JP2023085853A - Power converter, battery charger, and power conversion method - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電力変換装置、バッテリ充電装置、及び電力変換方法に関する。 The present invention relates to a power conversion device, a battery charging device, and a power conversion method.
近年、バッテリの充電などに用いられる電力変換装置が知られている（例えば、特許文献１を参照）。このような従来の電力変換装置は、例えば、発電機から出力される３相交流電力を、サイリスタなどのスイッチ素子を用いて整流して、バッテリを充電する直流電力に変換している。
2. Description of the Related Art In recent years, power converters used for battery charging and the like have been known (see
ところで、発電機は、回転数に応じて出力する電力が変動するため、従来の電力変換装置では、スイッチ素子をオン状態の期間を制御することで整流動作を調整して、最適な充電電圧になるように制御している。しかしながら、発電機が高回転になると、発電機からの出力電力が多くなるため、スイッチ素子のオン状態の期間が短くなり、３相の整流期間にバラツキが生じて、特定の相に整流が集中する電流偏りが発生することがある。この電流偏りが発生すると、特定の相に集中して電流が流れて発熱するため、従来の電力変換装置では、例えば、発熱低減のための素子や構成が必要になり、装置が大型化する問題があった。 By the way, since the output power of a generator fluctuates according to the number of rotations, conventional power converters adjust the rectification operation by controlling the period in which the switch element is in the ON state, thereby achieving the optimum charging voltage. controlled to be However, when the generator rotates at a high speed, the output power from the generator increases, so the on-state period of the switch element shortens, causing variations in the rectification period of the three phases, and commutation concentrates on a specific phase. current bias may occur. When this current imbalance occurs, current flows concentratedly in a specific phase and heat is generated. Therefore, in conventional power converters, for example, elements and configurations for reducing heat generation are required, which increases the size of the device. was there.
本発明は、上記問題を解決すべくなされたもので、その目的は、発熱を低減することができる電力変換装置、バッテリ充電装置、及び電力変換方法を提供することにある。 SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above problems, and an object of the present invention is to provide a power conversion device, a battery charging device, and a power conversion method that can reduce heat generation.
上記問題を解決するために、本発明の一態様は、回転子の回転に応じて、発電機が出力する３相の交流電力のそれぞれの信号線に接続されたスイッチ素子の導通により、前記３相の交流電力を整流した直流電力を出力する整流部と、前記整流部が出力する前記直流電力の電圧が、所定の電圧以上になった場合に、前記スイッチ素子の導通を停止する停止信号を出力する制御部と、前記制御部が出力する前記停止信号に基づいて、前記３相の各相で、前記スイッチ素子が、一定の導通状態で固定されないように、各相の前記スイッチ素子の制御信号を調整する調整処理部とを備えることを特徴とする電力変換装置である。 In order to solve the above problem, according to one aspect of the present invention, according to the rotation of the rotor, the three a rectifying unit for outputting DC power obtained by rectifying phase AC power; and a stop signal for stopping conduction of the switch element when the voltage of the DC power output by the rectifying unit exceeds a predetermined voltage. and controlling the switch elements of each of the three phases based on the stop signal output by the control unit so that the switch elements are not fixed in a constant conduction state. and an adjustment processing unit that adjusts a signal.
また、本発明の一態様は、上記の電力変換装置において、前記調整処理部は、前記回転子の回転数が、閾値以上である場合に、各相の前記スイッチ素子の前記制御信号を調整する調整処理を実行することを特徴とする。 Further, according to one aspect of the present invention, in the power conversion device described above, the adjustment processing unit adjusts the control signal for the switch element of each phase when the rotation speed of the rotor is equal to or greater than a threshold. It is characterized by executing adjustment processing.
また、本発明の一態様は、上記の電力変換装置において、前記スイッチ素子がサイリスタであり、前記調整処理部は、前記サイリスタの導通期間が、各相で一定の導通状態で固定されないように、前記サイリスタを非導通にする前記制御信号を生成することを特徴とする。 Further, according to one aspect of the present invention, in the above-described power conversion device, the switch element is a thyristor, and the adjustment processing unit is arranged so that the conduction period of the thyristor is not fixed in a constant conduction state in each phase. The control signal is generated to make the thyristor non-conductive.
また、本発明の一態様は、上記の電力変換装置において、前記調整処理部は、前記３相の各相で、前記スイッチ素子が一定の導通状態で固定されないように、各相の前記スイッチ素子の非導通期間を調整する出力信号を出力する信号出力部と、前記制御部が出力する停止信号と、前記信号出力部が出力する前記出力信号とを論理演算して、前記制御信号を生成する論理回路部とを備えることを特徴とする。 Further, according to one aspect of the present invention, in the power conversion device described above, the adjustment processing unit controls the switch element of each phase so that the switch element is not fixed in a constant conduction state in each of the three phases. A signal output unit that outputs an output signal for adjusting the non-conducting period of, a stop signal output by the control unit, and the output signal output by the signal output unit are logically operated to generate the control signal and a logic circuit unit.
また、本発明の一態様は、上記の電力変換装置において、前記論理回路部が、ＯＲ回路であることを特徴とする。 Further, according to one aspect of the present invention, in the power conversion device described above, the logic circuit section is an OR circuit.
また、本発明の一態様は、上記に記載の電力変換装置を備え、前記整流部は、前記３相の交流電力を整流した直流電力を、充電電力としてバッテリに供給することを特徴とするバッテリ充電装置である。 According to another aspect of the present invention, there is provided the above-described power converter, wherein the rectifying unit supplies DC power obtained by rectifying the three-phase AC power to the battery as charging power. A charging device.
また、本発明の一態様は、回転子の回転に応じて、発電機が出力する３相の交流電力のそれぞれの信号線に接続されたスイッチ素子の導通により、前記３相の交流電力を整流した直流電力を出力する整流部を備える電力変換装置の電力変換方法であって、制御部が、前記整流部が出力する前記直流電力の電圧が、所定の電圧以上になった場合に、前記スイッチ素子の導通を停止する停止信号を出力する制御ステップと、調整処理部が、前記制御ステップによって出力された前記停止信号に基づいて、前記３相の各相で、前記スイッチ素子が一定の導通状態で固定されないように、各相の前記スイッチ素子の制御信号を調整する調整ステップとを含むことを特徴とする電力変換方法である。 Further, according to one aspect of the present invention, according to the rotation of the rotor, the three-phase AC power is rectified by conducting the switch elements connected to the respective signal lines of the three-phase AC power output from the generator. A power conversion method for a power conversion device including a rectifying unit that outputs DC power, wherein the control unit causes the switch to a control step of outputting a stop signal for stopping the conduction of the element, and an adjustment processing unit, based on the stop signal output by the control step, in each of the three phases, the switch element is in a constant conduction state. and an adjusting step of adjusting the control signal of the switch element of each phase so that the power conversion method is not fixed at .
本発明によれば、電力変換装置は、調整処理部が、制御部が出力する停止信号に基づいて、３相の各相で、スイッチ素子が一定の導通状態で固定されないように、各相のスイッチ素子の制御信号を調整するため、特定の相に整流が集中する電流偏りの発生を低減することができる。よって、電力変換装置は、発熱を低減することができ、発熱低減のための素子や構成を追加する必要がないため、装置を小型化することができる。 According to the present invention, in the power conversion device, the adjustment processing unit controls each phase so that the switching element is not fixed in a constant conductive state in each of the three phases based on the stop signal output by the control unit. Since the control signal for the switch element is adjusted, it is possible to reduce the occurrence of current imbalance in which rectification concentrates on a specific phase. Therefore, the power conversion device can reduce heat generation, and there is no need to add an element or configuration for heat generation reduction, so the device can be miniaturized.
