JP2019161874A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】永久磁石同期モータのモータインダクタンスを精度よく同定し、動作応答性の低下や脱調等の動作不具合の発生を防止することができるモータ制御装置を実現する。【解決手段】モータロータを所定位置に停止させた状態で、インバータ制御部１１０のスイッチング素子を上アームと下アームから１石ずつ選択して通電して永久磁石同期モータ１０１に流れる第１の出力電流ベクトルと、前記第１の出力電流ベクトルと逆方向となるようにインバータ制御部１１０に通電して永久磁石同期モータ１０１に流れる第２の出力電流ベクトルとからそれぞれ同定を行った２つのモータインダクタンスの平均値を算出するインダクタンス同定手段１０９は、インバータ制御部１１０の出力電圧を逐次積分し、それによって得られる逐次積分値を電流センサ１０２から出力される相電流値の３相２相変換値で除算する。【選択図】図１

Description

本発明は永久磁石同期モータのモータ制御装置に関し、特にモータ定数の自動計測技術に関する。

永久磁石同期モータは、ベクトル制御することによって、制御性能の向上および運転時の電力損失を低減させることができる。ベクトル制御におけるｄｑ軸電流およびｄｑ軸電圧の関係を表す電圧方程式は、永久磁石同期モータの電機子巻線抵抗、インダクタンスおよび誘起電圧定数によって構成されている。近年、位置センサを用いずに、ｄｑ軸電流およびｄｑ軸電圧を用いて電機子の位置および速度推定を行うセンサレス方式が多く採用されている。この方式においては、電圧方程式に基づいて電機子の位置および速度推定が行われるため、モータ定数の誤差が、永久磁石同期モータの動作の応答性の低下や脱調の顕著な原因となる。

従来のモータ制御においては、モータ定数としてある一定の仕様値を用いるため、実際のモータ定数と誤差を生じることがある。これを解決する方法の一つとして、永久磁石同期モータの停止時に、モータ定数を同定し、同定結果を電圧方程式に反映する技術が提案されている。

この種の永久磁石同期モータ定数を自動計測する代表的な技術は、永久磁石同期モータの電機子巻線抵抗、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンスおよび誘起電圧定数を停止中または運転中に自動計測するものである(例えば、特許文献１参照)。

また、永久磁石同期モータ定数のｄ軸インダクタンス自動計測方法の一つとして、ｄ軸電流に同定用の矩形波電流を重畳し、微小時間あたりの電流振幅の差分を利用して、ｄ軸インダクタンスを同定する方法が開示されている(例えば、非特許文献１参照)。

特開２００８−１８２８８１号公報

森本茂雄他 著「パラメータ同定機能を持つ永久磁石同期モータの位置・速度センサレス制御システム」、電学論Ｄ、１２６、６、ｐｐ．７４８−７５５（２００６−６）

しかしながら、非特許文献１に記載された技術は、モータ停止時のインダクタンス計測時に同定用電流信号に矩形波電流を用いる方法である。この方法によれば、過渡変化前後で同期して電流サンプルが採取されると、インダクタンス演算式で用いられる電流差分値が小さくなるため、同定誤差が増加するという課題があった。そのため、非特許文献１に記載された技術においては、過渡変化前後で電流サンプリングの間引きを行うことによって、上記課題に対する対策を行っている。

前記従来の課題を解決するために、本発明のモータ制御装置は、上アームに３石および
下アームに３石のスイッチング素子を有し３相の永久磁石同期モータを駆動するインバータ制御を備え、前記永久磁石同期モータのモータロータを所定位置に停止させた状態で、前記上アームのスイッチング素子のうち１石または２石を選択するとともに、前記上アームで選択されなかったスイッチング素子に接続された下アームのスイッチング素子のうち少なくとも１石を選択して通電することにより、前記永久磁石同期モータに流れる第１の出力電流ベクトルからモータインダクタンス１を同定し、また、前記第１の出力電流ベクトルと逆方向となるように、前記上アームおよび前記下アームからスイッチング素子を選択して通電することにより、前記永久磁石同期モータに流れる第２の出力電流ベクトルからモータインダクタンス２を同定し、前記モータインダクタンス１および前記モータインダクタンス２の平均値を算出することにより、前記永久磁石同期モータのモータインダクタンスを同定するインダクタンス同定手段を有し、前記インダクタンス同定手段は、前記モータインダクタンスの同定に際し、前記インバータ制御部の出力電圧を逐次積分し、それによって得られる逐次積分値を電流検出部から出力される相電流値の３相２相変換値で除算するように構成される。

