JP2019041531A - Ｌｌｃ共振コンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】トランスの飽和を防ぎつつ高効率を達成可能なＬＬＣ共振コンバータを提供する。【解決手段】ＬＬＣ共振コンバータは、電源の正極および負極の間に直列に接続された半導体スイッチＱ１，Ｑ２と、一次巻線２Ｐ、コア２、および二次巻線２Ｓを有するトランス２と、電源１の負極と、トランス２の一次巻線２Ｐの第２の端部との間に接続されたキャパシタＣ１と、キャパシタＣ１と並列に、かつ互いに直列に接続されたキャパシタＣ２、および半導体スイッチＱ３，Ｑ４と、トランス２の二次巻線２Ｓに接続された二次側回路３とを備え、トランス２は、スイングチョークコイルである。【選択図】図１

Description

本発明は、ＬＬＣ共振コンバータに関する。

ＬＬＣ共振コンバータは、２つのインダクタンス（Ｌ）と１つのキャパシタンス（Ｃ）とによる共振を利用した、ＤＣ−ＤＣコンバータの一種である。ＬＬＣ共振コンバータのキャパシタンスを変化させて共振周波数を変化させる技術がこれまでに提案されている。たとえば、特表２００９−５１４４９５号公報（特許文献１）は、インダクタに直列に接続されたキャパシタ回路と、このキャパシタ回路の容量値を変更するためのスイッチとを備えた電力コンバータを開示する。キャパシタ回路は、インダクタに並列に接続された２つのキャパシタを有する。スイッチは、２つのキャパシタの一方に直列に接続される。たとえば、特開２０１４−３７６４号公報（特許文献２）は、キャパシタの両端を短絡するスイッチを有する電力変換装置を開示する。

特表２００９−５１４４９５号公報 特開２０１４−３７６４号公報

トランスの励磁インダクタンスが大きい場合には、共振回路のキャパシタンスを切り換えた後に、トランスの飽和が生じやすくなる。トランスの飽和が生じた場合には、ＬＬＣ共振コンバータを正常に制御できなくなり、二次側に出力電圧を出すことができなくなる。トランスの飽和を防ぐために、小さい励磁インダクタンスを持つトランスをＬＬＣ共振コンバータに用いることが考えられる。しかしながら、トランスの励磁インダクタンスが小さい場合には、共振回路のキャパシタンスを小さい値に切り換えたときにＬＬＣ共振コンバータの効率が低下するという課題が発生する。

本発明の目的は、トランスの飽和を防ぎつつ高効率を達成可能なＬＬＣ共振コンバータを提供することである。

本発明の一態様に係るＬＬＣ共振コンバータは、電源の正極および負極の間に直列に接続された第１のスイッチおよび第２のスイッチと、第１のスイッチおよび第２のスイッチに第１の端部が接続された一次巻線、コア、および二次巻線とを有するトランスと、電源の負極と、トランスの一次巻線の第２の端部との間に接続された第１のキャパシタと、第１のキャパシタと並列に、かつ、互いに直列に接続された第２のキャパシタおよび容量用スイッチと、トランスの二次巻線に接続された二次側回路とを備え、トランスが、スイングチョークコイルである。

好ましくは、コアには、ギャップが設けられる。ギャップを挟んで対向する一対の磁脚の少なくとも一方は、連続的に変化する断面積を有する。

好ましくは、コアには、ギャップが設けられる。ギャップを挟んで対向する一対の磁脚の少なくとも一方は、ステップ状に変化する断面積を有する。

好ましくは、容量用スイッチのオンおよびオフは、ＬＬＣ共振コンバータの入力電圧、または第３のスイッチおよび前記第４のスイッチを制御する制御回路の端子電圧に基づいて決定される。

