JP2024048484A - 振動子の駆動電力制御回路及び駆動電力制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】振動子を駆動する電力を所望の値とすることができる振動子の駆動電力制御回路及び駆動電力制御方法を提供する。
【解決手段】駆動信号によって振動子１を駆動する振動子の駆動電力制御回路であって、駆動信号の周波数を可変とするか、又は、駆動信号源２と振動子１の間に設けた受動素子を含む回路において受動素子の１以上を可変とすることによって、振動子１を駆動する電力を所望の値とする。
【選択図】図２

Description

本発明は、振動子を駆動する電力を所望の値に制御する、回路及び方法に関する。

振動子の駆動電力を所望の値に制御するための手段として、例えば特許文献１では、駆動電圧を制御することによって駆動電力を制御している。より具体的には、増幅器の増幅率や、増幅器の電源電圧を制御して、駆動電圧を変化させることによって駆動電力を制御している。

特開平０９－２８５１５４号公報

一例として超音波振動子のような振動子は、一般的に、駆動電力が小さいほど動作効率（一例として、霧化用の超音波振動子における霧化効率）が高いことが知られており、このことは例えば特許文献１に記載されている。

このため、必要な動作量（一例として、霧化用の超音波振動子における必要な霧化量）と駆動電力はトレードオフの関係にある。特に近年要求されている「省エネルギー」の観点からも、振動子の駆動電力は、必要な動作量を満たす最低限の電力に設定及び制御する必要があった。

また、振動子の駆動電力を最適の値に制御できないと、振動子に過大な電力が印加されることがあり、振動子そのものが故障するおそれがあるという問題もあった。

このような観点から、振動子の駆動電力を所望の値に制御することが必要であるが、従来は前述のように、駆動電圧を制御することによって駆動電力を制御するにとどまっていた。

本発明はかかる課題を解決するため、駆動信号によって振動子を駆動する振動子の駆動電力制御回路であって、前記駆動信号の周波数を可変とするか、及び／又は、駆動信号源と前記振動子の間に設けた受動素子を含む回路において前記受動素子の１以上を可変とすることによって、前記振動子を駆動する電力を所望の値とすることを特徴とする振動子の駆動電力制御回路を提供する。

前記駆動電力制御回路では、前記受動素子が、前記振動子と直列に設ける抵抗、インダクタ、及び、キャパシタ、並びに、前記振動子と並列に設ける抵抗、インダクタ、及び、キャパシタ、のいずれか１以上であり、前記抵抗、前記インダクタ、及び、前記キャパシタの１以上を可変とする、としてもよい。

前記駆動電力制御回路では、可変とする前記抵抗が、能動素子を用いた可変抵抗回路、マルチプライングＤ／Ａコンバータ、若しくは、デジタルポテンショメータである、及び／又は、可変とする前記インダクタが、能動素子を用いた擬似インダクタ回路である、及び／又は、可変とする前記キャパシタが、可変容量ダイオードを含む能動素子を用いた擬似キャパシタ回路、デジタルプログラマブルコンデンサ、若しくは、デジタルチューニングコンデンサである、としてもよい。

本発明はまた、駆動信号によって振動子を駆動する振動子の駆動電力制御方法であって、前記駆動信号の周波数を可変とするか、及び／又は、駆動信号源と前記振動子の間に設けた受動素子を含む回路において前記受動素子の１以上を可変とすることによって、前記振動子を駆動する電力を所望の値とすることを特徴とする振動子の駆動電力制御方法を提供する。

前記駆動電力制御方法では、前記受動素子が、前記振動子と直列に設ける抵抗、インダクタ、及び、キャパシタ、並びに、前記振動子と並列に設ける抵抗、インダクタ、及び、キャパシタ、のいずれか１以上であり、前記抵抗、前記インダクタ、及び、前記キャパシタの１以上を可変とする、としてもよい。

前記駆動電力制御方法では、可変とする前記抵抗が、能動素子を用いた可変抵抗回路、マルチプライングＤ／Ａコンバータ、若しくは、デジタルポテンショメータである、及び／又は、可変とする前記インダクタが、能動素子を用いた擬似インダクタ回路である、及び／又は、可変とする前記キャパシタが、可変容量ダイオードを含む能動素子を用いた擬似キャパシタ回路、デジタルプログラマブルコンデンサ、若しくは、デジタルチューニングコンデンサである、としてもよい。

本発明では、下記の２つの手段を提供することによって、振動子の駆動電力を所望の値に制御することができるという有用な効果を得ている。
１．振動子の駆動信号の周波数を可変とする。
２．駆動信号源と振動子の間に受動素子を含む回路を設け、受動素子の１以上を可変とする。
これらの２つの手段は、いずれか一方を使用してもよいし、両方を併用してもよい。

