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JP2674341B2 - 電力変換装置のスナバ回路 - Google Patents

電力変換装置のスナバ回路

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JP2674341B2
JP2674341B2 JP3063002A JP6300291A JP2674341B2 JP 2674341 B2 JP2674341 B2 JP 2674341B2 JP 3063002 A JP3063002 A JP 3063002A JP 6300291 A JP6300291 A JP 6300291A JP 2674341 B2 JP2674341 B2 JP 2674341B2
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inductor
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voltage
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Mitsubishi Electric Corp
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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、電力変換装置におけ
るスイッチング損失を低減する電力変換装置のスナバ回
路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１８は電力変換装置の一種である降圧
チョッパ回路に使用した従来のスナバ回路の一例を示す
ものである。図において、１は直流電源、４は直流電源
１の正側の電源端子２に接続したスイッチング素子であ
り、ＭＯＳＦＥＴ、トランジスタ、ＩＧＢＴ、ＳＩＴ等
の電子スイッチを使用する。５はダイオードであり、ス
イッチング素子４と直流電源１の負の電源端子３間に接
続されている。７はスイッチング素子４とダイオード５
の直列接続体の接続点６に接続された直流リアクトル、
８は直流リアクトル７に接続された負荷である。１２は
従来のスナバ回路であり、接続点６と電源端子２の間に
接続されたコンデンサ９、抵抗１０、ダイオード１１に
より構成されている。
【０００３】図１９は図１８の降圧チョッパ回路に使用
した従来のスナバ回路の動作を説明するための波形図で
あり、（ａ）はスイッチング素子４のＯＮ／ＯＦＦ動
作、（ｂ）はスイッチング素子４の電圧波形、（ｃ）は
スイッチング素子４の電流波形、（ｄ）は抵抗１０の電
流波形、（ｅ）はダイオード５の電流波形を示す。
【０００４】次に、従来のスナバ回路の動作を説明す
る。図１９（ａ）に示すように、時間８０においてスイ
ッチング素子４がＯＮすると、それ以前はダイオード５
と直流リアクトル７、負荷８からなるループを流れてい
た電流が、スイッチング素子４を通り直流リアクトル７
を介して負荷８に流れる。スイッチング素子４がＯＦＦ
からＯＮになる瞬間の８１において、（ｅ）８１に示す
ように、ダイオードのリカバリ特性による非常に大きな
サージ電流がダイオード５の逆方向に流れる。従って
（ｃ）８２に示すようにスイッチング素子４のＯＮ時に
は大きなサージ電流が流れる。
【０００５】また、接続点６の電圧はスイッチング素子
４がＯＮすることにより上昇し、この結果として、コン
デンサ９を通り抵抗１０に電流が流れる。この時、ダイ
オード１１には逆方向であるので電流は流れない。この
抵抗１０に流れる電流を図１９（ｄ）に示す。この電流
波形から判るように、抵抗１０を流れる電流のピーク値
は抵抗１０の値と直流電源１の電圧により決まり、電流
の減衰時定数は抵抗１０とコンデンサ９により決まる。
即ち、減衰時定数はスイッチング素子４がＯＮしている
間にコンデンサ９が放電するように決められる。コンデ
ンサ９の静電容量はスイッチング素子４がＯＦＦすると
きの、（ｂ）８３に示すスイッチング素子４の電圧の上
昇率（ｄｖ／ｄｔ）により決められる。従って、この降
圧チョッパ回路の動作周波数が高周波になるほど抵抗１
０の値は小さくなる。従って、（ｃ）に示すスイッチン
グ素子４の電流波形８２のごとく、スイッチング素子４
のＯＮ時にはダイオード５のリカバリサージ電流８１と
スナバ回路１２の抵抗１０に流れる電流８４と直流リア
クトル７に流れる電流８５の合計がスイッチング素子４
に流れる。また、スイッチング素子４のＯＮ電圧は
（ｂ）８９に示すように比較的高く、電流と電圧がとも
に高い期間が存在する。
【０００６】図１９（ａ）に示すように、時間８６にお
いてスイッチング素子４がＯＦＦすると、スイッチング
素子４の電圧が上昇しようとするが、スナバ回路１２の
ダイオード１１とコンデンサ９を通って電流が流れ、
（ｂ）８３に示すようにスイッチング素子の電圧上昇率
（ｄｖ／ｄｔ）を制限する。このため、（ｃ）８７に示
すように、スイッチング素子４の電流はすみやかにゼロ
になる。この時スイッチング素子４の電圧はゼロである
のでスイッチング素子４のスイッチング損失は発生しな
い。コンデンサ９の電圧が直流電源１の電圧に達したと
き、（ｅ）８８に示すように、ダイオード５がＯＮし、
直流リアクトル７には継続して電流が流れる。
【０００７】図２０は電力変換装置の一種であるハーフ
ブリッジインバータ回路に使用した従来のスナバ回路の
一例を示すものである。図において、直流電源２９、３
０の直列回路に接続したスイッチング素子３１とスイッ
チング素子３２の直列接続体の接続点６と直流電源２
９、３０の接続点３３の間に負荷８を接続する。更に、
スイッチング素子３１に並列にコンデンサ２１、抵抗２
２、ダイオード２３により構成されるスナバ回路２０
を、また、スイッチング素子３２に並列にコンデンサ２
６、抵抗２７、ダイオード２８により構成されるスナバ
回路２５を接続する。
【０００８】図２０に示したハーフブリッジインバータ
回路において、スイッチング素子３２がＯＦＦすると共
にスイッチング素子３１がＯＮすると、それ以前はスイ
ッチング素子３２と負荷８を流れていた電流が、スイッ
チング素子３１を通り負荷８に流れる。この時スイッチ
ング素子３２が有する、又は外付けされた逆方向ダイオ
ード（図示せず）のリカバリ特性による非常に大きなサ
ージ電流が流れる。また、接続点６の電圧がスイッチン
グ素子３１をＯＮすることにより上昇し、コンデンサ２
１を通り抵抗２２に電流が流れる。この時、ダイオード
１１には逆方向に接続されているので電流は流れない。
また、コンデンサ２６を通りダイオード２８に電流が流
