JP2018133947A - Electric power unit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電源装置に関する。 The present invention relates to a power supply device.
例えば、ハイブリッド自動車や電気自動車等には、車両の駆動のための電力を供給するための電源装置が搭載されている。
かかる電源装置は、車両駆動用に用いられる高圧の主バッテリと、補機の作動に用いられる低圧の補機バッテリとを有する。そして、主バッテリと補機バッテリとの間には、昇圧と降圧とが可能なＤＣ−ＤＣコンバータが設けられている。また、主バッテリは、インバータを介して交流の回転電機に接続されている。これにより、主バッテリからインバータに電力を供給すると共に交流電力に変換して、回転電機を駆動することができる。
For example, a hybrid vehicle, an electric vehicle, and the like are equipped with a power supply device for supplying electric power for driving the vehicle.
Such a power supply device has a high-voltage main battery used for driving the vehicle and a low-voltage auxiliary battery used for operating the auxiliary machine. A DC-DC converter capable of stepping up and down is provided between the main battery and the auxiliary battery. The main battery is connected to an AC rotating electrical machine via an inverter. Thereby, electric power can be supplied from the main battery to the inverter and converted into AC power to drive the rotating electrical machine.
また、主バッテリとインバータとの間には、平滑コンデンサが設けられている。主バッテリからの電力によるインバータの駆動に先立って、平滑コンデンサへの充電（すなわち、プリチャージ）を行うにあたっては、緩やかな充電が必要である。この緩やかな充電を、簡素な構成にて実現する技術が、特許文献１に開示されている。すなわち、特許文献１に記載の電源装置は、ＤＣ−ＤＣコンバータを適宜制御することで、補機バッテリから平滑コンデンサを充電することにより、緩やかなプリチャージを実現している。
A smoothing capacitor is provided between the main battery and the inverter. In order to charge the smoothing capacitor (that is, pre-charge) prior to driving the inverter with electric power from the main battery, gradual charging is required. A technique for realizing this gradual charging with a simple configuration is disclosed in
そして、補機バッテリの電圧が低下したとき、その急激な電圧低下を防ぐべく、プリチャージをさらに緩やかにするような制御が行われている。その制御は、ＤＣ−ＤＣコンバータの低圧側スイッチング回路部のスイッチング周波数を低下させると共に、スイッチング素子の通電デューティを低下させるという制御である。これにより、補機バッテリの急激な電圧低下を防いでいる。 Then, when the voltage of the auxiliary battery drops, control is performed such that the precharge is made more gradual in order to prevent the sudden voltage drop. The control is such that the switching frequency of the low-voltage side switching circuit portion of the DC-DC converter is lowered and the energization duty of the switching element is lowered. This prevents a rapid voltage drop of the auxiliary battery.
しかしながら、ＤＣ−ＤＣコンバータの低圧側スイッチング回路部のスイッチング周波数を低下させるということは、ＤＣ−ＤＣコンバータのトランス等の磁気部品を、低い周波数に合わせて設計する必要が生じる。この場合、トランス等の磁気部品の大型化を招くこととなり、ひいては、ＤＣ−ＤＣコンバータの大型化を招くこととなる。また、スイッチング回路部のスイッチング周波数を変更するには、マイコンを一度リセットする必要が生じるなど、制御が複雑となるおそれがある。 However, reducing the switching frequency of the low-voltage side switching circuit portion of the DC-DC converter requires that magnetic components such as a transformer of the DC-DC converter be designed to a low frequency. In this case, the size of a magnetic component such as a transformer is increased, and as a result, the size of the DC-DC converter is increased. Further, in order to change the switching frequency of the switching circuit unit, it may be necessary to reset the microcomputer once, and control may be complicated.
本発明は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、装置の大型化を招くことなく、第２の直流電源の急激な電圧低下を容易に抑制することができる、電源装置を提供しようとするものである。 The present invention has been made in view of such a problem, and intends to provide a power supply device that can easily suppress a rapid voltage drop of the second DC power supply without increasing the size of the device. Is.
本発明の一態様は、第１の直流電源（２１）と、
該第１の直流電源に接続された負荷（３）と、
上記第１の直流電源と上記負荷との間に設けられた平滑コンデンサ（４）と、
上記第１の直流電源よりも電圧の低い第２の直流電源（２２）と、
上記平滑コンデンサと並列接続されると共に、上記第１の直流電源と上記平滑コンデンサとの間の配線（１１Ｈ、１１Ｌ）と、上記第２の直流電源との間に設けられたＤＣ−ＤＣコンバータ（５）と、
上記ＤＣ-ＤＣコンバータを制御する制御部（６）と、を有し、
上記ＤＣ−ＤＣコンバータは、高圧側コイル（５１１）及び低圧側コイル（５１２）を備えたトランス（５１）と、
上記高圧側コイルと上記第１の直流電源との間に接続され、直流電力と交流電力との電力変換を行う高圧側スイッチング回路部（５２）と、
上記低圧側コイルと上記第２の直流電源との間に接続され、直流電力と交流電力との電力変換を行う低圧側スイッチング回路部（５３）と、
上記第２の直流電源と上記低圧側スイッチング回路部との間に接続されたチョークコイル（５４）と、を有し、
上記高圧側スイッチング回路部は、複数の高圧側スイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４）を備え、
上記低圧側スイッチング回路部は、複数の低圧側スイッチング素子（Ｑ５、Ｑ６）を備え、
上記制御部は、上記ＤＣ−ＤＣコンバータを介して、上記第２の直流電源の直流電圧を昇圧して上記平滑コンデンサへ電力を供給することで、該平滑コンデンサを充電する、プリチャージモードを実行することができるよう構成されており、
上記プリチャージモードにおいては、上記第２の直流電源の電圧（ＶＬ）が電流制限用閾値（Ｖ１）を下回った低圧状態にあるとき、上記第２の直流電源の電圧が上記電流制限用閾値以上である定常状態にあるときよりも、上記チョークコイルに流れる電流（ＩＬ）を小さくして、上記低圧側スイッチング回路部のスイッチング周波数を変えることなく通電デューティを低下させるよう構成されている、電源装置（１）にある。
One aspect of the present invention includes a first DC power source (21),
A load (3) connected to the first DC power source;
A smoothing capacitor (4) provided between the first DC power source and the load;
A second DC power supply (22) having a voltage lower than that of the first DC power supply;