振動子の等価回路の代表的な例を示す図である。 周波数ｆｄの駆動信号によって、図１の振動子を駆動している様子を示す図である。 図２において駆動信号の周波数ｆｄが変化したときの、振動子の駆動電力の変化のシミュレーション結果を示すグラフ図である。 可変抵抗素子Ｒｓを振動子と直列に備える例を示す図である。 可変抵抗素子Ｒｐを振動子と並列に備える例を示す図である。 Ｒｓが変化したときの、振動子の駆動電力の変化のシミュレーション結果を示す図である。 （Ａ）可変抵抗素子Ｒｖを用いた例を示す図、（Ｂ）可変抵抗素子Ｒｖを用いた別の例を示す図、（Ｃ）可変抵抗素子Ｒｓ、Ｒｐを用いた例を示す図、（Ｄ）可変抵抗素子Ｒｓ、Ｒｐを用いた別の例を示す図である。 能動素子の一種であるＦＥＴを可変抵抗素子として使用し、振動子の駆動電力を制御する回路の一例を示す図である。 振動子と並列に設けたインダクタＬｐを可変として振動子の駆動電力を制御する回路の一例を示す図である。 インダクタＬｐに加えて、振動子と並列にさらにキャパシタＣｐを設ける例を示す図である。 （Ａ）振動子と直列に設けたインダクタＬｓを可変として振動子の駆動電力を制御する回路の一例を示す図、（Ｂ）振動子と直列に設けたキャパシタＣｓを可変として振動子の駆動電力を制御する回路の一例を示す図、（Ｃ）振動子と直列に設けたインダクタＬｓとキャパシタＣｓを可変として振動子の駆動電力を制御する回路の一例を示す図である。 （Ａ）図１１（Ａ）において、Ｌｓが変化したときの、振動子の駆動電力の変化の様子のシミュレーション結果を示すグラフ図、（Ｂ）図１１（Ｂ）において、Ｃｓが変化したときの、振動子の駆動電力の変化の様子のシミュレーション結果を示すグラフ図、（Ｃ）ＬｓもＣｓも設けないときの振動子の駆動電力と、図１１（Ｃ）において、ＬｓとＣｓの影響が同程度のときの振動子の駆動電力の比較、及び、図１１（Ｃ）において、ＬｓとＣｓの影響が同程度のときに振動子に印加される電圧を、シミュレーションによって示すグラフ図である。 （Ａ）図１１（Ａ）において、Ｌｓのインダクタンスを３３０ｎＨにしたときのＬｐの影響のシミュレーション結果を示すグラフ図、（Ｂ）図１１（Ｂ）において、Ｃｓのキャパシタンスを６．５０ｎＦにしたときのＬｐの影響のシミュレーション結果を示すグラフ図、（Ｃ）図１１（Ｃ）において、Ｌｓのインダクタンスを４．００μＨ、Ｃｓのキャパシタンスを１．１０ｎＦにしたときのＬｐの影響のシミュレーション結果を示すグラフ図である。 Ｌｐなしの状態で、（Ａ）Ｌｓのみを設けた場合に、Ｌｓのインダクタンスを３３０ｎＨにしたときのＣｐの影響のシミュレーション結果を示すグラフ図、（Ｂ）Ｃｓのみを設けた場合に、Ｃｓのキャパシタンスを６．５０ｎＦにしたときのＣｐの影響のシミュレーション結果を示すグラフ図、（Ｃ）ＬｓとＣｓを設けた場合に、Ｌｓのインダクタンスを４．００μＨ、Ｃｓのキャパシタンスを１．１０ｎＦにしたときのＣｐの影響のシミュレーション結果を示すグラフ図である。 ＬｓやＣｓの配置の例を示す図であり、（Ａ）ＬｓとＣｓが駆動信号の入力側に接続される例を示す図、（Ｂ）Ｌｓが駆動信号の入力側に接続され、Ｃｓが接地側に接続される例を示す図、（Ｃ）ＬｓとＣｓが接地側に接続される例を示す図、（Ｄ）Ｌｓが接地側に接続され、Ｃｓが駆動信号の入力側に接続される例を示す図である。

以下、図面を参照して、本発明の好適な実施形態について説明する。ただし、本発明は、以下の記載に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載され、または、発明を実施するための形態に開示された発明の要旨に基づき、当業者において様々な変形や変更が可能である。そのような変形や変更もまた、本発明の範囲に含まれる。

本実施形態の駆動信号によって振動子１（図２等を参照）を駆動する振動子の駆動電力制御回路及び駆動電力制御方法は、駆動信号の周波数を可変とすることによって、振動子１を駆動する電力を所望の値とする。また、駆動信号源２（図４等を参照）と振動子１の間に設けた受動素子を含む回路において受動素子の１以上を可変とすることによって、振動子１を駆動する電力を所望の値とする。

駆動信号源２と振動子１の間に設けた受動素子は、例えば、振動子１と直列に設ける抵抗、インダクタ、及び、キャパシタ、並びに、振動子１と並列に設ける抵抗、インダクタ、及び、キャパシタ、のいずれか１以上とすることができる。これらの抵抗、インダクタ、及び、キャパシタの１以上を可変とすることによって、振動子１を駆動する電力を所望の値とする。

可変とする抵抗は、例えば、能動素子を用いた可変抵抗回路、マルチプライングＤ／Ａコンバータ、若しくは、デジタルポテンショメータとすることができる。可変とするインダクタは、例えば、能動素子を用いた擬似インダクタ回路とすることができる。可変とするキャパシタは、例えば、可変容量ダイオードを含む能動素子を用いた擬似キャパシタ回路、デジタルプログラマブルコンデンサ、若しくは、デジタルチューニングコンデンサとすることができる。

以下、振動子１の駆動信号の周波数を可変とする方法、及び、受動素子を可変とする方法について、それぞれ具体的な回路構成の一例を示すとともに、シミュレーション結果を参照しながら、説明する。なお、以下の回路図において、振動子１以外の部分が駆動電力制御回路である。

＜１．振動子の駆動信号の周波数を可変とする方法＞
＜１．１ 駆動信号の周波数による駆動電力制御の概要＞

図１には、振動子１の等価回路の代表的な例を示している。ただし、これに限定するものではない。図１とは異なる等価回路で表される振動子であっても、本発明を適用することが可能である。本発明は、例えば水晶振動子やＭＥＭＳ振動子などのような振動子一般に、広く適用可能である。

振動子１の共振周波数は、図１の等価回路中のインダクタＬｍとキャパシタＣｍによる直列共振回路によって生じている。抵抗Ｒｍは、振動子１の動作出力を示している。キャパシタＣｄは制動容量である。以下、これらの等価回路素子を各々、Ｌｍ、Ｃｍ、Ｒｍ、Ｃｄと略記する。

まず、駆動信号の周波数によって、振動子１を駆動する電力を所望の値に制御する回路について説明する。なお、以下の説明に記載している周波数、位相、等価回路素子を含む素子の定数、電圧、電流、電力等の数値は一例であり、これに限定するものではない。グラフの縦軸や横軸を除き、ほとんどを有効数字３桁で記載して数値の前の「約」は省略しているが、誤差を含む場合がある。

