JP2019092014A - フレームエラーレート予測装置、無線通信装置および無線通信システム - Google Patents

Abstract

【課題】畳み込み符号化直交周波数分割多重方式において、受信電力が大きく落ち込むサブキャリアが存在する場合にも、正確にフレームエラーレートを予測する技術を提供する。【解決手段】畳み込み符号化直交周波数分割多重方式により、複数の周波数帯による同時伝送で通信する通信システムのフレームエラーレート予測装置１１１０は、通信経路において推定された、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力に基づいて、受信信号のエラーパターンにおいてインタリーブ方式および変調方式の情報により特定される、最隣接するシンボルより離れたシンボル間で生じる所定の距離以内のシンボル誤りを考慮して、畳み込み符号化に対する復号処理におけるエラーパスのペアワイズ誤り率を算出してフレーム誤り率を予測するフレーム誤り率予測部３０３０とを備える。【選択図】図５

Description

本発明は、フレームエラーレート予測装置、およびそれを用いる無線通信装置および無線通信システムの構成に関する。

近年、ＩＳＭ（industrial, scientific, and medical radio）帯においてモバイルトラヒックのオフロードが進展しており、無線ＬＡＮ（local area network）の周波数利用効率向上が望まれている。高い周波数利用効率の実現に向けては、実用上十分に低いフレーム誤り率（ＦＥＲ: frame error rate）を達成可能で、かつできるだけ高い伝送レートを用いる必要がある。一般に、ＦＥＲ が１％から１０％程度となるよう、伝搬状況に応じてＭＣＳ（modulation and coding scheme）を制御することが考えられる。ここで、ＭＣＳとは、変調方式・チャネル符号化率について、予め定められた組合せのテーブルをいう（たとえば、特許文献１を参照）。たとえば、受信機の受信状態が悪い場合や、低誤り率での通信が必要な送信データは、低い伝送レートのＭＣＳを用い、逆に、受信機の受信状態が良い場合や、比較的高い誤り率を許容する送信データは、高い伝送レートのＭＣＳを用いるなどの決定方法を用いるような適応的な制御が行われる。

無線ＬＡＮにおいて、適切なＭＣＳに制御する方式として、伝送成功率や再送回数に応じてＭＣＳを調節し、伝搬状況に適したＭＣＳを選択する方式が知られている（非特許文献１を参照）。しかし、この方式では最適なＭＣＳを選択するまで伝搬状況に合わないＭＣＳでフレーム送信を行うため、再送や低レート送信によって、スループットが低下する恐れがある。このため、伝送効率の改善には事前にＦＥＲ（Frame Error Rate）を予測し、その結果に基づいてＭＣＳの決定を行うことが望ましいが、その実現には高精度なＦＥＲ予測が必要となる。

ＦＥＲはフレームサイズと復号後のビット誤り率（ＢＥＲ: bit error rate）から算出できることから、復号後のＢＥＲを予測することによってＦＥＲ予測が可能となる。

一般に、無線ＬＡＮでＦＥＲが１％から１０％程度となることを精度よく予測する場合、ＢＥＲ=１０^-5程度となる領域において精度よくＢＥＲを推定する必要がある。このような低ＢＥＲの領域では、ペアワイズ誤り率（ＰＥＰ: pairwise error probability）によって復号後誤り率を精度よく求められることが知られている（非特許文献２）。

現在普及しているＩＥＥＥ８０２.１１a 以降の無線ＬＡＮにおいてＰＥＰによって誤り率を求める場合、畳み込み符号化ＯＦＤＭ（ＣＯＦＤＭ: coded orthogonal frequency division multiplexing）におけるＰＥＰを求める必要がある。ＣＯＦＤＭ におけるＰＥＰについては、これまで非特許文献３などで検討されている。

非特許文献３では、インターリーブ後のビット誤りがランダムとみなせる場合の、ＰＥＰの解析を行っている。ランダム誤りとみなせる場合、ハミング距離が最小自由距離だけ離れたエラーパスが支配的となり、かつ伝搬路の周波数応答もランダムとみなすことができる。この性質を用いて非特許文献３では、最小自由距離を持つエラーパスのＰＥＰから伝搬路の電力遅延プロファイルに依存しないＢＥＲの定式化を行っている。この手法は、ランダム誤りとみなせる環境では、低ＢＥＲ領域において精度よくＢＥＲを予測できる手法であるといえる。

しかしながら、現実的な無線ＬＡＮの運用を想定した場合、その通信路は、必ずしもランダム誤りとみなせる環境とはならない。ＩＥＥＥ８０２.１１aなどの無線ＬＡＮでは、帯域幅、インターリーブサイズが十分に広くなく、かつ、数百[ns]程度の遅延分散までしか考慮されていないため、ビット誤りの発生を十分に分散させることができない場合がある。そのため、等価的に周波数応答をランダムとみなせなくなり、伝搬路の周波数応答に依存しない、上述した非特許文献３の近似式が成立しない。また、最小自由距離のエラーパスのＰＥＰが支配的となる前提も成立せず、最小自由距離以上のハミング距離を持つエラーパスのＰＥＰも考慮する必要が生じる。したがって、非特許文献３で導出された近似式では、無線ＬＡＮ環境におけるＢＥＲを精度よく近似することができない。

このような問題を解決するために、非特許文献４に開示された技術では、畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式で通信する通信システムにおいて、ビット誤り率予測として、送信機、受信機、あるいはその両方において推定された通信経路による電力の減衰を表す情報および雑音電力とに基づいて、ＭＣＳの組のそれぞれについて、畳み込み符号化の最小自由距離よりも離れたエラーパスのペアワイズ誤り率（ＰＥＰ）を考慮して、復号後のビット誤り率を予測する。フレームエラーレート予測としては、予測されたビット誤り率に基づいて、フレーム誤り率を予測する。

図１２は、このような非特許文献４の処理の概念を説明するための図である。

図１２に示されるように、非特許文献４では、畳み込み符号化された信号は、インターリーブ部によりインターリーブ処理がされた後に、単一帯域にマッピングされるものとして、エラーパス中の誤りビットがマッピングされるサブキャリアのＳＮＲと変調方式によって定まる信号点間距離からペアワイズ誤り率（ＰＥＰ）を計算している。

一方で、非特許文献５および非特許文献６では、スペクトル効率を増加させるために、５ＧＨｚ、２．４ＧＨｚおよび９２０ＭＨｚのような多数のバンドを同時に使用するＷＬＡＮシステムが提案されている。ここで、提案された複数周波数帯のＷＬＡＮシステムは、キャリアセンシングにより複数の周波数帯から利用可能な無線資源を探索する。２個以上の利用可能なバンドが見つかる場合、フレーム中の符号化されたペイロードは複数の部分に分割され、それらは利用可能なバンド上にマッピングされ、適切に変調され、変調されたシンボルは同時に送信される。受信機側では、多数のバンドに分割されたフレームは統合されデコードされる。バンド毎に異なる伝搬特性があるので、ここで提案されたシステムは、複数のバンドに分散したアイドル状態の資源を利用することによりスペクトルの効率を改善することができると同時に周波数ダイバーシチを得ることができる。

特開２０１０−４１０７４号明細書

特開２０１１−２１１４３３号明細書

特開２０１３−１８７５６１号明細書

S. Biaz and S. Wu， "Rate adaptation algorithms for IEEE ８０２.１１ networks: A survey and comparison，" ２００８ IEEE Symposium on Computers and Communications, pp.１３０-１３６, July ２００８.

A. Martinez, A. Guillen i Fabregas, and G. Caire， "Error probability analysis of bit-interleaved coded modulation，"ＩＥＥＥTransactions on Information Theory, vol.５２, no.１, pp.２６２-２７１, Jan. ２００６.

Y. Hori and H. Ochiai， "Performance analysis and interleaver structure optimization for short-frame BICM-ＯＦＤＭ systems，" ＩＥＥＥTransactions on Wireless Communications, vol.１５, no.１, pp.６５１-６６２, Jan. ２０１６.

菅他,"IEEE 802.11 無線LAN に適した畳み込み符号化ＯＦＤＭ 伝送のビット誤り率予測，" 信学技報IT2016-125, Mar. 2017.

N. Egashira, K. Yano, S. Tsukamoto, J. Webber, M. Sutoh, Y. Amezawa, and T. Kumagai， "Integrated synchronization scheme for WLAN systems employing multiband simultaneous transmission，"Proc. 2017 IEEE Wireless Commun. and Netw. Conf.(WCNC).

