JP2019118217A

JP2019118217A - Motor control device

Info

Publication number: JP2019118217A
Application number: JP2017251816A
Authority: JP
Inventors: 昌春浦山; Masaharu Urayama; 聖仁下野; Seiji Shimono
Original assignee: Fujitsu General Ltd
Current assignee: Fujitsu General Ltd
Priority date: 2017-12-27
Filing date: 2017-12-27
Publication date: 2019-07-18
Anticipated expiration: 2037-12-27
Also published as: JP7020112B2

Abstract

【課題】モータの周期的な負荷トルク変動に対するトルク捕正において、効率よくトルク補正を行う。【解決手段】モータ制御装置１００は、モータの機械角速度指令値ωｍ＊と機械角推定角速度ωｍとの差分に応じて機械角推定角速度ωｍを制御する平均トルク指令値Ｔ０＊に、機械角推定角速度ωｍから機械角速度指令値ωｍ＊を減算した機械角推定角速度変動Δωｍに基づく周期的な負荷トルク変動に対応するトルク補正値ΔＴを加算したトルク指令値Ｔ＊からｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成する。そして、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とモータのｄ軸電流Ｉｄとの変動誤差を補正するｄ軸電流誤差補正値ΔＩｄをｄ軸電流指令値Ｉｄ＊に加算後のｄ軸電流補正指令値Ｉｄ＿ＦＦ＊からｄ軸電流Ｉｄを減算した差分に応じて、モータを駆動するためのｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を生成する。また、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊と同様にｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を生成する。【選択図】図６ＡPROBLEM TO BE SOLVED: To efficiently perform torque correction in torque correction for periodic load torque fluctuation of a motor. SOLUTION: A motor control device 100 has an average torque command value T0 * that controls a machine angle estimated angular velocity ωm according to a difference between a machine angle velocity command value ωm * of a motor and a machine angle estimated angular velocity ωm, and a machine angle estimated angular velocity. The d-axis current command value Id * and q from the torque command value T * obtained by adding the torque correction value ΔT corresponding to the periodic load torque fluctuation based on the machine angle estimated angular velocity fluctuation Δωm obtained by subtracting the mechanical angular velocity command value ωm * from ωm. Generates the shaft current command value Iq *. Then, the d-axis current correction command value Id_FF * after adding the d-axis current error correction value ΔId for correcting the fluctuation error between the d-axis current command value Id * and the d-axis current Id of the motor to the d-axis current command value Id *. The d-axis voltage command value Vd * for driving the motor is generated according to the difference obtained by subtracting the d-axis current Id from. Further, the q-axis voltage command value Vq * is generated in the same manner as the d-axis voltage command value Vd *. [Selection diagram] FIG. 6A

Description

本発明は、モータ制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control device.

空気調和装置等に用いられる圧縮機は、圧縮機を駆動するモータのロータの１回転中において負荷トルクが周期的に変動する。この負荷トルク変動は、吸入、圧縮、吐出の各行程におけるガス冷媒の圧力変化に起因する。この周期的な負荷トルク変動は、モータの回転速度の変動を生じさせ、振動や騒音を発生させる要因となる。特に、シングルロータリー圧縮機では、低回転領域で振動が大きくなる傾向にある。このようなロータの１回転中の負荷トルク変動を有する圧縮機を駆動する場合、モータの速度変動を抑えるためにトルク制御（周期的外乱抑制制御）が行われる。 In a compressor used for an air conditioner or the like, load torque periodically fluctuates during one rotation of a rotor of a motor that drives the compressor. The load torque fluctuation is caused by the pressure change of the gas refrigerant in each stroke of suction, compression and discharge. The periodic load torque fluctuation causes the fluctuation of the rotational speed of the motor, which causes vibration and noise. In particular, in the single rotary compressor, the vibration tends to be large in the low rotation region. When driving a compressor having such a load torque fluctuation during one rotation of the rotor, torque control (periodic disturbance suppression control) is performed in order to suppress the speed fluctuation of the motor.

例えば、周期的な負荷トルク変動を抑制する技術として、電流ベクトル制御のためにモータ電流を分解した磁束軸電流（以下、ｄ軸電流とする）とトルク軸電流（以下、ｑ軸電流とする）を制御する方法がある（例えば特許文献１参照）。特許文献１では、モータの出力トルクと周期的に変化する負荷トルクの差分（以下、脈動トルクとする）で発生するモータの速度変動成分を用いて、求めた速度変動成分から脈動トルクを抑えるためのｑ軸電流を算出し、そのｑ軸電流を用いてトルク補正を行うものである。 For example, as a technique for suppressing periodic load torque fluctuation, a magnetic flux axis current (hereinafter referred to as d-axis current) and a torque axis current (hereinafter referred to as q-axis current) obtained by decomposing motor current for current vector control There is a method of controlling (see, for example, Patent Document 1). In Patent Document 1, in order to suppress the pulsation torque from the speed fluctuation component obtained using the motor speed fluctuation component generated by the difference between the output torque of the motor and the load torque periodically changing (hereinafter referred to as a pulsation torque). The q-axis current is calculated, and the torque correction is performed using the q-axis current.

特開２０１５−１９２４９７号公報JP, 2015-192497, A

通常、電流ベクトル制御は、最大トルク／電流制御が行われている。この最大トルク／電流制御は、同一のトルクを発生させる電流ベクトルのうちで、電流振幅を最小にする制御で、すなわち、マグネットトルクとリラクタンストルクを合わせた合計トルク（出力トルク）が、同一電流で最大となる最大トルク／電流（ＭＴＰＩ）曲線上になるように電流ベクトルを制御するものである。 Usually, current vector control is performed with maximum torque / current control. This maximum torque / current control is a control for minimizing the current amplitude among current vectors generating the same torque, that is, the total torque (output torque) combining magnet torque and reluctance torque is the same current The current vector is controlled to be on the maximum torque / current (MTPI) curve which is the maximum.

上述の特許文献１の脈動トルクの補正はｑ軸電流（マグネットトルク）だけで制御しリラクタンストルクを用いていないため、補正後の電流ベクトルの軌跡は最大トルク／電流（ＭＴＰＩ）曲線から乖離してしまい、トルク制御の効率が悪くなる。 Since the correction of the pulsating torque in the above-mentioned Patent Document 1 is controlled only by the q-axis current (magnet torque) and the reluctance torque is not used, the locus of the current vector after correction deviates from the maximum torque / current (MTPI) curve As a result, the efficiency of torque control is degraded.

そこで、脈動トルクの補正分の電流ベクトルが、最大トルク／電流（ＭＴＰＩ）曲線から乖離しないように、ｑ軸電流とｄ軸電流の両方を用いて電流ベクトル制御を行うと、ｄ軸電流指令値ｌ_ｄ ^＊とｑ軸電流指令値ｌ_ｑ ^＊の両方が周期的に変動してしまう。 Therefore, if current vector control is performed using both q-axis current and d-axis current so that the current vector for correction of pulsation torque does not deviate from the maximum torque / current (MTPI) curve, d-axis current command value Both l _d ^* and the q-axis current command value l _q ^* periodically fluctuate.

電流ベクトル制御は、電流指令値と実モータ電流値との差分を比例積分（ＰＩ）制御（電流制御器）して、差分をゼロに近付けるフィードバック制御であるため、ｄ軸電流指令値ｌ_ｄ ^＊とｑ軸電流指令値ｌ_ｑ ^＊の両方が周期的に変動する場合、電流制御の応答遅延やｄｑ軸間の制御干渉による位相遅れにより、実際の電流が電流指令値に追従しなくなる。その結果、電流ベクトルがＭＴＰＩ曲線上をトレースしなくなり、脈動トルクに対して適切な出力トルクを発生させることができないという問題が生じ、その結果、圧縮機の振動、騒音が抑えられなくなる。 The current vector control is feedback control in which the difference is made close to zero by proportional integral (PI) control (current controller) of the difference between the current command value and the actual motor current value, so the d-axis current command value l _d ^* When both q and q axis current command value l _q ^* periodically fluctuate, the actual current does not follow the current command value due to the response delay of current control and the phase delay due to control interference between dq axes. As a result, the current vector does not trace on the MTPI curve, which causes a problem that an appropriate output torque can not be generated with respect to the pulsating torque. As a result, the vibration and noise of the compressor can not be suppressed.

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、例えば、モータの周期的な負荷トルク変動に対するトルク捕正において、効率よくトルク補正を行うことができるモータ制御装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and it is an object of the present invention to provide a motor control device capable of efficiently performing torque correction, for example, in torque capture for periodic load torque fluctuation of a motor. Do.

上述の課題を解決するため、本発明の実施形態の一例は、モータをベクトル制御により駆動するモータ制御装置であって、前記モータの機械角速度指令値ω_ｍ ^＊と前記モータの推定角速度である機械角推定角速度ω_ｍとの差分である角速度偏差Δωに応じて、前記機械角推定角速度ω_ｍを制御するための平均トルク指令値Ｔ_０ ^＊を生成する速度制御器と、前記機械角推定角速度ω_ｍから前記機械角速度指令値ω_ｍ ^＊を減算した機械角推定角速度変動（速度変動）Δω_ｍに基づいて前記周期的な負荷トルク変動に対応するトルク補正値ΔＴを生成する補正トルク生成器と、前記平均トルク指令値Ｔ_０ ^＊に前記トルク補正値ΔＴを加算してトルク指令値Ｔ^＊を算出し、算出したトルク指令値Ｔ^＊からｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊を生成する電流指令生成器と、前記ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊と前記モータを流れるｄ軸電流Ｉ_ｄとの変動誤差を補正するためのｄ軸電流誤差補正値ΔＩ_ｄと、前記ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊と前記モータを流れるｑ軸電流Ｉ_ｑとの変動誤差を補正するためのｑ軸電流誤差補正値ΔＩ_ｑとを生成する電流誤差補正生成器と、前記ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊に前記ｄ軸電流誤差補正値ΔＩ_ｄを加算後のｄ軸電流補正指令値Ｉ_ｄ＿ＦＦ ^＊から前記ｄ軸電流Ｉ_ｄを減算した差分と、前記ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊に前記ｑ軸電流誤差補正値ΔＩ_ｑを加算後のｑ軸電流補正指令値Ｉ_ｑ＿ＦＦ ^＊から前記ｑ軸電流Ｉ_ｑを減算した差分とのそれぞれに応じて、前記モータを駆動するためのｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊およびｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊を生成する電圧指令生成器とを備えることを特徴とする。 In order to solve the above-mentioned subject, an example of an embodiment of the present invention is a motor control device which drives a motor by vector control, and the machine which is mechanical angular velocity command value ω _m ^* of the motor and the estimated angular velocity of the motor A velocity controller that generates an average torque command value T ₀ ^* for controlling the mechanical angle estimated angular velocity ω _m according to an angular velocity deviation Δω that is a difference between the estimated angular velocity ω _m and the mechanical angle estimated angular velocity ω a correction torque generator for generating a torque correction value ΔT corresponding to the periodic variations in load torque based on the mechanical angular velocity command value omega _m ^* was subtracted mechanical angle estimated angular speed variation (speed fluctuation) [Delta] [omega _m from _m, wherein by adding the torque correction value ΔT to the average torque command value T ₀ ^* to calculate the torque command value T ^*, the calculated torque command value T ^* d-axis current command value I _d ^* and q-axis current command from A current command generator for generating a I _q ^*, the d-axis current error correction value [Delta] I _d for correcting the variation error between the d-axis current I _d to said d-axis current command value I _d ^* flowing through said motor, A current error correction generator for generating a q-axis current error correction value ΔI _q for correcting a fluctuation error between the q-axis current command value I _q ^* and a q-axis current I _q flowing through the motor; A difference obtained by subtracting the d-axis current I _d from the d-axis current correction command value I _{d_FF} ^* after adding the d-axis current error correction value ΔI _d to the current command value I _d ^* , and the q-axis current command value I _q ^* in response to said each of the q-axis current error correction value [Delta] I _q the difference obtained by subtracting the q-axis current I _q from the q-axis current correction command value I _{Q_FF} after addition ^* to, d for driving the motor to generate a-axis voltage command value _V ^{d *} and the q-axis voltage command value _V ^{q *} Characterized in that it comprises a voltage command generator.