A DC-DC converter connected in parallel with the smoothing capacitor and provided between the wiring (11H, 11L) between the first DC power supply and the smoothing capacitor and the second DC power supply ( 5) and
A control unit (6) for controlling the DC-DC converter,
The DC-DC converter includes a transformer (51) including a high voltage side coil (511) and a low voltage side coil (512);
A high-voltage side switching circuit unit (52) connected between the high-voltage side coil and the first DC power source and performing power conversion between DC power and AC power;
A low-voltage side switching circuit unit (53) connected between the low-voltage side coil and the second DC power source and performing power conversion between DC power and AC power;
A choke coil (54) connected between the second DC power source and the low-voltage side switching circuit section;
The high-voltage side switching circuit unit includes a plurality of high-voltage side switching elements (Q1, Q2, Q3, Q4),
The low-voltage side switching circuit unit includes a plurality of low-voltage side switching elements (Q5, Q6),
The controller executes a precharge mode in which the smoothing capacitor is charged by boosting the DC voltage of the second DC power supply and supplying power to the smoothing capacitor via the DC-DC converter. Configured to be able to
In the precharge mode, when the voltage (VL) of the second DC power source is in a low voltage state below the current limiting threshold value (V1), the voltage of the second DC power source is equal to or higher than the current limiting threshold value. The power supply device is configured to reduce the current-carrying duty without changing the switching frequency of the low-voltage side switching circuit unit by making the current (IL) flowing through the choke coil smaller than when in the steady state. It is in (1).
上記制御部は、プリチャージモードにおいて、第２の直流電源が上記低圧状態にあるとき、上記定常状態にあるときよりも、チョークコイルに流れる電流を小さくする。これにより、低圧側スイッチング回路部のスイッチング周波数を変えることなく通電デューティを低下させるよう構成されている。そのため、第２の直流電源の電圧が低下した際に、低圧側スイッチング回路部のスイッチング周波数を変えることなく、第２の直流電源から平滑コンデンサへのプリチャージの速度を緩やかにすることができる。 In the precharge mode, the control unit makes the current flowing through the choke coil smaller when the second DC power supply is in the low voltage state than in the steady state. Thereby, it is comprised so that energization duty may be reduced, without changing the switching frequency of a low voltage | pressure side switching circuit part. For this reason, when the voltage of the second DC power supply decreases, the precharge speed from the second DC power supply to the smoothing capacitor can be reduced without changing the switching frequency of the low-voltage side switching circuit section.
それゆえ、トランスの大型化を招くことなく、第２の直流電源の急激な電圧低下を容易に抑制することができる。すなわち、低圧側スイッチング回路部のスイッチング周波数を低下させる必要がないため、トランスの大型化の必要がない。また、スイッチング周波数を変える必要がないため、スイッチング制御も容易となる。そのうえで、第２の直流電源の電圧低下の際に、平滑コンデンサへのプリチャージを緩やかにすることができるため、第２の直流電源の急激な電圧低下を抑制することができる。 Therefore, a rapid voltage drop of the second DC power supply can be easily suppressed without causing an increase in size of the transformer. That is, since it is not necessary to reduce the switching frequency of the low-voltage side switching circuit unit, there is no need to increase the size of the transformer. Further, since it is not necessary to change the switching frequency, switching control is also facilitated. In addition, since the precharge to the smoothing capacitor can be moderated when the voltage of the second DC power supply is lowered, a sudden voltage drop of the second DC power supply can be suppressed.
以上のごとく、上記態様によれば、装置の大型化を招くことなく、第２の直流電源の急激な電圧低下を容易に抑制することができる、電源装置を提供することができる。
なお、特許請求の範囲及び課題を解決する手段に記載した括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであり、本発明の技術的範囲を限定するものではない。
As described above, according to the above aspect, it is possible to provide a power supply device that can easily suppress a rapid voltage drop of the second DC power supply without increasing the size of the device.
In addition, the code | symbol in the parenthesis described in the means to solve a claim and a subject shows the correspondence with the specific means as described in embodiment mentioned later, and limits the technical scope of this invention. It is not a thing.
（実施形態１）
電源装置に係る実施形態について、図１〜図５を参照して説明する。
本実施形態の電源装置１は、図１に示すごとく、第１の直流電源２１と、第１の直流電源に接続された負荷３と、平滑コンデンサ４と、第２の直流電源２２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ５と、制御部６と、を有する。
(Embodiment 1)
An embodiment according to a power supply apparatus will be described with reference to FIGS.