図２は、周波数ｆｄの駆動信号（定電圧出力）によって、図１の振動子１を駆動している様子を示している。以下、駆動信号の周波数ｆｄを、単にｆｄと記載する場合がある。

図２中、振動子１における各等価回路素子のかっこ内の値は、シミュレーションに用いた等価回路素子の定数の一例である。この定数における共振周波数は２．４０ＭＨｚとなっているが、もちろんこれに限定するものではない。以下のシミュレーション結果においても、振動子１における各等価回路素子の定数は、図２のかっこ内に示す定数を用いることとし、その説明は省略する。

＜１．２ 駆動信号の周波数による駆動電力制御の具体例＞

図３は、図２において駆動信号の周波数ｆｄが変化したときの、振動子１の駆動電力（＝Ｒｍで消費される電力）の変化の様子を、シミュレーションによって示している。実線が駆動電力［Ｗ］を示しており、点線が駆動電力の位相［ｄｅｇ］を示している。

一例として駆動信号の振幅を１０．０Ｖｒｍｓとしている結果、ｆｄが共振周波数の２．４０ＭＨｚのときの駆動電力（＝１０．０ΩのＲｍの消費電力）は１０Ｗになっている。

ここで、駆動電力を半分の５Ｗに下げたいときは、図３からわかる通り、ｆｄを２．４５ＭＨｚまで上げるか、２．３５ＭＨｚまで下げればよい。同様に、駆動電力を６Ｗにしたいときは、ｆｄを２．４４ＭＨｚまで上げるか、２．３６ＭＨｚまで下げればよい。

このように、ｆｄを調節することによって、振動子１の駆動電力を所望の値に制御することができる。

＜２．受動素子を可変とする方法＞
＜２．１ 抵抗を用いる場合＞
＜２.１.１ １つの可変抵抗による駆動電力制御＞

振動子１については、上述の周波数を可変とする方法の場合と同様である。

駆動信号源２と振動子１の間に設けた受動素子を可変とすることによって、振動子１を駆動する電力を所望の値に制御する回路の例として、抵抗素子を可変とする例について説明する。

図４には可変抵抗素子Ｒｓを振動子１と直列に備える例を示しており、図５には可変抵抗素子Ｒｐを振動子１と並列に備える例を示している。以下、原則としてＲｓ、Ｒｐと略記する。

図６には、Ｒｓが変化したときの、振動子１の駆動電力の変化の様子を、シミュレーションによって示している。一例として駆動信号（定電圧出力）の振幅を１０．０Ｖｒｍｓとしており、Ｒｓを０．００Ω／１．００Ω／２．００Ω／３．００Ωに変化させた例を示している。実線は駆動電力［Ｗ］であり、点線は駆動電力の位相［ｄｅｇ］である。実線は上から順に、Ｒｓが０．００Ωの場合／１．００Ωの場合／２．００Ωの場合／３．００Ωの場合を示しており、点線は２．４０ＭＨｚ未満で上から順に、Ｒｓが０．００Ωの場合／１．００Ωの場合／２．００Ωの場合／３．００Ωの場合を示している。

ｆｄが共振周波数の２．４０ＭＨｚにおいて、Ｒｓが０．００Ωの場合の駆動電力（＝１０．０ΩのＲｍの消費電力）は１０．０Ｗになっている。以下同様に、Ｒｓが１．００Ωの場合は約８．３Ｗ、Ｒｓが２．００Ωの場合は約６．９Ｗ、Ｒｓが３．００Ωの場合は約５．９Ｗとなっている。

即ち、Ｒｓを可変素子とすることによって、振動子１を駆動する電力を所望の値に制御する回路を実現している。

＜２.１.２ １つの可変抵抗による駆動電力制御の変形と、２つ以上の場合＞

駆動信号が理想的な定電圧出力の場合には、Ｒｐを可変としても振動子１に印加される電圧は変化しないため、振動子１を駆動する電力を所望の値に制御する回路は実現できない。駆動信号が理想的な定電流出力の場合にＲｓを可変としても、同様である。

実際には、理想的な定電圧出力や定電流出力は存在せず、駆動信号の出力インピーダンスＺｄは有限の値となる。定電圧出力に近い（一例としてＺｄ＜Ｒｍ）場合はＲｓを用いることが好ましく、定電流出力に近い（一例としてＺｄ＞Ｒｍ）場合はＲｐを用いることが好ましいが、これに限定するものではない。

以降では原則として、定電圧出力の駆動信号を例として説明する。なお、定電圧出力の駆動信号とＲｓの組み合わせは、定電流出力の駆動信号とＲｐの組み合わせと等価変換可能であるので、定電流出力の駆動信号の説明は、以下省略する。

図４と図５では、各々１つの可変抵抗によって制御する例を示したが、可変抵抗を図７（Ａ）や図７（Ｂ）のＲｖのように用いることも可能である。図７（Ａ）では、Ｒｖの一端を駆動信号源２に接続し、他端を接地し、摺動子を振動子１に接続している。図７（Ｂ）では、Ｒｖの一端を振動子１に接続し、他端を接地し、摺動子を駆動信号源２に接続している。また、図７（Ｃ）や図７（Ｄ）のようにＲｓとＲｐの２つの抵抗を用いることも可能であり、この場合はいずれか一方を固定抵抗に置き換えることができる。図７（Ｃ）では、ＲｐをＲｓと振動子１の間に設け、図７（Ｄ）では、ＲｐをＲｓと駆動信号源２の間に設けている。図７（Ａ）と図７（Ｃ）は、駆動信号が定電圧出力に近い場合に好ましく、図７（Ｂ）と図７（Ｄ）は、定電流出力に近い場合に好ましいが、これに限定するものではない。

さらに、例えばＴ型やΠ型のアッテネータを使用する等、３つ以上の抵抗を用いて、そのうちの１つ以上の抵抗を可変抵抗とすることも可能であるが、例示は省略する。また、可変抵抗に直列や並列に固定抵抗を設ける等も可能であるが、例示は省略する。