れる。この回路は抵抗成分が無いのでスイッチング速度
が速いと大きな電流が流れる。
【０００９】以上のように、スイッチング素子３１のＯ
Ｎ時にはスイッチング素子３２のリカバリサージ電流
と、スナバ回路２５のコンデンサ２６とダイオード２８
に流れる電流と、スナバ回路２０のコンデンサ２１と抵
抗２２に流れる電流と、負荷８に流れる電流の合計がス
イッチング素子３１に流れる。従って、スイッチング素
子３１のＯＮ時には非常に大きなサージ電流が流れる。
また、同様にスイッチング素子３２のＯＮ時にも非常に
大きなサージ電流が流れる。また、ＯＮ時のスイッチン
グ素子３１、３２のＯＮ電圧は電流が大きいので高く、
電流と電圧がともに高い期間が存在する。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】従来の電力変換装置の
スナバ回路は以上のように構成されており、例えば、図
１８に示したスナバ回路１２は、スイッチング素子４の
ＯＮ時において、ダイオード５のリカバリサージ電流と
スナバ回路１２の抵抗１０に流れる電流と直流リアクト
ル７に流れる電流の合計がスイッチング素子４に流れ、
かつ、スイッチング素子４のＯＮ電圧は比較的高く、電
流と電圧の高い期間が存在するのでスイッチング素子４
のスイッチング損失が非常に大きいと共に、ダイオード
５に高いリカバリ電流が流れるのでダイオード５のスイ
ッチング損失も大きく、また、抵抗１０に流れる電流は
すべて発熱（損失）となる。また、図２０に示したスナ
バ回路２０、２５はスイッチング素子３１、３２のＯＮ
時には非常に大きなサージ電流が流れるとともに、ＯＮ
電圧も高いのでスイッチング損失が非常に大きいと共
に、抵抗２２、２７に流れる電流はすべて発熱（損失）
となる。従って、これらのスナバ回路を使用した電力変
換装置は、効率が低くなってしまう等の問題点があっ
た。
【００１１】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、スイッチング損失を低減できる
電力変換装置のスナバ回路を得ることを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】第１の発明に係わる電力
変換装置のスナバ回路は直流電源に接続されたスイッチ
ング素子と、直流リアクトル及び第１のダイオードとを
備えた直流チョッパ形の電力変換装置における、上記第
１のダイオードに直列に接続された第１のインダクタ
と、上記直流電源に接続された第２のダイオード、第２
のインダクタ及び第３のダイオードからなる直列回路
と、上記第２のインダクタと上記第３のダイオードの接
続点と上記スイッチング素子の出力側との間、もしくは
上記スイッチング素子の出力側に接続された上記第１の
インダクタの上記第１のダイオードとの接続点との間に
接続されたコンデンサを備えたものである。
【００１３】また、第２の発明に係わる電力変換装置の
スナバ回路は第１の発明に係わる電力変換装置のスナバ
回路において、第１のインダクタと第１のダイオードの
接続点とスイッチング素子が接続されている電源側との
間に挿入された第４のダイオードを備えたものである。
【００１４】また、第３の発明に係わる電力変換装置の
スナバ回路は第１及び第２の発明に係わる電力変換装置
のスナバ回路において、スイッチング素子が接続されて
いる電源側と、上記スイッチング素子が接続されている
電源側とは極性が異なる第３のダイオードの電源側間に
挿入された第２のコンデンサを備えたものである。
【００１５】また、第４の発明に係わる電力変換装置の
スナバ回路は第１及び第３の発明に係わる電力変換装置
のスナバ回路において、第２のダイオードと第２のイン
ダクタの接続点と第３のダイオードの電源側間に挿入さ
れた第２のスイッチング素子を備えたものである。
【００１６】また、第５の発明に係わる電力変換装置の
スナバ回路は直流電源に接続されたスイッチング素子
と、直流リアクトル及び第１のダイオードとを備えた直
流チョッパ形の電力変換装置における、上記スイッチン
グ素子と第１のダイオードの間に接続された第１のイン
ダクタと、上記直流電源に接続された第２のダイオー
ド、第３のダイオード、第２のインダクタ及び第４のダ
イオードからなる直列回路と、上記第２のインダクタと
上記第４のダイオードの接続点と上記スイッチング素子
と第１のインダクタの接続点との間に接続された第１の
コンデンサと、上記第２のダイオードと上記第３のダイ
オードの接続点と上記第１のインダクタと上記第１のダ
イオードの接続点との間に接続された第２のコンデンサ
とを備えたものである。
【００１７】また、第６の発明に係わる電力変換装置の
スナバ回路は第１及び第２の発明に係わる直流電源に接
続された第１及び第２のスイッチング素子の直列回路を
備えた電力変換装置における、上記第１スイッチング素
子と第２のスイッチング素子間に直列に挿入された第１
及び第２のインダクタを備え、上記第１及び第２のイン
ダクタの接続点を負荷への電力供給点とすると共に、上
記直流電源に、上記第１及び第２のスイッチング素子の
直列回路に並列に接続された第５及び第２のダイオー
ド、第２のインダクタ及び第３のダイオードからなる直
列回路と、上記第１スイッチング素子と第１のインダク
タの接続点と上記第２のインダクタと上記第３のダイオ
ードの接続点との間に挿入された第１のコンデンサと、
上記第２のインダクタと第２スイッチング素子の接続点
と上記第５のダイオードと上記第２のダイオードの接続
点との間に挿入された第２のにコンデンサとを備えたも
のである。
【００１８】
【作用】第１の発明における第１のインダクタは第１の
ダイオードに直列に接続され、スイッチング素子のＯＮ
時における上記第１のダイオードへのサージ電流を制限
して上記スイッチング素子の電流の上昇率を押え、その
電圧を急激に低下させ、第２のダイオード、第２のイン
ダクタ及び第３のダイオードからなる直列回路とコンデ
ンサは上記スイッチング素子のＯＦＦ時における電流を
ほぼゼロにし、かつ、その電圧の上昇率を押える。
【００１９】また、第２の発明における第４のダイオー
ドは第１のインダクタと第１のダイオードの接続点とス
イッチング素子が接続されている電源側との間に挿入さ
れ、上記第１のインダクタと第１のダイオードの接合容
量との直列共振による高電圧の発生を押える。
【００２０】また、第３の発明における第２のコンデン
サはスイッチング素子が接続されている電源側と第３の
ダイオードの電源側間に挿入され、配線インダクタンス
によるスナバ回路の効果が低下することを防止する。
【００２１】また、第４の発明における第２のスイッチ
ング素子は第２のダイオードと第２のインダクタの接続
点と第３のダイオードの電源側間に挿入され、第１のス