以下、本発明の一実施形態による電力変換装置、バッテリ充電装置、及び電力変換方法について、図面を参照して説明する。
図１は、本実施形態によるバッテリ充電装置１００及び電力変換装置１の一例を示すブロック図である。
A power conversion device, a battery charging device, and a power conversion method according to an embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing an example of a
図１に示すように、バッテリ充電装置１００は、発電機２及びバッテリ３に接続され、電力変換装置１を備える。
バッテリ充電装置１００は、例えば、自動二輪車などの車両に搭載され、発電機２で発電した交流電力を整流して、バッテリ３に充電する装置である。また、バッテリ充電装置１００には、不図示の負荷部が接続され、発電機２が発電した電力、又はバッテリ３の出力電力を負荷部に供給する。
As shown in FIG. 1 , the
The
発電機２は、例えば、３相交流発電機であり、回転子（不図示）の回転に応じて発電し、発電した電力に応じた３相の交流電力（３相の交流信号）を出力する。ここで、回転子は、例えば、自動二輪車の内燃機関（エンジン）の回転軸に接続されたクランクシャフトなどである。また、ここでの３相の交流電力は、例えば、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の交流信号である。 The generator 2 is, for example, a three-phase AC generator, generates power according to the rotation of a rotor (not shown), and outputs three-phase AC power (three-phase AC signal) according to the generated power. . Here, the rotor is, for example, a crankshaft connected to a rotating shaft of an internal combustion engine (engine) of a motorcycle. Also, the three-phase AC power here is, for example, U-phase, V-phase, and W-phase AC signals.
ここで、発電機２が発電したＵ相の交流電力の信号線は、ノードＮ１に接続され、発電機２が発電したＶ相の交流電力の信号線は、ノードＮ２に接続される。また、発電機２が発電したＷ相の交流電力の信号線は、ノードＮ３に接続される。 Here, the signal line for the U-phase AC power generated by the generator 2 is connected to the node N1, and the signal line for the V-phase AC power generated by the generator 2 is connected to the node N2. A signal line for the W-phase AC power generated by the generator 2 is connected to the node N3.
また、発電機２は、回転数センサ２１を備えている。回転数センサ２１は、回転数を示す信号を出力する。なお、本実施形態において、「回転数」とは、単位時間当たりの回転数のことであり、回転速度のことである。発電機２は、回転数が大きくなると、回転数に応じて、発電する電力量（発電電力量）が増大するものとする。
In addition, the generator 2 has a
バッテリ３は、例えば、鉛蓄電池であり、電力変換装置１の出力電圧Ｖｏｕｔを出力する信号線Ｌ１と、ＧＮＤ線Ｌ２（接地線）との間に接続されている。バッテリ３の＋（プラス）電極（正極）が出力電圧Ｖｏｕｔの信号線Ｌ１に接続され、－（マイナス）電極（負極）がＧＮＤ線Ｌ２に接続されている。バッテリ３は、信号線Ｌ１を介して供給された発電機２の発電電力により充電されるとともに、充電した電力を、信号線Ｌ１を介して、負荷部（不図示）に供給する。
The
電力変換装置１は、例えば、３相サイリスタオープン式のレギュレータであり、発電機２が出力する３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の交流電力を、予め定められた定電圧に変換する。電力変換装置１は、整流部１０と、Ｕ相ドライバ部１３と、Ｖ相ドライバ部１４と、Ｗ相ドライバ部１５と、調整処理部３０と、制御部４０とを備えている。
The
整流部１０は、発電機２が出力する３相の交流電力のそれぞれの信号線に接続されたサイリスタ（１１、１２）の導通により、３相の交流電力を整流した直流電力を出力する。整流部１０は、上側のサイリスタ１１（１１－１～１１－３）と、下側のサイリスタ１２（１２－１～１２－３）とを備える。サイリスタ１１及びサイリスタ１２は、スイッチ素子の一例である。
The rectifying
なお、本実施形態において、サイリスタ１１－１、サイリスタ１１－２、及びサイリスタ１１－３のそれぞれは、上側のサイリスタ（上側のスイッチ素子）を示し、電力変換装置１が備える任意の上側のサイリスタを示す場合、又は特に区別しない場合に、サイリスタ１１と表記する。
In the present embodiment, each of the thyristors 11-1, 11-2, and 11-3 represents an upper thyristor (upper switch element), and any upper thyristor included in the
また、サイリスタ１２－１、サイリスタ１２－２、及びサイリスタ１２－３のそれぞれは、下側のサイリスタ（上側のスイッチ素子）を示し、電力変換装置１が備える任意の下側のサイリスタを示す場合、又は特に区別しない場合に、サイリスタ１２と表記する。
Further, each of the thyristor 12-1, the thyristor 12-2, and the thyristor 12-3 indicates a lower thyristor (upper switch element), and when indicating an arbitrary lower thyristor included in the
サイリスタ１１－１は、Ｕ相用の上側のスイッチ素子であり、アノード端子がノードＮ１に接続され、カソード端子が信号線Ｌ１に接続され、制御端子（ゲート端子）がＵ相ドライバ部１３の上側制御信号の信号線に接続されている。
The thyristor 11-1 is a U-phase upper switching element, has an anode terminal connected to the node N1, a cathode terminal connected to the signal line L1, and a control terminal (gate terminal) connected to the upper side of the
また、サイリスタ１１－２は、Ｖ相用の上側のスイッチ素子であり、アノード端子がノードＮ２に接続され、カソード端子が信号線Ｌ１に接続され、制御端子がＶ相ドライバ部１４の上側制御信号の信号線に接続されている。
The thyristor 11-2 is a V-phase upper switching element, has an anode terminal connected to the node N2, a cathode terminal connected to the signal line L1, and a control terminal for the upper control signal of the V-
また、サイリスタ１１－３は、Ｗ相用の上側のスイッチ素子であり、アノード端子がノードＮ３に接続され、カソード端子が信号線Ｌ１に接続され、制御端子がＷ相ドライバ部１５の上側制御信号の信号線に接続されている。
The thyristor 11-3 is a W-phase upper switching element, has an anode terminal connected to the node N3, a cathode terminal connected to the signal line L1, and a control terminal for the upper control signal of the W-