これによって、モータインダクタンスを小電流領域から大電流領域まで精度良く算出し、演算誤差を小さくすることができ、永久磁石同期モータの動作応答性の低下や脱調等の動作不具合の発生を防止することができる。

本発明のモータ制御装置は、永久磁石同期モータのモータロータの停止時において、同定用信号を重畳するインバータ制御において、過渡変化中のインダクタンス電流を検出することによってモータインダクタンスを同定するに際し、モータインダクタンスを小電流領域から大電流領域まで精度よく同定することができ、永久磁石同期モータの動作応答性の低下や脱調等の動作不具合の発生を防止することができる。

本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置の構成図 本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置のインバータ制御部の詳細構成図 本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置のモータインダクタンス同定におけるＵＶＷ座標と永久磁石の位置およびｄｑ座標との関係を示す図 本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置のモータインダクタンス同定における離散化演算の説明図 本発明の実施の形態２におけるモータ制御装置のモータインダクタンス同定におけるＵＶＷ座標と永久磁石の位置およびｄｑ座標との関係を示す図

第１の発明は、回転子に永久磁石を有する永久磁石同期モータの電機子電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部から出力される相電流値を用いて前記永久磁石同期モータの回転速度および出力トルクを所定値に制御するベクトル制御部と、上アームに３石および下アームに３石のスイッチング素子を有し３相の前記永久磁石同期モータを駆動するインバータ制御部とを備えたモータ制御装置において、前記ベクトル制御部は、前記電機子電流の電流制御により前記永久磁石同期モータのモータロータを所定位置に停止させた状態で、前記上アームのスイッチング素子のうち１石または２石を選択して通電するとともに、前記上アームで選択されなかったスイッチング素子に接続された下アームのスイッチング素子のうち少なくとも１石を選択して通電することにより、前記永久磁石同期モータに流れる第１の出力電流ベクトルから前記永久磁石同期モータのモータインダクタンス１を同定し、また、前記第１の出力電流ベクトルと逆方向となるように、前記上アームおよび前記下アームからスイッチング素子を選択して通電することにより、前記永久磁石同期
モータに流れる第２の出力電流ベクトルから前記永久磁石同期モータのモータインダクタンス２を同定し、前記モータインダクタンス１および前記モータインダクタンス２の平均値を算出することにより、前記永久磁石同期モータのモータインダクタンスを同定するインダクタンス同定手段を有し、前記インダクタンス同定手段は、前記モータインダクタンスの同定に際し、前記インバータ制御部の出力電圧を逐次積分し、それによって得られる逐次積分値を前記電流検出部から出力される相電流値の３相２相変換値で除算するように構成されるモータ制御装置である。この構成により、モータインダクタンスを小電流領域から大電流領域まで高精度に同定することができ、永久磁石同期モータの動作応答性の低下や脱調等の動作不具合の発生を防止することができる。

第２の発明は、特に、第１の発明のモータ制御装置において、前記インダクタンス同定手段は、前記インバータ制御部の第１の出力電流ベクトルを前記モータロータの磁束に平行な電流成分となるように制御し、また、前記インバータ制御部の第２の出力電流ベクトルを前記第１の出力電流ベクトルと逆方向となるように制御することにより、前記永久磁石同期モータのｄ軸インダクタンスを同定するように構成される。この構成により、永久磁石同期モータのｄ軸インダクタンスを小電流領域から大電流領域まで高精度に同定することができる。

第３の発明は、特に、第１または第２の発明のモータ制御装置において、前記インダクタンス同定手段は、前記モータロータを停止させた所定位置からいずれかのモータ回転方向に電気角９０度回転移動させ、前記インバータ制御部の第１の出力電流ベクトルを前記モータロータの磁束と直交する電流成分となるように制御し、また、前記インバータ制御部の第２の出力電流ベクトルを前記第１の出力電流ベクトルと逆方向となるように制御することにより、前記永久磁石同期モータのｑ軸インダクタンスを同定するように構成される。この構成により、永久磁石同期モータのｑ軸インダクタンスを小電流領域から大電流領域まで高精度に同定することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置の構成図である。図１に示されるように、モータ制御装置は、永久磁石同期モータ１０１をインバータ駆動するインバータ制御部１１０と、永久磁石同期モータ１０１の三相巻線に流れる電機子電流を検出する３個の電流センサ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ（電流検出部）と、三相二相変換手段１０３、モータロータ位置・速度推定手段１０４、二相三相変換手段１０８、電流制御手段１０７、速度制御手段１０６、インダクタンス同定手段１０９からなり、永久磁石同期モータ１０１の回転速度および出力トルクを制御するベクトル制御部（１０３〜１０９）とを備えている。

