JP2018129910A - Ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御回路、制御方法、車載電装機器 - Google Patents

Abstract

【課題】ノイズ対策が可能なＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】周波数設定端子ＲＴには、スイッチング周波数を規定するための外部抵抗Ｒ_Ｔが接続される。スペクトラム拡散回路２８０は、時間とともに周期的に変動するスペクトラム拡散電圧Ｖ_ＳＰＳを生成する。電圧選択回路２５０は、第１基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１とスペクトラム拡散電圧Ｖ_ＳＰＳのうち低い方に応じた周波数設定電圧Ｖ_ＲＴを、周波数設定端子ＲＴに印加する。オシレータ２６０は外部抵抗Ｒ_Ｔに流れる電流Ｉ_ＯＳＣに応じた周波数で発振する。パルス変調器２１０はオシレータ２６０が生成する発振信号Ｓ_ＯＳＣに応じた周波数を有し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の出力信号が目標電圧に近づくようにデューティ比が調節されるパルス信号Ｓ_ＰＷＭを生成する。
【選択図】図９

Description

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。

さまざまな電子機器や車両、産業機械において、ある電圧値の直流電圧を別の電圧値の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータが使用される。図１は、同期整流型の降圧（Ｂｕｃｋ）ＤＣ／ＤＣコンバータ９００の回路図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ９００は、入力端子９０２に直流入力電圧Ｖ_ＩＮを受け、出力端子９０４に降圧された出力電圧Ｖ_ＯＵＴを発生する。ＤＣ／ＤＣコンバータ９００の出力段には、スイッチングトランジスタＭ_１、同期整流トランジスタＭ_２、インダクタ（コイル）Ｌ_１、出力キャパシタＣ_１が設けられる。

パルス変調器９１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ９００の状態、あるいは出力端子９０４に接続される負荷（不図示）の状態が目標とする状態に近づくように、デューティ比、周波数、あるいはそれらの組み合わせが変化するパルス信号Ｓ_ＰＷＭを生成する。ドライバ９１２は、パルス信号Ｓ_ＰＷＭにもとづいてスイッチングトランジスタＭ_１および同期整流トランジスタＭ_２をスイッチングする。

たとえば定電圧出力のＤＣ／ＤＣコンバータ９００においては、パルス変調器９１０は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが目標電圧Ｖ_{ＯＵＴ（ＲＥＦ）}に近づくように、パルス信号Ｓ_ＰＷＭを生成する。なお、定電流出力のＤＣ／ＤＣコンバータ９００においては、負荷に流れる電流Ｉ_ＯＵＴが目標値Ｉ_ＲＥＦに近づくようにパルス信号Ｓ_ＰＷＭが生成されるが、以下の説明では定電圧出力のコンバータについて説明する。

特開２０１５−２２２９１８号公報 特開２００７−４９３３０号公報

電子機器には、ＥＭＣ（Electro-Magnetic Compatibility：電磁両立性）、すなわち電磁的に他の機器に悪影響を及ぼさない不干渉性と、他の機器から電磁的に悪影響を受けない耐性とが求められる。前者は、電磁妨害（EMI：Electro Magnetic Interference）として評価され、後者は電磁感受性（EMS：Electro Magnetic Susceptibility）として評価される。ＥＭＣに関しては、ＣＩＳＰＲ（国際無線障害特別委員会）などが、機器がクリアすべき規格を策定している。

ＤＣ／ＤＣコンバータはノイズ源として知られている。したがってＤＣ／ＤＣコンバータを搭載した機器においては、ＥＭＣ規格をクリアするために、ＤＣ／ＤＣコンバータにおいてＥＭＩを抑制するための対策が求められる。

本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、ノイズ対策が可能なＤＣ／ＤＣコンバータの提供にある。

本発明のある態様は、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御回路に関する。制御回路は、スイッチング周波数を規定するための外部抵抗を接続すべき周波数設定端子と、時間とともに周期的に変動するスペクトラム拡散電圧を生成するスペクトラム拡散回路と、第１基準電圧とスペクトラム拡散電圧のうち低い方に応じた周波数設定電圧を、周波数設定端子に印加する電圧選択回路と、外部抵抗に流れる電流に応じた周波数で発振するオシレータと、オシレータが生成する発振信号に応じた周波数を有し、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力信号が目標電圧に近づくようにデューティ比が調節されるパルス信号を生成するパルス変調器と、を備える。

この態様によると、周波数設定端子の周波数設定電圧を変動させることにより、オシレータの発振周波数を変動させ、これによりスイッチング周波数をスペクトラム拡散することが可能となり、ノイズ規格をクリヤしやすくなる。

スペクトラム拡散電圧のピーク電圧は、第１基準電圧より低くてもよい。これにより、スイッチング周波数が第１基準電圧でクリップされるのを防止でき、スペクトルが集中するのを防止できる。

制御回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時に、時間とともに緩やかに上昇する周波数ソフトスタート電圧を生成するソフトスタート回路をさらに備えてもよい。電圧選択回路は、第１基準電圧およびスペクトラム拡散電圧に加えて、周波数ソフトスタート電圧を受け、それらのうち最も低いひとつに応じた周波数設定電圧を、周波数設定端子に印加してもよい。
ソフトスタート期間において、スイッチング周波数が緩やかに増大し、その逆数であるスイッチング周期は短くなっていく。つまり、起動直後のデューティ比が小さい状態では、スイッチング周期が長くなるため、デューティ比とスイッチング周期の積に応じたパルス幅を最小パルス幅より大きい状態に維持することができる。これによりパルススキップを抑制でき、出力信号のリップルやオーバーシュートを抑制できる。

スペクトラム拡散電圧は、周波数ソフトスタート電圧が第１基準電圧に到達した後に有効となってもよい。

スペクトラム拡散回路は有効、無効が切りかえ可能であってもよい。スペクトラム拡散を行わなくてもノイズ規格をクリアできる場合には、スペクトラム拡散回路を無効化することで、周波数を安定化できる。

電圧選択回路は、一端が周波数設定端子と接続される第１トランジスタと、一端が第１トランジスタの制御端子と接続され、他端が接地され、制御端子に第１基準電圧が印加される第２トランジスタと、一端が第１トランジスタの制御端子と接続され、他端が接地され、制御端子にスペクトラム拡散電圧が印加される第３トランジスタと、を含んでもよい。
この構成によれば、第１基準電圧とスペクトラム拡散電圧のうち、低い方を、周波数設定電圧とすることができる。

