JP2020061821A

JP2020061821A - Switch control device, isolated DC / DC converter, AC / DC converter, power adapter and electrical equipment

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Publication number: JP2020061821A
Application number: JP2018190207A
Authority: JP
Inventors: 原　英夫; Hideo Hara; 英夫原
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 2018-10-05
Filing date: 2018-10-05
Publication date: 2020-04-16
Anticipated expiration: 2038-10-05
Also published as: JP7132070B2

Abstract

【課題】センス抵抗の短絡時において適切な保護動作を実現する。【解決手段】スイッチ制御装置１０は、制御回路１２０及びドライブ回路１３０を有し、出力端子ＴＭ１を通じてスイッチングトランジスタＭ１のオン、オフを制御する。スイッチングトランジスタにはセンス抵抗ＲＣＳ及びコイルが直列接続され、それらの直列回路に対し所定の直流電圧が印加される。制御回路１２０は、スイッチングトランジスタＭ１をターンオンした後、センス抵抗ＲＣＳの発生電圧（センス電圧；ＶＣＳ）に基づきスイッチングトランジスタＭ１のターンオフタイミングを決定する電流制御を実行可能に構成され、電流制御の実行中において、スイッチングトランジスタＭ１をターンオンしてから所定時間が経過してもセンス電圧ＶＣＳが所定の判定電圧に達さないとき、スイッチングトランジスタＭ１をターンオフする。【選択図】図３PROBLEM TO BE SOLVED: To realize an appropriate protection operation when a sense resistor is short-circuited. A switch control device (10) has a control circuit (120) and a drive circuit (130), and controls on / off of a switching transistor (M1) through an output terminal (TM1). A sense resistor RCS and a coil are connected in series to the switching transistor, and a predetermined DC voltage is applied to the series circuit thereof. The control circuit 120 is configured to be able to execute current control that determines the turn-off timing of the switching transistor M1 based on the generated voltage (sense voltage; VCS) of the sense resistor RCS after the switching transistor M1 is turned on, and the current control is being executed. In, when the sense voltage VCS does not reach the predetermined determination voltage even after a predetermined time has elapsed since the switching transistor M1 was turned on, the switching transistor M1 is turned off. [Selection diagram] Fig. 3

Description

本発明は、スイッチ制御装置、並びに、それを利用した絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＡＣ／ＤＣコンバータ、電源アダプタ及び電気機器に関する。 The present invention relates to a switch control device, and an insulating DC / DC converter, an AC / DC converter, a power supply adapter, and an electric device using the switch control device.

スイッチ制御装置は、コイルに直列接続されたスイッチング素子をスイッチング駆動する用途に利用されることがある（下記特許文献１参照）。この場合、センス抵抗を用いてスイッチング素子に流れる電流を検出する構成を採用し、スイッチング素子をターンした後、センス抵抗の発生電圧に基づきスイッチング素子のターンオフタイミングを決定するという電流制御方式が用いられることがある。 The switch control device may be used for switching driving a switching element connected in series to a coil (see Patent Document 1 below). In this case, a current control method is used in which a sense resistor is used to detect the current flowing in the switching element, the switching element is turned, and then the turn-off timing of the switching element is determined based on the voltage generated by the sense resistor. Sometimes.

典型的な例として、トランスの一次側巻線（コイル）にスイッチング素子を直列接続して、当該スイッチング素子に対し電流制御方式を適用するといった利用形態がある。 A typical example is a usage mode in which a switching element is connected in series to the primary winding (coil) of a transformer and a current control method is applied to the switching element.

特開２００９−２４００６７号公報JP, 2009-240067, A

上記のような電流制御方式を用いる場合において、仮にセンス抵抗が短絡しているとセンス抵抗の発生電圧がスイッチング素子に流れる電流を示さなくなるため、スイッチング素子のターンオフの機会が失われてスイッチング素子の破損等が生じるおそれがある。スイッチング素子を破損等から保護することは重要である。 In the case of using the current control method as described above, if the sense resistor is short-circuited, the generated voltage of the sense resistor does not show the current flowing in the switching element, so that the opportunity of turning off the switching element is lost and the switching element It may be damaged. It is important to protect switching elements from damage and the like.

本発明は、センス抵抗の短絡等に関わる保護機能を備えたスイッチ制御装置、並びに、それを利用した絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＡＣ／ＤＣコンバータ、電源アダプタ及び電気機器を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a switch control device having a protection function related to a short circuit of a sense resistor, and an insulating DC / DC converter, an AC / DC converter, a power adapter and an electric device using the switch control device. To do.

本発明に係るスイッチ制御装置は、スイッチング素子の制御電極に接続される出力端子と、前記スイッチング素子に直列接続されるべきセンス抵抗の発生電圧をセンス電圧として受ける電圧入力端子と、駆動制御信号を生成する制御回路と、前記駆動制御信号に基づき、前記出力端子を通じて前記スイッチング素子をオン又はオフとするドライブ回路と、備え、前記制御回路は、前記スイッチング素子をターンオンさせた後、前記センス電圧に基づき前記スイッチング素子のターンオフタイミングを決定する電流制御を実行可能に構成され、前記電流制御の実行中において、前記スイッチング素子をターンオンさせてから所定時間が経過しても前記センス電圧が所定の判定電圧に達さないとき、前記スイッチング素子をターンオフさせることを特徴とする。 A switch control device according to the present invention includes an output terminal connected to a control electrode of a switching element, a voltage input terminal receiving a generated voltage of a sense resistor to be connected in series with the switching element as a sense voltage, and a drive control signal. And a drive circuit that turns on or off the switching element through the output terminal based on the drive control signal, the control circuit turning on the switching element and then applying the sense voltage to the sense voltage. It is configured to be able to execute a current control that determines a turn-off timing of the switching element based on the sense voltage, and the sense voltage is a predetermined determination voltage even when a predetermined time has elapsed after turning on the switching element during execution of the current control. Turn off the switching element when And it features.

具体的には例えば、前記スイッチ制御装置において、前記スイッチング素子及び前記センス抵抗とコイルとの直列回路に対して所定の直流電圧が印加され、前記スイッチング素子のオン区間において、前記スイッチング素子がターンオンしてからの経過時間の増大に伴い前記スイッチング素子に流れる電流が増加するものであって良い。 Specifically, for example, in the switch control device, a predetermined DC voltage is applied to the switching element and the series circuit of the sense resistor and the coil, and the switching element is turned on in the ON section of the switching element. The current flowing through the switching element may increase as the elapsed time from the beginning increases.

また具体的には例えば、前記スイッチ制御装置において、前記制御回路は、前記電流制御において、前記スイッチング素子をターンオンさせた後、前記センス電圧が所定のターンオフ基準電圧に達したことを受けて前記スイッチング素子をターンオフさせ、前記判定電圧は前記ターンオフ基準電圧より低くて良い。 More specifically, for example, in the switch control device, the control circuit, in the current control, turns on the switching element and then performs the switching in response to the sense voltage reaching a predetermined turn-off reference voltage. The device may be turned off and the decision voltage may be lower than the turn-off reference voltage.

或いは例えば、前記スイッチ制御装置において、前記制御回路は、前記電流制御において、前記スイッチング素子をターンオンさせた後、前記センス電圧が所定のターンオフ基準電圧に達したことを受けて前記スイッチング素子をターンオフさせ、前記判定電圧は前記ターンオフ基準電圧と同じ電圧値を有していても良い。 Alternatively, for example, in the switch control device, in the current control, the control circuit turns on the switching element, and then turns off the switching element in response to the sense voltage reaching a predetermined turn-off reference voltage. The determination voltage may have the same voltage value as the turn-off reference voltage.

また例えば、前記スイッチ制御装置は半導体集積回路にて形成されると良い。 Further, for example, the switch control device may be formed by a semiconductor integrated circuit.

本発明に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、一次側巻線及び二次側巻線を有するトランスと、前記一次側巻線に接続されたスイッチング素子としてのスイッチングトランジスタと、前記スイッチングトランジスタに対して直列接続されたセンス抵抗と、前記スイッチングトランジスタのオン、オフを制御する一次側制御回路と、を備えて、前記一次側巻線に加わる入力電圧から前記トランスの二次側において出力電圧を生成する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記一次側制御回路として前記スイッチ制御装置が用いられ、前記スイッチングトランジスタの制御電極は前記スイッチ制御装置の出力端子に接続されて、前記スイッチ制御装置により前記スイッチングトランジスタがスイッチング駆動されることを特徴とする。 An insulating DC / DC converter according to the present invention is a transformer having a primary winding and a secondary winding, a switching transistor as a switching element connected to the primary winding, and a switching transistor for the switching transistor. A sense resistor connected in series and a primary side control circuit for controlling ON / OFF of the switching transistor are provided, and an output voltage is generated on the secondary side of the transformer from an input voltage applied to the primary side winding. In the isolated DC / DC converter, the switch control device is used as the primary side control circuit, a control electrode of the switching transistor is connected to an output terminal of the switch control device, and the switching transistor is operated by the switch control device. It is characterized by being driven by switching.

本発明に係るＡＣ／ＤＣコンバータは、交流電圧を全波整流する整流回路と、全波整流された電圧を平滑化することで直流電圧を生成する平滑コンデンサと、前記直流電圧としての入力電圧から直流の出力電圧を生成する前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、を備えたことを特徴とする。 The AC / DC converter according to the present invention comprises a rectifier circuit for full-wave rectifying an AC voltage, a smoothing capacitor for generating a DC voltage by smoothing the full-wave rectified voltage, and an input voltage as the DC voltage. The insulation type DC / DC converter for generating a DC output voltage.

本発明に係る電源アダプタは、交流電圧を受けるプラグと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータを収容する筐体と、を備えたことを特徴とする。 A power supply adapter according to the present invention includes a plug that receives an AC voltage, the AC / DC converter, and a housing that houses the AC / DC converter.

本発明に係る電気機器は、前記ＡＣ／ＤＣコンバータと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧に基づき駆動される負荷と、を備えたことを特徴とする。 An electric device according to the present invention includes the AC / DC converter and a load driven based on an output voltage of the AC / DC converter.

本発明によれば、センス抵抗の短絡等に関わる保護機能を備えたスイッチ制御装置、並びに、それを利用した絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＡＣ／ＤＣコンバータ、電源アダプタ及び電気機器を提供することが可能となる。 According to the present invention, it is possible to provide a switch control device having a protection function related to a sense resistor short circuit, and an insulating DC / DC converter, an AC / DC converter, a power supply adapter, and an electric device using the switch control device. It will be possible.