また、サイリスタ１２－１は、Ｕ相用の下側のスイッチ素子であり、アノード端子がＧＮＤ線Ｌ２に接続され、カソード端子がノードＮ１に接続され、制御端子がＵ相ドライバ部１３の下側制御信号の信号線に接続されている。
The thyristor 12-1 is a U-phase lower switch element, has an anode terminal connected to the GND line L2, a cathode terminal connected to the node N1, and a control terminal connected to the lower side of the
また、サイリスタ１２－２は、Ｖ相用の下側のスイッチ素子であり、アノード端子がＧＮＤ線Ｌ２に接続され、カソード端子がノードＮ２に接続され、制御端子がＶ相ドライバ部１４の下側制御信号の信号線に接続されている。
The thyristor 12-2 is a lower switching element for the V-phase, has an anode terminal connected to the GND line L2, a cathode terminal connected to the node N2, and a control terminal connected to the lower side of the V-
また、サイリスタ１２－３は、Ｗ相用の下側のスイッチ素子であり、アノード端子がＧＮＤ線Ｌ２に接続され、カソード端子がノードＮ３に接続され、制御端子がＷ相ドライバ部１５の下側制御信号の信号線に接続されている。
The thyristor 12-3 is a W-phase lower switch element, has an anode terminal connected to the GND line L2, a cathode terminal connected to the node N3, and a control terminal connected to the lower side of the W-
Ｕ相ドライバ部１３は、サイリスタ１１－１及びサイリスタ１２－１の制御信号せ生成するドライバである。Ｕ相ドライバ部１３は、後述する調整処理部３０から出力されるＵ相の制御信号Ｓｏｆｆ１に基づいて、サイリスタ１１－１の制御信号及びサイリスタ１２－１の制御信号を生成する。
The
Ｖ相ドライバ部１４は、サイリスタ１１－２及びサイリスタ１２－２の制御信号せ生成するドライバである。Ｖ相ドライバ部１４は、後述する調整処理部３０から出力されるＶ相の制御信号Ｓｏｆｆ２に基づいて、サイリスタ１１－２の制御信号及びサイリスタ１２－２の制御信号を生成する。
The V-
Ｗ相ドライバ部１５は、サイリスタ１１－３及びサイリスタ１２－３の制御信号せ生成するドライバである。Ｗ相ドライバ部１５は、後述する調整処理部３０から出力されるＷ相の制御信号Ｓｏｆｆ３に基づいて、サイリスタ１１－３の制御信号及びサイリスタ１２－３の制御信号を生成する。
The W-
制御部４０は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）を含むプロセッサなどであり、電力変換装置１を制御する。制御部４０は、整流部１０が出力する直流電力の電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）が、所定の電圧以上（閾値電圧以上）になった場合に、サイリスタ（１１、１２）の導通を停止するＯＦＦ信号（停止信号）を出力する。ここで、ＯＦＦ信号（停止信号）とは、出力信号Ｓｏｆｆ0をＨ状態（ハイ論理状態）にした状態を示す。また、所定の電圧（閾値電圧以上）は、例えば、バッテリ３が過充電にならない電圧値である。
The
制御部４０は、出力電圧Ｖｏｕｔが、所定の電圧未満になるように、整流部１０のサイリスタ（１１、１２）の導通を制御する。ここで、出力信号Ｓｏｆｆ0は、Ｌ状態（ロウ論理状態）の場合に、サイリスタ（１１、１２）をオン状態（導通状態）に制御し、Ｈ状態（ＯＦＦ信号の出力状態）の場合に、サイリスタ（１１、１２）を停止状態に制御する。制御部４０は、例えば、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧未満（閾値電圧未満）である場合に、出力信号Ｓｏｆｆ0をＬ状態にし、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧以上である場合に、出力信号Ｓｏｆｆ0をＨ状態にして、ＯＦＦ信号を出力する。
The
調整処理部３０は、制御部４０が出力するＯＦＦ信号（又は出力信号Ｓｏｆｆ0）に基づいて、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の各相で、サイリスタ（１１、１２）が、一定の導通状態で固定されないように、各相のサイリスタ（１１、１２）の制御信号を調整する。調整処理部３０は、回転子の回転数が、閾値以上である場合に、各相のサイリスタ（１１、１２）の制御信号を調整する調整処理を実行する。ここで、閾値は、例えば、各相の電流に偏りが生じても発熱を許容できる上限の回転数である。
Based on the OFF signal (or the output signal S off0 ) output by the
また、調整処理部３０は、サイリスタ（１１、１２）の導通期間が、各相で一定の導通状態で固定されないように、サイリスタ（１１、１２）をオフ状態（非導通状態）にする制御信号（Ｓｏｆｆ１、Ｓｏｆｆ２、Ｓｏｆｆ３）を生成する。
また、調整処理部３０は、回転数検出部３１と、信号出力部３２と、論理回路部３３とを備えている。
In addition, the
The
回転数検出部３１は、回転数センサ２１の出力に基づいて、発電機２（回転子）の回転数を検出する。回転数検出部３１は、例えば、回転数センサ２１が出力する回転数を示す信号に基づいて、発電機２の回転数を検出する。
The rotation
信号出力部３２は、回転数検出部３１が検出した回転数が閾値以上である場合（高回転域の場合）に、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の各相で、サイリスタ（１１、１２）が一定の導通状態で固定されないように、各相のサイリスタ（１１、１２）のオフ期間（非導通期間）を調整する出力信号（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）を出力する。ここで、出力信号Ｓ１は、Ｕ相の出力信号であり、出力信号Ｓ２は、Ｖ相の出力信号である。また、出力信号Ｓ３は、Ｗ相の出力信号である。
The
信号出力部３２は、例えば、各相でずらしたタイミングで、且つ、３相の周期に同期してＯＦＦ期間が固定化されたないタイミングで、各相の出力信号（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）を出力する。
また、信号出力部３２は、回転数が閾値未満である場合（中回転域、又は低回転域の場合）に、出力信号（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）を出力しない。
The
In addition, the
論理回路部３３は、制御部４０が出力する出力信号Ｓｏｆｆ0と、信号出力部３２が出力する出力信号（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）とを論理演算して、制御信号（Ｓｏｆｆ１、Ｓｏｆｆ２、Ｓｏｆｆ３）を生成する。論理回路部３３は、ＯＲ回路３３１、ＯＲ回路３３２、及びＯＲ回路３３３を含む。すなわち、論理回路部３３は、３つのＯＲ回路（３３１、３３２、３３１）である。
The
ＯＲ回路３３１は、例えば、論理和演算回路であり、出力信号Ｓｏｆｆ0と、出力信号Ｓ１との論理和演算結果（ＯＲ演算結果）を、Ｕ相の制御信号Ｓｏｆｆ１として、Ｕ相ドライバ部１３に出力する。なお、Ｕ相の制御信号Ｓｏｆｆ１は、Ｌ状態の場合に、サイリスタ１１－１及びサイリスタ１２－１をオン状態にし、Ｈ状態の場合に、サイリスタ１１－１及びサイリスタ１２－１をオフ状態にする。
The OR
また、ＯＲ回路３３２は、例えば、論理和演算回路であり、出力信号Ｓｏｆｆ0と、出力信号Ｓ２とのＯＲ演算結果を、Ｖ相の制御信号Ｓｏｆｆ２として、Ｖ相ドライバ部１４に出力する。なお、Ｖ相の制御信号Ｓｏｆｆ２は、Ｌ状態の場合に、サイリスタ１１－２及びサイリスタ１２－２をオン状態にし、Ｈ状態の場合に、サイリスタ１１－２及びサイリスタ１２－２をオフ状態にする。
The OR
また、ＯＲ回路３３３は、例えば、論理和演算回路であり、出力信号Ｓｏｆｆ0と、出力信号Ｓ３とのＯＲ演算結果を、Ｗ相の制御信号Ｓｏｆｆ３として、Ｗ相ドライバ部１５に出力する。なお、Ｗ相の制御信号Ｓｏｆｆ３は、Ｌ状態の場合に、サイリスタ１１－３及びサイリスタ１２－３をオン状態にし、Ｈ状態の場合に、サイリスタ１１－３及びサイリスタ１２－３をオフ状態にする。