本発明の実施形態の一例によれば、モータの周期的な負荷トルク変動に対するトルク捕正において、効率よくトルク補正を行うことができるモータ制御装置を提供できる。 According to an example of the embodiment of the present invention, it is possible to provide a motor control device capable of efficiently performing torque correction in torque compensation for periodic load torque fluctuation of a motor.

図１は、従来技術に係る電流制御手段の一例を説明するための図である。FIG. 1 is a diagram for explaining an example of current control means according to the prior art. 図２は、従来技術における電流制御の結果の一例を説明するための図である。FIG. 2 is a diagram for explaining an example of the result of current control in the prior art. 図３は、開示の技術に係る電流制御手段の一例を説明するための図である。FIG. 3 is a diagram for explaining an example of current control means according to the disclosed technology. 図４は、開示の技術に係る電流制御の結果プロセスの一例を説明するための図である。FIG. 4 is a diagram for describing an example of a result process of current control according to the disclosed technology. 図５は、開示の技術における電流制御の結果の一例を説明するための図である。FIG. 5 is a diagram for describing an example of a result of current control in the disclosed technology. 図６Ａは、実施形態に係るモータ制御装置の一例を示すブロック図である。FIG. 6A is a block diagram showing an example of a motor control device according to the embodiment. 図６Ｂは、実施形態に係る電流指令生成器の一例を示すブロック図である。FIG. 6B is a block diagram showing an example of a current command generator according to the embodiment. 図７は、従来技術の電流制御による電流ベクトル軌跡と、実施形態においてＭＴＰＩ曲線上においてｑ軸電流指令およびｄ軸電流指令を生成するプロセスの一例を説明するための図である。FIG. 7 is a view for explaining an example of a current vector locus by current control in the prior art and a process of generating a q-axis current command and a d-axis current command on an MTPI curve in the embodiment. 図８は、実施形態に係る補正トルク生成器の一例を示すブロック図である。FIG. 8 is a block diagram showing an example of the correction torque generator according to the embodiment. 図９は、実施形態に係る電流誤差補正生成器の一例を示すブロック図である。FIG. 9 is a block diagram showing an example of the current error correction generator according to the embodiment. 図１０は、従来技術と実施形態のトルク制御による電流ベクトルの軌跡の差異の一例を示す図である。FIG. 10 is a diagram showing an example of the difference between the loci of current vectors according to torque control in the related art and the embodiment.

以下に添付図面を参照して開示の技術に係るモータ制御装置の実施形態の一例について説明する。以下の実施形態は、ロータ１回転中において、吸入、圧縮、吐出の各工程間における冷媒ガス圧変化による周期的な負荷トルク変動により速度変動を生じる圧縮機を駆動する永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ（Permanent Magnet Synchronous Motor））のトルク制御を、位置センサレスベクトル制御により行う、例えば空気調和装置または低温保存装置等のモータ制御装置に関する。しかし、開示の技術は、周期的な負荷トルク変動を有する負荷を駆動するモータのトルク制御を行うモータ制御装置に広く適用可能である。 An example of an embodiment of a motor control device according to the disclosed technology will be described below with reference to the attached drawings. The following embodiment is a permanent magnet synchronous motor (PMSM (PMSM) that drives a compressor that produces speed fluctuation due to periodic load torque fluctuation due to refrigerant gas pressure change between suction, compression and discharge steps during one rotation of the rotor. The present invention relates to a motor control device, such as an air conditioner or a low temperature storage device, which performs torque control of Permanent Magnet Synchronous Motor) by position sensorless vector control. However, the disclosed technology is widely applicable to motor control devices that perform torque control of a motor that drives a load having periodic load torque fluctuations.

なお、以下に示す実施形態は、開示の技術を限定するものではない。また、以下に示す実施形態は、開示の技術に係る構成および処理について主に示し、その他の構成および処理の説明を簡略または省略する。また、各実施形態において、同一の構成および処理には同一の符号を付与し、既出の構成および処理の説明は省略する。 Note that the embodiments described below do not limit the disclosed technology. In addition, embodiments shown below mainly show configurations and processes according to the disclosed technology, and description of the other configurations and processes is simplified or omitted. Moreover, in each embodiment, the same code | symbol is provided to the same structure and process, and description of an existing structure and process is abbreviate | omitted.

なお、以下で用いる記号の説明の一覧を、下記（表１）に示す。 In addition, the list of the description of the symbol used below is shown in the following (Table 1).

また、以下の実施形態で示す各式における“Ｐ_ｎ”はモータの極対数、“Ψ_ａ”はモータの鎖交磁束、“Ｉ_ｄ”はモータのｄ軸電流、“Ｉ_ｑ”はモータのｑ軸電流、“Ｌ_ｄ”はモータのｄ軸インダクタンス、“Ｌ_ｑ”はモータのｑ軸インダクタンス、 “Ｔ”はモータのトルクである。 In each of the equations shown in the following embodiments, "P _n " is the number of poles of the motor, "Ψ _a " is the linkage flux of the motor, "I _d " is the d-axis current of the motor, and "I _q " is the motor The q-axis current, "L _d " is the d-axis inductance of the motor, "L _q " is the q-axis inductance of the motor, and "T" is the torque of the motor.

［従来技術の概略］
実施形態の説明に先立ち、従来技術の概略について説明する。図１は、従来技術に係る電流制御手段の一例を説明するための図である。図２は、従来技術における電流制御手段の結果の一例を説明するための図である。 [Summary of prior art]
Prior to the description of the embodiments, an outline of the prior art will be described. FIG. 1 is a diagram for explaining an example of current control means according to the prior art. FIG. 2 is a diagram for explaining an example of the result of the current control means in the prior art.

図１に示すように、従来技術では、電流指令生成器は、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊を出力する。そして、電圧指令生成器は、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊からｄ軸電流Ｉ_ｄを減算したｄ軸電流偏差、および、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊からｑ軸電流Ｉ_ｑを減算したｑ軸電流偏差を入力として、非干渉化されたｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊およびｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊を出力する。 As shown in FIG. 1, in the prior art, the current command generator outputs a d-axis current command value I _d ^* and a q-axis current command value I _q ^* . Then, the voltage command generator, by subtracting d-axis current command value I _d ^* from the d-axis current I _d d-axis current deviation obtained by subtracting the, and, the q-axis current command value I _q ^* from the q-axis current I _q q With the axis current deviation as an input, non-interfered d-axis voltage command values V _d ^* and q-axis voltage command values V _q ^* are output.

図１に示す構成では、図２に示すように、電流指令値（ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊）に対して、実際に検出した電流（ｄ軸電流Ｉ_ｄおよびｑ軸電流Ｉ_ｑ）が追従せず、位相の遅れが発生している。 In the configuration shown in FIG. 1, as shown in FIG. 2, the current (d-axis current I) actually detected with respect to the current command values (d-axis current command value I _d ^* and q-axis current command value I _q ^* ) _{The d} and q axis currents I _q do not follow, and a phase delay occurs.

この位相の遅れは、主に次の２つの要因から発生する。１つめの要因は、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊からｄ軸電流Ｉ_ｄを減算したｄ軸電流偏差、および、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊からｑ軸電流Ｉ_ｑを減算したｑ軸電流偏差それぞれをＰＩ制御してｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊およびｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊それぞれを生成することによる応答遅延である。また、２つめの要因は、モータのインダクタンスでの電流変化によって生ずる誘起電圧と、速度変動による誘起電圧が変動するために、ｄｑ軸間干渉の影響が大きくなることである。 This phase delay mainly arises from the following two factors. The first factor is, d-axis current command value I _d ^* from the d-axis current I _d d-axis current deviation obtained by subtracting the, and, q-axis current obtained by subtracting the q-axis current I _q from the q-axis current command value I _q ^* This is a response delay due to PI control of each deviation to generate the d-axis voltage command value V _d ^* and the q-axis voltage command value V _q ^* . The second factor is that the induced voltage caused by the current change in the motor inductance and the induced voltage caused by the speed fluctuation fluctuate, so that the influence of the dq inter-axis interference becomes large.

［開示の技術］
図３は、開示の技術に係る電流制御手段の一例を説明するための図である。図４は、開示の技術に係る電流制御手段の結果プロセスの一例を説明するための図である。図５は、開示の技術における電流制御手段の結果の一例を説明するための図である。 [Technology of disclosure]
FIG. 3 is a diagram for explaining an example of current control means according to the disclosed technology. FIG. 4 is a diagram for explaining an example of the result process of the current control means according to the disclosed technology. FIG. 5 is a diagram for explaining an example of the result of the current control means in the disclosed technology.

本願の開示の技術は、図３に示すように、電流検出値であるｄ軸電流Ｉ_ｄからｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊を減算器で減算したｄ軸電流偏差、および、電流検出値であるｑ軸電流Ｉ_ｑからｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊を減算器で減算したｑ軸電流偏差を入力とし、電流検出値と電流指令値との位相誤差および振幅誤差（以下、変動誤差）を低減するためのｄ軸電流誤差補正値ΔＩ_ｄおよびｑ軸電流誤差補正値ΔＩ_ｑを出力する電流誤差補正生成器を設けた。なお、これらの減算器は、電流誤差補正生成器内部に設けてもよい。 The technique disclosed in the present application is, as shown in FIG. 3, a d-axis current deviation obtained by subtracting a d-axis current command value I _d ^* from a d-axis current I _d which is a current detection value by a subtractor A q-axis current deviation obtained by subtracting a q-axis current command value I _q ^* from a certain q-axis current I _q by a subtractor is input, and phase error and amplitude error (hereinafter referred to as fluctuation error) between current detection value and current command value A current error correction generator is provided which outputs a d-axis current error correction value ΔI _d and a q-axis current error correction value ΔI _q for reduction. Note that these subtractors may be provided inside the current error correction generator.

電流誤差補正生成器により出力されたｄ軸電流誤差補正値ΔＩ_ｄと、電流指令生成器により出力されたｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊とが加算されてｄ軸電流補正指令値Ｉ_ｄ＿ＦＦ ^＊が生成される。また、電流誤差補正生成器により出力されたｑ軸電流誤差補正値ΔＩ_ｑと、電流指令生成器により出力されたｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊とが加算されてｑ軸電流補正指令値Ｉ_ｑ＿ＦＦ ^＊が生成される。 And d-axis current error correction value [Delta] I _d output by current error correction generator, the output d-axis current command value I _d ^* and are added to the d-axis current correction command value _I d_FF ^* is the current command generator It is generated. In addition, the q-axis current correction command value I _{q_FF} is added by adding the q-axis current error correction value ΔI _q output by the current error correction generator and the q-axis current command value I _q ^* output by the current command generator. ^* Is generated.