図２は、本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置のインバータ制御部１１０の詳細構成図である。図２に示されるように、インバータ制御部１１０は、還流ダイオード１２１〜１２６が並列に備えられたＩＧＢＴのようなスイッチング素子１１１〜１１６により構成される上アーム側のスイッチング素子と下アーム側のスイッチング素子による直列回路を３相分有している。インバータ制御部１１０は、上記３相分の直列回路における上アームと下アームの相互接続点が、負荷である永久磁石同期モータ１０１の三相巻線にそれぞれ接続されている。二相三相変換手段１０８が、出力電圧を実現するためのパルスパターン信号をドライバ１３１に出力する。ドライバ１３１は、そのドライブ信号に従ってスイッチング素子１１１〜１１６を駆動する信号を出力する。

インバータ制御部１１０は、Ｕ、Ｖ、Ｗの３相の交流電圧を出力するスイッチング回路である。インバータ制御部１１０は、スイッチング素子のゲートに接続されたマイクロコンピュータなどの制御アプリケーションから駆動信号を受け、スイッチング素子を順序よくオンオフすることによって、印加されている直流電圧Ｖｄｃを３相の交流電圧に変換し、制御対象である永久磁石同期モータ１０１を駆動する。マイクロコンピュータには、インバータ制御部１１０を駆動するための周辺回路が搭載されており、それらの周辺回路の一つであるＡＤ変換手段によって、インバータ制御部１１０は、３個の電流センサ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃによって得られた３相の検出電流を用いてフィードバック制御を行う。

本実施の形態においては、ホール素子のような位置センサを用いることなく、ｄｑ軸座標の電流、電圧および永久磁石同期モータ１０１が有するパラメータを使用してモータロータの位置と速度を推定する、いわゆるセンサレス制御が行われることを想定している。なお、本発明は、位置センサを用いたベクトル制御においても適用可能である。

センサレスベクトル制御の分野においては、γδ軸と表記される事もあるが、本実施の形態の以下の記載においては、ｄｑ軸の表記とγδ軸の表記を区別せずに用いる。また、電流値は大文字Ｉもしくは小文字ｉで表記されており、電圧値は大文字Ｖもしくは小文字ｖで表記されている。

永久磁石同期モータ１０１の駆動時におけるベクトル制御部の動作の概要を説明する。図１に示されるように、外部より与えられる目標回転数ω^＊の情報に基づいて、速度制御手段１０６によりｄｑ軸における電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊がそれぞれ作成される。ここで、モータロータの界磁方向をｄ軸（界磁軸）、ｄ軸と直交する方向をｑ軸とする。

電流センサ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃによって得られた相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、三相二相変換手段１０３によりｄｑ座標上の検出電流Ｉｄ、Ｉｑに変換される。検出電流Ｉｄ、Ｉｑと、電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊との偏差に基づき、電流制御手段１０７は、電圧指令Ｖｄ^＊、Ｖｑ^＊を作成する。電圧指令Ｖｄ^＊、Ｖｑ^＊に基づき、二相三相変換手段１０８が出力デューティを決定し、インバータ制御部１１０が出力デューティに基づいた３相交流電圧を永久磁石同期モータ１０１に出力する。このようにして、永久磁石同期モータ１０１は、実回転数ωが目標回転数ω^＊に追従するように制御が行われる。

次に、インダクタンス同定手段１０９の動作について説明する。インダクタンス同定処理は、永久磁石同期モータ１０１の起動命令が与えられた場合に行うことができる。当該同定処理で求められたモータ定数を用いて、永久磁石同期モータ１０１の駆動を行うことができる。この同定処理によって同定されるモータ定数は、ｄ軸インダクタンスＬｄである。

インダクタンス同定処理が開始されると、まず、永久磁石同期モータ１０１のモータロータが静止した状態でモータ定数の同定を行うために、モータロータを所定位置に引き込んで固定する位置決め動作が行われる。図３は、本発明の実施の形態１におけるｄ軸インダクタンスＬｄ同定時の永久磁石同期モータ１０１のＵ、Ｖ、Ｗ座標とモータロータ（永久磁石）の位置、およびｄｑ座標との関係を示す図である。

