JP2020088880A - モータ制御装置及びモータ制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ｄ軸、ｑ軸電圧指令値におけるフィードバック電流中の振動成分による影響を極力排除し、ＰＭモータを安定して制御することが可能なモータ制御装置及びモータ制御方法を提供する。【解決手段】このモータ制御装置１００及びモータ制御方法は電流比例制御の成分を含まない電圧指令値｜Ｖａ｜に基づいて線形補正が行われる。これにより、線形補正後のｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑは短期的な振動成分の影響を受けず、安定した三相電圧指令値、駆動信号を生成でき、出力電圧、電流、トルクの安定化を図ることができる。また、電流比例制御の成分を含まない電圧位相θｖに基づいてキャリア設定情報Ｓｃを生成する。これにより、キャリア設定情報Ｓｃ及び三角波は短期的な振動成分の影響を受けず、安定した駆動信号を生成でき、出力電圧、電流、トルクの安定化を図ることができる。【選択図】図１

Description

本発明は、ＰＭモータの制御に用いる電圧指令値に対して、フィードバック電流値の振動成分の影響を極力排除したモータ制御装置及びモータ制御方法に関するものである。

多くの家電や機械設備の動力源として電動モータが使用されている。このうち、回転子側に永久磁石を設け、固定子側に電機子巻線を設け、この電機子巻線の磁界を制御することで回転子を回転させるＰＭ（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ）モータ（永久磁石モータ）は、界磁損失が存在しないため低損失、高効率であり、近年の省エネルギー化の流れから大型の機械機器にも多く採用されている。そして、このＰＭモータの制御方法としては、先ず、外部（システムの上位の制御部等）から指示されるトルク指令値と、ＰＭモータの現在のトルクＴとに基づいて三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成するとともに、この三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを三角波比較して駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する。そして、この駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗによってインバータをスイッチング動作させることで流下する３相交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗによって行う事が一般的である。また、この駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗの生成は、ＰＭモータの運転状況に応じて正弦波制御と矩形波制御とを切り替えて行うものが多い。この制御方法では、一般的に中・低速回転の動作領域ではモータ効率の高い正弦波パターンを用いた正弦波制御（ＰＷＭ制御）によって動作制御を行い、高速回転・高トルクの動作領域では出力電圧が高く高出力が可能な矩形波パターンを用いた矩形波制御にて動作制御を行う。

ここで、正弦波パターンとは、振幅のピークが三角波の頂点を越えない大きさの三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの三角波比較により生成される駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗのパターンである。また、矩形波パターンとは、三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのそれぞれが電気角１周期のうちに三角波と２回交差して、Ｈｉ期間とＬｏｗ期間とが電気角１周期のうちに１回ずつ生成される駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗのパターンである。さらに、駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗのパターンには過変調パターンがあり、この過変調パターンは正弦波パターンを形成する振幅よりも大きく、矩形波パターンを形成する振幅よりも小さい三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗにより生成される駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗのパターンである。

しかしながら、正弦波制御と矩形波制御とでは同一の電圧位相であっても正弦波制御よりも矩形波制御の方が出力するトルクが大きく、単純な切り替え動作では切り替え時にトルク変動が生じ好ましいものではない。この問題点に関し本願発明者らは、制御モードの切り替え時に矩形波制御モードによるトルク制御を行いながら、駆動信号を正弦波パターン（過変調パターン）と矩形波パターンとの間で連続的に変化させ、トルク変動の少ないスムーズな制御モードの切り替えを行うことが可能な特願２０１７−２１２５０３号に記載の発明を行った。

ここで、例えば下記［特許文献１］に記載の発明では、ＡＣモータの電流制御を行う上で、３相電流センサによりＡＣモータの３相電流Ｉａ、Ｉｂ、（Ｉｃ）を検出し、この３相検出電流Ｉａｆｂ、Ｉｂｆｂ、Ｉｃｆｂに対し３相／２相座標変換を行って２相検出電流Ｉｄｆｂ、Ｉｑｆｂを取得した後、ＡＣモータへの指令値となる２相指令電流Ｉｑ^＊、Ｉｄ^＊から先の２相検出電流Ｉｄｆｂ、Ｉｑｆｂを差し引いて２相電流誤差ΔＩｄ、ΔＩｑを計算する。そして、電流比例積分構成部においてこの電流誤差ΔＩｑ、ΔＩｑに第１の比例積分（ＰＩ）ゲインを乗じて２相指令電圧Ｖｑ^＊、Ｖｄ^＊を算出し、この２相指令電圧Ｖｑ^＊、Ｖｄ^＊に対して電気角θｅの情報に基づく２相／３相座標変換を行って３相指令電圧Ｖａ^＊、Ｖｂ^＊、Ｖｃ^＊を取得する。そして、３相指令電圧Ｖａ^＊、Ｖｂ^＊、Ｖｃ^＊と搬送波Ｖｔとを比較・演算したＰＷＭゲートパルスをＰＷＭインバータに入力して直流電圧Ｖｄｃを任意の交流電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃに変換し、この交流電圧Ｖａ、Ｖｂ、ＶｃによってＡＣモータを動作制御する技術が開示されている。

また、下記［特許文献２］に記載の発明では、電圧指令値とインバータ出力電圧の非線形性を補正するために、下記式よりあらかじめ所要の変調率Ａを算出し、
Ｅ＝１／２｛Ａｓｉｎ^−１（１／Ａ）＋（１−１／Ａ^２）^１／２｝Ｅｍａｘ
Ｅｍａｘ＝（２／π）^１／２・Ｅｄ
Ｅｄ：全直流電圧
予め取得された変調率Ａとインバータの出力電圧指令Ｅ^＊との関係に基づいて、この変調率Ａをインバータの出力電圧指令Ｅ^＊に対して非直線的に補正することで、出力電圧をインバータの出力電圧指令Ｅ^＊に対して直線的に制御する技術が開示されている。

特開２０００−２７０５９９号公報 特開平７−１９４１３０号公報

そして、これら［特許文献１］と［特許文献２］とを組み合わせ、［特許文献１］のフィードバック電流を用いた電流比例制御の電圧指令値Ｖｄ^＊、Ｖｑ^＊に［特許文献２］のＥ^＊に相当する電圧の値（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）^１／２を求めて線形補正を行うとき、フィードバック電流の振動成分が出力電圧指令Ｅ^＊に含まれると、線形補正の補正係数（変調率Ａ）も振動的な値となり、制御が不安定となる虞がある。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、ｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑにおけるフィードバック電流中の振動成分による影響を極力排除し、ＰＭモータを安定して制御することが可能なモータ制御装置及びモータ制御方法の提供を目的とする。

本発明は
（１）ＰＭモータ１０に３相交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを流下させるインバータ２０と、前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）の値を取得する駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖと、前記ＰＭモータ１０の電気角θを取得する角度検出部１４と、前記電気角θに基づいて前記駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖが取得した前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）をｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに変換する３相／ｄｑ変換部２２と、
外部からのトルク指令値Ｔ^＊に基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を設定し、これらｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊と前記ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑとに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する正弦波制御部４０と、
前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを線形補正する線形補正部３８と、
線形補正された前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換するｄｑ／３相変換部３２と、
所定の周期の三角波と前記三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとを比較して前記インバータ２０をスイッチングする駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する駆動信号生成部３６と、を有するモータ制御装置において、
前記正弦波制御部４０は、
電流積分制御部４１０ａと電流比例制御部４１０ｂとを備え前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊と前記ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑとに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する電流制御部４１０と、ｄ軸の電圧指令値とｑ軸の電圧指令値とを極座標変換し電圧指令値｜Ｖａ｜を取得する極座標変換部４１８と、を有し、
前記電流制御部４１０は前記電流比例制御部４１０ｂの出力を含まない積分側ｄ軸電圧指令値Ｖｄ’’、積分側ｑ軸電圧指令値Ｖｑ’’を前記極座標変換部４１８に出力し、
前記極座標変換部４１８は前記積分側ｄ軸電圧指令値Ｖｄ’’、積分側ｑ軸電圧指令値Ｖｑ’’に基づいて電圧指令値｜Ｖａ｜を取得し前記線形補正部３８に出力し、
前記線形補正部３８は前記積分側ｄ軸電圧指令値Ｖｄ’’、積分側ｑ軸電圧指令値Ｖｑ’’に基づく前記電圧指令値｜Ｖａ｜に基づいて前記正弦波制御部４０が生成した前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを線形補正することを特徴とするモータ制御装置１００を提供することにより、上記課題を解決する。
（２）ＰＭモータ１０に３相交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを流下させるインバータ２０と、前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）の値を取得する駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖと、前記ＰＭモータ１０の電気角θを取得する角度検出部１４と、前記電気角θに基づいて前記駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖが取得した前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）をｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに変換する３相／ｄｑ変換部２２と、
外部からのトルク指令値Ｔ^＊に基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を設定し、これらｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊と前記ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑとに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する正弦波制御部４０と、
前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換するｄｑ／３相変換部３２と、
キャリア設定情報Ｓｃに基づく所定の周期の三角波と前記三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとを比較して前記インバータ２０をスイッチングする駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する駆動信号生成部３６と、を有するモータ制御装置において、
前記正弦波制御部４０は、
電流積分制御部４１０ａと電流比例制御部４１０ｂとを備え前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊と前記ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑとに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する電流制御部４１０と、ｄ軸の電圧指令値とｑ軸の電圧指令値とを極座標変換し電圧位相θｖを取得する極座標変換部４１８と、前記電圧位相θｖに基づいて前記キャリア設定情報Ｓｃを生成する正弦波モード同期制御部４２０と、を有し、
前記電流制御部４１０は前記電流比例制御部４１０ｂの出力を含まない積分側ｄ軸電圧指令値Ｖｄ’’、積分側ｑ軸電圧指令値Ｖｑ’’を前記極座標変換部４１８に出力し、
前記極座標変換部４１８は前記積分側ｄ軸電圧指令値Ｖｄ’’、積分側ｑ軸電圧指令値Ｖｑ’’に基づいて電圧位相θｖを取得し前記正弦波モード同期制御部４２０に出力し、
前記正弦波モード同期制御部４２０は前記積分側ｄ軸電圧指令値Ｖｄ’’、積分側ｑ軸電圧指令値Ｖｑ’’に基づく前記電圧位相θｖに基づいて前記キャリア設定情報Ｓｃを生成することを特徴とするモータ制御装置１００を提供することにより、上記課題を解決する。
（３）ＰＭモータ１０に３相交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを流下させるインバータ２０と、前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）の値を取得する駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖと、前記ＰＭモータ１０の電気角θを取得する角度検出部１４と、前記電気角θに基づいて前記駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖが取得した前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）をｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに変換する３相／ｄｑ変換部２２と、
外部からのトルク指令値Ｔ^＊と前記ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑとに基づいて電圧位相θｖを設定し、前記電圧位相θｖに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する矩形波制御部５０と、
ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを線形補正する線形補正部３８と、
線形補正されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換するｄｑ／３相変換部３２と、
所定の周期の三角波と前記三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとを比較して前記インバータ２０をスイッチングする駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する駆動信号生成部３６と、を有するモータ制御装置において、
前記矩形波制御部５０は、
外部からの前記トルク指令値Ｔ^＊と前記ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑとに基づいて電圧位相θｖを取得する電圧位相設定部５０２と、
電圧指令値｜Ｖａ｜と前記電圧位相設定部５０２が出力した電圧位相θｖに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する電圧指令生成部５１６と、
前記ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑと、前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑと、に基づいてｄ軸電圧指令補正値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令補正値Ｖｑを出力する補正部７０と、を有し、
前記線形補正部３８は前記電圧指令値｜Ｖａ｜に基づいて前記ｄ軸電圧指令補正値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令補正値Ｖｑを線形補正することを特徴とするモータ制御装置１００を提供することにより、上記課題を解決する。
（４）ＰＭモータ１０に３相交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを流下させるインバータ２０と、前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）の値を取得する駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖと、前記ＰＭモータ１０の電気角θを取得する角度検出部１４と、前記電気角θに基づいて前記駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖが取得した前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）をｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに変換する３相／ｄｑ変換部２２と、
外部からのトルク指令値Ｔ^＊と前記ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑとに基づいて電圧位相θｖを設定し、前記電圧位相θｖに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する矩形波制御部５０と、
ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換するｄｑ／３相変換部３２と、
キャリア設定情報Ｓｃに基づく所定の周期の三角波と前記三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとを比較して前記インバータ２０をスイッチングする駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する駆動信号生成部３６と、を有するモータ制御装置において、
前記矩形波制御部５０は、
外部からの前記トルク指令値Ｔ^＊と前記ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑとに基づいて電圧位相θｖを取得する電圧位相設定部５０２と、
前記電圧位相設定部５０２が出力した電圧位相θｖに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する電圧指令生成部５１６と、
前記ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑと、前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑと、に基づいてｄ軸電圧指令補正値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令補正値Ｖｑを出力する補正部７０と、
前記キャリア設定情報Ｓｃを生成する矩形波モード同期制御部５２０と、を有し、
前記矩形波モード同期制御部５２０は前記電圧位相設定部５０２の出力した電圧位相θｖに基づいて前記キャリア設定情報Ｓｃを生成することを特徴とするモータ制御装置１００を提供することにより、上記課題を解決する。
（５）ＰＭモータ１０に３相交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを流下させるインバータ２０と、前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）の値を取得する駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖと、前記ＰＭモータ１０の電気角θを取得する角度検出部１４と、前記電気角θに基づいて前記駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖが取得した前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）をｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに変換する３相／ｄｑ変換部２２と、
外部からのトルク指令値Ｔ^＊に基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を設定し、これらｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊と前記ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑとに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する正弦波制御部４０と、
前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを線形補正する線形補正部３８と、
線形補正された前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換するｄｑ／３相変換部３２と、
所定の周期の三角波と前記三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとを比較して前記インバータ２０をスイッチングする駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する駆動信号生成部３６と、を有するモータ制御装置のモータ制御方法であって、
前記正弦波制御部４０は、
電流積分制御部４１０ａと電流比例制御部４１０ｂとを備え前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊と前記ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑとに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する電流制御部４１０と、ｄ軸の電圧指令値とｑ軸の電圧指令値とを極座標変換し電圧指令値｜Ｖａ｜を取得する極座標変換部４１８と、を有し、
前記電流制御部４１０が前記電流比例制御部４１０ｂの出力を含まない積分側ｄ軸電圧指令値Ｖｄ’’、積分側ｑ軸電圧指令値Ｖｑ’’を前記極座標変換部４１８に出力する積分側電圧指令値出力ステップと、
前記極座標変換部４１８が前記積分側ｄ軸電圧指令値Ｖｄ’’、積分側ｑ軸電圧指令値Ｖｑ’’に基づいて電圧指令値｜Ｖａ｜を取得し前記線形補正部３８に出力する電圧指令値出力ステップと、
前記線形補正部３８が前記積分側ｄ軸電圧指令値Ｖｄ’’、積分側ｑ軸電圧指令値Ｖｑ’’に基づく前記電圧指令値｜Ｖａ｜に基づいて前記正弦波制御部４０が生成した前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを線形補正する正弦波制御線形補正ステップと、を行うことを特徴とするモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。
（６）ＰＭモータ１０に３相交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを流下させるインバータ２０と、前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）の値を取得する駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖと、前記ＰＭモータ１０の電気角θを取得する角度検出部１４と、前記電気角θに基づいて前記駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖが取得した前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）をｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに変換する３相／ｄｑ変換部２２と、
外部からのトルク指令値Ｔ^＊に基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を設定し、これらｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊と前記ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑとに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する正弦波制御部４０と、
前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換するｄｑ／３相変換部３２と、
キャリア設定情報Ｓｃに基づく所定の周期の三角波と前記三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとを比較して前記インバータ２０をスイッチングする駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する駆動信号生成部３６と、を有するモータ制御装置のモータ制御方法であって、
前記正弦波制御部４０は、
電流積分制御部４１０ａと電流比例制御部４１０ｂとを備え前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊と前記ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑとに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する電流制御部４１０と、ｄ軸の電圧指令値とｑ軸の電圧指令値とを極座標変換し電圧位相θｖを取得する極座標変換部４１８と、前記電圧位相θｖに基づいて前記キャリア設定情報Ｓｃを生成する正弦波モード同期制御部４２０と、を有し、
前記電流制御部４１０が前記電流比例制御部４１０ｂの出力を含まない積分側ｄ軸電圧指令値Ｖｄ’’、積分側ｑ軸電圧指令値Ｖｑ’’を前記極座標変換部４１８に出力する積分側電圧指令値出力ステップと、
前記極座標変換部４１８が前記積分側ｄ軸電圧指令値Ｖｄ’’、積分側ｑ軸電圧指令値Ｖｑ’’に基づいて電圧位相θｖを取得し前記正弦波モード同期制御部４２０に出力する電圧位相出力ステップと、
前記正弦波モード同期制御部４２０が前記積分側ｄ軸電圧指令値Ｖｄ’’、積分側ｑ軸電圧指令値Ｖｑ’’に基づく前記電圧位相θｖに基づいて前記キャリア設定情報Ｓｃを生成する正弦波制御キャリア情報生成ステップと、を行うことを特徴とするモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。
（７）ＰＭモータ１０に３相交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを流下させるインバータ２０と、前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）の値を取得する駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖと、前記ＰＭモータ１０の電気角θを取得する角度検出部１４と、前記電気角θに基づいて前記駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖが取得した前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）をｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに変換する３相／ｄｑ変換部２２と、
外部からのトルク指令値Ｔ^＊と前記ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑとに基づいて電圧位相θｖを設定し、前記電圧位相θｖに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する矩形波制御部５０と、
ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを線形補正する線形補正部３８と、
線形補正されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換するｄｑ／３相変換部３２と、
所定の周期の三角波と前記三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとを比較して前記インバータ２０をスイッチングする駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する駆動信号生成部３６と、を有するモータ制御装置のモータ制御方法であって、
前記矩形波制御部５０は、
外部からの前記トルク指令値Ｔ^＊と前記ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑとに基づいて電圧位相θｖを取得する電圧位相設定部５０２と、
電圧指令値｜Ｖａ｜と前記電圧位相設定部５０２が出力した電圧位相θｖに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する電圧指令生成部５１６と、
前記ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑと、前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑと、に基づいてｄ軸電圧指令補正値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令補正値Ｖｑを出力する補正部７０と、を有し、
前記線形補正部３８が前記電圧指令値｜Ｖａ｜に基づいて前記ｄ軸電圧指令補正値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令補正値Ｖｑを線形補正する矩形波制御線形補正ステップを行うことを特徴とするモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。
（８）ＰＭモータ１０に３相交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを流下させるインバータ２０と、前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）の値を取得する駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖと、前記ＰＭモータ１０の電気角θを取得する角度検出部１４と、前記電気角θに基づいて前記駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖが取得した前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）をｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに変換する３相／ｄｑ変換部２２と、
外部からのトルク指令値Ｔ^＊と前記ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑとに基づいて電圧位相θｖを設定し、前記電圧位相θｖに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する矩形波制御部５０と、
前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換するｄｑ／３相変換部３２と、
キャリア設定情報Ｓｃに基づく所定の周期の三角波と前記三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとを比較して前記インバータ２０をスイッチングする駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する駆動信号生成部３６と、を有するモータ制御装置のモータ制御方法であって、
前記矩形波制御部５０は、
外部からの前記トルク指令値Ｔ^＊と前記ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑとに基づいて電圧位相θｖを取得する電圧位相設定部５０２と、
前記電圧位相設定部５０２が出力した電圧位相θｖに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する電圧指令生成部５１６と、
前記ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑと、前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑと、に基づいてｄ軸電圧指令補正値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令補正値Ｖｑを出力する補正部７０と、
前記キャリア設定情報Ｓｃを生成する矩形波モード同期制御部５２０と、を有し、
前記矩形波モード同期制御部５２０が前記電圧位相設定部５０２の出力した電圧位相θｖに基づいて前記キャリア設定情報Ｓｃを生成する矩形波制御キャリア情報生成ステップを行うことを特徴とするモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。