そして、電圧指令生成器は、ｄ軸電流補正指令値Ｉ_ｄ＿ＦＦ ^＊からｄ軸電流Ｉ_ｄを減算した減算結果ΔＩ_ｄ＿ＦＦおよびｑ軸電流補正指令値Ｉ_ｑ＿ＦＦ ^＊からｑ軸電流Ｉ_ｑを減算した減算結果ΔＩ_ｑ＿ＦＦを入力として、非干渉化前ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄｔおよび非干渉化前ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑｔを出力する。 Then, the voltage command generator, subtraction obtained by subtracting the q-axis current _{I q} from d-axis current correction command value _{I d_FF} ^* subtraction result obtained by subtracting the d-axis current _{I d} from the [Delta] I _{D_FF} and q-axis current correction command value _{I q_FF} ^* With the result ΔI _{q — FF} as an input, the pre-interference d-axis voltage command value V _dt and the pre-interference q-axis voltage command value V _qt are output.

すなわち、電流誤差補正生成器は、図４（ａ）に示す電流検出値（ｑ軸電流Ｉｑ）と電流指令値（ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊）を入力とし、図４（ｂ）に示す変動誤差（ｑ軸電流Ｉ_ｑからｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊を減算したｑ軸電流誤差）を生成する。 That is, the current error correction generator receives the current detection value (q-axis current Iq) and the current command value (q-axis current command value I _q ^* ) shown in FIG. 4 (a) as shown in FIG. 4 (b). variation to produce an error (q-axis current I _q from the q-axis current command value I _q ^* was subtracted q-axis current error).

そして、電流誤差補正生成器は、図４（ｂ）に示す変動誤差を基にその位相を反転させて図４（ｃ）に示す電流誤差補正値（ｑ軸電流誤差補正値ΔＩ_ｑ）を生成して出力する。その電流誤差補正値は、図４（ｂ）の期間１の変動誤差を基にその位相を反転させた電流誤差補正値を生成し、生成した電流誤差補正値を期間２で出力して電流制御することで、図４（ａ）、（ｂ）に示す電流検出値と電流指令値との変動誤差は、期間２で低減する。さらに期間２の変動誤差を基にその位相を反転させた電流誤差補正値を生成し、前回の電流誤差補正値に積算した電流誤差補正値を期間３で出力して電流制御することで、図４（ａ）に示す電流検出値と電流指令値とが一致し、図４（ｂ）に示す期間３での変動誤差はなくなる。なお、電流誤差補正値の詳細の求め方については後述する。 Then, the current error correction generator reverses the phase based on the fluctuation error shown in FIG. 4B to generate a current error correction value (q-axis current error correction value ΔI _q ) shown in FIG. 4C. Output. The current error correction value generates a current error correction value in which the phase is inverted based on the fluctuation error in period 1 of FIG. 4B, and the generated current error correction value is output in period 2 for current control. By doing this, the fluctuation error between the current detection value and the current command value shown in FIGS. 4A and 4B is reduced in period 2. Furthermore, a current error correction value is generated by inverting the phase based on the fluctuation error in period 2, and the current error correction value integrated with the previous current error correction value is output in period 3 to perform current control. The current detection value shown in 4 (a) matches the current command value, and the fluctuation error in period 3 shown in FIG. 4 (b) disappears. Note that how to obtain details of the current error correction value will be described later.

このように、開示の技術は、電流指令値と電流検出値との変動誤差を予め織り込んだ電流誤差補正値を電流指令値に加算して電流補正指令値（ｑ軸電流補正指令値Ｉ_ｑ＿ＦＦ ^＊）を生成し、電流補正指令値を基に電流制御を行うことで、図５に示すように、電流指令値（ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊）に対して、電流検出値（ｑ軸電流Ｉ_ｑ）を追従させ一致させている。例えば、図５に示すように電流誤差補正値の位相は、電流指令値の位相より進ませることで、電流指令値に対して、電流検出値の位相遅れを補正している。 Thus, the disclosed technology adds a current error correction value incorporating in advance a fluctuation error between the current command value and the current detection value to the current command value to add the current correction command value (q-axis current correction command value I q — _FF ^* Is generated, and current control is performed based on the current correction command value, as shown in FIG. 5, with respect to the current command value (q-axis current command value I _q ^* ), the current detection value (q-axis current I _q ) is made to follow and match. For example, as shown in FIG. 5, the phase of the current error correction value is advanced from the phase of the current command value to correct the phase delay of the current detection value with respect to the current command value.

なお、図４および図５では、ｑ軸電流のみを図示し、ｄ軸電流の図示を省略しているが、ｄ軸電流についてもｑ軸電流と同様のプロセスでｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊に対して、実際のｄ軸電流Ｉ_ｄを追従させ一致させる。 Although only the q-axis current is shown in FIG. 4 and FIG. 5 and the d-axis current is not shown, the d-axis current command value I _d ^{* is} also obtained for the d-axis current in the same process as the q-axis current ^. Then, the actual d-axis current I _d is made to follow and match.

［実施形態］
（実施形態１に係るモータ制御装置）
図６Ａは、実施形態に係るモータ制御装置の一例を示すブロック図である。図６Ｂは、実施形態に係る電流指令生成器の一例を示すブロック図である。実施形態では、モータのトルク制御を行う際、モータのｄ軸電流Ｉ_ｄおよびｑ軸電流Ｉ_ｑがモータの最大トルク／電流曲線（以下、ＭＴＰＩ曲線という）をトレースするように制御する。 [Embodiment]
(Motor control device according to the first embodiment)
FIG. 6A is a block diagram showing an example of a motor control device according to the embodiment. FIG. 6B is a block diagram showing an example of a current command generator according to the embodiment. In embodiments, when performing the torque control of the motor, d-axis current I _d and the q-axis current I _q of the motor maximum torque / current curve of the motor (hereinafter, referred MTPI curve) is controlled so as to trace.

実施形態に係るモータ制御装置１００は、後述するように、速度制御器により生成された平均トルク指令値Ｔ_０ ^＊に変動トルク指令値（補正トルク）ΔＴを加算した合計トルク指令値Ｔ^＊の定トルク曲線と、モータ１０のＭＴＰＩ曲線との交点であるｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊およびｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊を算出して電流制御することによりモータ１０を制御する。 As described later, the motor control device 100 according to the embodiment determines the total torque command value T ^{* obtained} by adding the fluctuation torque command value (correction torque) ΔT to the average torque command value T ₀ ^* generated by the speed controller. The motor 10 is controlled by calculating and controlling the q-axis current command value I _q ^* and the d-axis current command value I _d ^* , which are intersections of the torque curve and the MTPI curve of the motor 10.

モータ制御装置１００は、減算器１１，１３，２０，２１、速度制御器１２、加算器１５，１８，１９，２６，２７、補正トルク生成器１４、電流指令生成器１６、電流誤差補正生成器１７、電圧指令生成器２２を有する。また、モータ制御装置１００は、ＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタ２３，２４、非干渉化制御器２５を有する。 The motor control device 100 includes subtractors 11, 13, 20, 21, a speed controller 12, adders 15, 18, 19, 26, 27, a correction torque generator 14, a current command generator 16, a current error correction generator. 17 has a voltage command generator 22. The motor control device 100 further includes an Infinite Impulse Response (IIR) filter 23, 24 and a non-interference controller 25.

また、モータ制御装置１００は、ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器（２相−３相変換器）２８、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調器２９、ＩＰＭ（Intelligent Power Module）３０を有する。また、モータ制御装置１００は、電流センサ３１，３２、シャント抵抗Ｒ１、３φ電流算出器３３、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器（３相−２相変換器）３４、軸誤差演算器３５、速度推定器３６、位置推定器３７、１／Ｐ_ｎ処理器３８を有する。なお、モータ制御装置１００は、電流センサ３１，３２、または、シャント抵抗Ｒ１のいずれか一方を備えていればよい。 Further, the motor control device 100 includes a dq / u, v, w converter (two-phase to three-phase converter) 28, a PWM (Pulse Width Modulation) modulator 29, and an IPM (Intelligent Power Module) 30. Further, the motor control device 100 includes the current sensors 31, 32, the shunt resistance R1, the 3φ current calculator 33, the u, v, w / d-q converter (three-phase two-phase converter) 34, the axis error calculator 35, a velocity estimator 36, a position estimator 37, and a 1 / P _n processor 38. The motor control device 100 may be provided with any one of the current sensors 31 and 32 or the shunt resistor R1.

減算器１１は、モータ制御装置１００へ入力された機械角速度指令値ω_ｍ ^＊から、１／Ｐ_ｎ処理器３８により出力された現在の推定角速度である機械角推定角速度ω_ｍを減算した角速度偏差Δωを、速度制御器１２へ出力する。 The subtractor 11 subtracts the mechanical angle estimated angular velocity ω _m which is the current estimated angular velocity output by the 1 / P _n processor 38 from the mechanical angular velocity command value ω _m ^* input to the motor control device 100 The Δω is output to the speed controller 12.

速度制御器１２は、減算器１１から入力された角速度偏差Δωが、ゼロに近付くような平均トルク指令値Ｔ_０ ^＊を生成して出力する。加算器１５は、速度制御器１２により出力された平均トルク指令値Ｔ_０ ^＊と、補正トルク生成器１４により出力された変動トルク指令値ΔＴとを加算した合計トルク指令値Ｔ^＊を出力する。 The speed controller 12 generates and outputs an average torque command value T ₀ ^* such that the angular velocity deviation Δω input from the subtractor 11 approaches zero. The adder 15 outputs a total torque command value T ^* obtained by adding the average torque command value T ₀ ^* output by the speed controller 12 and the fluctuation torque command value ΔT output by the correction torque generator 14.

補正トルク生成器１４は、速度変動許容値|Δω_ｍ|^＊、１／Ｐ_ｎ処理器３８により出力された機械角推定角速度ω_ｍから機械角速度指令値ω_ｍ ^＊を減算した機械角推定角速度変動（速度変動）Δω_ｍ、位置推定器３７により出力された機械角位相θ_ｍから、周期的な速度変動である機械角推定角速度変動（速度変動）Δω_ｍを速度変動許容値|Δω_ｍ|^＊以下に抑制するための変動トルク指令値ΔＴを生成する。変動トルク指令値ΔＴは、消費電力低減やモータ１０の減磁防止等を考慮して調整される。補正トルク生成器１４の詳細は、図８を参照して後述する。なお、上記の角速度偏差Δωと機械角推定角速度変動（速度変動）Δω_ｍは正負の符号が違うだけである。 The correction torque generator 14 calculates the mechanical angle estimated angular velocity by subtracting the mechanical angular velocity command value ω _m ^* from the estimated mechanical angular velocity ω _m output from the speed fluctuation allowable value | Δω _m | ^* , 1 / P _n processor 38 (Speed fluctuation) Δω _m , mechanical angle estimated angular velocity fluctuation (speed fluctuation) Δω _m which is a periodic speed fluctuation from the mechanical angle phase θ _m outputted by the position estimator 37 Speed fluctuation allowance value | Δω _m | ^* A fluctuation torque command value ΔT for suppressing to the following is generated. The fluctuation torque command value ΔT is adjusted in consideration of power consumption reduction, prevention of demagnetization of the motor 10, and the like. The details of the correction torque generator 14 will be described later with reference to FIG. The angular velocity deviation Δω and the mechanical angle estimated angular velocity fluctuation (velocity fluctuation) Δω _m are different only in the sign of positive and negative.

電流指令生成器１６は、加算器１５により出力された合計トルク指令値Ｔ^＊に近付くようなｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊を生成して出力する。図６Ｂに示すように、電流指令生成器１６は、ｑ軸電流指令生成器１６−１、ｄ軸電流指令生成器１６−２を有する。 The current command generator 16 generates and outputs a d-axis current command value I _d ^* and a q-axis current command value I _q ^* that approach the total torque command value T ^* output from the adder 15. As shown in FIG. 6B, the current command generator 16 has a q-axis current command generator 16-1 and a d-axis current command generator 16-2.

