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JP2018538778A - ワークピース加熱用の微調整された出力を有する高周波電源システム - Google Patents

ワークピース加熱用の微調整された出力を有する高周波電源システム Download PDF

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Abstract

高周波電源システムは、ワークピース負荷に高度に調整された電力及び周波数を提供し、高度に調整された電力及び周波数は、インバータースイッチング制御とインバーター出力インピーダンス調整及び周波数制御網によりワークピース負荷特性とは独立したものであり、インバーター出力インピーダンス調整及び周波数制御網は、幾何学的な形状の可動なインサートコア部を有する精密可変リアクトルと、相補的な幾何学的な形状の分割バス部及び分割電気端子バス部を有する定置の分割バス部を含むことができ、可変リアクトルのインダクタンスを変えるようにインサートコア部が定置の分割バス部に関して移動可能である。

Description

この出願は、２０１５年１２月２２日に出願された米国仮出願Ｎｏ．６２／２７０,８８０の優先権を主張し、その全体が本明細書に参照により組み込まれる。
本発明は、概して、電源負荷の一部を形成する、ワーク誘導コイル又は抵抗性接点といったワークピース負荷回路に電力を提供する微調整されたインバーター出力を有し、溶接又はアニールといった工業工程においてワークピースが加熱される高周波電源システムに関し、特には、インバーター出力インピーダンス調整及び周波数制御網を設けることにより、インバーター出力の電力振幅と周波数が微調整され、電源負荷のインピーダンスとは独立した高周波電源に関する。
誘導溶接は、電磁誘導を利用して単一のワークピース又は多数のワークピースの２以上の表面を加熱する溶接の一形態であり、少なくとも１つのワークピースは、少なくとも部分的に導電性を有する。周囲雰囲気、或いは不活性ガス又は真空といった制御された環境において誘導加熱された面の間に力を付与することにより、加熱面が一緒に溶接される。
工業的な誘導溶接工程の一例は、図１に模式的に示すように、少なくとも部分的に導電性を有するシート１０４（ワークピース）といった加工材から筒状部材を製造する鍛接（forge welding）である。この工程では、シート１０４の対向縁部１０４ａ，１０４ｂが、不図示の高周波電源システムにより提供されて誘導コイル１０６に流れる高周波交流電流により確立される電磁場により誘導加熱される。シート１０４が矢印に示されるように図面右から左に動くに応じて、誘導加熱された対向縁部が加工ロール１０８ａ，１０８ｂで一緒に圧延（鍛造）されて筒状部材１１０と溶接熱影響ゾーン（weld heat affected zone）（ＨＡＺ）１１３を形成する。誘導コイルと磁気的に結合したワークピースの溶接領域は、丸められた溶接領域内に挿入されたインピーダー（impeder）１１２といったインピーダンス調整装置と共に、溶接工程の間に動的に変化する負荷特性を有する溶接電気負荷（weld electric load）（ワークピース）回路を形成する。
電気抵抗溶接（ＥＲＷ (Electric resistance welding)）は、抵抗加熱を利用して単一のワークピース又は多数のワークピースの２以上の表面を加熱する溶接の一形態であり、少なくとも１つのワークピースは、少なくとも部分的に導電性を有する。周囲雰囲気、或いは不活性ガス又は真空といった制御された環境において抵抗加熱された面の間に力を付与することにより、加熱面が一緒に溶接される。
工業的な電気抵抗溶接工程の一例は、図２に模式的に示すように、少なくとも部分的に導電性を有するシート２０４（ワークピース）といった加工材から筒状部材を製造する鍛接（forge welding）である。この工程では、シートの対向縁部２０４ａ，２０４ｂは、不図示の直流又は交流電源システムから電気的接点２０６ａ，２０６ｂに提供された交流電流又は直流電流により抵抗加熱される。シート２０４が矢印で示されるように図面右から左に動くに応じて、抵抗加熱された対向縁部２０４ａ，２０４ｂが、加工ロール２０８ａ，２０８ｂにより一緒に圧延されて筒状部材２１０と溶接ＨＡＺ２１３を形成する。電気的接点とワークピース溶接ゾーンは、溶接工程の間に動的に変化する負荷特性を有する溶接電気負荷（ワークピース）回路を形成する。
誘導溶接工程で用いられる高周波固体電源は、また、先に形成された溶接シーム（weld seam）（ＨＡＺ）といった金属ワークピース又はワークピースゾーンが熱処理を要求するアニール（熱処理）工程といった誘導加熱用途でも使用可能である。誘導コイルと磁気的に結合したワークピースの熱処理ゾーンが、アニール工程の間に動的に変化する負荷特性を有する溶接電気負荷（ワークピース回路）を形成する。
工業的なアニール工程の一例は、図３に示すように、先の溶接形成された筒状部材の溶接シーム３０４における金属製の筒状部材３０２のアニールである。溶接シーム（ＨＡＺ３０６）の加熱は、例えば、図３における矢印の方向に筒状部材が前進するに際して、（図で図式的に示される）リニア誘導コイル３０８に高周波電流を供給することにより達成可能である。
上述の誘導溶接工程、抵抗溶接工程、又は誘導アニール工程について、電気負荷は、溶接又は加熱ゾーンにおける負荷回路Ｑ（品質（Quality））因子、インダクタンス、抵抗、及び透磁率に影響する工程変数により生じる溶接又は加熱工程の間で動的に変化する負荷インピーダンスを有する。工程変数が多く、例えば、ワークピースの化学的性質、（ワークピースの筒状部材の周囲長又は厚みといった）ワークピースの寸法、プロセス温度、加工ロールの寸法及び化学的特性、溶接又は加熱電源の出力周波数、製造の溶接又は加熱品のプロセスライン速度又は製造速度、予備の機械装置、誘導コイル又は電気的接点の寸法、物理的構成、組成、及びフェライト素子（例えば、インピーダー）を含み得る。
溶接又はアニール工程の間の電気負荷回路における動的に変化する負荷特性が原因で、溶接又はアニール電源の出力と電気負荷回路の間には、電源出力から電気負荷回路への最大電力伝送のための動的負荷整合サブシステムが要求される。
図４は、溶接及びアニール工程のある既知の負荷整合コンセプトを模式的に示し、電源出力インピーダンスと負荷回路インピーダンスの共振により決定されるＱ因子がＱ曲線上で最大値の時、最大（１００パーセント）電力伝送が電源出力周波数ｆresで生じる。システムが共振外で作動するため、回路のＱ因子に基づいて電力伝送が減少する。