＜２.１.３ 能動素子を使用・併用する場合の例＞

以上、受動素子の一種である抵抗素子を可変することによって振動子１の駆動電力を制御する例を示したが、能動素子を使用又は併用して抵抗素子とすることも可能である。図８に、能動素子の一種であるＦＥＴを使用して振動子１の駆動電力を制御する回路の一例を示す。

制御回路３ではＦＥＴにかかっている電圧Ｖ（＝Ｖ１－Ｖ２）と電流ＩからＦＥＴの抵抗Ｒ＝Ｖ／Ｉを測定し、その抵抗値Ｒが所定の抵抗値になるように、制御回路３がＦＥＴを制御している。ここで所定の抵抗値に設定するための抵抗値設定の方法は任意であり、電圧、電流、デジタル値で抵抗値を設定してもよいし、可変抵抗で抵抗値を設定できるようにしてもよい。

図８ではＦＥＴを双方向で２つ使用する例を示しているが、例えば単方向性として１つのＦＥＴを使用してもよいし、ＦＥＴ以外の能動素子を用いてもよい。また図８では、図４のＲｓに相当する可変抵抗を能動素子に置き換えた例を示しているが、図５や図７などの可変抵抗を能動素子に置き換えてもよい。

また、例えばマルチプライングＤ／Ａコンバータを可変抵抗として用いて抵抗値をデジタル的に可変してもよいし、デジタル設定によって抵抗値を可変するデジタルポテンショメータと称するＩＣも慣用されている。

以上のように、受動素子の一種である抵抗素子を可変することによって、振動子１の駆動電力を制御することが可能である。なお、抵抗素子は電力を消費するため、省エネルギーの観点からは、抵抗素子による振動子１の駆動電力制御の変化幅は小さめにすることが好ましい。

なお、上記のように可変抵抗の代わりとして用いることができる各種の素子（能動素子を含む）や回路も、本発明においては受動素子の一種である可変抵抗に含めることとする。また、上記のような素子や回路を抵抗値一定で用いる場合は、本発明においては受動素子の一種である抵抗素子に含めることとする。

これは後述のインダクタやキャパシタについても同様であり、可変の受動素子の代わりとして用いることができる素子や回路は、本発明においては可変の受動素子に含めることとする。また、可変でない受動素子の代わりとして用いることができる素子や回路は、本発明においては受動素子に含めることとする。

また、切り替え、交換、差し替え等を行うことが可能な受動素子は、本発明においては可変の受動素子に含めることとする。

＜２．２ インダクタやキャパシタを用いる場合＞
＜２.２.１ 説明用の仮制約と、振動子に並列に設けるインダクタの例＞

次に、受動素子の一種であるインダクタやキャパシタを可変することによって振動子１の駆動電力を制御する例を示す。

以降、説明の容易のために、仮に下記の［１］と［２］の２つの制約を設けるが、これに限定するものではなく、あくまで説明の便宜のための仮定的な制約である。

［１］ｆｄ≒（ＬｍとＣｍによる直列共振周波数）とする。

ｆｄをＬｍとＣｍによる直列共振周波数付近にする場合、これを数式で表現すると下記のようになる。

ｆｄをＬｍとＣｍによる直列共振周波数付近にすると、ＬｍとＣｍによる直列共振回路は短絡状態に近くなるため、駆動信号がほとんどそのままＲｍに印加されることになる。

［２］ｆｄ≒（ＬｐとＣｄによる並列共振周波数）とする。

駆動信号源２と振動子１の間に、振動子１と並列にインダクタＬｐを設ける。以下、振動子と並列に設けるインダクタＬｐを、原則としてＬｐと略記する。ｆｄをＬｐとＣｄによる並列共振周波数付近にする場合、これを数式で表現すると下記のようになる。

具体的な一例として、振動子１の等価回路の各素子の定数を図２と同じ値とし、図９のようにＬｐを可変インダクタとして２．９３μＨに調整すると、並列共振周波数が２．４０ＭＨｚ付近となる。

ｆｄをＬｐとＣｄによる並列共振周波数付近にすると、ＬｐとＣｄによる並列共振回路は開放状態に近くなるため、駆動信号はほとんどＣｄの影響を受けないことになる。

駆動信号が定電圧出力であれば、図９ではＬｐがなくてもＣｄの影響は受けず、駆動電力の周波数特性は図３と同様になる。しかし後述のように、駆動信号源２と振動子１の間にさらに直列に他の素子を入れる等の場合には、Ｃｄの影響を受けることがあるので、上記のようなＬｐを設けることによって、以降の説明を容易にする。なおＬｐを設けない場合やＬｐのインダクタンス値が上記とは異なる場合の影響については、後述する。

＜２.２.２ 振動子に並列に設けるインダクタとキャパシタの例＞

駆動信号源２と振動子１の間に受動素子を設ける別の例として、振動子１と並列にさらにキャパシタＣｐを設ける例を示す。

ｆｄをＬｐ、とＣｐとＣｄによる並列共振周波数付近にする場合、これを数式で表現すると下記のようになる。

現実的には、一般的に入手できるインダクタはインダクタンス値が限定されている。またインダクタンス可変のインダクタよりも、キャパシタンス可変のキャパシタの方が入手性もよく低コストである。よって、図９のように可変インダクタを使用するよりも、図１０のように固定インダクタンと可変キャパシタを併用する方が好ましい場合がある。図１０の組合せ以外に、可変インダクタと固定キャパシタの組み合わせや、可変インダクタと可変キャパシタの組み合わせも、もちろん可能である。

さらに、このような場合の可変キャパシタは、固定キャパシタと可変キャパシタの並列接続とすることも可能である。振動子１の等価回路の各素子の定数を図２と同様とし、一例として、Ｌｐとしては２．７０μＨの一般的なインダクタンス値のインダクタを用い、Ｃｐとしては最大キャパシタンスが５０．０ｐＦの可変キャパシタと１００ｐＦの固定キャパシタを並列に接続する。可変キャパシタの容量を２８．７ｐＦに調整して、Ｃｐの容量を１２８．７ｐＦにすると、Ｌｐ、ＣｐとＣｄによる並列共振周波数を２．４０ＭＨｚ近辺にすることができる。

