JP2018511048A - センサ制御時の残差値処理装置及び残差値処理方法 - Google Patents

Abstract

本発明はセンサ（３１０）の制御装置（３００）に関する。上記制御装置（３００）は、上記センサ（３１０）を制御するための制御信号（３６０）に入力信号（３６５）を変換する変換部（３２０）と、上記入力信号（３６５）と上記制御信号（３６０）との差分を示す差分信号（３７０）を決定する比較部（３３０）とを備える。また、上記制御装置は、上記差分信号（３７０）を用いて上記入力信号（３６５）を制御するフィードバック部（３４０）を備える。差分信号（３７０）の伝達関数は、センサ（３１０）のゼロではない動作周波数でゼロ点を有する。

Description

発明の詳細な説明

本発明は残差値の処理装置及び残差値の処理方法に関する。

現行技術では、多くの分野において精度の高いセンサが必要である。これらのセンサは、通常、休止位置又はリセット位置からのセンサヘッドのズレの大きさに基づいて測定データを得る。このように、機械センサでは、センサヘッドの位置又は向きの変化によって発生する、バネに対する応力又は張力が測定される。この測定された応力又は張力に基づいて、所望の測定データが決定される。容量センサでは、センサヘッドの位置変化によってセンサヘッドと試験マスとの間の容量が変化する。この容量を測定し、そこから所望の測定値を決定することができる。

そのため、高精度のセンサを提供するためには、測定前でも測定中でも精度よくセンサヘッドの位置を割り出す必要がある。測定後、測定システムが、精度よく定められたリセット位置にセンサヘッドが存在する休止状態に戻ることが理想的である。

しかしながら、測定システムの設計上、上記測定システムが休止状態に戻るまでには多少の時間がかかる場合がある。具体的には、測定後にセンサヘッドが低減衰で振動を行うと、センサヘッドが再びリセット位置に戻るまでに長い時間がかかる場合がある。この時間の間、センサヘッドの位置が厳密に分からないため、精度のよい測定は行えない。

さらに、望ましくない衝撃によって、測定システムのセンサヘッドがそのリセット位置から外れてしまうこともある。この場合も、測定の精度が損なわれる場合がある。

そのため、測定の開始前に、センサヘッドがそのリセット位置に確実に存在する必要がある。これは、通常、センサヘッドの移動に対して作用し、それにより、リセット位置へ向かう高速過渡振動を実現する復元力によって実現される。

例えば能動的にリセットされる回転速度センサ等の数種のセンサについて、一時的に変化する復元力がセンサヘッドに作用する必要がある。これは、回転速度センサにおいて、コリオリの力による偏差を補償するのに必要である。そして、通常、復元力は、特定の動作周波数及び／又は固有角周波数ω_０及び特定の振幅を有する振動になる。従って、回転速度センサは、過渡振動が、特定の振幅において、角振動数ω_０へと向かうことを確実にする、ゼロとは大きく異なる周波数で動作する必要がある。

容量センサでは、センサヘッド又はサンプルマスを所望の（例えば、計算された）力によって厳密に制御またはリセットすることが理想である。この場合、その力は、静電力をもたらす複数の電極における電圧を介して生成される。例えば、２つの電極を用いる、つまり、２つの電圧が与えられると、電極間に生じた電場により、電極間に力Ｋが生じる。Ｃを電極間の容量、Ｕを印加電圧、ｄを電極間の距離とすると、力Ｋの大きさはＫ＝ＣＵ^２／ｄになる。従って、特定の力Ｋを発生させるためには、印加電圧はＫの平方根に比例する必要があるということになる。

ここで、復元力は、例えば、互いに向かい合う２組の電極によって生じることがある。つまり、復元力はそれらの電極の共同作用の結果である。例えば、電圧

を第１電極対に印加し、電圧

を第２電極対に印加することが可能である。電極間の距離が同じであり、電極間の容量Ｃが同じであれば、合力Ｋ＝Ｃ／ｄ（Ｕ_１ ^２−Ｕ_２ ^２）＝Ｃ／ｄＵ_０ ^２Ｆになる。従って、Ｆの値を用いて復元力を調整することができる。ｆは他の用途に用いることのできる自由パラメータである。

リセットに必要な力は、多くの場合デジタル処理で計算され、その後センサヘッドに用いる為にアナログ信号に変換される必要がある。実際の機器においては、例えば、デジタル処理で計算された力からアナログの物理的電圧への遷移の際、デジタル／アナログ変換器における変換によって誤差が生じる。この変換は「量子化」とも呼ばれる。具体的には、例えば、前述の平方根関数及びその計算の使用、及び／又は有限語長（例えば１６ビット）を有するデジタル変換器の使用によって、理想的でない「量子化」信号が生成される。

量子化の際に生じるこれらの誤差は、様々な形でセンサシステムの特性に悪影響を及ぼす恐れがある。そのため、量子化誤差を割り出し、その誤差をセンサシステムにフィードバックすることによって関連周波数帯域における誤差を最小限にすることを試みる、いわゆる「残差値の処理」が必要になる。

従来技術によると、図９Ａに概略的に示される制御ループを用いて上記残差値の処理が実現される。以下の説明では、図９Ａに示される信号Ｆ、Ｅ、Ｙの時間依存性を下付き文字の時間表示によって示す。従って、時点「ｔ」における信号には、下付き文字「ｔ」を付ける。

時点ｔで入力された信号Ｆ_ｔには、デジタル／アナログ変換器１０での量子化により、第一反復で量子化誤差Ｅ_ｔが加算される。量子化された信号Ｙ_ｔはセンサシステムのリセット及び／又は制御に用いられる。未知の誤差Ｅ_ｔは、入力信号Ｆ_ｔを量子化信号Ｙ_ｔと比較部２０において比較することにより決定され、レジスタ３０に記憶される。