電圧選択回路は、一端が周波数設定端子と接続される第１トランジスタと、第１の非反転入力にスペクトラム拡散電圧を受け、第２の非反転入力に第１基準電圧を受け、反転入力が周波数設定端子と接続され、出力が第１トランジスタの制御端子と接続される第１エラーアンプと、を含んでもよい。
この構成によれば、第１基準電圧とスペクトラム拡散電圧のうち、低い方を、周波数設定電圧とすることができる。

ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時に、目標電圧は、時間とともに緩やかに上昇する出力ソフトスタート電圧と第２基準電圧のうち低い方に応じていてもよい。周波数ソフトスタート電圧と出力ソフトスタート電圧は比例関係にあってもよい。
パルス信号のデューティ比は、出力ソフトスタート電圧に応じて増大する。一方、パルス信号の周波数は周波数ソフトスタート電圧に比例して増大し、その周期は周波数ソフトスタート電圧に反比例して減少する。したがって周波数ソフトスタート電圧と出力ソフトスタート電圧が実質的に比例関係を有するとき、パルス信号のデューティ比とパルス周期の積、すなわちパルス幅の変動を小さくすることができる。また２つのソフトスタート電圧を生成するハードウェアの一部あるいは全部を共通化できるため、回路面積の増大を抑制できる。

パルス変調器は、第１の非反転入力に出力ソフトスタート電圧を受け、第２の非反転入力に第２基準電圧を受け、反転入力にＤＣ／ＤＣコンバータの出力信号に応じたフィードバック電圧を受ける第２エラーアンプを含んでもよい。

電圧選択回路は、一端が周波数設定端子と接続される第１トランジスタと、一端が第１トランジスタの制御端子と接続され、他端が接地され、制御端子に第１基準電圧が印加される第２トランジスタと、一端が第１トランジスタの制御端子と接続され、他端が接地され、制御端子にスペクトラム拡散電圧が印加される第３トランジスタと、一端が第１トランジスタの制御端子と接続され、他端が接地され、制御端子に周波数ソフトスタート電圧が印加される第４トランジスタと、を含んでもよい。
この構成によれば、第１基準電圧、周波数ソフトスタート電圧およびスペクトラム拡散電圧のうち最も低いひとつを周波数設定電圧とすることができる。

本発明の別の態様もまた、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御回路に関する。制御回路は、スイッチング周波数を規定する外部抵抗を接続すべき周波数設定端子と、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時に、時間とともに緩やかに上昇し、その後、時間とともに周期的に変動する周波数設定電圧を周波数設定端子に印加する周波数設定回路と、外部抵抗に流れる電流に応じた周波数で発振するオシレータと、オシレータが生成する発振信号に応じた周波数を有し、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力信号が目標電圧に近づくようにデューティ比が調節されるパルス信号を生成するパルス変調器と、を備える。

ある態様において制御回路はひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。

本発明の別の態様はＤＣ／ＤＣコンバータに関する。ＤＣ／ＤＣコンバータは上述のいずれかの制御回路を備える。

本発明の別の態様は、車載電装機器に関する。車載電装機器電源は、上述のＤＣ／ＤＣコンバータを備える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

さらに、この項目（課題を解決するための手段）の記載は、本発明の欠くべからざるすべての特徴を説明するものではなく、したがって、記載されるこれらの特徴のサブコンビネーションも、本発明たり得る。

本発明のある態様によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータによるノイズ対策が可能となる。

同期整流型の降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。 図２（ａ）は、ソフトスタート制御を説明する図であり、図２（ｂ）は、スイッチング周波数の高いＤＣ／ＤＣコンバータで生ずる問題を説明する図である。 第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。 図３のＤＣ／ＤＣコンバータの動作波形図である。 周波数ソフトスタート電圧の別の波形図である。 図６（ａ）、（ｂ）は、電圧選択回路の構成例を示す回路図である。 ソフトスタート回路の構成例を示す回路図である。 制御回路の具体的な構成例を示す回路図である。 第２の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。 図９のＤＣ／ＤＣコンバータの動作波形図である。 図９の制御回路におけるＲＴ端子の電圧Ｖ_ＲＴと、オシレータの発生する発振信号Ｓ_ＯＳＣを示す図である。 図９の制御回路におけるノイズのスペクトラムを示す図である。 スペクトラム拡散回路の構成例を示す回路図である。 図１４（ａ）、（ｂ）は、図９の電圧選択回路の構成例を示す回路図である。 第３の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。 図１５のＤＣ／ＤＣコンバータの動作波形図である。 電圧選択回路の構成例を示す回路図である。 ＤＣ／ＤＣコンバータを備える車載電装機器のブロック図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさず、あるいは機能を阻害しない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさず、あるいは機能を阻害しない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

また、「信号Ａ（電圧、電流）が信号Ｂ（電圧、電流）に応じている」とは、信号Ａが信号Ｂと相関を有することを意味し、具体的には、（i）信号Ａが信号Ｂである場合、（ii）信号Ａが信号Ｂに比例する場合、（iii）信号Ａが信号Ｂをレベルシフトして得られる場合、（iv）信号Ａが信号Ｂを増幅して得られる場合、（v）信号Ａが信号Ｂを反転して得られる場合、（vi）あるいはそれらの任意の組み合わせ、等を意味する。「応じて」の範囲は、信号Ａ、Ｂの種類、用途に応じて定まることが当業者には理解される。

本明細書において参照する波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化され、あるいは誇張もしくは強調されている。

（第１の実施の形態）
第１の実施の形態に関連する課題を説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータ９００ではその起動直後に、出力キャパシタＣ_１への突入電流を防止するため、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを緩やかに上昇させるソフトスタート制御が行われる。図２（ａ）は、ソフトスタート制御を説明する図である。

ソフトスタート回路９１４は、時間とともに緩やかに変化するソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳを生成する。パルス変調器９１０には、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを抵抗Ｒ_１１，Ｒ_１２によって分圧して得られるフィードバック信号Ｖ_ＦＢが入力される。パルス変調器９１０は、起動直後のソフトスタート期間において、フィードバック信号Ｖ_ＦＢがソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳに追従するようにパルス信号Ｓ_ＰＷＭを生成し、ソフトスタートの完了後に、フィードバック信号Ｖ_ＦＢが基準電圧Ｖ_ＲＥＦと一致するようにパルス信号Ｓ_ＰＷＭを生成する。