電流指令生成器１６は、図７に示すようなＭＴＰＩ曲線上において、合計トルク指令値Ｔ^＊で示される定トルク曲線と、ＭＴＰＩ曲線の交点であるｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊とｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊を算出する。図７は、実施形態においてＭＴＰＩ曲線上においてｑ軸電流指令およびｄ軸電流指令を生成するプロセスの一例を説明するための図である。 The current command generator 16 generates a q-axis current command value I _q ^* and a d-axis current at the intersection of the constant torque curve indicated by the total torque command value T ^* and the MTPI curve on the MTPI curve as shown in FIG. The command value I _d ^* is calculated. FIG. 7 is a diagram for describing an example of a process of generating the q-axis current command and the d-axis current command on the MTPI curve in the embodiment.

ここで、定トルク曲線と、ＭＴＰＩ曲線の交点は、例えば、下記（１）式で表されるモータトルク式と、下記（２）式で表される、ＭＴＰＩ曲線上のｄ軸電流Ｉ_ｄとｑ軸電流Ｉ_ｑの関係式を用いて算出できる。なお、下記（１）式の右辺の第１項がマグネットトルクを，第２項がリラクタンストルクを表し、マグネットトルクはｑ軸電流Ｉ_qのみを含み、リラクタンストルクはｑ軸電流Ｉ_qとｄ軸電流Ｉ_dの両方を含む。従って、適正なトルクを発生させるには、ｑ軸電流Ｉ_qとｄ軸電流Ｉ_dを適切に制御しなければならない。 Here, the intersection of the constant torque curve and the MTPI curve is, for example, a motor torque equation represented by the following equation (1) and a d-axis current I _d on the MTPI curve represented by the following equation (2) It can be calculated using the relational expression of the q-axis current I _q . The first term of the right side of the following equation (1) represents the magnet torque, the second term represents the reluctance torque, the magnet torque includes only the q-axis current I _q , and the reluctance torque includes the q-axis current I _q and the d axis It contains both current I _d . Therefore, in order to generate an appropriate torque, the q-axis current I _q and the d-axis current I _d must be properly controlled.

上記（１）式および（２）式よりｄ軸電流Ｉ_ｄを消去すると、下記（３）式に示すような、ｑ軸電流Ｉ_ｑに関する４次方程式を得ることができる。４次方程式は、ニュートン法等の既知の手法により解を求めることができる。 If the d-axis current I _d is eliminated from the equations (1) and (2), a quartic equation concerning the q-axis current I _q can be obtained as shown in the following equation (3). The quartic equation can be solved by a known method such as the Newton method.

上記（３）式に示す４次方程式の実数解の一つが、合計トルク指令値Ｔ^＊とＭＴＰＩ曲線の交点におけるｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊である。例えば、ｑ軸電流指令生成器１６−１は、上記（３）式をもとにｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊を取得する。例えば、ｄ軸電流指令生成器１６−２は、上記（２）式のＭＴＰＩ曲線上のｄ軸電流算出式に、ｑ軸電流指令生成器１６−１により算出されたｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊を代入することで、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊を算出する。 One of the real solutions of the quartic equation shown in the above equation (3) is the q-axis current command value I _q ^* at the intersection of the total torque command value T ^* and the MTPI curve. For example, the q-axis current command generator 16-1 acquires the q-axis current command value I _q ^* based on the equation (3). For example, the d-axis current command generator 16-2 calculates the q-axis current command value I _q calculated by the q-axis current command generator 16-1 in the d-axis current calculation formula on the MTPI curve of the equation (2). ^The d-axis current command value I _d ^* is calculated by substituting ^* .

電圧指令生成器２２は、ｑ軸電流Ｉ_ｑがｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊に、ｄ軸電流Ｉ_ｄがｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊にそれぞれに追従するように非干渉化前電圧指令値（非干渉化前ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄｔおよび非干渉化前ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑｔ）を出力する。 In the voltage command generator 22, the q-axis current I _q follows the q-axis current command value I _q ^* , and the d-axis current I _d follows the d-axis current command value I _d ^*. The values (d-axis voltage command value V _dt before interference and the q-axis voltage command value V _qt before interference) are output.

しかし、ｑ軸電流Ｉ_ｑと、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊との偏差を電圧指令生成器２２へ入力してＰＩ制御を実行しても、負荷トルクの変動周期で周期的に変動するｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊の平均に、ｑ軸電流Ｉ_ｑの平均値が追従しようとするものの、電流指令生成器１６の応答遅延やｄｑ軸の干渉により、ｑ軸電流Ｉ_ｑがｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊に追従しきれず変動誤差（位相誤差および振幅誤差）が発生する。同様に、ｄ軸電流Ｉ_ｄと、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊との偏差を電圧指令生成器２２へ入力してＰＩ制御を実行しても、変動誤差が発生する。 However, even if the deviation between the q-axis current I _q and the q-axis current command value I _q ^* is input to the voltage command generator 22 to execute PI control, q periodically fluctuates in the load torque fluctuation cycle. Although the average value of q-axis current I _q tries to follow the average of axis current command value I _q ^* , q-axis current I _q is q-axis current due to the response delay of current command generator 16 and interference of dq axis As the command value I _q ^* can not be followed, fluctuation errors (phase errors and amplitude errors) occur. Similarly, even if the deviation between the d-axis current I _d and the d-axis current command value I _d ^* is input to the voltage command generator 22 to execute PI control, a fluctuation error occurs.

そこで、電流誤差補正生成器１７は、前述の変動誤差を積算し、積算値の反転出力を電流誤差補正値（ｄ軸電流誤差補正値ΔＩ_ｄおよびｑ軸電流誤差補正値ΔＩ_ｑ）として生成する。そして、電圧指令生成器２２は、電流誤差指令値を加算した電流指令値（ｄ軸電流補正指令値Ｉ_ｄ＿ＦＦ ^＊およびｑ軸電流補正指令値Ｉ_ｑ＿ＦＦ ^＊）と電流検出値（ｄ軸電流Ｉ_ｄおよびｑ軸電流Ｉ_ｑ）の偏差にＰＩ制御を適用することで変動誤差を抑制する（図４参照）。 Therefore, the current error correction generator 17 integrates the above-mentioned fluctuation error, and generates an inverted output of the integrated value as a current error correction value (d-axis current error correction value ΔI _d and q-axis current error correction value ΔI _q ) . Then, voltage command generator 22 adds a current error command value to current command value (d-axis current correction command value _{Id_FF} ^* and q-axis current correction command value _{Iq_FF} ^* ) and a current detection value (d-axis current I _d The fluctuation error is suppressed by applying PI control to the deviation of the q-axis current I _q ) (see FIG. 4).

なお、電流誤差補正生成器１７は、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊とモータ１０を流れるｄ軸電流Ｉ_ｄとの変動誤差を補正するためのｄ軸電流誤差補正値ΔＩ_ｄと、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊とモータ１０を流れるｑ軸電流Ｉ_ｑとの変動誤差を補正するためのｑ軸電流誤差補正値ΔＩ_ｑとを電流フィードフォワードにより生成する。 The current error correction generator 17 calculates the d-axis current error correction value ΔI _d for correcting the fluctuation error between the d-axis current command value I _d ^* and the d-axis current I _d flowing through the motor 10, and the q-axis current. A current feedforward generates a q-axis current error correction value ΔI _q for correcting a fluctuation error between the command value I _q ^* and the q-axis current I _q flowing through the motor 10.

電流誤差補正生成器１７は、電流指令生成器１６により出力されたｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊と、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器３４により出力されたｄ軸電流Ｉ_ｄおよびｑ軸電流Ｉ_ｑと、位置推定器３７により出力された機械角位相θ_ｍとからｄ軸電流誤差補正値ΔＩ_ｄおよびｑ軸電流誤差補正値ΔＩ_ｑを生成して出力する。電流誤差補正生成器１７の詳細は、図９を参照して後述する。 The current error correction generator 17 outputs the d-axis current command values I _d ^* and q-axis current command values I _q ^* output from the current command generator 16 and the u, v, w / d-q converter 34 The d-axis current error correction value ΔI _d and the q-axis current error correction value ΔI _q are generated from the calculated d-axis current I _d and q-axis current I _q and the mechanical angle phase θ _m output by the position estimator 37 Output. The details of the current error correction generator 17 will be described later with reference to FIG.

加算器１９は、下記（４−１）式に示すように、電流指令生成器１６により出力されたｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊と、電流誤差補正生成器１７により出力されたｑ軸電流誤差補正値ΔＩ_ｑとを加算した加算結果であるｑ軸電流補正指令値Ｉ_ｑ＿ＦＦ ^＊を出力する。また、加算器１８は、下記（４−２）式に示すように、電流指令生成器１６により出力されたｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊と、電流誤差補正生成器１７により出力されたｄ軸電流誤差補正値ΔＩ_ｄとを加算した加算結果であるｄ軸電流補正指令値Ｉ_ｄ＿ＦＦ ^＊を出力する。 The adder 19 outputs the q-axis current command value I _q ^* output by the current command generator 16 and the q-axis current error output by the current error correction generator 17 as expressed by the following equation (4-1): A q-axis current correction command value I q — _FF ^* , which is the addition result obtained by adding the correction value ΔI _q , is output. Further, as shown in the following equation (4-2), the adder 18 outputs the d-axis current command value I _d ^* output from the current command generator 16 and the d-axis output from the current error correction generator 17. and it outputs a current error correction value [Delta] I _d and a addition result obtained by adding the d-axis current correction command value _I d_FF ^*.

減算器２０は、加算器１８により出力されたｄ軸電流補正指令値Ｉ_ｄ＿ＦＦ ^＊から、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器３４により出力されたｄ軸電流Ｉ_ｄを減算したｄ軸電流偏差Ｉ_{ｄ＿ｅｒｒ}を出力する。減算器２１は、加算器１９により出力されたｑ軸電流補正指令値Ｉ_ｑ＿ＦＦ ^＊から、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器３４により出力されたｑ軸電流Ｉ_ｑを減算したｑ軸電流偏差Ｉ_{ｑ＿ｅｒｒ}を出力する。 The subtractor 20 is a d-axis current obtained by subtracting the d-axis current I _d output by the u, v, w / d-q converter 34 from the d-axis current correction command value I d — _FF ^* output by the adder 18 Output the deviation I _{d_err} . The subtractor 21 is a q-axis current obtained by subtracting the q-axis current I _q output by the u, v, w / d-q converter 34 from the q-axis current correction command value I q — _FF ^* output by the adder 19 Output the deviation I _{q_err} .

電圧指令生成器２２は、下記（５−１）式に示すように、減算器２１により出力されたｑ軸電流偏差Ｉ_{ｑ＿ｅｒｒ}に対してＰＩ制御を実行し、非干渉化前ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑｔを生成する。また、電圧指令生成器２２は、下記（５−２）式に示すように、減算器２０により出力されたｄ軸電流偏差Ｉ_{ｄ＿ｅｒｒ}に対してＰＩ制御を実行し、非干渉化前ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄｔを生成する。 The voltage command generator 22 executes PI control on the q-axis current deviation I _{q_err} output from the subtractor 21 as shown in the following equation (5-1), and the pre-interference q-axis voltage command value Generate V _qt . In addition, voltage command generator 22 executes PI control on d-axis current deviation I _{d_err} output from subtractor 20 as shown in the following equation (5-2), and the d-axis voltage before interference is _eliminated . The command value V _dt is generated.