本発明の第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの全体構成図である。It is the whole DC / DC converter lineblock diagram concerning a 1st embodiment of the present invention. 図１に示される一次側制御ＩＣの外観斜視図である。FIG. 2 is an external perspective view of the primary side control IC shown in FIG. 1. 図１に示される一次側制御ＩＣの概略ブロック図である。It is a schematic block diagram of the primary side control IC shown in FIG. 図３に示されるドライブ回路の内部構成図である。FIG. 4 is an internal configuration diagram of the drive circuit shown in FIG. 3. 一次側制御ＩＣの起動時周辺のスイッチングトランジスタの状態及び出力電圧の様子を示す図である。It is a figure which shows the state of the switching transistor of the periphery at the time of starting of a primary side control IC, and the state of output voltage. 本発明の第１実施形態に係る電流制御の説明図である。It is explanatory drawing of the current control which concerns on 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１実施形態に係り、センス抵抗の短絡時における電圧及び電流の波形等を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing waveforms of voltage and current when the sense resistor is short-circuited according to the first embodiment of the present invention. 本発明の第１実施形態に係り、センス抵抗の短絡時における保護動作の説明図である。FIG. 9 is an explanatory diagram of a protection operation when the sense resistor is short-circuited according to the first embodiment of the present invention. 本発明の第３実施形態に係るＡＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the AC / DC converter which concerns on 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第３実施形態に係る電源アダプタの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the power supply adapter which concerns on 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第３実施形態に係る電気機器の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the electric equipment which concerns on 3rd Embodiment of this invention.

以下、本発明の実施形態の例を、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。尚、本明細書では、記述の簡略化上、情報、信号、物理量又は部材等を参照する記号又は符号を記すことによって、該記号又は符号に対応する情報、信号、物理量又は部材等の名称を省略又は略記することがある。例えば、後述の“Ｍ１”によって参照されるスイッチングトランジスタは（図１参照）、スイッチングトランジスタＭ１と表記されることもあるし、トランジスタＭ１と略記されることもあり得るが、それらは全て同じものを指す。 Hereinafter, an example of an embodiment of the present invention will be specifically described with reference to the drawings. In each of the referenced figures, the same parts are designated by the same reference numerals, and in principle overlapping description of the same parts will be omitted. In the present specification, for simplification of description, a symbol or code that refers to information, a signal, a physical quantity, a member, or the like is described, and the name of information, a signal, a physical quantity, a member, or the like corresponding to the symbol or code is described. May be omitted or abbreviated. For example, a switching transistor referred to by “M1” described later (see FIG. 1) may be referred to as a switching transistor M1 or may be abbreviated as a transistor M1, but they are all the same. Point to.

まず、本実施形態の記述にて用いられる幾つかの用語について説明を設ける。レベルとは電位のレベルを指し、任意の信号又は電圧についてハイレベルはローレベルよりも高い電位を有する。周期的にレベルがローレベルとハイレベルとの間で切り替わる任意の信号又は電圧について、当該信号又は電圧の１周期分の区間の長さに対する、当該信号又は電圧のレベルがハイレベルとなる区間の長さの割合を、デューティと称する。 First, some terms used in the description of this embodiment will be described. A level refers to a level of a potential, and a high level has a higher potential than a low level for any signal or voltage. For an arbitrary signal or voltage whose level periodically switches between a low level and a high level, for a section in which the level of the signal or voltage becomes the high level with respect to the length of the section for one cycle of the signal or voltage. The ratio of length is called duty.

ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）として構成された任意のトランジスタ（スイッチング素子）について、オン状態とは、当該トランジスタのドレイン及びソース間が導通状態となっていることを指し、オフ状態とは、当該トランジスタのドレイン及びソース間が非導通状態（遮断状態）となっていることを指す。以下、任意のトランジスタについて、オン状態、オフ状態を、単に、オン、オフと表現することもある。また、任意のトランジスタについて、オフ状態からオン状態への切り替わりをターンオンと表現し、オン状態からオフ状態への切り替わりをターンオフと表現する。 Regarding an arbitrary transistor (switching element) configured as an FET (field effect transistor), the ON state means that the drain and the source of the transistor are in a conductive state, and the OFF state means that the transistor is in the ON state. It means that the drain and the source are in a non-conductive state (cut-off state). Hereinafter, the ON state and the OFF state of an arbitrary transistor may be simply referred to as ON and OFF. Further, for any transistor, switching from an off state to an on state is expressed as turn-on, and switching from an on state to an off state is expressed as turn-off.

＜＜第１実施形態＞＞
本発明の第１実施形態を説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係る絶縁同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１（以下、ＤＣ／ＤＣコンバータ１と略記され得る）の全体構成図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、フライバック方式のＤＣ／ＤＣコンバータであり、入力端子Ｐ１に加わる直流の入力電圧Ｖ_ＩＮから、所望の目標電圧Ｖ_ＴＧに安定化された直流の出力電圧Ｖ_ＯＵＴを生成する。 << First Embodiment >>
A first embodiment of the present invention will be described. FIG. 1 is an overall configuration diagram of an insulation synchronous rectification type DC / DC converter 1 (hereinafter, abbreviated as DC / DC converter 1) according to a first embodiment of the present invention. The DC / DC converter 1 is a flyback DC / DC converter, and generates a DC output voltage V _OUT stabilized at a desired target voltage V _TG from a DC input voltage V _IN applied to the input terminal P1. To do.

ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、互いに電気的に絶縁された一次側回路と二次側回路とから成り、一次側回路におけるグランドは“ＧＮＤ１”にて参照され、二次側回路におけるグランドは“ＧＮＤ２”にて参照される。一次側回路及び二次側回路の夫々において、グランドは０Ｖ（ゼロボルト）の基準電位を有する導電部（所定電位点）を指す又は基準電位そのものを指す。但し、グランドＧＮＤ１とグランドＧＮＤ２は互いに絶縁されているため、互いに異なる電位を有し得る。 The DC / DC converter 1 includes a primary side circuit and a secondary side circuit that are electrically insulated from each other. The ground in the primary side circuit is referred to as “GND1”, and the ground in the secondary side circuit is “GND2”. Refer to. In each of the primary side circuit and the secondary side circuit, the ground indicates a conductive portion (predetermined potential point) having a reference potential of 0 V (zero volt) or the reference potential itself. However, since the ground GND1 and the ground GND2 are insulated from each other, they may have different potentials.

ＤＣ／ＤＣコンバータ１における一対の出力端子Ｐ２及びＰ３の内、出力端子Ｐ３はグランドＧＮＤ２に接続され、出力端子Ｐ３の電位（即ちグランドＧＮＤ２の電位）から見て出力端子Ｐ２に出力電圧Ｖ_ＯＵＴが加わる。ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、出力端子Ｐ２及びＰ３間に接続された任意の負荷（不図示）に出力電圧Ｖ_ＯＵＴを供給することができる。 Of the pair of output terminals P2 and P3 in the DC / DC converter 1, the output terminal P3 is connected to the ground GND2, and the output voltage V _OUT is applied to the output terminal P2 when viewed from the potential of the output terminal P3 (that is, the potential of the ground GND2). Join. The DC / DC converter 1 can supply the output voltage V _OUT to an arbitrary load (not shown) connected between the output terminals P2 and P3.

ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、一次側巻線Ｗ１及び二次側巻線Ｗ２を有するトランスＴＲを備える。トランスＴＲにおいて、一次側巻線Ｗ１と二次側巻線Ｗ２とは電気的に絶縁されつつ互いに逆極性にて磁気結合されている。 The DC / DC converter 1 includes a transformer TR having a primary winding W1 and a secondary winding W2. In the transformer TR, the primary winding W1 and the secondary winding W2 are electrically insulated and magnetically coupled with opposite polarities.

ＤＣ／ＤＣコンバータ１の一次側回路には、一次側巻線Ｗ１に加えて、一次側制御回路としての一次側制御ＩＣ１０と、一次側電源回路１１と、入力コンデンサＣ_ＩＮと、スイッチングトランジスタＭ１と、センス抵抗Ｒ_ＣＳと、が設けられる。スイッチングトランジスタＭ１はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）として構成されている。一次側制御ＩＣ１０は半導体集積回路により形成される。一次側巻線Ｗ１の一端は入力端子Ｐ１に接続されて直流の入力電圧Ｖ_ＩＮを受ける。一次側巻線Ｗ１の他端はスイッチングトランジスタＭ１のドレインに接続され、スイッチングトランジスタＭ１のソースはセンス抵抗Ｒ_ＣＳを介してグランドＧＮＤ１に接続される。入力端子Ｐ１とグランドＧＮＤ１との間に入力コンデンサＣ_ＩＮが設けられ、入力コンデンサＣ_ＩＮの両端間に入力電圧Ｖ_ＩＮが加わる。一次側電源回路１１は、入力電圧Ｖ_ＩＮを直流―直流変換することで所望の電圧値を有する電源電圧ＶＣＣを生成して一次側制御ＩＣ１０に供給する。一次側制御ＩＣ１０は電源電圧ＶＣＣに基づいて駆動する。 In the primary side circuit of the DC / DC converter 1, in addition to the primary side winding W1, a primary side control IC 10 as a primary side control circuit, a primary side power supply circuit 11, an input capacitor C _IN, and a switching transistor M1. , And sense resistor R _CS . The switching transistor M1 is configured as an N-channel MOSFET (metal-oxide-semiconductor field-effect transistor). The primary side control IC 10 is formed by a semiconductor integrated circuit. One end of the primary winding W1 is connected to the input terminal P1 and receives the DC input voltage V _IN . The other end of the primary winding W1 is connected to the drain of the switching transistor M1, and the source of the switching transistor M1 is connected to the ground GND1 via the sense resistor R _CS . The input capacitor C _IN is provided between the input terminal P1 and the ground GND1, and the input voltage V _IN is applied across the input capacitor C _IN . The primary-side power supply circuit 11 generates a power supply voltage VCC having a desired voltage value by performing DC-DC conversion on the input voltage V _IN and supplies the power supply voltage VCC to the primary-side control IC 10. The primary side control IC 10 is driven based on the power supply voltage VCC.

ＤＣ／ＤＣコンバータ１の二次側回路には、二次側巻線Ｗ２に加えて、二次側制御回路としての二次側制御ＩＣ２０と、フィードバック回路３０と、同期整流トランジスタＭ２と、ダイオードＤ２と、分圧抵抗Ｒ１〜Ｒ４と、出力コンデンサＣ_ＯＵＴと、が設けられる。二次側制御ＩＣ２０は半導体集積回路により形成される。分圧抵抗Ｒ１及びＲ２により分圧回路ＤＶ_Ａが構成され、分圧抵抗Ｒ３及びＲ４により分圧回路ＤＶ_Ｂが構成される。同期整流トランジスタＭ２（以下、ＳＲトランジスタＭ２と称され得る）はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成されている。ダイオードＤ２はＳＲトランジスタＭ２の寄生ダイオードである。故に、ＳＲトランジスタＭ２のソースからドレインに向かう方向を順方向としてダイオードＤ２がＳＲトランジスタＭ２に並列接続されることになる。ダイオードＤ２は寄生ダイオードとは別に設けられたダイオードであっても良い。 In the secondary side circuit of the DC / DC converter 1, in addition to the secondary side winding W2, a secondary side control IC 20 as a secondary side control circuit, a feedback circuit 30, a synchronous rectification transistor M2, and a diode D2. And voltage dividing resistors R1 to R4 and an output capacitor C _OUT . The secondary side control IC 20 is formed by a semiconductor integrated circuit. The voltage dividing resistors R1 and R2 form a voltage dividing circuit DV _{A, and the} voltage dividing resistors R3 and R4 form a voltage dividing circuit DV _B. The synchronous rectification transistor M2 (hereinafter, may be referred to as SR transistor M2) is configured as an N-channel MOSFET. The diode D2 is a parasitic diode of the SR transistor M2. Therefore, the diode D2 is connected in parallel to the SR transistor M2 with the direction from the source to the drain of the SR transistor M2 as the forward direction. The diode D2 may be a diode provided separately from the parasitic diode.

