
検出回路である。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】発振周波数が可変のインバータ回路の発振
出力にて放電灯を点灯させる放電灯点灯装置において、
電源投入後、インバータ回路の発振周波数を予熱周波数
よりも点灯周波数から離れた所定の周波数より予熱周波
数まで予熱時間に比べて十分に短い時間の経過と共に滑
らかに変化させ、予熱時間中は予熱周波数を保った後、
時間の経過と共に点灯周波数まで滑らかに変化させる周
波数制御部と、スイッチング素子に流れる過電流を検出
する過電流検出部を備えて成ることを特徴とする放電灯
点灯装置。