モータロータの位置決めを行うために、永久磁石同期モータ１０１の回転座標系の界磁軸であるｄ軸に電流指令を与える。与える電流指令として、所定の直流電流指令Ｉｄ^＊を設定し、ｑ軸の電流指令Ｉｑ^＊をゼロに設定する。トルクが生じないようｑ軸電流はゼロに設定している。このときの電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊の設定は、速度制御手段１０６が行う。

Ｕ相にＩａ、Ｖ相に−Ｉａ／２、Ｗ相に−Ｉａ／２の直流が流れるように電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊を設定すると、電機子巻線のＵ相電流による起磁力を基準とし、θ＝０の基準位置として扱うことができる。次に、Ｕ相にＩａ、Ｗ相に−Ｉａの直流が流れるように、電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊を設定すると、電機子巻線のＵ相の基準位置からθ＝３０度の位置にモータロータを固定することができる。この位置をｄ軸インダクタンスＬｄを同定する際のモータロータの位置決め位置とする。

一般的に、永久磁石同期モータの２相電圧方程式は下記の数式１によって与えられる。数式１において、Ｒａは電機子巻線抵抗、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、ωは回転数、Ψａは永久磁石による磁束鎖交数、ｐは微分演算子を表す。

本実施の形態においては、モータ定数を同定する際に、直流電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊を印加し、所定の位置、ここではθ＝３０度の位置に位置決めを行った後、直流電流指令Ｉｄ^＊＝０とし、検出電流Ｉｄが０Ａとなることを確認する。

次に、インバータ制御部１１０の３相のうち、２相を通電し、残りの１相を開放するように制御を行う。すなわち、上アームのスイッチング素子１１１と下アームのスイッチング素子１１６をオンすることで、Ｕ相にＩａ、Ｗ相に−Ｉａの直流が流れるように、任意のｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｓｉｇを印加する。このとき、Ｖ相のスイッチング素子は全てオフされており、ハイインピーダンス状態として開放されていることが特徴である。

ｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｓｉｇに基づいて二相三相変換手段１０８から出力される出力電流ベクトルはθ＝３０度となり、インダクタンス同定手段１０９は、三相二相変換手段１０３から検出電流Ｉｄを所定のサンプリング周期Ｔｓで取得する。サンプリング周期Ｔｓは、任意のキャリア周波数により算出され設定される。そして、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｓｉｇ、検出電流値Ｉｄ、回転速度（ω＝０）および回転子位置（θ＝３０度）を用いて、後述される方法によってｄ軸インダクタンスＬｄの同定を行う。

なお、モータロータの位置決め位置はθ＝３０度に限られるものではない。位置決め位置と出力電流ベクトルの位相が平行であり、かつ永久磁石同期モータ１０１の３相のうち、１相を開放し、他の２相を通電するようにインバータ制御部１１０のスイッチング素子を上アームと下アームから１石ずつ選択して通電することで実現できる位置ならいずれの位置でも構わない。もしくは、少なくとも２相を、あるいは３相を通電するようにインバータ制御部１１０のスイッチング素子を選択し通電してもよい。

ｄ軸インダクタンスＬｄの同定方法について電圧方程式を用いて詳しく説明する。数式１の電圧方程式のｄ軸成分は、下記の数式２で表される。

次に、数式２の電圧方程式を差分方程式に変換して、サンプリング周期Ｔｓを代入して整理すると、数式３で表される。

本実施の形態においては、モータ定数を同定する際に、θ＝３０度の位置にモータロータの位置決めを行った後、二相三相変換手段１０８から出力される出力電流ベクトルはθ＝３０度となるように設定しているので、モータロータは静止状態であるためω＝０である。また、出力電流ベクトルの位相は、モータロータによる磁束の向き、すなわちｄ軸の位相と合致している。すなわち、出力電流ベクトルをモータロータの磁束に平行な電流成分となるように制御することによって、ω＝０を数式３に代入して得られる下記の数式４によりｄ軸インダクタンスＬｄを求めることができる。

しかしながら、数式４はサンプリング周期Ｔｓが短い場合、分母式の差分値が極めて小さくなりＬｄ算出値が大きく変動する場合がある。その対策として、Ｔｓを大きくするかフィルタ関数を使うなどが考えられるが、Ｌｄの算出誤差が逆に増える恐れもある。そこで、代替の一手法として数式２からω＝０として積分形に変形・近似して導き出される下記の数式５を用いる。これによって、Ｌｄ算出上の変動要因を極力小さくすることができ、高精度にｄ軸インダクタンスＬｄを同定することができる。