＜２.２.３ 振動子に直列に設けるインダクタやキャパシタの例＞

駆動信号源２と振動子１の間に直列に、インダクタＬｓやキャパシタＣｓを設ける例を、図１１（Ａ）から図１１（Ｃ）に示す。以下、振動子１と直列に設けるインダクタＬｓは原則としてＬｓと略記する。また振動子１と直列に設けるキャパシタＣｓは原則としてＣｓと略記する。なお、図１１（Ａ）から図１１（Ｃ）では、前述の仮の制約［２］のために、Ｌｐは２．９３μＨとする。

図１１（Ａ）は可変のＬｓのみを設け、図１１（Ｂ）は可変のＣｓのみを設けた例を示している。図１１（Ｃ）はＬｓとＣｓの両方を設けるとともに、ＬｓとＣｓの両方を可変素子とする例を示しているが、ＬｓとＣｓの一方だけを可変素子とすることも、もちろん可能である。

ＬｓもＣｓも存在しない場合の振動子１の共振周波数ｆｒは、下記のように表すことができる。

まず、図１１（Ａ）のようにＬｓのみを設ける場合を考える。前述の仮の制約［２］により、ｆｄ近辺ではＬｐとＣｄの並列共振回路はほとんど影響を与えないので、Ｌｓが存在する場合の共振周波数ｆｒは下記のように表すことができる。

即ち、Ｌｓが存在する場合の共振周波数ｆｒは、Ｌｓが存在しない場合の振動子１の共振周波数ｆｒよりも低下する。

図１２（Ａ）には、Ｌｓが変化したときの、振動子１の駆動電力の変化の様子を、シミュレーションによって示している。一例として駆動信号（定電圧出力）の振幅を１０．０Ｖｒｍｓとしており、Ｌｓなしの場合／Ｌｓが３３０ｎＨの場合／Ｌｓが６８０ｎＨの場合の例を示している。実線は駆動電力［Ｗ］であり、点線は駆動電力の位相［ｄｅｇ］である。実線は右から左に向かって順に、Ｌｓなしの場合／Ｌｓが３３０ｎＨの場合／Ｌｓが６８０ｎＨの場合を示しており、点線は上から下に向かって順に、Ｌｓなしの場合／Ｌｓが３３０ｎＨの場合／Ｌｓが６８０ｎＨの場合を示している。

ｆｄが共振周波数の２．４０ＭＨｚにおいて、駆動電力（＝１０．０ΩのＲｍの消費電力）は、Ｌｓなしの場合に１０．０Ｗになっている。以下同様に、Ｌｓが３３０ｎＨの場合は約８．０Ｗ、Ｌｓが６８０ｎＨの場合は約４．９Ｗになっている。

即ち、Ｌｓを可変素子とすることによって、振動子１を駆動する電力を所望の値に制御する回路を実現している。

次に図１１（Ｂ）のようにＣｓのみを設ける場合を考える。前述の仮の制約［２］により、ｆｄ近辺ではＬｐとＣｄの並列共振回路はほとんど影響を与えないので、Ｃｓが存在する場合の共振周波数ｆｒは下記のように表すことができる。

即ち、Ｃｓが存在する場合の共振周波数ｆｒは、Ｃｓが存在しない場合の振動子１の共振周波数ｆｒよりも上昇する。

図１２（Ｂ）には、Ｃｓが変化したときの、振動子１の駆動電力の変化の様子を、シミュレーションによって示している。一例として駆動信号（定電圧出力）の振幅を１０．０Ｖｒｍｓとしており、Ｃｓなしの場合（直結）／Ｃｓ＝１３．０ｎＦの場合／Ｃｓ＝６．５０ｎＦの場合の例を示している。実線は駆動電力［Ｗ］であり、点線は駆動電力の位相［ｄｅｇ］である。実線は左から右に向かって順に、Ｃｓなしの場合（直結）／Ｃｓが１３．０ｎＦの場合／Ｃｓが６．５０ｎＦの場合を示しており、点線は下から上に向かって順に、Ｃｓなしの場合（直結）／Ｃｓが１３．０ｎＦの場合／Ｃｓが６．５０ｎＦの場合を示している。

ｆｄが共振周波数の２．４０ＭＨｚにおいて、駆動電力（＝１０．０ΩのＲｍの消費電力）は、Ｃｓなし（直結）の場合に１０．０Ｗになっている。以下同様に、Ｃｓが１３．０ｎＦの場合は約７．９Ｗ、Ｃｓが６．５０ｎＦの場合は約４．９Ｗになっている。

即ち、Ｃｓを可変素子とすることによって、振動子１を駆動する電力を所望の値に制御する回路を実現している。

さらに図１１（Ｃ）のようにＬｓとＣｓの両方を設ける場合を考える。前述の仮の制約［２］により、ｆｄ近辺ではＬｐとＣｄの並列共振回路はほとんど影響を与えないので、ＬｓとＣｓが存在する場合の共振周波数は下記のように表すことができる。

即ち、Ｌｓの影響の方が強いときは共振周波数ｆｒが下がり、Ｃｓの影響の方が強いときは共振周波数ｆｒが上昇するので、ｆｄが共振周波数の２．４０ＭＨｚにおける駆動電力を所望の値に制御することができる。

図１２（Ｃ）には、ＬｓもＣｓも設けないときの振動子１の駆動電力と、ＬｓとＣｓの影響が同程度にしたときの振動子１の駆動電力の比較、及び、ＬｓとＣｓの影響が同程度のときに振動子１に印加される電圧を、シミュレーションによって示している。ＬｓとＣｓの影響が同程度であれば、共振周波数ｆｒはＬｓもＣｓも設けないときとほぼ同じになる。ＬｓとＣｓの影響が同程度の一例として、Ｌｓを４．００μＨ、Ｃｓを１．１０ｎＦとしている。