二次側巻線Ｗ２の一端は出力端子Ｐ２に接続され、故に二次側巻線Ｗ２の一端には出力電圧Ｖ_ＯＵＴが加わる。二次側巻線Ｗ２の他端はＳＲトランジスタＭ２のドレインに接続される。二次側巻線Ｗ２の他端での電圧（換言すればＳＲトランジスタＭ２のドレイン電圧）を“Ｖ_ＤＲ”にて表す。二次側巻線Ｗ２の他端及びＳＲトランジスタＭ２のドレイン間の接続ノードは分圧抵抗Ｒ１の一端に接続され、分圧抵抗Ｒ１の他端は分圧抵抗Ｒ２を介してグランドＧＮＤ２に接続される。このため、分圧抵抗Ｒ１及びＲ２間の接続ノードＮＤ１には、分圧回路ＤＶ_Ａによる電圧Ｖ_ＤＲの分圧Ｖ_Ａが加わる。一方、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが加わる出力端子Ｐ２は分圧抵抗Ｒ３の一端に接続され、分圧抵抗Ｒ３の他端は分圧抵抗Ｒ４を介してグランドＧＮＤ２に接続される。このため、分圧抵抗Ｒ３及びＲ４間の接続ノードＮＤ２には、分圧回路ＤＶ_Ｂによる出力電圧Ｖ_ＯＵＴの分圧Ｖ_Ｂが加わる。 One end of the secondary winding W2 is connected to the output terminal P2, so that the output voltage V _OUT is applied to one end of the secondary winding W2. The other end of the secondary winding W2 is connected to the drain of the SR transistor M2. The voltage at the other end of the secondary winding W2 (in other words, the drain voltage of the SR transistor M2) is represented by “V _DR ”. The connection node between the other end of the secondary winding W2 and the drain of the SR transistor M2 is connected to one end of the voltage dividing resistor R1, and the other end of the voltage dividing resistor R1 is connected to the ground GND2 via the voltage dividing resistor R2. It Therefore, the connection node ND1 between the voltage dividing resistors R1 and R2, the partial pressure _{V A} voltage _{V DR} by dividing circuit DV _A is applied. On the other hand, the output terminal P2 to which the output voltage V _OUT is applied is connected to one end of the voltage dividing resistor R3, and the other end of the voltage dividing resistor R3 is connected to the ground GND2 via the voltage dividing resistor R4. Therefore, the divided voltage V _B of the output voltage V _{OUT from} the voltage dividing circuit DV _B is applied to the connection node ND2 between the voltage dividing resistors R3 and R4.

ＳＲトランジスタＭ２のソースはグランドＧＮＤ２に接続される。また、出力端子Ｐ２及びＰ３間に出力コンデンサＣ_ＯＵＴが設けられ、出力コンデンサＣ_ＯＵＴの両端間に出力電圧Ｖ_ＯＵＴが加わる。出力コンデンサＣ_ＯＵＴとＤＣ／ＤＣコンバータ１の負荷（不図示）との間に、過電流の発生を検知するための抵抗が挿入されても良い。 The source of the SR transistor M2 is connected to the ground GND2. An output capacitor C _OUT is provided between the output terminals P2 and P3, and an output voltage V _OUT is applied across the output capacitor C _OUT . A resistor for detecting the occurrence of overcurrent may be inserted between the output capacitor C _OUT and the load (not shown) of the DC / DC converter 1.

二次側制御ＩＣ２０は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを駆動電圧として用い、電圧Ｖ_Ａに基づき、又は、電圧Ｖ_Ａ及びＶ_Ｂに基づき、ＳＲトランジスタＭ２のゲート電圧を制御することによりＳＲトランジスタＭ２のオン、オフを制御する。この際、トランジスタＭ１及びＭ２が同時にオンとならないようにＳＲトランジスタＭ２のゲート電圧が制御される。ＳＲトランジスタＭ２の制御方法として公知の方法を含む任意の方法を利用できる。例えば、ＳＲトランジスタＭ２がオフ状態であることを起点に考えると、二次側制御ＩＣ２０は、電圧Ｖ_Ａが所定の負のターンオン判定電圧（例えば−１００ｍＶ）以下となったことを受けてＳＲトランジスタＭ２をターンオンし、その後、電圧Ｖ_Ａが所定の負のターンオフ判定電圧（例えば−１０ｍＶ）以上となったことを受けてＳＲトランジスタＭ２をターンオフする。ターンオフ判定電圧はターンオン判定電圧よりも高い。 Secondary control IC20 uses the output voltage _{V OUT} as the drive voltage based on the voltage _{V A,} or, based on the voltage _{V A} and _{V B,} on the SR transistor M2 by controlling the gate voltage of the SR transistor M2 , Control off. At this time, the gate voltage of the SR transistor M2 is controlled so that the transistors M1 and M2 are not turned on at the same time. Any method including a known method can be used as the method for controlling the SR transistor M2. For example, considering that the SR transistor M2 is in the off state as a starting point, the secondary side control IC 20 receives the fact that the voltage _VA becomes equal to or lower than a predetermined negative turn-on determination voltage (for example, −100 mV) and then the SR transistor M2. M2 is turned on, and then the SR transistor M2 is turned off in response to the voltage _VA becoming equal to or higher than a predetermined negative turn-off determination voltage (for example, -10 mV). The turn-off determination voltage is higher than the turn-on determination voltage.

ＤＣ／ＤＣコンバータ１において、一次側回路と二次側回路とに亘ってフォトカプラ３１が設けられている。フォトカプラ３１は、二次側回路に配置された発光素子と、一次側回路に配置された受光素子と、を有する。フォトカプラ３１の発光素子は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴにて、又は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの分圧にてバイアスされており、フィードバック回路３０は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが所望の目標電圧Ｖ_ＴＧに追従するようにフォトカプラ３１の発光素子を駆動する。例えば、フィードバック回路３０は、図１に示す如くノードＮＤ２に接続され、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの分圧Ｖ_Ｂに基づき、出力電圧Ｖ_ＯＵＴ及び目標電圧Ｖ_ＴＧ間の誤差に応じた電流をフォトカプラ３１の発光素子に供給する。フィードバック回路３０はシャントレギュレータやエラーアンプ等にて構成される。 In the DC / DC converter 1, a photo coupler 31 is provided across the primary side circuit and the secondary side circuit. The photocoupler 31 has a light emitting element arranged in the secondary side circuit and a light receiving element arranged in the primary side circuit. The light emitting element of the photocoupler 31 is biased at the output voltage V _OUT or at the _divided voltage of the output voltage V _OUT , and the feedback circuit 30 causes the output voltage V _OUT to follow the desired target voltage V _TG . Thus, the light emitting element of the photocoupler 31 is driven. For example, the feedback circuit 30 is connected to the node ND2 as shown in FIG. 1, the output voltage _V based on the partial pressure _{V B} of _OUT, the output voltage _{V OUT} and the photocoupler 31 a current corresponding to the error between the target voltage _{V TG} Supply to the light emitting element. The feedback circuit 30 is composed of a shunt regulator, an error amplifier, and the like.

一次側制御ＩＣ１０はフォトカプラ３１の受光素子に接続され、フォトカプラ３１の受光素子に流れるフィードバック電流Ｉ_ＦＢに応じたフィードバック信号Ｖ_ＦＢが一次側制御ＩＣ１０に入力される。また、センス抵抗Ｒ_ＣＳでの電圧降下に相当する電流検出信号Ｖ_ＣＳも一次側制御ＩＣ１０に入力される。 The primary side control IC 10 is connected to the light receiving element of the photocoupler 31, and the feedback signal V _FB corresponding to the feedback current I _FB flowing through the light receiving element of the photocoupler 31 is input to the primary side control IC 10. The current detection signal V _CS corresponding to the voltage drop across the sense resistor R _CS is also input to the primary side control IC 10.

一次側制御ＩＣ１０はスイッチングトランジスタＭ１のゲートに接続され、スイッチングトランジスタＭ１のゲートにパルス信号を供給することでスイッチングトランジスタＭ１をスイッチング駆動する。パルス信号は、信号レベルがローレベル及びハイレベル間で切り替わる矩形波状の信号である。トランジスタＭ１のゲートにローレベル、ハイレベルの信号が供給されているとき、トランジスタＭ１は、夫々、オフ状態、オン状態となる。一次側制御ＩＣ１０の構成及び制御方式は特に限定されない。例えば、一次側制御ＩＣ１０は、ＰＷＭ変調（パルス幅変調）を利用してフィードバック信号Ｖ_ＦＢに応じたデューティを有するパルス信号をスイッチングトランジスタＭ１のゲートに供給しても良いし、ＰＦＭ変調（パルス周波数変調）を利用してフィードバック信号Ｖ_ＦＢに応じた周波数を有するパルス信号をスイッチングトランジスタＭ１のゲートに供給しても良い。また例えば、一次側制御ＩＣ１０は電流モードの変調器であっても良い。この場合例えば、スイッチングトランジスタＭ１のゲートに供給されるパルス信号のデューティが電流検出信号Ｖ_ＣＳに応じて調節される。 The primary-side control IC 10 is connected to the gate of the switching transistor M1 and supplies a pulse signal to the gate of the switching transistor M1 to drive the switching transistor M1 for switching. The pulse signal is a rectangular wave signal whose signal level is switched between a low level and a high level. When a low level signal and a high level signal are supplied to the gate of the transistor M1, the transistor M1 is in an off state and an on state, respectively. The configuration and control method of the primary side control IC 10 are not particularly limited. For example, the primary-side control IC 10 may use PWM modulation (pulse width modulation) to supply a pulse signal having a duty corresponding to the feedback signal V _FB to the gate of the switching transistor M1 or PFM modulation (pulse frequency). A pulse signal having a frequency corresponding to the feedback signal V _FB may be supplied to the gate of the switching transistor M1 by using the modulation. Further, for example, the primary side control IC 10 may be a current mode modulator. In this case, for example, the duty of the pulse signal supplied to the gate of the switching transistor M1 is adjusted according to the current detection signal V _CS .