The OR
次に、図面を参照して、本実施形態による電力変換装置１の動作について説明する。
図２は、本実施形態による電力変換装置１の制御部４０の動作の一例を示すフローチャートである。
Next, the operation of the
FIG. 2 is a flow chart showing an example of the operation of the
図２に示すように、電力変換装置１の制御部４０は、まず、出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧以上であるか否かを判定する（ステップＳ１０１）。制御部４０は、出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧以上である場合（ステップＳ１０１：ＹＥＳ）に、処理をステップＳ１０２に進める。また、制御部４０は、出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧未満である場合（ステップＳ１０１：ＮＯ）に、処理をステップＳ１０３に進める。
As shown in FIG. 2, the
ステップＳ１０２において、制御部４０は、ＯＦＦ信号（停止信号）を出力する。制御部４０は、ＯＦＦ信号として、例えば、出力信号Ｓｏｆｆ０をＨ状態にする。ステップＳ１０２の処理後に、制御部４０は、処理をステップＳ１０１に戻す。
In step S102, the
ステップＳ１０３において、制御部４０は、例えば、出力信号Ｓｏｆｆ０をＬ状態にする。ステップＳ１０３の処理後に、制御部４０は、処理をステップＳ１０１に戻す。
In step S103, the
次に、図３を参照して、本実施形態による電力変換装置１の調整処理部３０の動作について説明する。
図３は、本実施形態による電力変換装置１の調整処理部３０の動作の一例を示すフローチャートである。
Next, the operation of the
FIG. 3 is a flow chart showing an example of the operation of the
図３に示すように、電力変換装置１の調整処理部３０は、まず、回転数が閾値以上であるか否かを判定する（ステップＳ２０１）。調整処理部３０の信号出力部３２は、回転数検出部３１が検出した回転数が閾値以上であるか否か（高回転域であるか否か）を判定する。信号出力部３２は、回転数が閾値以上（高回転域）である場合（ステップＳ２０１：ＹＥＳ）に、処理をステップＳ２０２に進める。また、信号出力部３２は、回転数が閾値未満（中回転域又は低回転域）である場合（ステップＳ２０１：ＮＯ）に、処理をステップＳ２０３に進める。
As shown in FIG. 3, the
ステップＳ２０２において、信号出力部３２は、調整処理を実行する。すなわち、信号出力部３２は、各相のサイリスタ（１１、１２）が一定の導通状態で固定されないように、各相のサイリスタ（１１、１２）のオフ期間（非導通期間）を調整する出力信号（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）を出力する。そして、ＯＲ回路３３１が、出力信号Ｓｏｆｆ0と、出力信号Ｓ１とをＯＲ演算して、Ｕ相の制御信号Ｓｏｆｆ１をＵ相ドライバ部１３に出力する。また、ＯＲ回路３３２が、出力信号Ｓｏｆｆ0と出力信号Ｓ２とをＯＲ演算して、Ｖ相の制御信号Ｓｏｆｆ２をＶ相ドライバ部１４に出力する。また、ＯＲ回路３３３が、出力信号Ｓｏｆｆ0と出力信号Ｓ３とをＯＲ演算して、Ｗ相の制御信号Ｓｏｆｆ３をＷ相ドライバ部１５に出力する。ステップＳ２０２の処理後に、信号出力部３２は、処理をステップＳ２０１に戻す。
In step S202, the
また、ステップＳ２０３において、信号出力部３２は、調整処理を停止する。この場合、信号出力部３２は、出力信号（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）をＬ状態に固定する。これにより、ＯＲ回路３３１、ＯＲ回路３３２、及びＯＲ回路３３３が、出力信号Ｓｏｆｆ0をそのまま、Ｕ相の制御信号Ｓｏｆｆ１、Ｖ相の制御信号Ｓｏｆｆ２、及びＷ相の制御信号Ｓｏｆｆ３として、それぞれ、Ｕ相ドライバ部１３、Ｖ相ドライバ部１４、及びＷ相ドライバ部１５に出力する。ステップＳ２０３の処理後に、信号出力部３２は、処理をステップＳ２０１に戻す。
Also, in step S203, the
次に、図４を参照して、上述した図３のステップＳ２０２の処理である高回転域である場合の処理を詳細に説明する。
図４は、本実施形態による電力変換装置１の高回転域の動作の一例を示す図である。
Next, with reference to FIG. 4, a detailed description will be given of the processing in the high rotation range, which is the processing in step S202 of FIG. 3 described above.
FIG. 4 is a diagram showing an example of the operation of the
図４において、波形Ｗ１～波形Ｗ１０は、上から順番に、出力信号Ｓｏｆｆ０、Ｕ相の出力信号Ｓ１、Ｖ相の出力信号Ｓ２、Ｗ相の出力信号Ｓ２、Ｕ相の制御信号Ｓｏｆｆ１、Ｖ相の制御信号Ｓｏｆｆ２、Ｗ相の制御信号Ｓｏｆｆ３、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、及びＷ相電流Ｉｗの波形を示している。また、横軸は、時間を示し、縦軸は、波形Ｗ１～波形Ｗ７が論理状態を示し、波形Ｗ８～波形Ｗ１０が電流値を示している。 In FIG. 4, waveforms W1 to W10 are, in order from the top, the output signal S off0 , the U-phase output signal S1, the V-phase output signal S2, the W-phase output signal S2, the U-phase control signal S off1 , Waveforms of a V-phase control signal S off2 , a W-phase control signal S off3 , a U-phase current Iu, a V-phase current Iv, and a W-phase current Iw are shown. The horizontal axis indicates time, and the vertical axis indicates logic states of waveforms W1 to W7 and current values of waveforms W8 to W10.
図４の波形Ｗ２～波形Ｗ４に示すように、信号出力部３２は、回転数が閾値以上である高回転域の場合に、Ｕ相の出力信号Ｓ１、Ｖ相の出力信号Ｓ２、及びＷ相の出力信号Ｓ３を出力する。そして、調整処理部３０（論理回路部３３）は、波形Ｗ５～波形Ｗ７に示すように、制御部４０が出力する出力信号Ｓｏｆｆ０と、出力信号Ｓ１～出力信号Ｓ３とのＯＲ演算したＵ相の制御信号Ｓｏｆｆ１、Ｖ相の制御信号Ｓｏｆｆ２、及びＷ相の制御信号Ｓｏｆｆ３を出力する。
As shown by waveforms W2 to W4 in FIG. 4, the
例えば、時刻Ｔ１において、Ｕ相の制御信号Ｓｏｆｆ１によって、Ｕ相のサイリスタ１１－１がＯＮ状態になり、Ｕ相電流Ｉｕが流れる（波形Ｗ８参照）。また、Ｗ相の制御信号Ｓｏｆｆ３によって、Ｗ相のサイリスタ１２－３がオン状態になり、Ｗ相電流Ｉｗが流れる（波形Ｗ１０参照）。なお、サイリスタ１１－１は、Ｕ相電流Ｉｕの“０”（ゼロ点）でオフ状態になり、サイリスタ１２－３は、Ｗ相電流Ｉｗの“０”でオフ状態になる。 For example, at time T1, the U-phase thyristor 11-1 is turned on by the U-phase control signal Soff1 , and the U-phase current Iu flows (see waveform W8). In addition, the W-phase control signal S off3 turns on the W-phase thyristor 12-3, causing the W-phase current Iw to flow (see waveform W10). The thyristor 11-1 is turned off when the U-phase current Iu is "0" (zero point), and the thyristor 12-3 is turned off when the W-phase current Iw is "0".