固有共振回路は、電圧電流比のシフトに帰結し、又は周波数のシフト又は変化に一致する容量とインダクタンスの変化を通じて決定される。図４は、固有共振曲線の模式図である。固有共振は、次式により表され得る。
Figure 2018538778
 ここで、Ｌがインダクタンスであり、Ｃが回路のリアクタンスである。
システムに整合装置がないことは、インダクタンスと容量の値が内的に固定されることを意味する。なぜなら、負荷変化が生じ、電力と周波数が、負荷特性により定義されるように様々な電力及び周波数レベルに帰結する定義されたＱ曲線の異なる点に自然にシフトするためである。最大の電力出力を達成するためには、所望の調整周波数での電圧電流整合比、負荷Ｑ、及びインダクタンスが、容量とインダクタンスの電源調整又は設定された固定値、選択された共振ピークに整合しなければならない。更には、電圧（電圧供給源）又は電流（電流供給源）を提供するスイッチング回路のタイミングは、最大電力伝送のため、又は共振点に一致するように電圧及び電流を効率的に制御するために設計されるべきである。この最大電力伝送は、周波数のこの１つの共振点でのみ生じる。
ワークピース負荷回路に供給される電力振幅と周波数がワークピース負荷特性とは独立したものである金属溶接及びアニールといった工業用プロセスにおいてワークピースが加熱される、電源ワークピース負荷の一部を形成するワーク誘導コイル又は抵抗接点に電力を供給する微調整されたインバーター出力を有する高周波電源システムの必要性がある。
本発明の一側面は、高周波電源システムであり、溶接又はアニール工程においてワークピース負荷を加熱するための微調整された出力を有する。高周波電源システムは、単相インバーター出力配線と、複数のブリッジスイッチング装置を有するフルブリッジ又はハーフブリッジインバーターを有する。インバーター出力インピーダンス調整及び周波数制御網は、単相インバーター出力配線に接続された制御網入力と制御網出力を有する。マイクロプロセッサーコントローラーは、ワークピース負荷のインピーダンスとは独立し得る、フルブリッジ又はハーフブリッジインバーターからワークピース負荷への単相出力の電力伝送と、フルブリッジ又はハーフブリッジインバーターからワークピース負荷への単相出力の可変出力周波数を制御するため、インバーター出力インピーダンス調整及び周波数制御網における複数のブリッジスイッチング装置と１つ又は複数の調整可能なインピーダンス素子に対する制御インターフェースを有する。
本発明の上述及び他の側面が本明細書及び添付請求項に明記される。
以下の簡潔に要約される添付図面は、本発明に関する理解の例のために提供され、本明細書と添付請求項で更に述べられるように本発明を限定しない。
図１は、誘導コイルを備える鍛接電源出力負荷回路と、鍛接工程において製造物の筒状部材を形成するように重ねられた金属シートの対向縁部の説明図である。
図２は、一組の抵抗接点を有する鍛接電源出力負荷回路と、電気抵抗溶接工程において製造物の筒状部材を形成するように重ねられた金属シートの対向縁部の説明図である。
図３は、誘導コイルを備えるアニール電源出力負荷回路と、アニールされる金属ゾーン、例えば、製造物の筒状部材の先の溶接シームの説明図である。
図４は、誘導溶接及びアニールと電気抵抗溶接のための負荷整合の１つの既知の方法を図式的に示す。
図５は、誘導溶接及びアニール、並びに電気抵抗溶接のための共振点外での作動を補償するために追加のＫＶＡの使用を介して負荷への最大電力を得る方法を図式的に示す。
図６は、電流源インバーターを利用した本発明の高周波加熱電源システムの簡略図の一例である。
図７は、電圧源インバーターを利用した本発明の高周波加熱電源システムの簡略図の別例である。
図８（ａ）は、本発明の高周波加熱電源システムのための制御システムの簡略制御図の一例である。 図８（ｂ）は、図８（ａ）の高周波加熱電源システムのための制御システムと用いられることができる制御された出力電力（リアクタンス）のための調整された応答フィードバックループの簡略化制御図の一例である。 図８（ｃ）は、入力電力変動を補償するために出力電力調整を制御するべく図８（ａ）における高周波加熱電源システムのための制御システムと用いられることができる出力電力振幅制御システムの簡略化制御図の一例である。
図９は、本発明の高周波制御加熱電源システムのための連続的に可変及び制御可能な固有共振点を有する特性図の一例を図式にて示す。
図１０は、本発明の高周波制御加熱電源システムのための低周波及び高周波パルス幅変調のための特性図の別例を図式にて示す。
図１１（ａ）と図１１（ｂ）は、本発明の高周波可変リアクトルの一例を示し、幾何学的な形状の可変リアクトルのペアが、本発明の高周波電源システムで用いられることができる単一の中実又は中空の導電性インサートコアを有する円錐形状を有する。図１１（ｃ）は、図１１（ａ）と図１１（ｂ）の可変リアクトルのペアが図６又は図７のリアクトルペア２４ａ−２４ａ’に用いられることができることを示す図６又は図７のインピーダンス調整及び周波数制御網の詳細である。
図１２（ａ）は、図１１（ａ）と図１１（ｂ）に示した可変リアクトルのペアで用いられることができる中実又は中空のフェライトから形成される単一の幾何学的な形状のインサートコアの一例を示す。図１２（ｂ）は、図１１（ａ）と図１１（ｂ）に示したリアクトルのペアで用いられることができるフェライトロッドのアレイから形成される単一の幾何学的な形状のインサートコアの一例を示す。
図１３は、幾何学的な形状の可変リアクトルのペアが、本発明の周波数電源システムで用いられることができるくさび形形状を有する本発明の高周波可変リアクトルの一例を示す。
図１４は、幾何学的な形状の可変リアクトルのペアが、本発明の高周波電源システムで用いられることができる楕円放物面形状を有する本発明の高周波可変リアクトルの一例を示す。
図１５（ａ）乃至図１５（ｄ）は、本発明の高周波電源システムの負荷整合装置で用いられることができる円錐形状の２巻き可変リアクトルのペアを備える本発明の高周波可変リアクトルの一例を示す。
図１６（ａ）及び図１６（ｂ）は、本発明の負荷整合及び周波数制御装置で用いられることができる本発明の単一の中実又は中空の導電性インサートコアを有する円錐形状の幾何学的な形状の可変リアクトルのペアを備える本発明の高周波可変リアクトルの一例を示し、リアクトルペアの各可変リアクトルのための定置の分割バス部が単一の可変リアクトルを形成するように一緒に結合される。図１６（ｃ）は、図１６（ａ）及び図１６（ｂ）における高周波リアクトルが本発明の高周波電源システムで用いられることができることを示す図６又は図７に示した負荷整合及び周波数制御装置の変更版の詳細である。