本発明によれば、トランスの飽和を防ぎつつ高効率を達成可能な、ＬＬＣ共振コンバータを提供することができる。

本発明の一実施の形態に係るＬＬＣ共振コンバータの回路図である。 図１に示したＬＬＣ共振コンバータの周波数対ゲイン特性の例を示した図である。 トランスの励磁インダクタンスが大きい場合に、共振回路のキャパシタンスを切り換えることにより発生する課題を説明した図である。 トランスの励磁インダクタンスが小さい場合に、共振回路のキャパシタンスを切り換えることにより発生する課題を説明した図である。 一般的なＬＬＣ共振コンバータの周波数対出力電圧の特性例を示した図である。 一般的なＬＬＣ共振コンバータにおける入力電圧対一次側電流の特性、および入力電圧対周波数の特性を模式的に示した図である。 一般的なＬＬＣ共振コンバータに用いられるトランスのコアの形状と、ＬＬＣ共振コンバータの特性との関係を説明する図である。 本発明の実施の形態に係るＬＬＣ共振コンバータに用いられるスイングチョークコイルの動作原理を説明するための模式図である。 図８に示されたスイングチョークコイルの特性の例を示した図である。 本発明の実施の形態に係るＬＬＣ共振コンバータの特性を説明するためのゲイン曲線である。 励磁電流の時間的変化を示した図である。 トランスのコアの形状とＬＬＣ共振コンバータの特性との関係を説明するための図である。 本発明の実施の形態に適用されるコアの形状例を示した図である。 コアに巻回される一次巻線および二次巻線を模式的に示した図である。 共振周波数と動作周波数との関係を示した図である。

本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当部分については、同一符号を付してその説明は繰り返さない。

図１は、本発明の一実施の形態に係るＬＬＣ共振コンバータの回路図である。図１（Ａ）は、ＬＬＣ共振コンバータの構成を示した回路図であり、図１（Ｂ）は図１（Ａ）に示したトランスを等価回路により示した等価回路図である。ＬＬＣ共振コンバータ１０は、たとえばＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）である半導体スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４と、トランス２と、キャパシタＣ１，Ｃ２と、二次側回路３と、出力端子４，５とを含む。図１（Ｂ）に示すように、トランス２の一次巻線２Ｐは、漏れインダクタンスＬ_ｒを有するインダクタＬ１と、励磁インダクタンスＬ_mを有するインダクタＬ２と、抵抗とによって等価的に表現される。インダクタＬ１は、トランスの外に別に用意してもよい。

図１（Ｂ）では、インダクタＬ１が、接続点Ｎ１と接続点Ｎ３との間に接続されたインダクタとして表され、インダクタＬ２が、接続点Ｎ２と接続点Ｎ３との間に接続されたインダクタとして表される。抵抗成分は、インダクタＬ２と並列に、接続点Ｎ２と接続点Ｎ３との間に接続されている。

半導体スイッチＱ１，Ｑ２は、電源１の正極および負極の間に直列に接続され、ハーフブリッジ回路を構成する。電源１は、直流電圧Ｖ_inを出力する直流電源である。

トランス２は、一次巻線２Ｐと、二次巻線２Ｓと、コア２０とを有する。一次巻線２Ｐの第１の端部は、半導体スイッチＱ１および半導体スイッチＱ２の接続点である接続点Ｎ１に接続される。一次巻線２Ｐの第２の端部は、接続点Ｎ２に接続される。

キャパシタＣ１は、キャパシタンスＣ_ｒを有し、トランス２の一次巻線２Ｐの第２の端部と、電源１の負極との間に接続される。すなわち、キャパシタＣ１は、接続点Ｎ２と、電源１の負極との間に接続される。

キャパシタＣ２は、キャパシタンスＣ_ｒｓｗを有する。キャパシタＣ２と、半導体スイッチＱ３と、半導体スイッチＱ４とは、キャパシタＣ１に並列に接続点Ｎ２と電源１の負極との間に互いに直列接続される。図１に示した構成では、キャパシタＣ２の第１の端部は、キャパシタＣ１と並列に、トランス２の一次巻線２Ｐの第２の端部に接続される。容量量スイッチである半導体スイッチＱ３および半導体スイッチＱ４は、キャパシタＣ２の第２の端部と電源１の負極との間に直列に接続される。しかしながら、キャパシタＣ２および半導体スイッチＱ３，Ｑ４は、上記の順番で接続されるように限定されるものではない。

二次側回路３はトランス２の二次巻線２Ｓに接続される。二次側回路３は、ダイオードＤ１，Ｄ２およびキャパシタＣ３を含む。キャパシタＣ３は、たとえば電解コンデンサである。