As shown in FIG. 1, the
平滑コンデンサ４は、第１の直流電源２１と負荷３との間に設けられている。第２の直流電源２２は、第１の直流電源２１よりも電圧の低い電源である。
ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、平滑コンデンサ４と並列接続されている。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、第１の直流電源２１と平滑コンデンサ４との間の配線と、第２の直流電源２２との間に設けられている。
制御部６は、ＤＣ-ＤＣコンバータ５を制御する。
The smoothing capacitor 4 is provided between the first
The DC-DC converter 5 is connected in parallel with the smoothing capacitor 4. Further, the DC-DC converter 5 is provided between the wiring between the first
The
図２に示すごとく、ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、トランス５１と、高圧側スイッチング回路部５２と、低圧側スイッチング回路部５３と、チョークコイル５４と、を有する。
トランス５１は、高圧側コイル５１１及び低圧側コイル５１２を備えている。高圧側スイッチング回路部５２は、第１の直流電源２１と高圧側コイル５１１との間に接続され、直流電力と交流電力との電力変換を行う。低圧側コイル５３と第２の直流電源２２との間に接続され、直流電力と交流電力との電力変換を行う。チョークコイル５４は、第２の直流電源２２と低圧側スイッチング回路部５３との間に接続されている。
As shown in FIG. 2, the DC-DC converter 5 includes a
The
高圧側スイッチング回路部５２は、複数の高圧側スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４を備えている。
低圧側スイッチング回路部５３は、複数の低圧側スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を備えている。
The high-voltage side
The low-voltage side
制御部６は、以下のプリチャージモードを実行することができるよう構成されている。すなわち、プリチャージモードは、ＤＣ−ＤＣコンバータ５を介して、第２の直流電源２２の直流電圧を昇圧して平滑コンデンサ４へ電力を供給することで、平滑コンデンサ４を充電するモードである。
The
プリチャージモードにおいては、第２の直流電源２２が、下記の低圧状態にあるとき、下記の定常状態にあるときよりも、チョークコイル５４に流れる電流ＩＬを小さくする。これにより、制御部６は、低圧側スイッチング回路５３のスイッチング周波数を変えることなく通電デューティを低下させるよう構成されている。
In the precharge mode, the current IL flowing through the
ここで、低圧状態とは、第２の直流電源２２の電圧ＶＬが電流制限用閾値を下回った状態をいう。また、定常状態とは、第２の直流電源２２の電圧ＶＬが電流制限用閾値以上である状態をいう。なお、電流制限用閾値は、後述するように、適宜設定される電圧の閾値である。また、通電デューティとは、低圧側スイッチング回路部５３における各スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６の、スイッチングの１制御周期に対するオン期間の割合をいう。
Here, the low voltage state refers to a state in which the voltage VL of the second
本実施形態の電源装置１は、ハイブリッド自動車や電気自動車などに搭載される、車両用の電源装置である。そして、第１の直流電源２１は、車両駆動用バッテリであり、例えば、２８８Ｖという高電圧の電源である。また、第２の直流電源２２は、補機用バッテリであり、例えば、１２Ｖという低電圧の電源である。負荷３は、インバータ３１及び該インバータ３１に接続された交流回転電機３２である。
The
インバータ３１は、第１の直流電源２１から供給される直流電力を、三相の交流電力に変換して、回転電機３２を駆動する。また、回転電機３２において発電された三相の交流電力を、直流電力に変換して、第１の直流電源２１に回生する。
ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、モータ駆動用の第１の直流電源２１の電圧を降圧したうえで、第２の直流電源２２を充電する。第２の直流電源２２は、低電圧の電力を補器類に供給する。
The
The DC-DC converter 5 charges the second
電源装置１は、図１に示すごとく、第１の直流電源２１の正極に接続された高電位配線１１Ｈと、第２の直流電源２２の負極に接続された低電位配線１１Ｌとを有する。高電位配線１１Ｈ及び低電位配線１１Ｌによって、第１の直流電源２１とインバータ３１とが接続されている。また、高電位配線１１Ｈと低電位配線１１Ｌとの間に、平滑コンデンサ４が接続されている。
As shown in FIG. 1, the
また、高電位配線１１Ｈと低電位配線１１Ｌとには、それぞれ、開閉スイッチ１２Ｈ、１２Ｌが設けられている。開閉スイッチ１２Ｈ、１２Ｌと、平滑コンデンサ４との間において、高電位配線１１Ｈ及び低電位配線１１Ｌに、ＤＣ−ＤＣコンバータ５が接続されている。開閉スイッチ１２Ｈ、１２Ｌとしては、例えば電磁継電器を用いることができる。
The high
ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、高電位配線１１Ｈ及び低電位配線１１Ｌを介して供給される高電圧の直流電力を、低電圧の直流電力に変換することができる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、第２の直流電源２２の低電圧の直流電力を、高電圧の直流電力に変換することができる。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、昇圧と降圧との双方向の電圧変換が可能なコンバータである。
The DC-DC converter 5 can convert high-voltage DC power supplied via the high-
図２に示すごとく、高圧側スイッチング回路部５２は、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２、第３スイッチング素子Ｑ３、第４スイッチング素子Ｑ４を有する。第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２は、高電位配線１１Ｈに接続されている。第３スイッチング素子Ｑ３及び第４スイッチング素子Ｑ４は、低電位配線１１Ｌに接続されている。
As shown in FIG. 2, the high-voltage side
第１スイッチング素子Ｑ１と第３スイッチング素子Ｑ３とは、互いに直列接続して第１スイッチングレッグ５２１を構成している。第２スイッチング素子Ｑ２と第４スイッチング素子Ｑ４とは、互いに直列接続して第２スイッチングレッグ５２２を構成している。そして、第１スイッチングレッグ５２１と第２スイッチングレッグ５２２とが、互いに並列接続されている。第１スイッチングレッグ５２１における第１スイッチング素子Ｑ１と第３スイッチング素子Ｑ３との接続点と、第２スイッチングレッグ５２２における第２スイッチング素子Ｑ２と第４スイッチング素子Ｑ４との接続点とが、高圧側コイル５１１の両端子に接続されている。
The first switching element Q <b> 1 and the third switching element Q <b> 3 are connected in series to form a
低圧側コイル２２は、個別に電流を流すことができるよう構成された第１コイル部５１２ａと第２コイル部５１２ｂとを有する。
低圧側スイッチング回路部５３は、第５スイッチング素子Ｑ５と第６スイッチング素子Ｑ６とを有する。第５スイッチング素子Ｑ５は、第２の直流電源２２から第１コイル部５１２ａへの電流の供給をオンオフする。第６スイッチング素子Ｑ６は、第２の直流電源２２から第２コイル部５１２ｂへの電流の供給をオンオフする。
The low
The low-voltage side
低圧側スイッチング回路部５３において、第５スイッチング素子Ｑ５と第６スイッチング素子Ｑ６とは、チョークコイル５４を介して第２の直流電源２２の正極に接続されている。また、第２の直流電源２２の正極と負極との間に、コンデンサ５５が接続されている。
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、例えばＭＯＳ型電界効果トランジスタ（以下、ＭＯＳＦＥＴという）等からなる。ＭＯＳＦＥＴには寄生ダイオードが寄生している。
In the low-voltage side
The switching elements Q1 to Q6 are composed of, for example, MOS field effect transistors (hereinafter referred to as MOSFETs). A parasitic diode is parasitic on the MOSFET.