最も上の実線は、ＬｓとＣｓの影響が同程度のときの、振動子１に印加される電圧［Ｖ］である。０ｄｅｇ前後でほとんど変化していない点線は、ＬｓとＣｓの影響が同程度のときの、振動子１に印加される電圧の位相［ｄｅｇ］である。

残る２本の実線の内、２．４０ＭＨｚのピークが鈍い方がＬｓもＣｓも設けないときの振動子１の駆動電力［Ｗ］であり、２．４０ＭＨｚのピークが鋭い方がＬｓとＣｓの影響が同程度のときの振動子１の駆動電力［Ｗ］である。

また、残る２本の点線の内、位相変化が小さい方がＬｓもＣｓも設けないときの振動子１の駆動電力の位相［ｄｅｇ］であり、位相変化が大きい方がＬｓとＣｓの影響が同程度のときの振動子１の駆動電力の位相［ｄｅｇ］である。

即ち、ＬｓとＣｓのいずれか又は両方を可変素子とすることによって、振動子１を駆動する電力を所望の値に制御する回路を実現している。

なお、このようにＬｓとＣｓの両方を設けると、所定の周波数（図１２（Ｃ）における共振周波数の２．４０ＭＨｚ）以外の周波数における駆動電力や駆動電圧を低減することができる。シミュレーションでは駆動信号として正弦波を仮定しているが、現実的には正弦波には歪成分が含まれているし、駆動信号源２の高効率化のためにスイッチング波形（略矩形波、３値以上の階段波による擬似正弦波や、ＰＷＭ波等）を使用する場合もある。このような場合にＬｓとＣｓの両方を使用すると、基本波成分以外の周波数成分を抑制することができるので、好ましい場合がある。

特に、Ｌｓを大きくしＣｓを小さくすると、所定の周波数以外の周波数における駆動電力や駆動電圧を、より低減することができる。しかし現実のインダクタ素子には損失（鉄損や銅損など）が生じる。一般的にはインダクタンスが大きいほど損失が大きくなるので、Ｌｓの選択にあたっては考慮が必要である。

＜２.２.４ 振動子に並列に設けるインダクタの例＞

ＬｓやＣｓを設ける場合の、Ｌｐの影響の例を、図１３（Ａ）から図１３（Ｃ）に示す。一例として駆動信号（定電圧出力）の振幅を１０．０Ｖｒｍｓとしており、Ｌｐなしの場合／Ｌｐが２．３９μＨの場合／Ｌｐが１．２０μＨの場合の振動子１の駆動電力の変化の様子を、シミュレーションによって示している。実線は駆動電力［Ｗ］であり、点線は駆動電力の位相［ｄｅｇ］である。

図１３（Ａ）には、Ｃｓは設けずＬｓだけを設け、Ｌｓのインダクタンスを３３０ｎＨにしたときの例を示している。実線は駆動電力が大きい方から小さい方に向けて、Ｌｐなしの場合／Ｌｐが２．３９μＨの場合／Ｌｐが１．２０μＨの場合である。また、点線の位相は左から右に向けて、Ｌｐなしの場合／Ｌｐが２．３９μＨの場合／Ｌｐが１．２０μＨの場合である。

ｆｄが共振周波数の２．４０ＭＨｚにおける駆動電力は、Ｌｐなしの場合は約９．５Ｗ、Ｌｐが２．３９μＨの場合は約７．６Ｗ、Ｌｐが１．２０μＨの場合は約６．２Ｗとなっている。実線のピーク周波数と駆動電力は、Ｌｐなしの場合は２．３７ＭＨｚ、約１３Ｗ、Ｌｐが２．３９μＨの場合は２．３８ＭＨｚ、約９．５Ｗ、Ｌｐが１．２０μＨの場合は２．３８ＭＨｚ、約７．４Ｗとなっている。

Ｃｓは設けずＬｓだけを設けた場合において、Ｌｐなしとした場合は、駆動電力のピーク周波数において１０．０Ｗよりも大きな駆動電力が得られている。逆に言うと、振動子１の駆動電力を１０．０Ｗにしたいときには、駆動信号の振幅を１０．０Ｖｒｍｓよりも小さくすることができる。

また、駆動電力のピーク周波数近辺（この例においては２．３８ＭＨｚ近辺）においては、Ｌｓの大小によって駆動電力が変化するので、Ｌｓを可変素子とすることによって、振動子１を駆動する電力を所望の値に制御することができる。

図１３（Ｂ）には、Ｌｓは設けずＣｓだけを設け、Ｃｓのキャパシタンスを６．５０ｎＦにしたときの例を示している。実線は駆動電力が小さい方から大きい方に向けて、Ｌｐなしの場合／Ｌｐが２．３９μＨの場合／Ｌｐが１．２０μＨの場合である。また、点線の位相は左から右に向けて、Ｌｐなしの場合／Ｌｐが２．３９μＨの場合／Ｌｐが１．２０μＨの場合である。

ｆｄが共振周波数の２．４０ＭＨｚにおける駆動電力は、Ｌｐなしの場合は約３．９Ｗ、Ｌｐが２．３９μＨの場合は約５．２Ｗ、Ｌｐが１．２０μＨの場合は約６．８Ｗとなっている。実線のピーク周波数と駆動電力は、Ｌｐなしの場合は２．４４ＭＨｚ、約６．６Ｗ、Ｌｐが２．３９μＨの場合は２．４５ＭＨｚ、約１１Ｗ、Ｌｐが１．２０μＨの場合は２．４７ＭＨｚ、約２０．５Ｗとなっている。

Ｌｓは設けずＣｓだけを設けた場合においても、Ｌｐなしとした場合は、駆動電力のピーク周波数において１０．０Ｗよりも大きな駆動電力が得られている。逆に言うと、振動子１の駆動電力を１０．０Ｗにしたいときには、駆動信号の振幅を１０．０Ｖｒｍｓよりも小さくすることができる。

