JP2020072561A - インバータ装置およびインバータ装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】入力電流の高調波成分を低減したり力率を改善したインバータ装置およびインバータ装置の制御方法を提供する。【解決手段】三相交流電源からの出力を直流に変換して出力するコンバータ部と、コンバータ部から出力された直流を交流に変換して出力するインバータ部とを有するインバータ装置であって、インバータ部の動作を制御する制御手段を有し、制御手段は、三相交流電源の電源周期の１／６の周期において、ゼロクロス点から開始して電流低減時間の間は、三相交流電源の直流電流値を低減レベル比に応じて低減させ、電流低減時間を終了すると、三相交流電源の直流電流値の平均が予め設定された出力設定値になるように制御する。【選択図】 図４

Description

本発明は、インバータ装置およびインバータ装置の制御方法に関する。さらに詳細には、本発明は、入力電流の高調波成分を低減したインバータ装置およびインバータ装置の制御方法ならびに力率を改善するようにしたインバータ装置およびインバータ装置の制御方法に関する。

一般に、誘導加熱回路などのような共振負荷に接続する電源装置として、インバータ装置が知られている。

こうした従来のインバータ装置は、一般に、交流（ＡＣ）電源からの出力をダイオード整流して直流に変換するコンバータ部と、このコンバータ部からの直流出力を交流に変換するとともにパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御方式、位相制御方式あるいは周波数制御方式などにより出力制御するインバータ部とを有して構成されている。

図１には、こうした構成を備えた従来のインバータ装置の等価回路による回路構成をあらわした回路構成説明図が示されている。

インバータ装置１００は、コンバータ部１０２とインバータ部１０４とより構成されており、コンバータ部１０２へＡＣ三相電源１０６からの出力が入力される。

なお、図１に示すインバータ装置１００においては、インバータ部１０４は等価抵抗Ｒ１で示している。

この図１に示すインバータ装置１００において、ＡＣ三相電源１０６の入力電圧を４００Ｖとし、コンバータ部１０２におけるインダクタＬ１のインダクタンスを０．１ｍＨとし、コンバータ部１０２におけるバイパスコンデンサＣ１の容量を１０００μＦとし、インバータ部１０４における等価抵抗Ｒ１の抵抗値を２Ωとする。

ここで、図２には、上記したように各値を設定した場合における、ＡＣ三相電源１０６の入力電流波形を示す波形図があらわされている。

図２に示されているように、Ｒ相の入力電流はひずみ波となっている。このひずみ波の高調波成分は、約２０３Ａの基本波電流に対して、５次高調波成分は約５６Ａ（２７．６％）、７次高調波成分は約２６Ａ（１２．５％）、１１次高調波成分は約３５Ａ（１７．２％）となっている。

このため、従来よりこうした入力電流の高調波成分の悪影響を排除することが求められており、入力電流の高調波成分を低減するようにした新たなインバータ装置およびインバータ装置の制御方法の提案が要望されていた。

また、従来より力率を改善することも求められており、力率を改善するようにした新たなインバータ装置およびインバータ装置の制御方法の提案が要望されていた。

なお、本願出願人が特許出願のときに知っている先行技術は、文献公知発明に係る発明ではないため、本願明細書に記載すべき先行技術文献情報はない。

本発明は、上記したような従来からの要望に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、新たな手法により入力電流の高調波成分を低減させたインバータ装置およびインバータ装置の制御方法を提供しようとするものである。

また、本発明は、上記したような従来からの要望に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、新たな手法により力率を改善させたインバータ装置およびインバータ装置の制御方法を提供しようとするものである。