上述のような構成の電源装置１の動作につき、以下に説明する。
インバータ３１による回転電機３２の駆動を開始する際には、まず、平滑コンデンサ４の充電を行う。この平滑コンデンサ４への充電を緩やかに行うために、第１の直流電源２１ではなく、第２の直流電源２２からＤＣ−ＤＣコンバータ５を介して、平滑コンデンサ４へ電力を供給する。そこで、まず、開閉スイッチ１２Ｈ、１２Ｌをオフの状態とする。そして、制御部６が、ＤＣ−ＤＣコンバータ５を制御して、プリチャージモードを実行する。
The operation of the
When driving the rotating
すなわち、制御部６により、ＤＣ−ＤＣコンバータ５の低電圧側スイッチング回路部５３のスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６のオンオフ動作を適宜制御する。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ５によって、第２の直流電源２２の直流電圧を昇圧して、平滑コンデンサ４に電力を供給する。このように、平滑コンデンサ４への充電が徐々に行われ、平滑コンデンサ４の電圧ＶＨが上昇する。
That is, the
平滑コンデンサ４の電圧ＶＨが、所定の電圧に達したとき、開閉スイッチ１２Ｈ、１２Ｌをオンにする。ここで、所定の電圧は、例えば、第１の直流電源２１の電圧と同程度とすることができる。また、このとき、制御部６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５の動作を、降圧動作に切り替える。
When the voltage VH of the smoothing capacitor 4 reaches a predetermined voltage, the open /
これにより、第１の直流電源２１から高電圧の直流電力が、インバータ３１に供給される。そして、インバータ３１によって、回転電機３２の駆動が行われる。また、第１の直流電源２１から、ＤＣ−ＤＣコンバータ５を介して、第２の直流電源２２への充電が行われる。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ５によって、第１の直流電源２１の直流電力を降圧して、低電圧の直流電力に変換されて、第２の直流電源２２が充電される。
As a result, high voltage DC power is supplied from the first
以上のようにして、回転電機３２の始動時において、電源装置１における各部の動作が行われる。
そして、上述のプリチャージモードが実行される際には、第２の直流電源２２の電圧ＶＬが低下することがある。この第２の直流電源２２の電圧ＶＬが大きく低下すると、補機の作動に影響する。そこで、図２に示すごとく、第２の直流電源２２の電圧ＶＬを検出する電圧検出部 が、第２の直流電源２２に設けてある。この電圧検出部１３にて検出される第２の直流電源２２の電圧ＶＬが、所定の閾値Ｖ１（すなわち、上述の電流制限用閾値Ｖ１）を下回るか否かを、制御部６がモニタリングしている。
As described above, at the time of starting the rotating
When the precharge mode described above is executed, the voltage VL of the second
第２の直流電源２２の電圧ＶＬが閾値Ｖ１を下回った状態を、低圧状態という。第２の直流電源２２の電圧ＶＬが閾値Ｖ１以上である状態を、定常状態という。この閾値Ｖ１は、上述のように、補機の作動に影響しないような第２の直流電源２２の電圧ＶＬを考慮して、適宜設定される。
A state where the voltage VL of the second
プリチャージモードを実行する際、制御部６は、図３に示すフローを実行する。すなわち、プリチャージモードを実行する際、ステップＳ１において、電圧ＶＬを検出する。そして、ステップＳ２において、電圧ＶＬを閾値Ｖ１と比較する。ＶＬ≧Ｖ１であれば、定常状態であり、特に電流ＩＬを変化させることなく、プリチャージモードを続行する。一方、ステップＳ２において、ＶＬ＜Ｖ１と判断された場合、低圧状態であり、ステップＳ３において、電流ＩＬを低減する。
When executing the precharge mode, the
そして、ステップＳ４において、電流ＩＬを低減したという情報を、画面表示、音声等によって、ユーザに報知する。より具体的には、例えば、電流ＩＬの低減は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５を制御するコンバータ用のＥＣＵ（電子制御ユニット）６１にて検知する。そして、コンバータ用のＥＣＵ６１から、ＣＡＮ（Controller Area Network）などのインターフェースを通じて、上位の車両用ＥＣＵ６２へ、上記情報を伝送する。そして、ＥＣＵ６２からの信号により、上記情報をユーザに伝える。
In step S4, information indicating that the current IL has been reduced is notified to the user by screen display, voice, or the like. More specifically, for example, the reduction of the current IL is detected by a converter ECU (electronic control unit) 61 that controls the DC-DC converter 5. Then, the above information is transmitted from the
上記のように、制御部６は、低圧状態を検出したとき、チョークコイル５４に流れる電流ＩＬを小さくする。すなわち、低圧状態を検知したとき、チョークコイル５４に流れる電流ＩＬを、定常状態のときよりも小さい値となるように制御する。
As described above, the
具体的には、制御部６は、プリチャージモードにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ５を、図４、図５に示すごとく、ピーク電流モード制御により制御する。そして、低圧状態における電流指令値Ｉｒｅｆ２を、定常状態における電流指令値Ｉｒｅｆ１よりも小さくする。これにより、低圧側スイッチング回路部５３のスイッチング周波数ｆ０を変えることなく通電デューティを低下させる。
Specifically, the
ピーク電流モード制御は、図４、図５に示すごとく、電流ＩＬのピーク値を所定の電流指令値Ｉｒｅｆ１、Ｉｒｅｆ２に達したときに、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６をターンオフするように制御するものである。
すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ５における昇圧動作時において、低圧側スイッチング回路部５３におけるスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６は、所定のスイッチング周波数ｆ０にてオンオフする。つまり、所定のスイッチング周期（１／ｆ０）にて、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を、オンオフする。スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６とは、交互にオンオフすることとなる。
In the peak current mode control, as shown in FIGS. 4 and 5, when the peak value of the current IL reaches predetermined current command values Iref1 and Iref2, the switching elements Q5 and Q6 are controlled to be turned off. .