数式５において、ｋ、ｎは離散化自然数（１≦ｋ≦ｎ）、Ｖｄ１はｄ軸一定電圧、ＬｄｎはＩｄｎ時のｄ軸インダクタンス、Ｉｄｎはｋ＝ｎ時のｄ軸電流Ｉｄである。

本数式５を図４を用いて説明する。図４は、モータインダクタンス同定における離散化演算の説明図である。図４に示されるように、ｖｄが印加された時のサンプリング周期Ｔｓ毎のｄ軸パルス指令電圧４０１およびｄ軸瞬時電流４０２が、離散化自然数ｋ（１≦ｋ
≦ｎ）毎に示されている。なお、Ｔｎ＝ｎ・Ｔｓである。

また、１≦ｋ≦ｎの区間においては、ｄ軸パルス指令電圧４０１は一定単パルスとしているので、
ｄ軸パルス指令電圧４０１＝Ｖｄ１
である。

このような条件下では、ｄ軸電流Ｉｄは、ｄ軸瞬時電流４０２で示される特性図を描くことになり、ｋ＝ｎ時点のＬｄをＬｄｎ、ＩｄをＩｄｎとすると、Ｌｄｎは、数式５として、数式２より導出できる（ここで、ω＝０）。従って、ｎを増加させながらＩｄｎに対応するＬｄｎを逐次計算することにより、ｄ軸インダクタンスＬｄ−ｄ軸電流Ｉｄ特性を求めることができる。

次に、Ｖ相を開放したままで、上アームのスイッチング素子１１３と下アームのスイッチング素子１１４をオンすることで、Ｕ相に−Ｉａ、Ｗ相にＩａの直流が流れるように、任意のｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｓｉｇを印加する。ｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｓｉｇに基づいて二相三相変換手段１０８から出力される出力電流ベクトルはθ＝２１０度となり、インダクタンス同定手段１０９は、三相二相変換手段１０３から検出電流Ｉｄを所定のサンプリング周期Ｔｓで取得する。そして、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｓｉｇ、検出電流値Ｉｄ、回転速度（ω＝０）および回転子位置（θ＝３０度）を用いて、ｄ軸インダクタンスＬｄの同定を行う。出力電流ベクトルは、θ＝３０度から１８０度回転移動させたもので、Ｕ相およびＷ相の巻線コイルに流れる電流の向きがθ＝３０度の場合とは逆になる。

上記同定したθ＝２１０度でのｄ軸インダクタンスＬｄの値と、θ＝３０度となるように設定した場合に算出したｄ軸インダクタンスＬｄの値との平均値を算出する。また、それぞれの回転子位置におけるｄ軸インダクタンスＬｄ（モータインダクタンス）は、数式５に示されるように、インバータ出力電圧を逐次積分し、その逐次積分値を相電流値Ｉａの３相２相変換値Ｉｄで除算することによって算出される。これらにより、ｄ軸インダクタンスＬｄを小電流領域から大電流領域まで精度よく同定することができる。ｄ軸インダクタンスＬｄの同定が完了すると、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｓｉｇの印加を終了する。

以上、本実施の形態についての詳細な説明から明らかなように、本発明のモータ制御装置は次の効果を奏する。本発明のモータ制御装置は、永久磁石同期モータのモータロータを所定位置に停止させた状態で、上アームのスイッチング素子のうち１石または２石を選択するとともに、前記上アームで選択されなかったスイッチング素子に接続された下アームのスイッチング素子のうち少なくとも１石を選択して通電することにより、永久磁石同期モータに流れる第１の出力電流ベクトルからモータインダクタンス１としてｄ軸インダクタンス１を同定し、また、第１の出力電流ベクトルと逆方向となるように、上アームおよび下アームからスイッチング素子を選択して通電することにより、永久磁石同期モータに流れる第２の出力電流ベクトルからモータインダクタンス２としてｄ軸インダクタンス２を同定し、ｄ軸インダクタンス１およびｄ軸インダクタンス２の平均値を算出することにより、永久磁石同期モータのモータインダクタンスを同定するインダクタンス同定手段を有し、インダクタンス同定手段は、モータインダクタンスの同定に際し、インバータ制御部の出力電圧を逐次積分し、それによって得られる逐次積分値を電流検出部から出力される相電流値の３相２相変換値で除算するように構成される。これにより、モータインダクタンスを小電流領域から大電流領域まで精度よく同定することができ、永久磁石同期モータの動作応答性の低下や脱調等の動作不具合の発生を防止することができる。