また、時刻Ｔ２において、Ｖ相の制御信号Ｓｏｆｆ２によって、Ｖ相のサイリスタ１１－２がＯＮ状態になり、Ｖ相電流Ｉｖが流れる（波形Ｗ９参照）。また、Ｗ相の制御信号Ｓｏｆｆ３によって、Ｗ相のサイリスタ１１－３がオン状態になり、Ｗ相電流Ｉｗが流れる（波形Ｗ１０参照）。なお、サイリスタ１１－２は、Ｖ相電流Ｉｖの“０”でオフ状態になり、サイリスタ１１－３は、Ｗ相電流Ｉｗの“０”でオフ状態になる。 At time T2, the V-phase thyristor 11-2 is turned on by the V-phase control signal Soff2 , and the V-phase current Iv flows (see waveform W9). In addition, the W-phase control signal S off3 turns on the W-phase thyristor 11-3, causing the W-phase current Iw to flow (see waveform W10). The thyristor 11-2 is turned off when the V-phase current Iv is "0", and the thyristor 11-3 is turned off when the W-phase current Iw is "0".
また、時刻Ｔ３において、Ｕ相の制御信号Ｓｏｆｆ１によって、Ｕ相のサイリスタ１２－１がＯＮ状態になり、Ｕ相電流Ｉｕが流れる（波形Ｗ８参照）。また、Ｖ相の制御信号Ｓｏｆｆ２によって、Ｖ相のサイリスタ１２－２がオン状態になり、Ｖ相電流Ｉｖが流れる（波形Ｗ９参照）。なお、サイリスタ１２－１は、Ｕ相電流Ｉｕの“０”でオフ状態になり、サイリスタ１２－２は、Ｖ相電流Ｉｖの“０”でオフ状態になる。 At time T3, the U-phase thyristor 12-1 is turned on by the U-phase control signal Soff1 , and the U-phase current Iu flows (see waveform W8). In addition, the V-phase control signal S off2 turns on the V-phase thyristor 12-2, causing the V-phase current Iv to flow (see waveform W9). The thyristor 12-1 is turned off when the U-phase current Iu is "0", and the thyristor 12-2 is turned off when the V-phase current Iv is "0".
また、時刻Ｔ４における電力変換装置１の動作は、上述した時刻Ｔ１の場合と同様であり、時刻Ｔ５における電力変換装置１の動作は、上述した時刻Ｔ２の場合と同様である。また、時刻Ｔ６における電力変換装置１の動作は、上述した時刻Ｔ３の場合と同様である。
Further, the operation of the
このように、電力変換装置１では、調整処理部３０が、各相のサイリスタ（１１、１２）の導通タイミングを調整して、波形Ｗ８～波形Ｗ１０に示すように、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の一定の導通状態で固定されないように、ほぼ均等な導通状態になるようにする。
As described above, in the
次に、図５及び図６を参照して、上述した図３のステップＳ２０３の処理である低回転域及び中回転域である場合の処理を詳細に説明する。
図５は、本実施形態による電力変換装置１の低回転域の動作の一例を示す図である。
Next, with reference to FIGS. 5 and 6, the processing in the low rotation range and the middle rotation range, which is the processing in step S203 of FIG. 3, will be described in detail.
FIG. 5 is a diagram showing an example of the operation of the
図５において、波形Ｗ１１～波形Ｗ２０は、上から順番に、出力信号Ｓｏｆｆ０、Ｕ相の出力信号Ｓ１、Ｖ相の出力信号Ｓ２、Ｗ相の出力信号Ｓ３、Ｕ相の制御信号Ｓｏｆｆ１、Ｖ相の制御信号Ｓｏｆｆ２、Ｗ相の制御信号Ｓｏｆｆ３、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、及びＷ相電流Ｉｗの波形を示している。また、横軸は、時間を示し、縦軸は、波形Ｗ１１～波形Ｗ１７が論理状態を示し、波形Ｗ１８～波形Ｗ２０が電流値を示している。 In FIG. 5, waveforms W11 to W20 are, in order from the top, the output signal S off0 , the U-phase output signal S1, the V-phase output signal S2, the W-phase output signal S3, the U-phase control signal S off1 , Waveforms of a V-phase control signal S off2 , a W-phase control signal S off3 , a U-phase current Iu, a V-phase current Iv, and a W-phase current Iw are shown. The horizontal axis indicates time, and the vertical axis indicates logic states of waveforms W11 to W17 and current values of waveforms W18 to W20.
図５における低回転域では、出力電圧Ｖｏｕｔが、常に所定の電圧未満（閾値電圧未満）であるため、制御部４０は、波形Ｗ１１に示すように、出力信号Ｓｏｆｆ０を、常にＬ状態にする。
In the low speed range in FIG. 5, the output voltage Vout is always less than the predetermined voltage (less than the threshold voltage), so the
また、波形Ｗ１２～波形Ｗ１４に示すように、信号出力部３２は、回転数が閾値未満であるため、Ｕ相の出力信号Ｓ１、Ｖ相の出力信号Ｓ２、及びＷ相の出力信号Ｓ３の出力を停止し、Ｌ状態に固定する。そのため、調整処理部３０（論理回路部３３）は、波形Ｗ１５～波形Ｗ１７に示すように、Ｕ相の制御信号Ｓｏｆｆ１、Ｖ相の制御信号Ｓｏｆｆ２、及びＷ相の制御信号Ｓｏｆｆ３にＬ状態を出力する。
Further, as shown by waveforms W12 to W14, the
その結果、低回転域では、波形Ｗ１８～波形Ｗ２０に示すように、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、及びＷ相電流Ｉｗには、発電機２の出力する交流電力そのままの電流波形となる。 As a result, in the low speed range, as shown by waveforms W18 to W20, the U-phase current Iu, V-phase current Iv, and W-phase current Iw have current waveforms that are the same as the AC power output from the generator 2. .
なお、例えば、時刻Ｔ１１において、Ｕ相の制御信号Ｓｏｆｆ１によって、Ｕ相のサイリスタ１１－１がＯＮ状態になる。
また、時刻Ｔ１２において、Ｖ相電流Ｉｖの“０”でＶ相のサイリスタ１２－２がオフ状態になるとともに、Ｖ相の制御信号Ｓｏｆｆ２によって、Ｖ相のサイリスタ１１－２がオン状態になる。
For example, at time T11, the U-phase thyristor 11-1 is turned on by the U-phase control signal Soff1 .
At time T12, the V-phase current Iv of "0" turns off the V-phase thyristor 12-2, and the V-phase control signal S off2 turns on the V-phase thyristor 11-2. .
また、時刻Ｔ１３において、Ｗ相電流Ｉｗの“０”でＷ相のサイリスタ１２－３がオフ状態になるとともに、Ｗ相の制御信号Ｓｏｆｆ３によって、Ｗ相のサイリスタ１１－３がオン状態になる。 At time T13, the W-phase current Iw of "0" turns off the W-phase thyristor 12-3, and the W-phase control signal S off3 turns on the W-phase thyristor 11-3. .
また、時刻Ｔ１４において、Ｕ相電流Ｉｕの“０”でＵ相のサイリスタ１１－１がオフ状態になるとともに、Ｕ相の制御信号Ｓｏｆｆ１によって、Ｕ相のサイリスタ１２－１がオン状態になる。 At time T14, the U-phase current Iu is "0" to turn off the U-phase thyristor 11-1, and the U-phase control signal Soff1 turns on the U-phase thyristor 12-1. .
また、時刻Ｔ１５において、Ｖ相電流Ｉｖの“０”でＶ相のサイリスタ１１－２がオフ状態になるとともに、Ｖ相の制御信号Ｓｏｆｆ２によって、Ｖ相のサイリスタ１２－２がオン状態になる。 At time T15, the V-phase current Iv of "0" turns off the V-phase thyristor 11-2, and the V-phase control signal S off2 turns on the V-phase thyristor 12-2. .