That is, during the step-up operation in the DC-DC converter 5, the switching elements Q5 and Q6 in the low-voltage side
スイッチング素子Ｑ５をオンすると、第２の直流電源２２から、チョークコイル５４、及び低圧側コイル５１２の第１コイル部５１２ａを通る経路に、電流ＩＬが流れる。スイッチング素子Ｑ６をオンすると、第２の直流電源２２から、チョークコイル５４、及び低圧側コイル５１２の第２コイル部５１２ｂを通る経路に、電流ＩＬが流れる。
When the switching element Q5 is turned on, the current IL flows from the second
これらの電流ＩＬは、図４、図５に示すごとく、オン期間中、ターンオンの瞬間から時間の経過とともに増加する。各図の下段は、スイッチング素子Ｑ５のオンオフの時間変化を示す。各図の上段の波形は、スイッチング素子Ｑ５のオンオフに伴う電流ＩＬの時間変化を示す。これらの波形は、スイッチング素子Ｑ６のオンオフについても同様である。図４が、定常状態におけるスイッチング及び電流変化を示し、図５が、低圧状態におけるスイッチング及び電流変化を示す。なお、図５において、参考のために、定常状態における電流変化の波形を、破線にて併記する。 As shown in FIGS. 4 and 5, these currents IL increase with the passage of time from the moment of turn-on during the ON period. The lower part of each figure shows the time change of ON / OFF of the switching element Q5. The upper waveform of each figure shows the time change of the current IL accompanying the on / off of the switching element Q5. These waveforms are the same for ON / OFF of the switching element Q6. FIG. 4 shows switching and current change in a steady state, and FIG. 5 shows switching and current change in a low-pressure state. In FIG. 5, for reference, the waveform of the current change in the steady state is also shown with a broken line.
上記定常状態の場合、図４に示すごとく、電流ＩＬが電流指令値Ｉｒｅｆ１に達した時点で、スイッチング素子Ｑ５をターンオフする。一方、上記低圧状態の場合、図５に示すごとく、電流ＩＬが電流指令値Ｉｒｅｆ２に達した時点で、スイッチング素子Ｑ５をターンオフする。電流指令値Ｉｒｅｆ２は、電流指令値Ｉｒｅｆ１よりも小さい値である。そうすると、低圧状態においては、定常状態よりも、スイッチング素子Ｑ５をターンオフするタイミングが早くなることとなる。つまり、低圧状態においては、定常状態よりも、スイッチング素子Ｑ５のオンの期間が短くなることとなる。その結果、スイッチング素子Ｑ５の通電デューティが低下する。しかも、スイッチング素子Ｑ５のスイッチング周波数ｆ０を変える必要がない。 In the steady state, as shown in FIG. 4, the switching element Q5 is turned off when the current IL reaches the current command value Iref1. On the other hand, in the low pressure state, as shown in FIG. 5, when the current IL reaches the current command value Iref2, the switching element Q5 is turned off. The current command value Iref2 is a value smaller than the current command value Iref1. Then, in the low pressure state, the timing for turning off the switching element Q5 is earlier than in the steady state. That is, in the low pressure state, the switching element Q5 is turned on for a shorter period than in the steady state. As a result, the energization duty of switching element Q5 decreases. Moreover, there is no need to change the switching frequency f0 of the switching element Q5.
上記のような制御は、スイッチング素子Ｑ６についても、同様に行われる。したがって、低圧状態においては、低圧側スイッチング回路部５３のスイッチング周波数ｆ０を変えることなく通電デューティを低下させることとなる。
The control as described above is performed similarly for the switching element Q6. Therefore, in the low voltage state, the energization duty is reduced without changing the switching frequency f0 of the low voltage side
これに伴い、低圧状態においては、第２の直流電源２２から平滑コンデンサ４へのプリチャージの速度が緩やかになる。すなわち、第２の直流電源２２から平滑コンデンサ４へ供給されるエネルギーの移動速度が小さくなる。そのため、第２の直流電源２２の電圧低下が抑制される。
Accordingly, in the low voltage state, the precharge speed from the second
このようにして、ピーク電流モード制御にて、低圧側スイッチング回路部５３のスイッチングを制御して、低圧状態における通電デューティを下げる。これにより、第２の直流電源２２の電圧低下を抑制している。
In this way, the switching of the low voltage side
次に、本実施形態の作用効果につき説明する。
上記制御部６は、プリチャージモードにおいて、第２の直流電源２２が低圧状態にあるとき、定常状態にあるときよりも、ＤＣ−ＤＣコンバータ５の低圧側スイッチング回路部５３に流れる電流を小さくする。これにより、図４、図５に示すごとく、低圧側スイッチング回路部５３のスイッチング周波数ｆ０を変えることなく通電デューティを低下させるよう構成されている。そのため、第２の直流電源２２の電圧が低下した際に、低圧側スイッチング回路部５３のスイッチング周波数ｆ０を変えることなく、第２の直流電源２２から平滑コンデンサ４へのプリチャージの速度を緩やかにすることができる。
Next, the effect of this embodiment is demonstrated.