ＬＬＣ共振コンバータ１０において、漏れインダクタンスＬ_ｒと、励磁インダクタンスＬ_mと、キャパシタンスとによって共振回路が構成される。半導体スイッチＱ３，Ｑ４をオンオフすることにより、共振回路のキャパシタンスが変化する。これにより、共振周波数が変化する。具体的には、半導体スイッチＱ３，Ｑ４がオフであるときには、漏れインダクタンスＬ_ｒと、励磁インダクタンスＬ_mと、キャパシタンスＣ_ｒにより共振回路１１が構成される。一方、半導体スイッチＱ３，Ｑ４がオンであるときには、漏れインダクタンスＬ_ｒと、励磁インダクタンスＬ_mと、キャパシタンス（Ｃ_ｒ＋Ｃ_ｒｓｗ）とにより共振回路１１が構成される。半導体スイッチＱ３，Ｑ４は、たとえば制御ＩＣ１５（ただし制御ＩＣ１５に限定されない）からの制御信号によって、オンおよびオフが制御される。なお、半導体スイッチＱ３，Ｑ４のオンおよびオフは入力電圧あるいは制御ＩＣ１５の各端子電圧などをセンシングした結果から決定され、入力電圧が低いときに半導体スイッチＱ３，Ｑ４がオンする。

図２は、図１に示したＬＬＣ共振コンバータ１０の周波数対ゲイン特性の例を示した図である。図１および図２を参照して、曲線１１Ａは、共振回路１１（キャパシタンス＝Ｃ_ｒ）によるＬＬＣ共振コンバータ１０のゲインカーブであり、曲線１２Ａは、共振回路１２（キャパシタンス＝（Ｃ_ｒ＋Ｃ_ｒｓｗ））によるＬＬＣ共振コンバータ１０のゲインカーブである。共振回路のキャパシタンスをＣ_ｒから（Ｃ_ｒ＋Ｃ_ｒｓｗ）に切り換えることによってゲインを高めることができる。これにより、入力電圧（Ｖ_in）が低下したときにも所望の出力電圧を確保することができる。さらに、入力電圧が低いことを考慮した設計上の要請が緩和されるので、通常動作時に高効率を確保することができる。

また、図１に示された構成によれば、高いゲインが得られるので、入力コンデンサ（図１に示さず）を小型化することができる。ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、電源の保持時間ｔ（ｍｓ）を満たすために必要な入力コンデンサのキャパシタンスＣ_inの最低限の値Ｃ_inminは以下の式に従って表すことができる。

上記式において、Ｐは、ＤＣ−ＤＣコンバータの最大出力電力であり、Ｖ_{c_start}は、電力供給停止時の入力コンデンサの充電電圧であり、Ｖ_{in_min}は、ＤＣ−ＤＣコンバータが動作可能な最低入力電圧である。ゲインを高くするほどキャパシタンスＣ_inを小さくすることができるので、入力コンデンサを小型化することができる。

また、スイッチング周波数を高めることによって、トランスを構成するコアや巻線を小型化できる。トランスの最大磁束密度ΔＢは、以下の式によって表すことができる。Ｖ_tr は、トランスに印加される（１次または２次の）電圧であり、ｆ_swは、トランス印加電圧の周波数であり、Ｎは１次または２次の巻数であり、Ａ_eは、コアの実行断面積である。

最大磁束密度ΔＢを小さくするためには以下の方法が考えられる。
ｉ）巻数Ｎを大きくする。

ｉｉ）コアの実行断面積Ａ_eを大きくする。
ｉｉｉ）周波数ｆ_swを大きくする。

しかし、巻数Ｎを大きくする、あるいはコアの実行断面積Ａ_eを大きくする場合には、トランスが大型化する。これに対して、周波数ｆ_swを大きくすれば、コアの体積および巻線の巻数を変化させることなく、最大磁束密度ΔＢを小さくできる。したがってスイッチング周波数を高めることにより、トランスを構成するコアや巻線を小型化できる。

ＬＬＣ共振コンバータにおいて共振周波数を切り換える場合、以下の課題が発生しうる。図３は、トランスの励磁インダクタンスＬ_mが大きい場合に、共振回路のキャパシタンスを切り換えることにより発生する課題を説明した図である。図３を参照して、「飽和周波数」は、トランス２が飽和するときのＬＬＣ共振コンバータのスイッチング周波数に相当する。ゲイン曲線に基づいて、所望の出力電圧を得るためのＬＬＣ共振コンバータの動作点が決定される。