また、時刻Ｔ１６において、Ｗ相電流Ｉｗの“０”でＷ相のサイリスタ１１－３がオフ状態になるとともに、Ｗ相の制御信号Ｓｏｆｆ３によって、Ｗ相のサイリスタ１２－３がオン状態になる。 At time T16, the W-phase current Iw of "0" turns off the W-phase thyristor 11-3, and the W-phase control signal S off3 turns on the W-phase thyristor 12-3. .
次に、図６を参照して、本実施形態による電力変換装置１の中回転域の動作について説明する。
図６は、本実施形態による電力変換装置１の中回転域の動作の一例を示す図である。
Next, with reference to FIG. 6, the operation of the
FIG. 6 is a diagram showing an example of the operation of the
図６において、波形Ｗ２１～波形Ｗ３０は、上から順番に、出力信号Ｓｏｆｆ０、Ｕ相の出力信号Ｓ１、Ｖ相の出力信号Ｓ２、Ｗ相の出力信号Ｓ３、Ｕ相の制御信号Ｓｏｆｆ１、Ｖ相の制御信号Ｓｏｆｆ２、Ｗ相の制御信号Ｓｏｆｆ３、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、及びＷ相電流Ｉｗの波形を示している。また、横軸は、時間を示し、縦軸は、波形Ｗ２１～波形Ｗ２７が論理状態を示し、波形Ｗ２８～波形Ｗ３０が電流値を示している。 In FIG. 6, waveforms W21 to W30 are, in order from the top, the output signal S off0 , the U-phase output signal S1, the V-phase output signal S2, the W-phase output signal S3, the U-phase control signal S off1 , Waveforms of a V-phase control signal S off2 , a W-phase control signal S off3 , a U-phase current Iu, a V-phase current Iv, and a W-phase current Iw are shown. The horizontal axis indicates time, and the vertical axis indicates logic states of waveforms W21 to W27 and current values of waveforms W28 to W30.
図６における中回転域では、出力電圧Ｖｏｕｔが、所定の電圧以上（閾値電圧以上）になる期間があるため、制御部４０は、波形Ｗ２１に示すように、出力信号Ｓｏｆｆ０を出力する。
In the middle rotation range in FIG. 6, there is a period during which the output voltage Vout is equal to or higher than the predetermined voltage (threshold voltage or higher), so the
また、波形Ｗ２２～波形Ｗ２４に示すように、信号出力部３２は、回転数が閾値未満であるため、Ｕ相の出力信号Ｓ１、Ｖ相の出力信号Ｓ２、及びＷ相の出力信号Ｓ３の出力を停止し、Ｌ状態に固定する。そのため、調整処理部３０（論理回路部３３）は、波形Ｗ２５～波形Ｗ２７に示すような、Ｕ相の制御信号Ｓｏｆｆ１、Ｖ相の制御信号Ｓｏｆｆ２、及びＷ相の制御信号Ｓｏｆｆ３を出力する。
Further, as shown by waveforms W22 to W24, the
例えば、時刻Ｔ２１において、Ｕ相の制御信号Ｓｏｆｆ１によって、Ｕ相のサイリスタ１１－１がＯＮ状態になり、Ｕ相電流Ｉｕが流れる（波形Ｗ２８参照）。また、Ｖ相の制御信号Ｓｏｆｆ２によって、Ｖ相のサイリスタ１２－２がオン状態になり、Ｗ相電流Ｉｗが流れる（波形Ｗ２９参照）。また、Ｗ相の制御信号Ｓｏｆｆ３によって、Ｗ相のサイリスタ１２－３がオン状態になり、Ｗ相電流Ｉｗが流れる（波形Ｗ３０参照）。 For example, at time T21, the U-phase thyristor 11-1 is turned on by the U-phase control signal Soff1 , and the U-phase current Iu flows (see waveform W28). In addition, the V-phase control signal S off2 turns on the V-phase thyristor 12-2, causing the W-phase current Iw to flow (see waveform W29). Further, the W-phase control signal S off3 turns on the W-phase thyristor 12-3, causing the W-phase current Iw to flow (see waveform W30).
なお、時刻Ｔ２２において、Ｖ相電流Ｉｖの“０”でＶ相のサイリスタ１２－２がオフ状態になるとともに、Ｖ相の制御信号Ｓｏｆｆ２によって、Ｖ相のサイリスタ１１－２がオン状態になる。 At time T22, the V-phase current Iv of "0" turns off the V-phase thyristor 12-2, and the V-phase control signal S off2 turns on the V-phase thyristor 11-2. .
また、時刻Ｔ２３において、Ｗ相電流Ｉｗの“０”でＷ相のサイリスタ１２－３がオフ状態になるとともに、Ｗ相の制御信号Ｓｏｆｆ３によって、Ｗ相のサイリスタ１１－３がオン状態になる。 At time T23, the W-phase current Iw of "0" turns off the W-phase thyristor 12-3, and the W-phase control signal S off3 turns on the W-phase thyristor 11-3. .
また、時刻Ｔ２４において、Ｕ相電流Ｉｕの“０”でＵ相のサイリスタ１１－１がオフ状態になるとともに、Ｕ相の制御信号Ｓｏｆｆ１によって、Ｕ相のサイリスタ１２－１がオン状態になる。 At time T24, the U-phase current Iu is "0" to turn off the U-phase thyristor 11-1, and the U-phase control signal Soff1 turns on the U-phase thyristor 12-1. .
また、時刻Ｔ２５において、Ｖ相電流Ｉｖの“０”でＶ相のサイリスタ１１－２がオフ状態になるとともに、Ｖ相の制御信号Ｓｏｆｆ２によって、Ｖ相のサイリスタ１２－２がオフ状態を維持する。 At time T25, the V-phase current Iv is set to "0" to turn off the V-phase thyristor 11-2, and the V-phase control signal S off2 keeps the V-phase thyristor 12-2 off. do.
また、時刻Ｔ２６において、Ｗ相電流Ｉｗの“０”でＷ相のサイリスタ１１－３がオフ状態になるとともに、Ｗ相の制御信号Ｓｏｆｆ３によって、Ｗ相のサイリスタ１２－３がオフ状態を維持する。 At time T26, the W-phase current Iw of "0" turns off the W-phase thyristor 11-3, and the W-phase control signal S off3 keeps the W-phase thyristor 12-3 off. do.
また、時刻Ｔ２７において、Ｕ相電流Ｉｕの“０”でＵ相のサイリスタ１２－１がオフ状態になるとともに、Ｕ相の制御信号Ｓｏｆｆ１によって、Ｕ相のサイリスタ１１－１がオン状態になる（波形Ｗ２８参照）。また、Ｖ相の制御信号Ｓｏｆｆ２によって、Ｖ相のサイリスタ１２－２がオン状態になる（波形Ｗ２９参照）。また、Ｗ相の制御信号Ｓｏｆｆ３によって、Ｗ相のサイリスタ１２－３がオン状態になる（波形Ｗ３０参照）。 At time T27, the U-phase current Iu is "0" to turn off the U-phase thyristor 12-1, and the U-phase control signal Soff1 turns on the U-phase thyristor 11-1. (See waveform W28). In addition, the V-phase control signal S off2 turns on the V-phase thyristor 12-2 (see waveform W29). The W-phase control signal S off3 turns on the W-phase thyristor 12-3 (see waveform W30).