イッチング素子がＯＦＦする瞬間における上記第１のス
イッチング素子の電流をほぼ０にすべく上記第２のイン
ダクタの電流を所定値以上に制御する。
【００２２】また、第５の発明における第１のダイオー
ドに直列に接続された第１のインダクタと、第２及び第
３のダイオード、第２のインダクタ及び第４のダイオー
ドからなる直列体、及び第１及び第２のコンデンサから
なる回路は幅広い導通率の範囲でスイッチング素子のＯ
Ｎ時における上記第１のダイオードへのサージ電流を制
限して上記スイッチング素子の電流の上昇率を押え、そ
の電圧を急激に低下させ、上記スイッチング素子のＯＦ
Ｆ時における電流をほぼゼロにし、かつ、その電圧の上
昇率を押え、上記第１のインダクタと第１のダイオード
の接合容量との直列共振による高電圧の発生を押える。
【００２３】また、第６の発明における第１及び第２の
インダクタは第１スイッチング素子と第２のスイッチン
グ素子間に直列に挿入され、上記第１及び第２のスイッ
チング素子の何れか一方におけるＯＮ時における他方の
スイッチング素子へのサージ電流を制限して上記第１及
び第２のスイッチング素子の電流の上昇率を押え、その
電圧を急激に低下させ、第１及び第２のダイオード、第
３のインダクタ及び第３のダイオードからなる直列回路
と第１及び第２のコンデンサは上記スイッチング素子の
ＯＦＦ時における電流をほぼゼロにし、かつ、その電圧
の上昇率を押える。
【００２４】
【実施例】実施例１．第１及び第２の発明の一実施例を
図１〜図２により説明する。図中、従来例と同じ符号で
示されたものは従来例のそれと同一もしくは同等なもの
を示す。図１は電力変換装置の一種である降圧チョッパ
回路に使用した第１の発明によるスナバ回路の一実施例
を示すものである。図において、４０はスナバ回路であ
り、スイッチング素子４とダイオード５との間に接続し
た第１のインダクタとしてのインダクタ４６と、電源端
子２と電源端子３との間に接続された第２のダイオード
としてのダイオード４１、第２のインダクタとしてのイ
ンダクタ４２及び第３のダイオードとしてのダイオード
４４からなる直列体と、インダクタ４２とダイオード４
４の接続点４８と、接続点６との間に接続されたコンデ
ンサ４３とから構成される。なお、スイッチング素子４
として実際には、ＭＯＳＦＥＴ、トランジスタ、ＩＧＢ
Ｔ、ＳＩＴ等の電子スイッチが使用される。
【００２５】図２は図１の降圧チョッパ回路に使用した
スナバ回路の動作を説明する波形図であり、（ａ）はス
イッチング素子４のＯＮ／ＯＦＦ動作、（ｂ）はスイッ
チング素子４の電圧波形、（ｃ）はスイッチング素子４
の電流波形、（ｄ）は接続点４８の電圧波形、（ｅ）は
コンデンサ４３の電圧波形、（ｆ）はダイオード５の電
流波形を示す。
【００２６】次に、動作を説明する。図２（ａ）に示す
ように、時間８０においてスイッチング素子４がＯＮす
ると、（ｃ）１０１に示すスイッチング素子の電流はほ
ぼインダクタ４６のインダクタンスにより決まる増加率
で増加する。スイッチング素子４がＯＮした瞬間は電流
はゼロであり、（ｂ）１００に示すようにスイッチング
素子４の電圧は急速に下がる。図２（ｆ）は、ダイオー
ド５の電流を示す。（ｆ）１０３に示すように、インダ
クタ４６のインダクタンスによりダイオード５にはスイ
ッチング素子４からサージ電流が流れずダイオード５の
リカバリ時間にあわせてすみやかに電流を減少させる。
従って、ダイオード５のリカバリによるスイッチング損
失を低減させることができる。
【００２７】また、スイッチング素子４がＯＮすると、
コンデンサ４３、インダクタ４２、ダイオード４１を通
って電流が流れるが、この時のコンデンサ４３の電圧波
形を図２（ｅ）に、接続点４８の電圧波形を図２（ｄ）
に示す。接続点４８の電圧はスイッチング素子４がＯＮ
したとき、（ｄ）１０４に示すようにコンデンサ４３の
充電電圧と直流電源１の和の電圧まで上昇する。この
時、ダイオード４４はＯＦＦのままである。インダクタ
４２はこれに流れる電流が連続になるようにかなり大き
いインダクタンスに設定する。従って、インダクタ４２
を流れる電流１０５はコンデンサ４３を充電し、接続点
４８の電圧を電源端子３の電位まで下げるように動作す
る。この時のコンデンサ４３の電圧波形を図２（ｅ）の
１０６に示す。（ｅ）１０７はダイオード４４がＯＮ
し、ダイオード４４、インダクタ４２、ダイオード４１
に電流が流れる場合のコンデンサ４３の電圧を示し、接
続点４８の電位は電源端子３の電位に保たれる。スイッ
チング素子４がＯＦＦする直前にはコンデンサ４３は接
続点４８が電源端子３、接続点６が電源端子２の電位に
接続された状態、即ち、直流電源１の電圧に充電され
る。
【００２８】次に、スイッチング素子４がＯＦＦしたと
きについて述べる。図２（ａ）に示すように、時間８６
においてスイッチング素子４がＯＦＦすると、スイッチ
ング素子４と直流リアクトル７を流れ、負荷８に流れて
いた電流１１６の代わりに、電流１１０がダイオード４
４とコンデンサ４３を通り、直流リアクトル７を介して
負荷８に流れるようになる。従って、スイッチング素子
４の電流は（ｃ）１１１に示すように急速にゼロにな
る。また、（ｂ）１１２に示すようにスイッチング素子
４の電圧の上昇率は、コンデンサ４３の容量と電流１１
０により決まる。コンデンサ４３の電圧はこの電流１１
０により（ｅ）１１３に示すように上昇する。スイッチ
ング素子４の電圧が（ｂ）１１２に示すように上昇する
と、接続点６の電圧は下がり負の電圧になる。接続点６
の電圧が負の電圧になると、ダイオード５に電流が流れ
始めインダクタ４６を通り直流リアクトル７に流れる。
従って（ｆ）１１４に示すようにダイオード５の電流は
インダクタ４６により決まる電流の上昇率で直流リアク
トル７に流れる電流１１５に達する。
【００２９】スイッチング素子４がＯＦＦした瞬間にお
いて、スイッチング素子４の電圧は（ｂ）１１２に示す
ようにゼロボルトであり、電流は（ｃ）１１１に示すよ
うに急速にゼロになるので、スイッチング素子４のＯＦ
Ｆ時においてもスイッチング損失は非常に少ない。ま
た、ダイオード５の電流も（ｆ）１１４に示すようにゆ
るやかに上昇してＯＮになるため、スイッチング損失及
びノイズが少ない。スイッチング素子４がＯＦＦした後
に流れる電流１１０によりコンデンサ４３が充電され、
また、ダイオード５がＯＮすると接続点６の電圧が負の
電圧からゼロ近くまで上昇するので、接続点４８の電圧
は（ｄ）１１７に示すようにコンデンサ４３に充電され
た電圧に上昇する。そして、この電圧によりインダクタ
４２に電流１０５を流す。この電流１０５は直流電源１
に回生されるので、従来のスナバ回路が抵抗で熱として
消費させているのに比べ、電力の損失は非常に少ない。
【００３０】なお、図１において、直流リアクトル７及