本発明者は、スイッチング周波数が高いＤＣ／ＤＣコンバータについて検討した結果、以下の課題を認識するに至った。

図２（ｂ）は、スイッチング周波数の高いＤＣ／ＤＣコンバータで生ずる問題を説明する図である。パルス信号Ｓ_ＰＷＭのデューティ比は、入力電圧Ｖ_ＩＮと出力電圧Ｖ_ＯＵＴの比に応じて定まる。起動直後において入力電圧Ｖ_ＩＮと出力電圧Ｖ_ＯＵＴの比が大きいため、パルス信号Ｓ_ＰＷＭのデューティ比は非常に小さくなる。パルス信号Ｓ_ＰＷＭのパルス幅は、デューティ比とスイッチング周期（ＰＷＭ周期）の積であるところ、スイッチング周波数の高いＤＣ／ＤＣコンバータでは、パルス信号Ｓ_ＰＷＭのパルス幅が非常に短くなる。

パルス発生器９１０やドライバ９１２は、応答遅延を有する。スイッチングトランジスタＭ_１を有効にターンオンすることができるパルス幅には、応答遅延に起因する下限が存在する。またパルス発生器９１０自体が発生できるパルス幅にも、応答遅延に起因する下限が存在する。ソフトスタート期間において、パルス信号Ｓ_ＰＷＭのパルス幅が、これらの下限（最小パルス幅Ｔ_ＭＩＮとする）より短くなると、サイクルバイサイクルでスイッチングトランジスタＭ_１をスイッチングさせることができず、パルスの歯抜け（パルススキップという）が発生する。スイッチングトランジスタＭ_１がターンオンしないサイクルでは、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが上昇せず、したがってフィードバック信号Ｖ_ＦＢとソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳの誤差が大きくなる。そうすると、次のサイクルではパルス信号Ｓ_ＰＷＭのデューティ比が大きくなり、１サイクルでの出力電圧Ｖ_ＯＵＴの変動幅が大きくなる。

このような動作によって、スイッチング周波数が高いＤＣ／ＤＣコンバータでは、ソフトスタート期間中の出力電圧Ｖ_ＯＵＴのリップル幅が大きくなり、あるいはオーバーシュートが発生し、起動が不安定になるという問題が生ずる。この問題は特に、ソフトスタート時間が長いアプリケーションにおいて顕著となる。

以上が、第１の実施の形態に関連する課題である。

図３は、第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ａの回路図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ａは同期整流型の降圧（Ｂｕｃｋ）コンバータであり、入力端子１０２に直流入力電圧Ｖ_ＩＮを受け、出力端子１０４に降圧された出力電圧Ｖ_ＯＵＴを発生する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ａは、出力回路１１０および制御回路２００Ａを備える。本実施の形態では、一例として定電圧出力のＤＣ／ＤＣコンバータを説明する。

出力回路１１０は、スイッチングトランジスタＭ_１、同期整流トランジスタＭ_２、インダクタＬ_１、出力キャパシタＣ_１、抵抗Ｒ_１１，Ｒ_１２を含む。本実施の形態においてスイッチングトランジスタＭ_１はＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、同期整流トランジスタＭ_２はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、それらは制御回路２００Ａに内蔵されている。

スイッチングトランジスタＭ_１と同期整流トランジスタＭ_２の接続点をスイッチング（ＳＷ）端子と称する。端子は、ピンと読み替えてもよい。インダクタＬ_１は、ＳＷ端子と出力端子１０４の間に設けられる。出力キャパシタＣ_１は、出力端子１０４に接続される。抵抗Ｒ_１１，Ｒ_１２は、制御対象である出力電圧Ｖ_ＯＵＴを分圧して得られる検出電圧（フィードバック信号）Ｖ_ＦＢを制御回路２００Ａのフィードバック（ＦＢ）端子に供給する。抵抗Ｒ_１１，Ｒ_１２は制御回路２００Ａに内蔵されてもよい。

制御回路２００Ａは、スイッチングトランジスタＭ_１、同期整流トランジスタＭ_２に加えて、パルス変調器２１０、ドライバ２３０、周波数設定回路２２０Ａ、オシレータ２６０を備える。制御回路２００Ａは好ましくはひとつの半導体基板に一体集積化された機能ＩＣ（Integrated Circuit）である。スイッチングトランジスタＭ_１のソースはＶＩＮ端子と、そのドレインはＳＷ端子と接続される。また同期整流トランジスタＭ_２のドレインはＳＷ端子と接続され、そのソースはＧＮＤ端子と接続される。イネーブル（ＥＮ）端子には、外部から制御回路２００Ａ（ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ａ）の動作、停止を指示するイネーブル信号ＥＮが入力される。

パルス変調器２１０はメインロジック２１８を含む。イネーブル信号ＥＮがアサート（たとえばハイ）されると、図示しない内部の基準電圧源や基準電流源をアクティブとして、その他の回路ブロックを動作可能な状態とし、ソフトスタート回路２４０にソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ１，Ｖ_ＳＳ２の生成開始を指示する。ソフトスタート回路２４０は、動作開始の指示を受けると、時間的に緩やかに増大するソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ１，Ｖ_ＳＳ２生成する。ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ２（Ｖ_ＳＳ１）が増大する期間（その前後を含んでもよい）をソフトスタート期間Ｔ_ＳＳと称する。

パルス変調器２１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ａもしくは出力端子１０４に接続される負荷（不図示）の状態が目標値に近づくように、スイッチングトランジスタＭ_１のオンオフを指示するパルス信号Ｓ_ＰＷＭ（ハイサイドパルスＳ_Ｈ）および同期整流トランジスタＭ_２のオンオフを指示するローサイドパルスＳ_Ｌを生成する。

上述のようにＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ａは定電圧出力であり、パルス変調器２１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ａの出力電圧Ｖ_ＯＵＴを制御対象とする。具体的にはパルス変調器２１０は、ＦＢ端子にフィードバックされたフィードバック電圧Ｖ_ＦＢが、その目標値Ｖ_ＲＥＦに近づくように、パルス信号Ｓ_ＰＷＭ（Ｓ_ＨおよびＳ_Ｌ）生成する。