本発明に係るモータ制御装置及びモータ制御方法は、電流比例制御の成分を含まない電圧指令値｜Ｖａ｜に基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑに対する線形補正を行う。また、電流比例制御の成分を含まない電圧位相θｖに基づいてキャリア設定情報Ｓｃの生成を行う。これにより、振動成分の影響の少ない安定した三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成でき、出力電圧、電流、トルクの安定化を図ることができる。また、比例制御成分を含まない電圧指令値｜Ｖａ｜を用いることで、電流比例制御部、補正電圧生成部等のゲインを大きくとることが可能となり、これらの応答性の向上を図ることができる。また、比例制御成分を含まない電圧位相θｖを用いることで、正弦波モード同期制御部、矩形波モード同期制御部、電圧位相設定部等の制御ゲインを大きくとることが可能となり、これらの応答性の向上を図ることができる。

本発明に係るモータ制御装置のブロック図である。 モータの運転状況と制御モードの切り替えを説明する図である。 本発明に係るモータ制御装置の三角波と三相電圧指令値Ｖｕの位置関係を説明する図である。 矩形波制御モードへの移行時の動作を示すフローチャートである。 正弦波制御モードへの移行時の動作を示すフローチャートである。 本発明に係るモータ制御装置及びモータ制御方法の三角波を説明する図である。

本発明に係るモータ制御装置１００及びモータ制御方法の実施の形態について図面に基づいて説明する。尚、ここでは電圧位相θｖ、電圧指令値｜Ｖａ｜ともに電流比例制御の成分を含まない構成の例を用いて説明を行うが、本発明は電圧位相θｖ、電圧指令値｜Ｖａ｜のいずれか一方が電流比例制御の成分を含まない構成としても良い。

ここで、図１は本発明に係るモータ制御装置１００のブロック図である。先ず、本発明に係るモータ制御装置１００は、ＰＭモータ（永久磁石モータ）１０の動作を制御するものであり、このＰＭモータ１０に３相交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを流下させるインバータ２０と、この駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）の値を取得する駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖと、ＰＭモータ１０の電気角θを取得する角度検出部１４と、駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖが取得した駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）をｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに変換する３相／ｄｑ変換部２２と、外部（システムの上位の制御部等）から指示されるトルク指令値Ｔ^＊に基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を設定し正弦波制御モードにおけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する正弦波制御部４０と、同じく外部から指示されるトルク指令値Ｔ^＊に基づいて電圧位相θｖを設定し矩形波制御モードにおけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ（ｄ軸電圧指令補正値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令補正値Ｖｑ）を生成する矩形波制御部５０と、ＰＭモータ１０の制御を正弦波制御部４０と矩形波制御部５０とで切り替える切替部２４と、正弦波制御部４０もしくは矩形波制御部５０から出力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値ＶｑをＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換するｄｑ／３相変換部３２と、この三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと所定の周期の三角波とを比較してインバータ２０をスイッチングする駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する駆動信号生成部３６と、を有している。また、本発明に係るモータ制御装置１００は、上記の構成に加え、切替部２４による制御モードの切り替え時に所定の動作を行うモード移行部８０を備えていても良い。

本発明に係るモータ制御装置１００を構成するインバータ２０は駆動信号生成部３６から出力されるＨｉ−Ｌｏｗの駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗによってスイッチング動作して、バッテリ等の周知の直流電源部１８からの直流電力を駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗに基づく３相の交流電圧に変換して出力する。これにより、ＰＭモータ１０の電機子巻線には位相が１／３周期（２／３π（ｒａｄ））づつずれた３相の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗがそれぞれ流下する。

また、ＰＭモータ１０は、前述のように回転子側に永久磁石を設けるとともに、固定子側に３相の電機子巻線を設け、この３相の電機子巻線に前述の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをそれぞれ流下させることで各電機子巻線の磁極及び磁束を連続的に変化させ、回転子を回転させるものである。尚、ＰＭモータ１０としては永久磁石を回転子に埋め込んだＩＰＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ）モータを用いることが好ましい。

また、駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖはインバータ２０のスイッチング動作によって流下する駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを非接触で取得可能な周知の電流センサを用いることができる。尚、本例では駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのうちの２つの駆動電流Ｉｕ、Ｉｖを取得し、ｄ軸、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｄ、Ｉｑに変換する例を示している。

また、角度検出部１４としては、回転子の角度を取得可能な周知の角度センサを用いることができる。中でもレゾルバ回転角センサを用いて、ＰＭモータ１０の電気角θを取得することが特に好ましい。尚、上記の電気角θと駆動電流Ｉｕ、Ｉｖの取得は、三角波の頂点と谷の両方のタイミングで行い、三角波の半周期毎にモータ制御装置１００の各部にて使用することが好ましい。そして、角度検出部１４が取得した電気角θは角速度演算部１６にも出力され、この角速度演算部１６は入力した電気角θから電気角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出し、モータ制御装置１００の各部に出力する。

また、３相／ｄｑ変換部２２は、角度検出部１４が取得したＰＭモータ１０の電気角θ（ｒａｄ）に基づいて駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖが取得した駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）の値に対する３相２相変換及び回転座標変換を行い、駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）をｄ軸電流値（磁束分電流値）Ｉｄとｑ軸電流値（トルク分電流値）Ｉｑとに変換する。そして、これらをｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑとして切替部２４に出力する。

切替部２４はＰＭモータ１０の運転状況（トルク、回転数）に応じてｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑの生成方法を切り替える切り替え回路であり、ＰＭモータ１０が中・低速回転の図２の領域Ａ（正弦波制御領域Ａ）で動作する場合には正弦波制御部４０による正弦波制御モードによってＰＭモータ１０を動作させる。また、ＰＭモータ１０が高回転速度、高トルクの図２の領域Ｂ（矩形波制御領域Ｂ）で動作する場合にはＰＭモータ１０の制御を矩形波制御部５０に切り替えて矩形波制御モードによって動作させる。尚、正弦波制御領域Ａと矩形波制御領域Ｂとの切替値（切替ラインＣ）は直流電源部１８の電圧値により変化する。この直流電源部１８の電圧値ごとの切替値は図示しないメモリ部等に予め設定しておき、切替部２４が直流電源部１８の電圧値に応じた切替値を適宜取得して用いることが好ましい。また、一致する電圧値が無い場合、前後の電圧の切替値から適切な切替値を演算等により取得して用いることが好ましい。そして、ＰＭモータ１０の運転状況（トルク、回転数）が切替値を越える場合には後述する各ステップを行い制御モードの切り替えを行う。尚、正弦波制御モードから矩形波制御モードへの切り替え時の切替値と、矩形波制御モードから正弦波制御モードへの切り替え時の切替値とにはヒステリシス幅を付与し、切替値の境界での頻繁な切り替え動作を防止することが好ましい。