び負荷８の直列回路はスイッチング素子４とインダクタ
４６との接続点６に接続されているが、インダクタ４６
とダイオード５との接続点４７に接続しても同様な効果
がえられる。また、インダクタ４６は過飽和リアクトル
であってもよい。
【００３１】以上のように、実施例１による電力変換装
置におけるスナバ回路４０は、スイッチング素子４のＯ
Ｎ時に電流がゼロ、ＯＦＦ時に電圧がゼロになるように
してスイッチング損失を低減し、また、ダイオード５の
ＯＦＦ時のリカバリによるサージ電流の抑制によるダイ
オード５のスイッチング損失を低減する。また、スイッ
チングによりコンデンサ４３に蓄積された余剰エネルギ
ーを電流１０５として直流電源に回生するのでスイッチ
ング損失を低減し、電力効率の非常に良い電力変換装置
が得られる効果がある。さらに、スナバ回路４０はスイ
ッチング素子のＯＮ時間又はＯＦＦ時間が変わっても動
作することができるので、パルス幅制御により電力制御
ができる電力変換装置が得られる。
【００３２】図１における、接続点４７と電源端子２と
の間に第４のダイオードとしてのダイオード４５を接続
することにより、さらに、特徴のあるものがえられる。
図１において、スイッチング素子４がＯＮし、ダイオー
ド５がリカバリ時間後ＯＦＦした瞬間からダイオード５
の接合容量とインダクタ４６との間で直列共振し、高電
圧が発生する場合があるが、電源端子２と接続点４７間
に接続したダイオード４５にてこの高電圧を押さえるこ
とにより、ダイオード５がこの高電圧により破壊するこ
とを防止する。また、ダイオード５に並列にダイオード
５の接合容量と同程度の静電容量のコンデンサを接続す
ることにより、直列共振周波数を低くでき、ダイオード
５に発生する電圧を低くすることができる。
【００３３】実施例２．第３の発明による一実施例を図
３により説明する。図３において、４９はダイオード４
４のアノード近傍の接続点５０とスイッチング素子４が
接続している電源端子２側の接続点５１に挿入した第２
のコンデンサであり、このコンデンサ４９で接続点５０
と接続点５１間を最短距離に接続した点が図１とことな
り、ダイオード４４と直流電源１との配線距離が長くな
る場合、配線インダクタンス５０Ａが存在し、サージ電
圧を発生したり、スナバ回路としての動作が正常にでき
ない場合があるが、上記のように、ダイオード４４のア
ノード近傍の接続点５０とスイッチング素子４が接続し
ている電源端子２側の接続点５１にコンデンサ４９を介
して最短距離に接続することにより配線インダクタンス
５０Ａが大きくてもスナバ回路４０を正常に動作させる
ことができる。
【００３４】実施例３．第４の発明による一実施例を図
４により説明する。図４において、５２はインダクタ４
２とダイオード４１の接続点５３と、直流電源１の電源
端子３との間に接続した第２のスイッチング素子であ
り、このスイッチング素子５２を用いた点が図１に示し
たものと異なり、インダクタ４２の電流１０５が所定の
電流より下がった時に、スイッチング素子５２をＯＮさ
せ、インダクタ４２の電流を増加させ、一定値以上の電
流になるように制御する。
【００３５】このように構成することにより、コンデン
サ４３の充電電流を制御し、図２（ｄ）の波形１１８に
示すように、接続点４８の電圧をスイッチング素子４が
ＯＦＦする前に電源端子３の電位に下げ、スイッチング
素子４がＯＦＦする瞬間の電圧が確実にゼロになるよう
にする。このスイッチング素子５２によりインダクタ４
２の電流を制御することにより、スイッチング素子４の
ＯＮ期間またはＯＦＦ期間のスイッチング損失を広い期
間にわたってゼロにすることができる。特に、スイッチ
ング素子４のＯＮ期間が短いとき、インダクタ４２の電
流１０５を増加させ、スイッチング素子４がＯＦＦする
前に接続点４８の電圧が電源端子３の電位になるように
し、スイッチング損失がゼロの範囲を広くすることがで
きる。
【００３６】実施例４．図５は第１及び第２の発明によ
る他の実施例であり、直流電源１の電源端子２と３に接
続するスイッチング素子４とダイオード５を入れ替えた
接続である点が図１に示した回路と異なるが、図５のよ
うに接続されたスナバ回路４０はダイオード４１とイン
ダクタ４２の直列体、ダイオード４４、コンデンサ４
３、インダクタ４６からなり、実施例１と同様に動作す
る。
【００３７】実施例５．図６は第１の発明による他の実
施例であり、昇圧チョッパ回路に適用したスナバ回路で
ある。直流リアクトル７を直流電源の電源端子２とスイ
ッチング素子４の間に接続し、この接続点５４と負荷８
との間にはインダクタ４６とダイオード５の直列回路を
接続し、インダクタ４６とダイオード５の接続点５５と
電源端子３との間にダイオード４５を接続する。この昇
圧チョッパ回路はスイッチング素子４の導通率により負
荷８に直流電源１より高い電圧を供給することができ
る。スナバ回路４０はダイオード４１とインダクタ４２
の直列体、ダイオード４４、コンデンサ４３、インダク
タ４６からなり、実施例１と同様に動作する。
【００３８】実施例６．図７は第１の発明による他の実
施例であり、昇降圧チョッパ回路に適用したスナバ回路
である。直流リアクトル７を直流電源の電源端子３とス
イッチング素子４の間に接続し、この接続点５６と負荷
８との間にはインダクタ４６とダイオード５の直列回路
を接続し、インダクタ４６とダイオード５の接続点５７
と電源端子２との間にダイオード４５を接続する。この
昇降圧チョッパ回路のスイッチング素子４の導通率によ
り負荷８に負の電圧を供給する。スナバ回路４０はダイ
オード４１とインダクタ４２の直列体、ダイオード４
４、コンデンサ４３、インダクタ４６からなり、実施例
１と同様に動作する。
【００３９】実施例７．図８は第１の発明による他の実
施例であり、ＣＵＫコンバータに適用したスナバ回路で
ある。直流リアクトル７Ａを直流電源の電源端子２とス
イッチング素子４の間に接続し、この接続点５９と負荷
８との間にはコンデンサ５８と直流リアクトル７Ｂの直
列回路を接続し、コンデンサ５８と直流リアクトル７Ｂ
の接続点５９と電源端子３との間にインダクタ４６とダ
イオード５を直列に接続する。このＣＵＫコンバータは
スイッチング素子４の導通率により負荷８に負の電圧を
供給する。スナバ回路４０はダイオード４１とインダク
タ４２の直列体、ダイオード４４、コンデンサ４３、イ
ンダクタ４６からなり、実施例１と同様に動作する。
【００４０】実施例８．図９は第１の発明による他の実
施例であり、ＣＵＫコンバータの変形回路に適用したス
ナバ回路である。直流リアクトル７Ａを直流電源１の電
源端子３とスイッチング素子４の間に接続し、この接続
点６０と負荷８との間にはコンデンサ５８と直流リアク
トル７Ｂの直列回路を接続し、コンデンサ５８と直流リ