図２に一次側制御ＩＣ１０の外観の例を示す。一次側制御ＩＣ１０は、半導体集積回路を樹脂にて構成された筐体（パッケージ）内に封入することで形成された電子部品（半導体装置）であり、一次側制御ＩＣ１０を構成する各回路が半導体にて集積化されている。一次側制御ＩＣ１０としての電子部品の筐体には、ＩＣ１０の外部に対して露出した外部端子が複数設けられている。尚、図２に示される外部端子の数は例示に過ぎない。二次側制御ＩＣ２０も、図２の一次側制御ＩＣ１０と同様の構造を有する。 FIG. 2 shows an example of the external appearance of the primary side control IC 10. The primary side control IC 10 is an electronic component (semiconductor device) formed by encapsulating a semiconductor integrated circuit in a housing (package) made of resin, and each circuit constituting the primary side control IC 10 is a semiconductor. It is integrated in. A plurality of external terminals exposed to the outside of the IC 10 are provided on the housing of the electronic component as the primary side control IC 10. The number of external terminals shown in FIG. 2 is merely an example. The secondary side control IC 20 also has the same structure as the primary side control IC 10 in FIG.

一次側制御ＩＣ１０に設けられる複数の外部端子の一部として、図１には外部端子ＴＭ１〜ＴＭ５が示されている。外部端子ＴＭ１は、出力端子であり、スイッチングトランジスタＭ１のゲートに接続される。外部端子ＴＭ２は、電源端子であり、一次側電源回路１１からの電源電圧ＶＣＣの入力を受ける。外部端子ＴＭ３は、グランド端子であり、グランドＧＮＤ１に接続される。外部端子ＴＭ４、ＴＭ５は、夫々、フィードバック信号Ｖ_ＦＢ、電流検出信号Ｖ_ＣＳの入力を受ける。 External terminals TM1 to TM5 are shown in FIG. 1 as a part of the plurality of external terminals provided in the primary side control IC 10. The external terminal TM1 is an output terminal and is connected to the gate of the switching transistor M1. The external terminal TM2 is a power supply terminal and receives an input of the power supply voltage VCC from the primary side power supply circuit 11. The external terminal TM3 is a ground terminal and is connected to the ground GND1. The external terminals TM4 and TM5 receive the feedback signal V _FB and the current detection signal V _CS , respectively.

以下、一次側回路に注目し、一次側回路の一部の構成及び動作について更なる説明を設ける。尚、本実施形態において、以下では、特に基準を設けずに示される電圧はグランドＧＮＤ１の電位から見た電圧であるものとし、特に断りなき限り０Ｖ（ゼロボルト）はグランドＧＮＤ１の電位を指すものとする。 In the following, focusing on the primary side circuit, a further description will be given regarding the configuration and operation of part of the primary side circuit. In the following description of the present embodiment, it is assumed that the voltage shown without any reference is the voltage seen from the potential of the ground GND1, and 0V (zero volt) refers to the potential of the ground GND1 unless otherwise specified. To do.

図３に一次側制御ＩＣ１０の概略的な内部構成を示す。一次側制御ＩＣ１０は、内部電源回路１１０、制御回路１２０及びドライブ回路１３０を備える。 FIG. 3 shows a schematic internal configuration of the primary side control IC 10. The primary side control IC 10 includes an internal power supply circuit 110, a control circuit 120, and a drive circuit 130.

内部電源回路１１０は電源端子ＴＭ２に入力された電源電圧ＶＣＣを直流−直流変換することにより、１以上の他の直流電圧を生成する。ここでは、内部電源回路１１０により生成される直流電圧に、内部電源電圧Ｖｒｅｇ及び駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶが含まれると考える。内部電源電圧Ｖｒｅｇ及び駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶは所定の電圧値を有した正の直流電圧である。例えば、電源電圧ＶＣＣは１４Ｖ以上の電圧である一方で、電圧Ｖｒｅｇ及びＶ_ＤＲＶは、夫々、４Ｖ、１２Ｖである。 The internal power supply circuit 110 DC-DC converts the power supply voltage VCC input to the power supply terminal TM2 to generate one or more other DC voltage. Here, it is considered that the DC voltage generated by the internal power supply circuit 110 includes the internal power supply voltage Vreg and the driving voltage V _DRV . The internal power supply voltage Vreg and the driving voltage V _DRV are positive DC voltages having a predetermined voltage value. For example, the power supply voltage VCC is 14V or higher, while the voltages Vreg and _VDRV are 4V and 12V, respectively.

制御回路１２０は内部電源電圧Ｖｒｅｇに基づき駆動する。制御回路１２０は、ロジック回路にて構成される、又は、アナログ回路及びロジック回路にて構成される。制御回路１２０は、フィードバック信号Ｖ_ＦＢ及び電流検出信号Ｖ_ＣＳの少なくとも一方に基づき、スイッチングトランジスタＭ１をスイッチングさせるための駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴを生成してドライブ回路１３０に供給する。駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴは、例えばＰＷＭ変調又はＰＦＭ変調された信号であって良い。 The control circuit 120 is driven based on the internal power supply voltage Vreg. The control circuit 120 is composed of a logic circuit, or an analog circuit and a logic circuit. The control circuit 120 generates a drive control signal S _CNT for switching the switching transistor M1 based on at least one of the feedback signal V _FB and the current detection signal V _CS , and supplies the drive control signal S _CNT to the drive circuit 130. The drive control signal _SCNT may be, for example, a PWM-modulated or PFM-modulated signal.

ドライブ回路１３０は駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶに基づき駆動する。ドライブ回路１３０は出力端子ＴＭ１に接続され、駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴに従ってスイッチングトランジスタＭ１のゲート電圧を制御する。換言すれば、ドライブ回路１３０は、制御回路１２０の制御の下で出力端子ＴＭ１の電圧レベルを調整する。出力端子ＴＭ１はＩＣ１０の外部においてスイッチングトランジスタＭ１のゲートに接続される。出力端子ＴＭ１における電圧を記号“Ｖ_Ｇ”にて表し、以下、出力端子電圧Ｖ_Ｇと称することがある。ＤＣ／ＤＣコンバータ１において、出力端子電圧Ｖ_ＧはスイッチングトランジスタＭ１のゲート電圧に等しい。また、スイッチングトランジスタＭ１のチャネルに流れる電流（即ち、スイッチングトランジスタＭ１のドレイン及びソース間に流れる電流）を“Ｉ_Ｍ１”にて参照する。図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１において、電流Ｉ_Ｍ１は一次側巻線Ｗ１に流れる電流に等しい。 The drive circuit 130 drives based on the drive voltage V _DRV . The drive circuit 130 is connected to the output terminal TM1 and controls the gate voltage of the switching transistor M1 according to the drive control signal S _CNT . In other words, the drive circuit 130 adjusts the voltage level of the output terminal TM1 under the control of the control circuit 120. The output terminal TM1 is connected to the gate of the switching transistor M1 outside the IC10. The voltage at the output terminal TM1 is represented by the symbol “V _G ”, and may be hereinafter referred to as the output terminal voltage V _G. In the DC / DC converter 1, the output terminal voltage V _G is equal to the gate voltage of the switching transistor M1. Further, the current flowing in the channel of the switching transistor M1 (that is, the current flowing between the drain and the source of the switching transistor M1) is referred to as “I _M1 ”. In the DC / DC converter 1 of FIG. 1, the current I _M1 is equal to the current flowing through the primary winding W1.

図４にドライブ回路１３０の内部構成例を示す。図４のドライブ回路１３０は、互いに直列接続されたトランジスタ１３１及び１３２と、プリドライバ１３３と、を備える。トランジスタ１３１はＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成され、トランジスタ１３２はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成されている。但し、トランジスタ１３１をＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成する変形も可能である。トランジスタ１３１及び１３２の直列回路に対して駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶが印加される。より具体的には、トランジスタ１３１のソースに駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶが加えられ、トランジスタ１３１及び１３２のドレイン同士が共通接続され、トランジスタ１３２のソースはグランドＧＮＤ１に接続される。トランジスタ１３１及び１３２のドレイン同士の接続ノードが出力端子ＴＭ１に接続される。プリドライバ１３３は制御回路１２０からの駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴに従って、トランジスタ１３１及び１３２のオン、オフを制御する。駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴはハイレベル又はローレベルをとる二値信号である。 FIG. 4 shows an example of the internal configuration of the drive circuit 130. The drive circuit 130 of FIG. 4 includes transistors 131 and 132 and a pre-driver 133 which are connected in series with each other. The transistor 131 is configured as a P-channel type MOSFET, and the transistor 132 is configured as an N-channel type MOSFET. However, a modification in which the transistor 131 is configured as an N-channel MOSFET is also possible. The driving voltage V _DRV is applied to the series circuit of the transistors 131 and 132. More specifically, the driving voltage V _DRV is applied to the source of the transistor 131, the drains of the transistors 131 and 132 are commonly connected, and the source of the transistor 132 is connected to the ground GND1. The connection node between the drains of the transistors 131 and 132 is connected to the output terminal TM1. The pre-driver 133 controls ON / OFF of the transistors 131 and 132 according to the drive control signal S _CNT from the control circuit 120. The drive control signal S _CNT is a binary signal that takes a high level or a low level.

駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴがハイレベルであるとき、プリドライバ１３３は、トランジスタ１３１及び１３２のゲートにローレベル信号を供給することで、トランジスタ１３１、１３２の状態を、夫々、オン状態、オフ状態とする。トランジスタ１３１、１３２の状態が、夫々、オン状態、オフ状態であるとき、過渡状態を経て出力端子電圧Ｖ_Ｇはハイレベル（駆動用電圧Ｖ_ＤＲＶのレベル）となり、結果、スイッチングトランジスタＭ１はオン状態となる。 When the drive control signal S _CNT is at a high level, the pre-driver 133 supplies a low level signal to the gates of the transistors 131 and 132, thereby turning the states of the transistors 131 and 132 on and off, respectively. . When the states of the transistors 131 and 132 are the on state and the off state, respectively, the output terminal voltage V _G becomes the high level (level of the driving voltage V _DRV ) through the transient state, and as a result, the switching transistor M1 is in the on state. Becomes

駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴがローレベルであるとき、プリドライバ１３３は、トランジスタ１３１及び１３２のゲートにハイレベル信号を供給することで、トランジスタ１３１、１３２の状態を、夫々、オフ状態、オン状態とする。トランジスタ１３１、１３２の状態が、夫々、オフ状態、オン状態であるとき、過渡状態を経て出力端子電圧Ｖ_Ｇはローレベル（グランドＧＮＤ１のレベル）となり、結果、スイッチングトランジスタＭ１はオフ状態となる。 When the drive control signal S _CNT is at the low level, the pre-driver 133 supplies the high level signal to the gates of the transistors 131 and 132, thereby turning the states of the transistors 131 and 132 into the off state and the on state, respectively. . When the states of the transistors 131 and 132 are the off state and the on state, respectively, the output terminal voltage V _G becomes low level (level of the ground GND1) through the transient state, and as a result, the switching transistor M1 becomes the off state.

尚、プリドライバ１３３は、トランジスタ１３１及び１３２が同時にオン状態となることを防止するべく、トランジスタ１３１及び１３２を共にオフ状態とするデッドタイムを適宜挿入して良い。 The pre-driver 133 may appropriately insert a dead time for turning off both the transistors 131 and 132 in order to prevent the transistors 131 and 132 from turning on at the same time.