図３に示したゲイン曲線によれば、所望の出力電圧を得るためには、共振回路のキャパシタンスを大きくする（キャパシタンスをＣ_ｒから（Ｃ_ｒ＋Ｃ_ｒｓｗ）へと切り換える）ことが必要である。しかし、動作点のスイッチング周波数が飽和周波数よりも小さい。すなわち、所望の出力電圧を得るために共振回路のキャパシタンスを大きくした場合には、トランスが飽和する。このため、ＬＬＣ共振コンバータが動作できなくなる可能性がある。

図４は、トランスの励磁インダクタンスＬ_mが小さい場合に、共振回路のキャパシタンスを切り換えることにより発生する課題を説明した図である。図４を参照して、所望の出力電圧を得るために、共振回路のキャパシタンスを大きくしても、動作点のスイッチング周波数は飽和周波数よりも大きい。したがって、トランスの飽和を防ぐことができる。しかしながら、励磁インダクタンスＬ_mが小さいため、ＬＬＣ共振コンバータに大きな電流が流れる。このために共振回路のキャパシタンスが小さい値（Ｃ_ｒ）であるときのＬＬＣ共振コンバータの効率が低下するという課題が発生する。

この点について、より詳細に説明する。図５は、一般的なＬＬＣ共振コンバータの周波数対出力電圧の特性例を示した図である。図５に示すように、出力電圧が一定の場合、ＬＬＣ共振コンバータの入力電圧Ｖ_inが下がるほど周波数が低下する。

図６は、一般的なＬＬＣ共振コンバータにおける入力電圧Ｖ_in対一次側電流Ｉの特性、および入力電圧Ｖ_in対周波数ｆの特性を模式的に示した図である。図６に示すように、ＬＬＣ共振コンバータの出力電圧および一次インダクタンスが一定の場合には、入力電圧Ｖ_inが低下して周波数ｆが小さくなると、一次側電流Ｉが大きくなる。周波数ｆが飽和周波数に達すると、励磁インダクタンスがほぼ０になるため、一次側電流Ｉが最大になる。

図７は、一般的なＬＬＣ共振コンバータに用いられるトランスのコアの形状と、ＬＬＣ共振コンバータの特性との関係を説明する図である。なお、図７に示したトランスのコアは、Ｅ型コアおよびＩ型コアにより実現可能である。図７（Ａ）には、ギャップ幅が小さく、かつ一定であるコア２０Ａが示される。図７（Ｂ）に、コア２０Ａを含むトランス２を用いたＬＬＣ共振コンバータの特性が示される。図７（Ａ）および図７（Ｂ）を参照して、ギャップ幅の小さい従来型のコアをトランス２に用いた場合、入力電圧Ｖ_inが低下すると、トランス２が飽和するため一次側電流が急激に増加する。

図７（Ｃ）には、ギャップ幅が大きく、かつ一定であるコア２０Ｂが示される。図７（Ｄ）に、コア２０Ｂを含むトランス２を用いたＬＬＣ共振コンバータの特性が示される。図７（Ｃ）および図７（Ｄ）を参照して、ギャップ幅の大きいコアを用いることによって、入力電圧Ｖ_inの最低電圧Ｖ_{in_min}でもトランス２を飽和しないようにすることができる。しかし励磁インダクタンスが小さくなるため、定常時の一次側電流が大きい。このため損失が大きくなる。

本発明の実施の形態によれば、ＬＬＣ共振コンバータ１０のトランス２として、スイングチョークコイルが採用される。これにより、トランスの飽和防止が可能になるだけでなく、ＬＬＣ共振コンバータ１０の効率を高めることができる。以下にこの点について詳細に説明する。

図８は、本発明の実施の形態に係るＬＬＣ共振コンバータ１０に用いられるスイングチョークコイルの動作原理を説明するための模式図である。発明の理解のため、図８には、スイングチョークコイルのコアを分かりやすく示している。さらに一次巻線および二次巻線の図示は省略されている。