アクトル７Ｂの接続点６１と電源端子３との間にインダ
クタ４６とダイオード５を直列に接続する。このＣＵＫ
コンバータの変形回路はスイッチング素子４の導通率に
より負荷８に正の電圧を供給する。スナバ回路４０はダ
イオード４１とインダクタ４２の直列体、ダイオード４
４、コンデンサ４３、インダクタ４６からなり、実施例
１と同様に動作する。
【００４１】実施例９．図１０は第１及び第２の発明に
よる他の実施例であり、図１と図５に示した降圧チョッ
パ回路を使用した電圧可逆チョッパ回路に適用したスナ
バ回路である。図１及び図５のインダクタ４２とダイオ
ード４１の直列体及び直流リアクトル７と負荷８の直列
体は共通に使用している。スイッチング素子４Ａ、ダイ
オード５Ａ、直流リアクトル７により構成される降圧チ
ョッパ回路は図１と同様に動作し、スイッチング素子４
Ｂ、ダイオード５Ｂ、直流リアクトル７により構成され
る降圧チョッパ回路は図５と同様に動作する。従って、
負荷８には図１及び図５に示した両降圧チョッパ回路の
出力電圧の差と等価なものが加わる。スナバ回路６１は
ダイオード４１とインダクタ４２の直列体、ダイオード
４４Ａ、コンデンサ４３Ａ、インダクタ４６Ａ、ダイオ
ード４４Ｂ、コンデンサ４３Ｂ、インダクタ４６Ｂにて
構成される。
【００４２】実施例１０．図１１は第１の発明による他
の実施例であり、フォワード形コンバータに適用したこ
の発明によるスナバ回路４０である。直流電源１の電源
端子２と３の間にトランス８０の１次コイルとインダク
タ４６とスイッチング素子４を直列体に接続し、トラン
ス８０の２次コイルにダイオード８２、８３と直流リア
クトル７と負荷８を接続する。インダクタ４６はトラン
ス８０の浮遊インダクタンスであってもよい。フォワー
ド形コンバータはスイッチング素子４の導通率とトラン
ス８０の巻き数比により決まる電圧を負荷８に供給す
る。スナバ回路４０はダイオード４１とインダクタ４２
の直列体、ダイオード４４、コンデンサ４３、インダク
タ４６からなり、実施例１と同様に動作する。
【００４３】実施例１１．第５の発明の一実施例とし
て、電力変換装置の一種である降圧チョッパ回路に使用
したスナバ回路を図１２及び図１３により説明する。図
１２において、６２はスナバ回路であり、スイッチング
素子４とダイオード５との間に接続した第１のインダク
タとしてのインダクタ４６と、電源端子２と電源端子３
との間に接続された第２のダイオードとしてのダイオー
ド６３、第３のダイオード４１、第２のインダクタとし
てのインダクタ４２及び第４のダイオードとしてのダイ
オード４４からなる直列体と、インダクタ４２とダイオ
ード４４の接続点４８と、接続点６との間に接続された
第１のコンデンサとしてのコンデンサ４３と、ダイオー
ド６３とダイオード４１の接続点６４とインダクタ４６
と第１のダイオード５の接続点４７間に接続された第２
のコンデンサから構成されている。
【００４４】図１３は図１２に示した降圧チョッパ回路
の動作を説明するための波形図であり、（ａ）はスイッ
チング素子４のＯＮ／ＯＦＦ動作、（ｂ）はスイッチン
グ素子４の電圧波形、（ｃ）はスイッチング素子４の電
流波形、（ｄ）は接続点４８の電圧波形（実線）及び接
続点６４の電圧波形（点線）、（ｅ）はコンデンサ４３
の電圧波形（実線）及びコンデンサ６５の電圧波形（点
線）、（ｆ）はダイオード５の電流波形（実線）及び電
圧波形（点線）を示す。
【００４５】次に、この実施例の動作を説明する。スイ
ッチング素子４のＯＮ／ＯＦＦ動作時におけるスナバ回
路６２の基本動作は、図２に示したスナバ回路４０の動
作とほぼ同一である。即ち、図１３（ａ）に示すよう
に、時間８０において、スイッチング素子４がＯＮする
と、（ｃ）２０１に示すスイッチング素子４の電流はほ
ぼインダクタ４６のインダクタンスにより決まる増加率
で増加する。この場合において、直流リアクトル７のイ
ンダクタンスはインダクタ４６のインダクタンスに比較
し、非常に大きい。スイッチング素子４がＯＮした瞬間
において電流はゼロであり、（ｂ）２００に示すように
スイッチング素子４の電圧は急速に下がる。インダクタ
４６のインダクタンスにより、ダイオード５にはスイッ
チング素子４からサージ電流が流れずダイオード５のリ
カバリ時間にあわせて（ｆ）２０３に示すようにすみや
かに電流を減少させる。即ち、ダイオード５がＯＦＦす
ると接続点４７の電圧が（ｆ）３０２のように上昇す
る。従って、ダイオード５のリカバリによるスイッチン
グ損失を低減させる。
【００４６】ダイオード５がＯＦＦすると、接続点４７
の電圧が上昇し、コンデンサ６５、ダイオード６３を通
り電流が流れるが、この時のコンデンサ６５の電圧波形
を図１３（ｅ）（点線）に、接続点６４の電圧を図１３
（ｄ）３０４（点線）に示す。接続点６４の電圧はダイ
オード５がＯＦＦしたとき、（ｄ）３０５に示すように
電源端子３の電位近くまで下る。この時、ダイオード６
３はＯＦＦする。インダクタ４２はこれに流れる電流が
連続になるようにかなり大きいインダクタンスに設定さ
れる。従って、インダクタ４２を流れる電流２０５はコ
ンデンサ６５を充電し、接続点６４の電圧が電源端子２
の電位まで上げるように電流を流し続ける。コンデンサ
６５の電圧波形を接続点６４側を正にして図１３（ｅ）
３０３に示す。（ｅ）３０７はダイオード６３がＯＮ
し、ダイオード４４、インダクタ４２、ダイオード４
１、ダイオード６３のように電流が流れ、接続点６４の
電圧が電源端子２の電位に保たれる状態を示す。コンデ
ンサ６５は接続点６４が電源端子２、接続点６が電源端
子３の電位に接続された状態、即ち、直流電源１の電圧
に充電される。
【００４７】次に、図１３（ａ）に示すように、時間８
６において、スイッチング素子４がＯＦＦすると、スイ
ッチング素子４と直流リアクトル７を流れ、負荷８に流
れていた電流２１６は、電流２１０としてダイオード４
４とコンデンサ４３を通り、直流リアクトル７に流れる
ようになる。従って、スイッチング素子４の電流は、
（ｃ）２１１に示すように急速にゼロになる。また、
（ｂ）２１２に示すように、スイッチング素子４の電圧
の上昇率はコンデンサ４３と電流２１０により決まる。
【００４８】スイッチング素子４がＯＦＦした瞬間にお
いて、スイッチング素子４の電圧は（ｂ）２１２に示す
ようにゼロであり、電流は（ｃ）２１１に示すように急
速にゼロになるので、スイッチング素子４のＯＦＦ時に
はスイッチング損失が非常に少ない。また、ダイオード
５の電流も（ｆ）２１４に示すようにゆるやかに上昇し
てＯＮになるため、スイッチング損失及びノイズが少な
い。また、スイッチング素子４がＯＦＦした後に流れた
電流２１０によりコンデンサ４３は充電され、ダイオー
ド５がＯＮすると接続点６の電圧は負の電圧からゼロボ