上記目的を達成するために、本発明によるインバータ装置は、三相交流電源からの出力を直流に変換して出力するコンバータ部と、上記コンバータ部から出力された直流を交流に変換して出力するインバータ部とを有するインバータ装置であって、上記インバータ部の動作を制御する制御手段を有し、上記制御手段は、上記三相交流電源の電源周期の１／６の周期において、ゼロクロス点から開始して電流低減時間の間は、上記三相交流電源の直流電流値を低減レベル比に応じて低減させ、上記電流低減時間を終了すると、上記三相交流電源の直流電流値の平均が予め設定された出力設定値になるように制御するようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、上記電流低減時間は、低減時間設定手段により予め設定されるようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、 上記低減レベル比は、低減レベル比設定手段により予め設定されるようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、上記電流低減時間は、０．８ｍｓであるようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、上記低減レベル比は、上記出力設定値の８０％であるようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、三相交流電源からの出力を直流に変換して出力するコンバータ部と、上記コンバータ部から出力された直流を交流に変換して出力するインバータ部とを有するインバータ装置の制御方法であって、上記三相交流電源の電源周期の１／６の周期において、ゼロクロス点から開始して電流低減時間の間は、上記三相交流電源の直流電流値を低減レベル比に応じて低減させ、上記電流低減時間を終了すると、上記三相交流電源の直流電流値の平均が予め設定された出力設定値になるように制御するようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記電流低減時間は、低減時間設定手段により予め設定されるようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記低減レベル比は、低減レベル比設定手段により予め設定されるようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記電流低減時間は、０．８ｍｓであるようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記低減レベル比は、上記出力設定値の８０％であるようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置は、三相交流電源からの出力を直流に変換して出力するコンバータ部と、上記コンバータ部から出力された直流を交流に変換して出力するインバータ部とを有するインバータ装置であって、上記インバータ部の動作を制御する制御手段を有し、上記制御手段は、上記三相交流電源の電源周期Ｔの１／６の区間において、上記インバータ部の等価回路における等価抵抗の抵抗電流波形が逆サイン波包絡線（エンベロープ）波形となるように、上記三相交流電源の直流電圧を制御するようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、三相交流電源からの出力を直流に変換して出力するコンバータ部と、上記コンバータ部から出力された直流を交流に変換して出力するインバータ部とを有するインバータ装置の制御方法であって、上記三相交流電源の電源周期Ｔの１／６の区間において、上記インバータ部の等価回路における等価抵抗の抵抗電流波形が逆サイン波包絡線（エンベロープ）波形となるように、上記三相交流電源の直流電圧を制御するようにしたものである。

本発明は、以上説明したように構成されているので、入力電流の高調波成分を低減することが可能になるという優れた効果を奏する。

また、本発明は、以上説明したように構成されているので、力率を改善することが可能になるという優れた効果を奏する。

図１は、従来のインバータ装置の等価回路による回路構成をあらわした回路構成説明図である。 図２は、図１に示す従来のインバータ装置において、ＡＣ三相電源の入力電圧を４００Ｖとし、コンバータ部におけるインダクタＬ１のインダクタンスを０．１ｍＨとし、コンバータ部におけるバイパスコンデンサＣ１の容量を１０００μＦとし、インバータ部における等価抵抗Ｒ１の抵抗値を２Ωとした場合における、ＡＣ三相電源の入力電流波形を示す波形図である。 図３は、本発明の実施の形態の一例による第１の実施の形態のインバータ装置の回路構成をあらわした回路構成説明図である。 図４は、図３に示すインバータ装置において、ＡＣ三相電源の入力電圧を４００Ｖとし、コンバータ部におけるインダクタＬ１のインダクタンスを０．１ｍＨとし、コンバータ部におけるバイパスコンデンサＣ１の容量を１０００μＦとし、インバータ部における等価抵抗Ｒ１の抵抗値を２Ωとした場合における、ＡＣ三相電源の入力電流波形を示す波形図である。なお、図４は、図５に示す制御タイミングでインバータ部に示す等価抵抗を制御した際における波形図である。 図５は、図３に示すインバータ装置の制御部によるインバータ部の制御タイミングをあらわす説明図である。 図６は、図１に示す従来のインバータ装置と図３に示すインバータ装置とにおいて入力電流の高調波成分を比較して示し、図３に示すインバータ装置において入力電流の高調波成分が低減されて改善されている度合いを示す図表である。 図７は、本発明の実施の形態の一例による第２の実施の形態のインバータ装置の等価回路による回路構成をあらわした回路構成説明図である。 図８は、本発明の実施の形態の一例による第２の実施の形態のインバータ装置の回路構成をあらわした回路構成説明図である。 図９は、図８に示すインバータ装置の制御部によるインバータ部の制御タイミングをあらわす説明図である。 図１０は、図９に示す制御タイミングでインバータ部を制御した際におけるＡＣ三相電源の入力電流波形の一例を示す波形図である。