パルス変調器２１０は、公知技術を用いればよく、その制御方式、構成は特に限定されない。制御方式に関しては、電圧モード、ピーク電流モード、平均電流モード、ヒステリシス制御（Bang-Bang制御）、ボトム検出オン時間固定（ＣＯＴ：Constant On Time）方式などを採用しうる。またパルス信号Ｓ_ＰＷＭの変調方式としては、その限りではないが、パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）が採用しうる。パルス変調器２１０の構成に関しては、エラーアンプやコンパレータを用いたアナログ回路で構成してもよいし、デジタル演算処理を行うプロセッサで構成してもよいし、アナログ回路とデジタル回路の組み合わせで構成してもよい。またパルス変調器２１０は、負荷の状態に応じて制御方式を切りかえてもよい。

パルス変調器２１０の動作モードは、負荷の状態に応じて可変であってもよい。たとえば重負荷状態ではパルス変調器２１０はＰＷＭモードで動作し、軽負荷状態では、ＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）モードで動作してもよい。ＰＷＭモード（特に電流連続モード）において、ハイサイドパルスＳ_ＨとローサイドパルスＳ_Ｌは相補的な信号となる。

ドライバ２３０は、パルス信号Ｓ_ＰＷＭ（ハイサイドパルスＳ_Ｈ）にもとづきスイッチングトランジスタＭ_１を駆動し、ローサイドパルスＳ_Ｌにもとづき同期整流トランジスタＭ_２を駆動する。

周波数設定端子（ＲＴ端子）には、スイッチング周波数ｆ_ＳＷを規定するための外部抵抗Ｒ_Ｔが接続される。周波数設定回路２２０Ａは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ａの起動時に、時間とともに緩やかに上昇し、その後、一定値を維持する周波数設定電圧Ｖ_ＲＴをＲＴ端子に印加する。
周波数設定回路２２０Ａは、ソフトスタート回路２４０と電圧選択回路２５０を含む。ソフトスタート回路２４０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ａの起動時に、時間とともに緩やかに上昇する周波数ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ１および出力ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ２を生成する。周波数ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ１と出力ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ２は、比例関係を有することが好ましく、一方（たとえばＶ_ＳＳ１）は、他方（たとえばＶ_ＳＳ２）を分圧して生成してもよい。

電圧選択回路２５０は、第１基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１と周波数ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ１のうち低い方に応じた電圧（周波数設定電圧）Ｖ_ＲＴを、ＲＴ端子に印加する。その結果、外部抵抗Ｒ_ＴにはＲＴ端子を介して電流Ｉ_ＯＳＣが流れる。
Ｉ_ＯＳＣ＝Ｖ_ＲＴ／Ｒ_Ｔ

オシレータ２６０は、外部抵抗Ｒ_Ｔに流れる電流Ｉ_ＯＳＣに応じた周波数で発振する。オシレータ２６０の構成は特に限定されない。たとえばオシレータ２６０は、キャパシタと、電流Ｉ_ＯＳＣに比例した電流でキャパシタを充電する充電回路と、キャパシタの電圧をしきい値と比較するコンパレータと、コンパレータの出力に応じてキャパシタの電圧がしきい値に達するとキャパシタの電荷を放電する放電回路と、を含んでもよい。

パルス変調器２１０は、オシレータ２６０が生成する発振信号Ｓ_ＯＳＣと同期して動作し、したがってパルス信号Ｓ_ＰＷＭは発振信号Ｓ_ＯＳＣに応じた周波数を有する。

パルス変調器２１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時に、フィードバック信号Ｖ_ＦＢが、出力ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ２と第２基準電圧Ｖ_ＲＥＦ２のうち低い方に応じた目標電圧に近づくように、パルス信号Ｓ_ＰＷＭのデューティ比を調節する。

周波数ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ１が第１基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１に到達するまでの時間と、出力ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ２が第２基準電圧Ｖ_ＲＥＦ２に到達するまでの時間は、実質的に等しいことが望ましい。

以上が制御回路２００ＡおよびＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ａの構成である。続いてその動作を説明する。

図４は、図３のＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ａの動作波形図である。時刻ｔ_０にイネーブル信号ＥＮがアサートされると、周波数ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ１および出力ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ２が上昇し始める。出力ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ２の上昇に追従して、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは緩やかに上昇していく。時刻ｔ_１に出力ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ２が第２基準電圧Ｖ_ＲＥＦ２に達すると、それ以降、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは目標電圧Ｖ_{ＯＵＴ（ＲＥＦ）}に安定化される。

起動開始直後において、周波数ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ１は低いため、オシレータ２６０の発振周波数すなわちＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ａのスイッチング周波数ｆ_ＳＷは低く、ＰＷＭ周期Ｔ_ＳＷは長くなっている。周波数ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ１の上昇にともないスイッチング周波数ｆ_ＳＷは上昇し、ＰＷＭ周期Ｔ_ＳＷは短くなっていく。

時刻ｔ_１とほぼ時を同じくして、出力ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ２が第２基準電圧Ｖ_ＲＥＦ２に到達する。時刻ｔ_１以降、スイッチング周波数ｆ_ＳＷは、第１基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１に応じた値に安定化される。

以上がＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ａの動作である。
ソフトスタート期間Ｔ_ＳＳにおいて、スイッチング周波数ｆ_ＳＷが緩やかに増大し、その逆数であるスイッチング周期Ｔ_ＳＷは短くなっていく。つまり、起動直後において、入出力電圧の比が大きくパルス信号Ｓ_ＰＷＭのデューティ比が小さい状態では、スイッチング周期Ｔ_ＳＷが長くなる。これによりデューティ比とスイッチング周期Ｔ_Ｐの積に応じたパルス幅（スイッチングトランジスタＭ_１のオン時間）Ｔ_ＯＮを、最小パルス幅Ｔ_ＭＩＮより大きい状態に維持することができる。これによりパルススキップを抑制でき、出力電圧Ｖ_ＯＵＴのリップルやオーバーシュートを抑制できる。

また、スイッチング周波数ｆ_ＳＷを規定する周波数ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ１は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを規定する出力ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ２が第２基準電圧Ｖ_ＲＥＦ２に到達するのと実質的に同時に、第１基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１に到達する。出力電圧Ｖ_ＯＵＴが目標電圧Ｖ_{ＯＵＴ（ＲＥＦ）}に安定化されると、負荷が動作し始めるところ、第１の実施の形態によれば、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの安定化後は、スイッチング周波数ｆ_ＳＷを安定化できる。