ルト近くに上昇するので、接続点４８の電圧は（ｄ）２
１７に示すようにコンデンサ４３に充電された電圧に上
昇する。そして、この電圧によりインダクタ４２の電流
２０５を増かさせる。また、スイッチング素子４が８６
においてＯＦＦすると、ダイオード５は（ｆ）２１４の
ようにＯＮし、電流が流れる。ダイオード５がＯＮする
と、接続点６の電圧は３０８のようにゼロボルト近くに
下るので、接続点６４の電圧は（ｄ）３０９に示すよう
に、コンデンサ６５により接続されているために低下
し、インダクタ４２の電流２０５を増大させる。この電
流２０５は直流電源１に回生されるので、従来のスナバ
回路が抵抗で熱として消費させているのに比べ、電力の
損失は非常に少ない。
【００４９】直流リアクトル７及び負荷８はスイッチン
グ素子４とインダクタ４６の接続点６に接続されている
が、この直流リアクトルは接続点４７に接続しても同様
な効果がえられる。また、インダクタ４６は過飽和リア
クトルであってもよい。
【００５０】以上のように、この実施例による電力変換
装置におけるスナバ回路６２はスイッチング素子４のＯ
Ｎ時に電流がゼロ、ＯＦＦ時に電圧がゼロになるように
してスイッチング損失を低減し、かつ、ダイオード５の
ＯＦＦ時のリカバリによるサージ電流の抑制によるダイ
オード５のスイッチング損失を低減する。また、スイッ
チングによりコンデンサ４３に蓄積された余剰エネルギ
ーを直流電源１に回生するので、スイッチング損失を低
減し、電力効率の非常に良い電力変換装置が得られる。
さらに、スナバ回路６２はコンデンサ６５の作用により
ダイオード５をこのダイオード５と直列に接続されてい
るインダクタ４６との共振による過電圧の発生を防止
し、高信頼性の電力変換装置が得られる。なお、スナバ
回路６２はスイッチング素子のＯＮ時間又はＯＦＦ時間
が変わっても動作することができるので、パルス幅制御
等により電力制御ができる電力変換装置が得られる。
【００５１】実施例１２．第６の発明の一実施例とし
て、電力変換装置としてのハーフブリッジのインバータ
回路に用いたスナバ回路を図１４により説明する。図１
４において、直流電源１の電源端子２に第１のスイッチ
ング素子としてのスイッチング素子７２、電源端子３に
第２のスイッチング素子としてのスイッチング素子７
３、スイッチング素子７２と７３の間に第１及び第２の
インダクタとしてのインダクタ７５と７４の直列体を接
続し、インダクタ７５と７４の接続点６９に負荷８を接
続する。負荷８の他方は電源端子２と３の間に接続した
コンデンサ６６と６７の直列体の接続点７１に接続す
る。７６はスナバ回路であり、電源端子２に接続した第
１のダイオードとしてのダイオード６３、電源端子３に
接続した第２のダイオードとしてのダイオード４４、ダ
イオード６３とダイオード４４との間に接続したダイオ
ード４１とインダクタ４２の直列体、インダクタ４２と
ダイオード４４の接続点４８と、接続点６８との間に接
続した第１のコンデンサとしてのコンデンサ４３、ダイ
オード４１とダイオード６３の接続点６４と、接続点７
０との間に接続した第２のコンデンサとしてのコンデン
サ６５、及び上記インダクタ７５と７４の直列体により
構成される。
【００５２】図１５は図１４に示したハーフブリッジの
インバータ回路の動作を説明するための波形図であり、
（ａ）はスイッチング素子７２のＯＮ／ＯＦＦ動作、
（ｂ）はスイッチング素子７２の電圧波形（実線）及び
電流波形（点線）、（ｃ）はスイッチング素子７３の電
圧波形（実線）及び電流波形（点線）、（ｄ）は接続点
４８の電圧波形、（ｅ）は接続点６４の電圧波形、
（ｆ）は接続点６９、即ち負荷８への出力電圧波形、
（ｇ）はコンデンサ４３の電圧流波形（実線）及びコン
デンサ６５の電圧波形（点線）を示す。
【００５３】次に動作を説明する。スイッチング素子７
２が８０においてＯＮし、同時にスイッチング素子７３
はＯＦＦする。スイッチング素子７２は図１５の（ｂ）
４０１に示すように、スイッチング素子の電圧が急速に
０になり、（ｂ）４０２のように電流がインダクタ７４
により決る増加率により増加する。スイッチング素子７
３の電圧は（ｃ）４０３のように、コンデンサ６５と出
力電流値により決る増加率により上昇し、（ｃ）４０４
に示すように、電流は急速に０になる。
【００５４】接続点４８の電圧は（ｄ）４０５に示すよ
うに、スイッチング素子７２がＯＮするので接続点６８
の電圧上昇分によりコンデンサ４３を通り、上昇させら
れる。その後、インダクタ４２に流れる電流によりコン
デンサ４３を充電するので、接続点４８の電圧は（ｄ）
４０６のように電源端子３の電位まで降下する。接続点
６４の電圧は（ｅ）に示したように、スイッチング素子
７３の電圧が（ｈ）４０３のように上昇している間はコ
ンデンサ６５、ダイオード６３を通り電流４０７が流れ
る。そしてコンデンサ６５の電圧は（ｇ）４０８のよう
に急速に充電される。また、この電圧はその後インダク
タ４２に流れる電流により、（ｇ）４０９のように充電
される。最終的には電源端子２の電位まで充電される。
（ｃ）４０３に示すようにスイッチング素子７３の電圧
が上昇し終ると、接続点６４の電圧は（ｅ）４１０に示
すように下る。これは、ダイオード６３がＯＦＦし、コ
ンデンサ６５に充電された電圧が負荷８への出力点であ
る接続点６９の電圧に直列に加わるためである。
【００５５】以上により、出力電圧である接続点６９の
電圧（ｆ）は４１１のように上昇し＋の電圧を出力す
る。このとき、スイッチング素子７２はＯＮ時に電流が
ゼロであり、スイッチング素子７３はＯＦＦ時に電圧が
ゼロであるためスイッチング損失が少ない。
【００５６】スイッチング素子７２が８６においてＯＦ
Ｆし、同時にスイッチング素子７３がＯＮする時におい
て、スイッチング素子７３は、（ｃ）４２０のようにそ
の電圧が急速にゼロになり、（ｃ）４２１のように電流
がインダクタ７５により決る増加率より増加する。スイ
ッチング素子７２は、その電圧が（ｂ）４２３のように
コンデンサ４３と出力電流値により決る増加率により上
昇し、（ｂ）４２２に示すように、電流が急速にゼロに
なる。接続点６４においては、（ｅ）４２４に示すよう
に、スイッチング素子７３がＯＮするので、７０の電圧
降下分がコンデンサ６５を通り、この接続点６４の電圧
を降下させる。その後、インダクタ４２に流れる電流に
よりコンデンサ６５を充電するので、接続点６５の電圧
は４２５のように電源端子２の電位まで上昇する。接続
点４８の電圧は（ｄ）に示し、スイッチング素子７２の
電圧が４２３のように上昇している間は、ダイオード４
４、コンデンサ４３を通り電流４２６が流れる。そし
て、コンデンサ４３の電圧は（ｇ）４２７のように急速
に充電される。
【００５７】また、このコンデンサ４３の電圧は、その