次に、正弦波制御部４０の構成及び動作を説明する。尚、以下で説明する正弦波制御部４０の構成は本発明に好適な一例であるから、下記の構成に限定されるわけではなく、本発明に必須の構成を備えていれば、他の如何なる正弦波制御機構を用いても良い。

先ず、上位システムの制御部等からトルク指令値Ｔ^＊が出力される。このトルク指令値Ｔ^＊はＰＭモータ１０の動作目標となるトルクである。そして、このトルク指令値Ｔ^＊は切替部２４が正弦波制御部４０を選択している場合、正弦波制御部４０の電流指令値設定部４０２に入力する。また、電流指令値設定部４０２にはトルク計算部４０４からＰＭモータ１０の現在のトルクＴが入力する。

ここで、トルク計算部４０４はＰＭモータ１０のモータパラメータとしての誘起電圧定数φａ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ等を有している。尚、誘起電圧定数φａ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑは予め設定された固定値としても良いし、ＰＭモータ１０の温度や動作状況に応じて予め設定された適切な値を例えばデータテーブル等から適宜取得するようにしても良い。そして、トルク計算部４０４はこれらの値と、後述するｄ軸、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｄ、Ｉｑもしくは電流指令値生成部４０６から出力されるｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊に基づいて、ＰＭモータ１０の現在のトルクＴを例えば下記式に基づいて算出する。尚、本例ではｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊に基づいてトルクＴを算出する例を示している。
Ｔ＝Ｐ（φａＩｑ^＊＋（Ｌｄ−Ｌｑ）Ｉｄ^＊Ｉｑ^＊） ［Ｎ・ｍ］
Ｐ：ＰＭモータの永久磁石の極対数
φａ：誘起電圧定数
Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス
Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス

そして、電流指令値設定部４０２はトルク指令値Ｔ^＊と現在のトルクＴとに基づいてトルクＴがトルク指令値Ｔ^＊をとるような電流指令値Ｉａ^＊を設定し、電流指令値生成部４０６に出力する。尚、電流指令値Ｉａ^＊は積分制御、比例制御などの演算により算出しても良い。また、電流指令値Ｉａ^＊にはリミッタ値を設定しても良く、このリミッタ値は電気角速度ωと電源電圧Ｖｄｃとに対応した値をテーブルデータから読み出すようにしても良い。また、リミッタの最大値のみを設定して、これを用いても良い。

電流指令値生成部４０６は、例えば電流指令値設定部４０２から入力した電流指令値Ｉａ^＊の電流位相角θｉをテーブルデータ等から取得して、これら電流指令値Ｉａ^＊と電流位相角θｉとに基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を算出し、正弦波制御部４０の電圧指令値生成部４１６に出力する。このとき、モータ電圧を周知の演算式と前述のモータパラメータ（φａ、Ｌｄ、Ｌｑ）及び電気角速度ω、ｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊より求め、このモータ電圧の大きさがＫ×Ｖｄｃ（Ｋ：電圧利用率設定値）の値を超えないようにｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊を調整することで、正弦波制御領域と矩形波制御領域との間に過変調制御や弱め磁束制御領域を設けることが可能となり、中高速動作領域での出力向上を図ることができる。また、電圧利用率Ｋを変更することで任意の電圧利用率でｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊を設定することができる。尚、電圧利用率Ｋを用いたｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊の調整は、前述のモータパラメータ（φａ、Ｌｄ、Ｌｑ）と、角速度演算部１６からの電気角速度ω、直流電源部１８からの電源電圧Ｖｄｃ等に基づいた周知の電圧制御、比例制御、積分制御等により行う事が好ましい。また、電流位相角θｉに対する積分制御、比例制御などの演算により算出しても良い。さらに、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊には必要に応じて電流リミッタを設けても良い。

ここで、電圧指令値生成部４１６の好適な一例を説明する。先ず、電圧指令値生成部４１６に入力したｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊は２分岐して、一方は非干渉制御部４１４に入力する。そして、非干渉制御部４１４にてｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊間で干渉する速度起電力成分が算出され、ｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ’、Ｖｑ’として電流制御部４１０に出力される。また、ｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊の他方は、減算部４１２においてｄ軸、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｄ、Ｉｑが減算されて変動成分ΔＩｄ、ΔＩｑとされた後、電流制御部４１０に入力する。

また、電流制御部４１０は、電流積分制御部４１０ａと電流比例制御部４１０ｂを有しており、電流制御部４１０に入力した変動成分ΔＩｄ、ΔＩｑは２分岐して、電流積分制御部４１０ａと電流比例制御部４１０ｂのそれぞれに入力する。そして、電流積分制御部４１０ａにおいて周知の電流積分制御が施される。また、電流比例制御部４１０ｂにおいて周知の電流比例制御が施される。そして、電流積分制御部４１０ａの出力に非干渉制御部４１４からのｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ’、Ｖｑ’が加算され積分側ｄ軸電圧指令値Ｖｄ’’、積分側ｑ軸電圧指令値Ｖｑ’’とされた後、電流比例制御部４１０ｂからの出力が加算されｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑが生成される。このｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑは切替部２４を介して制御信号生成部３０に出力される。

尚、電流制御部４１０には、このｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに基づく三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗがインバータ２０の出力限界となる最大電圧（１パルスの矩形波電圧となる電圧）の近傍とならないように制限するリミッタ部を設けることが好ましい。そして、このリミッタ部は電流比例制御部４１０ｂからの出力が加算される前段に設けることが好ましい。また、リミッタ部の制限電圧は後述の正弦波モード同期制御部４２０が設定する三角波の同期数に準じて設定することが好ましい。

ここで、本発明の特徴的な構成として、電流比例制御部４１０ｂの出力が加算される前段の積分側ｄ軸電圧指令値Ｖｄ’’、積分側ｑ軸電圧指令値Ｖｑ’’を正弦波制御部４０の極座標変換部４１８に出力する（積分側電圧指令値出力ステップ）。そして、この極座標変換部４１８において極座標変換が施され電圧位相θｖと、電圧指令値｜Ｖａ｜とが取得される。即ち、本発明では電流比例制御部４１０ｂの出力を含まない積分側ｄ軸電圧指令値Ｖｄ’’、積分側ｑ軸電圧指令値Ｖｑ’’に基づいて電圧位相θｖと、電圧指令値｜Ｖａ｜とが取得される。このため、これら電圧位相θｖ、電圧指令値｜Ｖａ｜は振動成分（短期的な変動成分）の影響を受けないものとなる。そして、極座標変換部４１８はこの電圧位相θｖを正弦波モード同期制御部４２０に出力する（電圧位相出力ステップ）。また、電圧指令値｜Ｖａ｜を線形補正部３８に出力する（電圧指令値出力ステップ）。尚、本例ではこれら電圧位相θｖ及び電圧指令値｜Ｖａ｜をモード移行部８０にも出力する。

また、正弦波制御部４０の正弦波モード同期制御部４２０は、極座標変換部４１８で得られた電圧位相θｖと電気角速度ωと電気角θとから後述する三角波のキャリア設定情報Ｓｃを生成し三角波生成部３４に出力する（正弦波制御キャリア情報生成ステップ）。このとき用いられる電圧位相θｖは前述のように電流比例制御部４１０ｂの出力を含まない（振動成分を含まない）ものであるから、これにより生成されるキャリア設定情報Ｓｃは振動成分の影響を受けないものとなる。尚、キャリア設定情報Ｓｃに関しては後述する。

次に、矩形波制御部５０の構成及び動作を説明する。尚、以下で説明する矩形波制御部５０の構成は本発明に好適な一例であるから、下記の構成に限定されるわけではなく、本発明に必須の構成を備えていれば、他の如何なる矩形波制御機構を用いても良い。

先ず、切替部２４はＰＭモータ１０が図２の切替値（切替ラインＣ）を越えて高回転速度、高トルクの動作領域Ｂでの動作状態となると、ＰＭモータ１０の制御を正弦波制御部４０から矩形波制御部５０に切り替える。尚、このときの切り替え動作に関しては後述する。これにより、トルク指令値Ｔ^＊は矩形波制御部５０の電圧位相設定部５０２に入力する。また、矩形波制御部５０のトルク計算部５０４にはｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑが入力する。尚、トルク計算部５０４は正弦波制御部４０のトルク計算部４０４と同様にモータパラメータを有しており、これらモータパラメータとｄ軸、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ＩｑとからＰＭモータ１０の現在のトルクＴを算出して、電圧位相設定部５０２に出力する。そして、電圧位相設定部５０２は、トルク指令値Ｔ^＊とトルクＴとから、ＰＭモータ１０が目標のトルクで動作するような電圧位相θｖを積分制御、比例制御などにより生成する。そして、矩形波制御部５０の電圧指令値生成部５１６に出力する。また、本発明の特徴的な構成として、この電圧位相設定部５０２で生成された電圧位相θｖを矩形波モード同期制御部５２０に出力する。

矩形波モード同期制御部５２０は電圧位相θｖと電気角速度ωと電気角θとから三角波を設定するためのキャリア設定情報Ｓｃを生成する（矩形波制御キャリア情報生成ステップ）。ここで、本発明では電圧位相設定部５０２で生成された電圧位相θｖ、即ち後述の補正部７０で比例制御が行われる前の振動成分を含まない電圧位相θｖを用いてキャリア設定情報Ｓｃを求める。このためキャリア設定情報Ｓｃは振動成分の影響を受けないものとなる。尚、キャリア設定情報Ｓｃに関しては後述する。また、矩形波モード同期制御部５２０は電圧指令取得部としても機能して、三角波と三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとが、三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの１周期の間で２回交差する、即ち、三角波比較により生成される駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが１パルスの矩形波となるような電圧指令値｜Ｖａ｜を取得し電圧指令値生成部５１６に出力する。尚、矩形波モード同期制御部５２０（電圧指令取得部）による電圧指令値｜Ｖａ｜の設定は、電圧指令値｜Ｖａ｜の値を予め三角波の同期数毎にデータテーブルに設定しておき、矩形波モード同期制御部５２０が三角波の同期数を決定すると同時に、この同期数と対応した電圧指令値｜Ｖａ｜を選択して設定することが好ましい。よって、このときの電圧指令値｜Ｖａ｜も振動成分の影響を受けないものとなる。そして、矩形波モード同期制御部５２０（電圧指令取得部）はこの電圧指令値｜Ｖａ｜を電圧指令値生成部５１６と線形補正部３８に出力する。尚、この矩形波を形成する電圧指令値｜Ｖａ｜は後述の矩形波形成電圧値｜Ｖａ１｜としても利用することが好ましい。

また、電圧指令値生成部５１６は、電圧位相設定部５０２から入力した電圧位相θｖと、矩形波モード同期制御部５２０（電圧指令取得部）から入力した電圧指令値｜Ｖａ｜とから、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する。

また、矩形波制御部５０はオフセット等による変動成分を補正する補正部７０を有する。ここで、補正部７０の一例を以下に示す。尚、以下で説明する補正部７０の構成は本発明に好適な一例であるから、下記の構成に限定されるわけではい。

本例に示す補正部７０は、平滑部７２と、補正電流生成部７４と、補正電圧生成部７６と、電圧指令値補正部７８と、を有している。そして、補正部７０の平滑部７２は、切替部２４を介して入力したｄ軸、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｄ、Ｉｑを例えば移動平均処理もしくはなまし処理を行ってそれぞれ平滑化する。尚、ここでのなまし処理とは、入力信号（ｄ軸、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｄ、Ｉｑ）に対し、任意の周期ごとに下記（１）式の処理を行う事で平滑化する処理を意味する。
Ｃ＝Ｂ（１−Ｋ）＋Ｋ×Ａ・・・・（１）
ここで、Ａは入力値（ｄ軸、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｄ、Ｉｑ）であり、Ｂは直前の周期のなまし処理後の出力値であり、Ｋはなまし定数であり、Ｃが出力値（推定ｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊）である。

この平滑化処理により、駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのオフセットや振幅アンバランスに起因する変動成分が平滑化された疑似的な推定ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊、推定ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊が生成される。そして、これら推定ｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊は補正電流生成部７４に出力される。

また、補正電流生成部７４にはｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑがそれぞれ入力しており、補正電流生成部７４は平滑部７２で生成された推定ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊、推定ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊からｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑをそれぞれ減算する。これにより、変動成分としてのｄ軸補正電流ΔＩｄ、ｑ軸補正電流ΔＩｑが生成される。そして、これらｄ軸補正電流ΔＩｄ、ｑ軸補正電流ΔＩｑを補正電圧生成部７６に出力する。尚、このｄ軸補正電流ΔＩｄ、ｑ軸補正電流ΔＩｑは、オフセットや振幅アンバランスの成分（変動成分）が平滑化した推定ｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊からオフセットや振幅アンバランスの成分（変動成分）を含むｄ軸、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｄ、Ｉｑをそれぞれ減算したものであるから、基本的に変動成分の逆相をとる。

また、補正電圧生成部７６は、補正電流生成部７４から入力したｄ軸補正電流ΔＩｄ、ｑ軸補正電流ΔＩｑから、例えば所定の補正ゲイン（Ｋｄ、Ｋｑ）による比例制御等によりｄ軸補正電圧ΔＶｄ、ｑ軸補正電圧ΔＶｑを生成し、電圧指令値補正部７８に出力する。