K. Yano, N. Egashira, S. Tsukamoto, J. Webber, and T. Kumagai， "Channel access balancing for multiband wireless LAN by using alternative primary channel，" Proc. 2017 IEEE Wireless Commun. and Netw. Conf. (WCNC).

しかしながら、非特許文献４に開示されたような従来技術を、上述した非特許文献５および非特許文献６に開示されたような複数帯域同時伝送では帯域ごとに伝送品質が異なるため、伝搬環境に合った変調方式が各帯域で別々に用いられることが検討されている．
そのため、同一フレーム内の各ビットは異なる変調を施され、かつ異なる伝搬路の影響を受けるため既存技術の枠組みではＰＥＰを計算できない、という問題がある。
さらに、マルチパス環境下のＯＦＤＭ方式では、実際には受信電力が大きく落ち込むサブキャリアが存在するため、離れたシンボル間でのシンボル誤りが一定確率で生じる。非特許文献４に開示されたようなPEPの計算過程では、隣接するシンボルへの誤りのみ考慮するため、隣接シンボルより離れたシンボルに誤るような場合の考慮がなされていない、という問題もある。

本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、畳み込み符号化直交周波数分割多重方式による通信システムにおいて、受信電力が大きく落ち込むサブキャリアが存在する場合にも、正確にフレームエラーレートを予測することが可能なフレームエラーレート予測装置を提供することである。
本発明の他の目的は、複数帯域同時伝送を用いる通信システムにおいて、帯域ごとに変調方式が異なり、かつ異なる伝搬環境となる場合に、受信電力が落ち込むサブキャリアがあっても、正確にフレームエラーレートを予測して、帯域ごとに適応的に、変調方式を設定することを可能とする無線通信装置および無線通信システムを提供することである。

この発明の１つの局面に従うと、畳み込み符号化したシンボルを多値変調して直交周波数分割多重方式で通信する通信システムのフレームエラーレート予測装置であって、畳み込み符号化方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化のインタリーブ方式の情報および多値変調の変調方式の情報を格納するための記憶手段と、通信経路において推定された、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力に基づいて、受信信号のエラーパターンにおいて記憶手段に格納されたインタリーブ方式および変調方式の情報により特定される、最隣接するシンボルより離れたシンボル間で生じる所定の距離以内のシンボル誤りを考慮して、畳み込み符号化に対する復号処理におけるエラーパスのペアワイズ誤り率を算出し、算出されたペアワイズ誤り率により、フレーム誤り率を予測するフレーム誤り率予測手段とを備える。

好ましくは、所定の距離は、考慮するシンボル誤りのエラーパターンを通信経路の電力減衰を考慮した誤りシンボルと正解シンボルの２乗ユークリッド距離が、所定の値よりも小さくなる距離である。

好ましくは、所定の距離は、畳み込み符号化のための符号化器の構成によって生成されうるエラーパターンについて、当該エラーパターン内の誤りビットに対応する誤りシンボルと正解シンボルとの２乗ユークリッド距離を信号点間の最小ユークリッド距離の２乗と整数係数に分解したときの各整数係数の和の所定の上限値である。

この発明の他の局面に従うと、畳み込み符号化直交周波数分割多重方式により、複数の周波数帯による同時伝送で通信する無線通信装置であって、受信装置から送信された、周波数帯ごとの伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力の推定値をフィードバック情報として受信する受信手段と、畳み込み符号化直交周波数分割多重方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化の符号化率および変調方式の組の情報を格納するための記憶手段と、送信データ列に畳み込み符号化処理するための畳み込み符号化処理手段と、符号化処理手段の出力をインターリーブ処理するためのインターリーブ手段と、インターリーブ処理後の信号を複数の周波数帯に応じて分割するためのパーサー手段と、パーサー手段からの出力を多値符号化して、複数のサブキャリアによる直交周波数分割多重変調するための変調手段と、フィードバック情報に基づいて、記憶手段に格納された符号化率および変調方式の組のうち、スループットを最大とする組を選択する選択手段とを備え、選択手段は、畳み込み符号化方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化のインタリーブ方式の情報および多値変調の変調方式の情報を格納するための記憶手段と、通信経路において推定された、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力に基づいて、受信信号のエラーパターンにおいて記憶手段に格納されたインタリーブ方式および変調方式の情報により特定される、最隣接するシンボルより離れたシンボル間で生じる所定の距離以内のシンボル誤りを考慮して、畳み込み符号化に対する復号処理におけるエラーパスのペアワイズ誤り率を算出するペアワイズ誤り率算出手段と、算出されたペアワイズ誤り率に基づいて、フレーム誤り率を予測するフレーム誤り率予測手段と、予測されたフレーム誤り率に基づいて、所定のフレームエラーレート内において、最大のスループットとなる組を選択する変調方式選択手段とを含み、変調方式選択部により選択された組に応じて、送信データに対して、畳み込み符号化および変調処理を実行して送信するための送信手段をさらに備える。
好ましくは、所定の距離は、考慮するシンボル誤りのエラーパターンを通信経路の電力減衰を考慮した誤りシンボルと正解シンボルの２乗ユークリッド距離が、所定の値よりも小さくなる距離である。

好ましくは、所定の距離は、畳み込み符号化のための符号化器の構成によって生成されうるエラーパターンについて、当該エラーパターン内の誤りビットに対応する誤りシンボルと正解シンボルとの２乗ユークリッド距離を信号点間の最小ユークリッド距離の２乗と整数係数に分解したときの各整数係数の和の所定の上限値である。 この発明のさらに他の局面に従うと、畳み込み符号化直交周波数分割多重方式により、複数の周波数帯による同時伝送で通信する無線通信システムであって、受信装置を備え、受信装置は、通信経路において、周波数帯ごとの平均受信電力、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力を推定する通信経路状態推定手段と、推定された周波数帯ごとの平均受信電力、伝搬路特性情報および雑音電力を送信するための第１の送信手段とを含み、送信装置をさらに備え、送信装置は、受信装置から送信された、周波数帯ごとの平均受信電力、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力の推定値をフィードバック情報として受信する受信手段と、畳み込み符号化直交周波数分割多重方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化の符号化率および変調方式の組の情報を格納するための記憶手段と、送信データ列に畳み込み符号化処理するための畳み込み符号化処理手段と、符号化処理手段の出力をインターリーブ処理するためのインターリーブ手段と、インターリーブ処理後の信号を複数の周波数帯に応じて分割するためのパーサー手段と、パーサー手段からの出力を多値符号化して、複数のサブキャリアによる直交周波数分割多重変調するための変調手段と、フィードバック情報に基づいて、記憶手段に格納された符号化率および変調方式の組のうち、スループットを最大とする組を選択する選択手段とを備え、選択手段は、畳み込み符号化方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化のインタリーブ方式の情報および多値変調の変調方式の情報を格納するための記憶手段と、通信経路において推定された、周波数帯ごとの平均受信電力、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力に基づいて、受信信号のエラーパターンにおいて記憶手段に格納されたインタリーブ方式および変調方式の情報により特定される、最隣接するシンボルより離れたシンボル間で生じる所定の距離以内のシンボル誤りを考慮して、畳み込み符号化に対する復号処理におけるエラーパスのペアワイズ誤り率を算出するペアワイズ誤り率算出手段と、算出されたペアワイズ誤り率に基づいて、フレーム誤り率を予測するフレーム誤り率予測手段と、予測されたフレーム誤り率に基づいて、所定のフレームエラーレート内において、最大のスループットとなる組を選択する変調方式選択手段とを有し、変調方式選択部により選択された組に応じて、変調手段により変調された送信データ列に対する変調信号を送信するための送信手段をさらに備える。
（用語の定義）
本明細書において、用語の意義は、以下の通りとする。

「ペアワイズ誤り率（ＰＥＰ）」とは、送信機から長さＬの符号語Ｃ_Lが送信されたとする場合、この系列を受信機側で、Ｃ_L´と誤りを含んで復号するときに、符号語Ｃ_Lを符号語Ｃ_L´と誤って判定する確率のことをいう。

「最小自由距離」とは、畳み込み符号において、２つの情報系列ｕとｖに対する符号語をｃ（ｕ）、ｃ（ｖ）とするとき、全エラーパスと真のパスについて、２つの符号系列のハミング距離の最小値をいう。