後インダクタ４２に流れる電流により（ｇ）４２８のよ
うに充電され、最終的には電源端子３の電位まで充電さ
れる。さらに、（ｂ）４２３に示すように、スイッチン
グ素子７２の電圧が上昇し終ると、接続点４８の電圧は
（ｄ）４２９のように上昇する。これはダイオード４４
がＯＦＦし、コンデンサ４３に充電された電圧がが負荷
８への出力点である接続点６９の電圧に直列に加わるた
めである。
【００５８】以上により、出力電圧である接続点６９の
電圧は、（ｆ）４３０に示すように反転する。このと
き、スイッチング素子７３はＯＮ時に電流がゼロであ
り、スイッチング素子７２はＯＦＦ時に電圧がゼロであ
るためスイッチング損失が少ない。また、スイッチング
によりコンデンサ４３、６５に蓄積された余剰エネルギ
ーを直流電源１に回生するので電力効率の非常に良いイ
ンバータが得られる効果がある。さらに、この実施例に
よるスナバ回路７６はスイッチング素子のＯＮ時間又は
ＯＦＦ時間が変わっても動作することができるので、パ
ルス幅制御等により電力制御ができるインバータが得ら
れる。
【００５９】実施例１３．図１６は第６の発明による他
の実施例であり、単相インバータ回路に使用したスナバ
回路である。これは図１４のハーフブリッジのインバー
タを２つ使用したものである。図において、スナバ回路
７６Ａはインダクタ７５Ａ、インダクタ７４Ａ、ダイオ
ード４１Ａ、インダクタ４２Ａ、ダイオード４４Ａ、コ
ンデンサ４３Ａ、ダイオード６３Ａ、コンデンサ６５Ａ
により構成され、スイッチング素子７２Ａ、７３Ａに接
続され、スナバ回路７６Ｂはインダクタ７５Ｂ、インダ
クタ７４Ｂ、ダイオード４１Ｂ、インダクタ４２Ｂ、ダ
イオード４４Ｂ、コンデンサ４３Ｂ、ダイオード６３
Ｂ、コンデンサ６５Ｂにより構成され、スイッチング素
子７２Ｂ、７３Ｂに接続される。それぞれのスナバ回路
は図１３に示したハーフブリッジインバータのスナバ回
路７６と同様の動作をする。なお、インダクタ７５、７
４は過飽和リアクトルであっても同様な効果が得られ、
また、磁気的に結合していてもよい。
【００６０】実施例１４．図１７は第６の発明の他の実
施例である三相コンバータ回路と三相インバータ回路を
使用したモータ駆動用インバータに使用したスナバ回路
であり、図１４のハーフブリッジのインバータを６回路
使用したものである。図１７において、三相交流電源９
１と、ハーフブリッジのインバータ８５、８６、８７の
インダクタ７４と７５の接続点にそれぞれリアクトル９
２、９３、９４を接続する。ハーフブリッジのインバー
タ８５、８６、８７は三相交流電源９１の電圧を整流
し、コンデンサ９５に充電する。またコンデンサ９５の
電圧が所定値より高くなったとき、このコンデンサ９５
の充電エネルギーを三相交流電源９１に回生する。
【００６１】ハーフブリッジのインバータ８８、８９、
９０はコンデンサ９５を直流電源として動作し、ハーフ
ブリッジのインバータ８８、８９、９０のそれぞれが有
するインダクタ７４と７５の接続点に三相交流モータ９
６を接続する。三相交流モータ９６はハーフブリッジの
インバータ８８、８９、９０が出力する電圧により回転
を制御される。それぞれのスナバ回路の動作は図１４に
示したハーフブリッジインバータのスナバ回路７６と同
様の動作をする。
【００６２】
【発明の効果】以上のように、第１の発明によれば、第
１のインダクタを第１のダイオードに直列に接続すると
共に、第２のダイオード、第２のインダクタ及び第３の
ダイオードからなる直列回路とコンデンサを備えたの
で、スイッチング素子のＯＮ時における上記第１のダイ
オードへのサージ電流を制限し、上記スイッチング素子
の電流の上昇率を押え、その電位を急激に低下させると
共に、上記スイッチング素子のＯＦＦ時における電流を
ほぼゼロにし、その電位の上昇率を押え、かつ、スイッ
チング時の余剰エネルギーを直流電源に回生することが
でき、スイッチング損失が少なく、高効率のものが得ら
れる効果がある。
【００６３】又、第２の発明によれば、第４のダイオー
ドを第１のインダクタと第１のダイオードの接続点とス
イッチング素子が接続されている電源側との間に挿入し
たので、上記第１のインダクタと第１のダイオードの接
合容量との直列共振による高電圧の発生を押え、過電圧
による上記第１のダイオードの破損を防止でき、高信頼
性のものが得られる効果がある。
【００６４】また、第３の発明によれば、第２のコンデ
ンサをスイッチング素子が接続されている電源側と第３
のダイオードの電源側間に挿入し、配線インダクタンス
によるスナバ回路の誤動作を防止するようにしたので、
配線作業を容易にする工作上の自由度を増し、高信頼性
のものが比較的安価に得られる効果がある。
【００６５】また、第４の発明によれば、第２のスイッ
チング素子を第２のダイオードと第２のインダクタの接
続点と第３のダイオードの電源側間に挿入し、上記第２
のインダクタの電流を所定値以上に制御するようにした
ので、第１のスイッチング素子がＯＦＦする瞬間におけ
る上記第１のスイッチング素子の電流をほぼゼロにで
き、幅広い導通率の範囲でスイッチング損失が少なく、
高性能、高効率のものが得られる効果がある。
【００６６】また、第５の発明によれば、第１のインダ
クタを第１のダイオードに直列に接続すると共に、第１
のコンデンサを第２のインダクタと第４のダイオードの
接続点とスイッチング素子と上記第１のインダクタの接
続点間に挿入し、かつ、第２のコンデンサを第２のダイ
オードと第３のダイオードの接続点と第１のインダクタ
と第１のダイオードの接続点の間に挿入したので、上記
スイッチング素子の電流をほぼゼロにでき、幅広い導通
率の範囲でスイッチング損失が少なく、高性能、高効率
のものが得られると共に、上記第１のインダクタと第１
のダイオードの接合容量との直列共振による高電圧の発
生を押え、過電圧による上記第１のダイオードの破損を
防止でき、高信頼性のものが得られる効果がある。
【００６７】また、第６の発明によれば、第１及び第２
のインダクタを第１スイッチング素子と第２のスイッチ
ング素子間に直列に挿入したので、上記第１及び第２の
スイッチング素子の一方のＯＮ時におけるその電流の上
昇率を押え、電位を急激に低下させ、また、第１及び第
２のダイオード、第２のインダクタ及び第３のダイオー
ドからなる直列回路と第１及び第２のコンデンサを備え
たので、上記第１及び第２のスイッチング素子のＯＦＦ
時における電流を急激にほぼゼロにし、かつ、その電位
の上昇率を押えると共に、他方のスイッチング素子の、
直列接続されたインダクタとの直列共振による高電圧の
発生を押えることができ、スイッチング損失が少なく、