電圧指令値補正部７８は、補正電圧生成部７６から入力したｄ軸補正電圧ΔＶｄ、ｑ軸補正電圧ΔＶｑを電圧指令値生成部５１６から出力したｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑにそれぞれ加算する。よってこれにより生成されたｄ軸、ｑ軸電圧指令補正値Ｖｄ、Ｖｑには駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに生じるオフセットや振幅アンバランス成分の逆の電圧（ｄ軸、ｑ軸補正電圧ΔＶｄ、ΔＶｑ）が加味されたものとなる。そして、これらｄ軸電圧指令補正値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令補正値Ｖｑは切替部２４を介して制御信号生成部３０に入力する。尚、上記の補正部７０により補正されたｄ軸電圧指令補正値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令補正値Ｖｑは上記のようにオフセットや振幅アンバランス成分の逆の電圧が加味されているから、これにより駆動するＰＭモータ１０のオフセット等は補正され解消される。

次に、正弦波モード同期制御部４２０、矩形波モード同期制御部５２０が出力するキャリア設定情報Ｓｃに関して説明を行う。先ず、このキャリア設定情報Ｓｃは三角波生成部３４で生成される三角波の周波数を適切な状態に維持するものである。ここで、キャリア設定情報Ｓｃが設定する三角波は、図３中の点Ａに示すように、三角波の立ち下がりの中央位置が三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの立ち上がりのゼロ位置と交差し、さらに三角波の周波数が三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数の奇数の３の整数倍、即ち、９、１５、２１、２７倍等（以後、この倍数を同期数とする）となるものである。尚、三角波の同期数は電気角速度ωに応じて設定される。また、三角波の周波数を三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数の奇数の３の整数倍とする理由に関しては後述する。

尚、本発明ではキャリア設定情報Ｓｃの生成に使用する電圧位相θｖとして、（電流比例制御部４１０ｂの出力加算前の）積分側ｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ’’、Ｖｑ’’から求めた電圧位相θｖ、もしくは、（比例制御が行われる）補正部７０の前で分岐した電圧位相θｖを用いる。ここで、電圧位相θｖが短期的な振動成分である比例制御成分を含む場合、三角波の周期（キャリア設定情報Ｓｃ）もこの比例制御成分に応じて短期的に振動する。これは、三角波比較で生成される駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを変動させ、出力電圧、電流、トルクの変動要因となる。しかしながら、本発明では上記のように比例制御成分（短期的な振動成分）を含まない電圧位相θｖを用いてキャリア設定情報Ｓｃを設定するため、三角波及び駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが安定し、これにより出力電圧、電流、トルクを安定化することができる。また、比例制御成分を含まない電圧位相θｖを用いることで、正弦波モード同期制御部４２０、矩形波モード同期制御部５２０、電圧位相設定部５０２等の制御ゲインを大きくとることが可能となり、これらの応答性の向上を図ることができる。

そして、正弦波モード同期制御部４２０、矩形波モード同期制御部５２０は電圧位相θｖと電気角θとに基づいて三角波の中央位置と三相電圧指令値Ｖｕ（Ｖｖ、Ｖｗ）のゼロ位置とが交差し、さらに三角波の周波数が設定された同期数（三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数の奇数の３の整数倍）となるような三角波の周期を設定する。また、正弦波モード同期制御部４２０、矩形波モード同期制御部５２０は電気角速度ωの変化に連動して周期の設定情報を変化させ、三角波を上記の状態に追従、維持させる。さらに、正弦波モード同期制御部４２０、矩形波モード同期制御部５２０は電気角速度ωが予め設定された所定の値を超えた場合、同期数を１段階下げてキャリア設定情報Ｓｃを設定し出力する。また、電気角速度ωが予め設定された所定の値を下回った場合、同期数を１段階上げてキャリア設定情報Ｓｃを設定し出力する。尚、同期数を変化させる電気角速度ωの値は同期数毎にデータテーブル等に予め記憶しておき、正弦波モード同期制御部４２０、矩形波モード同期制御部５２０は入力した電気角速度ωに応じて対応する同期数をデータテーブルから取得し設定を行う事が好ましい。このとき、同期数を上下する電気角速度ωにはヒステリシス幅を持たせることが好ましい。尚、これらの三角波の周期の変化と連動して、前述の補正電圧生成部７６の補正ゲイン（Ｋｄ、Ｋｑ）、平滑部７２の時定数、各制御のゲイン等は調整され再設定される。

次に、制御信号生成部３０の好適な一例を説明する。尚、以下で説明する制御信号生成部３０の構成は本発明に好適な一例であるから、下記の構成に限定されるわけではなく、他の如何なる制御信号生成機構を用いても良い。

先ず、正弦波制御部４０もしくは矩形波制御部５０から出力したｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ（ｄ軸電圧指令補正値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令補正値Ｖｑ）は制御信号生成部３０のｄｑ／３相変換部３２に入力する。尚、制御信号生成部３０は、ｄｑ／３相変換部３２の前段に主に過変調制御時におけるｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑ及び電圧指令値｜Ｖａ｜と、インバータ出力電圧の基本波成分との非線形性を補正するための線形補正部３８を有している。尚、この線形補正部３８で用いる補正値は例えば変調率や電圧指令値｜Ｖａ｜等と対応して設定することが好ましい。

そして、本発明では線形補正部３８に入力する電圧指令値｜Ｖａ｜として、（電流比例制御部４１０ｂの出力加算前の）積分側ｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ’’、Ｖｑ’’から求めた電圧指令値｜Ｖａ｜、もしくは（比例制御が行われる）補正部７０よりも前段の（補正部７０のｄ軸補正電圧ΔＶｄ、ｑ軸補正電圧ΔＶｑの短期的な振動成分を含まない）矩形波モード同期制御部５２０（電圧指令取得部）が出力する電圧指令値｜Ｖａ｜を用いる（正弦波制御線形補正ステップ、矩形波制御線形補正ステップ）。ここで、電圧指令値｜Ｖａ｜が短期的な振動成分である比例制御成分を含む場合、補正値がこの振動成分の影響によって変動する。これにより、後段の三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗも変動し出力電圧、電流、トルクの変動要因となる。しかしながら、本発明では上記のように比例制御成分を含まない比較的安定した電圧指令値｜Ｖａ｜を基に補正値を設定するため、安定した三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成でき、出力電圧、電流、トルクの安定化を図ることができる。また、比例制御成分を含まない電圧指令値｜Ｖａ｜を基に補正値を設定することで、電流比例制御部４１０ｂ、補正電圧生成部７６のゲインを大きくとることが可能となり、これらの応答性の向上を図ることができる。

また、ｄｑ／３相変換部３２には角度検出部１４からの電気角θと角速度演算部１６からの電気角速度ωが入力し、この電気角θと電気角速度ωとに基づいてインバータ２０がスイッチング動作を行う新たなタイミングの予測電気角θ’を算出し、この予測電気角θ’に基づいてｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換し、駆動信号生成部３６に出力する。

駆動信号生成部３６は三角波生成部３４を有しており、この三角波生成部３４には前述のキャリア設定情報Ｓｃが入力して、このキャリア設定情報Ｓｃに基づいた周期の三角波を生成する。尚、このときの三角波は正弦波モード同期制御部４２０、矩形波モード同期制御部５２０からのキャリア設定情報Ｓｃによって、三角波の立ち下がりの中央位置が三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの立ち上がりのゼロ位置と交差し、さらに周波数が三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの奇数の３の整数倍の三角波となる。

そして、駆動信号生成部３６はこの三角波と三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとをそれぞれ三角波比較する。このとき、三角波の振幅は上記のキャリア設定情報Ｓｃによって増減する。よって、三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを三角波の振幅と比例する換算係数によって調整し、この調整後の三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを用いて三角波比較を行う。これにより、Ｈｉ−Ｌｏｗの駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが生成される。

インバータ２０は駆動信号生成部３６から出力される駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗにより内部のスイッチング素子がオン・オフし、直流電源部１８からの直流電力を駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗに基づく交流電圧に変換して出力する。これにより、ＰＭモータ１０の電機子巻線には位相が１／３周期（２／３π（ｒａｄ））づつずれた交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗがそれぞれ流下する。これにより、ＰＭモータ１０がトルク指令値Ｔ^＊に応じたトルクで回転動作する。

次に、本発明に係るモータ制御装置１００及びモータ制御方法のモード移行部８０の動作の一例を説明する。ここで、図４は正弦波制御モードから矩形波パターン制御モードへの切り替え時の動作フローチャートである。また、図５は矩形波制御モードから正弦波制御モードへの切り替え時の動作フローチャートである。

初めに、本例におけるモータ制御装置１００及びモータ制御方法の正弦波制御モードから矩形波制御モードへの切り替え時の動作を説明する。先ず、正弦波制御モードにおいては、正弦波制御部４０がトルク指令値Ｔ^＊に基づくｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成し、このｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑに基づいて駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが生成される。このときの駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗは、正弦波制御部４０が過変調制御や弱め磁束制御を可能とする場合には、正弦波パターンもしくは過変調パターンとなる。また、正弦波制御部４０が過変調制御機能もしくは弱め磁束制御機能を備えない場合には正弦波パターンとなる。そして、ＰＭモータ１０はこれら正弦波パターンもしくは過変調パターンの駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗによって動作制御される（ステップＳ１０２）。

また、このとき正弦波制御部４０の極座標変換部４１８は、前述のように電流制御部４１０における電流比例制御成分が加算される前の積分側ｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ’’、Ｖｑ’’を極座標変換して電圧位相θｖと電圧指令値｜Ｖａ｜とを算出する。そして、モード移行部８０はこの電圧位相θｖと電圧指令値｜Ｖａ｜とをそれぞれ取得し（ステップＳ１０４）、これを初期電圧位相θｖ１及び移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の初期値とする（ステップＳ１０５）。尚、電圧位相θｖと電圧指令値｜Ｖａ｜は随時変動し、これに伴って初期電圧位相θｖ１、移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の初期値も変化する。尚、上記のように初期電圧位相θｖ１及び移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の初期値は比例制御成分を含まない積分側ｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ’’、Ｖｑ’’から求めたものであるから短期的な変動が少なく後述の移行期間中の出力を安定化することができる。

次に、外部からのトルク指令値Ｔ^＊が増大するなどしてＰＭモータ１０の運転状況（トルク、回転数）が切替値（切替ラインＣ）を越えて矩形波制御領域Ｂとなった場合（ステップＳ１０６：Ｙｅｓ）、切替部２４は直ちにｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑの生成部を正弦波制御部４０から矩形波制御部５０に切り替える（ステップＳ１０８）。尚、モータ制御装置１００が後述の第２の形態を備えている場合には、制御部が矩形波制御部５０に切り替わることで、後述のステップＳ２０３、Ｓ２０４が行われ、矩形波制御部５０の出力するｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑ（ｄ軸電圧指令補正値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令補正値Ｖｑ）がｄ軸、ｑ軸電圧指令値の初期値Ｖｄ１、Ｖｑ１として正弦波制御部４０に出力されるとともに、ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに基づいて移行データＩｆｂが算出される。

また、このときモード移行部８０は初期電圧位相θｖ１を矩形波制御部５０の電圧位相設定部５０２に出力するとともに、移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の初期値（＝｜Ｖａ｜）を矩形波モード同期制御部５２０に出力する（ステップＳ１１０）。

次に、モード移行部８０は矩形波モード同期制御部５２０から駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが１パルスの矩形波パターンとなるような矩形波形成電圧値｜Ｖａ１｜を取得する（ステップＳ１１２）。

次に、モード移行部８０は移行電圧指令値｜Ｖａ’｜を初期値（＝｜Ｖａ｜）から矩形波形成電圧値｜Ｖａ１｜まで例えば予め設定された所定の時定数に基づいて連続的に増大させ矩形波モード同期制御部５２０に出力する（ステップＳ１１４〜ステップＳ１１６）。

尚、矩形波モード同期制御部５２０はモード移行部８０から移行電圧指令値｜Ｖａ’｜が入力している場合には、トルク指令値Ｔ^＊によらず、この移行電圧指令値｜Ｖａ’｜を電圧指令値生成部５１６と切替部２４とに出力する。ただし、初期電圧位相θｖ１は矩形波制御部５０への制御部切り替え時に出力されるのみで、その後はトルク指令値Ｔ^＊に応じた電圧位相θｖとなる。従って、ステップＳ１１４〜ステップＳ１１６の移行期間におけるｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑは、電圧位相θｖと移行電圧指令値｜Ｖａ’｜とに基づいて生成されるものとなる。尚、移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の初期値は正弦波制御部４０で使用されていた正弦波パターン（もしくは過変調パターン）を形成する電圧指令値｜Ｖａ｜であり、また移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の最終値である矩形波形成電圧値｜Ｖａ１｜は矩形波パターンを形成する電圧指令値であるから、この移行期間において駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗは電圧位相θｖによるトルク制御が行われながら正弦波パターンもしくは過変調パターンから矩形波パターンへと連続的に変化する。

そして、移行電圧指令値｜Ｖａ’｜が矩形波形成電圧値｜Ｖａ１｜以上となった場合（ステップＳ１１６：Ｙｅｓ）、モード移行部８０は移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の出力を停止して、矩形波制御部５０による矩形波制御モードに完全に移行する（ステップＳ１１８）。これにより、矩形波制御部５０はトルク指令値Ｔ^＊に応じた電圧位相θｖと矩形波形成電圧値｜Ｖａ１｜によってｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑ（ｄ軸電圧指令補正値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令補正値Ｖｑ）を生成し、制御信号生成部３０側に出力する。これにより、ＰＭモータ１０は矩形波パターンの駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗにより動作制御される。