「電力遅延プロファイル」とは、伝搬路が遅延時間の異なる多数のパスから構成されていると想定するとき、受信電力が遅延時間領域でどのように分布しているかを表す。すなわち、実施の伝搬路では、経路ごとにその経路長が異なるため、インパルス応答は時間広がりを有する。そこで、「電力遅延プロファイル」は、インパルス応答の２乗集合平均値で表される。

「ダイバーシチ次数」とは、あるエラーパスに対応する符号語と送信符号語間で異なるビットがマッピングされる各サブキャリアの周波数応答がランダム（無相関）とみなせるサブキャリアの数をいう。通信路の誤りが、ランダム誤りとみなせる環境では、ダイバーシチ次数が最大（エラーパスに対応する符号語と送信符号語間で異なるビットが通過した伝搬路の周波数応答が無相関）となる。ダイバーシチ次数がそれより低い場合、バースト誤りが生じやすく、ＢＥＲが劣化する。

「エラーパス」とは、畳み込み符号に対する最尤復号によってそのパスが選択された場合、ビット誤りが生じるパスをいう。

「エラーパターン」とは、真のパスとエラーパスで異なる区間に対応するエラーパスの符号語をいう。所定の畳み込み符号において、発生しうるエラーパターンは、生成多項式に応じて有限個であるため、これに番号を付して、たとえば、「ｐ番目のエラーパターン」と呼ぶことにする。

「ハミング距離」とは、２つのビット列の中で、対応する位置にある異なったビットの数をいう。

この発明によれば、畳み込み符号化直交周波数分割多重方式による通信システムにおいて、受信電力が大きく落ち込むサブキャリアが存在する場合にも、正確にフレームエラーレートを予測することが可能なフレームエラーレート予測装置を提供することである。
本発明の他の目的は、複数帯域同時伝送を用いる通信システムにおいて、帯域ごとに変調方式が異なり、かつ異なる伝搬環境となる場合に、受信電力が落ち込むサブキャリアがあっても、正確にフレームエラーレートを予測して、帯域ごとに適応的に、変調方式を設定することを可能とする無線通信装置および無線通信システムを提供することである。

実施の形態１の無線通信システムの構成を説明するためのブロック図である。 ＯＦＤＭ方式での送信および受信処理を模式的に説明するための概念図である。 拘束長３、生成多項式(５, ７)_８を有する畳み込み符号のｄ_H＝５におけるエラーパスを示す図である。 本実施の形態のフレームエラーレート予測について説明する概念図であり、図１２と対比される図である 適応レート制御部１１１０の構成を説明するためのブロック図である。 実施の形態１の適応レート制御について説明するためのフローチャートである。 無線ＬＡＮで使用される１６ＱＡＭの同相成分のコンスタレーションおよびそのサブセットを示す図である。 エラーシンボルのシンボル間距離Δ（アンダーバー）のパターンの例を示す図である。 シミュレーションにおける各シンボルエラーパターンの発生割合を示す図である。 図９において使用したシミュレーションのパラメータを示す図である。 ＦＥＲ予測とシミュレーション結果との比較を示す図である。 非特許文献４の処理の概念を説明するための図である。

以下、本発明の実施の形態の無線通信システムおよび無線通信装置の構成を説明する。なお、以下の実施の形態において、同じ符号を付した構成要素および処理工程は、同一または相当するものであり、必要でない場合は、その説明は繰り返さない。
（複数帯域同時伝送の通信システムでのフレームエラーレート予測の課題）
以下では、本発明の実施の形態の説明をする前提として、上述した非特許文献４に開示された技術を、非特許文献５や非特許文献６に開示されたような複数帯域同時伝送を用いる通信システムに適用する場合の問題点について、簡単にまとめる。

なお、以下の説明では、無線通信システムは、複数帯域同時伝送を用い、かつ、畳み込み符号化直交周波数分割多重方式によるものとして説明する。しかし、本実施の形態のフレームエラーレート予測装置は、複数帯域同時伝送に限られるものではなく、単一周波数帯域伝送にも適用可能なものである。

構成ビットが全て０の符号語を生じるトレリスパス（以下、真のパス）とハミング距離ｄ_H離れた符号語を生じるパス（以下、エラーパス）を考える（畳み込み符号は線形符号であるので、上述のように真のパスとエラーパスを設定しても一般性は失われない）。
図３は、拘束長３、生成多項式(５, ７)_８を有する畳み込み符号のｄ_H＝５におけるエラーパスを示す図である。

この場合、真のパスは符号語…, ０, ０, ０, ０, ０, ０,…に対応し、エラーパスは符号語…，１, １, ０, １, １, １,… に対応する。エラーパスはトレリス上のある位置（図３では、ｔ＝２）で真のパスから離れ、その後合流するため、この区間のみ異なるビットのパターンを持つ。

さらに、後述するように、所定の畳み込み符号について発生しうる、このようなエラーパターンに基づいて、フレームエラーレートが予測される。
条件付きＰＥＰは、非特許文献４によれば、以下の式で表される。

エラーパスe _t,p（アンダーバー）をインターリーブし、エラーパターンのｗ番目の誤りビットがマッピングされたサブキャリア番号をｋ_w、当該サブキャリアで送信するシンボル内ビット位置をｉ_wとする。また、Δ_w（ｉ_w）で表される距離は誤りビットが割り当てられたシンボルについて、誤りがない場合の信号点と、誤りビットを含んだ場合の信号点間の２乗ユークリッド距離とする。また、H _kは第kサブキャリアの周波数応答を表し、H_kwはw番目の誤りビットがマッピングされたサブキャリアの周波数応答である。さらに、H（アンダーバー）、Δ（アンダーバー）はそれぞれH_kw、Δ_w（ｉ_w）を要素に持つベクトルである。

この場合、ＰＥＰはH（アンダーバー）、Δ（アンダーバー）について期待値を求める

ことにより、次式で与えられる。

ここで、Ｅ｛…｝_aはａに関する期待値演算を表す。式（１）では伝送フレームごとに伝搬路が変化することを想定し、複数フレームを伝送した場合の復号後ＦＥＲを導出するため、サブキャリアの周波数応答Ｈ_kwに関して期待値を求めている。また、Δ_w（ｉ_w）は真のパスとエラーパス、インターリーバ構造から決定できるが、実際には真のパスは符号器の入力ビットに依存するためΔ_w（ｉ_w）は確率変数となる。そのため、式（１）ではΔ_w（ｉ_w）に関しても期待値を求めている。さらに、非特許文献４によると条件付きＰＥＰは次式で与えられる。

式（１）によると、ＰＥＰを導出するためには式（２）について、Ｈ_kw，Δ_w（ｉ_w）に関する期待値を求めればよい。
ここで、Δ_w（ｉ_w）に関して期待値を求めることを考える。
Δ_w（ｉ_w）はシンボル内のビット位置ｉ_wによって異なる確率密度を持つ有限な離散確率変数であるから、以下のようになる。

ここで，離散確率変数Δ_w（ｉ_w）の取りうる値がｍ_iw通りとすると、以下の関係がなりたつ。

エラーレートが低い領域では、シンボル誤りは隣接する信号点に誤る場合が支配的になることが予想される。
信号点間の最小ユークリッド距離をｄ_minとすると、ｗ＝１，…，ｄ_Hに対してΔ_w（ｉ_w）＝ｄ_min ²となる項がU個の項の中で支配的になると期待される。また、U個のパターンはそれぞれ等確率Pで生じ、変調方式とエラーパス（符号器の構成）、インターリーバとパーサーの構成から決定される。
したがって、条件付きペアワイズ誤り率は、以下のように表される。

上記の式において、ｄ_Hは、上述のとおり、エラーパスのハミング距離であって、符号器の構成から決定される。

また、Ｈ_kwは、伝搬路の周波数応答であり、受信機側で推定することが可能である。

ところが、上式を複数帯域同時伝送のシステムに適用するには、以下の問題がある。

１）単一帯域での通信を想定しており、帯域内の平均ＳＮＲが単一である定式化がなされている。したがって、複数帯域同時伝送のような帯域ごとにＳＮＲが大きく異なる場合のＰＥＰを計算できない。