高効率、かつ、高信頼性のものが得られる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１及び第２の発明の一実施例によるスナバ回
路を備えた降圧チョッパ回路の回路図である。
【図２】図１に示したスナバ回路の動作を説明する波形
図である。
【図３】第３の発明の一実施例によるスナバ回路を備え
た降圧チョッパ回路の回路図である。
【図４】第４の発明の一実施例によるスナバ回路を備え
た降圧チョッパ回路の回路図である。
【図５】第１及び第２の発明の他の実施例によるスナバ
回路を備えた降圧チョッパ回路の回路図である。
【図６】第１の発明の他の実施例によるスナバ回路を備
えた昇圧チョッパ回路の回路図である。
【図７】第１の発明の他の実施例によるスナバ回路を備
えた昇降圧チョッパ回路の回路図である。
【図８】第１の発明の他の実施例によるスナバ回路を備
えたＣＵＫコンバータの回路図である。
【図９】第１の発明の他の実施例によるスナバ回路を備
えたＣＵＫコンバータ変形回路の回路図である。
【図１０】第１及び第２の発明の他の実施例によるスナ
バ回路を備えた電圧可逆チョッパ回路の回路図である。
【図１１】第１の発明の他の実施例によるスナバ回路を
備えたフォワードコンバータ回路の回路図である。
【図１２】第５の発明の一実施例によるスナバ回路を備
えた降圧チョッパ回路の回路図である。
【図１３】図１２に示したスナバ回路の動作を説明する
波形図である。
【図１４】第６の発明の一実施例によるスナバ回路を備
えたハ−フブリッジのインバータ回路の回路図である。
【図１５】図１２に示したスナバ回路の動作を説明する
波形図である。
【図１６】第６の発明の他の実施例によるスナバ回路を
備えた単相インバータ回路の回路図である。
【図１７】第６の発明の他の実施例によるスナバ回路を
備えたモータ駆動用インバータ回路の回路図である。
【図１８】従来のスナバ回路を備えた降圧チョッパ回路
の回路図である。
【図１９】図１７に示したスナバ回路の動作を説明する
波形図である。
【図２０】従来のスナバ回路を備えたハーフブリッジイ
ンバータ回路の回路図である。
【符号の説明】
１ 直流電源 ４ スイッチング素子 ５ ダイオード ７、７Ａ、７Ｂ 直流リアクトル ８ 負荷 ９ コンデンサ ２９、３０ 直流電源 ４０ スナバ回路 ４１、４４、４５ ダイオード ４２、４６ インダクタ ４３、４９ コンデンサ ５２ スイッチング素子 ５８、６５ コンデンサ ６１、６２、７６ スナバ回路 ６３ ダイオード ７２、７３ スイッチング素子 ７４、７５ インダクタ ８５〜９０ 単相インバータ回路 ９２〜９４ リアクトル ９６ 三相交流モータ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｍ 3/28 Ｈ０２Ｍ 3/28 Ｒ

Claims (6)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 直流電源に接続されたスイッチング素子
    と、直流リアクトル及び第１のダイオードとを備えた直
    流チョッパ形の電力変換装置における、上記第１のダイ
    オードに直列に接続された第１のインダクタと、上記直
    流電源に接続された第２のダイオード、第２のインダク
    タ及び第３のダイオードからなる直列回路と、上記第２
    のインダクタと上記第３のダイオードの接続点と上記ス
    イッチング素子の出力側との間、もしくは上記スイッチ
    ング素子の出力側に接続された上記第１のインダクタの
    上記第１のダイオードとの接続点との間に接続されたコ
    ンデンサを備えたことを特徴とする電力変換装置のスナ
    バ回路。
  2. 【請求項２】 請求項１記載の電力変換装置のスナバ回
    路において、第１のインダクタと第１のダイオードの接
    続点とスイッチング素子が接続されている電源側との間
    に挿入された第４のダイオードを備えたことを特徴とす
    る電力変換装置のスナバ回路。
  3. 【請求項３】 請求項１及び請求項２記載の電力変換装
    置のスナバ回路において、スイッチング素子が接続され
    ている電源側と、上記スイッチング素子が接続されてい
    る電源側とは極性が異なる第３のダイオードの電源側間
    に挿入された第２のコンデンサを備えたことを特徴とす
    る電力変換装置のスナバ回路。
  4. 【請求項４】 請求項１及び請求項３記載の電力変換装
    置のスナバ回路において、第２のダイオードと第２のイ
    ンダクタの接続点と第３のダイオードの電源側間に挿入
    された第２のスイッチング素子を備えたことを特徴とす
    る電力変換装置のスナバ回路。
  5. 【請求項５】 直流電源に接続されたスイッチング素子
    と、直流リアクトル及び第１のダイオードとを備えた直
    流チョッパ形の電力変換装置における、上記スイッチン
    グ素子と上記第１のダイオード間に接続された第１のイ
    ンダクタと、上記直流電源に接続された第２のダイオー
    ド、第３のダイオード、第２のインダクタ及び第４のダ
    イオードからなる直列回路と、上記第２のインダクタと
    上記第４のダイオードの接続点と上記スイッチング素子
    と第１のインダクタの接続点との間に接続された第１の
    コンデンサと、上記第２のダイオードと上記第３のダイ
    オードの接続点と上記第１のインダクタと上記第１のダ
    イオードの接続点との間に接続された第２のコンデンサ
    とを備えたことを特徴とする電力変換装置のスナバ回
    路。
  6. 【請求項６】 直流電源に接続された第１及び第２のス
    イッチング素子の直列回路を備えた電力変換装置におけ
    る、上記第１スイッチング素子と第２のスイッチング素
    子間に直列に挿入された第１及び第２のインダクタを備
    え、上記第１及び第２のインダクタの接続点を負荷への
    電力供給点とすると共に、上記直流電源に、上記第１及
    び第２のスイッチング素子の直列回路に並列に接続され
    た第１及び第２のダイオード、第３のインダクタ及び第
    ３のダイオードからなる直列回路と、上記第１スイッチ
    ング素子と第１のインダクタの接続点と上記第３のイン
    ダクタと上記第３のダイオードの接続点との間に挿入さ
    れた第１のにコンデンサと、上記第２のインダクタと第
    ２スイッチング素子の接続点と上記第１のダイオードと
    上記第２のダイオードの接続点との間に挿入された第２
    のにコンデンサとを備えたことを特徴とする電力変換装
    置のスナバ回路。
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