制御回路１２０は、信号レベルがハイレベル及びローレベル間で切り替わる駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴをドライブ回路１３０に供給することで、スイッチングトランジスタＭ１をスイッチングさせる（即ちスイッチングトランジスタＭ１をオン状態とオフ状態との間で切り替える）ことができる。 The control circuit 120 supplies the drive control signal S _CNT whose signal level is switched between the high level and the low level to the drive circuit 130 to switch the switching transistor M1 (that is, the switching transistor M1 is turned on and off). You can switch between).

フィードバック回路３０を利用した上述の動作は、フィードバック制御の実行中における動作である。フィードバック制御とは、二次側回路における出力電圧Ｖ_ＯＵＴが目標電圧Ｖ_ＴＧにて安定化され又は目標電圧Ｖ_ＴＧに近い電圧にまで上昇していてフィードバック回路３０が有効に動作しているときに限り実行可能な制御である。フィードバック制御では、出力電圧Ｖ_ＯＵＴに応じたフィードバック信号Ｖ_ＦＢに基づき駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴが生成される。 The above-described operation using the feedback circuit 30 is an operation during execution of feedback control. And feedback control, when the output voltage V _OUT at the secondary circuit is a feedback circuit 30 has risen to a voltage close to the stabilized or the target voltage V _TG at the target voltage V _TG is operating effectively It is a control that can be executed as long as possible. In the feedback control, the drive control signal S _CNT is generated based on the feedback signal V _FB according to the output voltage V _OUT .

図５に示す如く、二次側回路の出力電圧Ｖ_ＯＵＴがグランドＧＮＤ２と同じ電位（二次側回路の０Ｖの電位）を有しているときを起点にして、電源電圧ＶＣＣの入力を受けて一次側制御ＩＣ１０がタイミングｔ１にて起動したとする。タイミングｔ１直後では出力電圧Ｖ_ＯＵＴがゼロ又は十分に低いため、フィードバック回路３０が起動しておらず有効なフィードバック信号Ｖ_ＦＢが一次側制御ＩＣ１０に入力されていない。そこで、一次側制御ＩＣ１０は、自身の起動直後において、フィードバック信号Ｖ_ＦＢに頼らない、自走制御とも称される電流制御を実行する。ここでは、タイミングｔ１から、その後のタイミングｔ２までの区間において、フィードバック信号Ｖ_ＦＢに頼らない電流制御が実行されているものとする。タイミングｔ２を境にフィードバック回路３０からの有効なフィードバック信号Ｖ_ＦＢが一次側制御ＩＣ１０に入力され始めて、タイミングｔ２以降ではフィードバック制御が実行される。 As shown in FIG. 5, when the output voltage V _OUT of the secondary side circuit has the same potential as the ground GND2 (potential of 0 V of the secondary side circuit), it receives the input of the power supply voltage VCC. It is assumed that the primary-side control IC 10 is activated at timing t1. Immediately after the timing t1, since the output voltage V _OUT is zero or sufficiently low, the feedback circuit 30 is not activated and the valid feedback signal V _FB is not input to the primary side control IC 10. Therefore, the primary-side control IC 10 executes current control, which is also called free-running control, that does not rely on the feedback signal V _FB immediately after it is activated. Here, it is assumed that the current control that does not depend on the feedback signal V _FB is executed in the section from the timing t1 to the subsequent timing t2. The effective feedback signal V _FB from the feedback circuit 30 starts to be input to the primary side control IC 10 at the timing t2, and the feedback control is executed after the timing t2.

図６を参照し、電流制御（自走制御）について説明する。尚、以下では、説明の便宜上、電流検出信号Ｖ_ＣＳにて示される電圧をセンス電圧と称して、センス電圧も記号“Ｖ_ＣＳ”により参照する。センス電圧Ｖ_ＣＳは、外部端子ＴＭ５に加わる電圧であって、センス抵抗Ｒ_ＣＳでの発生電圧（即ちセンス抵抗Ｒ_ＣＳでの電圧降下）に等しい。また、スイッチングトランジスタＭ１がオン状態となる区間をオン区間と称し、スイッチングトランジスタＭ１がオフ状態となる区間をオフ区間と称する。出力端子電圧Ｖ_Ｇがハイレベル、ローレベルとなる区間が、夫々、オン区間、オフ区間に相当する。そして、スイッチングトランジスタＭ１がスイッチング駆動されるときの１つのオン区間の長さをオン時間Ｔ_ＯＮと称し且つ１つのオフ区間の長さをオフ時間Ｔ_ＯＦＦと称する。 The current control (self-propelled control) will be described with reference to FIG. In the following, for convenience of description, the voltage indicated by the current detection signal V _CS is referred to as a sense voltage, and the sense voltage is also referred to by the symbol “V _CS ”. The sense voltage _{V CS} is a voltage applied to the external terminal TM5, equal to the generated voltage of the sense resistor _{R CS} (i.e. the voltage drop across the sense resistor _{R CS).} A section in which the switching transistor M1 is in the ON state is called an ON section, and a section in which the switching transistor M1 is in the OFF state is called an OFF section. The sections in which the output terminal voltage V _G is at the high level and the low level correspond to the ON section and the OFF section, respectively. The length of one ON section when the switching transistor M1 is switching-driven is referred to as ON time T _ON, and the length of one OFF section is referred to as OFF time T _OFF .

電流制御は、スイッチングトランジスタＭ１をターンオンした後、電流Ｉ_Ｍ１に応じたセンス電圧Ｖ_ＣＳに基づきスイッチングトランジスタＭ１のターンオフタイミングを決定する制御である。具体的には、電流制御において、制御回路１２０は、スイッチングトランジスタＭ１がターンオンするように（即ち出力端子電圧Ｖ_Ｇがローレベルからハイレベルに切り替わるように）ドライブ回路１３０を制御した後、センス電圧Ｖ_ＣＳが所定のターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦに達したか否かを監視し、センス電圧Ｖ_ＣＳがターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦに達したことに応答してスイッチングトランジスタＭ１がターンオフするように（即ち出力端子電圧Ｖ_Ｇがハイレベルからローレベルに切り替わるように）ドライブ回路１３０を制御する。この後、所定の時間の経過を待ってから、制御回路１２０は、再びスイッチングトランジスタＭ１がターンオンするようにドライブ回路１３０を制御する。以後、同様の動作が繰り返される。上述したように、制御回路１２０は、駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴをハイレベル、ローレベルとすることで、ドライブ回路１３０を通じ、スイッチングトランジスタＭ１をオン状態、オフ状態にすることができる。ターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦは所定の正の直流電圧値を有する。 The current control is control for turning on the switching transistor M1 and then determining the turn-off timing of the switching transistor M1 based on the sense voltage V _CS corresponding to the current I _M1 . Specifically, in the current control, the control circuit 120 controls the drive circuit 130 such that the switching transistor M1 is turned on (that is, the output terminal voltage V _G is switched from the low level to the high level), and then the sense voltage is controlled. Monitor whether V _CS reaches a predetermined turn-off reference voltage V _OFF and turn off the switching transistor M1 in response to the sense voltage V _CS reaching the turn-off reference voltage V _OFF (that is, the output terminal). The drive circuit 130 is controlled so that the voltage V _G switches from the high level to the low level. After that, after waiting a predetermined time, the control circuit 120 controls the drive circuit 130 so that the switching transistor M1 is turned on again. After that, the same operation is repeated. As described above, the control circuit 120 can set the drive control signal S _CNT to the high level or the low level to turn on or off the switching transistor M1 through the drive circuit 130. The turn-off reference voltage V _OFF has a predetermined positive DC voltage value.

電流制御において、オフ時間Ｔ_ＯＦＦは固定時間であって良い。この場合、オン時間Ｔ_ＯＮに応じてスイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周期は変動しうる。スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周期は、互いに隣接する１つのオン時間Ｔ_ＯＮとオフ時間Ｔ_ＯＦＦとの和で表される。 In the current control, the off time T _OFF may be a fixed time. In this case, the switching cycle of the switching transistor M1 may change according to the _ON time T _ON . The switching cycle of the switching transistor M1 is represented by the sum of one ON time T _ON and one OFF time T _OFF that are adjacent to each other.

或いは、電流制御において、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周期を一定としても良い。電流制御において、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周期が一定とされる場合、周期ごとに、スイッチングトランジスタＭ１のオン時間Ｔ_ＯＮに応じてオフ時間Ｔ_ＯＦＦが決定されることになる。尚、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周期は駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴの周期及び出力端子電圧Ｖ_Ｇの周期に相当するので、当該スイッチング周期が一定であることは駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴの周期及び出力端子電圧Ｖ_Ｇの周期が一定であることを意味する。駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴの周期とは、駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴのレベルがローレベルからハイレベルに切り替えられた後、駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴのレベルが次回にローレベルからハイレベルに切り替えられるまでの区間の長さを指す。同様に、出力端子電圧Ｖ_Ｇの周期とは、出力端子電圧Ｖ_Ｇのレベルがローレベルからハイレベルに切り替えられた後、出力端子電圧Ｖ_Ｇのレベルが次回にローレベルからハイレベルに切り替えられるまでの区間の長さを指す。 Alternatively, in the current control, the switching cycle of the switching transistor M1 may be constant. In the current control, when the switching cycle of the switching transistor M1 is constant, the off time T _OFF is determined for each cycle according to the on time T _ON of the switching transistor M1. Since the switching cycle of the switching transistor M1 corresponds to the period of the cycle and the output terminal voltage V _G of the drive control signal S _CNT, the period of the driving control signal S _CNT that the switching period is constant and the output terminal voltage V It means that the period of _G is constant. The cycle of the driving control signal S _CNT, after the level of the drive control signal S _CNT is switched from the low level to the high level, the level of the drive control signal S _CNT is to be switched from the low level to the high level to the next period Refers to the length of. Similarly, the period of the output terminal voltage V _G, is switched after the level of the output terminal voltage V _G is switched from the low level to the high level, the level of the output terminal voltage V _G from the next time the low level to the high level Refers to the length of the section up to.

一次側巻線Ｗ１とスイッチングトランジスタＭ１とセンス抵抗Ｒ_ＣＳとの直列回路に対し、所定の直流電圧である入力電圧Ｖ_ＩＮが印加されているため、スイッチングトランジスタＭ１のオン区間では、スイッチングトランジスタＭ１がターンオンしてからの経過時間の増大に伴いスイッチングトランジスタＭ１に流れる電流Ｉ_Ｍ１が増大する。電流制御では、スイッチングトランジスタＭ１をターンオンさせた後、電流Ｉ_Ｍ１がターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦに対応する電流値に達したことを受けてスイッチングトランジスタＭ１をターンオフさせるという動作を繰り返すことになる。 Since the input voltage V _IN, which is a predetermined DC voltage, is applied to the series circuit of the primary winding W1, the switching transistor M1, and the sense resistor R _CS , the switching transistor M1 is turned on in the ON section of the switching transistor M1. The current I _M1 flowing through the switching transistor M1 increases as the elapsed time after _turning on increases. In the current control, the operation of turning on the switching transistor M1 and then turning off the switching transistor M1 in response to the current I _M1 reaching the current value corresponding to the turn-off reference voltage V _OFF is repeated.