次の時間ステップで、レジスタ３０に記憶された誤差Ｅ_ｔは減算器４０によって入力信号から減算される。こうして、時点（ｔ＋Ｔ）の入力信号Ｆ_ｔ＋Ｔと時点ｔの誤差Ｅ_ｔとの差分が計算される。ここで、Ｔは上記入力信号Ｆのサンプリング周波数である。そのため、出力信号Ｙ_ｔ＋Ｔは以下の通りである。

Ｙ_ｔ＋Ｔ＝Ｆ_ｔ＋Ｔ＋Ｅ_ｔ＋Ｔ−Ｅ_ｔ
（ｚ＝ｅ^ｉωＴを用いて）上記式をｚ変換すれば、以下の式が得られる。

Ｙ（ｚ）＝Ｆ（ｚ）＋Ｅ（ｚ）（１−ｚ^−１）
従って、出力Ｙ（ｚ）に対する差分信号（つまり、誤差信号）Ｅ（ｚ）の伝達関数Ｇ_Ｅ（ｚ）は、以下の通りである。

Ｇ_Ｅ（ｚ）＝Ｅ（ｚ）（１−ｚ^−１）／Ｅ（ｚ）＝１−ｚ^−１
この伝達関数の絶対値を図１０の上部に示し、この伝達関数の位相（すなわち、偏角）を図１０の下部に示す。ここで、ｚ＝１であるため、この伝達関数は、ω＝０にゼロ点を有している。

図９Ｂは、図９Ａに概略的に示された、従来技術に係る制御ループの具体的な実施形態を示す図である。具体的には、デジタル／アナログ変換器１０は、平方根

及び

を計算し、それらをアナログ制御信号１６、１７に変換する、２つの平方根計算機１２、１４を備えている。これらの平方根は、２乗部１８で再度２乗され、その後、センサで生じた力の概算されたコピーを構成する量子化信号Ｆ_Ｑを生成するための差分が形成される。

図９Ａについて説明した通り、上記差分から比較部２０で誤差Ｅが決定される。この誤差Ｅはレジスタ３０に保存され、次のサンプリング工程で減算器４０によって入力信号Ｆから減算される。

ゼロ点がω＝０にあるため、この構成は、ほぼ一定の信号又はゆっくりと変化する信号（例えば、ω≒０）だけで素子が動作するセンサに特に適している。しかしながら、これは一部のセンサについてのみいえることである。

具体的には、上述の通り、回転速度センサについて、復元力は特定の動作周波数又は固有角周波数ω_０を有する振動動作を起こす。そこで、上記回転速度センサは、ゼロとは大きく異なる周波数で動作する必要がある。図１０に示す通り、そのような周波数では量子化誤差Ｅの伝達関数Ｇ_Ｅはゼロ以外である。つまり、これらの領域では量子化効果によって大きな誤差が生ずることを想定しなければならない。この結果、センサの制御が不正確になり、それ故に、センサの精度に限界が生じてしまう。

本発明は、上記の問題に鑑み、制御対象のセンサの動作周波数及び／又は共振角周波数ω_０で量子化誤差なく残差値を処理する装置を提供することを目的としている。また、対応する方法を提供することが望ましい。

上記目的は、独立請求項の構成によって達成される。また、それぞれの従属請求項には、有利な実施形態が示される。

センサの制御装置であって、前記センサを制御するための制御信号に入力信号を変換する変換部と、前記入力信号と前記制御信号との差分を示す差分信号を決定する比較部と、前記差分信号を用いて前記入力信号を制御する制御部とを備える制御装置を実現する。ここで、前記差分信号の伝達関数は、前記センサのゼロではない動作周波数でゼロ点を有する。

また、上記問題は、センサの制御方法であって、前記センサを制御するための制御信号に入力信号を変換する工程と、前記入力信号と前記制御信号との差分を示す差分信号を決定する工程と、前記差分信号を用いて前記入力信号を制御す工程とを含む方法によって解決される。ここで、前記差分信号の伝達関数は、前記センサのゼロではない動作周波数でゼロ点を有する。

これらの実施形態によって、上記入力信号と上記制御信号との間の誤差、すなわち、差分信号が、制御対象のセンサの動作周波数でゼロになる。これは、上記差分信号の伝達関数がこの周波数でゼロ点を有しているためである。この動作周波数はセンサの共振周波数と同じであってもよい。これにより、センサの動作周波数又は共振周波数付近の量子化誤差に起因するセンサ制御のバイアシングが緩和され、正確かつ信頼性のあるセンサ動作を確保することができる。

また、特に小信号に対して、センサの直線性を実質的に向上させる。

さらに、動作周波数がゼロではないセンサを、誤差なく制御することができる。これは、例えば、回転速度センサ内の振動マスが、実施される測定用にゼロではない動作周波数で振動する回転速度センサの場合である。

他の実施例では、上記センサが容量センサであってもよい。上記センサが容量センサである場合、電気信号のみで正確にセンサの制御及び読み出しを行うことができる。

さらに他の実施例では、上記センサが微小電気機械センサ（ＭＥＭＳ）等の微小機械回転速度センサであってもよい。微小機械回転速度センサは、回転速度を測定できるようにゼロではない基本振動を必要とするので、該微小機械回転速度センサも、量子化誤差なく制御することが可能である。

さらに他の実施例では、上記センサはその動作周波数付近のバンドパス帯域で動作してもよい。周波数が動作周波数から大きく逸脱し、そのために量子化誤差が実質的にゼロではない周波数スペクトルの領域は、バンドパスフィルタによって減じられる。これによって量子化誤差が減少し、周波数範囲全体が広くなり、上記センサの信頼性と正確性が向上する。