ＩＩＲフィルタ２３は、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器により出力されたｄ軸電流Ｉ_ｄを入力とし、ノイズを除去してｄ軸応答電流Ｉ_{ｄ＿ＩＩＲ}を出力する。ＩＩＲフィルタ２４は、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器により出力されたｑ軸電流Ｉ_ｑを入力とし、ノイズを除去してｑ軸応答電流Ｉ_{ｑ＿ＩＩＲ}を出力する。ここで説明したＩＩＲ（Infinite Impulse Response：無限インパルス応答）フィルタは、ノイズ除去フィルタの一例である。 IIR filter 23, u, v, and enter the w / d-q converter d-axis current _{I d} output by the noise is removed and outputs the d-axis current response _{I d_IIR.} The IIR filter 24 receives the q-axis current I _q output by the u, v, w / dq converter, removes noise, and outputs a q-axis response current I q — _IIR . The Infinite Impulse Response (IIR) filter described here is an example of the noise removal filter.

非干渉化制御器２５は、下記（６−１）式に示すように、電気角速度指令値ω_ｅ ^＊と、ｄ軸応答電流Ｉ_{ｄ＿ＩＩＲ}とから、非干渉化前ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑｔを補正するための非干渉化補正値Ｖ_ｑａを生成する。また、非干渉化制御器２５は、下記（６−２）式に示すように、電気角速度指令値ω_ｅ ^＊と、ｑ軸応答電流Ｉ_{ｑ＿ＩＩＲ}とから、非干渉化前ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄｔを補正するための非干渉化補正値Ｖ_ｄａを生成する。非干渉化補正値Ｖ_ｄａおよび非干渉化補正値Ｖ_ｑａは、ｄｑ軸間の干渉項を予めｄ軸電流Ｉ_ｑおよびｑ軸電流Ｉ_ｑをフィードフォワードして、電流制御による干渉をキャンセルするための補正値である。ここで、干渉項の演算については、安定制御を図るために、電圧指令値は直流化された値であることが望ましい。このために、例えば、速度については電気角速度指令値ω_ｅ ^＊を用い、ｄ軸電流Ｉ_ｑおよびｑ軸電流Ｉ_ｑについては変動成分が排除されたＩＩＲフィルタの出力値であるｄ軸応答電流Ｉ_{ｄ＿ＩＩＲ}およびｑ軸応答電流Ｉ_{ｑ＿ＩＩＲ}を用いて演算される。 As shown in the following equation (6-1), the non-interference controller 25 determines the pre-interference q-axis voltage command value V _qt from the electric angular velocity command value ω _e ^* and the d-axis response current I d — _IIR. A non-interference correction value V _qa for correction is generated. Further, as shown in the following equation (6-2), the non-interference controller 25 determines the pre-interference d-axis voltage command value V from the electric angular velocity command value ω _e ^* and the q-axis response current I q — _IIR. generating a decoupling correction value V _da for correcting _dt. The non-interference correction value V _da and the non-interference correction value V _qa feed forward an interference term between the d and q axes in advance to the d axis current I _q and the q axis current I _q to cancel interference due to current control. Correction value of Here, with regard to the calculation of the interference term, it is desirable that the voltage command value be a direct current value in order to achieve stable control. For this purpose, for example, the electric angular velocity command value ω _e ^* is used for the velocity, and the d axis response current I which is the output value of the IIR filter from which fluctuation components are eliminated for the d axis current I _q and the q axis current I _q It is calculated using _{d_IIR} and q-axis response current _{Iq_IIR} .

加算器２７は、下記（７−１）式に示すように、電圧指令生成器２２により出力された非干渉化前ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑｔと、非干渉化制御器２５により出力された非干渉化補正値Ｖ_ｑａとを加算したｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊を出力する。また、加算器２６は、下記（７−２）式に示すように、電圧指令生成器２２により出力された非干渉化前ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄｔと、非干渉化制御器２５により出力された非干渉化補正値Ｖ_ｄａとを加算したｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊を出力する。 The adder 27 outputs the pre-interference q-axis voltage command value V _qt output by the voltage command generator 22 and the non-interference controller 25 as shown in the following equation (7-1). A q-axis voltage command value V _q ^* obtained by adding the interference correction value V _qa is output. In addition, as shown in the following equation (7-2), the adder 26 outputs the d-axis voltage command value V _dt before interference output by the voltage command generator 22 and the interference controller 25 A d-axis voltage command value V _d ^* obtained by adding the non-interference correction value V _da is output.

ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器２８は、位置推定器３７により出力された現在のロータ位置である電気角位相（ｄｑ軸位相）θ_ｅから、加算器２６，２７により出力された２相のｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊およびｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊を３相のＵ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖ相出力電圧指令値Ｖ_Ｖ ^＊，Ｗ相出力電圧指令値Ｖ_ｗ ^＊へ変換する。そして、ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器２８は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖ相出力電圧指令値Ｖ_Ｖ ^＊，Ｗ相出力電圧指令値Ｖ_ｗ ^＊をＰＷＭ変調器２９へ出力する。ＰＷＭ変調器２９は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖ相出力電圧指令値Ｖ_Ｖ ^＊，Ｗ相出力電圧指令値Ｖ_ｗ ^＊と、図示しないＰＷＭキャリア信号から、６相のＰＷＭ信号を生成して、ＩＰＭ３０へ出力する。 The dq / u, v, w converter 28 outputs 2 by the adders 26 and 27 from the electrical angle phase (dq axis phase) θ _e which is the current rotor position output by the position estimator 37. Phase d-axis voltage command value V _d ^* and q-axis voltage command value V _q ^* as three-phase U-phase output voltage command value Vu ^* , V-phase output voltage command value V _V ^* , W-phase output voltage command value V _w Convert to ^* . Then, the d-q / u, v, w converter 28 outputs the U-phase output voltage command value Vu ^* , the V-phase output voltage command value V _V ^* , and the W-phase output voltage command value V _w ^* to the PWM modulator 29. Output. The PWM modulator 29 generates a 6-phase PWM signal from the U-phase output voltage command value Vu ^* , the V-phase output voltage command value _VV ^* , the W-phase output voltage command value _Vw ^* and a PWM carrier signal not shown. Output to the IPM 30.

ＩＰＭ３０は、ＰＷＭ変調器２９により出力された６相のＰＷＭ信号をもとに、外部から供給される直流電圧Ｖ_ｄｃを変換して、モータ１０のＵ相，Ｖ相，Ｗ相それぞれへ印可する交流電圧を生成し、それぞれの交流電圧をモータ１０のＵ相，Ｖ相，Ｗ相へ印加する。 The IPM 30 converts the DC voltage V _dc supplied from the outside based on the six-phase PWM signal output from the PWM modulator 29 and applies it to the U-phase, V-phase and W-phase of the motor 10 respectively. An AC voltage is generated, and each AC voltage is applied to the U phase, the V phase, and the W phase of the motor 10.

３φ電流算出器３３は、シャント抵抗Ｒ１を用いた１シャント（shunt）方式で母線電流を計測した場合、ＰＷＭ変調器２９により出力された６相のＰＷＭスイッチング情報と、計測された母線電流とから、モータ１０のＵ相電流値Ｉ_ｕ，Ｖ相電流値Ｉ_ｖ，Ｗ相電流値Ｉ_ｗを算出する。 The 3φ current calculator 33 measures six-phase PWM switching information output by the PWM modulator 29 and the measured bus current when the bus current is measured by the single shunt method using the shunt resistor R1. The U-phase current value I _u , the V-phase current value I _v , and the W-phase current value I _w of the motor 10 are calculated.

または、電流を計測する方式は、母線電流を計測する１シャント方式に限らず、２つのＣＴ（Current Transformer）で、例えば、電流センサ３１でモータ１０のＵ相の電流を、電流センサ３２でモータ１０のＶ相の電流を計測してもよい。３φ電流算出器３３は、電流センサ３１，３２および２つのＣＴでＵ相電流およびＶ相電流を計測した場合、残りのＷ相電流値Ｉ_ｗは、Ｉ_ｕ＋Ｉ_ｖ＋Ｉ_ｗ＝０のキルヒホッフの法則より算出する。３φ電流算出器３３は、算出した各相の相電流値Ｉ_ｕ，Ｉ_ｖ，Ｉ_ｗをｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器３４へ出力する。 Alternatively, the method of measuring the current is not limited to one shunt method of measuring the bus current, but two CTs (Current Transformers), for example, U-phase current of the motor 10 by the current sensor 31 and motor by the current sensor 32 The current of 10 V phases may be measured. When the 3φ current calculator 33 measures the U-phase current and the V-phase current with the current sensors 31 and 32 and two CTs, the remaining W-phase current value I _w is Kirchhoff's of I _u + I _v + I _w = 0. Calculated from the law. The 3φ current calculator 33 outputs the calculated phase current value I _u , I _v , I _w of each phase to the u, v, w / dq converter 34.

ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器３４は、位置推定器３７により出力された電気角位相θ_ｅをもとに、３φ電流算出器３３により出力された３相のＵ相電流値Ｉ_ｕ，Ｖ相電流値Ｉ_ｖ，Ｗ相電流値Ｉ_ｗを、２相のｄ軸電流Ｉ_ｄおよびｑ軸電流Ｉ_ｑへ変換する。そして、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器３４は、ｄ軸電流Ｉ_ｄを電流誤差補正生成器１７、減算器２０、ＩＩＲフィルタ２３、軸誤差演算器３５へ、ｑ軸電流Ｉ_ｑを電流誤差補正生成器１７、減算器２１、ＩＩＲフィルタ２４、軸誤差演算器３５へ、それぞれ出力する。 The u, v, w / d-q converter 34 outputs a 3-phase U-phase current value I _u output by the 3φ current calculator 33 based on the electrical angle phase θ _e output by the position estimator 37. , V-phase current value I _v , and W-phase current value I _w are converted into two-phase d-axis current I _d and q-axis current I _q . The u, v, w / dq converter 34 sends the d-axis current _Id to the current error correction generator 17, the subtractor 20, the IIR filter 23, and the axis error computing unit 35, and the q-axis current _Iq . The current error correction generator 17, the subtractor 21, the IIR filter 24, and the axis error calculator 35 are respectively output.

軸誤差演算器３５は、加算器２６により出力されたｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊と加算器２７により出力されたｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊と、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器３４により出力されたｄ軸電流Ｉ_ｄおよびｑ軸電流Ｉ_ｑから推定した電気角位相θ_ｅと、実際の回転軸である実軸（ｄｑ軸）の回転角度位置θ_ｄとの差である軸誤差Δθを算出して、ＰＬＬ制御器３６へ出力する。 The axis error calculator 35 converts the d-axis voltage command value V _d ^* output from the adder 26 and the q-axis voltage command value V _q ^* output from the adder 27 into u, v, w / d-q conversions. Difference between the electrical angle phase θ _e estimated from the d-axis current I _d and the q-axis current I _q output by the unit 34 and the rotation angle position θ _d of the real axis (dq axis) which is the actual rotation axis The axis error Δθ is calculated and output to the PLL controller 36.

速度推定器（ＰＬＬ制御器）３６は、軸誤差演算器３５により出力された軸誤差Δθから、現在の推定角速度である電気角推定角速度ω_ｅを算出して、位置推定器３７および１／Ｐ_ｎ処理器３８へそれぞれ出力する。 The velocity estimator (PLL controller) 36 calculates the estimated electrical angle angular velocity ω _e which is the current estimated angular velocity from the axis error Δθ output from the axis error calculator 35, and calculates the position estimator 37 and 1 / P. _n output to the processor 38 respectively.