２）また、Δ_w（ｉ_w）＝ｄ_min ²としているので、帯域ごとに変調方式を変更した場合に、信号点間距離が異なることを取り入れていない。

３）低ＦＥＲ領域では隣接するシンボル間で生じるシンボル誤りが支配的と仮定して、隣接するシンボル間で生じるシンボル誤りのみ考慮し、シンボル誤りのパターンに関する和を１つの項で近似している。しかし、実際には受信電力が大きく落ち込むサブキャリアが存在するため，離れたシンボル間でのシンボル誤りが一定確率で生じる。そのため、隣接シンボル間のシンボル誤りのみを考慮した計算方法では精度よくＰＥＰを計算することができない。

そこで、以下では、このような問題点に対処するための構成について説明する。
［実施の形態１］
図１は、実施の形態１の無線通信システムの構成を説明するためのブロック図である。

図１を参照して、送信装置１０００は、送信系列のデータに対して、畳み込み符号による誤り訂正符号化処理を行うための誤り訂正符号化部１００２と、誤り訂正符号化後のデータに対してインターリーブ処理を行うインターリーブ部１００４と、インターリーブ後のデータ列に対して、複数帯域ごとのデータストリームに分割するパーサー１００６と、パーサー１００６からの出力に対して、それぞれ直列並列変換をし、後述するように選択されたＭＣＳに基づいて、データ列をサブキャリア数に分割し、それぞれ分割したデータにサブキャリア変調を行うための変調部１０１０．１〜１０１０．３とを備える。

特に限定されないが、図１においては、複数帯域としては、３バンドを使用するものとし、これら３バンドにそれぞれ対応して、変調部１０１０．１〜１０１０．３が設けられているものとして説明する。以下では、一例として、このような３バンドとしては、ＩＳＭ帯の５ＧＨｚ、２．４ＧＨｚおよび９２０ＭＨｚバンドを使用するものとする。

さらに、送信装置１０００は、変調部１０１０．１〜１０１０．３の出力のデジタル信号に対して、逆フーリエ変換処理およびガードインターバルの付加処理を実行して直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）シンボルを生成し、デジタルアナログ変換処理をそれぞれ実行するためのＯＦＤＭ変調部１０１２．１〜１０１２．３と、ＯＦＤＭ変調後の信号に対して、直交変調処理、アップコンバート処理、電力増幅処理などをそれぞれ実行する高周波処理部（ＲＦ部）１０１４．１〜１０１４．３と、ＲＦ部１０１４．１〜１０１４．３からの高周波信号を送出するためのアンテナ１０２０．１〜１０２０．３とを含む。

なお、アンテナ１０２０．１〜１０２０．３で受信した信号に対して、ＲＦ部１０１４．１〜１０１４．３は、低雑音増幅処理、ダウンコンバート処理および直交復調処理なども実行するものとする。

また、サブキャリア変調の変調方式には、特に限定されないが、たとえば、BPSK、QPSK、16QAM、64QAMなどの種類があるものとする。

さらに、送信装置１０００は、受信装置２０００側からの平均受信電力と電力遅延プロファイルおよび雑音電力の推定値をＲＦ部１０１４．１〜１０１４．３を介して受信し、復調および復号処理を実行するための受信処理部１１００と、平均受信電力と電力遅延プロファイルおよび雑音電力の推定値に基づいて、適応的にＭＣＳを変更する制御を実施して、誤り訂正符号化部１００２の符号化率や変調部１０１０．１〜１０１０．３での変調方式を制御する適応レート制御部１１１０とを含む。

なお、受信装置２０００からの平均受信電力、電力遅延プロファイルおよび雑音電力の推定値の通信方式については、データの送信と同様の通信方式でもよいし、他の通信方式を採用してもよい。

受信装置２０００は、上述した３バンドにそれぞれ対応したアンテナ２００２．１〜２００２．３と、アンテナ２００２．１〜２００２．３の信号の低雑音増幅処理、ダウンコンバート処理および直交復調処理などを実行するＲＦ部２０１０．１〜２０１０．３と、ＲＦ部２０１０．１〜２０１０．３からの信号に対して、それぞれ、アナログデジタル変換処理、ガードインターバルの除去処理、フーリエ変換処理などのＯＦＤＭ復調処理を実行するためのＯＦＤＭ復調部２０１２．１〜２０１２．３と、ＯＦＤＭ復調部２０１２．１〜２０１２．３からの信号に対して、変調部１０１０．１〜１０１０．３のそれぞれの逆処理により、受信データ列を生成するための復調部２０１４．１〜２０１４．３と、復調部２０１４．１〜２０１４．３からの信号に対して、パーサー１００６の逆処理を実行するデパーサー２０１５と、デパーサー２０１５からの信号列に対してデインターリーブ処理を実行するためのデインターリーブ部２０１６と、畳み込み符号に対する復号により誤り訂正処理を実行するための誤り訂正部２０１８とを含む。

受信装置２０００においても、ＲＦ部２０１０．１〜２０１０．３は、平均受信電力、電力遅延プロファイルおよび雑音電力の推定値の送信のための直交変調処理、アップコンバート処理、電力増幅処理などを実行するものとする。

受信装置２０００は、さらに、ＲＦ部２０１０．１〜２０１０．３を介して受信した信号における、たとえば、パイロット信号などにより、平均受信電力と電力遅延プロファイルの推定値および雑音電力の推定値の算出を行うための平均受信電力／電力遅延プロファイル／雑音電力推定部２１００と、平均受信電力／電力遅延プロファイル／雑音電力推定部２１００からの推定値を送信信号に変換して、ＲＦ部２０１０．１〜２０１０．３を介してアンテナ２００２から送信装置１０００に向けて送信するための送信処理部２１１０とを含む。

図２は、図１に示したＯＦＤＭ方式での送信および受信処理を模式的に説明するための概念図である。

図２に示すように、畳み込み符号化されインターリーブされた送信信号は、所定の変調方式で、複素信号としてサブキャリアごとにマッピングされ、逆フーリエ変換の後に、デジタルアナログ変換されて、直交変調などを含む周波数変換処理がされて、伝送路に送出される。

伝送路から受信した信号は、直交検波などを含む周波数逆変換処理を経て、アナログデジタル変換されて、フーリエ変換され、逆マッピングされた受信信号は、デインターリーブ処理および畳み込み符号による誤り訂正処理が実行される。

畳み込み符号は線形符号であり、構成ビットが全て０の符号語を生じるトレリスパス（以下、真のパス）とハミング距離ｄ_H離れた符号語を生じるパス（以下、エラーパス）を考える。

図４は、本実施の形態のフレームエラーレート予測について説明する概念図であり、図８と対比される図である。

図４に示されるように、本実施の形態では、パーサーにより送信データ系列の各バンドへの分割処理がなされるため、エラーパス中の誤りビットが異なる帯域にマッピングされる場合を考慮する。

すなわち、後述するように、インターリーバとパーサーの構成からマッピングされる帯域を計算し、各帯域の平均電力を表す係数を導入して、帯域ごとの受信電力の違いを考慮し、さらに、誤りビットがマッピングされる帯域の変調方式から信号点間の距離を算出して、ペアワイズ誤り率を算出して、フレームエラーレートを予測する。さらに、ＰＥＰの算出時において、離れたシンボル間で生じるシンボル誤りを考慮して、ＰＥＰを計算する。
［ＦＥＲの予測処理の構成］
図５は、図１に示した適応レート制御部１１１０の構成を説明するためのブロック図である。

図５を参照して、適応レート制御部１１１０は、予め設定されたＭＣＳの組の情報を格納するためのＭＣＳ記憶部３０２０と、受信装置２０００側から送られてきた平均受信電力の推定値、電力遅延プロファイルの推定値および雑音電力の推定値を受けて、ＭＣＳ記憶部３０２０に格納された各ＭＣＳについて、通信に使用されるフレームサイズの情報に基づいて、フレームエラーレート（ＦＥＲ）を、各ＭＣＳについて予測するＦＥＲ予測部３０３０と、予測されたＦＥＲの値に基づいて、システムにおいて予め設定され要求されているＦＥＲを下回るＭＣＳの中で最大のスループットを達成するＭＣＳを選択するＭＣＳ選択部３０４０とを含む。

なお、ＦＥＲ予測部３０３０の動作については、後ほど、より詳しく説明する。

図６は、実施の形態１の適応レート制御について説明するためのフローチャートである。

図６を参照して、まず、受信装置２０００側において、平均受信電力／電力遅延プロファイル／雑音電力推定部２１００が、平均受信電力と電力遅延プロファイルと雑音電力との推定を実行する（Ｓ１００）。