さらに他の実施例では、上記変換部がデジタル／アナログ変換器を備えていてもよい。さらに、上記入力信号がデジタル信号であってもよく、上記制御信号がアナログ信号であってもよい。デジタル処理で計算された制御パラメータは、アナログ制御信号に変換され、上記センサに転送される。一方、このデジタル／アナログ変換によって生じる量子化誤差は減少する。そのため、センサの信頼性と正確性が向上する。

上記変換部は、上述した通り、可能な限り正確な静電復元力をセンサ内に生じるために、上記入力信号に基づいて平方根の計算を行うように構成してもよい。このようにして、センサの制御に必要な平方根の計算における量子化誤差を減少する。

上記制御部は、上記差分信号を処理し、処理された差分信号を上記入力信号にフィードバックすることによって上記伝達関数を生成してもよい。これにより、上記差分信号の伝達関数のゼロ点が単純な構成で生成される。この例では、上記差分信号、つまり、量子化誤差の処理のみによって上記伝達関数が変更される。この構成は別の方法、例えば、制御部の中に複数の異なるレジスタ及び複数の乗算部を配置することによって実現してもよい。

具体的には、複数の異なるレジスタ及び／又は複数の乗算部を用いることにより、上記差分信号の伝達関数のゼロ点を生成及び／又は移動させる、差分信号の伝達関数の項を追加できる。このように、上記差分信号の転送動作を柔軟かつ容易に調整することができ、したがって、量子化誤差を柔軟かつ容易に調整することができる。

具体的には、複数のゼロ点を有する各伝達関数を生成し、それにより、複数の異なる周波数でセンサを量子化誤差なく制御できるようにすることも可能である。

差分信号Ｇ_Ｅ（ｚ）の伝達関数は、下記式を満たしてもよい：
Ｇ_Ｅ（ｚ）＝１−２ｚ^−１ｃｏｓ（ω_０Ｔ）＋ｚ^−２
上記式において、ｚ＝ｅ^ｉωＴであり、ω_０は動作角周波数であり、Ｔは入力信号のサンプリング周波数であり、ωは角周波数である。

上記伝達関数は上記差分信号、２つのレジスタ、及び乗算部のみに基づいて生成され、上記制御部は単純な構成を有する。

上記差分信号の伝達関数は、ｚ^−１の少なくとも３乗の関数であってもよい。これにより、量子化誤差なく複数の周波数を制御することができる。

以下、図面を参照し、本発明の各実施形態及びそれらの機能と利点を説明する。各実施形態の構成要素は、互いに除外しあうものでない限り、互いに組み合わせることが可能である。

図１は、一実施形態に係る容量センサを示す概略図である。

図２Ａは、一実施形態に係る回転速度センサの微小機械部を示す概略上面図である。

図２Ｂは、図２Ａに示される上記回転速度センサの上記微小機械部を示す概略断面図である。

図３は、一実施形態に係る変換部、比較部、及びセンサを示す概略ブロック図である。

図４は、一実施形態に係るセンサの制御装置を示す概略ブロック図である。

図５Ａは、一実施形態に係る制御ループを示す概略ブロック図である。

図５Ｂは、図５Ａに示される上記制御ループを有するセンサの制御装置を示す概略ブロック図である。

図６は、図５Ａ及び図５Ｂに示される実施形態に係る差分信号の伝達関数の絶対値及び位相を周波数の関数として示す図である。

図７Ａから図７Ｆは、さらなる実施形態に係る制御ループを示す概略ブロック図である。

図８は、一実施形態に係るセンサの制御方法の処理の流れを示すフローチャートである。

図９Ａおよび図９Ｂは、従来技術に係る残差値を処理するための制御ループを示す概略図である。

図１０は、図９Ａ及び図９Ｂに示される従来技術に係る差分信号の伝達関数の絶対値及び位相を周波数の関数として示す図である。

各図において、互いに対応する構成要素又は構成要素の群は、同じ参照符号によって示される。

図１は一実施形態に係る容量センサ１００を示す概略図である。容量センサ１００は、サンプルマス１１０、作動部／センサ部１２０、支持構造体１３０、及びバネ素子１４０を備える。

サンプルマス１１０は、バネ素子１４０を用いて支持構造体１３０に連結されている。サンプルマス１１０は、例えば、センサヘッドであり得る。バネ素子１４０は、図１に示されるようにバネであり得るが、支持構造体１３０に対するサンプル１１０の運動及び／又は振動を可能にするものであれば、別の設計のバネ素子１４０を用いることも可能である。バネ素子１４０は、例えば、細い梁又はワイヤで形成されていてもよい。

支持構造体１３０は、容量センサ１００の枠（不図示）に固定して接続されている。支持構造体１３０は、例えば、容量センサ１００の壁であり得るが、上記容量センサの枠に固定して接続されている突起やそれに類似する構造体で形成されていてもよい。

支持構造体１３０と同様、作動部／センサ部１２０も容量センサ１００の枠又は壁に固定して接続されていてもよい。また、作動部／センサ部１２０は容量センサ１００における別の可動素子（不図示）に接続されていてもよい。具体的には、作動部／センサ部１２０及び支持構造体１３０は互いに対して一定の距離を置いて固定されていてもよい。

作動部／センサ部１２０は、電線１５０を介して制御信号１６０を受け取る。制御信号１６０は、所定の電圧Ｕを作動部／センサ部１２０とサンプルマス１１０との間に印加させるためのものである。