図１７（ａ）及び図１７（ｂ）は、各々、本発明の高周波電源システムの幾つかの例で用いられる高周波可変コンデンサのペアの一例の図式の上面及び前面図である。図１７（ｃ）は、図１７（ａ）と図１７（ｂ）の可変コンデンサのペアが図６又は図７のコンデンサペア２６−２６’に用いられることを示す図６又は図７のインピーダンス調整及び周波数制御網の詳細である。
図１８（ａ）は、本発明の高周波加熱電源システムのある負荷特性、内部容量、及びインダクタンス設定とする本発明の高周波加熱電源システムの実際の作動点（running point）を示す手段としてターゲットのユーザー視覚化を許容するグラフィックユーザーインターフェースの一例を示す。 図１８（ｂ）は、本発明の高周波加熱電源システムにより生成される、溶接の熱影響ゾーン（ＨＡＺ）特性の溶接及び量指標についての溶接工程要因の状態、溶接工程要因、レシピの生成と記憶のための制御部の表示の一例である。
図１９（ａ）乃至図１９（ｄ）は、本発明の幾つかの実施形態で用いられるインバーター出力インピーダンス調整及び周波数制御網の選択的な非限定の代替の実施形態を示す。図１９（ａ）乃至図１９（ｄ）は、図示された単独又は２以上の構成の選択的な組み合わせのいずれかで、本発明の幾つかの実施形態で用いられるインバーター出力インピーダンス調整及び周波数制御網の選択的な非限定の代替の実施形態を示す。図１９（ａ）は、出力インピーダンス調整及び制御網が、固定、又は可変、又は、固定及び可変の両方のコンデンサの組み合わせであり得る並列コンデンサを有する例である。図１９（ｂ）は、出力インピーダンス調整及び周波数制御網が、固定、又は可変、又は、固定及び可変の両方のコンデンサの組み合わせであり得る直列コンデンサを備える例である。図１９（ｃ）は、出力インピーダンス調整及び周波数制御網が、固定、又は可変、又は、固定及び可変の両方のインダクターの組み合わせであり得る並列インダクターを有する例である。図１９（ｄ）は、出力インピーダンス調整及び周波数制御網が、固定、又は可変、又は、固定及び可変の両方のインダクターの組み合わせであり得る直列インダクターを有する例である。
図６は、溶接又はアニール工程においてワークピース負荷３０を加熱するための微調整された出力を有する本発明の高周波電源システム１０の１つの実施形態を示し、フルブリッジ電流源インバーターが用いられる。図６において、整流器１１が、３相交流電流を直流に変換し、また、配線１６及び１７と固定インダクター１８を介してトランジスター１２、１３、１４及び１５を備えるインバーター回路に接続される。トランジスターは、金属酸化物半導体電界効果型トランジスター又は他の適切な固体スイッチング装置であり得る。電流センサー１９がインバーター、従って、負荷３０に供給される電流に比例した出力を提供する。例えば、誘導溶接、又はアニール用途、又は電気抵抗溶接用途において本発明の高周波電源加熱システムが用いられる時、負荷３０は、電気配線と誘導コイル、又は、溶接、アニール、さもなければ加熱される電気的接点（接触する部分又は部分（群））を含む。
図７は、本発明の高周波電源システムの別の実施形態２０を示し、フルブリッジ電圧源インバーターが用いられる。図７の対応の要素が、図６で用いられた参照番号により指定される。フィルタリングコンデンサ２８は、図７の電圧源インバーターでも用いられる。本発明の代替の実施形態では、インバーターがハーフブリッジインバーターである。
図６又は図７の固体フルブリッジインバーターは、第１単相インバーター出力端子又は配線２１と第２単相インバーター出力端子又は配線２２を有し、インバーター出力インピーダンス調整及び周波数制御網２３におけるインピーダンス素子に給電する。
図６及び図７に示した本発明の実施形態においては、インバーター出力インピーダンス調整及び周波数制御網２３は、
図にて配置及び相互接続されるように、直列可変リアクトル２４及び２４’の第１ペアと、直列可変リアクトル２４ａ及び２４ａ’の第２ペアと、直列可変コンデンサ２６及び２６’の第１ペアと、直列可変コンデンサ２６ａ及び２６ａ’の第２ペアの組み合わせと、
図にて配置及び相互接続されるように、単相インバーター出力配線の間に並列に配置及び接続される並列可変リアクトル２５及び２５ａのペアと、並列可変コンデンサ２７ａ−２７ａ’のペアの組み合わせと、
図に示すように、単相インバーター出力配線の間に並列に配置及び接続される並列可変コンデンサ２７を備える。
図６又は図７に示される本発明の実施形態では、出力インピーダンス調整及び周波数制御網が、Ｌ−Ｃラダー網（LC ladder network）を備え、調整可能な容量性及び誘導性素子が、システムマイクロプロセッサーコントローラー又は溶接又はアニール工程を実施する同等の制御部からの出力により変動可能に制御可能である。
本発明の他の例では、多数のＬ−Ｃラダー網が、インバーターから負荷への第１及び第２単相出力配線の間に直列又は並列に、さもなければ図６又は図７に示したものとは異なり、特定用途の要求に適するように相互接続される。本発明の他の実施形態においては、制御網２３における幾つかの誘導性及び容量性素子が、調整可能な誘導性及び容量性素子と組み合わされて固定値のものである。
本発明の幾つかの例においては、負荷特性独立オペレーションの代替として、図６又は図７において負荷インピーダンスが変化し、反射のリアクタンスと抵抗の変化に帰結し、インバーターと制御網１３は、負荷インピーダンスの変化を補償して所望の共振点を維持する。
本発明の幾つかの実施形態では、調整可能な容量性素子は、システムマイクロプロセッサーコントローラーからの出力により可変に制御され、共振電力振幅、電圧電流比又は周波数といった負荷特性とは独立して、高周波電源システムから負荷への出力電力振幅；電源システムから負荷への出力電圧と出力電流の比；又は電源システムから負荷への電圧と電流の出力周波数を制御する。
本発明の幾つかの実施形態では、インバーター出力インピーダンス調整及び周波数制御網２３における調整可能なリアクトル及び／又はコンデンサに対するシステムマイクロプロセッサー制御が、負荷３０の特性の変化を補償するために用いられ、負荷特性の変化にもかかわらず共振点が維持可能である。例えば、負荷のインダクタンスが増加するならば、インバーター出力インピーダンス調整及び周波数制御網のインダクタンスが減じられ、全体として同等のシステムインダクタンスが維持され、負荷特性の変化にもかかわらず共振点が同一であることに帰結する。更には、負荷のＱ因子が減じられるならば、可変容量及びインダクタンスに関するシステムマイクロプロセッサーコントローラーを通じてインバーター出力インピーダンス調整及び周波数制御網のＱ因子も減じられ、電力伝送の共振点が同等であることに帰結し、高周波電源システムの特性が負荷特性に整合する。