（実施の形態２）
以下、本発明のモータ制御装置の別の実施の形態について説明する。本発明の実施の形
態２におけるモータ制御装置の構成は、図１に示された実施の形態１と同じであるが、モータインダクタンス同定時のモータロータの位置決め位置が実施の形態１とは異なる。

実施の形態１においては、位置決めを行ったモータロータのｄ軸の位相と、モータインダクタンスを測定する際に印加されるＶｄ＿ｓｉｇに基づく二相三相変換手段１０８から出力される出力電流ベクトルの位相とが同一方向となるように制御していた。

本実施の形態においては、位置決めをするモータロータのｄ軸の位相と、モータインダクタンスを測定する際に印加されるＶｑ＿ｓｉｇに基づく二相三相変換手段１０８から出力される出力電流ベクトルの位相とが９０度ずれた方向となるように制御する。図５は、本発明の実施の形態２におけるｑ軸インダクタンスＬｑ同定時の永久磁石同期モータ１０１のＵ、Ｖ、Ｗ座標とモータロータ（永久磁石）の位置、およびｄｑ座標との関係を示す図である。

インダクタンス同定手段１０９の動作について説明する。インダクタンス同定処理は、永久磁石同期モータ１０１の起動命令が与えられた場合に行うことができる。当該同定処理で求められたモータ定数を用いて、永久磁石同期モータ１０１の駆動を行うことができる。この同定処理によって同定されるモータ定数は、ｑ軸インダクタンスＬｑである。

本実施の形態においては、永久磁石同期モータ１０１のモータロータが静止した状態でモータ定数の同定を行うために、電機子巻線のＵ相電流による起磁力を基準とし、θ＝０の基準位置として扱う。

上アームのスイッチング素子１１２と下アームのスイッチング素子１１４、１１６をオンすることによって、Ｖ相にＩａ、Ｕ相に−Ｉａ／２、Ｗ相に−Ｉａ／２の直流が流れるように電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊を設定すると、θ＝１２０度の位置にモータロータを固定することができる。この位置をｑ軸インダクタンスＬｑを同定する際のモータロータの位置決め位置とする。この位置決め位置は、ｄ軸インダクタンスＬｄを同定した場合のモータロータの位置決め位置から９０度回転移動させた位置である。なお、上記とは逆方向に９０度回転移動させた位置を位置決め位置としてもよい。

本実施の形態においては、モータ定数を同定する際に、直流電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊を印加し、所定の位置、ここではθ＝１２０度の位置に位置決めを行った後、直流電流指令Ｉｄ^＊＝０とし、検出電流Ｉｄが０Ａとなることを確認する。θ＝１２０度の位置は、実施の形態１におけるモータロータの位置決め位置から９０度回転移動させ、回転移動させたモータロータの磁束に直交する電流成分と出力電流ベクトルが平行となるようにしたものである。

次に、インバータ制御部１１０の３相のうち、２相を通電し、残りの１相を開放するように制御を行う。すなわち、上アームのスイッチング素子１１１と下アームのスイッチング素子１１６をオンすることで、Ｖ相を開放し、Ｕ相にＩａ、Ｗ相に−Ｉａの直流が流れるように、任意のｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｓｉｇを印加する。

ｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｓｉｇに基づいて二相三相変換手段１０８から出力される出力電流ベクトルはθ＝３０度となるように設定し、インダクタンス同定手段１０９によって三相二相変換手段１０３から検出電流Ｉｑを所定のサンプリング周期Ｔｓで取得する。ここで、モータロータの位置決め位置であるθ＝１２０度の位置は、印加された出力電流ベクトルと直交しているので、ｑ軸のインダクタンスＬｑを算出できる。なお、サンプリング周期Ｔｓは、任意のキャリア周波数により算出され設定される。そして、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｓｉｇ、検出電流値Ｉｑ、回転速度（ω＝０）および回転子位置（θ＝１２０度）を用
いて、後述される方法によってｑ軸インダクタンスＬｑの同定を行う。