電圧Ｕを印加することにより、サンプルマス１１０を引き付ける電場１７０が発生する。この引き付け力によって、サンプルマス１１０を支持構造体１３０に接続するバネ素子１４０が伸ばされ、サンプルマス１１０が作動部／センサ部１２０に向かって移動する。この場合、作動部／センサ部１２０は作動部として機能する。しかしながら、例えば電圧増幅器等を用いて電圧を印加することにより、サンプルマス１１０の作動部／センサ部１２０及び支持構造体１３０に対する位置を決定してもよい。この場合、作動部／センサ部１２０はセンサ部として機能する。

具体的には、作動部１２０によって、サンプルマス１１０を正確に定義された特定の位置に移動させることができる。この位置は、行われる測定のリセット位置になり得る。また、複数の作動部を用いることによって、サンプルマス１１０を複数の異なる方向に移動することも可能である。具体的には、ＡＣ電圧を複数の作動部１２０に印加してサンプルマス１１０を励起することにより、サンプルマス１１０を動作角周波数ω_０又は動作周波数ｆ_０＝ω_０／２πで振動させることが可能である。この動作角周波数ω_０は、サンプルマス１１０、バネ素子１４０、及び支持構造体１３０からなる振動システムの共振角周波数と同じであってもよい。このように、測定に必要なサンプルマス１１０の振動は制御信号１６０によって調整することができる。

測定（例えば直線加速度又は角加速度によって外側から加わる力）によって、又は、回転運動によって発生するコリオリの力によってサンプルマス１１０の位置が変わると、電場１７０が変化したり、それによって作動部／センサ部１２０の電圧が変化したりする。この電圧の変化は電線１５０を介して読み取ることができるため、サンプル１１０の位置変化に対する測定結果を取得することができる。また、この電圧を既知の高さに維持してもよい。すると、運動によって電極対の容量が変化した場合、電荷増幅器によって読み取ることのできる電荷の変化が生じる。いずれの場合においても、作動部／センサ部１２０はセンサ部の機能を果たす。

従って、電線１５０を介して容量センサ１００から測定データを読み出すことができるだけでなく、制御信号１６０を介して容量センサ１００を制御することができる。

図２Ａ及び図２Ｂは、一実施形態に係る回転速度センサ（微小電気機械センサ（ＭＥＭＳ）等）の微小機械部の概略図である。図２Ｂは、図２Ａにおける一点鎖線に沿った、回転速度センサの微小機械部の断面を示している。

図２Ａ及び図２Ｂは、一実施形態に係る微小機械回転速度センサ２００に関する。回転速度センサ２００は、第１バネ素子２４１（例えば、励起枠）に支持された外側サンプルマス２９０を備える。この第１バネ素子２４１は、図２Ｂに示される支持基板２５０に固定して接続された支持構造体２５１に、サンプルマス２９０を連結している。また、バネ素子２４１は、励起方向２０１に沿った、支持基板２５０に対する外側サンプルマス２９０の偏差をわずかにだけ抑える。内側サンプルマス２８０は、第２バネ素子２４２を介して外側サンプルマス２９０に連結されている。そして、内側サンプルマス２８０は、外側サンプルマス２９０に対して、励起方向２０１に直交する検出方向２０２に実質的に沿うように移動可能である。励起方向２０１及び検出方向２０２は、支持基板２５０の表面に並行な方向である。第１バネ素子２４１及び第２バネ素子２４２は、例えば、互いに連結された構造体の間にそれぞれ形成された、断面の小さな梁状構造体である。

一実施形態によると、回転速度センサ２００は第１作動部／センサ部２６１、２７１（例えば、外側サンプル２９０及び内側サンプル２８０からなるシステムを励起して励起方向２０１に沿って振動させ、かつ／又はそれに外側サンプルマス２９０の対応する偏差を得る静電気アクチュエータ及びセンサ）を備えている。

図１に関して説明した通り、第１作動部／センサ部２６１、２７１に入力された制御信号を用いて、外側サンプルマス２９０の位置又は振動を調整すること、もしくは、信号を読み出して測定を行うことが可能である。

回転速度センサ２００は第２作動部／センサ部２６２、２７２（例えば、内側サンプルマス２８０に作用し、かつ／又は、その偏差を得ることができる静電気アクチュエータ及びセンサ）を備えている。したがって、第２作動部／センサ部２６２、２７２に入力された制御信号を用いて内側サンプルマス２８０の位置または振動を調整し、かつ、測定データの読み出しを行うことが可能である。

回転速度センサ２００の動作中、例えば、第１作動部／センサ部２６１、２７１が外側サンプルマス２９０を励起し、励起方向２０１に沿って動作角周波数ω_０で振動させる。この際、内側サンプルマス２８０は、外側サンプルマス２９０と実質的に同じ振幅と位相で外側サンプルマス２９０と共に動く。もし基板の面に直交する軸を中心としてこの構成を回転すると、外側サンプルマス２９０及び内側サンプルマス２８０に対してコリオリの力が作用する。このコリオリの力は、この方向に硬さを有するバネ２４１により、内側サンプルマス２８０のみを検出方向２０２に沿って外側サンプルマス２９０に対してずれさせる。第２作動部／センサ部２６２、２７２は、この内側サンプルマス２８０の偏差を取得し、それによって、基板の面と直交する軸を中心とした回転運動を捉える。

上記の測定を行うために、外側サンプルマス２９０の振動を可能な限り厳密に調整する必要がある。そして、測定を開始する前に外側サンプルマス２９０とほぼ同じ振幅と位相で動く内側サンプルマス２８０の振動の変化を決定できるように、制御信号を用いて外側サンプルマス２９０及び内側サンプルマス２８０を可能な限り厳密に制御する必要がある。この工程では、信号の変換（デジタル／アナログ変換）によって生じる誤差を最小限にすることが特に必要である。