図１３（Ｃ）には、ＬｓとＣｓの両方を設け、Ｌｓのインダクタンスを４．００μＨ、Ｃｓのキャパシタンスを１．１０ｎＦにしたときの例を示している。実線の駆動電力は右から左に向けて、Ｌｐなしの場合／Ｌｐが２．３９μＨの場合／Ｌｐが１．２０μＨの場合である。点線の位相はほとんど差異がなく、Ｌｐの影響を受けていない。また、駆動電力はいずれも２．４０ＭＨｚ近辺にピークがあり、いずれも約１０Ｗとなっている。

このように、Ｌｐの値によって振動子１の駆動電力を制御することができる。特に、ピーク周波数を適宜選択したり、ＬｓとＣｓのいずれか一方を設けたときには、Ｌｐを可変することによって振動子１の駆動電力を大きく変化させることが可能である。

＜２.２.５ 振動子に並列に設けるキャパシタの例＞

ＬｓやＣｓを設ける場合の、Ｃｐの影響の例を、図１４（Ａ）から図１４（Ｃ）に示す。一例として駆動信号（定電圧出力）の振幅を１０．０ＶｒｍｓとしてＬｐなしとしており、Ｃｐなしの場合／Ｃｐが１．５０ｎＦの場合／Ｃｐが３．００ｎＦの場合の振動子１の駆動電力の変化の様子を、シミュレーションによって示している。実線は駆動電力［Ｗ］であり、点線は駆動電力の位相［ｄｅｇ］である。

図１４（Ａ）には、Ｃｓは設けずＬｓだけを設け、Ｌｓのインダクタンスを３３０ｎＨにしたときの例を示している。実線は駆動電力が大きい方から小さい方に向けて、Ｃｐなしの場合／Ｃｐが１．５０ｎＦの場合／Ｃｐが３．００ｎＦの場合である。また、点線の位相は左から右に向けて、ＣｐがＣｐなしの場合／Ｃｐが１．５０ｎＦの場合／Ｃｐが３．００ｎＦの場合である。

ｆｄが共振周波数の２．４０ＭＨｚにおける駆動電力は、Ｃｐなしの場合は約９．６Ｗ、Ｃｐが１．５０ｎＦの場合は約１２Ｗ、Ｃｐが３．００ｎＦの場合は約１４Ｗとなっている。実線のピーク周波数と駆動電力は、Ｃｐなしの場合は２．３７ＭＨｚ、約１３Ｗ、Ｃｐが１．５０ｎＦの場合は２．３７ＭＨｚ、約１６Ｗ、Ｃｐが３．００ｎＦの場合は２．３６ＭＨｚ、約２２Ｗとなっている。

Ｃｓは設けずＬｓだけを設けた場合において、Ｃｐの値によっては、駆動電力のピーク周波数において１０．０Ｗよりも大きな駆動電力が得られている。逆に言うと、振動子１の駆動電力を１０．０Ｗにしたいときには、駆動信号の振幅を１０．０Ｖｒｍｓよりも小さくすることができる。

また、駆動電力のピーク周波数近辺（この例においては２．３７ＭＨｚ近辺）においては、Ｌｓの大小によって駆動電力が変化するので、Ｃｓを可変素子とすることによって、振動子１を駆動する電力を所望の値に制御することができる。

図１４（Ｂ）には、Ｌｓは設けずＣｓだけを設け、Ｃｓのキャパシタンスを６．５０ｎＦにしたときの例を示している。実線は電力が大きい方から小さい方に向けて、Ｃｐなしの場合／Ｃｐが１．５０ｎＦの場合／Ｃｐが３．００ｎＦの場合である。また、点線の位相は右から左に向けて、Ｃｐなしの場合／Ｃｐが１．５０ｎＦの場合／Ｃｐが３．００ｎＦの場合である。

ｆｄが共振周波数の２．４０ＭＨｚにおける駆動電力は、Ｃｐなしの場合は約３．９Ｗ、Ｃｐが１．５０ｎＦの場合は約３．２Ｗ、Ｃｐが３．００ｎＦの場合は約２．６Ｗとなっている。実線のピーク周波数と駆動電力は、Ｃｐなしの場合は２．４４ＭＨｚ、約６．６Ｗ、Ｃｐが１．５０ｎＦの場合は２．４３ＭＨｚ、約４．７Ｗ、Ｃｐが３．００ｎＦの場合は２．４３ＭＨｚ、約３．５Ｗとなっている。

図１４（Ｃ）には、ＬｓとＣｓの両方を設け、Ｌｓのインダクタンスを４．００μＨ、Ｃｓのキャパシタンスを１．１０ｎＦにしたときの例を示している。実線はピーク周波数がわずかに低い方からわずかに高い方に向けて、Ｃｐなしの場合／Ｃｐが１．５０ｎＦの場合／Ｃｐが３．００ｎＦの場合である。点線の位相はほとんど差異がなく、Ｃｐの影響を受けていない。また、駆動電力はいずれも２．４０ＭＨｚ近辺にピークがあり、いずれも約１０Ｗとなっている。

このように、Ｃｐの値によって振動子１の駆動電力を制御することができる。特に、ピーク周波数を適宜選択したり、ＬｓとＣｓのいずれか一方を設けたときには、Ｃｐを可変することによって振動子１の駆動電力を大きく変化させることが可能である。

＜２.２.６ 能動素子を使用・併用する場合の例＞

以上、ＬｓやＣｓとして、固定又は可変の受動素子を用いた例を示したが、能動素子を使用又は併用することも可能である。能動素子を用いてインダクタやキャパシタを実現するための様々な回路方式は、一般的に擬似インダクタ回路（シミュレーテッドインダクタ回路）や擬似キャパシタ回路（シミュレーテッドキャパシタ回路）と称されており、当業者にとっての慣用技術なので、例示は省略する。また、デジタル的に容量を設定可能な可変容量回路ＩＣとして、デジタルプログラマブルコンデンサやデジタルチューニングコンデンサと称するＩＣも慣用されている。さらに、可変容量ダイオードを用いて印加する直流電圧によって容量を可変する方法も慣用されている。いずれの場合も、固定素子の代わりに用いれば本発明においては固定の受動素子に含まれ、可変素子の代わりに用いれば可変の受動素子に含まれる。