位置推定器３７は、速度推定器３６により出力された電気角推定角速度ω_ｅから電気角位相θ_ｅおよび機械角位相θ_ｍを推定する。そして、位置推定器３７は、推定した電気角位相θ_ｅをｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器２８およびｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器３４へそれぞれ出力する。また、位置推定器３７は、推定した機械角位相θ_ｍを補正トルク生成器１４および電流誤差補正生成器１７へそれぞれ出力する。 Position estimator 37 estimates the electrical angle phase theta _e and mechanical angular phase theta _m from electrical angle estimate angular velocity omega _e output by the speed estimator 36. Then, the position estimator 37 outputs the estimated electrical angle phase θ _e to the dq / u, v, w converter 28 and the u, v, w / dq converter 34, respectively. Further, the position estimator 37 outputs the estimated mechanical angle phase θ _m to the correction torque generator 14 and the current error correction generator 17, respectively.

１／Ｐ_ｎ処理器３８は、速度推定器３６により出力された電気角推定角速度ω_ｅをモータ１０の極対数Ｐ_ｎで除算して機械角推定角速度ω_ｍを算出し、減算器１１、１３へそれぞれ出力する。 The 1 / P _n processor 38 divides the estimated electrical angle velocity ω _e output from the velocity estimator 36 by the pole pair number P _n of the motor 10 to calculate the estimated mechanical angle velocity ω _m , and the subtractors 11 and 13 Output to each.

（実施形態に係る補正トルク生成器の詳細）
図８は、実施形態に係る補正トルク生成器の一例を示すブロック図である。実施形態１に係る補正トルク生成器１４は、速度変動幅振幅|Δω_ｍ|をフィードバックして、モータ１０の振動が実使用上問題とならない範囲の速度変動許容値|Δω_ｍ|^＊となるように変動トルク指令値（補正トルク）ΔＴの振幅（補正トルク振幅|ΔＴ|）および位相を機械角周期毎に調整する。補正トルク生成器１４は、速度変動成分分離器１４−１、速度変動振幅算出器１４−２、減算器１４−３、補正トルク振幅算出器１４−４、速度変動位相修正器１４−５、直交成分分離器１４−６、補正トルク復調器１４−７を有する。 (Details of Correction Torque Generator According to Embodiment)
FIG. 8 is a block diagram showing an example of the correction torque generator according to the embodiment. The correction torque generator 14 according to the first embodiment feeds back the speed fluctuation width amplitude | Δω _m | so that the speed fluctuation allowance value | Δω _m | ^{* in a} range where the vibration of the motor 10 does not cause any problem in practical use The amplitude (correction torque amplitude | ΔT |) and the phase of the fluctuation torque command value (correction torque) ΔT are adjusted for each mechanical angle cycle. The correction torque generator 14 includes a speed fluctuation component separator 14-1, a speed fluctuation amplitude calculator 14-2, a subtractor 14-3, a correction torque amplitude calculator 14-4, a speed fluctuation phase corrector 14-5, a quadrature It has a component separator 14-6 and a correction torque demodulator 14-7.

速度変動成分分離器１４−１は、機械角推定角速度変動（速度変動）Δω_ｍを、下記（８−１）式および（８−２）式から、機械角位相θ_ｍをもとに、Δω_ｍの基本波成分である２つのフーリエ係数ω_ｓｉｎ（ｓｉｎ成分）とω_ｃｏｓ（ｃｏｓ成分）へ分離する。機械角推定角速度変動Δω_ｍの基本波成分のフーリエ係数を機械角周期毎に算出することで、機械角推定角速度変動Δω_ｍの高調波成分を排除して機械角推定角速度変動Δω_ｍの基本波成分を精度よく抽出することができる。ω_ｓｉｎおよびω_ｃｏｓは、機械角周期毎に更新される値である。 The velocity fluctuation component separator 14-1 determines the mechanical angle estimated angular velocity fluctuation (velocity fluctuation) Δω _m based on the mechanical angle phase θ _m from the following equations (8-1) and (8-2), Δω _It separates into two Fourier coefficients ω _sin (sin component) and ω _cos (cos component) which are fundamental wave components of _m . By calculating the Fourier coefficients of the fundamental wave component in the mechanical angle estimated angular speed variation [Delta] [omega _m in mechanical angle for each cycle, the fundamental wave of the mechanical angle estimated angular speed variation [Delta] [omega _m to eliminate the harmonic components of the mechanical angle estimated angular speed variation [Delta] [omega _m The components can be extracted with high accuracy. ω _sin and ω _cos are values updated every mechanical angular period.

速度変動振幅算出器１４−２は、下記（９）式から、機械角推定角速度変動Δω_ｍのω_ｓｉｎ（ｓｉｎ成分）およびω_ｃｏｓ（ｃｏｓ成分）に基づく速度変動振幅|Δω_ｍ|を算出する。ω_ｓｉｎおよびω_ｃｏｓは、機械角周期毎に更新される値であるため、速度変動振幅|Δω_ｍ|も機械角周期毎に更新される。 The velocity fluctuation amplitude calculator 14-2 calculates the velocity fluctuation amplitude | Δω _m | based on ω _sin (sin component) and ω _cos (cos component) of the mechanical angle estimated angular velocity fluctuation Δω _m from the following equation (9) . Since ω _sin and ω _cos are values updated every mechanical angle cycle, the velocity fluctuation amplitude | Δω _m | is also updated every mechanical angle cycle.

減算器１４−３は、速度変動振幅算出器１４−２により出力された速度変動振幅|Δω_ｍ|から、入力された速度変動許容値|Δω_ｍ|^＊を減算した速度変動偏差|Δω_ｍ|_ｅｒｒを生成する。速度変動許容値|Δω_ｍ|^＊は、モータの振動が許容できる範囲での速度変動振幅|Δω_ｍ|を規定したものである。 The subtractor 14-3 subtracts the input speed fluctuation allowance value | Δω _m | ^* from the speed fluctuation amplitude | Δω _m | output from the speed fluctuation amplitude calculator 14-2 and calculates the speed fluctuation deviation | Δω _m | Generate _err The speed fluctuation allowance value | Δω _m | ^* defines the speed fluctuation amplitude | Δω _m | within the range where the motor vibration can be permitted.

補正トルク振幅算出器１４−４は、速度変動振幅|Δω_ｍ|と速度変動許容値|Δω_ｍ|^＊の偏差に応じて補正トルク振幅|ΔＴ|を機械角周期毎に調整する。例えば、補正トルク振幅算出器１４−４は、下記（１０）式により、速度変動振幅|Δω_ｍ|と速度変動許容値|Δω|^＊の偏差である速度変動偏差|Δω_ｍ|_ｅｒｒに補正ゲインｋを適用し、補正トルク振幅|ΔＴ|を積算する。下記（１０）式における|ΔＴ|_{_ｏｌｄ}は、前回の機械角周期における補正トルク振幅|ΔＴ|である。補正ゲインｋを適切に設定することで、速度変動|Δω|が速度変動許容値|Δω_ｍ|^＊の境界でハンチングする問題や、急激な負荷トルク変化によって速度変動|Δω|が速度変動許容値|Δω_ｍ|^＊よりも大きくなって振動および騒音が発生する問題を抑制することができる。 The correction torque amplitude calculator 14-4 adjusts the correction torque amplitude | ΔT | for each mechanical angle cycle according to the deviation between the speed fluctuation amplitude | Δω _m | and the speed fluctuation allowance value | Δω _m | ^* . For example, the correction torque amplitude calculator 14-4 corrects the speed fluctuation deviation | Δω _m | _err which is the deviation between the speed fluctuation amplitude | Δω _m | and the speed fluctuation allowance | Δω | ^{* according to} the following equation (10) Apply k and integrate the correction torque amplitude | ΔT |. In the following equation (10), | ΔT | _{_old} is the correction torque amplitude | ΔT | in the previous mechanical angle cycle. By setting the correction gain k appropriately, the speed fluctuation | Δω | suffers hunting at the boundary of the speed fluctuation allowance | Δω _m | ^* , and the speed fluctuation | Δω | It is possible to suppress the problem of generation of vibration and noise by becoming larger than | Δω _m | ^* .

速度変動位相修正器１４−５は、機械角周期毎に取得される機械角推定角速度変動（速度変動）Δω_ｍの位相を修正する。修正方法は、例えば、下記（１１−１）式および（１１−２）式の演算により、機械角推定角速度変動Δω_ｍのω_ｓｉｎ（ｓｉｎ成分）およびω_ｃｏｓ（ｃｏｓ成分）それぞれに、補正ゲインｋを適用して積算することによる。下記（１１−１）式におけるω_{ｓｉｎ_ｉ_ｏｌｄ}は、前回の機械角周期におけるω_{ｓｉｎ_ｉ}である。また、下記（１１−２）式におけるω_{ｃｏｓ_ｉ_ｏｌｄ}は、前回の機械角周期におけるω_{ｃｏｓ_ｉ}である。そして、下記（１１−３）式に示すように、ω_{ｓｉｎ_ｉ}およびω_{ｃｏｓ_ｉ}の逆正接（Arctangent）を取った結果が、速度変動修正位相φ_ωｉである。この速度変動修正位相φ_ωｉが、本実施形態におけるトルク制御位相の基準になり、これに対してπ／２遅角した位相が変動トルク指令値（補正トルク）ΔＴとなる。 The velocity fluctuation phase corrector 14-5 corrects the phase of estimated mechanical angular velocity fluctuation (velocity fluctuation) Δω _m acquired for each mechanical angular period. The correction method is, for example, correction gain for each of ω _sin (sin component) and ω _cos (cos component) of the mechanical angle estimated angular velocity fluctuation Δω _{m according} to the calculation of the following equations (11-1) and (11-2) By applying k and integrating. _Ω sin_i_old in the following (11-1) expression is _ω sin_i in the previous mechanical angle cycle. Further, omega _{Cos_i_old} in the following (11-2) expression is omega _{Cos_i} at the previous mechanical angle cycle. Then, as shown in the following equation (11-3), the result of taking arctangent of ω _{sin_i} and ω _{cos_i} is the velocity fluctuation correction phase φ _ωi . The speed fluctuation correction phase φ _ωi is a reference of the torque control phase in the present embodiment, and a phase delayed by π / 2 from this is a fluctuation torque command value (correction torque) ΔT.

直交成分分離器１４−６は、下記（１２−１）式および（１２−１）式に基づき、補正トルク振幅|ΔＴ|と速度変動修正位相φ_ωｉのｓｉｎ成分（ω_{ｓｉｎ＿ｉ}）およびｃｏｓ成分（ω_{ｃｏｓ＿ｉ}）を得る。この処理は、（１１−１）式および（１１−２）式の演算による位相修正時の発散を防止する役割も有する。 Orthogonal component separator 14-6 _calculates sin component (ω _{sin_i} ) and cos component of correction torque amplitude | ΔT | and velocity fluctuation correction phase φ _ωi based on the following equations (12-1) and (12-1). _Obtain ω _{cos_i} ). This processing also has a role of preventing divergence at the time of phase correction by the calculation of the equations (11-1) and (11-2).

補正トルク復調器１４−７は、下記（１３）式から、変動トルク指令値（補正トルク）ΔＴを算出する。この処理により、速度変動修正位相φ_ωｉからπ／２だけ遅角した補正トルク位相へ変換され、機械角位相θ_ｍでの変動トルク指令値（補正トルク）ΔＴの瞬時値が生成される。 The correction torque demodulator 14-7 calculates a fluctuation torque command value (correction torque) ΔT from the following equation (13). By this processing, the speed fluctuation correction phase φ _ωi is converted into a correction torque phase delayed by π / 2, and an instantaneous value of the fluctuation torque command value (correction torque) ΔT at the mechanical angle phase θ _m is generated.