図３は上述の誤差の発生を説明するための概略ブロック図である。図３に示される実施形態によると、制御信号３６０が制御部３２０を介してセンサ３１０に入力される。この制御信号３６０は、センサ３１０を制御するために用いられ、また、上述のように、センサの特定の動作角周波数ω_０を調整するため、もしくは、センサ３１０においてセンサヘッドの位置決めをするために用いられてもよい。センサの動作周波数は、センサを動作させるために有用なあらゆる値を有することができる。具体的には、センサの動作周波数はゼロでなくてもよい。

制御信号３６０は、変換部３２０で入力信号３６５から生成される。入力信号３６５は、例えば、演算部（例えば、コンピュータ）で生成され、変換部３２０でアナログ制御信号３６０に変換されるデジタル信号であってもよい。その場合、変換部３２０はデジタル／アナログ変換器である。しかしながら、アナログ入力信号３６５を変換部３２０によってデジタル制御信号３６０に変換してもよい。その場合、アナログ／デジタル変換器が上記変換部として用いられる。

変換部３２０が行うように、デジタル信号等の非連続信号を連続信号に変換すると、誤差が発生する恐れがある。これは、例えば、変換部３２０の有限語長（例えば、１６ビット）に起因する場合がある。しかしながら、変換部において、例えば平方根の計算等のさらなる処理工程を行うことも可能である。ただし、この場合においても、入力信号３６５と制御信号３６０との間に差分が生じる恐れがある。

このような誤差を原因として発生する入力信号３６５と制御信号３６０との差分は、センサ３１０の誤制御につながる恐れがある。制御信号３６０と入力信号３６５との差分は比較部３３０によって決定してもよく、また、差分信号３７０として読み出してもよい。その後、この差分信号は、差分信号３７０がセンサ３１０の動作周波数でゼロになるように入力信号３６５を制御するために用いられる。言い換えれば、差分信号３７０の伝達関数はセンサ３１０の動作周波数においてゼロ点を有する必要がある。

図４に示される一実施形態によると、センサ３１０の制御装置３００において、差分信号３７０は制御部３４０へ入力される。差分信号３７０はその後、制御部３４０で処理される。この目的のために、制御部３４０は別の回路を備えていてもよい。具体的には、制御部３４０は、複数の異なる差分信号３７０を複数の異なる時点で記憶するための複数の異なるレジスタと、複数の所定の時点で記憶された複数の差分信号３７０を用いて所定の関数の乗算をする複数の乗算部とを備えていてもよい。これらの回路によって、制御部３４０は、差分信号の伝達関数がセンサ３１０の少なくとも１つの動作周波数においてゼロ点を有するように、上記差分信号３７０を処理してもよい。

処理された差分信号又は制御信号３７５は、制御部３４０から入力信号へフィードバックされる。このフィードバックによって、センサ３１０の動作周波数での差分信号３７０がゼロになるように、入力信号３６５が変更される。これにより、センサ３１０の動作周波数で制御信号３６０が入力信号３６５に対応する。当該動作周波数は、具体的には、センサの共振周波数と等しくてもよい。この結果、センサ３１０の動作中に生じる量子化誤差が最小限に抑えられる。

しかしながら、２つ以上のゼロ点を有する差分信号３７０の伝達関数を生成し、それによって、複数の異なる動作周波数及び／又は異なる複数の共振周波数で誤差なくセンサを制御することも可能である。

さらなる実施形態によると、センサ３１０の動作周波数がセンサ３１０の共振周波数からずれた場合、センサ３１０の共振周波数で差分信号３７０がゼロになるように制御部３４０を設計してもよい。これは、差分信号３７０の伝達関数がセンサ３１０の共振周波数でゼロ点を有することを意味する。

この構成によって、量子化誤差を生ずることなく、センサ３１０の制御に用いられる制御信号３６０がセンサ３１０の動作に適した周波数で入力信号３６５に確実に対応する。これにより、センサ３１０を正確かつ確実に動作することができる。

図５Ａは図４に示される制御ループを備える実施形態を示す概略ブロック図である。

第１サンプリング工程においては、値Ｆ_ｔを有する入力信号５６５が変換部５２０に入力される。変換部５２０は、値Ｆ_ｔを有する入力信号５６５を値Ｙ_ｔ＝Ｆ_ｔ＋Ｅ_ｔを有する制御信号５６０に変換する。従って、制御信号５６０は、値Ｆ_ｔを有する入力信号５６５と、値Ｅ_ｔを有する（最初は）未知の差分信号５６０とを含んでいる。そして、差分信号５７０の大きさが比較部５３０によって決定され、差分信号５７０は制御部５４０に転送される。

制御部５４０では、時点Ｔについて、差分信号５７０が第１レジスタ５４２に記憶される（Ｔは入力信号５６５のサンプリング周波数）。サンプリング周波数Ｔは、例えば、２０μｓであってもよい。そして、時間ステップｔ＋Ｔにおいて、差分信号５６０は第１レジスタ５４２から第２レジスタ５４４へ転送され、そこで、再度時間Ｔについて記憶される。

第１レジスタ５４２から第２レジスタ５４４への転送と同時に、第１レジスタ５４２に記憶された値Ｅ_ｔを有する差分信号５７０は、乗算部５４６において関数２ｃｏｓ（ω_０Ｔ）を用いて乗算され（ω_０は制御対象のセンサの振動周波数）、その後、入力信号５６５から減算される。