本発明の幾つかの実施形態では、インバーター出力インピーダンス調整及び周波数制御網２３における調整可能なリアクトル及び／又はコンデンサに対するシステムマイクロプロセッサー制御は、高周波電源システムと負荷回路の組み合わせの固有共振点を固有共振のユーザー選択点に変化するために用いられる。例えば、負荷特性が変化しないままならば、典型的には安定した溶接と加熱工程状態の下、調整可能なインダクタンス及び／又は容量の固有共振のユーザー選択点への変動を通じて共振周波数の異なる値が選択可能である。
共振周波数での最大電力伝送を得るため、電源スイッチングを制御するスイッチング回路のタイミングが、パルス幅変調（ＰＷＭ）により調整可能であり、変化する出力共振点を介して最大電力が負荷３０に伝送可能である。ＰＷＭ技術は、また、図６又は図７におけるトランジスタスイッチング装置１２、１３、１４、及び１５の効率を維持するためにも使用可能である。
図８（ａ）乃至図８（ｃ）に示したシステム制御要素は、システムマイクロプロセッサーコントローラー又は同等の１つ又は複数の制御部に設けることができる。システム制御要素は、図８（ａ）における高周波コントローラー、電圧、電流及び周波数比較器及び電流比較器、図８（ｂ）における整合制御回路、及び図８（ｃ）における電圧／電流フィードバック回路を含むことができる。
システムマイクロプロセッサーコントローラーへのセンサーフィードバックが、任意の調整可能なリアクトルのために提供され、（可変インダクタンス値の関数として）リアクトル可動部の位置；図８（ａ）及び図８（ｂ）に示すようなリアクトルに亘る電圧とリアクトルに流れる電流を検出する。同様、システムマイクロプロセッサーコントローラーへのセンサーフィードバックが、また、任意の調整可能なコンデンサに追加され、（可変容量値の関数として）コンデンサ可動部の位置、コンデンサに亘る電圧やコンデンサに流れる電流を検出する。これらの調整可能なリアクトル及びコンデンサの測定値が、設定出力を維持及び調整するための閉ループ制御のために用いられる。インバーター出力インピーダンス調整及び周波数制御網から負荷への出力電力、制御網から負荷への出力電流、及び制御網からの出力周波数が、本発明の幾つかの実施形態において測定され、正確な共振点、負荷への電力、負荷でのインピーダンス変化を検出する。
本発明の幾つかの実施形態では、測定された電圧、電流、及び周波数のセンサーフィードバックから、測定信号が、次に、図８（ａ）に示す測定比較器に提供され、各リアクトル又はコンデンサに関する個別のアクチュエーター（Ｍ）に出力調整制御信号を生成する。これらの出力調整制御信号は、各可変リアクトル及び／又はコンデンサに関連の可動部の動きを正確に制御するために用いられ、システムマイクロプロセッサーコントローラーにより決定される共振点又は共振点外のいずれかを維持する。
本発明の幾つかの実施形態では、システムマイクロプロセッサーコントローラーは、開ループシステムコントローラーとして動作し、高周波電源システムの共振点が負荷インピーダンスと変化することを許容し、インバーターのスイッチング装置に対する既存のマイクロプロセッサー出力制御を調整して電力伝送の最大出力を維持し、又は、共振外にシステムが移動するため、インバーターのスイッチング装置に対する既存のマイクロプロセッサー出力制御を電力伝送の最大出力未満に維持する。
代替として、本発明の他の実施形態においては、システムマイクロプロセッサーコントローラーが、閉ループ制御コントローラーとして動作し、マイクロプロセッサーコントローラーに入力されるユーザー選択出力周波数にシステム共振点を動かし、インバーターのスイッチング装置に対する既存のマイクロプロセッサー出力制御を調整して電力伝送の最大出力を維持し、又は、共振外にシステムが移動するため、インバーターのスイッチング装置に対する既存のマイクロプロセッサー出力制御を電力伝送の最大出力未満に維持する。
図８（ｂ）は、高周波コントローラー３８及び電圧、電流、周波数比較器３５として図８（ａ）に示した高周波加熱電源制御システムと利用可能である高周波電源システムの幾つかの実施形態のための制御ブロック図の一例である。
図８（ｃ）は、図８（ａ）に示した高周波加熱電源制御システムと利用可能である電力振幅制御ブロック図の一例であり、制御システムが、出力電力の調整を維持して入力電力変動及び変化を補償する能力を有する。
図９は、本発明の高周波加熱電源システムの動作を図式的に示す。図９に図式で示される電子負荷整合プロセスは、本発明の調整可能なリアクトル及び／又はコンデンサ部と組み合わせてハードスイッチング工程を用いる。本発明のハードスイッチング工程では、ハード・ターン・オンは、ある電流転流時間（current commutation time）で通電スイッチング装置上の全転流電圧降下（total commutation voltage drop）により特徴付けられ、ハード・ターン・オフは、その低下前、電流が流れ続ける間、転流電圧値まで上昇した電圧により特徴付けられる。ハード・ターン・オン又はハード・ターン・オフは、インバーターのスイッチング装置における高電力損失ピークを生じさせる。代替の動作モードにおいては、図５の曲線が、規定の最大出力電力を得る方法を表す。この方法は、共振点外の時に最大電力を達成するために入力に加えられたＫＶＡを要求する。反対に、図９の曲線は、ハードスイッチングと、負荷インピーダンスが変化するために共振点をシフトさせる網２３の可変誘導性及び容量性リアクタンス制御により最大出力電力を得るための本発明の１つの方法を表す。
図１０は、本発明の出力インピーダンス調整及び周波数制御網又はインダクターとコンデンサの固定配列と使用可能である代替のＰＷＭ変調可変スイッチング周波数電源を図式的に示す。電界効果型トランジスターがインバーターで用いられるならば、インバーターの電界効果型トランジスタのスイッチングの最大効率及び電力伝送のため、トランジスタスイッチングのタイミングを制御するためにＰＷＭ技術が使用可能である。