なお、補正トルク復調器１４−７は、下記（１４）式からも変動トルク指令値（補正トルク）ΔＴの瞬時値を算出できる。 The correction torque demodulator 14-7 can calculate an instantaneous value of the fluctuation torque command value (correction torque) ΔT also from the following equation (14).

そして、下記（１５）式のように、上述のように生成された変動トルク指令値（補正トルク）ΔＴが、速度制御器１２により出力された平均トルク指令値Ｔ_０ ^＊へ加算されることで、合計トルク指令値Ｔ^＊が生成される。 Then, as shown in the following equation (15), the fluctuation torque command value (correction torque) ΔT generated as described above is added to the average torque command value T ₀ ^* output by the speed controller 12 , And a total torque command value T ^* is generated.

（実施形態に係る電流誤差補正生成器の詳細）
図９は、実施形態に係る電流誤差補正生成器の一例を示すブロック図である。電流誤差補正生成器１７は、減算器１７−１，１７−５、ｑ軸電流誤差成分分離器１７−２、ｑ軸電流誤差積算器１７−３、ｑ軸電流誤差補正値復調器１７−４、ｄ軸電流誤差成分分離器１７−６、ｄ軸電流誤差積算器１７−７、ｄ軸電流誤差補正値復調器１７−８を有する。 (Details of Current Error Correction Generator According to Embodiment)
FIG. 9 is a block diagram showing an example of the current error correction generator according to the embodiment. The current error correction generator 17 includes subtractors 17-1 and 17-5, q-axis current error component separator 17-2, q-axis current error integrator 17-3, and q-axis current error correction value demodulator 17-4. , D-axis current error component separator 17-6, d-axis current error integrator 17-7, and d-axis current error correction value demodulator 17-8.

減算器１７−１は、ｑ軸電流誤差補正値ΔＩ_ｑの生成にあたり、下記（１６）式に示すように、ｑ軸電流Ｉ_ｑとｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊との偏差であるｑ軸電流変動誤差Ｉ_{ｑ＿ｅｒｒ}を算出する。 The subtractor 17-1 generates the q-axis current error correction value ΔI _q , and as shown in the following equation (16), the q-axis that is the deviation between the q-axis current I _q and the q-axis current command value I _q ^* The current fluctuation error I _{q — err} is calculated.

ｑ軸電流誤差成分分離器１７−２は、下記（１７−１）式および（１７−２）式により、ｑ軸電流変動誤差Ｉ_{ｑ＿ｅｒｒ}の基本波成分である２つのフーリエ係数（Ｉ_{ｑ＿ｅｒｒ＿ｓｉｎ}（ｓｉｎ成分）およびＩ_{ｑ＿ｅｒｒ＿ｃｏｓ}（ｃｏｓ成分））を機械角周期毎に算出する。これにより、高調波成分を排除してｑ軸電流変動誤差Ｉ_{ｑ＿ｅｒｒ}の基本波成分を精度よく抽出することができる。ここで、Ｉ_{ｑ＿ｅｒｒ＿ｓｉｎ}およびＩ_{ｑ＿ｅｒｒ＿ｃｏｓ}は、機械角周期毎に更新される値である。 The q-axis current error component separator 17-2 has two Fourier coefficients (I _{q — err —} sin (sin), which are fundamental wave components of the q-axis current fluctuation error I q — _{err according to} the following equations (17-1) and (17-2): Components) and I _{q — err —} cos (cos components)) are calculated for each mechanical angle cycle. As a result, it is possible to accurately extract the fundamental wave component of the q-axis current fluctuation error _{Iq_err} by excluding the harmonic component. Here, I _{q — err — sin} and I _{q — err — cos} are values updated every mechanical angle cycle.

ｑ軸電流誤差積算器１７−３は、下記（１８−１）式および（１８−２）式に示すように、ｑ軸電流誤差成分分離器１７−２により分離されたｑ軸電流変動誤差Ｉ_{ｑ＿ｅｒｒ}のｓｉｎ成分およびｃｏｓ成分に補正ゲインｋを適用し、ｑ軸電流変動誤差Ｉ_{ｑ＿ｅｒｒ}のｓｉｎ成分Ｉ_{ｑ＿ｅｒｒ＿ｓｉｎ＿ｉ}およびｃｏｓ成分Ｉ_{ｑ＿ｅｒｒ＿ｃｏｓ＿ｉ}それぞれを積算する。下記（１８−１）式におけるＩ_{ｑ＿ｅｒｒ＿ｓｉｎ＿ｉ＿ｏｌｄ}は、前回の機械角周期におけるＩ_{ｑ＿ｅｒｒ＿ｓｉｎ＿ｉ}である。また、下記（１８−２）式におけるＩ_{ｑ＿ｅｒｒ＿ｃｏｓ＿ｉ＿ｏｌｄ}は、前回の機械角周期におけるＩ_{ｑ＿ｅｒｒ＿ｃｏｓ＿ｉ＿ｏｌｄ}である。 The q-axis current error integrator 17-3 is a q-axis current fluctuation error I separated by the q-axis current error component separator 17-2, as shown in the following equations (18-1) and (18-2). _The correction gain k is applied to the sin component and the cos component of _{q_err,} and the sin component I _{q_err_sin_i} and the cos component I _{q_err_cos_i of} the q-axis current fluctuation error I _{q_err} are integrated. _{I Q_err_sin_i_old} in the following (18-1) expression is _{I Q_err_sin_i} at the previous mechanical angle cycle. Also, _{I Q_err_cos_i_old} in the following (18-2) expression is _{I Q_err_cos_i_old} at the previous mechanical angle cycle.

ｑ軸電流誤差補正値復調器１７−４は、下記（１９）式により、ｑ軸電流誤差補正値ΔＩ_ｑを算出する。この処理により、ｑ軸電流変動誤差の位相を反転させて、機械角位相θ_ｍでのｑ軸電流誤差補正値ΔＩ_ｑの瞬時値が生成される。 The q-axis current error correction value demodulator 17-4 calculates the q-axis current error correction value ΔI _{q according} to the following equation (19). By this processing, the phase of the q-axis current fluctuation error is inverted, and an instantaneous value of the q-axis current error correction value ΔI _q at the mechanical angle phase θ _m is generated.

ｄ軸電流誤差補正値ΔＩ_ｄについても同様である。すなわち、減算器１７−５は、ｄ軸電流誤差補正値ΔＩ_ｄの生成にあたり、下記（２０）式に示すように、ｄ軸電流Ｉ_ｄとｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊との偏差であるｄ軸電流変動誤差Ｉ_{ｄ＿ｅｒｒ}を算出する。 The same applies to the d-axis current error correction value ΔI _d . That is, when generating the d-axis current error correction value ΔI _d , the subtractor 17-5 is a deviation between the d-axis current I _d and the d-axis current command value I _d ^* as shown in the following equation (20) The d-axis current fluctuation error _{Id_err} is calculated.

ｄ軸電流誤差成分分離器１７−６は、下記（２１−１）式および（２１−２）式により、ｄ軸電流変動誤差Ｉ_{ｄ＿ｅｒｒ}の基本波成分である２つのフーリエ係数（Ｉ_{ｄ＿ｅｒｒ＿ｓｉｎ}（ｓｉｎ成分）およびＩ_{ｄ＿ｅｒｒ＿ｃｏｓ}（ｃｏｓ成分））を機械角周期毎に算出する。これにより、高調波成分を排除してｄ軸電流変動誤差Ｉ_{ｄ＿ｅｒｒ}の基本波成分を精度よく抽出することができる。ここで、Ｉ_{ｄ＿ｅｒｒ＿ｓｉｎ}およびＩ_{ｄ＿ｅｒｒ＿ｃｏｓ}は、機械角周期毎に更新される値である。 The d-axis current error component separator 17-6 has two Fourier coefficients ( _{Id_err_sin} (sin) which are fundamental wave components of the d-axis current fluctuation error _{Id_err according to} the following equations (21-1) and (21-2): Components) and I _{d _err_cos} (cos component)) are calculated for each mechanical angle cycle. As a result, harmonic components can be eliminated and fundamental wave components of the d-axis current fluctuation error I d — _err can be extracted with high accuracy. Here, I _{d — err — sin} and I _{d — err — cos} are values updated every mechanical angle cycle.

ｄ軸電流誤差積算器１７−７は、下記（２２−１）式および（２２−２）式に示すように、ｄ軸電流誤差成分分離器１７−６により分離されたｄ軸電流変動誤差Ｉ_{ｄ＿ｅｒｒ}のｓｉｎ成分およびｃｏｓ成分に補正ゲインｋを適用し、ｄ軸電流変動誤差Ｉ_{ｄ＿ｅｒｒ}のｓｉｎ成分Ｉ_{ｄ＿ｅｒｒ＿ｓｉｎ＿ｉ}およびｃｏｓ成分Ｉ_{ｄ＿ｅｒｒ＿ｃｏｓ＿ｉ}それぞれを積算する。下記（１８−１）式におけるＩ_{ｄ＿ｅｒｒ＿ｓｉｎ＿ｉ＿ｏｌｄ}は、前回の機械角周期におけるＩ_{ｄ＿ｅｒｒ＿ｓｉｎ＿ｉ}である。また、下記（１８−２）式におけるＩ_{ｄ＿ｅｒｒ＿ｃｏｓ＿ｉ＿ｏｌｄ}は、前回の機械角周期におけるＩ_{ｄ＿ｅｒｒ＿ｃｏｓ＿ｉ＿ｏｌｄ}である。 The d-axis current error integrator 17-7 is a d-axis current fluctuation error I separated by the d-axis current error component separator 17-6 as shown in the following equations (22-1) and (22-2): _The correction gain k is applied to the sin component and the cos component of _{d_err,} and the sin component I _{d_err_sin_i} and the cos component I _{d_err_cos_i of} the d-axis current fluctuation error I _{d_err} are integrated. _{I D_err_sin_i_old} in the following (18-1) expression is _{I D_err_sin_i} at the previous mechanical angle cycle. Also, _{I D_err_cos_i_old} in the following (18-2) expression is _{I D_err_cos_i_old} at the previous mechanical angle cycle.

ｄ軸電流誤差補正値復調器１７−８は、下記（２３）式により、ｄ軸電流誤差補正値ΔＩ_ｄを算出する。この処理により、ｄ軸電流変動誤差の位相を反転させて、機械角位相θ_ｍでのｄ軸電流誤差補正値ΔＩ_ｄの瞬時値が生成される。 The d-axis current error correction value demodulator 17-8 calculates the d-axis current error correction value ΔI _{d according} to the following equation (23). By this processing, the phase of the d-axis current fluctuation error is inverted, and an instantaneous value of the d-axis current error correction value ΔI _d at the mechanical angle phase θ _m is generated.