次の時間ステップ（ｔ＋２Ｔ）では、第２レジスタ５４４に記憶された値Ｅ_ｔを有する差分信号５７０が、入力信号５６５に加算される。同時に、値２ｃｏｓ（ω_０Ｔ）Ｅ_ｔ＋Ｔを有する信号が入力信号５６５から減算される。上記値２ｃｏｓ（ω_０Ｔ）Ｅ_ｔ＋Ｔを有する信号は、第１レジスタ５４２に記憶された値Ｅ_ｔ＋Ｔを有する差分信号５７０を、乗算部５４６で関数２ｃｏｓ（ω_０Ｔ）を用いて乗算することによって生成される。時点ｔ＋２Ｔでは、信号
Ｆ_ｔ＋２Ｔ−２ｃｏｓ（ω_０Ｔ）Ｅ_ｔ＋Ｔ＋Ｅ_ｔ
が変換部５２０に到着する。ここで、値
Ｙ_ｔ＋２Ｔ＝Ｆ_ｔ＋２Ｔ＋Ｅ_ｔ＋２Ｔ−２ｃｏｓ（ω_０Ｔ）Ｅ_ｔ＋Ｔ＋Ｅ_ｔ
を有する信号が、時間ｔ＋２Ｔで制御信号５６０として出力されるように、時間ステップｔ＋２Ｔの量子化誤差（Ｅ_ｔ＋２Ｔ）が加算される。この式をｚ変換することで、
Ｙ（ｚ）＝Ｆ（ｚ）＋Ｅ（ｚ）（１−２ｃｏｓ（ω_０Ｔ）ｚ^−１＋ｚ^−２）
が得られる（ｚ＝ｅ^ｉωＴ、Ｔはサンプリング周波数、ω＝２πｆは角周波数）。

従って、出力５６０における差分信号（つまり、誤差信号）５７０の伝達関数Ｇ_Ｅ（ｚ）は、
Ｇ_Ｅ（ｚ）＝１−２ｃｏｓ（ω_０Ｔ）ｚ^−１＋ｚ^−２＝１−Ｇ（ｚ）
（ここで、Ｇ（ｚ）＝２ｃｏｓ（ω_０Ｔ）ｚ^−１−ｚ^−２）となる。

上記伝達関数Ｇ_Ｅ（ｚ）はω_０でゼロ点を有している。差分１−Ｇ（ｚ）としての表記は、さらに別の実施形態の説明に備えるものである。

ω_０を適切に選択することにより、上記伝達関数のゼロ点を周波数範囲の全体にわたって移動させてもよい。具体的には、動作周波数と共振周波数とが互いに異なる場合、角周波数ω_０は動作周波数又は共振周波数であってもよい。

図６は上部に伝達関数Ｇ_Ｅ（ｚ）の絶対値を示し、下部に伝達関数Ｇ_Ｅ（ｚ）の位相を示す。図６からわかるように、伝達関数Ｇ_Ｅ（ｚ）は、わずかな量子化誤差しか生じないように、周波数ｆ_０（ω_０＝２πｆ_０）付近で大幅に抑制されている。

従って、角周波数ω_０で、コンピュータで決定された入力信号とセンサで実際に用いられる制御信号との間にほとんど差分が生じないように、角周波数ω_０で動作するセンサを制御することができる。

この効果は、バンドパスを用いることによってさらに高めることができる。これは、バンドパスが量子化誤差の大きい周波数領域を減じることができるためである。図６のように、例えば９２３５Ｈｚから９２５０Ｈｚまでの周波数のみを通すバンドパスを追加で選択すると、関連範囲全体で量子化誤差が強く抑制され、センサを正確かつ確実に動作させることができる。

図５Ｂは、図５Ａに概略的に示される制御ループを有するセンサの制御装置５００の一実施形態を示す概略ブロック図である。

具体的には、変換部５２０は２つの平方根計算機５２２、５２４を有するデジタル／アナログ変換器を備えている。これらの計算機は、値Ｆを有する入力信号５６５から平方根

及び

を生成し、これらの平方根は次いでアナログ制御信号５６０にそれぞれ変換される。さらに、値Ｆ_Ｑを有する量子化信号を生成するために、これらの平方根は２乗部５２８において再度２乗され、２乗された平方根の差分が生成される。信号Ｆ、Ｆ_Ｑの差分が差分信号５７０である。

その後、図５Ａについて説明した通り、値Ｅを有する差分信号５７０が比較部５３０で決定され、決定された差分信号５７０は制御部５４０に転送される。制御部５４０で、上述の通り、差分信号５７０は第１レジスタ５４２、第２レジスタ５４４、及び乗算部５４６を用いて処理され、そこで生成された制御信号５７５が入力信号５６５から減算される。

従って、動作周波数ω_０で量子化誤差を生じることなく、回転速度センサの制御に必要な平方根の計算を行うことができる。

図７Ａから図７Ｆはセンサの制御装置のさらなる実施形態を示す図である。ここで、図７Ａから図７Ａの実施形態は、図５Ａ及び５Ｂについて上で説明した実施形態とは制御部６４０のみが異なる。

図５Ａ及び図５Ｂに示される実施形態における制御部５４０は、ｚ^−１の２乗の伝達関数Ｇ（ｚ）を生成する。しかしながら、制御部６４０において別の回路素子を適宜選択することで、２乗よりも高いｚ^−１の累乗の指数を有する伝達関数を生成することも可能である。また、その結果得られた伝達関数Ｇ_Ｅ（ｚ）＝１−Ｇ（ｚ）はゼロではない複数の周波数でゼロ点を有し、そのため、回転速度センサを量子化誤差なく制御するのに適している。

図７Ｃ及び図７Ｄの制御部６４０ａ、６４０ｂは、それぞれ、３つのレジスタ６４２と１つの乗算部６４６を備えている。乗算部６４６は、入力信号を（１＋２ｃｏｓ（ω_０Ｔ））で乗算する。図７Ｃ及び図７Ｄに係ると、可算器と減算器との回路により、２つの制御部６４０ａ、６４０ｂは伝達関数
Ｇ（ｚ）＝ｚ^−１（１＋２ｃｏｓ（ω_０Ｔ）））−ｚ^−２（１＋２ｃｏｓ（ω_０Ｔ））＋ｚ^−３
を生成する。