なお、周波数ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ１が第１基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１に到達する時刻は、出力ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ２が第２基準電圧Ｖ_ＲＥＦ２に到達する時刻より前であってもよい。

さらに、２つのソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ１，Ｖ_ＳＳ２を比例関係を有するように生成することにより、以下の利点を享受できる。パルス信号Ｓ_ＰＷＭのデューティ比は、出力ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ２に応じて増大し、パルス信号Ｓ_ＰＷＭの周波数ｆ_ＳＷは周波数ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ１に比例して増大し、その周期Ｔ_ＳＷは周波数ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ１に反比例して減少する。したがってパルス信号Ｓ_ＰＷＭのデューティ比とパルス周期Ｔ_ＳＷの積、すなわちパルス幅Ｔ_ＯＮの変動を小さくすることができる。

図５は、周波数ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ１の別の波形図である。起動開始に際し、周波数ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳを０Ｖ（ゼロボルト）スタートとすると、起動直後のスイッチング周波数が低く、ＰＷＭ周期Ｔ_ＳＷが長くなりすぎる場合がある。そこで、図５に示すように、ソフトスタートの開始から所定時間Ｔ_ＦＩＸの間、周波数ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ１をある下限電圧Ｖ_ＭＩＮに固定してもよい。この場合、下限電圧Ｖ_ＭＩＮに応じて、起動時のスイッチング周波数の下限、言い換えればＰＷＭ周期Ｔ_ＳＷの上限を規定することができる。この場合においても所定時間Ｔ_ＦＩＸの終了後、周波数ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ１と出力ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ２の比例関係は保たれている。

本発明は、図３のブロック図や断面図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、方法に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な構成例や実施例を説明する。

図６（ａ）、（ｂ）は、電圧選択回路２５０の構成例を示す回路図である。図６（ａ）の電圧選択回路２５０は、第１トランジスタＱ_２１〜第３トランジスタＱ_２３を含む。第１トランジスタＱ_２１はＮＰＮバイポーラトランジスタであり、その一端（エミッタ）はＲＴ端子と接続される。第２トランジスタＱ_２２および第３トランジスタＱ_２３は、ＰＮＰバイポーラトランジスタであり、それらの一端（エミッタ）は接地され、それらの他端（コレクタ）は第１トランジスタＱ_２１の制御端子（ベース）と接続される。第２トランジスタＱ_２２の制御端子（ベース）には第１基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１が印加され、第３トランジスタＱ_２３の制御端子には周波数ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ１が印加される。第１トランジスタＱ_２１のベースは、抵抗Ｒ_２１（あるいは電流源）によってバイアスされる。

第１トランジスタＱ_２１のベースには、Ｖ_ＳＳ１＋Ｖ_ＢＥと、Ｖ_ＲＥＦ１＋Ｖ_ＢＥのうち、低い一方が現れる。第１トランジスタＱ_２１はエミッタフォロアとして動作し、ＲＴ端子には、第１トランジスタＱ_２１のベース電位よりＶ_ＢＥ低い電圧、すなわち、Ｖ_ＳＳ１とＶ_ＲＥＦ１のうち低い一方ｍｉｎ（Ｖ_ＳＳ１，Ｖ_ＲＥＦ１）が印加される。これによりオシレータには、Ｉ_ＯＳＣ＝ｍｉｎ（Ｖ_ＳＳ１，Ｖ_ＲＥＦ１）／Ｒ_Ｔが供給される。

図６（ｂ）の電圧選択回路２５０は、３入力のエラーアンプ（オペアンプ）ＥＡ１と、トランジスタＱ_３１を含む。トランジスタＱ_３１の一端（エミッタ）はＲＴ端子と接続される。エラーアンプＥＡ１は、２つの非反転入力端子（＋）と、ひとつの反転入力端子（−）を有し、２つの非反転入力端子（＋）の電圧のうち低い一方と、反転入力端子（−）の電圧の誤差を増幅する。電圧選択回路２５０と抵抗Ｒ_Ｔは定電流源を形成しており、ＲＴ端子には、Ｖ_ＳＳ１とＶ_ＲＥＦ１の低い電圧が現れ、オシレータには、Ｉ_ＯＳＣ＝ｍｉｎ（Ｖ_ＳＳ１，Ｖ_ＲＥＦ１）／Ｒ_Ｔが供給される。

図６（ａ）、（ｂ）において、バイポーラトランジスタをＦＥＴに置換してもよく、この場合、ベース、エミッタ、コレクタを、ゲート、ソース、ドレインと読み替えればよい。

図７は、ソフトスタート回路２４０の構成例を示す回路図である。ソフトスタート回路２４０は、スロープ電圧生成回路２４２、分圧回路２４４およびスイッチ２４６を含む。スロープ電圧生成回路２４２は、時間とともに増大するスロープ電圧Ｖ_Ｃ４１を発生する。たとえばスロープ電圧生成回路２４２は、キャパシタＣ_４１および電流源ＣＳ_４１を含む。キャパシタＣ_４１の一端は接地される。電流源ＣＳ_４１は、ソフトスタート開始信号ＳＳ＿ＳＴＡＲＴのアサートに応答してアクティブとなり、キャパシタＣ_４１を定電流で充電する。キャパシタＣ_４１に生ずるスロープ電圧Ｖ_Ｃ４１は、時間経過とともに一定の傾きで増大する。

抵抗Ｒ_４１，Ｒ_４２を含む分圧回路２４４は、スロープ電圧Ｖ_Ｃ４１を分圧し、周波数ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ１を生成する。スイッチ２４６は分圧回路２４４と直列に設けられている。ソフトスタート期間中、スイッチ２４６はオンである。スイッチ２４６は、Ｖ_ＳＳ１＞Ｖ_ＲＥＦ１となった後にオフとなる。たとえばスイッチ２４６は、ソフトスタート期間Ｔ_ＳＳの完了を通知するソフトスタート完了信号ＳＳ＿ＥＮＤに応じて制御することができる。これにより、ソフトスタート完了後にスイッチング周波数が安定化した後、抵抗Ｒ_４１，Ｒ_４２により無駄な電力が消費されるのを防止できる。

スロープ電圧Ｖ_Ｃ４１を、出力ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ２として利用してもよい。あるいはスロープ電圧Ｖ_Ｃ４１を、別の抵抗分圧回路によって分圧し、出力ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ２を生成してもよい。２つのソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ１，Ｖ_ＳＳ２の生成に関して、キャパシタＣ_４１、電流源ＣＳ_４１を共通化できるため、回路面積を小さくできる。