コア２０にはギャップ２６が設けられる。図８に示された構成では、ギャップ２６の長さはａからｂ（ａ＜ｂ）まで連続的に変化する。

図９は、図８に示されたスイングチョークコイルの特性の例を示した図である。図９を参照して、一次巻線（図８に示さず）に流れる電流により、コア２０の一部が飽和して、励磁インダクタンスＬ_mが変化する。ギャップ２６を挟んで対向する磁脚２３の一方（図８を参照）は、可飽和部２７を形成する。

励磁電流のピークＩ_mpkは、次の式に従って表される。ｆ_swはスイッチング周波数である。

スイッチング周波数ｆ_swが高い場合には、トランス（スイングチョークコイル）の一次側の最大電流が小さくなる。この場合、ギャップ長Ｉ_g＝ａとなり、励磁インダクタンスＬ_mが大きくなる。一方、スイッチング周波数ｆ_swが低い場合には、一次側の最大電流が大きくなる。この場合、ギャップ長Ｉ_g＝ｂとなり、励磁インダクタンスＬ_mが小さくなる。

図１０は、本発明の実施の形態に係るＬＬＣ共振コンバータ１０の特性を説明するためのゲイン曲線である。図１１は、励磁電流の時間的変化を示した図である。図１０および図１１を参照して、共振回路のキャパシタンスが（Ｃｒ＋Ｃ_ｒｓｗ）に切り換えられる。スイッチング周波数ｆ_swの低下により励磁電流Ｉ_mが増大する。この場合には、スイングチョークコイルの飽和により、励磁インダクタンスＬ_mが低下する。

励磁インダクタンスＬ_mが低下することによって、ＬＬＣ共振コンバータ１０の動作点のスイッチング周波数ｆ_swが飽和周波数を上回る。したがって、共振回路のキャパシタンスを大きくしたときにＬＬＣ共振コンバータ１０を正常に制御できなくなることを防ぐことができる。一方、共振回路のキャパシタンスを小さくしたときには、定格動作時の高効率動作を達成することができる。また、入力電圧Ｖ_inの範囲を広げることもできる。

図１２は、トランスのコアの形状とＬＬＣ共振コンバータの特性との関係を説明するための図である。図１２（Ａ）には、一例に従うコア３１が示される。図１２（Ｂ）に、コア３１を含むトランス２を用いたＬＬＣ共振コンバータの特性が示される。図１２（Ａ）および図１２（Ｂ）を参照して、コア３１において、中央の一対の磁脚３０は、ギャップを挟んで対向する。磁脚３０の一方は、徐々に変化する断面積を有する。これにより、磁脚３０において、断面積の小さい部分から徐々に飽和する。周波数ｆの低減に合わせてコアが徐々に飽和することにより励磁インダクタンスが変化する。キャパシタンスＣｒを切替えるときの入力電圧（Ｃｒ切替電圧）において、励磁インダクタンスＬを大きく変化させる。この構成によれば、入力電圧Ｖ_inの低下に合わせて励磁インダクタンスＬが低下する。したがって、どの入力電圧においても一次側電流を抑えることができる。しかしキャパシタンスＣｒの切り替え前でも常にコアの一部は飽和しているため、コアの局所発熱によって、コアと周辺の巻線とが熱くなる可能性がある。

図１２（Ｃ）には、別の例に従うコア３２が示される。図１２（Ｄ）に、コア３２を含むトランス２を用いたＬＬＣ共振コンバータの特性が示される。図１２（Ｃ）および図１２（Ｄ）を参照して、コア３２の場合、一対の磁脚３０の一方において、ステップ状に変化する断面積を有する。Ｃｒ切替電圧において、磁脚３０の断面積の小さい部分が飽和する。キャパシタンスの値が切替わるときだけ励磁インダクタンスＬが低下する。この構成によれば、ＬＬＣ共振コンバータの通常の動作時には励磁インダクタンスＬが変化しにくい。したがってＬＬＣ共振コンバータの周波数を一定の値に安定させることができる。またキャパシタンスＣｒの切り替え前にはコアは飽和していないため、コアの局所発熱を抑えることができると考えられる。