（従来技術と実施形態のトルク制御の比較）
図１０は、従来技術と実施形態のトルク制御による電流ベクトルの軌跡の差異の一例を示す図である。従来技術は、ロータの１回転中の周期的な負荷トルク変動を有する負荷を位置センサレスベクトル制御にて駆動する際に、圧縮機の制振や静音等を目的とするトルク制御を行う場合において、図１０中の（ａ）に示すように、ｄ軸電流Ｉ_ｄを直流化（電流の大きさを一定に）した状態でｑ軸電流Ｉ_ｑのみを変動させる、マグネットトルクの制御のみで行うトルク制御を行う。このため、従来技術は、リラクタンストルクの変動成分に関しては対応できず、トルク変動分についての電流ベクトルの瞬時値がＭＴＰＩ曲線から乖離し、同一トルクを発生させるための電流指令値の振幅が増加することで、脈動トルクに対して適切なトルク制御が行われないため、脈動トルクを抑えられずに圧縮機の制振性や静音性が悪化する。 (Comparison of torque control in the prior art and the embodiment)
FIG. 10 is a diagram showing an example of the difference between the loci of current vectors according to torque control in the related art and the embodiment. In the prior art, when driving a load having a periodic load torque fluctuation during one rotation of the rotor by position sensorless vector control, torque control is performed for the purpose of damping or noise reduction of the compressor, etc. As shown in (a) in FIG. 10, a torque which is controlled only by the control of the magnet torque, in which only the q-axis current I _q is varied in a state where the d-axis current I _d is made direct current (the current magnitude is constant). Take control. Therefore, the prior art can not cope with the fluctuation component of reluctance torque, and the instantaneous value of the current vector for the torque fluctuation deviates from the MTPI curve, and the amplitude of the current command value for generating the same torque increases. As a result, the torque control can not be appropriately performed on the pulsating torque, so that the damping property and the noiselessness of the compressor deteriorate without suppressing the pulsating torque.

一方、実施形態は、図１０中の（ｂ）に示すように、トルク制御による電流ベクトル（ｄ軸電流Ｉ_ｄおよびｑ軸電流Ｉ_ｑ）の瞬時値がＭＴＰＩ曲線上をトレースするように制御する。ＭＴＰＩ曲線は、トルクが一定となる電流ベクトル軌跡である定トルク曲線（Ｔ_ａ，Ｔ_ｂ）に対して原点Ｏからの距離が最短になる点の電流ベクトル軌跡である。したがって、電流振幅が等しい電流ベクトル軌跡である定電流円（Ｉ_ａ，Ｉ_ｂ）が定トルク曲線（Ｔ_ａ，Ｔ_ｂ）に接する点が、最大トルク／電流制御の動作点となる。この点をトレースした電流ベクトル軌跡がＭＴＰＩ曲線である。 On the other hand, the embodiment, as shown in (b) in FIG. 10, the instantaneous value of the current vector by the torque control (d-axis current I _d and the q-axis current I _q) is controlled to trace the MTPI curve . The MTPI curve is a current vector locus at a point where the distance from the origin O is shortest with respect to _a constant torque curve (T _a , T _b ) which is a current vector locus at which the torque becomes constant. Therefore, the point at which the constant current circle (I _a , I _b ), which is a current vector locus having the same current amplitude, contacts the constant torque curve (T _a , T _b ) is the operating point of maximum torque / current control. The current vector locus tracing this point is the MTPI curve.

よって、実施形態によれば、脈動トルクに対してマグネットトルクとリラクタンストルクの両方を利用してトルク制御を行い、電流ベクトルがＭＴＰＩ曲線上をトレースし、効率の良いトルク制御ができ、圧縮機の制振や静音を図ることができる。 Therefore, according to the embodiment, torque control is performed using both the magnet torque and the reluctance torque with respect to the pulsating torque, the current vector traces on the MTPI curve, and efficient torque control can be performed. Vibration suppression and noise reduction can be achieved.

また、従来技術は、トルク制御を行う際に、ｑ軸電流指令値と、実際に検出されたｑ軸電流との偏差にＰＩ制御を適用してｑ軸電圧を生成する。このため、従来技術では、ｑ軸電流指令値の変動にｑ軸電流が追従できずに位相遅れを生じるため、脈動トルクに対してトルク制御が遅れ、適切なトルク制御が行われない。 Also, according to the conventional technology, when torque control is performed, PI control is applied to the deviation between the q-axis current command value and the q-axis current actually detected to generate the q-axis voltage. For this reason, in the prior art, the q-axis current can not follow the fluctuation of the q-axis current command value, causing a phase delay, so that the torque control is delayed with respect to the pulsation torque and appropriate torque control is not performed.

一方、実施形態は、実際に検出された電流値（ｄ軸電流Ｉ_ｄおよびｑ軸電流Ｉ_ｑ）と、電流指令値（ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊）との変動誤差を積算し、その積算値の反転出力を電流誤差補正値（ｄ軸電流誤差補正値ΔＩ_ｄおよびｑ軸電流誤差補正値ΔＩ_ｑ）として生成する。そして、実施形態は、電流誤差指令値を加算した電流指令値（ｄ軸電流補正指令値Ｉ_ｄ＿ＦＦ ^＊およびｑ軸電流補正指令値Ｉ_ｑ＿ＦＦ ^＊）と電流検出値（ｄ軸電流Ｉ_ｄおよびｑ軸電流Ｉ_ｑ）の偏差にＰＩ制御を適用する。 On the other hand, in the embodiment, the actually detected current values (d-axis current _Id and q-axis current _Iq ) and current command values (d-axis current command value _Id ^* and q-axis current command value _Iq ^* ) And the inverted output of the integrated value is generated as a current error correction value (d-axis current error correction value ΔI _d and q-axis current error correction value ΔI _q ). The embodiment, the current command value obtained by adding the current error command value (d-axis current correction command value _{I d_FF} ^* and q-axis current correction command value _{I q_FF} ^*) and the detected current value (d-axis current _{I d} and the q-axis Apply PI control to the deviation of the current I _q ).

よって、実施形態によれば、ｑ軸電流指令値の変動にｑ軸電流が追従し、ｄ軸電流指令値の変動にｄ軸電流が追従して位相遅れが生じず、脈動トルクに対して適切なトルク制御を行うことができる。 Therefore, according to the embodiment, the q-axis current follows the fluctuation of the q-axis current command value, and the d-axis current does not follow the fluctuation of the d-axis current command value to cause phase delay, which is appropriate for the pulsation torque. Torque control can be performed.

上述の実施形態および図示の具体的名称、処理、制御、各種のデータやパラメータを含む情報については、一例を示すに過ぎず、特記する場合を除いて適宜変更することができる。また、上述の実施形態における各部もしくは各装置の構成は、処理負荷や実装効率等から適宜分散または統合されてもよい。また、上述の実施形態における各処理は、処理負荷や実装効率等から、処理順序を適宜入れ替えて実行されてもよい。 About the above-mentioned embodiment and the specific name of illustration, processing, control, and information including various data and parameters, it shows only an example and can be suitably changed except a special mention. In addition, the configuration of each unit or each device in the above-described embodiment may be appropriately dispersed or integrated in view of processing load, mounting efficiency, and the like. Further, each process in the above-described embodiment may be executed by appropriately changing the process order from the process load, the mounting efficiency, and the like.

上述の実施形態のより広範な態様は、上述のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。従って、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。 The broader aspects of the embodiments described above are not limited to the specific details and representative embodiments represented and described above. Accordingly, various modifications may be made without departing from the general inventive concept or scope as defined by the appended claims and their equivalents.

１０モータ
１１，１３，２０，２１減算器
１２速度制御器
１４補正トルク生成器
１４−１速度変動成分分離器
１４−２速度変動振幅算出器
１４−３減算器
１４−４補正トルク振幅算出器
１４−５速度変動位相修正器
１４−６直交成分分離器
１４−７補正トルク復調器
１５，１８，１９，２６，２７加算器
１６電流指令生成器
１６−１ｑ軸電流指令生成器
１６−２ｄ軸電流指令生成器
１７電流誤差補正生成器
１７−１，１７−５減算器
１７−２ｑ軸電流誤差成分分離器
１７−３ｑ軸電流誤差積算器
１７−４ｑ軸電流誤差補正値復調器
１７−６ｄ軸電流誤差成分分離器
１７−７ｄ軸電流誤差積算器
１７−８ｄ軸電流誤差補正値復調器
２２電圧指令生成器
２３，２４ＩＩＲフィルタ
２５非干渉化制御器
２８ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器
２９ＰＷＭ変調器
３１，３２電流センサ
３３３φ電流算出器
３４ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器
３５軸誤差演算器
３６ＰＬＬ制御器
３７位置推定器
３８１／Ｐ_ｎ処理器
１００モータ制御装置 10 Motor 11, 13, 20, 21 Subtractor 12 Speed controller 14 Correction torque generator 14-1 Speed fluctuation component separator 14-2 Speed fluctuation amplitude calculator 14-3 Subtractor 14-4 Correction torque amplitude calculator 14 -5 Speed fluctuation phase corrector 14-6 Quadrature component separator 14-7 Correction torque demodulator 15, 18, 19, 26, 27 Adder 16 Current command generator 16-1 q axis current command generator 16-2 d Axis current command generator 17 Current error correction generator 17-1, 17-5 Subtractor 17-2 q axis current error component separator 17-3 q axis current error integrator 17-4 q axis current error correction value demodulator 17-6 d-axis current error component separator 17-7 d-axis current error integrator 17-8 d-axis current error correction value demodulator 22 voltage command generator 23, 24 IIR filter 25 non-interference controller 28 d-q / U, v, w Vessel 29 PWM modulator 31 current sensor 33 3 [phi] current calculator 34 u, v, w / d -q converter 35 axial error calculator 36 PLL controller 37 position estimator 38 1 / _{P n} processor 100 Motor Control apparatus

Claims

A motor control device for driving a motor by vector control, comprising:
Average torque for controlling the mechanical angle estimated angular velocity ω _m according to the angular velocity deviation Δω which is a difference between the mechanical angular velocity command value ω _m ^* of the motor and the estimated mechanical angular velocity ω _m of the motor A speed controller that generates a command value T ₀ ^* ;
A torque correction value ΔT corresponding to the periodic load torque fluctuation is generated based on a mechanical angle estimated angular velocity fluctuation (speed fluctuation) Δω _m obtained by subtracting the mechanical angular velocity command value ω _m ^* from the mechanical angle estimated angular velocity ω _m A correction torque generator,
The torque command value T ^* is calculated by adding the torque correction value ΔT to the average torque command value T ₀ ^* , and the d-axis current command value I _d ^* and the q-axis current command value I are calculated from the calculated torque command value T ^*. a current command generator that generates _q ^* ,
D-axis current error correction value ΔI _d for correcting the fluctuation error between the d-axis current command value I _d ^* and the d-axis current I _d flowing through the motor, the q-axis current command value I _q ^* and the motor A current error correction generator that generates a q-axis current error correction value ΔI _q for correcting a fluctuation error with the q-axis current I _q flowing through the
And the difference obtained by subtracting the d-axis current I _d from the d-axis current command value I _d ^* to the d-axis current error correction value [Delta] I _d the after the addition d-axis current correction command value _I d_FF ^*, the q-axis current command The motor is driven according to each of a difference obtained by subtracting the q-axis current I _q from the q-axis current correction command value I q — _FF ^* after adding the q-axis current error correction value ΔI _q to the value I _q ^*. And a voltage command generator for generating a d-axis voltage command value V _d ^* and a q-axis voltage command value V _q ^* .

The current command generator generates the q-axis current command value I _q ^* and the d-axis current command value I _d ^* based on the torque command value T ^* on the maximum torque / current curve of the motor. The motor control device according to claim 1, characterized in that:

The current error correction generator generates the d-axis current error correction value ΔI _d by inverting and outputting the result of integrating the deviation between the d-axis current I _d and the d-axis current command value I _d ^* . The q-axis current error correction value ΔI _q is generated by inverting and outputting the result of integrating the deviation of the q-axis current I _q and the q-axis current command value I _q ^*. The motor control device according to 2.

The voltage command generator generates the d-axis voltage command value V _d ^* by executing PI control on the deviation between the d-axis current correction command value I d — _FF ^* and the d-axis current I _d, and the q The q-axis voltage command value V _q ^* is generated by executing PI control on the deviation between the axis current correction command value I _{q_FF} ^* and the q-axis current I _q. The motor control device according to any one of the preceding claims.