電力遅延プロファイルの推定と雑音電力の推定には、特に限定されないが、たとえば、以下の文献に開示の手法を用いることができる。

公知文献１：T. Cui and C. Tellambura， “Power delay profile and noise variance estimation for ＯＦＤＭ，” IEEE Communications Letters, vol. 10, no. 1, pp. 25-27, Jan 2006
また、平均受信電力の推定には、特に限定されないが、たとえば、以下の文献に開示の手法を用いることができる
公知文献２：S. Hong, Y. Li, Y.C. He, G.Wang, and M. Jin， “A cyclic correlation based blind SINR estimation for OFDM systems，” Communications Letters, IEEE, vol.16, no.11, pp.1832-1835, Nov. 2012.
電力遅延プロファイルの推定にあたり、受信電力も含む形で推定される（すなわち、ρ_bＰ_bとして）場合は、平均受信電力の推定を別途行う必要はなく、電力遅延プロファイルのみを推定する。

推定値は、受信装置２０００から送信されて（Ｓ１０２）、送信装置１０００で受信され（Ｓ１０４）、送信装置１０００のＦＥＲ予測部３０３０では、フレーム内の各時点についてエラーパスのペアワイズ誤り率のフレーム内での総和を算出することで、各ＭＣＳについてフレームエラーレートの予測値を算出し（Ｓ１０８）、ＭＣＳ選択部３０４０が、算出されたフレームエラーレートに基づいて、所定のＭＣＳのうちで、規定のＦＥＲを達成する範囲で、最大のスループットとなるＭＣＳを選択する（Ｓ１１０）。

選択されたＭＣＳに応じて、選択された符号化率で誤り訂正符号化部１００２が畳み込み符号化を実行して、変調部１０１０が選択された多値変調方式でのサブキャリア変調を実行する（Ｓ１１２）。

変調後のデータが送信装置１０００から送信され（Ｓ１１４）、受信装置２０００において受信される（Ｓ１１６）。

このような処理であれば、受信装置側で、平均受信電力、電力遅延プロファイルと雑音電力との推定を行い、送信装置側にフィードバックした時点で、適応的に符号化率や変調方式を変更できる。したがって、フレーム誤り率（ＦＥＲ）を正確に予測することによって伝搬状況に合わないＭＣＳでのフレーム送信回数を低減しスループットを向上できる。
[ＦＥＲ予測部３０３０が実行する動作]
以下では、ＦＥＲ予測部３０３０が実行する動作について、数式に従い説明する。

１．本実施の形態の手法の特徴
以下の説明で明らかとなるように、本実施の形態のＦＥＲの予測では、以下のような特徴がある。

１）インターリーバとパーサーの構成からマッピングされる帯域を計算し、各帯域の受信電力を表す係数を導入して、帯域ごとの受信電力の違いを考慮する。

２）誤りビットがマッピングされる帯域の変調方式から信号点間の距離を算出し、ペアワイズ誤り率を算出して、フレームエラーレートを予測する。

３）最隣接のシンボル間隔よりも離れたシンボル間で生じるシンボル誤りを考慮してＰＥＰを計算する。

以下、さらに詳しく説明する。

２．システムモデル
以下では、複数周波数帯の同時通信のシステムとして、利用可能なバンドの個数をＢ個とする。図１の例では、Ｂ＝３である。

また、特に限定されないが、一例として、情報ビットは、誤り訂正符号化部１００２へＲ＝１／２の符号化率で与えられるものとする。

このとき、生成されたコードワードは、以下の式で表される。

Ｌ_frameがコードワード長さであり、ｃ_j∈｛０，１｝は、コードワードｃ（アンダーバー）におけるｊ番目の符号化されたビットである。なお、以下では、文字ｘにアンダーバーが付されているものを「ｘ（アンダーバー）」と表記し、文字ｘが、ベクトルであることを表すものとする。

コードワードは、インターリーブ部１００４およびパーサー１００６により、インターリーブされ、利用可能な複数のバンドに分割される。

その後、上述したように、分割されたコードワードはそれぞれ、各バンドで個々に変調され、対応するサブキャリアに写像される。

ｊ番目の符号化されたビットc_jがｂ番目のバンド中のｋ番目のサブキャリア上の変調されたシンボルのi番目のビットにマッピングされる場合、この写像は以下のように表わされる。

送信されるフレームは、サブキャリアにマップされた変調されたシンボルに、ＯＦＤＭ変調処理を適用することにより生成される。

さて、以下の実施の形態においては、伝搬路（チャンネル）がフレーム内では静的であるものの、フレームごとには独立して変動する（ブロック・フェージング）、と考える。
ｂ番目の帯域のチャンネル・インパルス応答h'_b（アンダーバー）は、以下のように表わされる。

h_b（アンダーバー）が、平均０および分散１の複合ガウス分布に従う任意のベクトルである場合、Ｐ_bは、主対角成分上の非負の実数値ｐ_lを有するＬ_b×Ｌ_b対角行列である（Ｌ_bはチャンネル・インパルス応答の長さである）。

対角線成分ｐ_lは、Ｌ_b個のタップの周波数選択チャネルの電力遅延プロファイルであり、以下の式を満たす。

第１次の到来パスからのマルチパスの最大遅延時間は、ガードインターバル（ＧＩ）の長さを超えないものと仮定する。

受信機側では、ＯＦＤＭ復調後の各帯域のｋ番目のサブキャリアの受信信号は、以下の式（６）によって表されるものとする。

ここで、ρ_bがｂ番目の帯域の受信信号パワーとするとき、Ｘ_k、bは、平均電力を１に規格化した送信シンボルであり、Ｚ_k、bは、平均０および分散σ²の複素加法性ホワイトガウスノイズ（ＡＷＧＮ：additive white Gaussian noise）の周波数領域表現であり、Ｈ_k,bは、ｂ番目の帯域中のｋ番目のサブキャリアの周波数領域のチャンネル係数である。

この実施の形態では、電力遅延プロファイルＰ_b、雑音分散σ²および各バンド中の受信パワーρ_bが、受信側で推定され、送信側にフィードバック情報として返信されるものとする。

ここで、Ｈ_k,bは、以下の式（７）で与えられる。

ここで、Ｋ_fft、bはｂ番目の帯域の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）サイズであり、ｇ^H _Kfft,b （ｋ）は、ＦＦＴマトリックスのｋ番目の列から抽出されたベクトルである。

伝送された情報ビットの最尤推定を行なうために、トレリス図上のすべての考慮されうるパスのメトリックを計算する。

パスメトリックは、パスに沿うブランチメトリックの合計により与えられる。ｊ番目のビット・メトリックは以下の式（８）で与えられる。

ここでψ^-1は、式（４）におけるψの逆写像であり、ｆ(Ｙ_k、b|Ｘ，Ｈ_k、b)は、式（６）中の受信信号の条件付き確率密度関数であり、χⁱ _q (ｂ)は、ｂ番目のバンドの変調方式のi番目のビットがｑ∈{０，１}である信号点の集合である。

したがって、伝達情報ビットの最尤推定は、以下の式（９）によって得られる。

ここで、c′（アンダーバー）は、候補コードワードであり、Ｃは可能なコードワードの集合である。
［フレームエラーレート（ＦＥＲ）予測］
トレリス図は畳み込み符号を分析するために広く使用され、図３でも示したように、トレリス図では、コードワードは、トレリスパスに１対１で対応する。

任意のエラーパスのメトリックが正しいパスより大きい場合、エラーイベントが、ビタビ復号処理後に生じことになる。

例えば、図３では、生成多項式(５, ７)_８を備えたトレリス図を示したが、畳み込み符号が線形であるので、この実施の形態の説明においては、正しいパスは全ゼロパスであると考えることにしたとしても、一般性を失わない。

図３において、［０，０，１，１，０，１，１，１，０，０，…］として描かれるエラーパスは、t＝２で正しいパスから離れ、t = ４で正しいパスに合流している。

この正しいパスから離れている期間に、エラーパスは、正しいパスとは異なったビットパターンを持っており、本実施の形態ではこの異なるビットのパターンをエラーパターンと呼ぶ。例えば、図３では、エラーパターンは[１, １, ０, １, １, １] である。

エラーパターンは生成多項式によって決定される。また、各エラーパターンに番号pを付ける。t番目のトレリス位置で始まるp番目のエラーパターンを持っているエラーパスは、ｅ_t,p（アンダーバー）として表わされる。