このように、本例に示すモータ制御装置１００及びモータ制御方法では、正弦波制御モードから矩形波制御モードへ切り替える際に、電圧位相θｖによるトルク制御を行いながら駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを正弦波パターン（もしくは過変調パターン）から矩形波パターンに連続的に変化させる。このため、トルク変動の少ないスムーズな制御モードの切り替えを行うことができる。

次に、本例におけるモータ制御装置１００及びモータ制御方法の矩形波制御モードから正弦波制御モードへの切り替え時の動作を説明する。先ず、矩形波制御モードにおいては、矩形波制御部５０がトルク指令値Ｔ^＊に基づくｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ（ｄ軸電圧指令補正値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令補正値Ｖｑ）を生成し、このｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ（ｄ軸電圧指令補正値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令補正値Ｖｑ）に基づいて駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが生成される。このときの駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗは前述のように基本的に１パルスの矩形波パターンとなる。そして、ＰＭモータ１０はこの矩形波パターンの駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗによって動作制御される（ステップＳ２０２）。

この矩形波制御部５０による制御時には、矩形波制御部５０が出力するｄ軸、ｑ軸電圧指令補正値Ｖｄ、Ｖｑが正弦波制御部４０の電圧指令値生成部４１６にｄ軸、ｑ軸電圧指令値の初期値Ｖｄ１、Ｖｑ１として直接もしくはモード移行部８０を介して出力される（ステップＳ２０３）。そして、入力したｄ軸、ｑ軸電圧指令値の初期値Ｖｄ１、Ｖｑ１には非干渉制御部４１４のｄ軸、ｑ軸間の干渉成分（ｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ’、Ｖｑ’）がそれぞれ減算された後、電流積分制御部４１０ａに入力して電流制御部４１０の積分値となる。ただし、矩形波制御モード時にはこの電流制御部４１０の積分値等はＰＭモータ１０の制御には関与しない。尚、この初期値Ｖｄ１、Ｖｑ１は矩形波制御部５０が出力するｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑの変動に応じて随時変化する。

また、このときモード移行部８０は３相／ｄｑ変換部２２からのｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑを取得する。そして、ｄ軸電流指令値の初期値Ｉｄ^＊１、ｑ軸電流指令値の初期値Ｉｑ^＊１を算出するための移行データＩｆｂを算出する（ステップＳ２０４）。尚、この移行データＩｆｂは例えば、ｄ軸、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｄ、Ｉｑを用いて演算により求められる電流指令値設定部４０２内部、電流指令値生成部４０６内部の積分制御部の積分値等であり、矩形波制御部５０から正弦波制御部４０への切り替え直後において電流指令値設定部４０２、電流指令値生成部４０６が取得できないデータを補完するものである。尚、この移行データＩｆｂの取得は後述の移行期間にも同様に行われる。

次に、外部からのトルク指令値Ｔ^＊が減少するなどしてＰＭモータ１０の運転状況（トルク、回転数）が切替値（切替ラインＣ）を越えて正弦波制御領域Ａとなった場合（ステップＳ２０６：Ｙｅｓ）、モード移行部８０はこの時に矩形波モード同期制御部５２０が出力した電圧指令値｜Ｖａ｜を取得する。そして、この電圧指令値｜Ｖａ｜を移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の初期値とする（ステップＳ２０８）。また、モード移行部８０は駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが正弦波パターン（もしくは過変調パターン）をとるような正弦波モード移行電圧値｜Ｖａ２｜を取得する（ステップＳ２１０）。尚、正弦波モード移行電圧値｜Ｖａ２｜は例えば正弦波制御モードにおける電圧指令値｜Ｖａ｜の上限値（電流制御部４１０のリミッタ部のリミッタ値）等の予め設定された固定値を用いることが好ましい。

次に、モード移行部８０は移行電圧指令値｜Ｖａ’｜を初期値（＝｜Ｖａ｜）から正弦波モード移行電圧値｜Ｖａ２｜まで例えば予め設定された所定の時定数に基づいて連続的に減少させ矩形波モード同期制御部５２０に出力する（ステップＳ２１２〜ステップＳ２１６）。尚、この移行期間中においても矩形波制御部５０が出力する初期値Ｖｄ１、Ｖｑ１は正弦波制御部４０に継続して出力され（ステップＳ２１４）、また移行データＩｆｂは随時更新される（ステップＳ２１５）。

尚、矩形波モード同期制御部５２０は前述と同様にモード移行部８０から移行電圧指令値｜Ｖａ’｜が入力している場合には、トルク指令値Ｔ^＊によらず、この移行電圧指令値｜Ｖａ’｜を電圧指令値生成部５１６と切替部２４とに出力する。従って、ステップＳ２１２〜ステップＳ２１６の移行期間におけるｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑは、前述と同様に電圧位相θｖと移行電圧指令値｜Ｖａ’｜とに基づいて生成されるものとなる。そして、移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の初期値（＝｜Ｖａ｜）は矩形波制御時の電圧指令値であり、また移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の最終値である正弦波モード移行電圧値｜Ｖａ２｜は正弦波パターンもしくは過変調パターンを形成する電圧指令値であるから、この移行期間において駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗは電圧位相θｖによるトルク制御が行われながら矩形波パターンから過変調パターンもしくは正弦波パターンへと連続的に変化する。また、この移行期間においてトルク指令値Ｔ^＊や電源電圧Ｖｄｃ、電気角速度ωに変化があった場合でも、これらの変化はトルク制御及び移行データＩｆｂに随時反映される。

そして、移行電圧指令値｜Ｖａ’｜が正弦波モード移行電圧値｜Ｖａ２｜以下となった場合（ステップＳ２１６：Ｙｅｓ）、モード移行部８０は移行電圧指令値｜Ｖａ’｜の出力を停止するとともに、切替部２４はｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑの生成部を矩形波制御部５０から正弦波制御部４０に切り替える（ステップＳ２１８）。また、このときモード移行部８０は移行データＩｆｂを正弦波制御部４０の電流指令値設定部４０２、電流指令値生成部４０６に出力する（ステップＳ２２０）。これにより、電流指令値設定部４０２、電流指令値生成部４０６は移行データＩｆｂに基づいてｄ軸電流指令値の初期値Ｉｄ^＊１、ｑ軸電流指令値の初期値Ｉｑ^＊１を算出し、電圧指令値生成部４１６に出力する。

また、電圧指令値生成部４１６にはｄ軸、ｑ軸電圧指令値の初期値Ｖｄ１、Ｖｑ１が入力しｄ軸、ｑ軸の電流積分制御の積分値となっているから、よって正弦波制御部４０への切り替え直後においては、これらｄ軸、ｑ軸電圧指令値の初期値Ｖｄ１、Ｖｑ１、ｄ軸電流指令値の初期値Ｉｄ^＊１、ｑ軸電流指令値の初期値Ｉｑ^＊１に基づいて切替時ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、切替時ｑ軸電圧指令値Ｖｑが生成され制御信号生成部３０側に出力される（ステップＳ２２２）。これにより、正弦波制御部４０への切り替え直後は、切替時ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、切替時ｑ軸電圧指令値Ｖｑに基づく駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、ＳｗによりＰＭモータ１０の制御が行われる。

その後、モータ制御装置１００は正弦波制御部４０による正弦波制御モードに完全に移行する（ステップＳ２２４）。これにより、正弦波制御部４０はトルク指令値Ｔ^＊に応じたｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊によってｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを生成し、制御信号生成部３０側に出力する。これにより、ＰＭモータ１０は正弦波パターンもしくは過変調パターンの駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗにより動作制御される。

このように、本例に示すモータ制御装置１００及びモータ制御方法では、矩形波制御モードから正弦波制御モードへ切り替える際に、電圧位相θｖによるトルク制御を行いながら駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを矩形波パターンから正弦波パターン（もしくは過変調パターン）に連続的に変化させ、正弦波パターン（もしくは過変調パターン）となったところで正弦波制御モードへの切り替えを行う。また、正弦波制御モードへの切り替え直後にはモード移行時の最後の値（ｄ軸電圧指令値の初期値Ｖｄ１、ｑ軸電圧指令値の初期値Ｖｑ１、ｄ軸電流指令値の初期値Ｉｄ^＊１、ｑ軸電流指令値の初期値Ｉｑ^＊１）に基づいて切替時ｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑが生成され、ＰＭモータ１０の動作制御が行われる。このため、制御部の切り替えの前後で制御値が連続しトルク変動の少ないスムーズな制御モードの切り替えを行うことができる。

また、本例に示すモータ制御装置１００及びモータ制御方法では、モード切り替え時の移行期間中は移行電圧指令値｜Ｖａ’｜に基づいた矩形波制御部５０による制御が行われる。従って、移行期間中にＰＭモータ１０の運転状況が変化し再切り換えが必要となった場合でも、そのまま再切り換え動作に移行することができる。例えば、正弦波制御モードから矩形波制御モードへの切り替え動作中に正弦波制御モードへ再切り替えが生じた場合、そのままステップＳ２０８〜ステップＳ２１６に移行し、矩形波制御部５０による移行動作を経た後、ステップＳ２１８〜ステップＳ２２４により正弦波制御モードへの切り替えを行うことができる。また、矩形波制御モードから正弦波制御モードへの切り替え動作中に矩形波制御モードへ再切り替えが生じた場合、そのままステップＳ１１０〜ステップＳ１１６に移行した後、矩形波制御部５０による矩形波制御モードでの制御を継続することができる。このように、本例に示すモータ制御装置１００及びモータ制御方法では、移行期間中においても制御モードの再切り替えに対応することができる他、移行期間中もトルク指令値Ｔ^＊に基づいた電圧位相θｖによってトルク制御が行われるため、応答性に優れた動作制御を行うことができる。

尚、モータ制御装置１００の正弦波制御部４０が過変調制御や弱め磁束制御に対応し、且つ、過変調パターンの制御領域で矩形波制御部５０と同等の矩形波形成電圧値｜Ｖａ１｜の電圧出力が可能な場合、即ち正弦波モード移行電圧値｜Ｖａ２｜と矩形波形成電圧値｜Ｖａ１｜とが略同等な場合には上記のステップＳ２０８〜ステップＳ２１６の制御は省略しても良い。この場合でも、矩形波制御モードから正弦波制御モードへ切り替え直後には切替時ｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑが生成され、トルク変動の少ないスムーズな制御モードの切り替えを行うことができる。

次に、本発明に係るモータ制御装置１００及びモータ制御方法の三角波に関して説明を行う。本発明に用いる三角波は前述のように三角波の立ち下がりの中央位置が三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの立ち上がりのゼロ位置と交差し、さらに三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数の奇数の３の整数倍の周波数のものとする。先ず、三角波の周波数が三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数の３の整数倍ではない場合、駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗの波形がＵ相、Ｖ相、Ｗ相でそれぞれ異なるものとなり、ＰＭモータ１０を円滑に制御することができない。よって、三角波の周波数は三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数の３の整数倍とする。

次に、奇数の３の整数倍とする理由を説明する。ここで、図６（ａ１）に三角波の周波数を三相電圧指令値Ｖｕ（Ｖｖ、Ｖｗ）の６倍（偶数の３の整数倍）としたときの三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖとの三角波比較の模式図を示す。また、図６（ａ２）、（ａ３）にこの三角波比較により生成される駆動信号Ｓｕ、Ｓｖを示す。さらに、図６（ａ４）にこのときのＵ相―Ｖ相間の出力線間電圧Ｖｕｖを示す。また、図６（ｂ１）に三角波の周波数を三相電圧指令値Ｖｕ（Ｖｖ、Ｖｗ）の９倍（奇数の３の整数倍）としたときの三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖとの三角波比較の模式図を示す。また、図６（ｂ２）、（ｂ３）にこの三角波比較により生成される駆動信号Ｓｕ、Ｓｖを示す。さらに、図６（ｂ４）にこのときのＵ相―Ｖ相間の出力線間電圧Ｖｕｖを示す。

先ず、三角波の周波数を三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの偶数の３の整数倍とした場合、図６（ａ１）の一点鎖線で示す部位では三相電圧指令値Ｖｕのゼロ位置と三角波の中央位置とが双方とも立ち下がりの領域で交差する。このような場合、三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの振幅によっては、三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと三角波との傾きが部分的に近似する（両者が重なる）可能性が有る。そしてこのような場合には、駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが正弦波パターン（過変調パターン）から矩形波パターンに変化する際に不連続もしくは急激な変化が生じる可能性が有り、トルク変動の原因となる。

しかしながら、三角波の周波数を三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの奇数の３の整数倍とした場合、図６（ｂ１）の一点鎖線で示すように、三相電圧指令値Ｖｕの立ち下り領域でのゼロ位置は三角波の立ち上がりの中央位置で交差する。即ち、奇数の３の整数倍の場合には、基本的に三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの立ち下り領域でのゼロ位置は三角波の立ち上がり領域で交差し、三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの立ち上がり領域でのゼロ位置は三角波の立ち下がり領域で交差する。このため、駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗの連続性は良好に維持され、安定した駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成することができる。