容易に証明できるように、Ｇ_Ｅ（ｚ）＝１−Ｇ（ｚ）はω＝０及びω＝ω_０でゼロ点を有する。そのため、制御部６４０ａ、６４０ｂは、センサを角周波数０及びω_０で量子化誤差のない制御をするのに適している。

図７Ｅに示される制御部６４０は、可算器及び減算器を用いて第１乗算部６４６１及び第２乗算部６４６２に接続された４つのレジスタ６４２を備えている。乗算部６４６１は乗算部６４６１に入力された信号を２（ｃｏｓ（ω_１Ｔ）＋ｃｏｓ（ω_２Ｔ））で乗算し、乗算部６４６２は乗算部６４６２に入力された信号を２（１＋ｃｏｓ（ω_１Ｔ）+ｃｏｓ（ω_２Ｔ））で乗算する。これにより、制御部６４０では、ｚ^−１の４乗の伝達関数が生成される。

Ｇ（ｚ）＝ｚ^−１２（ｃｏｓ（ω_１Ｔ）＋ｃｏｓ（ω_２Ｔ））−ｚ^−２２（１＋２ｃｏｓ（ω_１Ｔ）ｃｏｓ（ω２Ｔ））＋ｚ^−３２（ｃｏｓ（ω_１Ｔ）＋ｃｏｓ（ω_２Ｔ））−ｚ^−４
伝達関数Ｇ_Ｅ（ｚ）＝１−Ｇ（ｚ）は、角周波数ω_１及びω_２でゼロ点を有しているため、これらの周波数で動作するセンサを、量子化誤差なく制御するのに適している。

図７Ｆに示される制御部６４０ｄは、可算器及び減算器を用いて第３乗算部６４６３及び第４乗算部６４６４に接続された５つのレジスタ６４２を備えている。乗算部６４６３は乗算部６４６３へ入力された信号を（１＋２（ｃｏｓ（ω_１Ｔ）＋ｃｏｓ（ω_２Ｔ）））で乗算し、乗算部６４６４は乗算部６４６４へ入力された信号を２（１＋ｃｏｓ（ω_１Ｔ）＋ｃｏｓ（ω_２Ｔ））＋２（１＋ｃｏｓ（ω_１Ｔ）ｃｏｓ（ω_２Ｔ））で乗算する。そして、制御部６４０ｄはｚ^−１の５乗の伝達関数を生成する。
Ｇ（ｚ）＝ｚ^−１（１＋２（ｃｏｓ（ω_１Ｔ）＋ｃｏｓ（ω_２Ｔ）））
−ｚ^−２２（１＋ｃｏｓ（ω_１Ｔ）＋ｃｏｓ（ω_２Ｔ）＋２ｃｏｓ（ω_１Ｔ）ｃｏｓ（ω_２Ｔ））
＋ｚ^−３２（１＋ｃｏｓ（ω_１Ｔ）＋ｃｏｓ（ω_２Ｔ）＋２ｃｏｓ（ω_１Ｔ）ｃｏｓ（ω_２Ｔ））
−ｚ^−４（１＋（２ｃｏｓ（ω_１Ｔ）＋ｃｏｓ（ω_２Ｔ））
＋ｚ^−５
伝達関数Ｇ_Ｅ（ｚ）＝１−Ｇ（ｚ）は角周波数０、ω_１、ω_２でゼロ点を有しているため、これらの周波数で動作するセンサを、量子化誤差なく制御するのに適している。

同様に、複数の制御部は、複数のレジスタと、それらに応じて選択された、ｚ^−１のより大きな累乗の指数の伝達関数であって、それ故により多くのゼロ点を有する伝達関数を生成する乗算部とを用いることによって実現されてもよい。例えば、ｚ^−１の３乗の関数に対して、図７Ｃ及び図７Ｄに基づいて図解されたように、通常、このような伝達関数は複数の異なる回路によって実現可能である。

制御部を適切に選択することにより、任意の数の周波数値でセンサを量子化誤差なく制御するのに適した複数の伝達関数を生成することができる。

図８は一実施形態に係るセンサの制御方法の処理の流れを示している。

Ｓ８１０において、入力信号が制御信号に変換される。

Ｓ８２０において、上記入力信号と上記制御信号との差分として、差分信号が決められる。

Ｓ８３０において、上記入力信号は上記差分信号を用いて制御される。その後、上記入力信号は再度制御信号に変換され、この処理によって閉制御ループが生成される。

具体的には、上記の方法を用いることにより、差分信号（つまり、誤差信号）の伝達関数は、制御対象のセンサの動作周波数でゼロになる。つまり、上記伝達関数がセンサの動作周波数でゼロ点を有する。具体的には、この動作周波数はゼロでなくともよい。

さらに、デジタル入力信号をアナログ制御信号に変換してもよく、この入力信号の変換は、平方根の計算を含んでいてもよい。

上記センサの動作周波数でゼロ点を有する伝達関数は、例えば図５Ａから図７Ｆに関して上述した通り、差分信号（つまり、誤差信号）を処理し、処理された差分信号を入力信号にフィードバックすることで生成されてもよい。具体的には、上記差分信号の伝達関数は上述した式のうち１つを満たしていてもよい。