In the precharge mode, the
それゆえ、トランス５１の大型化を招くことなく、第２の直流電源２２の急激な電圧低下を容易に抑制することができる。すなわち、低圧側スイッチング回路部５３のスイッチング周波数ｆ０を低下させる必要がないため、トランス５１の大型化の必要がない。また、スイッチング周波数ｆ０を変える必要がないため、スイッチング制御も容易となる。そのうえで、第２の直流電源２２の電圧低下の際に、平滑コンデンサ４へのプリチャージを緩やかにすることができるため、第２の直流電源２２の急激な電圧低下を抑制することができる。
Therefore, a rapid voltage drop of the second
制御部６は、プリチャージモードにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ５を、ピーク電流モード制御により制御し、低圧状態における電流指令値Ｉｒｅｆ２を、定常状態における電流指令値Ｉｒｅｆ１よりも小さくする。このように、ピーク電流モード制御にてＤＣ−ＤＣコンバータ５を制御することで、応答性を向上させることができる。その結果、第２の直流電源２２の電圧ＶＬの低下に対して、応答性良く電流ＩＬを低減して、第２の直流電源２２の電圧低下を効果的に抑制することができる。
In the precharge mode, the
以上のごとく、本実施形態によれば、装置の大型化を招くことなく、第２の直流電源の急激な電圧低下を容易に抑制することができる、電源装置を提供することができる。 As described above, according to the present embodiment, it is possible to provide a power supply apparatus that can easily suppress a rapid voltage drop of the second DC power supply without causing an increase in the size of the apparatus.
（実施形態２）
本実施形態においては、図６に示すごとく、電流ＩＬを低減する制御を行ったとき、プリチャージ時間を算出して、該プリチャージ時間を出力するよう構成している。
すなわち、制御部６は、第２の直流電源２２の電圧ＶＬを基に、平滑コンデンサ４のプリチャージ完了までに必要なプリチャージ時間を算出する。そして、プリチャージ時間を出力する。
(Embodiment 2)
In the present embodiment, as shown in FIG. 6, when control for reducing the current IL is performed, the precharge time is calculated and the precharge time is output.
That is, the
ここで、電圧ＶＬからプリチャージ時間を算出するに当たっては、例えば、予め作成したマップに基づいて行うことができる。つまり、電圧ＶＬと、プリチャージ時間との関係は、予めマップとして作成しておくことができる。そのマップに基づいて、電圧ＶＬから残りのプリチャージ時間を算出することができる。ただし、プリチャージ時間は、マップを用いた算出に限らず、演算にて算出することもできる。 Here, the precharge time can be calculated from the voltage VL based on, for example, a previously created map. That is, the relationship between the voltage VL and the precharge time can be created in advance as a map. Based on the map, the remaining precharge time can be calculated from the voltage VL. However, the precharge time is not limited to calculation using a map, but can be calculated by calculation.
本実施形態においては、図６に示すごとく、低圧状態を検知するまで、すなわちステップＳ１〜Ｓ３までは、実施形態１と同様のフローが実行される。そして、ステップＳ３において、電流ＩＬを低減する制御を行った際、ステップＳ５において、プリチャージ時間を算出する。また、ステップＳ６において、電流ＩＬを低減したことを報知すると共に、プリチャージ時間も併せて報知する。すなわち、プリチャージ時間を、電流ＩＬを低減したという情報と共に、ユーザに伝える。このユーザへの伝達方法は、実施形態１における伝達方法と同様の方法を用いることができる。 In the present embodiment, as shown in FIG. 6, the same flow as in the first embodiment is executed until a low pressure state is detected, that is, until steps S1 to S3. Then, when control for reducing the current IL is performed in step S3, a precharge time is calculated in step S5. In step S6, the fact that the current IL has been reduced is notified, and the precharge time is also notified. That is, the precharge time is transmitted to the user together with information that the current IL has been reduced. As the transmission method to the user, the same method as the transmission method in the first embodiment can be used.
その他の構成は、実施形態１と同様である。
なお、実施形態２以降において用いた符号のうち、既出の実施形態において用いた符号と同一のものは、特に示さない限り、既出の実施形態におけるものと同様の構成要素等を表す。
Other configurations are the same as those of the first embodiment.
Of the reference numerals used in the second and subsequent embodiments, the same reference numerals as those used in the above-described embodiments represent the same components as those in the above-described embodiments unless otherwise indicated.
本実施形態においては、第２の直流電源２２が低圧状態となったときのプリチャージ時間をユーザに伝えることができる。これにより、ユーザの違和感等を緩和することができる。すなわち、第２の直流電源２２が低圧状態となったとき、電流ＩＬを低減することで、第２の直流電源２２の電圧低下を抑制するが、これに伴って、プリチャージ時間が延びることにもなる。これに伴うユーザの違和感を、具体的なプリチャージ時間を伝えることで、緩和することができる。
その他、実施形態１と同様の作用効果を有する。
In the present embodiment, the precharge time when the second
In addition, the same effects as those of the first embodiment are obtained.