上述の如く、本来、外部端子ＴＭ５には電流Ｉ_Ｍ１に比例するセンス電圧Ｖ_ＣＳが入力されるのであるが、センス抵抗Ｒ_ＣＳが短絡する不具合が発生すると、図７に示すように外部端子ＴＭ５へ入力されるセンス電圧Ｖ_ＣＳは電流Ｉ_Ｍ１に関係なく０Ｖとなる。センス電圧Ｖ_ＣＳが電流Ｉ_Ｍ１に関係なく０Ｖに維持された状態で上述の電流制御を行うと、過大な電流Ｉ_Ｍ１が流れて電流Ｉ_Ｍ１の流路上の部品（特に例えばスイッチングトランジスタＭ１）が破損又は劣化するおそれがあり、当該部品の周辺にも温度上昇に伴う悪影響が生じ得る。センス抵抗Ｒ_ＣＳの抵抗値が異常に低い場合にも同様のことが生じ得る。 As described above, originally, the sense voltage V _CS proportional to the current I _M1 is input to the external terminal TM5. However, if the sense resistor R _CS is short-circuited, the external terminal TM5 as shown in FIG. The sense voltage V _CS input to is 0V regardless of the current I _M1 . If the above current control is performed in a state where the sense voltage V _CS is maintained at 0 V regardless of the current I _M1 , an excessive current I _M1 flows and a component (especially, for example, the switching transistor M1) on the flow path of the current I _M1 flows. There is a risk of damage or deterioration, and adverse effects due to temperature rise may occur around the relevant parts. The same thing can happen when the resistance value of the sense resistor R _CS is abnormally low.

制御回路１２０は、センス抵抗Ｒ_ＣＳの短絡等に関わる保護機能を備える。具体的には、電流制御の実行時において、以下のような動作を行う。即ち、図８に示す如く、電流制御において、制御回路１２０は、ドライブ回路１３０を通じてスイッチングトランジスタＭ１をターンオンさせた後、自身に備えられたタイマ（不図示）を用いてスイッチングトランジスタＭ１をターンオンさせたタイミングからの経過時間Ｔ_{ＴＩＭＥＲ}を計測し、当該経過時間Ｔ_{ＴＩＭＥＲ}が所定の上限時間Ｔ_ＴＨに達してもセンス電圧Ｖ_ＣＳが所定の短絡判定電圧Ｖ_ＴＨに達さないとき、短絡異常が発生していると判断して、ドライブ回路１３０を通じスイッチングトランジスタＭ１をターンオフさせる。 The control circuit 120 has a protection function related to a short circuit of the sense resistor R _{CS and} the like. Specifically, the following operation is performed when the current control is executed. That is, as shown in FIG. 8, in the current control, the control circuit 120 turns on the switching transistor M1 through the drive circuit 130, and then turns on the switching transistor M1 using a timer (not shown) provided therein. When the elapsed time T _TIMER from the timing is measured and the sense voltage V _CS does not reach the predetermined short circuit determination voltage V _TH even when the elapsed time T _TIMER reaches the predetermined upper limit time T _TH , a short circuit abnormality occurs. Therefore, the switching transistor M1 is turned off through the drive circuit 130.

制御回路１２０は、短絡異常が発生していると判断した場合、以後、一次側制御ＩＣ１０に対し所定のリセット信号が入力されるまで、駆動制御信号Ｓ_ＣＮＴをローレベルに維持することによりスイッチングトランジスタＭ１のオフ状態を維持する。或いは、短絡異常が発生していると判断した後、制御回路１２０は、所定のクールダウン時間の経過を待って上述の電流制御を再開するようにしても良い。また、一次側制御ＩＣ１０への電源電圧ＶＣＣの入力の遮断により、短絡異常が発生したとの判断は破棄されて良い。 When the control circuit 120 determines that the short circuit abnormality has occurred, thereafter, the drive control signal S _CNT is maintained at the low level until a predetermined reset signal is input to the primary side control IC 10 to switch the switching transistor. The off state of M1 is maintained. Alternatively, after determining that the short circuit abnormality has occurred, the control circuit 120 may wait for the elapse of a predetermined cooldown time and restart the above-described current control. Further, the determination that the short-circuit abnormality has occurred due to the interruption of the input of the power supply voltage VCC to the primary side control IC 10 may be discarded.

このような動作により、センス抵抗Ｒ_ＣＳが短絡する不具合が発生していたとしても、スイッチングトランジスタＭ１の破損等を回避することができる。 Due to such an operation, even if the sense resistor R _CS is short-circuited, the switching transistor M1 can be prevented from being damaged.

短絡判定電圧Ｖ_ＴＨは所定の正の直流電圧値を有する。短絡判定電圧Ｖ_ＴＨはターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦよりも低い電圧に設定されても良い。或いは、短絡判定電圧Ｖ_ＴＨはターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦと一致していても良い（即ち、短絡判定電圧Ｖ_ＴＨ及びターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦは互いに同じ電圧値を有していても良い）。 The short circuit determination voltage V _TH has a predetermined positive DC voltage value. The short circuit determination voltage V _TH may be set to a voltage lower than the turn-off reference voltage V _OFF . Alternatively, the short circuit determination voltage V _TH may match the turn-off reference voltage V _OFF (that is, the short circuit determination voltage V _TH and the turn-off reference voltage V _OFF may have the same voltage value).

短絡判定電圧Ｖ_ＴＨをターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦと一致させる場合、電圧Ｖ_ＴＨ及びＶ_ＯＦＦとして兼用される単一の所定電圧をセンス電圧Ｖ_ＣＳと比較する単一の比較器を用意するだけで、センス電圧Ｖ_ＣＳが短絡判定電圧Ｖ_ＴＨ又はターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦに達したか否かを判断できる。 When matching the short circuit determination voltage V _TH with the turn-off reference voltage V _OFF , it is sufficient to prepare a single comparator that compares a single predetermined voltage that is also used as the voltages V _TH and V _OFF with the sense voltage V _CS . It is possible to determine whether the sense voltage V _CS has reached the short circuit determination voltage V _TH or the turn-off reference voltage V _OFF .

一方、短絡判定電圧Ｖ_ＴＨをターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦよりも低い電圧に設定すれば、短絡判定電圧Ｖ_ＴＨをターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦと一致させる場合よりも上限時間Ｔ_ＴＨを短く設定できるというメリットがある。 On the other hand, is advantageous in that a short-circuit determination voltage V _TH is set to a voltage lower than the turn-off reference voltage V _OFF, can be set shorter upper limit time T _TH than match the off reference voltage V _OFF the short-circuit determination voltage V _TH is there.

例えば、ターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦ及び短絡判定電圧Ｖ_ＴＨが共に１Ｖであり、且つ、適正なセンス抵抗Ｒ_ＣＳが短絡無く設けられているケースでの電流制御におけるオン時間Ｔ_ＯＮの標準値が１０μ秒であったとしたならば、センス電圧Ｖ_ＣＳがターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦ（１Ｖ）に達したことを受けてスイッチングトランジスタＭ１のターンオフを行うという動作を担保すべく、上限時間Ｔ_ＴＨは１０μ秒よりも大きな時間、例えば２０μ秒に設定される。この場合、センス抵抗Ｒ_ＣＳの短絡時には、２０μ秒分、一次側巻線Ｗ１及びスイッチングトランジスタＭ１に電流Ｉ_Ｍ１が流れ続け、一次側巻線Ｗ１のインダクタンス値によっては電流Ｉ_Ｍ１が非常に大きな電流値に達するおそれがある。
これに対し、ターンオフ基準電圧Ｖ_ＯＦＦ、短絡判定電圧Ｖ_ＴＨを、例えば、夫々、１Ｖ、０．３Ｖに設定した場合には、上限時間Ｔ_ＴＨを６μ秒（＝２０μ秒×３／１０）に設定するといったことが可能となる。スイッチングトランジスタＭ１をターンオンさせたタイミングからの経過時間Ｔ_{ＴＩＭＥＲ}が６μ秒に達した時点でセンス電圧Ｖ_ＣＳが０．３Ｖ（短絡判定電圧Ｖ_ＴＨ）に達していなければ、センス抵抗Ｒ_ＣＳに短絡が生じていると推定され、その時点でスイッチングトランジスタＭ１をターンオフすれば、電流Ｉ_Ｍ１が小さい状態で電流制御を停止することが可能となる。 For example, when the turn-off reference voltage V _OFF and the short circuit determination voltage V _TH are both 1 V, and a proper sense resistor R _CS is provided without short circuit, the standard value of the on time T _ON in current control is 10 μsec. Then, in order to ensure the operation of turning off the switching transistor M1 in response to the sense voltage V _CS reaching the turn-off reference voltage V _OFF (1 V), the upper limit time T _TH is longer than 10 μsec. It is set to a large time, for example 20 μs. In this case, when the sense resistor R _CS is short-circuited, the current I _M1 continues to flow in the primary winding W1 and the switching transistor M1 for 20 μsec, and the current I _M1 is a very large current depending on the inductance value of the primary winding W1. The value may be reached.
On the other hand, when the turn-off reference voltage V _OFF and the short circuit determination voltage V _TH are set to 1 V and 0.3 V, respectively, the upper limit time T _TH is set to 6 μsec (= 20 μsec × 3/10). It is possible to set it. If the sense voltage V _CS does not reach 0.3 V (short circuit determination voltage V _TH ) when the time T _{TIMER that} has elapsed from the timing of turning on the switching transistor M1 reaches 6 μsec, a short circuit occurs in the sense resistor R _CS. It is presumed that the current is generated, and if the switching transistor M1 is turned off at that time, it becomes possible to stop the current control with the current I _M1 being small.