さらに、エラーパスｅ_t,p（アンダーバー）に関係しているメトリックが、真のパスのメトリックを超えるというイベントは、ε_t,pと表され、その確率Ｐｒ(ε_t,p)は、また、ＰＥＰ（ｅ_t,p（アンダーバー））として表される。
（無線ＬＡＮ環境におけるユニオンバウンドに基づいたＦＥＲの表現）
ＦＥＲは、少なくとも1つのエラーイベントがフレーム中に生じる確率である。

そして、以下では、無線ＬＡＮを例にとって、ＦＥＲの予測の表式を導くことにする。

以下では、送信される１フレーム内のＯＦＤＭシンボルごとにインターリーブ処理がされるものとし、Ｌ_symを、ＯＦＤＭシンボルにおいて符号化されたビット数に等しい、インターリーバーサイズとして定義する。

たとえば、ＩＥＥＥ802.11a/n/ac 規格の無線ＬＡＮシステムでは、インターリーブ処理は、ＯＦＤＭシンボル毎に繰り返し行なわれる。

したがって、ｃ_jおよびｃ_j+Lsymは同じ帯域中の同じサブキャリア上に写像され、無線ＬＡＮ環境では、チャンネル変動は、１つのフレーム内では無視できると考えられるので、同じチャンネル・フェージングの影響を受けるとみなしてよい。

したがって、ＰＥＰ(e_t,p(アンダーバー))は周期的であり、以下の式が成り立つ。

そこで、ＦＥＲを得るために１つのＯＦＤＭシンボルに生じるエラーイベントを考慮する。ＯＦＤＭシンボル内で少なくとも1つのエラーイベントが生起する確率は、式（１０）として表現することができる。

ここでt′は、１からＲＬ_symの範囲のインデックスである（Ｒは符号化率）。式（１０）のユニオンバウンドは、以下の式（１１）で表される。

ここで、ユニオンバウンドとは、以下の式で表されるように和事象の確率の上界を表す関係のことをいう。以下の例では、２つの事象について記載しているが、複数事象の和事象でも同様であり、ビタビ復号によって、何らかのエラーイベントが生じてしまう確率の上界は、すべてのイベント誤りが発生する確率の和によって表される。

その結果、ＦＥＲは、以下の式（１２）として表現される。

以下の説明では、上記のとおり、インターリーブ処理は、フレーム内のＯＦＤＭシンボル毎に、同一の処理が繰り返されているものとして説明する。

ただし、より一般には、インターリーブ処理は、フレーム内の所定のブロック毎に、同一の処理が繰り返されているとすることが可能である。この場合、式（１２）の右肩の指数は、１フレーム内に存在するブロックの個数となり、ＲＬsymは、トレリス図内の１つのブロックに相当する期間とすることができる。すなわち、フレーム内において、送信ビットは、デインターリーブ処理後の符号化系列に対する伝搬路変動が周期的とみなせるように設定されたブロック長ごとに分割されている場合に、１ブロックに相当するトレリス図の区間でペアワイズ誤り率の総和としてブロック誤り率を計算し、各ブロック誤り率が互いに等しいものとして、ブロック誤り率とフレーム内に含まれるブロック数からフレーム誤り率を予測することになる。
（複数周波数帯の同時通信のためのペアワイズ誤り率）
次に、複数周波数帯の同時通信において、ペアワイズ誤り率ＰＥＰ(e_t,p（アンダーバー）)を導出する。

ＰＥＰ(e_t,p（アンダーバー）)は、エラーパスのメトリックが正しいパスのメトリックを超える確率であるので、以下の式（１３）が得られる。

ここで、e_t,p (j)（アンダーバー）は、e_t,p（アンダーバー）のj番目の要素であり、距離ｄ_Hはe_t,p（アンダーバー）のハミング重み（正しいパスとエラーパスとのハミング距離）であり、また、ｊ_wは、e_t,p (ｊ) （アンダーバー）の中のｗ番目の誤りビットの位置を表す。例えば、図３に示した例では、エラーパス［０，０，１，１，０，１，１，１，０，…］は、５つの誤りビットがあり、各エラービットの位置は、 ｊ₁=３，ｊ₂=４，ｊ₃＝６，ｊ₄＝７，およびｊ₅＝８となる。

さらに、エラーパスが正しいパスとは異なるｄ_H個の誤った符号化されたビットを含んでいるという事実から、非特許文献３中の手続きを参照すると、条件付きのＰＥＰは、以下の式（１４）と（１５）から与えられる。

ここで、以下のＨは、チャネル係数ベクトルである。

また、以下は、正しいシンボルと、サイズｄ_Hの誤りシンボルとの間の２乗ユークリッド距離ベクトルである。

さらに、ｗ番目の誤りビットについて、ｉ_w、ｋ_wおよびｂ_wは、それぞれ、シンボル、サブキャリアおよびバンド中でのビット位置である。それらは、以下のように与えられる。

また、以下のように定義される。

図７は、無線ＬＡＮで使用される１６ＱＡＭの同相信号のコンスタレーションおよびそのサブセットを示す図である。

例えば、図７では、送信されたビットが、ビット位置ｉ＝１およびｉ＝２の上にマップされている。

図７においては、正しいシンボルおよび誤ったシンボルは、それぞれ「○」と「×」で表される。図７から、一般には、Δb_w(i_w)は、誤りビットが写像されるビット位置およびシンボル位置に依存する。

そこで、Δb_w(i_w)は、以下の式のように表される。

図７では、γb_w(i_w)は、ｉ＝１に対して、１または４である。

情報ビットは、ランダムに生成されるので、正しいシンボルの位置もまたランダムである。

したがって、Δb_w(i_w)は離散確率変数であり、その分布は、コンスタレーションとビット位置によって決定される。

さて、あらゆる可能なΔ（アンダーバー）パターン数をＵと定義する。送信シンボルはランダムな情報ビットから生成されるので、各パターンは、高いＳＮＲの領域では、等しい確率Ｐで発生するといえる。

確率Ｐは、誤りビットがマップされたコンスタレーションおよびビット位置を考慮することで計算することができる。

したがって、式（１４）について、Δ（アンダーバー）に関する期待値は、式（１６）として与えられる。

ここで、式（１６）において、Ｕが大きな値の場合、すべてのパターンの計算は非現実的である。

そこで、最隣接した信号位置にあたるシンボル・エラーが、高いＳＮＲ領域において支配的であると仮定すると、式（１６）は、すべてのシンボル・エラーが近接するシンボルに相当する項だけを考慮することにより、近似される。すなわち、以下の関係式が成り立つ場合を考慮することになる。

ただし、マルチパス環境下では、いくつかのサブキャリアは大きく減衰する可能性がある。
このような場合、信号空間ダイアグラム上で、隣接するシンボルよりも離れたシンボルに誤る可能性が無視できなくなる。

したがって、非特許文献３中の上記のような仮定はマルチパス伝送路の環境と適合しない。
（本実施の形態におけるシンボルエラーの考慮）
そこで、以下では、最隣接のシンボル間隔よりも離れたシンボル間で生じるシンボル誤りも考慮してＰＥＰを計算する。

より小さなΔb_w(i_w,u)を有するパターンの方が、より発生する可能性が高いので、効率的に予測精度を改善するために、ＦＥＲ予測の計算では、比較的小さなユークリッドの距離のパターンだけを考慮することにする。

そのようなパターンを考慮するために、以下のようにして、ｍ_deltaを計算する。

図８は、このようなエラーシンボルのシンボル間距離Δ（アンダーバー）のパターンの例を示す図である。
ここで、ｄ_H＝５、Γ＝１３と設定し、利用可能な帯域（バンド）の数は３であるとする。
各バンドで使用される変調スキームは、バンド１，２，３に対して、それぞれ、QPSK、16QAMおよび64QAMであるものとする。
図３に示したようなエラーパターンの場合、インターリーブ処理とパーサー処理により、誤ったビットは、バンド１，２，２，３および３に順番にマッピングされるものとし、同様に、ビット位置は１，１，２，２，および１であるものとする。
図７に示されているようなビット位置によるグレイラベリングに基づく信号点の分割と同様に各変調方式の信号点の分割を考えると、隣接するシンボルより離れたシンボルに誤る可能性のあるものは誤りビットの２ビット目、４ビット目、および５ビット目のみとなる。
１）まず、図８に示すような選択規則にしたがって、その要素すべてｄ² _b,minであり、ｍ_delta＝５であるものを数え挙げる。
これは、図８の表の第一行に該当し、シンボルエラーが最近接するシンボル間距離に相当する項だけを考慮することに相当する。
２）さらに、可能なパターンとしては、２ビット目、４ビット目、および５ビット目の誤りビットのいずれか１つが、２番目の近さの距離で近接するシンボル（以下、第二近接シンボルという）のシンボル間距離４ｄ² _b,minである条件を満たしており、他の残りの要素のシンボル間距離ｄ² _b,minであって、ｍ_delta＝８であるものも数え挙げると図８に示されるように計３つのパターンが考えられる
３）同様に、ｍ_delta＝１１である３つのパターンがあり、
４）ｍ_delta＝１３であるパターンが１つある。