なお、モータロータの位置決め位置はθ＝１２０度に限られるものではない。位置決め位置と出力電流ベクトルの位相が直交し、かつ永久磁石同期モータ１０１の３相のうち、１相を開放し、他の２相を通電するようにインバータ制御部１１０のスイッチング素子を上アームと下アームから１石ずつ選択して通電することで実現できる位置ならいずれの位置でも構わない。もしくは、少なくとも２相を、あるいは３相を通電するようにインバータ制御部１１０のスイッチング素子を選択し通電してもよい。

ｑ軸インダクタンスＬｑの同定方法について電圧方程式を用いて詳しく説明する。数式１の電圧方程式のｑ軸成分は、下記の数式６で表される。

次に、数式６の電圧方程式を差分方程式に変換して、サンプリング周期をＴｓを代入して整理する。そして、本実施の形態においては、モータ定数を同定する際に、θ＝１２０度の位置にモータロータの位置決めを行った後、二相三相変換手段１０８から出力される出力電流ベクトルはθ＝３０度となるように設定しており、モータロータの回転が無視できるほどの短時間の内に行われるとすると、静止状態であるためω＝０である。また、モータロータによる磁束の向きと、出力電流ベクトルの位相、すなわちｑ軸の位相とは直交している。すなわち、出力電流ベクトルをモータロータの磁束と直交する電流成分となるように制御することによって、下記の数式７のように変形でき、ｑ軸インダクタンスＬｑを求めることができる。

ここで、数式７も前記数式４と同様の分母特性を有する。数式５導出過程と同様にして、数式６よりω＝０として積分形に変形・近似して導き出される下記の数式８を用いることによって、高精度にｑ軸インダクタンスＬｑを同定することができる。

ここで、ｋ、ｎは離散化自然数（１≦ｋ≦ｎ）、Ｖｑ１はｑ軸一定電圧、ＬｑｎはＩｑｎ時のｑ軸インダクタンスＬｑ、Ｉｑｎはｋ＝ｎ時のｑ軸電流Ｉｑである。

また、１≦ｋ≦ｎの区間においては、ｑ軸パルス電圧は一定単パルスとしているので、ｑ軸パルス電圧＝Ｖｑ１
である。

従って、ｎを増加させながらＩｑｎに対応するＬｑｎを逐次計算することにより、ｑ軸インダクタンスＬｑ−ｑ軸電流Ｉｑ特性を求めることができる。

次に、出力電流ベクトルを１８０度回転移動させた場合のｑ軸インダクタンスＬｑを算出する。Ｖ相を開放したままで、上アームのスイッチング素子１１３と下アームのスイッチング素子１１４をオンすることで、Ｕ相に−Ｉａ、Ｗ相にＩａの直流が流れるように、任意のｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｓｉｇを印加する。ｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｓｉｇに基づいて二相三相変換手段１０８から出力される出力電流ベクトルはθ＝２１０度となり、インダクタンス同定手段１０９は、三相二相変換手段１０３から検出電流Ｉｑを所定のサンプリング周期Ｔｓで取得する。そして、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｓｉｇ、検出電流値Ｉｑ、回転速度（ω＝０）および回転子位置（θ＝１２０度）を用いて、ｑ軸インダクタンスＬｑの同定を行う。出力電流ベクトルは、θ＝３０度から１８０度回転移動させたもので、Ｕ相およびＷ相の巻線コイルに流れる電流の向きがθ＝３０度の場合とは逆になる。

上記同定したθ＝２１０度でのｑ軸インダクタンスＬｑの値と、θ＝３０度となるように設定した場合に算出したｑ軸インダクタンスＬｑの値との平均値を算出する。また、それぞれの回転子位置におけるｑ軸インダクタンスＬｑ（モータインダクタンス）は、数式８に示されるように、インバータ出力電圧を逐次積分し、その逐次積分値を相電流値Ｉａの３相２相変換値Ｉｑで除算することによって算出される。これらにより、ｑ軸インダクタンスＬｑを小電流領域から大電流領域まで精度よく同定することができる。ｑ軸インダクタンスＬｑの同定が完了すると、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｓｉｇの印加を終了する。