尚、図５のタイミングｔ２以降のフィードバック制御においても、電流制御が利用されるようにしても良い。この場合、以下のように動作させれば良い。
即ち例えば、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが目標電圧Ｖ_ＴＧ未満であるときに限りフィードバック信号Ｖ_ＦＢとして特定のフィードバック信号Ｖ_ＦＢが一次側制御回路ＩＣ１０に供給されるようにフィードバック回路３０を構成しておく。或いは、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが目標電圧Ｖ_ＴＧより所定電圧ΔＶだけ低い電圧（Ｖ_ＴＧ−ΔＶ）以下となった後、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが目標電圧Ｖ_ＴＧに達するまでの間において、特定のフィードバック信号Ｖ_ＦＢが一次側制御回路ＩＣ１０に供給されるようにフィードバック回路３０を構成しておいても良い。そして、制御回路１２０は、特定のフィードバック信号Ｖ_ＦＢが入力されているときに上記電流制御を実行し、特定のフィードバック信号Ｖ_ＦＢが入力されていないときにはスイッチングトランジスタＭ１をオフ状態に維持する。これにより、スイッチングトランジスタＭ１が間欠的にスイッチング駆動されて、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが目標電圧Ｖ_ＴＧ近辺に保持される。タイミングｔ２以降の電流制御においても、上述したように、制御回路１２０は、スイッチングトランジスタＭ１をターンオンさせたタイミングからの経過時間Ｔ_{ＴＩＭＥＲ}が所定の上限時間Ｔ_ＴＨに達してもセンス電圧Ｖ_ＣＳが所定の短絡判定電圧Ｖ_ＴＨに達さないとき、短絡異常が発生していると判断して、ドライブ回路１３０を通じスイッチングトランジスタＭ１をターンオフさせると良い。 The current control may be used also in the feedback control after the timing t2 in FIG. In this case, the following operation may be performed.
That is, for example, the feedback circuit 30 is configured so that the specific feedback signal V _FB is supplied to the primary side control circuit IC10 as the feedback signal V _FB only when the output voltage V _OUT is less than the target voltage V _TG . Alternatively, after the output voltage V _OUT becomes equal to or lower than a voltage (V _TG −ΔV) lower than the target voltage V _TG by a predetermined voltage ΔV, a specific feedback signal is output until the output voltage V _OUT reaches the target voltage V _TG. The feedback circuit 30 may be configured so that V _FB is supplied to the primary side control circuit IC10. Then, the control circuit 120 executes the current control when a specific feedback signal V _FB is input, when a specific feedback signal V _FB not input to maintain the switching transistor M1 to an OFF state. As a result, the switching transistor M1 is intermittently driven for switching, and the output voltage V _OUT is held near the target voltage V _TG . Also in the current control after the timing t2, as described above, the control circuit 120 sets the sense voltage V _CS to the predetermined value even if the elapsed time T _TIMER from the timing when the switching transistor M1 is turned on reaches the predetermined upper limit time T _TH. When the short circuit determination voltage V _TH is not reached, it is determined that a short circuit abnormality has occurred, and the switching transistor M1 may be turned off through the drive circuit 130.

＜＜第２実施形態＞＞
本発明の第２実施形態を説明する。第２実施形態並びに後述の第３及び第４実施形態は第１実施形態を基礎とする実施形態であり、第２〜第４実施形態において特に述べない事項に関しては、矛盾の無い限り、第１実施形態の記載が第２〜第４実施形態にも適用される。第２実施形態において、第１及び第２実施形態間で矛盾する事項については第２実施形態の記載が優先されて良い（後述の第３及び第４実施形態についても同様）。矛盾の無い限り、第１〜第４実施形態の内、任意の複数の実施形態を組み合わせても良い。 << Second Embodiment >>
A second embodiment of the present invention will be described. The second embodiment and third and fourth embodiments to be described later are embodiments based on the first embodiment, and matters not particularly mentioned in the second to fourth embodiments are the first as long as there is no contradiction. The description of the embodiment also applies to the second to fourth embodiments. In the second embodiment, the description of the second embodiment may be prioritized with respect to the matter inconsistent between the first and second embodiments (the same applies to the third and fourth embodiments described later). As long as there is no contradiction, arbitrary plural embodiments among the first to fourth embodiments may be combined.

第１実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１が絶縁同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータであるとしたが、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、一次側巻線Ｗ１に加わる入力電圧Ｖ_ＩＮからトランスＴＲの二次側において（即ち二次側回路において）出力電圧Ｖ_ＯＵＴを生成するものであれば任意である。 In the first embodiment, the DC / DC converter 1 is the insulated synchronous rectification type DC / DC converter. However, the DC / DC converter 1 changes from the input voltage V _IN applied to the primary winding W1 to the secondary of the transformer TR. It is arbitrary as long as it generates the output voltage V _OUT on the side (that is, on the secondary side circuit).

例えば、図１に示したＤＣ／ＤＣコンバータ１では、いわゆるローサイドアプリケーションが採用されているが、ハイサイドアプリケーションが採用されても良い。ハイサイドアプリケーションが採用されたＤＣ／ＤＣコンバータ１では、ＳＲトランジスタＭ２が出力端子Ｐ２側に設けられ、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが加わる出力端子Ｐ２とトランスＴＲの二次側巻線Ｗ２との間にＳＲトランジスタＭ２が直列に挿入される。この他、本発明の主旨を損なわない形態で、二次側回路におけるＳＲトランジスタＭ２の配置位置を変更することが可能である。 For example, in the DC / DC converter 1 shown in FIG. 1, a so-called low-side application is adopted, but a high-side application may be adopted. In the DC / DC converter 1 adopting the high side application, the SR transistor M2 is provided on the output terminal P2 side, and the SR is provided between the output terminal P2 to which the output voltage V _OUT is applied and the secondary winding W2 of the transformer TR. The transistor M2 is inserted in series. In addition, it is possible to change the arrangement position of the SR transistor M2 in the secondary side circuit without impairing the gist of the present invention.

また例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、整流ダイオードを用いたＤＣ／ＤＣコンバータ（絶縁ダイオード整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ）であっても良い。この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ１において、図１のＳＲトランジスタＭ２及び寄生ダイオードＤ２の代わりに、整流ダイオードを二次側回路に設ける。整流ダイオードは二次側巻線Ｗ２と出力コンデンサＣ_ＯＵＴと間に挿入され、一次側巻線Ｗ１から二次側巻線Ｗ２に伝搬された電力を整流する。 Further, for example, the DC / DC converter 1 may be a DC / DC converter using a rectifying diode (insulated diode rectifying DC / DC converter). In this case, in the DC / DC converter 1, a rectifying diode is provided in the secondary side circuit instead of the SR transistor M2 and the parasitic diode D2 in FIG. The rectifier diode is inserted between the secondary winding W2 and the output capacitor C _OUT and rectifies the electric power transmitted from the primary winding W1 to the secondary winding W2.

また例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１を、フォワード方式の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとして構成しても良く、この場合にも、同期整流方式及び整流ダイオード方式の何れが採用されても良い。 Further, for example, the DC / DC converter 1 may be configured as a forward insulation DC / DC converter, and in this case, either the synchronous rectification method or the rectification diode method may be adopted.

＜＜第３実施形態＞＞
本発明の第３実施形態を説明する。第３実施形態では、本発明に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの用途を説明する。 << Third Embodiment >>
A third embodiment of the present invention will be described. In the third embodiment, applications of the insulation type DC / DC converter according to the present invention will be described.

図９に示す如く、本発明に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを用いたＡＣ／ＤＣコンバータ３００を構成して良い。ＡＣ／ＤＣコンバータ３００は、フィルタ３０１、整流回路３０２、平滑コンデンサ３０３及び絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０４を備える。フィルタ３０１は、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００に入力された交流電圧Ｖ_ＡＣのノイズを除去する。交流電圧Ｖ_ＡＣは商用交流電圧であって良い。整流回路３０２は、フィルタ３０１を通じて供給された交流電圧Ｖ_ＡＣを全波整流するダイオードブリッジ回路である。平滑コンデンサ３０３は全波整流された電圧を平滑化することで直流電圧を生成する。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０４は、平滑コンデンサ３０３にて生成された直流電圧を入力電圧Ｖ_ＩＮとして受け、入力電圧Ｖ_ＩＮを電力変換（直流−直流変換）することで出力電圧Ｖ_ＯＵＴを生成する。第１又は第２実施形態に示されたＤＣ／ＤＣコンバータ１を絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０４として用いることができる。この場合、図１の入力コンデンサＣ_ＩＮは平滑コンデンサ３０３に相当する。 As shown in FIG. 9, an AC / DC converter 300 using the insulation type DC / DC converter according to the present invention may be configured. The AC / DC converter 300 includes a filter 301, a rectifying circuit 302, a smoothing capacitor 303, and an insulating DC / DC converter 304. The filter 301 removes noise of the _AC voltage V _AC input to the AC / DC converter 300. AC voltage V _AC may be a commercial AC voltage. The rectifier circuit 302 is a diode bridge circuit that full-wave rectifies the _AC voltage V _AC supplied through the filter 301. The smoothing capacitor 303 generates a DC voltage by smoothing the full-wave rectified voltage. Isolated DC / DC converter 304 receives a DC voltage generated by the smoothing capacitor 303 as the input voltage _{V IN,} the power converter input voltage _{V IN} - generating an output voltage _{V OUT} by (DC-DC converter) . The DC / DC converter 1 shown in the first or second embodiment can be used as the insulation type DC / DC converter 304. In this case, the input capacitor C _IN in FIG. 1 corresponds to the smoothing capacitor 303.

ＡＣ／ＤＣコンバータ３００を用いて電源アダプタを構成しても良い。図１０は、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００を備える電源アダプタ３２０を示す図である。電源アダプタ３２０は、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００、プラグ３２１、筐体３２２及び出力コネクタ３２３を備え、筐体３２２内にＡＣ／ＤＣコンバータ３００が収容及び配置される。プラグ３２１は図示されないコンセントから商用交流電圧Ｖ_ＡＣを受け、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００はプラグ３２１を通じて入力された商用交流電圧Ｖ_ＡＣから直流の出力電圧Ｖ_ＯＵＴを生成する。出力電圧Ｖ_ＯＵＴが、出力コネクタ３２３を通じ、図示されない任意の電気機器に供給される。電気機器としては、ノート型パーソナルコンピュータ、情報端末機、デジタルカメラ、デジタルビデオカメラ、携帯電話機（スマートフォンに分類されるものを含む）、携帯オーディオプレイヤなどが例示される。 The AC / DC converter 300 may be used to configure the power adapter. FIG. 10 is a diagram showing a power supply adapter 320 including the AC / DC converter 300. The power adapter 320 includes an AC / DC converter 300, a plug 321, a housing 322, and an output connector 323, and the AC / DC converter 300 is housed and arranged in the housing 322. The plug 321 receives the commercial AC voltage V _AC from an outlet (not shown), and the AC / DC converter 300 generates a DC output voltage V _OUT from the commercial AC voltage V _AC input through the plug 321. The output voltage V _OUT is supplied to any electric device (not shown) through the output connector 323. Examples of the electric device include a notebook personal computer, an information terminal, a digital camera, a digital video camera, a mobile phone (including those classified as smartphones), a mobile audio player, and the like.