ｍ_deltaがΓ＝１３以下である他のパターンは、上記の場合以外は存在しないので、合計として、図８においては、８つのパターンが考慮される。

他のエラーパターンであっても、図８の表での処理と同様にして、Γの値を設定すれば、インターリーブ処理とパーサー処理に応じて、マッピングされるバンドとビット位置が決まるので、ｍ_deltaがΓ以下であるという条件の下で、対応するパターンも決定される。ここで、Γは、「所定の構成の畳み込み符号化器によって生成されうるエラーパターンについて、当該エラーパターン内のd_H個の誤りビットが対応する各誤りシンボルと各正解シンボルの２乗ユークリッド距離Δb_w(i_w,u)を信号点間の最小ユークリッド距離の２乗ｄ² _ｂｗ,_minと整数係数γ_ｂｗ(i_w,u)に分解したときの各整数係数の和の上限を定める値」ということができる。ＦＥＲ予測部３０３０は、たとえば、ｍ_deltaの値が、このようにして予め設定されているΓの値以下となるようなパターンについて、以下に説明するようにして、ペアワイズ誤り率を算出するペアワイズ誤り率算出部を含む。

数えられたパターンの総数をＵ´として定義する、例えば、図８では、Ｕ´＝８である。したがって、ＰＥＰは、以下の式（１７）により近似される。

式（１７）のようにすることで、上述した課題が以下のようにして解決される。

１）各帯域の平均受信電力をρ_bwとすることで、誤りビットがマッピングされる帯域によってＳＮＲを切り替える。

２）信号点間距離ｄ_ｂｗ,minを、符号語誤りビットがマッピングされる帯域で用いられる変調方式に応じて切り替える。

３）Γの値を、たとえば、最近接のシンボル間の誤り以外も考慮されるように設定しておくことで、最隣接のシンボル間隔よりも離れたシンボル間で生じるシンボル誤りを考慮してＰＥＰを計算することができる。

なお、式（１７）中のＰＥＰの表現は、まだ、チャンネル係数ベクトルＨ（アンダーバー）により条件付けられている。そこで、さらにＨについての期待値を求めることで、以下のように表現される。
（伝搬路値が定数とみなせる場合（伝搬路が静的な場合））
この場合は、式（１７）おいて、Ｈ_kw,bwを定数と置くことに相当する。
（伝搬路値が変動する場合のＰＥＰの計算）
一般には、チャンネル係数Ｈ（アンダーバー）は確率変数と見なされる。

したがって、式（１７）の中でＨ（アンダーバー）についての期待値をとることで、平均したＰＥＰを得ることができ、式（１２）により、ＦＥＲを得ることができる。

Ｈ（アンダーバー）にわたる期待値は、各要素ｈが独立であるために、容易に計算されるh（アンダーバー）にわたる期待と等しい。

期待値の演算のために、式（１７）の根号の中の分子を以下の式（１８）および式（１９）のように変形する。

ここで、以下の式が成り立つ。

Ａの固有値分解は、Ａ＝ＶΛＶ^Hとして表現することができる。
ここで、v（アンダーバー）＝Ｖ^Hｈ（アンダーバー）を定義する。また、Ｖはユニタリ行列であるので、各要素の振幅は、以下の確率分布のレイリー分布に従う。

したがって、以下の式（２０）を得る。

ここで、rは以下のようにして決定される。

ｒ＝ｍｉｎ(帯域１の伝搬路パス数,帯域１にマッピングされる符号語誤りビット数)＋
ｍｉｎ(帯域２の伝搬路パス数,帯域２にマッピングされる符号語誤りビット数)＋
…
ｍｉｎ（帯域Ｂの伝搬路パス数,帯域２にマッピングされる符号語誤りビット数）
＝ｒ₁＋ｒ₂＋…＋ｒ_B
式（１７）および（２０）から、ＰＥＰは、式（２１）のように近似できる。

｜v_l｜について (すなわち、h（アンダーバー）)についての期待値をとることで、以下の式（２２）を得る。

ここで、λwは、各帯域の平均受信電力ρ_ｂ、電力遅延プロファイルおよびインターリーバ，パーサーの構成から計算可能である。

式（２２）を式（１２）に代入することにより、ＦＥＲ予測部３０３０は、フレームエラーレート（ＦＥＲ）を予測するフレーム誤り率算出部を含む。

なお、以上の説明では、Γの値を予め設定しておき、ＦＥＲ予測部３０３０は、たとえば、ｍ_deltaの値が、このようにして予め設定されているΓの値以下となるようなパターンについて、ペアワイズ誤り率を算出するものとして説明した。

ただし、考慮するシンボル誤りの範囲は、必ずしもこのような条件で、制限する構成に限定されるものではない。

たとえば、上述した式（１７）におけるＱ関数の入力値が所定の値以下となるようなシンボル誤りのパターンを選択して、ペアワイズ誤り率を計算することとしてもよい。

すなわち、式（１７）において、Ｑ関数の中の根号中の分子の値である以下の式が、予め定められた所定値以下のシンボル誤りのパターンを選択するものとしてもよい。

この場合は、伝搬路の電力減衰を考慮した誤りシンボルと正解シンボルの２乗ユークリッド距離の合計値がなるべく小さくなるようなパターンを選ぶことに相当する。

図９は、IEEE 802.11nを想定したシミュレーションにおける各シンボルエラーパターンの発生割合を示す図である。

図９において、横軸は、シンボルエラーに対応するシンボル間距離が、「１」は、最近接の場合、「２」は、第２近接の場合、「３」は、第３近接の場合をそれぞれ示す。

一方、図１０は、図９において使用したシミュレーションのパラメータを示す図である。

各棒グラフは、ＳＮＲが、４〜２４（ｄＢ）の場合をそれぞれ示している。

図９からわかるように、現実的なＳＮＲの範囲では、ＳＮＲが向上しても隣接シンボル間の誤りは、必ずしも支配的になるとはいえず、その発生割合は１００％には近づかない。

したがって、高いＳＮＲの領域においても，あるサブキャリアの受信電力が深く落ち込む場合，最隣接するシンボルより離れたシンボル間でのシンボル誤りは生じるため，隣接シンボルの誤りのみの考慮では、ＰＥＰを低く近似してしまうことになる。

このため、最隣接するシンボルより離れたシンボル間でのシンボル誤りを考慮しないと、ペアワイズ誤り率の近似精度が劣化してしまう。

図１１は、本実施の形態によるＦＥＲ予測とシミュレーション結果との比較を示す図である。

なお、図１１においては、３つの周波数帯域での通信としてシミュレーションしており、５ＧＨｚ帯の変調方式は、１６ＱＡＭ、２．４ＧＨｚ帯の変調方式は、６４ＱＡＭ、９２０ＭＨｚ帯の変調方式は、６４ＱＡＭとしている。

各周波数帯で、バンド幅じゃ２０ＭＨｚであり、フレームサイズは、１２０００ビットであり、ＦＦＴサイズは、バンドあたり６３であり、データサブキャリアの数は、バンドあたり５２としている。

インターリーバのサイズは、（深さ）×（幅）＝２６×３２である。また、Γ＝１６と設定している。

図１１においては、“Conventional”とは、隣接シンボル誤りのみ考慮した場合の予測結果であり、“Simulation”とは、図１１に示したパラメータでシミュレーションした結果であり、“Proposed”とは、本実施の形態で説明したように、最隣接のシンボル間隔よりも離れたシンボル間で生じるシンボル誤りを考慮して予測した結果である。