本発明の幾つかの実施形態では、１つ又は複数の調整可能なリアクトルペアが、２つの通電バスの間の空いた容積空間と、その空いた容積挿入空間内に可変位置で挿入される１つのコアから形成可能であり、容積と面積の減少で低インダクタンスになる。空いた容積空間の構成は、例えば、リアクトルコアが挿入可能である、箱、台形、三角形、円錐形、楕円形、卵形、又は任意の他の空いた容積幾何形状といった幾何形状の形態であり得る。空いた容積空間は、リアクトルのペアのそれぞれのために要求される最大インダクタンスに基づいて選択される。コアは、それが挿入される空いた容積形状の反対形状を備え、誘導性面積の全境界の周囲にコアと配線の間の正確な同等の隙間を形成し、コアが空いた容積空間に完全に挿入される時、可変リアクトルのペアそれぞれについてインダクタンスの最小値が維持される。コアは、手動で、又は、モーター又は他のアクチュエーターの使用を介して自動的に可動であり、コアが空いた容積空間内から引き出されるに応じてインダクタンスが最小から最大へアナログ変化する。空いた容積空間とコアの幾何形状のテーパーは、特定の用途のために構成され、例えば、インダクタンスのリニア変化、インダクタンスの対数変化、又は特定の用途のためのインピーダンス負荷整合条件に依存した他の曲線形状に帰結する。モーター又は他のアクチュエーターのいずれかが、図８（ｂ）に示すエンコーダーＥといった位置検出手段を介して、システムマイクロプロセッサーコントローラーにおける整合制御回路に正確なフィードバックを提供し、又は、代替的に、空いた容積空間内外へのコアの作動又は動きが、インダクタンスの変化に相関する距離の正確な測定値を提供するように適合される。代替として、次の方程式により電流のある変化率について生成された電圧量からシステムマイクロプロセッサーコントローラーによりインダクタンスの変化が導出されることもできる。
Figure 2018538778
 ここで、Ｖ（ｔ）は、時間を関数とする調整可能なリアクトルペアそれぞれに亘る電圧に等しく、Ｌは、インダクタンス（ヘンリー）に等しく、及び、
Figure 2018538778
は、アンペア毎秒での瞬時の電流変化率に等しい。
本発明では、図６又は図７のインピーダンス調整及び周波数制御網２３における可変リアクトルペア２４−２４’、２４ａ−２４ａ’及び２５−２５’のいずれかが、本発明の一実施形態において、例えば、図１１（ａ）及び図１１（ｂ）、図１３又は図１４に個々に表されるように、相補的な円錐部分、くさび形（２つの三角形と３つの台形面から規定される多面体）部分又は放物線円錐部分として、図示のように、銅といった導電性シート材料から構成される単一の可動な幾何学的な形状のインサートコアと、定置の分割バスを有するリアクトルの幾何学的な形状のペアから形成可能である。短絡されたインサートコア部が相補的なバス部との関係において内側又は外側に動かされ、短絡インサートコア部の誘導電流の振幅が、相補的なバス部に流れる電流により生じる磁束場に結合する可変磁束場を確立し、幾何インサートコア部が相補的な幾何バス部に完全に挿入される時の最小値から幾何インサートコア部が短絡インサートコア部と幾何バス部の間に結合した磁界が最も広くなる位置に引き出された時の最大値までの可変インダクタンス範囲を有し得るインダクターのペアのそれぞれについて交流電流（ＡＣ）バスの端子で可変インダクタンスを確立する。第１に、特定用途のために選択されたインサートコア部とバス素子の磁気的相互作用の幾何学形態は、この幾何学的な形状のインダクターで達成可能であるインダクタンスの変化の精度の程度を決定し、この精度の程度は、電源制御システムが加熱工程を実行している時、電源の出力周波数の調整精度の程度に関する。
例えば、本発明の１つの実施形態では、図１１（ａ）と図１１（ｂ）に可変リアクトルペア６０が示され、図１１（ａ）と図１１（ｂ）の両側矢印に示されるように、単一の短絡幾何学的な形状インサートコア部６２が、定置の分割バス部６４の相補的な幾何学的な形状の分割バス円錐部６４ａ及び６４ｂの内外に動かされる。インサートコア部６２の誘導電流の振幅が、定置の分割バス部６４の相補的な幾何学的な形状の分割バス円錐部６４ａ及び６４ｂに流れる交流電流から可変磁束場（可変エネルギー場とも呼ばれる）を確立し、幾何学的な形状のインサートコア部６２が相補的な幾何学的な形状の分割円錐バス部６４ａ及び６４ｂに完全に挿入された時の最小インダクタンス値から、インサートコア部６２と定置の分割バス部６４の間で形状付けられた挿入空間における可変エネルギー場が最大値である、例えば、図１１（ａ）に示す位置に幾何学的な形状のインサートコア部６２が引き出される時の最大インダクタンス値までの可変インダクタンス範囲を有し得るリアクトルのペアそれぞれについて交流電流バスの分割電気バス端子部Ａ１−Ｂ１及びＡ２−Ｂ２で可変インダクタンスを確立する。図１１（ｃ）は、可変リアクトルペア２４ａ−２４ａ’として、図６又は図７の高周波電源システムで接続された可変リアクトルペア６０を示す。定置の分割バス部６４は、電気的に絶縁された分割円錐バス部６４ａ及び６４ｂと、（円錐バス部６４ａに関連の）分割電気バス端子部Ａ２及びＢ２と、（円錐バス部６４ｂに関連の）分割電気端子部Ａ１及びＢ１を備える。つまり、電気的に相互接続された円錐バス部６４ａと分割電気バス端子部Ａ２及びＢ２が、電気的に相互接続されたバス部６４ｂと端子部Ａ１及びＢ１から空間的に分離される。
磁気的に相互作用する可動なインサートコア部と定置のバス素子の幾何学的な形状が、幾何学的な形状のリアクトルペアで達成可能であるインダクタンスの変化の精度の程度に基づいて、特定用途のために選択され、この精度の程度は、本発明の高周波電源の出力周波数の調整精度の程度に関する。
各幾何学的な形状のリアクトルペアが、リアクトルのペア、例えば、図６又は図７のリアクトルペア２４−２４’、２４ａ−２４ａ’及び２５−２５’を備え、例えば、図６又は図７の相互接続鎖線Ｘにより示されるようにペアで調整可能であり、例えば、リアクトルペア２４ａ及び２４ａ’について、図１１（ａ）及び図１１（ｂ）に示すように、図１１（ａ）及び図１１（ｂ）のアクチュエーターＭ’が図８（ａ）に示すように可動なインサートコア又はモーターＭ３に取り付けられた状態で定置の分割バス部６４の幾何学的な形状の分割バス部の内外にインサートコア部６２を動かすことにより調整可能である。
図１２（ａ）及び図１２（ｂ）は、図１１（ａ）及び図１１（ｂ）の円錐形状リアクトルペア６０を有する円錐形インサートコア部６２のための磁性材料（例えば、フェライト６２ａ）の使用を示す。図１２（ａ）では、円錐型のインサートコア部６２ａは、中実又は中空磁性材料インサートコア部を備える。図１２（ｂ）では、円錐型のインサートコア部６２ｂは、インサートコア部の外周部を形成するフェライトロッドのアレイを備える。