（実施形態３）
本実施形態においては、図７に示すごとく、第２の直流電源２２の電圧ＶＬが、電流制限用閾値Ｖ１よりも低いプリチャージ制限用閾値Ｖ２を下回った電圧不足状態にあるとき、プリチャージモードを実行しないようにしている。
すなわち、ステップＳ２において、ＶＬ＜Ｖ１であると判断されたとき、さらに、ステップＳ２ａにおいて、電流ＶＬが閾値Ｖ２を下回っているか否かを判断する。そして、ＶＬ＜Ｖ２であると判断されたとき、電圧不足状態であると判断され、ステップＳ２ｂにおいて、プリチャージを中止する。また、ステップＳ２ｃにおいて、電圧不足状態をユーザに報知する。
(Embodiment 3)
In the present embodiment, as shown in FIG. 7, when the voltage VL of the second
That is, when it is determined in step S2 that VL <V1, it is further determined in step S2a whether the current VL is below the threshold value V2. When it is determined that VL <V2, it is determined that the voltage is insufficient, and precharging is stopped in step S2b. In step S2c, the user is notified of a voltage shortage state.
一方、ステップＳ２においてＶＬ＜Ｖ１であると判断され、かつ、ステップＳ２ａにおいてＶＬ≧Ｖ２であると判断されたとき、ステップＳ３において、電流ＩＬを低減する。
その他の構成は、実施形態１と同様である。
On the other hand, when it is determined in step S2 that VL <V1, and in step S2a, it is determined that VL ≧ V2, the current IL is reduced in step S3.
Other configurations are the same as those of the first embodiment.
本実施形態においては、第２の直流電源２２が電圧不足状態にあるとき、プリチャージを実行しないようにする。つまり、第２の直流電源２２による平滑コンデンサ４の充電が無理に行われることを防ぐことができる。これにより、プリチャージ時間の極端な延長や、第２の直流電源２２の極端な電圧低下を防ぐことができる。
また、電圧不足状態をユーザに報知することで、第２の直流電源２２の交換時期が近付いていることなどを、ユーザに認識させることができる。
その他、実施形態１と同様の作用効果を有する。
In the present embodiment, precharge is not executed when the second
In addition, by notifying the user of the voltage shortage state, the user can recognize that the replacement time of the second
In addition, the same effects as those of the first embodiment are obtained.
（実施形態４）
本実施形態においては、図８に示すごとく、制御部６は、以下の第１制御演算部６０１と第２制御演算部６０２とを有する。
第１制御演算部６０１は、ピーク電流モード制御にて低圧側スイッチング回路部５３の制御演算を行うと共に、低圧状態における電流指令値Ｉｒｅｆ２を、定常状態における電流指令値Ｉｒｅｆ１よりも小さくするよう構成されている。すなわち、第１制御演算部６０１は、上記実施形態１〜３と同様の制御演算を行う。
(Embodiment 4)
In the present embodiment, as shown in FIG. 8, the
The first
第２制御演算部６０２は、第２の直流電源２２の電圧ＶＬと平滑コンデンサ４の電圧ＶＨとを用いたフィードフォワード制御にて低圧側スイッチング回路部５３の制御演算を行うと共に、低圧状態における通電デューティＤ２２を、定常状態における通電デューティＤ２１よりも小さくするよう構成されている。これにより、低圧状態における電流ＩＬを、定常状態における電流ＩＬよりも小さくするようにしている。
The second
制御部６は、第１制御演算部６０１の演算結果（すなわち通電デューティＤ１）と第２制御演算部６０２の演算結果（すなわち通電デューティＤ２）とのいずれかを選択して低圧側スイッチング回路部５３の制御を実行することができるよう構成されている。すなわち、第１制御演算部６０１の演算結果Ｄ１と、第２制御演算部６０２の演算結果Ｄ２とが、選択部６０３に入力される。そして、選択部６０３が演算結果Ｄ１と演算結果Ｄ２とのいずれかを選択して出力する。
The
また、制御部６の選択部６０３は、第１制御演算部６０１の演算結果Ｄ１を、第２制御演算部６０２の演算結果Ｄ２に優先して選択する。そして、第１制御演算部６０１の異常が生じた際に、第２制御演算部６０２の演算結果Ｄ２を選択して、低圧側スイッチング回路部５３の制御を実行する。
The
第２制御演算部６０２においても、図９のステップＳ２１、Ｓ２２に示すごとく、第２の直流電源２２の電圧ＶＬを、電流制限用閾値Ｖ１と比較する。そして、ＶＬ≧Ｖ１であるときは、第２の直流電源２２が定常状態であると判断し、ステップＳ２３にて、第２制御演算部６０２が算出する通電デューティＤ２を、Ｄ２１とする。一方、ＶＬ＜Ｖ１であるときは、第２の直流電源２２が低圧状態であると判断し、ステップＳ２４にて、第２制御演算部６０２が算出する通電デューティＤ２を、Ｄ２２とする。なお、Ｄ２１＞Ｄ２２である。
The second
このようにして、低圧状態における通電デューティＤ２２を、定常状態における通電デューティＤ２１よりも低くする。これにより、第２制御演算部６０２の演算結果に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ５が制御された場合にも、低圧状態におけるチョークコイル５４の電流ＩＬを低減することができる。
In this way, the energization duty D22 in the low pressure state is set lower than the energization duty D21 in the steady state. Thereby, even when the DC-DC converter 5 is controlled based on the calculation result of the second
定常状態における通電デューティＤ２１は、例えば、Ｄ２１＝１−（Ｎ・ＶＬ／２ＶＨ）にて演算される。ここで、Ｎは、トランス５１の巻き数比である。なお、巻き数比Ｎは、高圧側コイル５１１の巻き数を、低圧側コイル５１２の巻き数にて除した値である。また、低圧側コイル５１２の巻き数とは、第１コイル部５１２ａの巻き数であり、第２コイル部５１２ｂの巻き数である。
また、低圧状態における通電デューティＤ２２は、定常状態における通電デューティＤ２１よりも小さい値であり、例えば、予め設定した一定値とすることができる。
その他の構成は、実施形態１と同様である。
The energization duty D21 in the steady state is calculated by, for example, D21 = 1− (N · VL / 2VH). Here, N is the turn ratio of the
Further, the energization duty D22 in the low pressure state is a value smaller than the energization duty D21 in the steady state, and can be set to a predetermined constant value, for example.