以下、添付の図面を参照しながら、本発明によるインバータ装置およびインバータ装置の制御方法の実施の形態の一例を詳細に説明するものとする。

なお、以下の「発明を実施するための形態」の項の説明においては、図１ならびに図２の各図を参照しながら説明した構成ならびに作用、あるいは、図３以下の各図を参照しながら説明する構成ならびに作用と同一あるいは相当する構成ならびに作用については、図１ならびに図２あるいは図３以下において用いた符号と同一の符号をそれぞれ付して示すことにより、その詳細な構成ならびに作用の説明は省略する。

（Ｉ）第１の実施の形態

まず、図３乃至図６を参照しながら、本発明の実施の形態の一例による第１の実施の形態のインバータ装置およびインバータ装置の制御方法について説明する。

ここで、図３には、本発明の実施の形態の一例による第１の実施の形態のインバータ装置の回路構成をあらわした回路構成説明図が示されている。

また、図４には、図３に示すインバータ装置において、ＡＣ三相電源の入力電圧を４００Ｖとし、コンバータ部におけるインダクタＬ１のインダクタンスを０．１ｍＨとし、コンバータ部におけるバイパスコンデンサＣ１の容量を１０００μＦとし、インバータ部における等価抵抗Ｒ１の抵抗値を２Ωとした場合における、ＡＣ三相電源の入力電流波形を示す波形図が示されている。

さらに、図５には、図３に示すインバータ装置の制御部によるインバータ部の制御タイミングをあらわす説明図が示されている。

また、図６には、図１に示す従来のインバータ装置と図３に示すインバータ装置とにおいて入力電流の高調波成分を比較して示し、図３に示すインバータ装置において入力電流の高調波成分が低減されて改善されている度合いを示す図表が示されている。

本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置１０は、負荷として共振負荷２００が接続されるＰＷＭ制御によるインバータ装置である。

このインバータ装置１０には、インバータ部１０４からの出力信号を検出する従来より公知の出力センサー２０２が設けられている。出力センサー２０２は、インバータ部１０４からの出力信号を検出し、その検出結果を出力センサー信号として出力する。

インバータ装置１０は、従来のインバータ装置１００と比較すると、インバータ部１０４を制御する制御部２０を備えている点において、従来のインバータ装置１００とは異なっている。

従って、以下においては、インバータ装置１０における制御部２０の構成についてのみ詳細に説明することとし、コンバータ部１０２、インバータ部１０４ならびにＡＣ三相電源１０６については、上記した説明を援用することとして、それらの詳細な説明は省略する。

制御部２０は、インバータ部１０４からの出力が出力設定信号が示す出力設定値となるように、ＰＷＭ制御によりインバータ部１０４を構成するトランジスタを駆動するインバータ駆動信号たる矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱのパルス幅を可変して、インバータ部１０４で変換される交流出力を可変する。

より詳細には、制御部２０は、電圧制御発振器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ−ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）回路２２と、三角波発生回路２４と、比較器２６と、出力回路２８と、ゼロクロス点検出回路３０と、低減時間設定回路３２と、低減レベル比設定回路３３と、検波回路３６と、誤差アンプ３８と、フィルタ回路４０とを有して構成されている。

制御部２０においては、ＡＣ三相電源１０６からの出力がゼロクロス点検出回路３０へ入力され、ゼロクロス点検出回路３０においてＡＣ三相電源１０６から出力された各３相の電源電圧のゼロクロス点が検出される。

また、制御部２０においては、インバータ部１０６の出力を設定する信号たる出力設定信号が外部から誤差アンプ３８へ入力され、出力センサー２０２から出力された出力センサー信号が検波回路３６へ入力される。

ここで、三角波発生回路２４は、電圧制御発振器回路２２から出力された信号に同期した三角波を発生する。

この三角波発生回路２４により発生された三角波と低減レベル比設定回路３３から出力された直流信号とが比較器２６へ入力され、比較器２６においてＰＷＭ波形（ＰＷＭパルス）が生成される。