図８は、制御回路２００Ａの具体的な構成例を示す回路図である。電流検出回路２７０は、スイッチングトランジスタＭ_１のオン時間中に、インダクタＬ_１に流れるコイル電流Ｉ_Ｌ（言い換えればスイッチングトランジスタＭ_１のドレイン電流Ｉ_Ｍ１）を検出し、ドレイン電流Ｉ_Ｍ１を示す電流検出信号Ｖ_ＣＳを生成する。電流検出回路２７０の構成は特に限定されず、たとえばスイッチングトランジスタＭ_１のオン抵抗を利用してドレイン電流Ｉ_Ｍ１を検出してもよいし、ドレイン電流Ｉ_Ｍ１（あるいはコイル電流Ｉ_Ｌ）の経路上にセンス抵抗を挿入し、センス抵抗の電圧降下を検出してもよい。電流検出回路２７０は、インダクタＬ_１の両端間の電圧にもとづいてコイル電流Ｉ_Ｌを検出してもよい。

パルス変調器２１０は、ピーク電流モードのパルス幅変調器である。パルス変調器２１０は、エラーアンプ２１２、ＰＷＭコンパレータ２１４、スロープ補償器２１６、メインロジック２１８を備える。エラーアンプ２１２は、出力ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ２と第２基準電圧Ｖ_ＲＥＦ２の低い一方と、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢとの誤差を増幅し、誤差信号Ｖ_ＥＲＲを生成する。エラーアンプ２１２は３入力のオペアンプで構成してもよい。スロープ補償器２１６は、電流検出回路２７０からの電流検出信号Ｖ_ＣＳに、スロープ信号Ｖ_{ＳＬＯＰＥ}を重畳する。

ＰＷＭコンパレータ２１４は、誤差信号Ｖ_ＥＲＲと、スロープ補償後の電流検出信号Ｖ_ＣＳ’を比較し、電流検出信号Ｖ_ＣＳ’が誤差信号Ｖ_ＥＲＲに達すると、リセット信号Ｓ_{ＲＥＳＥＴ}をアサート（たとえばハイ）する。メインロジック２１８は、リセット信号Ｓ_{ＲＥＳＥＴ}のアサートに応答して、パルス信号Ｓ_ＰＷＭを、スイッチングトランジスタＭ_１のオフに対応するレベル（オフレベル、たとえばロー）に遷移させる。

オシレータ２６０は、電流Ｉ_ＯＳＣに応じた周波数を有するセット信号Ｓ_ＳＥＴを生成する。メインロジック２１８はセット信号Ｓ_ＳＥＴのエッジに応答して、パルス信号Ｓ_ＰＷＭを、スイッチングトランジスタＭ_１のオンに対応するレベル（オンレベル、たとえばハイ）に遷移させる。ソフトスタート期間において、オシレータ２６０が生成するセット信号Ｓ_ＳＥＴの周波数は低く、その後、時間経過とともに上昇していく。

続いて、第１の実施の形態に関連する変形例を説明する。
周波数ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ１を生成するソフトスタート回路２４０と、出力ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ２を生成するソフトスタート回路２４０は、独立した別個の回路であってもよい。

また、ソフトスタート電圧（スロープ電圧）の生成方法は、キャパシタを充電する方式には限定されない。たとえばソフトスタート回路は、デジタル回路で構成してもよく、一例として、時間とともにカウント値が増加するデジタルカウンタと、カウント値をソフトスタート電圧に変換するＤ／Ａコンバータと、を含んでもよい。

（第２の実施の形態）
図９は、第２の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｂの回路図である。この実施の形態において周波数設定回路２２０Ｂは、時間とともに周期的に変動する周波数設定電圧Ｖ_ＲＴをＲＴ端子に印加する。

周波数設定回路２２０Ｂは、スペクトラム拡散回路２８０および電圧選択回路２５０を含む。スペクトラム拡散回路２８０は、時間とともに周期的に変動するスペクトラム拡散電圧Ｖ_ＳＰＳを生成する。スペクトラム拡散回路２８０は、起動直後のソフトスタート期間中においては非アクティブであり、その出力電圧Ｖ_ＳＰＳは、第１基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１より高い電圧レベルに保持されている。周波数設定回路２２０Ｂは、第１基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１とスペクトラム拡散電圧Ｖ_ＳＰＳのうち低い方に応じた周波数設定電圧Ｖ_ＲＴを、ＲＴ端子に印加する。たとえばスペクトラム拡散回路２８０には、ソフトスタート期間Ｔ_ＳＳの終了タイミングの近傍でアサートされるＳＰＳＯＮ信号が入力されており、スペクトラム拡散回路２８０はＳＰＳＯＮ信号のアサートに応答して、アクティブとなる。

スペクトラム拡散電圧Ｖ_ＳＰＳのピーク電圧Ｖ_ＰＥＡＫは、第１基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１より低いことが好ましい。より好ましくはスペクトラム拡散電圧Ｖ_ＳＰＳは、第１基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１よりわずかに低い電圧レンジで変動することが好ましい。

スペクトラム拡散電圧Ｖ_ＳＰＳは、三角波であってもよいし、ランプ波であってもよいし、サイン波であってもよいし、その他の周期波形であってもよい。スペクトラム拡散回路２８０の構成は特に限定されず、所望の波形を生成可能な公知の回路を用いることができる。

スペクトラム拡散回路２８０は、イネーブル信号ＳＰＳ＿ＥＮに応じて有効、無効が切りかえ可能である。無効の場合、スペクトラム拡散回路２８０の出力電圧Ｖ_ＳＰＳは、ＳＳ＿ＥＮＤ信号がアサートされた後も第１基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１より高いレベルに固定される。これによりＲＴ端子には常時、第１基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１が印加されることとなり、スペクトラム拡散の機能が無効化される。

以上がＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｂの構成である。続いてその動作を説明する。図１０は、図９のＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｂの動作波形図である。時刻ｔ_０にイネーブル信号ＥＮがアサートされると、出力ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ２が上昇し始める。出力ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ２の上昇に追従して、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは緩やかに上昇していく。時刻ｔ_１に出力ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ２が第２基準電圧Ｖ_ＲＥＦ２に達すると、それ以降、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは目標電圧Ｖ_{ＯＵＴ（ＲＥＦ）}に安定化される。