Other configurations are the same as those of the first embodiment.
本実施形態においては、制御部６が、第２制御演算部６０２を有する。そして、第２制御演算部６０２の演算結果Ｄ２を、第１制御演算部６０１の演算結果Ｄ１のバックアップ用に用意しておくことができる。これにより、例えば、マイコンの故障、外来ノイズによる誤動作等の要因にて、第１制御演算部６０１の演算が適切にできない場合において、第２制御演算部６０２の演算結果Ｄ２を採用して、ＤＣ−ＤＣコンバータ５を制御することができる。そのため、第１制御演算部６０１が正常に動作しない場合であっても、第２の直流電源２２の電圧低下を抑制することができる。
In the present embodiment, the
また、第１制御演算部６０１の演算結果Ｄ１を、第２制御演算部６０２の演算結果Ｄ２に優先させることにより、第２の直流電源２２の電圧低下に対して、高い応答性にて、確実に、電流ＩＬを低減させることができる。その結果、より確実に、第２の直流電源２２の電圧低下を抑制することができる。
その他、実施形態１と同様の作用効果を有する。
In addition, the calculation result D1 of the first
In addition, the same effects as those of the first embodiment are obtained.
本発明は上記各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の実施形態に適用することが可能である。 The present invention is not limited to the above embodiments, and can be applied to various embodiments without departing from the scope of the invention.
１ 電源装置
２１ 第１の直流電源
２２ 第２の直流電源
３ 負荷
４ 平滑コンデンサ
５ ＤＣ−ＤＣコンバータ
５１ トランス
５２ 高圧側スイッチング回路部
５３ 低圧側スイッチング回路部
６ 制御部
DESCRIPTION OF
Claims (7)
該第１の直流電源に接続された負荷（３）と、
上記第１の直流電源と上記負荷との間に設けられた平滑コンデンサ（４）と、
上記第１の直流電源よりも電圧の低い第２の直流電源（２２）と、
上記平滑コンデンサと並列接続されると共に、上記第１の直流電源と上記平滑コンデンサとの間の配線（１１Ｈ、１１Ｌ）と、上記第２の直流電源との間に設けられたＤＣ−ＤＣコンバータ（５）と、
上記ＤＣ-ＤＣコンバータを制御する制御部（６）と、を有し、
上記ＤＣ−ＤＣコンバータは、高圧側コイル（５１１）及び低圧側コイル（５１２）を備えたトランス（５１）と、
上記高圧側コイルと上記第１の直流電源との間に接続され、直流電力と交流電力との電力変換を行う高圧側スイッチング回路部（５２）と、
上記低圧側コイルと上記第２の直流電源との間に接続され、直流電力と交流電力との電力変換を行う低圧側スイッチング回路部（５３）と、
上記第２の直流電源と上記低圧側スイッチング回路部との間に接続されたチョークコイル（５４）と、を有し、
上記高圧側スイッチング回路部は、複数の高圧側スイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４）を備え、
上記低圧側スイッチング回路部は、複数の低圧側スイッチング素子（Ｑ５、Ｑ６）を備え、
上記制御部は、上記ＤＣ−ＤＣコンバータを介して、上記第２の直流電源の直流電圧を昇圧して上記平滑コンデンサへ電力を供給することで、該平滑コンデンサを充電する、プリチャージモードを実行することができるよう構成されており、
上記プリチャージモードにおいては、上記第２の直流電源の電圧（ＶＬ）が電流制限用閾値（Ｖ１）を下回った低圧状態にあるとき、上記第２の直流電源の電圧が上記電流制限用閾値以上である定常状態にあるときよりも、上記チョークコイルに流れる電流（ＩＬ）を小さくして、上記低圧側スイッチング回路部のスイッチング周波数を変えることなく通電デューティを低下させるよう構成されている、電源装置（１）。 A first DC power source (21);
A load (3) connected to the first DC power source;
A smoothing capacitor (4) provided between the first DC power source and the load;
A second DC power supply (22) having a voltage lower than that of the first DC power supply;
A DC-DC converter connected in parallel with the smoothing capacitor and provided between the wiring (11H, 11L) between the first DC power supply and the smoothing capacitor and the second DC power supply ( 5) and
A control unit (6) for controlling the DC-DC converter,
The DC-DC converter includes a transformer (51) including a high voltage side coil (511) and a low voltage side coil (512);
A high-voltage side switching circuit unit (52) connected between the high-voltage side coil and the first DC power source and performing power conversion between DC power and AC power;
A low-voltage side switching circuit unit (53) connected between the low-voltage side coil and the second DC power source and performing power conversion between DC power and AC power;
A choke coil (54) connected between the second DC power source and the low-voltage side switching circuit section;
The high-voltage side switching circuit unit includes a plurality of high-voltage side switching elements (Q1, Q2, Q3, Q4),
The low-voltage side switching circuit unit includes a plurality of low-voltage side switching elements (Q5, Q6),
The controller executes a precharge mode in which the smoothing capacitor is charged by boosting the DC voltage of the second DC power supply and supplying power to the smoothing capacitor via the DC-DC converter. Configured to be able to
In the precharge mode, when the voltage (VL) of the second DC power source is in a low voltage state below the current limiting threshold value (V1), the voltage of the second DC power source is equal to or higher than the current limiting threshold value. The power supply device is configured to reduce the current-carrying duty without changing the switching frequency of the low-voltage side switching circuit unit by making the current (IL) flowing through the choke coil smaller than when in the steady state. (1).
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