図１３は、本発明の高周波電源システムで用いられることができる本発明の高周波可変リアクトル９０の別例を示す。高周波可変リアクトル９０は、２つの三角形と３つの台形面から規定される多面体の幾何形状の単一の短絡インサートコア部９２を備え、本明細書ではくさび形部の一般名により特定され、図１３の両側矢印により示されるように、定置の分割バス部９４の定置の相補的な幾何学的な形状の分割くさび形バス部９４ａ及び９４ｂの内外に動かされる。インサートコア部９２における誘導電流の振幅は、定置の分割バス部９４の相補的な幾何学的な形状の分割くさび形バス部９４ａ及び９４ｂに流れる交流電流から可変磁束場（可変エネルギー場とも呼ばれる）を確立し、幾何学的な形状のインサートコア部９２が相補的な幾何学的な形状の分割円錐バス部９４ａ及び９４ｂに完全に挿入された時の最小インダクタンス値から、インサートコア部９２と定置の分割バス部９４の間で形状付けられた挿入空間における可変エネルギー場が最大値である位置に幾何学的な形状のインサートコア部９２が引き出される時の最大インダクタンス値までの可変インダクタンス範囲を有し得るリアクトルのペアそれぞれについて交流電流バスの分割電気バス端子部Ａ１−Ｂ１及びＡ２−Ｂ２で可変インダクタンスを確立する。可変リアクトルペア９０は、可変リアクトルペア２４−２４’、２４ａ−２４ａ’及び／又は２５−２５ａとして、図６又は図７の高周波電源システムにおいて接続される。定置の分割バス部９４は、電気的に絶縁された分割くさび形バス部９４ａ及び９４ｂと、（くさび形バス部９４ａに関連の）分割電気端子部Ａ２及びＢ２と、（くさび形バス部９４ｂに関連の）分割電気端子部Ａ１及びＢ１を備える。つまり、電気的に接続されたバス部９４ａと端子部Ａ２及びＢ２は、電気的に接続されたバス部９４ｂと端子部Ａ１及びＢ１から空間的に分離される。
図１４は、本発明の高周波電源システムで用いられることができる高周波可変リアクトル１１０の別例を示す。高周波可変リアクトル１１０は、図１４の両側矢印により示されるように定置の分割バス部１１４の定置の相補的な幾何学的な形状の分割楕円放物面バス部１１４ａ及び１１４ｂの内外に可動である楕円放物面の幾何形状の単一の短絡インサートコア部１１２を備え、インサートコア部１１２における誘導電流の振幅は、定置の分割バス部１１４の相補的な幾何学的な形状の分割円錐型バス部１１４ａ及び１１４ｂに流れる交流電流から可変磁束場（可変エネルギー場とも呼ばれる）を確立し、幾何学的な形状のインサートコア部１１２が相補的な幾何学的な形状の分割円錐型バス部１１４ａ及び１１４ｂに完全に挿入された時の最小インダクタンス値から、インサートコア部１１２と定置の分割バス部１１４の間で形状付けられた挿入空間における可変エネルギー場が最大値である位置に幾何学的な形状のインサートコア部１１２が引き出される時の最大インダクタンス値までの可変インダクタンス範囲を有し得るリアクトルのペアそれぞれについて交流電流バスの分割電気バス部端子部Ａ１−Ｂ１及びＡ２−Ｂ２で可変インダクタンスを確立する。可変リアクトルペア１１０は、可変リアクトルペア２４−２４’、２４ａ−２４ａ’及び／又は２５−２５ａとして、図６又は図７の高周波電源システムにおいて接続される。定置の分割バス部１１４は、電気的に絶縁された分割円錐型バス部１１４ａ及び１１４ｂと、（楕円放物面バス部１１４ａに関連の）分割電気端子部Ａ２及びＢ２と、（楕円放物面バス部１１４ｂに関連の）分割電気端子部Ａ１及びＢ１を備える。つまり、電気的に接続されたバス部１１４ａと端子部Ａ２及びＢ２は、電気的に接続されたバス部１１４ｂと端子部Ａ１及びＢ１から空間的に分離される。
本発明の別例では、本発明の幾何学的な形状の高周波リアクトルは、幾何形状のインサートコア部と定置の分割バス部の間で形状づけられた挿入空間に応じた特定用途で要求される可変インダクタンス・プロファイルに依存して、他の幾何形体であり得、例えば、ピラミッド形である。例えば、本発明の高周波電気加熱システムでの加熱を達成するためにインダクタンスのリニア又は対数変化が特定の高周波可変リアクトルにより要求される用途では、特定の幾何形状が、別の幾何形状よりも微調整されたインダクタンス・プロファイルを提供し得る。
図１５（ａ）乃至図１５（ｄ）は、本発明の高周波電源システムと使用可能である本発明の高周波可変リアクトル７０の一実施形態を示す。高周波可変リアクトル７０は、２巻き可変インダクターペア７０を備え、幾何形状が、円錐部であり、ペアの各可変リアクトル、例えば、図６又は図７におけるリアクトル２４ａ及び２４ａ’が、それぞれ、その独自の円錐形状のインサートコア部７２ａ及び７２ｂと、その独自の円錐形状の２巻き分割バス部７４ａ及び７４ｂを有する。第１の定置の分割バス部は、電気的に絶縁された２巻き分割バス部７４ａと（２巻き分割バス部７４ａに接続された）分割電気端子部Ａ１及びＢ１を備え、第２の定置の分割バス部は、電気的に絶縁された２巻き分割バス部７４ｂと（２巻き分割バス部７４ｂに接続された）分割電気端子部Ａ２及びＢ２を備える。つまり、電気的に接続された２巻きバス部７４ａと端子部Ａ１及びＢ１は、電気的に接続された２巻きバス部７４ｂと端子部Ａ２及びＢ２から空間的に分離される。
図１６（ａ）及び図１６（ｂ）は、本発明の高周波電源システムと使用可能である本発明の高周波可変リアクトル１２０の別例を示す。分割バス端支部Ａ１及びＡ２が一緒に電気的にバス端子Ａ１’に接続され、Ｂ１及びＢ２がバス端子Ｂ１’に一緒に電気的に接続され、可変リアクトルのペアが単一のリアクトル１２０を形成することを除いて、図１２（ａ）及び図１２（ｂ）に示された実施形態は、図１１（ａ）及び図１１（ｂ）に示されたものと同様である。この実施形態では、インダクターペアは、図１６（ｃ）に示されるように、バス端子Ａ１’及びＢ１’の間の単一のインダクター１２０として構成され、これは、本発明の幾つかの実施形態では、可変直列リアクトルペア２４ａ及び２４ａ’を単一の可変リアクトル１２０で置換する。同様、図１６（ａ）及び図１６（ｂ）に示されたようにリアクトルペアを修正することにより、図６又は図７における他のリアクトルペアが、単一のリアクトルで置換され得る。
本発明の高周波電源システムの幾つかの例では、インダクタンスの固定値を有するインダクターが、本発明のリアクトルペアの任意の１つ又は複数の可変リアクトルに直列に接続され得る。
本発明の高周波可変リアクトルの幾何学的な形状のペアそれぞれについて可動インサートコア部は、適切なアクチュエーター、例えば、リアクトルペア２４ａ−２４ａ’及び２５−２５’について個別に図８（ａ）に示されたモーターＭ２及びＭ３で定置の幾何学的な形状の分割バス部の内外に移動可能であり、モーターは、例えば、図において可動なインサートコア部とアクチュエーターＭ’を接続する鎖線で模式的に示されるように、インサートコア部へのリニア、反転可能な出力接続を有する。