コアの形状は、図１２（Ａ）および図１２（Ｃ）に示された例に限定されるものではなく、様々な形状を採用することができる。図１３は、本発明の実施の形態に適用されるコアの形状例を示した図である。図１３（Ａ）〜図１３（Ｄ）のいずれに示した形状においても、ギャップを介して対向する一対の磁脚の少なくとも一方が、徐々に変化する断面積を有する。これにより、図１２（Ｂ）に示されるように、入力電圧Ｖ_inに応じて励磁インダクタンスＬを徐々に変化させ、Ｃｒ切替電圧において励磁インダクタンスＬを大きく変化させることができる。

たとえば図１３（Ｂ）に示したコア３４のように、一対の磁脚３０の両方が、凸状部を有してもよい。あるいは、図１３（Ｃ）に示したコア３５のように、一対の磁脚３０の両方が、凹状部を有してもよい。図示しないが、一対の磁脚３０の片方のみが凸状部あるいは凹状部を有することもできる。

また、図１３（Ｄ）に示したコア３６のように、Ｕ字型コアを採用することもできる。Ｕ字型コアの一対の磁脚４０の一方は、徐々に変化する断面積を有する。磁脚４０の形状は、たとえば図１２（Ａ）に示した磁脚３０の形状に類似するが、この形状に限定されず、他の形状を採用することもできる。

なお、以上説明した図面においては、コアの形状を説明するため一次巻線および二次巻線の図示が省略されている。図１４は、コアに巻回される一次巻線および二次巻線を模式的に示した図である。図１４に示すように、Ｅ型コアの場合には、中脚（磁脚３０）にボビン５０を介して一次巻線２Ｐおよび二次巻線２Ｓの両方が巻かれる。図示しないが、Ｕコア（たとえば図１３（Ｄ）参照)の場合、一次巻線および二次巻線が巻かれる場所は特に限定されない。

本発明の実施の形態によれば、以下の点からも高効率動作を達成することができる。図１５は、共振周波数と動作周波数との関係を示した図である。図１５に示すように、励磁インダクタンスＬ_mが小さくなることによってゲインカーブが高周波側に急峻に立ち上がる。動作点の周波数が共振周波数に近づくので、二次側の半導体素子（ダイオードＤ１，Ｄ２）を流れる電流の実効値が小さくなり、これらの半導体素子の損失を低減することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものでないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 電源、２ トランス（スイングチョークコイル）、２Ｐ 一次巻線、２Ｓ 二次巻線、３ 二次側回路、４，５ 出力端子、１０ ＬＬＣ共振コンバータ、１１，１２ 共振回路、１１Ａ，１２Ａ 曲線、１５ 制御ＩＣ、２０，２０Ａ，２０Ｂ，３１〜３６ コア、２３，３０，４０ 磁脚、２６ ギャップ、２７ 可飽和部、５０ ボビン、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３ キャパシタ、Ｄ１，Ｄ２ ダイオード、Ｌ１，Ｌ２ インダクタ、Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３ 接続点、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ 半導体スイッチ。

Claims (4)

1. 電源の正極および負極の間に直列に接続された第１のスイッチおよび第２のスイッチと、
   前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチに第１の端部が接続された一次巻線、コア、および二次巻線とを有するトランスと、
   前記電源の前記負極と、前記トランスの前記一次巻線の第２の端部との間に接続された第１のキャパシタと、
   前記第１のキャパシタと並列に、かつ、互いに直列に接続された第２のキャパシタおよび容量用スイッチと、
   前記トランスの前記二次巻線に接続された二次側回路とを備え、
   前記トランスが、スイングチョークコイルである、ＬＬＣ共振コンバータ。
2. 前記コアには、ギャップが設けられ、前記ギャップを挟んで対向する一対の磁脚の少なくとも一方は、連続的に変化する断面積を有する、請求項１に記載のＬＬＣ共振コンバータ。
3. 前記コアには、ギャップが設けられ、前記ギャップを挟んで対向する一対の磁脚の少なくとも一方は、ステップ状に変化する断面積を有する、請求項１に記載のＬＬＣ共振コンバータ。
4. 前記容量用スイッチのオンおよびオフは、前記ＬＬＣ共振コンバータの入力電圧、または前記容量用スイッチを制御する制御回路の端子電圧に基づいて決定される、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載のＬＬＣ共振コンバータ。

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