比較器２６において生成されたＰＷＭパルスは出力回路２８へ入力され、出力回路２８は、当該ＰＷＭパルスによりパルス幅を可変された矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱを生成してインバータ部１０４へ出力する。

また、ＡＣ三相電源１０６からの出力はゼロクロス点検出回路３０に入力され、ゼロクロス点検出回路３０はＡＣ三相電源１０６から出力された各３相の電源電圧のゼロクロス点を検出する。

ゼロクロス点検出回路３０からの出力は低減時間設定回路３２へ入力され、低減時間設定回路３２からの出力は低減レベル比設定回路３３へ入力される。

低減レベル比設定回路３３は、検出されたゼロクロス点から低減時間設定回路３２により設定された時間ｔ１だけ、出力を低減させるレベル比たる低減レベル比を設定して、時間ｔ１と低減レベル比とを比較器２６へ出力する。

ここで、低減レベル比とは、出力設定信号により設定された設定値（出力設定値）に対する割合を示すものであり、例えば、低減レベル比が１００％の場合には出力設定値を低減させることはなく、低減レベル比が８０％の場合には出力設定値を２０％だけ低減させることを意味する。

なお、上記した時間ｔ１と低減レベル比とについては、後において図４ならびに図５を参照しながらさらに説明する。

また、時間ｔ１について、本明細書および本特許請求の範囲においては、「電流低減時間」と適宜に称することとする。

一方、外部からの出力設定信号と検波回路３６から出力された出力センサー検波信号とが誤差回路３８へ入力され、誤差回路３８で取得された出力設定信号と出力センサー検波信号との誤差を示す誤差信号は、フィルタ回路４０を通して低減レベル比設定回路３３へ入力される。

ここで、フィルタ回路４０の時定数は、ＡＣ三相電源１０６における三相電圧の商用周波数より十分大きい値で設定する。

低減レベル比設定回路３３は、フィルタ回路４０の信号が矩形波状に低減された直流信号を比較器２６へ入力する。

図４には、図５に示す制御タイミングでインバータ部１０４を示す等価抵抗Ｒ１を制御した際における、ＡＣ三相電源の入力電流波形を示す波形図があらわされている。

なお、図４に示す波形図は、図２に示す波形図と同じく、ＡＣ三相電源の入力電圧を４００Ｖとし、コンバータ部におけるインダクタＬ１のインダクタンスを０．１ｍＨとし、コンバータ部におけるバイパスコンデンサＣ１の容量を１０００μＦとし、インバータ部における等価抵抗Ｒ１の抵抗値を２Ωとした場合におけるものである。

インバータ装置１０においては、等価抵抗Ｒ１の制御は、制御部２０のＰＷＭ制御によりＡＣ三相電源１０６の入力周波数に同期して電流制御を行うことによって実現しており、これにより図４の波形図に示す波形が得られる。

ここで、本願発明者は、制御部２０を有してない従来のインバータ装置１００に関する図２に示す波形図において、ＲＳ電源電圧波形の位相を６０度ずつ分割した点をそれぞれＡ点、Ｂ点、Ｃ点、Ｄ点、Ｅ点およびＦ点としたとき、Ｒ相入力電流の波形ひずみを改善するためには、Ｂ点およびＣ点直後の電流を低減させればよいという知見を得た。

従って、ＡＣ三相電源１０６を用いる場合における三相について考慮すると、Ａ点、Ｂ点、Ｃ点、Ｄ点、Ｅ点およびＦ点の各点直後の電流を低減させれば波形改善が図れることになる。

インバータ装置１０においては、制御部２０の制御により、Ａ点、Ｂ点、Ｃ点、Ｄ点、Ｅ点およびＦ点の各点直後の電流を低減させるように制御される。

図４には、電流低減時間を０．８ｍｓ（時間ｔ１＝０．８ｍｓ）とし、低減レベル比を８０％（等価抵抗Ｒ１の抵抗値を２Ωから２．５Ωとする。）として、制御部２０の制御により改善されたＲ相入力電流波形の一例が示されている。