時刻ｔ_１より前において、スペクトラム拡散回路２８０は非アクティブであり、スペクトラム拡散回路２８０の出力電圧Ｖ_ＳＰＳは、第１基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１より高いレベルに固定されており、ＲＴ端子には、第１基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１が印加されている。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｂのスイッチング周波数ｆ_ＳＷは、第１基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１に応じて固定されている。

時刻ｔ_１にＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｂの起動が完了し、ソフトスタート完了信号ＳＳ＿ＥＮＤがアサートされると、スペクトラム拡散回路２８０がアクティブとなり、ＲＴ端子には、スペクトラム拡散回路２８０が生成するスペクトラム拡散電圧Ｖ_ＳＰＳが印加される。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｂのスイッチング周波数ｆ_ＳＷは、スペクトラム拡散電圧Ｖ_ＳＰＳに応じて周期的に変動する。図１１は、制御回路２００ＢにおけるＲＴ端子の電圧Ｖ_ＲＴと、オシレータ２８０の発生する発振信号Ｓ_ＯＳＣ（クロック信号）を示す図である。

以上が制御回路２００Ｂの動作である。図１２は、図９の制御回路２００Ｂにおけるノイズのスペクトラムを示す図である。（i）は、図９の制御回路２００Ｂにおいてスペクトラム拡散回路２８０を有効化したときのスペクトラムを、（ii）は、スペクトラム拡散回路２８０を無効化したときのスペクトラムを示す。

図１２から分かるように、スペクトラム拡散回路２８０を有効化することにより、スイッチングノイズのスペクトルを拡散することができ、ピーク強度を抑制できる。

図１３は、スペクトラム拡散回路２８０の構成例を示す回路図である。このスペクトラム拡散回路２８０は、三角波発生回路である。

電圧源２８２は、スペクトラム拡散電圧Ｖ_ＳＰＳのピークを規定する上側しきい値Ｖ_ＰＥＡＫ、ボトムを規定する下側しきい値Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}を生成する。充放電回路２８４は、キャパシタＣ_５１の充電、放電を繰り返す。コンパレータ２８６は、キャパシタＣ_５１の電圧Ｖ_ＳＰＳを、しきい値電圧Ｖ_ＰＥＡＫ，Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}と比較する。充放電回路２８４は、コンパレータ２８６の出力がハイのとき放電状態、ローのとき充電状態となる。電圧源２８２は、コンパレータ２８６の出力がハイのとき、下側しきい値Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}を出力し、コンパレータ２８６の出力がローのとき、上側しきい値Ｖ_ＰＥＡＫを出力する。

電圧源２８２は、抵抗Ｒ_５１〜Ｒ_５４からなる抵抗分圧回路を備える。基準電圧Ｖ_ＲＥＦを分圧することにより、第１基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１および２つのしきい値Ｖ_ＰＥＡＫ，Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}が生成される。これにより、Ｖ_ＰＥＡＫ＜Ｖ_ＲＥＦ１の関係が保証される。スイッチＳＷ_Ｈ、スイッチＳＷ_Ｌは、コンパレータ２８６の出力に応じて相補的にオン、オフする。スイッチＳＷ_ＨがオンのときＶ_ＰＥＡＫが出力され、スイッチＳＷ_ＬがオンのときＶ_{ＢＯＴＴＯＭ}が出力される。

充放電回路２８４は、カレントミラー回路ＣＭ_５１，ＣＭ_５２および定電流源ＣＳ_５１を備える。定電流源ＣＳ_５１は、ＳＰＳ＿ＯＮ信号がアサートされるとオン状態となり、基準電流Ｉ_ＲＥＦを生成する。カレントミラー回路ＣＭ_５１は、定電流源ＣＳ_５１が生成する基準電流Ｉ_ＲＥＦをコピーし、充電電流Ｉ_ＣＨＧを生成する。カレントミラー回路ＣＭ_５２は、定電流源ＣＳ_５１が生成する基準電流Ｉ_ＲＥＦをコピーし、放電電流Ｉ_ＤＩＳを生成する。カレントミラー回路ＣＭ_５２は、コンパレータ２８６の出力がハイのとき動作し、ローのとき停止する。Ｉ_ＤＩＳ＞Ｉ_ＣＨＧが成り立っており、コンパレータ２８６の出力がハイのとき、キャパシタＣ_５１はＩ_ＤＩＳ−Ｉ_ＣＨＧで放電され、コンパレータ２８６の出力がローのとき、キャパシタＣ_５１はＩ_ＣＨＧで充電される。

この構成によれば、図１１に示すようなスペクトラム拡散電圧Ｖ_ＳＰＳを生成できる。

図１４（ａ）、（ｂ）は、図９の電圧選択回路２５０の構成例を示す回路図である。図１４（ａ）、（ｂ）の電圧選択回路２５０は、図６（ａ）、（ｂ）の電圧選択回路２５０と同様に構成することができる。

（第３の実施の形態）
図１５は、第３の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｃの回路図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｃは、第１の実施の形態と第２の実施の形態の組み合わせと把握できる。

周波数設定回路２２０Ｃは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｃの起動時に、時間とともに緩やかに上昇し、その後、時間とともに周期的に変動する周波数設定電圧Ｖ_ＲＴをＲＴ端子に印加する。

周波数設定回路２２０Ｃは、ソフトスタート回路２４０、スペクトラム拡散回路２８０、電圧選択回路２５０Ｃを含む。

ソフトスタート回路２４０は、第１の実施の形態で説明したのと同様に、周波数ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ１と、出力ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ２を生成する。電圧選択回路２５０Ｃは、第１基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１、スペクトラム拡散電圧Ｖ_ＳＰＳ、周波数ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ１を受け、それらのうち最も低いひとつに応じた周波数設定電圧Ｖ_ＲＴを、ＲＴ設定端子に印加する。

以上が制御回路２００Ｃの構成である。続いてその動作を説明する。図１６は、図１５のＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｃの動作波形図である。

時刻ｔ_０にイネーブル信号ＥＮがアサートされると、周波数ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ１および出力ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ２が上昇し始める。出力ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ２の上昇に追従して、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは緩やかに上昇していく。