このように、中回転域では、波形Ｗ２８～波形Ｗ３０に示すように、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、及びＷ相電流Ｉｗは、一部に停止期間があるものの、特定の相の導通に固定されることはない。 As described above, in the middle speed range, as shown by waveforms W28 to W30, the U-phase current Iu, the V-phase current Iv, and the W-phase current Iw have a stop period in some parts, but the specific phases are turned on. is not fixed to
以上説明したように、本実施形態による電力変換装置１は、整流部１０と、制御部４０と、調整処理部３０とを備える。整流部１０は、回転子の回転に応じて、発電機２が出力する３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の交流電力のそれぞれの信号線に接続されたスイッチ素子（サイリスタ（１１、１２））の導通により、３相の交流電力を整流した直流電力を出力する。制御部４０は、整流部１０が出力する直流電力の電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）が、所定の電圧以上（閾値電圧以上）になった場合に、スイッチ素子（サイリスタ（１１、１２））の導通を停止するＯＦＦ信号（停止信号）を出力する。調整処理部３０は、制御部４０が出力するＯＦＦ信号に基づいて、３相の各相で、スイッチ素子（サイリスタ（１１、１２））が、一定の導通状態で固定されないように、各相のスイッチ素子（サイリスタ（１１、１２））の制御信号（Ｓｏｆｆ１、Ｓｏｆｆ２、Ｓｏｆｆ３）を調整する。
As described above, the
これにより、本実施形態による電力変換装置１は、調整処理部３０が、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の各相で、スイッチ素子（サイリスタ（１１、１２））が一定の導通状態で固定されないように、各相のスイッチ素子の制御信号を調整するため、特定の相に整流が集中する電流偏りの発生を低減することができる。よって、本実施形態による電力変換装置１は、発熱を低減することができ、発熱低減のための素子や構成を追加する必要がないため、装置を小型化することができる。
As a result, in the
ここで、本実施形態による電力変換装置１との比較のために、調整処理部３０を備えない従来技術の動作について説明する。
図７は、従来技術における高回転域の動作の一例を示す図である。
Here, for comparison with the
FIG. 7 is a diagram showing an example of operation in a high rotation range in the conventional technology.
図７において、波形Ｗ３１～波形Ｗ３４は、上から順番に、出力信号Ｓｏｆｆ０、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、及びＷ相電流Ｉｗの波形を示している。また、横軸は、時間を示し、縦軸は、波形Ｗ３１が論理状態を示し、波形Ｗ３２～波形Ｗ３４が電流値を示している。
なお、従来技術では、制御部４０の出力信号Ｓｏｆｆ０をそのままサイリスタ（１１、１２）の制御信号として用いるものとする。
In FIG. 7, waveforms W31 to W34 indicate waveforms of the output signal S off0 , the U-phase current Iu, the V-phase current Iv, and the W-phase current Iw in order from the top. The horizontal axis indicates time, and the vertical axis indicates the logical state of waveform W31 and the current value of waveforms W32 to W34.
In the prior art, the output signal S off0 of the
図７に示すように、従来技術では、高回転域において、各相の導通状態にバラツキが生じて、波形Ｗ３２のＵ相が主に導通状態になり、波形Ｗ３３のＶ相及び波形Ｗ３４のＷ相がほとんど導通しない状態になる。このように、従来技術では、各相の電流に偏りが生じて、特定の相の導通状態で固定され、特定の相のスイッチ素子（サイリスタ（１１、１２））や発電機２の巻線が発熱する問題が生じる。 As shown in FIG. 7, in the prior art, in the high rotation range, the conduction state of each phase varies, and the U phase of the waveform W32 is mainly in the conduction state, the V phase of the waveform W33 and the W phase of the waveform W34. The phase becomes almost non-conducting. Thus, in the prior art, the current of each phase is biased and fixed in the conductive state of a specific phase, and the switching elements (thyristors (11, 12)) of the specific phase and the windings of the generator 2 are turned off. A problem of heat generation arises.
これに対して、本実施形態による電力変換装置１では、調整処理部３０が、各相の導通タイミングを調整するため、例えば、図４の波形Ｗ８～波形Ｗ１０に示すように、各相でほぼ均等に導通させることができる。すなわち、本実施形態による電力変換装置１は、電流の偏りを低減することで、発電機２の巻線の発熱を均等化できる。これにより、本実施形態による電力変換装置１は、冷却に必要な外部システム追加の検討が不要となる。
On the other hand, in the
また、本実施形態による電力変換装置１は、スイッチ素子（例えば、サイリスタ（１１、１２））の発熱も均等化され、発熱低減のための素子や構成を追加が不要となる。さらに、本実施形態による電力変換装置１は、高回転域において、スイッチ素子（例えば、サイリスタ（１１、１２））の発熱によって引き起こされる過充電の可能性も低下し、品質及び信頼性を向上させることができる。
Further, in the
また、本実施形態では、調整処理部３０は、回転子の回転数が、閾値以上である場合に、各相のサイリスタ（１１、１２）の制御信号を調整する調整処理を実行する。
これにより、本実施形態による電力変換装置１では、回転数の閾値のみで調整処理の実行と停止を行うため、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の各相の交流波形を取得する手法に比べて、本制御の実装が容易となるという効果を得られる。また、本実施形態による電力変換装置１は、より構成を簡略化することができる。
Further, in the present embodiment, the
As a result, in the
また、本実施形態では、スイッチ素子）がサイリスタ（１１、１２であり、調整処理部３０は、サイリスタ（１１、１２）の導通期間が、各相で一定の導通状態で固定されないように、サイリスタ（１１、１２）を非導通にする制御信号（Ｓｏｆｆ１、Ｓｏｆｆ２、Ｓｏｆｆ３）を生成する。
Further, in the present embodiment, the switch elements are the thyristors (11, 12), and the
これにより、本実施形態による電力変換装置１は、サイリスタ（１１、１２）を用いた簡易な構成により、発熱を低減することができる。
As a result, the
また、本実施形態では、調整処理部３０は、信号出力部３２と、論理回路部３３とを備える。信号出力部３２は、３相の各相で、サイリスタ（１１、１２）が一定の導通状態で固定されないように、各相のサイリスタ（１１、１２）の非導通期間を調整する出力信号（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）を出力する。論理回路部３３は、制御部４０が出力するＯＦＦ信号（出力信号Ｓｏｆｆ０）と、信号出力部３２が出力する出力信号（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）とを論理演算して、制御信号（Ｓｏｆｆ１、Ｓｏｆｆ２、Ｓｏｆｆ３）を生成する。
Further, in this embodiment, the
これにより、本実施形態による電力変換装置１は、信号出力部３２と論理回路部３３とを用いた簡易な構成により、各相のサイリスタ（１１、１２）の導通の偏りを調整し、均等化することができる。
As a result, the
また、本実施形態では、論理回路部３３が、ＯＲ回路（３３１、３３２、３３３）である。
これにより、本実施形態による電力変換装置１は、ＯＲ回路（３３１、３３２、３３３）を用いることで、複雑な論理回路を必要とせずに、構成をさらに簡略化及び小型化することができる。
Further, in this embodiment, the
As a result, the
また、本実施形態によるバッテリ充電装置１００は、上述した電力変換装置１を備え、整流部１０は、３相の交流電力を整流した直流電力を、充電電力としてバッテリ３に供給する。
これにより、本実施形態によるバッテリ充電装置１００は、上述した電力変換装置１と同様の効果を奏し、発熱を低減することができ、装置を小型化することができる。
Further, the
As a result, the
また、本実施形態による電力変換方法は、回転子の回転に応じて、発電機２が出力する３相の交流電力のそれぞれの信号線に接続されたサイリスタ（１１，１２）の導通により、３相の交流電力を整流した直流電力を出力する整流部１０を備える電力変換装置１の電力変換方法であって、制御ステップと、調整ステップとを含む。制御ステップにおいて、制御部４０が、整流部１０が出力する直流電力の電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）が、所定の電圧以上になった場合に、サイリスタ（１１、１２）の導通を停止するＯＦＦ信号（停止信号）を出力する。調整ステップにおいて、調整処理部３０が、制御ステップによって出力されたＯＦＦ信号（停止信号）に基づいて、３相の各相で、サイリスタ（１１、１２）が一定の導通状態で固定されないように、各相のサイリスタ（１１、１２）の制御信号を調整する。
Further, in the power conversion method according to the present embodiment, the thyristors (11, 12) connected to the respective signal lines of the three-phase AC power output from the generator 2 are turned on according to the rotation of the rotor. A power conversion method for a
これにより、本実施形態による電力変換方法は、上述した電力変換装置１及びバッテリ充電装置１００と同様の効果を奏し、発熱を低減することができ、装置を小型化することができる。
As a result, the power conversion method according to the present embodiment has the same effect as the
なお、本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更可能である。
例えば、上記の実施形態において、電力変換装置１をバッテリ充電装置１００に用いる例を説明したが、これに限定されるものではなく、電力変換装置１を他の装置（他の用途）に適用してもよい。
It should be noted that the present invention is not limited to the above embodiments, and can be modified without departing from the gist of the present invention.