図４に示すＲ相入力電流波形は、図２に示すＲ相入力電流波形よりも高調波成分が低減された波形となっている。

具体的には、図６の図表に示すように、約１９５Ａの基本波電流に対して、５次高調波成分は約５４Ａ（２７．７％）、７次高調波成分は約１４Ａ（７．２％）、１１次高調波成分は約２０Ａ（１０．３％）というように、高調波成分が改善されている。なお、その他の高調波成分は、従来のインバータ装置１００と同等である。

また、上記したようにインバータ装置１０においては高調波成分が改善されるため、力率の改善も図ることができる。

次に、図５に示すインバータ装置１０の制御部２０によるインバータ部１０４の制御タイミングをあらわす説明図を参照しながら、等価抵抗Ｒ１を制御するタイミングについて説明する。

図５においては、ＡＣ三相電源１０６の三相（Ｒ，Ｓ，Ｔ）の入力電圧を実線のサイン波形であらわし、マイナス側の整流波形を破線であらわしている。

ここで、従来より知られているように、三相全波整流では電源周波数の６倍の周波数のリップル電圧となる。

インバータ装置１０の制御部２０は、最初に各三相の電源電圧のゼロクロス点から電流低減時間（時間ｔ１）の間は直流電流値を低減レベル比に応じて低減させ、電流低減時間（時間ｔ１）を終了すると、直流電流値の平均が出力設定信号により設定された設定値（出力設定値）になるように制御する。

このとき、電流低減時間に続く電流増大時間は、電源周期をＴとすると、「Ｔ／６−ｔ１」となる。

つまり、電源周期の１／６の周期において、電流低減時間と電流増大時間とにより直流電流値の増減を繰り返し行うことになり、電流低減時間に比較して電流増大時間が極めて長いので、直流電流値の平均値はほぼ出力設定値となる。

このように、インバータ装置１０においては、ゼロクロス点から電流低減時間（時間ｔ１）を開始し、電流低減時間（時間ｔ１）を終了すると電流増大時間（Ｔ／６−ｔ１）を開始するというように、電流増大時間を減らしてゼロクロス点から電流低減時間（時間ｔ１）を開始することにより、高調波波形を改善することができる。

なお、ＡＣ三相電源１０６の三相（Ｒ，Ｓ，Ｔ）の入力電圧が均一でない場合には、各三相についてそれぞれの低減時間（時間ｔ１）を別々に設定するようにしてもよい。

以上において説明したように、インバータ装置１０によれば、入力電流の高調波成分を低減することができ、また、力率を改善することができるようになる。

（ＩＩ）第２の実施の形態

次に、図７乃至図１０を参照しながら、本発明の実施の形態の一例による第２の実施の形態のインバータ装置について説明する。

この本発明の実施の形態の一例による第２の実施の形態のインバータ装置は、インバータ部の電源を逆サイン波包絡線（エンベロープ）波形で制御するようにしたものである。

ここで、図７には、本発明の実施の形態の一例による第２の実施の形態のインバータ装置の等価回路による回路構成をあらわした回路構成説明図が示されている。

また、図８には、本発明の実施の形態の一例による第２の実施の形態のインバータ装置の回路構成をあらわした回路構成説明図が示されている。

さらに、図９には、図８に示すインバータ装置の制御部によるインバータ部の制御タイミングをあらわす説明図が示されている。

また、図１０には、図９に示す制御タイミングでインバータ部を制御した際におけるＡＣ三相電源の入力電流波形の一例を示す波形図が示されている。

この第２の実施の形態のインバータ装置５０は、インバータ部１０４の制御部６０において、ＡＣ三相電源１０６の電源サイン波形を制御するようにしたものである。

図７には、インバータ部１０４の電源サイン波形制御に関する等価回路が図示されている。

図７においては、インバータ部１０４の等価抵抗が逆サイン波形で変動する等価回路を、固定の等価抵抗Ｒ１とサイン波電圧Ｖ３の直列回路であらわしている。

図８を参照しながらインバータ装置５０の制御部６０について説明すると、制御部６０においては、ＡＣ三相電源１０６の三相電圧は三相ゼロクロス点検出回路６２に入力され、三相ゼロクロス点検出回路６２の出力は１／６周期逆サイン波生成回路６３へ入力される。