本発明の高周波可変リアクトルの幾何形状のペアの加熱は、定置の分割バス部及び／又は可動インサートコア部に熱的に接触した、例えば、冷却管における冷却媒体の循環により消散可能である。
本発明の他の例においては、幾何学的な形状のリアクトルペアは、特定用途に要求される可変インダクタンス・プロファイルに依存して、他の幾何形体であり得、例えば、ピラミッド形である。例えば、特定のリアクトルが、本発明の高周波電源システムでの加熱を達成するためにインダクタンスのリニア又は対数変化を要求する用途では、特定の幾何形状は、別の幾何形状よりも微調整されたインダクタンス・プロファイルを提供し得る。
特定用途における最小インダクタンスを達成するための可動なインサートコアの完全な挿入は、インサートコアが、幾何学的な形状の分割バス部内の場所に位置付けられる時にインダクタンスを測定し、インサートコアの最大インダクタンス位置を設定するために、用途における最大要求インダクタンスが達成される位置にインサートコアを引き出すことにより決定可能である。
本発明の幾つかの実施形態では、図６又は図７におけるインピーダンス調整及び周波数制御網２３の１つ又は両方の可変コンデンサペア２７ａ−２７ａ’及び２６ａ−２６ａ’は、図１７（ａ）及び図１７（ｂ）に示すように形成可能であり、図６又は図７における可変コンデンサペア２６−２６’は、図６又は図７のインピーダンス調整及び周波数制御網から、図１７（ｃ）に詳細に示されるように、挿入され、また空間的に離間した、導電性プレート２６及び２６’に個別に接続された可動バス部Ａ１，Ａ２，Ｄ１，及びＤ２から形成される。
本発明の幾つかの実施形態では、１つ又は複数の調整可能な幾何学的な形状のリアクトルペアとコンデンサペアの組み合わせが、本発明の出力インピーダンス調整及び周波数制御網において用いられる。
図１８（ａ）は、負荷への電力振幅と周波数を制御しているインバーター出力インピーダンス調整及び周波数制御網２３における負荷特性と容量とインダクタンス設定で与えられる実際の稼働点を示す手段として、ターゲットのユーザー視覚化を許容するグラフィック・ユーザーインターフェースの一例を示す。溶接又は加熱処理工程の間の任意の時間に負荷インピーダンスとは独立してシステム動作周波数とＱ基準を正確に設定するための発明の高周波電源システムのユーザーへの表示として座標系の中心が用いられることができる。
図１８（ｂ）は、本発明の高周波電源システムが使用可能である鍛接又は加熱装置の溶接周波数と溶接電力を個別に制御するための図示されたグラフィック・ユーザーインターフェース上のビジュアル制御バー４２及び４４を表示するシステムマイクロコントローラーの一例を示す。装置のユーザーが、装置の溶接周波数又は溶接電力が変更されるように制御バー４２（ＨＡＺ幅）又は４４（電力）のいずれかの位置を変更する時、マイクロコントローラーは、現に又は実質的にリアルタイムで、ＨＡＺ幅の予測値に関連した量（quantity）を表示する。本発明の幾つかの実施形態では、マイクロコントローラーは、また、グラフィック・ユーザーインターフェース上に最適な溶接周波数も表示し、また、図１８（ｂ）に示されるような２次元グラフ４６上の予測されたＨＡＺ幅と最適なＨＡＺ幅の間の差のパーセントも示す。図１８（ｂ）のディスプレイが、図１８（ａ）のグラフィック・ユーザーインターフェースを組み込み、溶接又は加熱処理工程の任意の時間で、負荷インピーダンスとは独立してシステム動作周波数及びＱ因子基準を正確に設定するため、溶接又は加熱工程の追加の制御を鍛接又は加熱装置のユーザーに与える。
代替として、本発明の幾つかの実施形態では、ヒト・機械・インターフェース制御パネルは、単一の相乗的なノブといった一体化された単一のユーザー入力制御装置を有し、電力及び周波数ディスプレイと熱影響ゾーンサイズの組み合わせで高周波電源システムからの電力振幅出力及び周波数出力を制御する。
上述の記述では、説明の目的のため、例や実施形態の完全な理解を提供するため、多数の特定の要求や幾つかの特定の詳細を提示した。しかしながら、これらの幾つかの特定の詳細抜きで１つ又は複数の他の例や実施形態が実施され得ることは、当業者には明らかである。記述した特定の実施形態は、本発明を限定するのではなくそれを説明するために提供される。
本明細書に亘る「一例又は実施形態」、「例又は実施形態」「１つ又は複数の例又は実施形態」又は「異なる例又は実施形態」への参照は、例えば、特定の特徴が、本発明の実施に含まれ得ることを意味する。明細書において、開示の円滑化や様々な発明の側面の理解を助ける目的で、幾つかの時、様々な特徴が、単一の例、実施形態、図、又は、その記述において一緒にグループ化される。
好適な例及び実施形態に関して本発明を記述した。明確に述べてきたものとは別に、均等、代替及び変更が可能であり、本発明の範囲内にある。本明細書の教示の利益を有する当業者は、本発明の範囲から逸脱することなくそこに変更を為し得る。

Claims (19)

  1. 溶接又はアニール工程においてワークピース負荷を加熱するための微調整された出力を有する高周波電源システムであって、
    複数のブリッジスイッチング装置と単相インバーター出力配線を有するフルブリッジ又はハーフブリッジインバーターと、
    単相インバーター出力配線に接続された制御網入力と、ワークピース負荷に接続された制御網出力を有するインバーター出力インピーダンス調整及び周波数制御網と、
    複数のブリッジスイッチング装置への１つ又は複数のインバーター制御出力と、ワークピース負荷のワークピースインピーダンスとは独立した、単相インバーター出力配線からワークピース負荷への調整可能な電力伝送と単相インバーター出力配線からワークピース負荷への可変の出力周波数のためのインバーター出力インピーダンス調整及び周波数制御網における１つ又は複数の可変インピーダンス素子への１つ又は複数の制御網出力部を有するマイクロプロセッサーコントローラーを備える、高周波電源システム。
  2. 前記１つ又は複数の可変インピーダンス素子は、
    単相インバーター出力配線に直列に配置及び接続された、直列可変リアクトルの第１ペア、直列可変リアクトルの第２ペア、直列可変コンデンサの第１ペア、及び直列可変コンデンサの第２ペアの組み合わせ；
    単相インバーター出力配線の間に並列に配置及び接続された、並列可変リアクトルのペア、並列可変コンデンサのペアの組み合わせ；及び