For example, in the above embodiment, an example in which the
また、上記の実施形態において、電力変換装置１は、３相サイリスタオープン式のレギュレータである例を説明したが、これに限定されるものではなく、３相の交流信号（交流電力）を整流する電力変換装置であれば、他の装置であってもよい。
In the above embodiment, the
また、上記の実施形態において、スイッチ素子が、サイリスタ（１１、１２）である例を説明したが、これに限定されるものではなく、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）など他のスイッチ素子であってもよい。 Further, in the above embodiment, an example in which the switch element is the thyristor (11, 12) has been described, but the switch element is not limited to this, for example, MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor). Other switch elements may be used.
また、上記の実施形態において、論理回路部３３が、ＯＲ回路（３３１、３３２、３３３）である例を説明したが、これに限定されるものではなく、他の論理回路を用いてもよい。
Also, in the above-described embodiment, an example in which the
また、上記の実施形態において、調整処理部３０、及び制御部４０は、回路手段により実現されてもよいし、ＣＰＵ（Central Processing Unit）にプログラムを実行させるソフトウェア処理により実現されてもよい。
Further, in the above embodiment, the
また、上述の調整処理部３０、及び制御部４０の機能の一部又は全部を、ＬＳＩ（Large Scale Integration）等の集積回路として実現してもよい。上述した各機能は個別にプロセッサ化してもよいし、一部、又は全部を集積してプロセッサ化してもよい。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず専用回路、又は汎用プロセッサで実現してもよい。また、半導体技術の進歩によりＬＳＩに代替する集積回路化の技術が出現した場合、当該技術による集積回路を用いてもよい。
Also, part or all of the functions of the
１ 電力変換装置
２ 発電機
３ バッテリ
１０ 整流部
１１、１１－１、１１－２、１１－３、１２、１２－１、１２－２、１２－３ サイリスタ
１３ Ｕ相ドライバ部
１４ Ｖ相ドライバ部
１５ Ｗ相ドライバ部
２１ 回転数センサ
３０ 調整処理部
３１ 回転数検出部
３２ 信号出力部
３３ 論理回路部
４０ 制御部
１００ バッテリ充電装置
３３１、３３２、３３３ ＯＲ回路
1 power converter 2
Claims (7)
前記整流部が出力する前記直流電力の電圧が、所定の電圧以上になった場合に、前記スイッチ素子の導通を停止する停止信号を出力する制御部と、
前記制御部が出力する前記停止信号に基づいて、前記３相の各相で、前記スイッチ素子が、一定の導通状態で固定されないように、各相の前記スイッチ素子の制御信号を調整する調整処理部と
を備えることを特徴とする電力変換装置。 a rectifying unit for outputting DC power obtained by rectifying the three-phase AC power according to the rotation of the rotor by conducting the switch elements connected to the respective signal lines of the three-phase AC power output by the generator; ,
a control unit that outputs a stop signal for stopping conduction of the switch element when the voltage of the DC power output by the rectifying unit reaches or exceeds a predetermined voltage;
Adjustment processing for adjusting the control signal of the switch element of each phase based on the stop signal output by the control unit so that the switch element is not fixed in a constant conductive state in each of the three phases. A power conversion device comprising: a part;
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。 The adjustment processing unit according to claim 1, characterized in that, when the number of rotations of the rotor is equal to or greater than a threshold, the adjustment processing unit performs adjustment processing for adjusting the control signal of the switch element of each phase. Power converter.
前記調整処理部は、前記サイリスタの導通期間が、各相で一定の導通状態で固定されないように、前記サイリスタを非導通にする前記制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。 the switch element is a thyristor,
3. The adjustment processing unit generates the control signal that makes the thyristor non-conductive so that the conduction period of the thyristor is not fixed in a constant conduction state in each phase. 2. The power conversion device according to 2.
前記３相の各相で、前記スイッチ素子が一定の導通状態で固定されないように、各相の前記スイッチ素子の非導通期間を調整する出力信号を出力する信号出力部と、
前記制御部が出力する停止信号と、前記信号出力部が出力する前記出力信号とを論理演算して、前記制御信号を生成する論理回路部と
を備えることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The adjustment processing unit
a signal output unit for outputting an output signal for adjusting a non-conducting period of the switch element of each phase so that the switch element is not fixed in a constant conducting state in each of the three phases;
and a logic circuit unit for generating the control signal by logically operating the stop signal output by the control unit and the output signal output by the signal output unit. 4. The power converter according to any one of 3.
前記整流部は、前記３相の交流電力を整流した直流電力を、充電電力としてバッテリに供給する
ことを特徴とするバッテリ充電装置。 A power conversion device according to any one of claims 1 to 5,
The battery charging device, wherein the rectifying section supplies DC power obtained by rectifying the three-phase AC power to the battery as charging power.
制御部が、前記整流部が出力する前記直流電力の電圧が、所定の電圧以上になった場合に、前記スイッチ素子の導通を停止する停止信号を出力する制御ステップと、
調整処理部が、前記制御ステップによって出力された前記停止信号に基づいて、前記３相の各相で、前記スイッチ素子が一定の導通状態で固定されないように、各相の前記スイッチ素子の制御信号を調整する調整ステップと
を含むことを特徴とする電力変換方法。 A rectifying unit for outputting DC power obtained by rectifying the three-phase AC power according to the rotation of the rotor by conduction of the switch elements connected to the respective signal lines of the three-phase AC power output by the generator. A power conversion method for a power conversion device comprising:
a control step in which the control unit outputs a stop signal for stopping conduction of the switch element when the voltage of the DC power output by the rectification unit reaches or exceeds a predetermined voltage;
An adjustment processing unit generates a control signal for the switch element of each phase based on the stop signal output by the control step so that the switch element is not fixed in a constant conductive state in each of the three phases. A power conversion method, comprising:
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