１／６周期逆サイン波生成回路６３では、電源周期Ｔの１／６の区間、即ち、Ｔ／６の区間（図９においては、Ｂ点からＣ点の区間である。）において、正負逆波形である逆サイン波電圧を生成し、逆サイン波増減回路６６へ入力する。

逆サイン波増減回路６６においては、掛算器６４により、１／６周期逆サイン波生成回路６３から出力された逆サイン波電圧と出力設定信号とに基づき、１／６周期逆サイン波生成回路６３から出力された逆サイン波電圧を出力設定信号の示す出力設定値に比例した逆サイン波形に変換して、その出力を加算器６５へ入力する。

加算器６５は、掛算器６４の出力信号とフィルタ回路４０の出力信号とを加算して、比較器２６へ出力する。

比較器２６においては、逆サイン波増減回路６６における掛算器６４からの出力信号と三角波発生回路２４からの出力信号とに基づき、ＰＷＭ波形（ＰＷＭパルス）を生成して出力回路２８へ出力する。

上記した制御部６０の動作により、図７に示すインバータ部１０４の等価回路の等価抵抗は逆サイン波包絡線（エンベロープ）波形となる。

このように、制御部６０において、ＡＣ三相電源１０６の電源周期の１／６の区間において、図７に示すインバータ部１０４の等価回路における等価抵抗の抵抗電流波形が逆サイン波包絡線（エンベロープ）波形となるように、ＡＣ三相電源１０６の直流電圧を制御することにより、入力電流の高調波成分を低減することができ、また、力率を改善することができるようになる。

図１０には、制御部６０の制御により改善されたＡＣ三相電源１０６の入力電流波形の一例が示されている。

以上において説明したように、インバータ装置５０によれば、入力電流の高調波成分を低減することができ、また、力率を改善することができるようになる。

（ＩＩＩ）その他の実施の形態および変形例の説明

なお、上記した実施の形態は例示に過ぎないものであり、本発明は他の種々の形態で実施することができる。即ち、本発明は、上記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。

例えば、上記した実施の形態は、以下の（１）乃至（６）に示すように変形するようにしてもよい。

（１）上記した各実施の形態においては、インバータ部１０４においてパルス幅変調制御方式により出力制御する場合について説明したが、これに限られるものではないことは勿論である。即ち、インバータ部１０４においては、パルス幅変調制御方式に代えて、位相制御方式や周波数制御方式などの各種の制御方式によって出力制御を行うようにしてもよい。

（２）上記した各実施の形態においては、電流低減時間を０．８ｍｓ（時間ｔ１＝０．８ｍｓ）とした場合を例示したが、電流低減時間はこれに限られるものではないことは勿論である。即ち、電流低減時間たる時間ｔ１については、設計条件などに応じて好ましい値を適宜に設定すればよい。なお、本願発明者による実験によれば、電流低減時間を０．８ｍｓとした場合に最も好ましい結果が得られた。

（３）上記した各実施の形態においては、低減レベル比を８０％とした場合を例示したが、低減レベル比はこれに限られるものではないことは勿論である。即ち、低減レベル比については、設計条件などに応じて好ましい値を適宜に設定すればよい。なお、本願発明者による実験によれば、低減レベル比を８０％とした場合に最も好ましい結果が得られた。