一実施形態に係る容量センサを示す概略図である。 一実施形態に係る回転速度センサの微小機械部を示す概略上面図である。 図２Ａに示される上記回転速度センサの上記微小機械部を示す概略断面図である。 一実施形態に係る変換部、比較部、及びセンサを示す概略ブロック図である。 一実施形態に係るセンサの制御装置を示す概略ブロック図である。 一実施形態に係る制御ループを示す概略ブロック図である。 図５Ａに示される上記制御ループを有するセンサの制御装置を示す概略ブロック図である。 図５Ａ及び図５Ｂに示される実施形態に係る差分信号の伝達関数の絶対値及び位相を周波数の関数として示す図である。 さらなる実施形態に係る制御ループを示す概略ブロック図である。 さらなる実施形態に係る制御ループを示す概略ブロック図である。 さらなる実施形態に係る制御ループを示す概略ブロック図である。 さらなる実施形態に係る制御ループを示す概略ブロック図である。 さらなる実施形態に係る制御ループを示す概略ブロック図である。 さらなる実施形態に係る制御ループを示す概略ブロック図である。 一実施形態に係るセンサの制御方法の処理の流れを示すフローチャートである。 従来技術に係る残差値を処理するための制御ループを示す概略図である。 従来技術に係る残差値を処理するための制御ループを示す概略図である。 図９Ａ及び図９Ｂに示される従来技術に係る差分信号の伝達関数の絶対値及び位相を周波数の関数として示す図である。

Claims (14)

1. センサ（３１０）の制御装置（３００）であって、
   前記センサ（３１０）を制御するための制御信号（３６０）に入力信号（３６５）を変換する変換部（３２０）と、
   前記入力信号（３６５）と前記制御信号（３６０）との差分を示す差分信号（３７０）を決定する比較部（３３０）と、
   前記差分信号（３７０）を用いて前記入力信号（３６５）を制御する制御部（３４０）とを備え、
   前記差分信号（３７０）の伝達関数は前記センサ（３１０）の動作周波数でゼロ点を有し、
   前記動作周波数がゼロではないことを特徴とする制御装置（３００）。
2. 前記センサ（３１０）が微小機械回転速度容量センサ（２００）であることを特徴とする、請求項１に記載の制御装置（３００）。
3. 前記センサ（３１０）がその動作周波数付近のバンドパス帯域で動作することを特徴とする、請求項１または２に記載の制御装置（３００）。
4. 前記変換部（３２０）がデジタル／アナログ変換器を備え、
   前記入力信号（３６５）がデジタル信号であり、
   前記制御信号（３６０）がアナログ信号であることを特徴とする、請求項１から３の何れか１項に記載の制御装置（３００）。
5. 前記変換部（３２０）が、前記入力信号（３６５）に基づいて、平方根の計算を行うことを特徴とする、請求項１から４の何れか１項に記載の制御装置（３００）。
6. 前記制御部（３４０）が、前記差分信号（３７０）を処理し、処理された差分信号（３７６）を前記入力信号（３６５）にフィードバックすることによって、前記伝達関数を生成することを特徴とする、請求項１から５の何れか１項に記載の制御装置（３００）。
7. 前記差分信号（５７０）の前記伝達関数が下記式を満たすことを特徴とする、請求項１から６の何れか１項に記載の制御装置（５００）：
   Ｇ_Ｅ（ｚ）＝１−２ｚ^−１ｃｏｓ（ω_０Ｔ）＋ｚ^−２
   ここで、Ｇ_Ｅ（ｚ）は前記差分信号（５７０）の前記伝達関数であり、ｚ＝ｅ^ｉωＴであり、ω_０は動作角周波数であり、Ｔは前記入力信号（５６５）のサンプリング周波数であり、ωは角周波数である。
8. 前記差分信号の前記伝達関数がｚ^−１（ｚ＝ｅ^ｉωＴ、Ｔは前記入力信号のサンプリング周波数、ωは角周波数）の少なくとも３乗の関数であることを特徴とする、請求項１から６の何れか１項に記載の制御装置。
9. センサ（３１０）の制御方法であって、
   前記センサ（３１０）を制御するための制御信号（３６０）に入力信号（３６５）を変換する工程と、
   前記入力信号（３６５）と前記制御信号（３６０）との差分を示す差分信号（３７０）を決定する工程と、
   前記差分信号（３７０）を用いて前記入力信号（３６５）を制御する工程とを含み、
   前記差分信号（３７０）の伝達関数は前記センサ（３１０）の動作周波数でゼロ点を有しており、
   前記動作周波数がゼロではないことを特徴とする制御方法。
10. 前記入力信号（３６５）がデジタル信号であり、
    前記制御信号（３６０）がアナログ信号であることを特徴とする、請求項９に記載の制御方法。
11. 前記入力信号（３６５）を変換する工程が、累乗根の計算を含むことを特徴とする、請求項９又は１０に記載の制御方法。
12. 前記伝達関数を生成する工程が、前記差分信号（３７０）を処理し、処理された差分信号（３７６）を前記入力信号（３６５）にフィードバックすることを含むことを特徴とする、請求項９から１１の何れか１項に記載の制御方法。
13. 前記差分信号（５７０）の前記伝達関数が下記式を満たすことを特徴とする、請求項９から１２の何れか１項に記載の制御方法：
    Ｇ_Ｅ（ｚ）＝１−２ｚ^−１ｃｏｓ（ω_０Ｔ）＋ｚ^−２
    ここで、Ｇ_Ｅ（ｚ）は前記差分信号（５７０）の前記伝達関数であり、ｚ＝ｅ^ｉωＴであり、ω_０は動作角周波数であり、Ｔは前記入力信号（５６５）のサンプリング周波数であり、ωは角周波数である。
14. 前記差分信号の前記伝達関数がｚ^−１（ｚ＝ｅ^ｉωＴ、Ｔは前記入力信号のサンプリング周波数、ωは角周波数）の少なくとも３乗の関数であることを特徴とする、請求項９から１２の何れか１項に記載の制御方法。

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