また、三角波の周波数を三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの偶数の３の整数倍とした場合、例えば図６（ａ４）では、出力線間電圧Ｖｕｖの波形が上下で非対称となる。このように、出力線間電圧の波形の対称性が確保されない場合、駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗにオフセット成分や歪みを発生させる虞がありＰＭモータ１０の制御信号として好ましいものではない。

しかしながら、三角波の周波数を三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの奇数の３の整数倍とした場合には、図６（ｂ４）に示すように、出力線間電圧Ｖｕｖの波形は上下及び左右で対称となる。同様に出力線間電圧Ｖｖｗ、Ｖｗｕも対称性を備え、ＰＭモータ１０の安定した制御が可能となる。

以上のように、本発明に係るモータ制御装置１００及びモータ制御方法は、（電流比例制御部４１０ｂの出力加算前の）積分側ｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ’’、Ｖｑ’’から求めた電圧指令値｜Ｖａ｜、もしくは矩形波モード同期制御部５２０（電圧指令取得部）が出力する電流比例制御の成分を含まない電圧指令値｜Ｖａ｜に基づいて線形補正が行われる。これにより、線形補正後のｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑは短期的な振動成分の影響を受けず、安定した三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成でき、出力電圧、電流、トルクの安定化を図ることができる。また、比例制御成分を含まない電圧指令値｜Ｖａ｜を基に線形補正の補正値を設定することで、電流比例制御部４１０ｂ、補正電圧生成部７６のゲインを大きくとることが可能となり、これらの応答性の向上を図ることができる。

また、本発明に係るモータ制御装置１００及びモータ制御方法は、（電流比例制御部４１０ｂの出力加算前の）積分側ｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ’’、Ｖｑ’’から求めた電圧位相θｖ、もしくは、（比例制御が行われる）補正部７０の前で分岐した電流比例制御の成分を含まない電圧位相θｖに基づいてキャリア設定情報Ｓｃを生成する。これにより、キャリア設定情報Ｓｃ及び三角波は短期的な振動成分の影響を受けず、安定した駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成でき、出力電圧、電流、トルクの安定化を図ることができる。また、比例制御成分を含まない電圧位相θｖを用いることで、正弦波モード同期制御部４２０、矩形波モード同期制御部５２０、電圧位相設定部５０２等の制御ゲインを大きくとることが可能となり、これらの応答性の向上を図ることができる。

尚、本例で示したモータ制御装置１００及びモータ制御方法は一例であり、制御信号生成部３０、正弦波制御部４０、矩形波制御部５０等の各部の構成、動作、各ステップの構成等は本発明の要旨を逸脱しない範囲で変更して実施することが可能である。たとえば、三角波については搬送波と置き換えが可能である。

ところで、線形補正部３８で用いる補正値は、変調率や電圧指令値｜Ｖａ｜とインバータ出力電圧の基本波成分との非線形性の関係を予め実験などにより求めて、この非線形性を補正するように補正値のテーブルデータを作成し、このテーブルデータを読み出して設定しても良い。
なお、本例では電圧指令値｜Ｖａ｜を引数とした補正値（倍率）のテーブルデータが予め設定されており、線形補正部３８は入力した電圧指令値｜Ｖａ｜に応じた補正値（倍率）を読み出しｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑに掛けることで線形補正を行う構成としている。

なお、線形補正の適用箇所としては、“駆動信号生成部３６の比較動作よりも前の電圧指令値の大きさ”に線形補正を適用すると良い。例えば、ｄｑ／３相変換部３２の前段のｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに線形補正を行うようにしても良い。また、ｄｑ／３相変換部３２の出力する三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに線形補正を行うようにしても良い。

また、ｄｑ／３相変換部３２の前段のｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑと下式（２）から｜Ｖａ｜を求めてこの｜Ｖａ｜に線形補正を行い、式（３）（４）（５）から改めてＶｄとＶｑを構成してｄｑ／３相変換部３２に受け渡すようにしても良い。

また、電圧指令値生成部５１６に入力する（または入力した）｜Ｖａ｜を用いて線形補正の補正値を取得し、さらにこの｜Ｖａ｜に線形補正を行いＶｄ、Ｖｑを生成し、さらに補正電圧生成部７６から出力するｄ軸補正電圧ΔＶｄ、ｑ軸補正電圧ΔＶｑにも線形補正を行い、これを電圧指令値補正部７８で合算た後にｄｑ／３相変換部３２に受け渡すようにしても良い。

また、駆動信号生成部３６の三角波の振幅の変化に比例するように三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを対応させる換算係数に線形補正の補正値を乗算し、この乗算後の換算係数とｄｑ／３相変換部３２が出力した三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを乗算して、比較動作に使用する調整後の三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが線形補正されるようにしても良い。
式（２）：｜Ｖａ｜＝（Ｖｄ＾２ ＋ Ｖｑ＾２）^１／２
式（３）：θv ＝ ｔａｎ^−１（−Ｖｄ／Ｖｑ）
式（４）：Ｖｄ ＝ ｜Ｖａ｜・sinθv （ただしＶｄの符号は、元のＶｄの符号と同じ）
式（５）：Ｖｑ ＝ ｜Ｖａ｜・cosθv （ただしＶｑの符号は、元のＶｑの符号と同じ）

また、矩形波制御部５０を用いる場合の線形補正の補正値を求める際に用いる電圧指令値｜Ｖａ｜は、以下のように設定しても良い。
例えば、矩形波制御部50が線形補正部３８に出力する電圧指令値｜Ｖａ｜は、ｄ軸電流とｑ軸電流が成すベクトルの電流位相θｉが、電流の大きさに基づいて予め設定した電流位相θｉ（ｂａｓｅ）に対して、ｑ軸側にずれている場合に電圧指令値｜Ｖａ｜を小さくし、また、ｄ軸側にずれている場合に電圧指令値｜Ｖａ｜を大きくするように電圧指令値｜Ｖａ｜を大きさを積分制御や比例制御などにより制御して、ｄ軸電流やｑ軸電流に基づいて目標電流位相θｉ（ｂａｓｅ）と同等な電流位相θｉをとるように制御された電圧指令値｜Ｖａ｜でも良い。この電圧指令値｜Ｖａ｜を用いて線形補正を行う場合には、補正電圧生成部７６から出力するｄ軸補正電圧ΔＶｄ、ｑ軸補正電圧ΔＶｑの振動成分に比べて、ｄ軸ｑ軸電流の変動による電圧指令値｜Ｖａ｜への影響が十分小さくなるように電圧指令値｜Ｖａ｜を増減する制御部の積分制御や比例制御などの制御ゲインを選定することで、補正部７０を利用しつつ、ｄ軸ｑ軸電流の変動による影響を十分小さくた電圧指令値｜Ｖａ｜に基づいて安定した線形補正を行うことができる。

また、モード移行部８０は移行電圧指令値｜Ｖａ’｜を初期値（＝｜Ｖａ｜）から矩形波形成電圧値｜Ｖａ１｜まで例えば予め設定された所定の時定数に基づいて連続的に増大させ矩形波モード同期制御部５２０に出力して同期制御部５２０が取得した｜Ｖａ’｜を電圧指令値｜Ｖａ｜として、線形補正部３８に出力して線形補正に使用するようにしても良く、
また、モード移行部８０は移行電圧指令値｜Ｖａ’｜を初期値（＝｜Ｖａ｜）から正弦波モード移行電圧値｜Ｖａ２｜まで例えば予め設定された所定の時定数に基づいて連続的に減少させ矩形波モード同期制御部５２０に出力して同期制御部５２０が取得した｜Ｖａ’｜を電圧指令値｜Ｖａ｜として、線形補正部３８に出力して線形補正に使用するようにしても良い。

また、移行期間において駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗは電圧位相θｖによるトルク制御が行われながら正弦波パターンもしくは過変調パターンから矩形波パターンへと連続的に変化するとき、または、移行期間において駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗは電圧位相θｖによるトルク制御が行われながら矩形波パターンから過変調パターンもしくは正弦波パターンへと連続的に変化するときには、駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが正弦波パターンや過変調パターン、矩形波パターンとなる電圧指令値｜Ｖａ｜に基づいて線形補正がおこなわれる。

また、モード移行部８０が出力する移行電圧指令値｜Ｖａ’｜は、所定の時定数に基づいて連続的に増大もしくは減少される動作を行うので、補正電圧生成部７６から出力するｄ軸補正電圧ΔＶｄ、ｑ軸補正電圧ΔＶｑのような振動成分が含まれておらず、安定して線形補正を行うことができる。

ここで、正弦波制御部の比例制御と積分制御について補足する。
電流積分制御部４１０ａと電流比例制御部４１０ｂの違いは、まず、電流比例制御部４１０ｂの動作は、電流指令値（Ｉｄ^＊とＩｑ^＊）とフィードバック電流Ｉｄ，Ｉｑとの差分であるΔＩｄとΔＩｑに対して、電流比例制御部４１０ｂに予め設定される比例ゲインを乗算し、電流比例制御部４１０ｂの出力値が生成される。このように周知の比例制御である電流比例制御部４１０ｂは、ΔＩｄとΔＩｑの変化を比例ゲイン倍した出力が得られる。そのため、電流指令値に対してフィードバック電流が変化するとΔＩｄ、ΔＩｑが変化するので、このΔＩｄとΔＩｑの変化に応じて出力が変化することがわかる。

また、本願００１８段落に記載したように、「電気角θと駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）の取得は、三角波の頂点と谷の両方のタイミングで行い、三角波の半周期毎にモータ制御装置１００の各部にて使用する」と記載したように、三角波の半周期毎に取得した駆動電流Ｉｕ、Ｉｖと電気角θに基づいて、３相／ｄｑ変換部２２にてｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑが変換され、さらにこれを用いてΔＩｄ、ΔＩｑが更新されて、三角波の半周期毎に電流比例制御部４１０ｂが電流比例制御の演算を行う。このように、毎制御周期の度にフィードバック電流の変化に基づいて一連の電流比例制御が行われて、電流比例制御部４１０ｂの出力が変化する。

ところで、交流電動機の制御装置では、駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに高次成分が重畳したり、駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗがオフセットしたりする場合がある。三相の電流情報に基本波である正弦波に対するオフセットや高次成分が重畳していると、３相／ｄｑ変換にて駆動電流Ｉｕ、Ｉｖを変換して生成するｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑには、三相電流に重畳した成分の１次高い成分が重畳する。例えば、三相電流にオフセットが有る場合にはｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑには1次の成分が重畳する。

このような三相電流に重畳したオフセットや高次成分により、ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに振動成分が重畳する。次に、減算部４１２においてｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊から、振動成分が重畳したｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑが減算されてΔＩｄ、ΔＩｑが生成されるので、振動成分が重畳しているΔＩｄ、ΔＩｑが生成される。

このように、振動成分が重畳しているΔＩｄ、ΔＩｑが電流比例制御部４１０ｂに入力すると、電流比例制御部４１０ｂでは、振動成分が重畳しているΔＩｄ、ΔＩｑに比例ゲインを乗算し電流比例制御部４１０ｂによるｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値として出力される。このように電流比例制御部４１０ｂでは、ΔＩｄ、ΔＩｑに比例ゲインを乗算するので、ΔＩｄ、ΔＩｑに振動成分が重畳していると、振動成分にも比例ゲインが乗算され、振動成分が重畳したｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値が電流比例制御部４１０ｂから出力される。
以上のように、比例制御では毎制御サイクルの度にΔＩｄ、ΔＩｑに重畳する振動成分をｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値に出力する。

一方、電流積分制御部４１０ａの動作は、電流指令値（Ｉｄ^＊とＩｑ^＊）とフィードバック電流Ｉｄ，Ｉｑとの差分であるΔＩｄとΔＩｑに対して、電流積分制御部４１０ａに予め設定される積分ゲインを乗算し、電流積分制御部４１０ａの積分値に加算し、この積分値を出力値として出力する。このように周知の電流積分制御は、ΔＩｄとΔＩｑの変化を積分ゲイン倍した値をそのまま出力せずに、積分値に加算し、積分値を出力する。そのため、電流指令値に対してフィードバック電流が変化してΔＩｄ、ΔＩｑが変化すると、このΔＩｄとΔＩｑの変化に応じて積分値に加算する値が変化するが、元の積分値に対する加算値の割合に応じて出力となる積分値の変化の割合が決まるので、１制御周期毎の出力値の変化の割合は、前述のΔＩｄとΔＩｑの変化の割合と同じ割合で出力値が変化する比例制御に比べて、積分制御はΔＩｄとΔＩｑの変化の割合に比べて出力値の変化の割合が小さい。

このように、積分制御と比例制御を比べると、振動成分を含む入力値の変化による各制御の出力値の変化は、比例制御が入力値の変化の割合に比例して出力値が変化することに対して、積分制御は入力値の変化の割合よりも出力値の変化の割合は小さい。

次に正弦波制御部の比例制御と積分制御による正弦波制御部の線形補正とキャリア設定情報Ｓｃへの影響について補足する。
本例では、極座標変換部４１８においてｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値に基づいて極座標変換が施され電圧位相θｖと、電圧指令値｜Ｖａ｜とが取得される。そして、極座標変換部４１８はこの電圧位相θｖを正弦波モード同期制御部４２０に出力する。また、電圧指令値｜Ｖａ｜を線形補正部３８に出力する。