＜２.２.７ ＬｓやＣｓの配置の例等＞

ＬｓやＣｓの配置は、いままで例示した配置に限定されない。

図１５（Ａ）には、いままで例示したＬｓやＣｓの配置と同様の配置を示している。ここで、Ｌｓ、Ｃｓ、Ｌｐ、Ｃｐは全て備える必要はなく、また、少なくとも１つを可変素子とすればよく、どれを可変素子にしてもよい。図１５（Ａ）の配置では、駆動信号源２の一端も振動子１の一端も接地される。

図１５（Ｂ）、図１５（Ｃ）、図１５（Ｄ）にはＬｓやＣｓの別の配置例を示している。ここでもＬｓ、Ｃｓ、Ｌｐ、Ｃｐを全て備える場合を例示しているが、図１５（Ａ）と同様、Ｌｓ、Ｃｓ、Ｌｐ、Ｃｐは全て備える必要はなく、また、少なくとも１つを可変素子とすればよく、どれを可変素子にしてもよい。図１５（Ｂ）、図１５（Ｃ）、図１５（Ｄ）においても、ＬｓやＣｓは駆動信号源２と振動子１の間に直列に接続されており、必要に応じてどの配置を選択することも可能である。図１５（Ｂ）では、Ｌｓが駆動信号の入力側に接続され、Ｃｓが接地側に接続され、図１５（Ｃ）では、ＬｓとＣｓが接地側に接続され、図１５（Ｄ）では、Ｌｓが接地側に接続され、Ｃｓが駆動信号の入力側に接続されている。図中のＧ１で接地する場合は図１５（Ａ）と電気的にはほぼ同等となるが、振動子１の一端が接地されない。一方、図中のＧ１では接地せず、図中のＧ２で接地することも可能であるが、この場合は、振動子１の一端は接地されるが駆動信号源２の一端は接地されないので、電気的に“浮いた”（フローティングされた）駆動信号源２が必要となる。

例えば振動子１を液体の霧化のために使用する場合に、振動子１が液体に接触する面が接地されていないときは、液体に交流が印加されることになって液体の化学的性質等に影響を及ぼす可能性がある。また、使用者が液体に触れたり振動子１に直接触れたときに、使用者が感電する可能性が生じる。このような事故を未然回避するためには、振動子１が対象物に接触する面が接地されるようにすることが好ましい。

＜３．組み合わせについて＞

以上、振動子１を駆動する電力を所望の値とするための回路や方法として、下記のような例を示した。
１．駆動信号の周波数を可変とする
２．駆動信号源２と振動子１の間に設けた受動素子の１以上を可変とする

これらの回路や方法は、各々自由に組み合わせて利用することが可能であり、特に制限はない。受動素子の１以上を可変とする場合の今までの説明では、代表的な例として、駆動信号源２と振動子１の間に直列に接続する抵抗や、インダクタ、キャパシタ、及び、振動子１に並列に接続する抵抗や、インダクタ、キャパシタを例示したが、これに限定するものではない。受動素子を可変とする回路や方法を含む場合には、抵抗や、インダクタ、キャパシタを自由に組み合わせて自由な回路で利用することが可能であり、回路や方法に含まれる受動素子の必要な一部又は全部を可変とすることが可能である。

１ 振動子
２ 駆動信号源
３ 制御回路

Claims (6)

1. 駆動信号によって振動子を駆動する振動子の駆動電力制御回路であって、
   前記駆動信号の周波数を可変とするか、及び／又は、
   駆動信号源と前記振動子の間に設けた受動素子を含む回路において前記受動素子の１以上を可変とする、
   ことによって、前記振動子を駆動する電力を所望の値とすることを特徴とする振動子の駆動電力制御回路。
2. 前記受動素子が、
   前記振動子と直列に設ける抵抗、インダクタ、及び、キャパシタ、並びに、
   前記振動子と並列に設ける抵抗、インダクタ、及び、キャパシタ、のいずれか１以上であり、
   前記抵抗、前記インダクタ、及び、前記キャパシタの１以上を可変とすることを特徴とする請求項１に記載の振動子の駆動電力制御回路。
3. 可変とする前記抵抗が、能動素子を用いた可変抵抗回路、マルチプライングＤ／Ａコンバータ、若しくは、デジタルポテンショメータである、及び／又は、
   可変とする前記インダクタが、能動素子を用いた擬似インダクタ回路である、及び／又は、
   可変とする前記キャパシタが、可変容量ダイオードを含む能動素子を用いた擬似キャパシタ回路、デジタルプログラマブルコンデンサ、若しくは、デジタルチューニングコンデンサであることを特徴とする請求項２に記載の振動子の駆動電力制御回路。
4. 駆動信号によって振動子を駆動する振動子の駆動電力制御方法であって、
   前記駆動信号の周波数を可変とするか、及び／又は、
   駆動信号源と前記振動子の間に設けた受動素子を含む回路において前記受動素子の１以上を可変とする、
   ことによって、前記振動子を駆動する電力を所望の値とすることを特徴とする振動子の駆動電力制御方法。
5. 前記受動素子が、
   前記振動子と直列に設ける抵抗、インダクタ、及び、キャパシタ、並びに、
   前記振動子と並列に設ける抵抗、インダクタ、及び、キャパシタ、のいずれか１以上であり、
   前記抵抗、前記インダクタ、及び、前記キャパシタの１以上を可変とすることを特徴とする請求項４に記載の振動子の駆動電力制御方法。
6. 可変とする前記抵抗が、能動素子を用いた可変抵抗回路、マルチプライングＤ／Ａコンバータ、若しくは、デジタルポテンショメータである、及び／又は、
   可変とする前記インダクタが、能動素子を用いた擬似インダクタ回路である、及び／又は、
   可変とする前記キャパシタが、可変容量ダイオードを含む能動素子を用いた擬似キャパシタ回路、デジタルプログラマブルコンデンサ、若しくは、デジタルチューニングコンデンサであることを特徴とする請求項５に記載の振動子の駆動電力制御方法。
   

Images