ＡＣ／ＤＣコンバータ３００を備える電気機器を構成しても良い。図１１（ａ）及び（ｂ）は、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００を備える電気機器３４０を示す図である。図１１（ａ）及び（ｂ）に示される電気機器３４０はディスプレイ装置であるが、電気機器３４０の種類は特に限定されず、オーディオ機器、冷蔵庫、洗濯機、掃除機など、ＡＣ／ＤＣコンバータを内蔵する機器であれば任意である。電気機器３４０は、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００、プラグ３４１、筐体３４２及び負荷３４３を備え、筐体３２２内にＡＣ／ＤＣコンバータ３００及び負荷３４３が収容及び配置される。プラグ３４１は図示されないコンセントから商用交流電圧Ｖ_ＡＣを受け、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００はプラグ３４１を通じて入力された商用交流電圧Ｖ_ＡＣから直流の出力電圧Ｖ_ＯＵＴを生成する。生成された出力電圧Ｖ_ＯＵＴは負荷３４３に供給される。負荷３４３は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴに基づいて駆動する任意の負荷であって良く、例えば、マイコンコンピュータ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、電源回路、照明機器、アナログ回路又はデジタル回路である。 You may comprise the electric equipment provided with the AC / DC converter 300. 11A and 11B are diagrams showing an electric device 340 including the AC / DC converter 300. The electric device 340 illustrated in FIGS. 11A and 11B is a display device, but the type of the electric device 340 is not particularly limited, and an AC / DC converter such as an audio device, a refrigerator, a washing machine, or a vacuum cleaner can be used. It is arbitrary as long as it is a built-in device. The electric device 340 includes an AC / DC converter 300, a plug 341, a housing 342, and a load 343, and the AC / DC converter 300 and the load 343 are housed and arranged in the housing 322. The plug 341 receives a commercial AC voltage V _AC from an outlet (not shown), and the AC / DC converter 300 generates a DC output voltage V _OUT from the commercial AC voltage V _AC input through the plug 341. The generated output voltage V _OUT is supplied to the load 343. The load 343 may be any load that is driven based on the output voltage V _OUT, and is, for example, a microcomputer computer, a DSP (Digital Signal Processor), a power supply circuit, a lighting device, an analog circuit, or a digital circuit.

＜＜第４実施形態＞＞
本発明の第４実施形態を説明する。第４実施形態では、第１〜第３実施形態に対する幾つかの変形技術等を説明する。 << Fourth Embodiment >>
A fourth embodiment of the present invention will be described. In the fourth embodiment, some modification techniques for the first to third embodiments will be described.

上述したように、一次側制御ＩＣ１０の各回路素子は半導体集積回路の形態で形成され、当該半導体集積回路を樹脂にて構成された筐体（パッケージ）内に封入することで半導体装置が構成される。但し、複数のディスクリート部品を用いて一次側制御ＩＣ１０内の回路と同等の回路を構成するようにしても良い。一次側制御ＩＣ１０内に含まれるものとして上述した任意の幾つかの回路素子は、一次側制御ＩＣ１０外に設けられて一次側制御ＩＣ１０に外付け接続されても良い。逆に、一次側制御ＩＣ１０外に設けられるものとして上述した幾つかの回路素子を、一次側制御ＩＣ１０内に設けるようにしても良い。 As described above, each circuit element of the primary side control IC 10 is formed in the form of a semiconductor integrated circuit, and a semiconductor device is configured by enclosing the semiconductor integrated circuit in a housing (package) made of resin. It However, a circuit equivalent to the circuit in the primary side control IC 10 may be configured by using a plurality of discrete components. Any of the circuit elements described above as included in the primary side control IC 10 may be provided outside the primary side control IC 10 and externally connected to the primary side control IC 10. On the contrary, some circuit elements described above as being provided outside the primary side control IC 10 may be provided inside the primary side control IC 10.

任意の信号又は電圧に関して、上述の主旨を損なわない形で、それらのハイレベルとローレベルの関係を逆にしても良い。 For any signal or voltage, the relationship between their high level and low level may be reversed without impairing the above-mentioned gist.

ＦＥＴの型をＮチャネル型及びＰチャネル型間で入れ替える変形も可能である。 A modification in which the FET type is switched between the N-channel type and the P-channel type is also possible.

図３に示される一次側制御ＩＣ１０は、対象スイッチング素子のオン、オフを制御する任意のスイッチ制御装置として機能する。但し、対象スイッチング素子は対象コイル及びセンス抵抗と直列接続され、対象スイッチング素子と対象コイル及びセンス抵抗との直列回路に対して所定の直流電圧が印加されるものとする。故に、対象スイッチング素子のオン区間では、対象スイッチング素子がターンオンしてからの経過時間の増大に伴い対象スイッチング素子に流れる電流が増大することになる。図１の一次側制御ＩＣ１０にとっての対象スイッチング素子及び対象コイルはスイッチングトランジスタＭ１及び一次側巻線Ｗ１であるが、本発明において、対象スイッチング素子及び対象コイルは、これに限定されず、対象スイッチング素子のスイッチング駆動により対象コイルに流れる電流を制御する用途に、本発明を広く適用可能である。 The primary side control IC 10 shown in FIG. 3 functions as an arbitrary switch control device that controls ON / OFF of the target switching element. However, the target switching element is connected in series with the target coil and the sense resistor, and a predetermined DC voltage is applied to the series circuit of the target switching element, the target coil, and the sense resistor. Therefore, in the ON section of the target switching element, the current flowing through the target switching element increases as the elapsed time from the turn-on of the target switching element increases. The target switching element and the target coil for the primary side control IC 10 in FIG. 1 are the switching transistor M1 and the primary side winding W1, but in the present invention, the target switching element and the target coil are not limited to this, and the target switching element is not limited thereto. The present invention can be widely applied to the purpose of controlling the current flowing through the target coil by the switching drive of.

上述の各トランジスタは、任意の種類のトランジスタであって良い。例えば、ＭＯＳＦＥＴとして上述されたトランジスタを、接合型ＦＥＴ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）又はバイポーラトランジスタに置き換えることも可能である。任意のトランジスタは第１電極、第２電極及び制御電極を有する。ＦＥＴにおいては、第１及び第２電極の内の一方がドレインで他方がソースであり且つ制御電極がゲートである。ＩＧＢＴにおいては、第１及び第２電極の内の一方がコレクタで他方がエミッタであり且つ制御電極がゲートである。ＩＧＢＴに属さないバイポーラトランジスタにおいては、第１及び第２電極の内の一方がコレクタで他方がエミッタであり且つ制御電極がベースである。 Each of the above transistors may be any type of transistor. For example, the transistor described above as the MOSFET can be replaced with a junction FET, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), or a bipolar transistor. Any transistor has a first electrode, a second electrode and a control electrode. In the FET, one of the first and second electrodes is the drain and the other is the source, and the control electrode is the gate. In the IGBT, one of the first and second electrodes is a collector and the other is an emitter, and the control electrode is a gate. In a bipolar transistor that does not belong to the IGBT, one of the first and second electrodes is a collector and the other is an emitter, and the control electrode is a base.

本発明のスイッチ制御装置の制御対象となるスイッチング素子（対象スイッチング素子）として、ＭＯＳＦＥＴを含むＦＥＴ又はＩＧＢＴなどの電圧制御型のトランジスタ（即ち、制御電極における電圧に応じて第１及び第２電極間に流れる電流が制御されるトランジスタ）が主として想定されるが、バイポーラトランジスタを当該スイッチング素子（対象スイッチング素子）として用いるようにしても良い。 As a switching element (target switching element) to be controlled by the switch control device of the present invention, a voltage control type transistor such as an FET including a MOSFET or an IGBT (that is, between the first and second electrodes depending on the voltage at the control electrode). A transistor whose current flows through is mainly assumed), but a bipolar transistor may be used as the switching element (target switching element).

本発明の実施形態は、特許請求の範囲に示された技術的思想の範囲内において、適宜、種々の変更が可能である。以上の実施形態は、あくまでも、本発明の実施形態の例であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以上の実施形態に記載されたものに制限されるものではない。上述の説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。 The embodiment of the present invention can be appropriately modified in various ways within the scope of the technical idea shown in the claims. The above embodiment is merely an example of the embodiment of the present invention, and the meanings of the terms of the present invention and each constituent element are not limited to those described in the above embodiment. The specific numerical values shown in the above description are merely examples, and as a matter of course, they can be changed to various numerical values.

１絶縁同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ
１０一次側制御ＩＣ（スイッチ制御装置）
２０二次側制御ＩＣ
ＴＲトランス
Ｗ１一次側巻線
Ｗ２二次側巻線
Ｍ１スイッチングトランジスタ（スイッチング素子）
Ｍ２同期整流トランジスタ
Ｒ_ＣＳセンス抵抗
１１０内部電源回路
１２０制御回路
１３０ドライブ回路
ＴＭ１外部端子（出力端子）
ＴＭ５外部端子（電圧入力端子） 1 Insulated synchronous rectification type DC / DC converter 10 Primary side control IC (switch control device)
20 Secondary side control IC
TR Transformer W1 Primary winding W2 Secondary winding M1 Switching transistor (switching element)
M2 Synchronous rectification transistor R _CS Sense resistor 110 Internal power supply circuit 120 Control circuit 130 Drive circuit TM1 External terminal (output terminal)
TM5 external terminal (voltage input terminal)

Claims

An output terminal connected to the control electrode of the switching element,
A voltage input terminal for receiving a generated voltage of a sense resistor to be connected in series with the switching element as a sense voltage,
A control circuit for generating a drive control signal,
A drive circuit for turning on or off the switching element through the output terminal based on the drive control signal;
The control circuit is
After turning on the switching element, it is configured to be capable of performing current control that determines the turn-off timing of the switching element based on the sense voltage,
During the execution of the current control, when the sense voltage does not reach a predetermined determination voltage even after a predetermined time has passed since the switching element was turned on, the switching element is turned off. apparatus.

A predetermined DC voltage is applied to the series circuit of the switching element and the sense resistor and the coil,
The switch control device according to claim 1, wherein, in an ON section of the switching element, a current flowing through the switching element increases as an elapsed time after the switching element turns on increases.

In the current control, the control circuit turns on the switching element, and then turns off the switching element in response to the sense voltage reaching a predetermined turn-off reference voltage,
The switch control device according to claim 1, wherein the determination voltage is lower than the turn-off reference voltage.

In the current control, the control circuit turns on the switching element, and then turns off the switching element in response to the sense voltage reaching a predetermined turn-off reference voltage,
The switch control device according to claim 1, wherein the determination voltage has the same voltage value as the turn-off reference voltage.

The switch control device according to any one of claims 1 to 4, wherein the switch control device is formed of a semiconductor integrated circuit.

A transformer having a primary winding and a secondary winding,
A switching transistor as a switching element connected to the primary winding,
A sense resistor connected in series with the switching transistor,
A primary side control circuit for controlling ON / OFF of the switching transistor,
In an isolated DC / DC converter that generates an output voltage on the secondary side of the transformer from an input voltage applied to the primary winding,
The switch control device according to any one of claims 1 to 5 is used as the primary side control circuit,
An insulating DC / DC converter, wherein a control electrode of the switching transistor is connected to an output terminal of the switch control device, and the switching transistor is switching-driven by the switch control device.

A rectifier circuit that full-wave rectifies the AC voltage,
A smoothing capacitor that generates a DC voltage by smoothing the full-wave rectified voltage,
The insulation type DC / DC converter according to claim 6, which generates a DC output voltage from the input voltage as the DC voltage, and an AC / DC converter.

A plug that receives AC voltage,
An AC / DC converter according to claim 7,
A power supply adapter comprising: a housing that houses the AC / DC converter.

An AC / DC converter according to claim 7,
An electric device comprising: a load driven based on the output voltage of the AC / DC converter.