このため、線形補正の補正値の生成を比例制御の出力を含むｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値に基づいて行うと、線形補正の補正値も振動的になり、線形補正を適用した電圧指令値（ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値や三相電圧指令値）および、駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが振動的になり、その結果、駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗおよびモータが出力するトルクが不安定となる虞がある。

また、このような不安定な状態を低減するためには、電流比例制御のゲインを低く設定する必要があり、電流比例制御の応答が低くなる虞がある。
このため、線形補正の補正値を求めるために使用する電圧値としては、振動成分の割合が小さい積分制御の出力値は使用し、振動成分の割合が大きい比例制御の出力値を含まないようにすることで、線形補正の補正値が安定する。

また、同様にキャリア設定情報Ｓｃを生成する際に使用する電圧位相θvの生成についても、比例制御の出力を含むｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値に基づいて行うと、キャリア設定情報Ｓｃが振動的になり、キャリア設定情報Ｓｃに基づいて生成される三角波の周期が振動的になり、三角波を使用して生成する駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが振動的になり、その結果、駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗおよびモータが出力するトルクが不安定となる虞がある。
このため、キャリア設定情報Ｓｃを求めるために使用する電圧値としては、振動成分の割合が小さい積分制御の出力値は使用し、振動成分の割合が大きい比例制御の出力値を含まないようにすることで、キャリア設定情報Ｓｃが安定する。

また、正弦波制御部の使用時に非干渉制御を使用する場合には、非干渉制御部４１４の出力値も積分制御の出力値に加算して用いる。その際、非干渉制御部４１４で使用するｄ軸電流値とｑ軸電流値は、フィードバック値ではなく、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値とすることで、フィードバック電流に含まれる振動成分の影響を受けずに非干渉制御の出力値であるｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ’、Ｖｑ’が得られるので、この出力値を使用する極座標変換部４１８の出力である電圧位相θｖと電圧指令値｜Ｖａ｜が安定し、この電圧位相θｖと電圧指令値｜Ｖａ｜を使用する、線形補正部３８の補正値や同期制御部４２０の出力であるキャリア設定情報Ｓｃがより安定する。

次に、矩形波制御時の補正部７０の変動成分を補足する。
矩形波制御部５０では切替部２４に入力するｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑは、電圧指令値補正部７８において、補正電圧生成部７６から入力したｄ軸補正電圧ΔＶｄ、ｑ軸補正電圧ΔＶｑを電圧指令値生成部５１６から出力したｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑにそれぞれ加算して設定している。

補正電圧生成部７６が出力するｄ軸補正電圧ΔＶｄ、ｑ軸補正電圧ΔＶｑは、本願００３８段落〜００４０段落のように、駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに生じるオフセットや振幅アンバランス成分などによるｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに重畳する変動成分の逆相の変動成分を含む電圧である。
詳しくは、駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに生じるオフセットや振幅アンバランス成分などによる変動成分が重畳したｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑを、オフセットや振幅アンバランスの成分（変動成分）が平滑化した推定ｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊からそれぞれ減算して、ｄ軸補正電流ΔＩｄ、ｑ軸補正電流ΔＩｑを生成し、このｄ軸補正電流ΔＩｄ、ｑ軸補正電流ΔＩｑに所定の補正ゲイン（Ｋｄ、Ｋｑ）を乗算する比例制御によりｄ軸補正電圧ΔＶｄ、ｑ軸補正電圧ΔＶｑを生成している。
このように補正電圧生成部７６が出力するｄ軸補正電圧ΔＶｄ、ｑ軸補正電圧ΔＶｑが加算された切替部２４に入力するｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑは、変動成分を含むものである。

次に、矩形波制御時の本例の電圧指令値｜Ｖａ｜の生成について補足する。
一方、矩形波制御部５０においてキャリア設定情報Ｓｃと線形補正部へ出力する電圧指令値｜Ｖａ｜は、矩形波モード同期制御部５２０が出力する。この電圧指令値｜Ｖａ｜は、矩形波制御部５０の動作状態に応じた所定の大きさの電圧指令値｜Ｖａ｜が設定され、矩形波モード同期制御部５２０が出力する。

例えば、駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを矩形波パターンとする際には、電圧指令値｜Ｖａ｜を本願００３３段落に記載した矩形波形成電圧値｜Ｖａ１｜とすることで、駆動信号生成部３６において三角波と三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとが、三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの１周期の間で２回交差する、即ち、三角波比較により生成される駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが１パルスの矩形波となる大きさの電圧指令値｜Ｖａ｜を矩形波モード同期制御部５２０が出力する。

また例えば、本願００５８段落に記載したように、本例におけるモード移行部８０が出力する移行電圧指令値｜Ｖａ’｜が矩形波モード同期制御部５２０に入力し、矩形波モード同期制御部５２０が移行電圧指令値｜Ｖａ’｜を電圧指令値生成部５１６と切替部２４とに出力するように、矩形波モード同期制御部５２０の外部から入力される任意の大きさの電圧指令値｜Ｖａ｜に基づいて矩形波モード同期制御部５２０が電圧指令値｜Ｖａ｜を出力する場合には、矩形波モード同期制御部５２０の外部から入力される任意の大きさの電圧指令値｜Ｖａ｜に基づいて、駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが正弦波パターンや過変調パターンや矩形波パターンの波形となる電圧指令値｜Ｖａ｜を矩形波モード同期制御部５２０が電圧指令値生成部５１６と切替部２４とに出力する。

このように、矩形波モード同期制御部５２０は、矩形波形成電圧値｜Ｖａ１｜や、矩形波モード同期制御部５２０の外部から入力される任意の大きさの電圧指令値｜Ｖａ｜（｜Ｖａ’｜）に基づいて、電圧指令値生成部５１６と切替部２４とに電圧指令値｜Ｖａ｜を出力するので、切替部２４から線形補正部３８に出力される電圧指令値｜Ｖａ｜は、ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄおよびｑ軸フィードバック電流値Ｉｑの影響を受けずに設定される為、補正電圧生成部７６が出力するｄ軸補正電圧ΔＶｄ、ｑ軸補正電圧ΔＶｑが加算された切替部２４に入力するｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑに含まれるような変動成分が重畳されていない。

一方、例えば、切替部２４が出力するｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑに基づいて、極座標変換を行って得られる電圧指令値の大きさを用いて線形補正部３８の補正値の生成を行うような制御構成を検討してみると、切替部２４が出力するｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑには、補正電圧生成部７６が出力するｄ軸補正電圧ΔＶｄ、ｑ軸補正電圧ΔＶｑが加算されているので、ｄ軸補正電圧ΔＶｄ、ｑ軸補正電圧ΔＶｑに含まれる変動成分の影響を受けて線形補正部３８の補正値が変動し、線形補正を適用した三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗも線形補正部３８の補正値の変動に応じて変動し出力電圧、電流、トルクの変動要因となる虞がある。

しかしながら、本例では矩形波モード同期制御部５２０が出力する電圧指令値｜Ｖａ｜に基づいて、線形補正部３８の補正値の生成を行うので、補正電圧生成部７６が出力するｄ軸補正電圧ΔＶｄ、ｑ軸補正電圧ΔＶｑが加算された切替部２４が出力するｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑに含まれるような変動成分が重畳されていないので、補正値が安定し、安定した三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成でき、出力電圧、電流、トルクの安定化を図ることができる。

また、補正電圧生成部７６が出力するｄ軸補正電圧ΔＶｄ、ｑ軸補正電圧ΔＶｑの変動成分を含む電圧指令値に基づいて線形補正部３８の補正値を生成すると、前述のようにｄ軸補正電圧ΔＶｄ、ｑ軸補正電圧ΔＶｑに含まれる変動成分の影響を受けて補正値が変動し、線形補正を適用した三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗも変動し出力電圧、電流、トルクの変動要因となるため、例えば、補正電圧生成部７６のゲインを大きくすると、さらに出力電圧、電流、トルクの変動が大きくなってしまうため、補正電圧生成部７６のゲインを大きくすることで補正電圧生成部７６の応答性を向上させることが困難となる。

しかしながら、本例では補正電圧生成部７６が出力するｄ軸補正電圧ΔＶｄ、ｑ軸補正電圧ΔＶｑの影響を受けない電圧指令値に基づいて線形補正部３８の補正値の設定をすることで、補正電圧生成部７６のゲインを大きくとることが可能となり、補正電圧生成部７６の応答性の向上を図ることができる。

次に、矩形波制御時の本例のキャリア設定情報Ｓｃの生成に用いる電圧位相θｖについて補足する。
また、矩形波モード同期制御部５２０は電圧位相θｖと電気角速度ωと電気角θとから三角波を設定するためのキャリア設定情報Ｓｃを生成する。ここで、本例では電圧位相設定部５０２で生成された電圧位相θｖを用いてキャリア設定情報Ｓｃを求めている。
電圧位相設定部５０２では、トルク計算部５０４にて算出された現在のトルクＴとトルク指令値Ｔ^＊に基づいて電圧位相θｖを積分制御、比例制御などにより生成する。

トルク計算部５０４は、ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに基づいて現在のトルクＴを算出する。
このため、トルク計算部５０４が算出する現在のトルクＴは、ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに重畳した変動成分が含まれる値となる。
このため、トルク計算部５０４が算出する現在のトルクＴに基づいて電圧位相設定部５０２にて生成される電圧位相θｖにも変動成分が含まれる虞がある。

しかしながら、電圧位相設定部５０２にて生成される電圧位相θｖと、矩形波制御部５０が動作する際の切替部２４が出力するｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑに基づいて、極座標変換を行って得られる電圧位相とを比べると、いずれの電圧位相にもｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに重畳した変動成分が含まれているものの、電圧位相設定部５０２にて生成される電圧位相θｖの方がｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに重畳した変動成分の影響が小さくなる。

この理由はまず、切替部２４が出力するｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑに基づいて、極座標変換を行って得られる電圧位相では、補正電圧生成部７６が出力するｄ軸補正電圧ΔＶｄ、ｑ軸補正電圧ΔＶｑの変動成分を含むが、このｄ軸補正電圧ΔＶｄ、ｑ軸補正電圧ΔＶｑは、前述のように、駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに生じるオフセットや振幅アンバランス成分などによる変動成分が重畳したｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑを、オフセットや振幅アンバランスの成分（変動成分）が平滑化した推定ｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊からそれぞれ減算して、ｄ軸補正電流ΔＩｄ、ｑ軸補正電流ΔＩｑを生成し、このｄ軸補正電流ΔＩｄ、ｑ軸補正電流ΔＩｑに所定の補正ゲイン（Ｋｄ、Ｋｑ）を乗算する比例制御によりｄ軸補正電圧ΔＶｄ、ｑ軸補正電圧ΔＶｑを生成している。

このため、ｄ軸補正電圧ΔＶｄ、ｑ軸補正電圧ΔＶｑは、ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに重畳した変動成分といえるｄ軸補正電流ΔＩｄ、ｑ軸補正電流ΔＩｑに補正ゲイン（Ｋｄ、Ｋｑ）を乗じた変動成分であるので、ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに重畳した変動成分の変化に比例して変動する。

つまり、ｄ軸補正電圧ΔＶｄ、ｑ軸補正電圧ΔＶｑが加算された切替部２４が出力するｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑに基づいて、極座標変換を行って得られる電圧位相は、ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに重畳した変動成分の変化に即応して変動する変動成分を含んでいる。

一方、電圧位相設定部５０２にて生成される電圧位相θｖでは、ｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに基づいて算出された現在のトルクＴに基づいた電圧位相設定部５０２の比例制御による変動成分が含まれるものの、電圧位相設定部５０２の出力値である電圧位相θｖに対する割合は、電圧位相設定部５０２の積分制御による積分値の割合を考慮すると、前記比例制御および積分制御の１制御サイクルあたりの変化の割合が低減する。
このため、電圧位相設定部５０２にて生成される電圧位相θｖは、前述の切替部２４が出力するｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑに基づいて、極座標変換を行って得られる電圧位相のようなｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに重畳した変動成分の変化に即応した変化はせず、電圧位相設定部５０２の積分制御の積分値により電圧位相設定部５０２にて生成される電圧位相θｖの１制御サイクルあたりの前記変動成分の影響は抑制される。

また、矩形波モード同期制御部５２０の積分制御や比例制御の制御ゲインの設定は、システムが必要とするトルクの応答性に応じて設定されるものであり、システムが必要とする応答性を満足しつつ、三相電流に重畳したオフセットや高次成分に起因するｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑに重畳した基本波周波数以上の変動成分に対する応答が抑制されるように前記積分制御や比例制御の制御ゲインを設定することで、さらに電圧位相設定部５０２にて生成される電圧位相θｖに含まれる変動成分を低減することが出来る。

また、トルク計算部５０４において、現在のトルクＴを算出する際に使用するｄ軸フィードバック電流値Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流値Ｉｑをローパスフィルタなどで平滑処理を行ったうえで現在のトルクＴを算出するようにしても良く、この場合においても電圧位相設定部５０２にて生成される電圧位相θｖに含まれる変動成分を低減することが出来る。