以上、本実施の形態についての詳細な説明から明らかなように、本発明のモータ制御装置は次の効果を奏する。本発明のモータ制御装置は、永久磁石同期モータのモータロータを所定位置に停止させた状態で、上アームのスイッチング素子のうち１石または２石を選択するとともに、前記上アームで選択されなかったスイッチング素子に接続された下アームのスイッチング素子のうち少なくとも１石を選択して通電することにより、永久磁石同期モータに流れる第１の出力電流ベクトルからモータインダクタンス１としてｑ軸インダクタンス１を同定し、また、第１の出力電流ベクトルと逆方向となるように、上アームおよび下アームからスイッチング素子を選択して通電することにより、永久磁石同期モータに流れる第２の出力電流ベクトルからモータインダクタンス２としてｑ軸インダクタンス２を同定し、ｑ軸インダクタンス１およびｑ軸インダクタンス２の平均値を算出することにより、永久磁石同期モータのモータインダクタンスを同定するインダクタンス同定手段を有し、インダクタンス同定手段は、モータインダクタンスの同定に際し、インバータ制御部の出力電圧を逐次積分し、それによって得られる逐次積分値を相電流値の３相２相変換値で除算するように構成される。これにより、モータインダクタンスを小電流領域から大電流領域まで精度よく同定することができ、永久磁石同期モータの動作応答性の低下や脱調等の動作不具合の発生を防止することができる。

なお、上記実施の形態１と実施の形態２とが併用される形態のモータ制御装置であってもよい。

本発明のモータ制御装置は、精度の高いモータ定数の同定を実現することができ、永久磁石同期モータの動作応答性の低下や脱調等の動作不具合の発生を防止することができるので、インバータ駆動される永久磁石同期モータを有した電気機器に使用されるモータ制
御装置等として有用である。

１０１ 永久磁石同期モータ
１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ 電流センサ（電流検出部）
１０３ 三相二相変換手段
１０４ モータロータ位置・速度推定手段
１０６ 速度制御手段
１０７ 電流制御手段
１０８ 二相三相変換手段
１０９ インダクタンス同定手段
１１０ インバータ制御部
１１１、１１２、１１３、１１４、１１５、１１６ スイッチング素子
１２１、１２２、１２３、１２４、１２５、１２６ 還流ダイオード
１３１ ドライバ
４０１ ｄ軸パルス指令電圧
４０２ ｄ軸瞬時電流

Claims (3)

1. 回転子に永久磁石を有する永久磁石同期モータの電機子電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部から出力される相電流値を用いて前記永久磁石同期モータの回転速度および出力トルクを所定値に制御するベクトル制御部と、上アームに３石および下アームに３石のスイッチング素子を有し３相の前記永久磁石同期モータを駆動するインバータ制御部とを備えたモータ制御装置において、
   前記ベクトル制御部は、前記電機子電流の電流制御により前記永久磁石同期モータのモータロータを所定位置に停止させた状態で、前記上アームのスイッチング素子のうち１石または２石を選択するとともに、前記上アームで選択されなかったスイッチング素子に接続された下アームのスイッチング素子のうち少なくとも１石を選択して通電することにより、前記永久磁石同期モータに流れる第１の出力電流ベクトルから前記永久磁石同期モータのモータインダクタンス１を同定し、また、前記第１の出力電流ベクトルと逆方向となるように、前記上アームおよび前記下アームからスイッチング素子を選択して通電することにより、前記永久磁石同期モータに流れる第２の出力電流ベクトルから前記永久磁石同期モータのモータインダクタンス２を同定し、前記モータインダクタンス１および前記モータインダクタンス２の平均値を算出することにより、前記永久磁石同期モータのモータインダクタンスを同定するインダクタンス同定手段を有し、
   前記インダクタンス同定手段は、前記モータインダクタンスの同定に際し、前記インバータ制御部の出力電圧を逐次積分し、それによって得られる逐次積分値を前記電流検出部から出力される相電流値の３相２相変換値で除算するように構成される、
   モータ制御装置。
2. 前記インダクタンス同定手段は、前記インバータ制御部の第１の出力電流ベクトルを前記モータロータの磁束に平行な電流成分となるように制御し、また、前記インバータ制御部の第２の出力電流ベクトルを前記第１の出力電流ベクトルと逆方向となるように制御することにより、前記永久磁石同期モータのｄ軸インダクタンスを同定するように構成される、
   請求項１記載のモータ制御装置。
3. 前記インダクタンス同定手段は、前記モータロータを停止させた所定位置からいずれかのモータ回転方向に電気角９０度回転移動させ、前記インバータ制御部の第１の出力電流ベクトルを前記モータロータの磁束と直交する電流成分となるように制御し、また、前記インバータ制御部の第２の出力電流ベクトルを前記第１の出力電流ベクトルと逆方向となるように制御することにより、前記永久磁石同期モータのｑ軸インダクタンスを同定することを特徴とする請求項１または請求項２記載のモータ制御装置。