（４）上記した実施の形態においては、各構成における具体的な回路構成などは説明を省略したが、各構成に対応する従来より公知の回路構成を用いてよいことは勿論である。

（５）上記した実施の形態においては、各構成における具体的な回路定数などの説明を省略したが、各構成に対応する従来より公知の回路定数を用いてよいことは勿論である。

（６）上記した各実施の形態ならびに上記した（１）乃至（５）に示す各実施の形態は、適宜に組み合わせるようにしてもよいことは勿論である。

本発明は、誘導加熱回路などのような共振負荷に接続する電源装置たるインバータ装置に利用することができる。

１０ インバータ装置
２０ 制御部（制御手段）
２２ 電圧制御発振器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ−ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）回路
２４ 三角波発生回路
２６ 比較器
２８ 出力回路
３０ ゼロクロス点検出回路
３２ 低減時間設定回路（低減時間設定手段）
３３ 低減レベル比設定回路（低減レベル比設定手段）
３６ 検波回路
３８ 誤差アンプ
４０ フィルタ回路
５０ インバータ装置
６０ 制御部（制御手段）
６２ 三相ゼロクロス点検出回路
６３ １／６周期逆サイン波生成回路
６４ 掛算器
６５ 加算器
６６ 逆サイン波増減回路
１００ インバータ装置
１０２ コンバータ部
１０４ インバータ部
１０６ ＡＣ三相電源
２００ 共振負荷
２０２ 出力センサー
Ｒ１ 等価抵抗
Ｌ１ インダクタ
Ｃ１ バイパスコンデンサ
Ｖ３ サイン波電圧
Ｑ 矩形波インバータ駆動信号
ＮＱ 矩形波インバータ駆動信号
Ｔ 電源周期
ｔ１ 電流低減時間
Ｔ／６−ｔ１ 電流増大時間

Claims (12)

1. 三相交流電源からの出力を直流に変換して出力するコンバータ部と、前記コンバータ部から出力された直流を交流に変換して出力するインバータ部とを有するインバータ装置であって、
   前記インバータ部の動作を制御する制御手段を有し、
   前記制御手段は、前記三相交流電源の電源周期の１／６の周期において、ゼロクロス点から開始して電流低減時間の間は、前記三相交流電源の直流電流値を低減レベル比に応じて低減させ、前記電流低減時間を終了すると、前記三相交流電源の直流電流値の平均が予め設定された出力設定値になるように制御する
   ことを特徴とするインバータ装置。
2. 請求項１に記載のインバータ装置において、
   前記電流低減時間は、低減時間設定手段により予め設定されたものである
   ことを特徴とするインバータ装置。
3. 請求項１または２のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
   前記低減レベル比は、低減レベル比設定手段により予め設定されたものである
   ことを特徴とするインバータ装置。
4. 請求項１、２または３のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
   前記電流低減時間は、０．８ｍｓである
   ことを特徴とするインバータ装置。
5. 請求項１、２、３または４のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
   前記低減レベル比は、前記出力設定値の８０％である
   ことを特徴とするインバータ装置。
6. 三相交流電源からの出力を直流に変換して出力するコンバータ部と、前記コンバータ部から出力された直流を交流に変換して出力するインバータ部とを有するインバータ装置の制御方法であって、
   前記三相交流電源の電源周期の１／６の周期において、ゼロクロス点から開始して電流低減時間の間は、前記三相交流電源の直流電流値を低減レベル比に応じて低減させ、前記電流低減時間を終了すると、前記三相交流電源の直流電流値の平均が予め設定された出力設定値になるように制御する
   ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
7. 請求項６に記載のインバータ装置の制御方法において、
   前記電流低減時間は、低減時間設定手段により予め設定されたものである
   ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
8. 請求項６または７のいずれか１項に記載のインバータ装置の制御方法において、
   前記低減レベル比は、低減レベル比設定手段により予め設定されたものである
   ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
9. 請求項６、７または８のいずれか１項に記載のインバータ装置の制御方法において、
   前記電流低減時間は、０．８ｍｓである
   ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
10. 請求項６、７、８または９のいずれか１項に記載のインバータ装置の制御方法において、
    前記低減レベル比は、前記出力設定値の８０％である
    ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
11. 三相交流電源からの出力を直流に変換して出力するコンバータ部と、前記コンバータ部から出力された直流を交流に変換して出力するインバータ部とを有するインバータ装置であって、
    前記インバータ部の動作を制御する制御手段を有し、
    前記制御手段は、前記三相交流電源の電源周期Ｔの１／６の区間において、前記インバータ部の等価回路における等価抵抗の抵抗電流波形が逆サイン波包絡線（エンベロープ）波形となるように、前記三相交流電源の直流電圧を制御する
    ことを特徴とするインバータ装置。
12. 三相交流電源からの出力を直流に変換して出力するコンバータ部と、前記コンバータ部から出力された直流を交流に変換して出力するインバータ部とを有するインバータ装置の制御方法であって、
    前記三相交流電源の電源周期Ｔの１／６の区間において、前記インバータ部の等価回路における等価抵抗の抵抗電流波形が逆サイン波包絡線（エンベロープ）波形となるように、前記三相交流電源の直流電圧を制御する
    ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。