図１１に示されるように、本実施の形態のフレームエラーレートの予測方法を用いることで、よりシミュレーション結果に近い予測値が得られることがわかる。
以上説明したように、本実施の形態の構成によって、畳み込み符号化直交周波数分割多重方式による通信システムにおいて、受信電力が大きく落ち込むサブキャリアが存在する場合にも、正確にフレームエラーレートを予測することが可能となる。

また、本実施の形態の構成によって、複数帯域同時伝送を用いる通信システムにおいて、帯域ごとに変調方式が異なり、かつ異なる伝搬環境となる場合に、受信電力が落ち込むサブキャリアがあっても、正確にフレームエラーレートを予測することが可能である。

そして、予測したフレームエラーレートに基づいて、変調方式等を設定することにより、より大きなスループットを実現することが可能となる。

今回開示された実施の形態は、本発明を具体的に実施するための構成の例示であって、本発明の技術的範囲を制限するものではない。本発明の技術的範囲は、実施の形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲の文言上の範囲および均等の意味の範囲内での変更が含まれることが意図される。

１０００ 送信装置、１００２ 誤り訂正符号化部、１００４ インターリーブ部、１００６ パーサー、１０１０．１〜１０１０．３ 変調部、１０１２．１〜１０１２．３ ＯＦＤＭ変調部、１０１４．１〜１０１４．３ ＲＦ部、１０２０．１〜１０２０．３ アンテナ、１１００ 受信処理部、１１１０ 適応レート制御部、２０００ 受信装置、２００２．１〜２００２．３ アンテナ、２０１０．１〜２０１０．３ ＲＦ部、２０１２．１〜２０１２．３ ＯＦＤＭ復調部、２０１４．１〜２０１４．３ 復調部、２０１５ デパーサー、２０１６ デインターリーブ部、２０１８ 誤り訂正部、２１００ 平均受信電力／電力遅延プロファイル／雑音電力推定部、２１１０ 送信処理部、３０２０ ＭＣＳ記憶部、３０３０ ＦＥＲ予測部、３０４０ ＭＣＳ選択部。

Claims (7)

1. 畳み込み符号化したシンボルを多値変調して直交周波数分割多重方式で通信する通信システムのフレームエラーレート予測装置であって、
   前記畳み込み符号化方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化のインタリーブ方式の情報および前記多値変調の変調方式の情報を格納するための記憶手段と、
   通信経路において推定された、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力に基づいて、受信信号のエラーパターンにおいて前記記憶手段に格納された前記インタリーブ方式および前記変調方式の情報により特定される、最隣接するシンボルより離れたシンボル間で生じる所定の距離以内のシンボル誤りを考慮して、前記畳み込み符号化に対する復号処理におけるエラーパスのペアワイズ誤り率を算出し、算出された前記ペアワイズ誤り率により、前記フレーム誤り率を予測するフレーム誤り率予測手段とを備える、フレームエラーレート予測装置。
2. 前記所定の距離は、考慮するシンボル誤りのエラーパターンを前記通信経路の電力減衰を考慮した誤りシンボルと正解シンボルの２乗ユークリッド距離が、所定の値よりも小さくなる距離である、請求項１記載のフレームエラーレート予測装置。
3. 前記所定の距離は、前記畳み込み符号化のための符号化器の構成によって生成されうるエラーパターンについて、当該エラーパターン内の誤りシンボルと正解シンボルとの間のシンボル間距離の２乗ユークリッド距離を信号点間の最小ユークリッド距離の２乗と整数係数に分解したときの各整数係数の和の所定の上限値である、請求項２記載のフレームエラーレート予測装置。
4. 畳み込み符号化直交周波数分割多重方式により、複数の周波数帯による同時伝送で通信する無線通信装置であって、
   受信装置から送信された、前記周波数帯ごとの受信パワー、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力の推定値をフィードバック情報として受信する受信手段と、
   前記畳み込み符号化直交周波数分割多重方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化の符号化率および変調方式の組の情報を格納するための記憶手段と、
   送信データ列に前記畳み込み符号化処理するための畳み込み符号化処理手段と、
   前記符号化処理手段の出力をインターリーブ処理するためのインターリーブ手段と、
   前記インターリーブ処理後の信号を前記複数の周波数帯に応じて分割するためのパーサー手段と、
   前記パーサー手段からの出力を多値符号化して、複数のサブキャリアによる直交周波数分割多重変調するための変調手段と、
   前記フィードバック情報に基づいて、前記記憶手段に格納された符号化率および変調方式の組のうち、スループットを最大とする組を選択する選択手段とを備え、
   前記選択手段は、
   前記畳み込み符号化方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化のインタリーブ方式の情報および前記多値変調の変調方式の情報を格納するための記憶手段と、
   通信経路において推定された、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力に基づいて、受信信号のエラーパターンにおいて前記記憶手段に格納された前記インタリーブ方式および前記変調方式の情報により特定される、最隣接するシンボルより離れたシンボル間で生じる所定の距離以内のシンボル誤りを考慮して、前記畳み込み符号化に対する復号処理におけるエラーパスのペアワイズ誤り率を算出するペアワイズ誤り率算出手段と、
   算出された前記ペアワイズ誤り率に基づいて、フレーム誤り率を予測するフレーム誤り率予測手段と、
   予測されたフレーム誤り率に基づいて、所定のフレームエラーレート内において、最大のスループットとなる前記組を選択する変調方式選択手段とを含み、
   前記変調方式選択部により選択された前記組に応じて、送信データに対して、畳み込み符号化および変調処理を実行して送信するための送信手段をさらに備える、無線通信装置。
5. 前記所定の距離は、考慮するシンボル誤りのエラーパターンを前記通信経路の電力減衰を考慮した誤りシンボルと正解シンボルの２乗ユークリッド距離が、所定の値よりも小さくなる距離である、請求項４記載の無線通信装置。
6. 前記所定の距離は、前記畳み込み符号化のための符号化器の構成によって生成されうるエラーパターンについて、当該エラーパターン内の誤りシンボルと正解シンボルとの間のシンボル間距離の２乗ユークリッド距離を信号点間の最小ユークリッド距離の２乗と整数係数に分解したときの各整数係数の和の所定の上限値である、請求項５記載の無線通信装置。
7. 畳み込み符号化直交周波数分割多重方式により、複数の周波数帯による同時伝送で通信する無線通信システムであって、
   受信装置を備え、
   前記受信装置は、
   通信経路において、前記周波数帯ごとの受信パワー、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力を推定する通信経路状態推定手段と、
   前記推定された伝搬路特性情報および雑音電力を送信するための第１の送信手段とを含み、
   送信装置をさらに備え、
   前記送信装置は、
   受信装置から送信された、前記周波数帯ごとの受信パワー、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力の推定値をフィードバック情報として受信する受信手段と、
   前記畳み込み符号化直交周波数分割多重方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化の符号化率および変調方式の組の情報を格納するための記憶手段と、
   送信データ列に前記畳み込み符号化処理するための畳み込み符号化処理手段と、
   前記符号化処理手段の出力をインターリーブ処理するためのインターリーブ手段と、
   前記インターリーブ処理後の信号を前記複数の周波数帯に応じて分割するためのパーサー手段と、
   前記パーサー手段からの出力を多値符号化して、複数のサブキャリアによる直交周波数分割多重変調するための変調手段と、
   前記フィードバック情報に基づいて、前記記憶手段に格納された符号化率および変調方式の組のうち、スループットを最大とする組を選択する選択手段とを備え、
   前記選択手段は、
   前記畳み込み符号化方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化のインタリーブ方式の情報および前記多値変調の変調方式の情報を格納するための記憶手段と、
   通信経路において推定された、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力に基づいて、受信信号のエラーパターンにおいて前記記憶手段に格納された前記インタリーブ方式および前記変調方式の情報により特定される、最隣接するシンボルより離れたシンボル間で生じる所定の距離以内のシンボル誤りを考慮して、前記畳み込み符号化に対する復号処理におけるエラーパスのペアワイズ誤り率を算出するペアワイズ誤り率算出手段と、
   算出された前記ペアワイズ誤り率に基づいて、フレーム誤り率を予測するフレーム誤り率予測手段と、
   予測されたフレーム誤り率に基づいて、所定のフレームエラーレート内において、最大のスループットとなる前記組を選択する変調方式選択手段とを有し、
   前記変調方式選択部により選択された前記組に応じて、前記変調手段により変調された送信データ列に対する変調信号を送信するための送信手段をさらに備える、無線通信システム。