    単相インバーター出力配線の間に配置及び並列接続された並列可変リアクトルを備える、請求項１に記載の高周波電源システム。
  3. システムマイクロプロセッサーコントローラーは、１つ又は複数の制御網出力部から１つ又は複数の可変インピーダンス素子への調整可能なインピーダンス制御に組み合わせて、１つ又は複数のインバーター制御出力から複数のブリッジスイッチング装置のハードスイッチング制御を提供する、請求項１に記載の高周波電源システム。
  4. システムマイクロプロセッサーコントローラーは、１つ又は複数の制御網出力部から１つ又は複数の可変インピーダンス素子への調整可能なインピーダンス制御に組み合わせて、１つ又は複数のインバーター制御出力から複数のブリッジスイッチング装置のパルス幅変調可変スイッチング制御を提供する、請求項１に記載の高周波電源システム。
  5. マイクロプロセッサーコントローラーは、閉ループ制御を提供し、マイクロプロセッサーコントローラーに入力したユーザー選択出力周波数に高周波電源システム共振点を移動させ、
    代替として、マイクロプロセッサーコントローラーは、ユーザー選択出力周波数に応答して、マイクロプロセッサー閉ループ出力を調整し、ワークピース負荷への電力伝送の最大出力を維持し、又は、高周波電源システムが共振点外に移動するため電力伝送の最大出力未満を提供する、請求項１に記載の高周波電源システム。
  6. マイクロプロセッサーコントローラーは、開ループ出力制御を提供し、高周波電源システム共振点がワークピース負荷のワークピースインピーダンスと変化し、代替的に、マイクロプロセッサー出力を調整し、電力伝送の最大出力を維持し、又は、高周波電源システムが共振点外に移動するため電力伝送の最大出力未満を維持する、請求項１に記載の高周波電源システム。
  7. １つ又は複数の可変インピーダンス素子が少なくとも１つの可変リアクトルのペアを備え、少なくとも１つの可変リアクトルのペアが、
    幾何学的な形状の可動なインサートコア；
    定置の分割バスにして、幾何学的な形状の分割バス部内への幾何学的な形状のインサートコアの挿入の調整可能な位置を提供し、幾何学的な形状のインサートコアが完全に幾何学的な形状の分割バス部に挿入される時の最小インダクタンス値から幾何学的な形状のインサートコアと幾何学的な形状の分割バス部の間で形状付けられた挿入空間における可変エネルギー場が最大値になる位置に幾何学的な形状の分割バス部から引き出される時の最大インダクタンス値にリアクトルの幾何学的な形状のペアのインダクタンスを変更する幾何学的な形状のインサートコアに対して幾何学的な学的に相補的な形状を有する幾何学的な形状の分割バス部と、負荷整合及び周波数制御装置におけるリアクトルの幾何学的な形状のペアの電気接続のための分割電気バス端子部を備える、分割バス；及び
    幾何学的な形状の分割バス部の内外に幾何学的な形状のインサートコアを挿入及び引き出すために幾何学的な形状のインサートコアに接続されたアクチュエーターを備える、請求項１に記載の高周波電源システム。
  8. 幾何学的な形状のインサートコアが、短絡した（short-circuited）導電性材料から形成される、請求項７に記載の高周波電源システム。
  9. 代替として、短絡した導電性材料が、銅シート又は固体銅インサートコアを備える、請求項８に記載の高周波電源システム。
  10. 代替として、幾何学的な形状の可動なインサートコアが、中実又は中空磁性材料から形成される、請求項７に記載の高周波電源システム。
  11. 中実又は中空磁性材料がフェライト又は複数のフェライトを含む、請求項１０に記載の高周波電源システム。
  12. 幾何学的な形状の可動なインサートコア及び幾何学的な形状の分割バス部が、円錐部、くさび形部、又は放物線状円錐部の群から選択される、請求項７に記載の高周波電源システム。
  13. 少なくとも１つの可変リアクトルペアに直列に組み合わされる少なくとも１つの固定インダクターを更に備える、請求項７に記載の高周波電源システム。
  14. 少なくとも１つの可変リアクトルのペアの分割電気バス端子部が一緒に接続されて電気的に単一の可変リアクトルを形成する、請求項７に記載の高周波電源システム。
  15. 少なくとも１つの可変コンデンサのペアが、可変コンデンサのペアそれぞれの調整可能な層間プレート素子を備える、請求項２に記載の高周波電源システム。
  16. 統合された単一のユーザー入力制御装置を有し、電力と周波数の表示と熱影響ゾーンサイズと一緒に、高周波電源システムからの電力振幅出力と周波数出力を制御するヒト・機械・インターフェース制御パネルを更に備える、請求項１に記載の高周波電源システム。
  17. ワークピース負荷のワークピースインピーダンスとは独立して複数のスイッチング装置を有するフルブリッジ又はハーフブリッジインバーターからインバーター出力インピーダンス調整及び周波数制御網を介して溶接又はアニール工程において高周波電源システムからワークピース負荷へ高度に調整された電力及び周波数を制御する方法であって、
    インバーター出力インピーダンス調整及び周波数制御網において少なくとも１つの幾何学的な形状の可変リアクトルのペア及び少なくとも１つの可変コンデンサのペアを提供すること；
    複数のスイッチング装置をスイッチング制御すること；及び
    インバーター出力インピーダンス調整及び周波数制御網からワークピース負荷への可変インピーダンスを制御することを含む、方法。
  18. 複数のスイッチング装置をスイッチング制御することが、複数のブリッジスイッチング装置のハードスイッチング制御を含み、
    インバーター出力インピーダンス調整及び周波数制御網からワークピース負荷への可変インピーダンスを制御することが、ワークピース負荷のワークピースインピーダンスとは独立して少なくとも１つの幾何学的な形状の可変リアクトルのペア及び少なくとも１つの可変コンデンサのペアのインピーダンスを調整することを含む、請求項１７に記載の方法。
  19. 複数のスイッチング装置をスイッチング制御することが、複数のブリッジスイッチング装置のパルス幅変調可変スイッチング制御を含み、
    インバーター出力インピーダンス調整及び周波数制御網からワークピース負荷への可変インピーダンスを制御することが、ワークピース負荷のワークピースインピーダンスとは独立して少なくとも１つの幾何学的な形状の可変リアクトルのペア及び少なくとも１つの可変コンデンサのペアのインピーダンスを調整することを含む、請求項１７に記載の方法。
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