１０ ＰＭモータ
１２ｕ、１２ｖ 駆動電流検出部
１４ 角度検出部
２０ インバータ
２２ ３相／ｄｑ変換部
３２ ｄｑ／３相変換部
３６ 駆動信号生成部
３８ 線形補正部
４０ 正弦波制御部
５０ 矩形波制御部
１００ モータ制御装置
４１０ 電流制御部
４１０ａ 電流積分制御部
４１０ｂ 電流比例制御部
４１８ 極座標変換部
４２０ 正弦波モード同期制御部
５０２ 電圧位相設定部
５２０ 矩形波モード同期制御部（電圧指令取得部）
θ 電気角
θｖ 電圧位相
Ｉｄ ｄ軸フィードバック電流値
Ｉｑ ｑ軸フィードバック電流値
Ｉｄ^＊ ｄ軸電流指令値
Ｉｑ^＊ ｑ軸電流指令値
Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ 駆動電流
｜Ｖａ｜ 電圧指令値
Ｖｄ ｄ軸電圧指令値
Ｖｑ ｑ軸電圧指令値
Ｖｄ’’ 積分側ｄ軸電圧指令値
Ｖｑ’’ 積分側ｑ軸電圧指令値
Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ 電圧指令値（３相）
Ｔ^＊ トルク指令値
Ｓｃ キャリア設定情報
Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗ 駆動信号

Claims (8)

1. ＰＭモータに３相交流の駆動電流を流下させるインバータと、
   前記駆動電流の値を取得する駆動電流検出部と、
   前記ＰＭモータの電気角を取得する角度検出部と、
   前記電気角に基づいて前記駆動電流検出部が取得した前記駆動電流をｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値に変換する３相／ｄｑ変換部と、
   外部からのトルク指令値に基づいてｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値を設定し、これらｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値と前記ｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値とに基づいてｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成する正弦波制御部と、
   前記ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を線形補正する線形補正部と、
   線形補正された前記ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を三相電圧指令値に変換するｄｑ／３相変換部と、
   所定の周期の三角波と前記三相電圧指令値とを比較して前記インバータをスイッチングする駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を有するモータ制御装置において、
   前記正弦波制御部は、
   電流積分制御部と電流比例制御部とを備え前記ｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値と前記ｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値とに基づいてｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成する電流制御部と、
   ｄ軸の電圧指令値とｑ軸の電圧指令値とを極座標変換し電圧指令値を取得する極座標変換部と、を有し、
   前記電流制御部は前記電流比例制御部の出力を含まない積分側ｄ軸電圧指令値、積分側ｑ軸電圧指令値を前記極座標変換部に出力し、
   前記極座標変換部は前記積分側ｄ軸電圧指令値、積分側ｑ軸電圧指令値に基づいて電圧指令値を取得し前記線形補正部に出力し、
   前記線形補正部は前記積分側ｄ軸電圧指令値、積分側ｑ軸電圧指令値に基づく前記電圧指令値に基づいて前記正弦波制御部が生成した前記ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を線形補正することを特徴とするモータ制御装置。
2. ＰＭモータに３相交流の駆動電流を流下させるインバータと、
   前記駆動電流の値を取得する駆動電流検出部と、
   前記ＰＭモータの電気角を取得する角度検出部と、
   前記電気角に基づいて前記駆動電流検出部が取得した前記駆動電流をｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値に変換する３相／ｄｑ変換部と、
   外部からのトルク指令値に基づいてｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値を設定し、これらｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値と前記ｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値とに基づいてｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成する正弦波制御部と、
   前記ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を三相電圧指令値に変換するｄｑ／３相変換部と、
   キャリア設定情報に基づく所定の周期の三角波と前記三相電圧指令値とを比較して前記インバータをスイッチングする駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を有するモータ制御装置において、
   前記正弦波制御部は、
   電流積分制御部と電流比例制御部とを備え前記ｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値と前記ｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値とに基づいてｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成する電流制御部と、
   ｄ軸の電圧指令値とｑ軸の電圧指令値とを極座標変換し電圧位相を取得する極座標変換部と、
   前記電圧位相に基づいて前記キャリア設定情報を生成する正弦波モード同期制御部と、を有し、
   前記電流制御部は前記電流比例制御部の出力を含まない積分側ｄ軸電圧指令値、積分側ｑ軸電圧指令値を前記極座標変換部に出力し、
   前記極座標変換部は前記積分側ｄ軸電圧指令値、積分側ｑ軸電圧指令値に基づいて電圧位相を取得し前記正弦波モード同期制御部に出力し、
   前記正弦波モード同期制御部は前記積分側ｄ軸電圧指令値、積分側ｑ軸電圧指令値に基づく前記電圧位相に基づいて前記キャリア設定情報を生成することを特徴とするモータ制御装置。
3. ＰＭモータに３相交流の駆動電流を流下させるインバータと、
   前記駆動電流の値を取得する駆動電流検出部と、
   前記ＰＭモータの電気角を取得する角度検出部と、
   前記電気角に基づいて前記駆動電流検出部が取得した前記駆動電流をｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値に変換する３相／ｄｑ変換部と、
   外部からのトルク指令値と前記ｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値とに基づいて電圧位相を設定し、前記電圧位相に基づいてｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成する矩形波制御部と、
   ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を線形補正する線形補正部と、
   線形補正されたｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を三相電圧指令値に変換するｄｑ／３相変換部と、
   所定の周期の三角波と前記三相電圧指令値とを比較して前記インバータをスイッチングする駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を有するモータ制御装置において、
   前記矩形波制御部は、
   外部からの前記トルク指令値と前記ｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値とに基づいて電圧位相を取得する電圧位相設定部と、
   電圧指令値と前記電圧位相設定部が出力した電圧位相に基づいてｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を生成する電圧指令生成部と、
   前記ｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値と、前記ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値と、に基づいてｄ軸電圧指令補正値及びｑ軸電圧指令補正値を出力する補正部と、を有し、
   前記線形補正部は前記電圧指令値に基づいて前記ｄ軸電圧指令補正値、ｑ軸電圧指令補正値を線形補正することを特徴とするモータ制御装置。
4. ＰＭモータに３相交流の駆動電流を流下させるインバータと、
   前記駆動電流の値を取得する駆動電流検出部と、
   前記ＰＭモータの電気角を取得する角度検出部と、
   前記電気角に基づいて前記駆動電流検出部が取得した前記駆動電流をｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値に変換する３相／ｄｑ変換部と、
   外部からのトルク指令値と前記ｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値とに基づいて電圧位相を設定し、前記電圧位相に基づいてｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成する矩形波制御部と、
   ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を三相電圧指令値に変換するｄｑ／３相変換部と、
   キャリア設定情報に基づく所定の周期の三角波と前記三相電圧指令値とを比較して前記インバータをスイッチングする駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を有するモータ制御装置において、
   前記矩形波制御部は、
   外部からの前記トルク指令値と前記ｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値とに基づいて電圧位相を取得する電圧位相設定部と、
   前記電圧位相設定部が出力した電圧位相に基づいてｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を生成する電圧指令生成部と、
   前記ｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値と、前記ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値と、に基づいてｄ軸電圧指令補正値及びｑ軸電圧指令補正値を出力する補正部と、
   前記キャリア設定情報を生成する矩形波モード同期制御部と、を有し、
   前記矩形波モード同期制御部は前記電圧位相設定部の出力した電圧位相に基づいて前記キャリア設定情報を生成することを特徴とするモータ制御装置。
5. ＰＭモータに３相交流の駆動電流を流下させるインバータと、
   前記駆動電流の値を取得する駆動電流検出部と、
   前記ＰＭモータの電気角を取得する角度検出部と、
   前記電気角に基づいて前記駆動電流検出部が取得した前記駆動電流をｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値に変換する３相／ｄｑ変換部と、
   外部からのトルク指令値に基づいてｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値を設定し、これらｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値と前記ｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値とに基づいてｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成する正弦波制御部と、
   前記ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を線形補正する線形補正部と、
   線形補正された前記ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を三相電圧指令値に変換するｄｑ／３相変換部と、
   所定の周期の三角波と前記三相電圧指令値とを比較して前記インバータをスイッチングする駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を有するモータ制御装置のモータ制御方法であって、
   前記正弦波制御部は、
   電流積分制御部と電流比例制御部とを備え前記ｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値と前記ｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値とに基づいてｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成する電流制御部と、
   ｄ軸の電圧指令値とｑ軸の電圧指令値とを極座標変換し電圧指令値を取得する極座標変換部と、を有し、
   前記電流制御部が前記電流比例制御部の出力を含まない積分側ｄ軸電圧指令値、積分側ｑ軸電圧指令値を前記極座標変換部に出力する積分側電圧指令値出力ステップと、
   前記極座標変換部が前記積分側ｄ軸電圧指令値、積分側ｑ軸電圧指令値に基づいて電圧指令値を取得し前記線形補正部に出力する電圧指令値出力ステップと、
   前記線形補正部が前記積分側ｄ軸電圧指令値、積分側ｑ軸電圧指令値に基づく前記電圧指令値に基づいて前記正弦波制御部が生成した前記ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を線形補正する正弦波制御線形補正ステップと、を行うことを特徴とするモータ制御方法。
6. ＰＭモータに３相交流の駆動電流を流下させるインバータと、
   前記駆動電流の値を取得する駆動電流検出部と、
   前記ＰＭモータの電気角を取得する角度検出部と、
   前記電気角に基づいて前記駆動電流検出部が取得した前記駆動電流をｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値に変換する３相／ｄｑ変換部と、
   外部からのトルク指令値に基づいてｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値を設定し、これらｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値と前記ｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値とに基づいてｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成する正弦波制御部と、
   前記ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を三相電圧指令値に変換するｄｑ／３相変換部と、
   キャリア設定情報に基づく所定の周期の三角波と前記三相電圧指令値とを比較して前記インバータをスイッチングする駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を有するモータ制御装置のモータ制御方法であって、
   前記正弦波制御部は、
   電流積分制御部と電流比例制御部とを備え前記ｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値と前記ｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値とに基づいてｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成する電流制御部と、
   ｄ軸の電圧指令値とｑ軸の電圧指令値とを極座標変換し電圧位相を取得する極座標変換部と、
   前記電圧位相に基づいて前記キャリア設定情報を生成する正弦波モード同期制御部と、を有し、
   前記電流制御部が前記電流比例制御部の出力を含まない積分側ｄ軸電圧指令値、積分側ｑ軸電圧指令値を前記極座標変換部に出力する積分側電圧指令値出力ステップと、
   前記極座標変換部が前記積分側ｄ軸電圧指令値、積分側ｑ軸電圧指令値に基づいて電圧位相を取得し前記正弦波モード同期制御部に出力する電圧位相出力ステップと、
   前記正弦波モード同期制御部が前記積分側ｄ軸電圧指令値、積分側ｑ軸電圧指令値に基づく前記電圧位相に基づいて前記キャリア設定情報を生成する正弦波制御キャリア情報生成ステップと、を行うことを特徴とするモータ制御方法。
7. ＰＭモータに３相交流の駆動電流を流下させるインバータと、
   前記駆動電流の値を取得する駆動電流検出部と、
   前記ＰＭモータの電気角を取得する角度検出部と、
   前記電気角に基づいて前記駆動電流検出部が取得した前記駆動電流をｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値に変換する３相／ｄｑ変換部と、
   外部からのトルク指令値と前記ｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値とに基づいて電圧位相を設定し、前記電圧位相に基づいてｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成する矩形波制御部と、
   ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を線形補正する線形補正部と、
   線形補正されたｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を三相電圧指令値に変換するｄｑ／３相変換部と、
   所定の周期の三角波と前記三相電圧指令値とを比較して前記インバータをスイッチングする駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を有するモータ制御装置のモータ制御方法であって、
   前記矩形波制御部は、
   外部からの前記トルク指令値と前記ｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値とに基づいて電圧位相を取得する電圧位相設定部と、
   電圧指令値と前記電圧位相設定部が出力した電圧位相に基づいてｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を生成する電圧指令生成部と、
   前記ｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値と、前記ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値と、に基づいてｄ軸電圧指令補正値及びｑ軸電圧指令補正値を出力する補正部と、を有し、
   前記線形補正部が前記電圧指令値に基づいて前記ｄ軸電圧指令補正値、ｑ軸電圧指令補正値を線形補正する矩形波制御線形補正ステップを行うことを特徴とするモータ制御方法。
8. ＰＭモータに３相交流の駆動電流を流下させるインバータと、
   前記駆動電流の値を取得する駆動電流検出部と、
   前記ＰＭモータの電気角を取得する角度検出部と、
   前記電気角に基づいて前記駆動電流検出部が取得した前記駆動電流をｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値に変換する３相／ｄｑ変換部と、
   外部からのトルク指令値と前記ｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値とに基づいて電圧位相を設定し、前記電圧位相に基づいてｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を生成する矩形波制御部と、
   ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を三相電圧指令値に変換するｄｑ／３相変換部と、
   キャリア設定情報に基づく所定の周期の三角波と前記三相電圧指令値とを比較して前記インバータをスイッチングする駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を有するモータ制御装置のモータ制御方法であって、
   前記矩形波制御部は、
   外部からの前記トルク指令値と前記ｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値とに基づいて電圧位相を取得する電圧位相設定部と、
   前記電圧位相設定部が出力した電圧位相に基づいてｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を生成する電圧指令生成部と、
   前記ｄ軸フィードバック電流値、ｑ軸フィードバック電流値と、前記ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値と、に基づいてｄ軸電圧指令補正値及びｑ軸電圧指令補正値を出力する補正部と、
   前記キャリア設定情報を生成する矩形波モード同期制御部と、を有し、
   前記矩形波モード同期制御部が前記電圧位相設定部の出力した電圧位相に基づいて前記キャリア設定情報を生成する矩形波制御キャリア情報生成ステップを行うことを特徴とするモータ制御方法。

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