また周波数ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ１の上昇に追従して、スイッチング周波数ｆ_ＳＷが上昇していく。言い換えれば動作開始直後のスイッチング周波数ｆ_ＳＷが低くなるため、パルス信号Ｓ_ＰＷＭのパルス幅が狭くなりすぎてパルススキップが発生するのを抑制できる。

時刻ｔ_１に出力ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ２が第２基準電圧Ｖ_ＲＥＦ２に達すると、それ以降、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは目標電圧Ｖ_{ＯＵＴ（ＲＥＦ）}に安定化される。そしてソフトスタート期間の終了を示すＳＳ＿ＥＮＤ信号がアサートされる。その結果、ＲＴ端子にはスペクトラム拡散電圧Ｖ_ＳＰＳが印加され、周期的に変動する。スイッチング周波数ｆ_ＳＷは周波数設定電圧Ｖ_ＲＴに追従して変動する。

以上が制御回路２００Ｃの動作である。これによれば、第１の実施の形態と第２の実施の形態の利点の両方を享受できる。また、ハードウェアとして電圧選択回路２５０を共通化できるため、回路面積の増大も抑えることができる。

図１７は、電圧選択回路２５０の構成例を示す回路図である。電圧選択回路２５０Ｃは、第１トランジスタＱ_４１〜第４トランジスタＱ_４４を含む。第１トランジスタＱ_４１のエミッタはＲＴ端子と接続される。第２トランジスタＱ_４２〜第４トランジスタＱ_４４のエミッタは、第１トランジスタＱ_４１のベースと共通に接続され、それらのソースは接地される。第２トランジスタＱ_４２のベースには第１基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１が印加され、第３トランジスタＱ_４３のベースにはスペクトラム拡散電圧Ｖ_ＳＰＳが印加され、第４トランジスタＱ_４４のベースには周波数ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳ１が印加される。

この構成によれば、３つの電圧Ｖ_ＳＳ１，Ｖ_ＳＰＳ，Ｖ_ＲＥＦ１のうち最も低い電圧をＲＴ端子に印加することができる。

（用途）
図１８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００を備える車載電装機器３００のブロック図である。車載電装機器３００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００に加えて、バッテリ３０２、マイコン３０４、負荷３０６を備える。バッテリ３０２は、たとえば１２Ｖ（あるいは２４Ｖ）のバッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴを生成する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００はバッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴを入力電圧Ｖ_ＩＮとして受け、負荷３０６に最適な電圧レベルを有する出力電圧Ｖ_ＯＵＴを生成する。負荷３０６は特に限定されず、各種ＥＣＵ（Electronic Control Unit）、オーディオ回路、カーナビゲーションシステムなどが例示される。マイコン３０４は、車載電装機器３００を統合的に制御するホストプロセッサであり、制御回路２００に対してＥＮ信号を出力する。また制御回路２００のＦＬＧ端子を監視し、制御回路２００において発生する異常を検知すると、適切な保護処理を実行する。

自動車などの車両には、多くの電子部品が搭載されるため、車載電装機器３００には、厳しいＥＭＣが要求される。実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１００によれば、車載電装機器３００に要求される規格をクリアすることが可能となる。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

出力回路１１０の構成、トポロジーにはさまざまな変形が存在する。ＤＣ／ＤＣコンバータのハイサイドのスイッチングトランジスタはＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであってもよい。またスイッチングトランジスタＭ_１および同期整流トランジスタＭ_２は、制御回路２００に外付けされてもよい。また同期整流トランジスタＭ_２に代えて整流ダイオード（ショットキーダイオード）を備えるダイオード整流型のＤＣ／ＤＣにも本発明は適用可能である。

ＤＣ／ＤＣコンバータは、降圧型に限定されず、昇圧型や昇降圧型にも本発明は適用可能である。また、フライバックコンバータなどのようにトランスを用いたコンバータにも本発明は適用しうる。

実施の形態ではスイッチングトランジスタＭ_１や同期整流トランジスタＭ_２がＭＯＳＦＥＴである場合を説明したが、本発明はそれには限定されず、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）であってもよい。

抵抗Ｒ_１１，Ｒ_１２は、制御回路２００に外付けされてもよい。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の用途は車載電装機器に限定されず、小型電子機器やコンピュータなどにも利用可能である。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

１００…ＤＣ／ＤＣコンバータ、１０２…入力端子、１０４…出力端子、１１０…出力回路、Ｍ_１…スイッチングトランジスタ、Ｍ_２…同期整流トランジスタ、Ｌ_１…インダクタ、Ｃ_１…出力キャパシタ、２００…制御回路、２１０…パルス変調器、２１２…エラーアンプ、２１４…ＰＷＭコンパレータ、２１６…スロープ補償器、２１８…メインロジック、２２０…周波数設定回路、２３０…ドライバ、２４０…ソフトスタート回路、２４２…スロープ電圧生成回路、２４４…分圧回路、２４６…スイッチ、２５０…電圧選択回路、２６０…オシレータ、２７０…電流検出回路、Ｓ_ＰＷＭ…パルス信号、２８０…スペクトラム拡散回路、３００…車載電装機器、３０２…バッテリ、３０４…マイコン、３０６…負荷。

Claims (16)

1. ＤＣ／ＤＣコンバータの制御回路であって、
   スイッチング周波数を規定するための外部抵抗を接続すべき周波数設定端子と、
   時間とともに周期的に変動するスペクトラム拡散電圧を生成するスペクトラム拡散回路と、
   第１基準電圧と前記スペクトラム拡散電圧のうち低い方に応じた周波数設定電圧を、前記周波数設定端子に印加する電圧選択回路と、
   前記外部抵抗に流れる電流に応じた周波数で発振するオシレータと、
   前記オシレータが生成する発振信号に応じた周波数を有し、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力信号が目標電圧に近づくようにデューティ比が調節されるパルス信号を生成するパルス変調器と、
   を備えることを特徴とする制御回路。
2. 前記スペクトラム拡散電圧のピーク電圧は、前記第１基準電圧より低いことを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
3. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時に、時間とともに緩やかに上昇する周波数ソフトスタート電圧を生成するソフトスタート回路をさらに備え、
   前記電圧選択回路は、前記第１基準電圧および前記スペクトラム拡散電圧に加えて、前記周波数ソフトスタート電圧を受け、それらのうち最も低いひとつに応じた前記周波数設定電圧を、前記周波数設定端子に印加することを特徴とする請求項１または２に記載の制御回路。
4. 前記スペクトラム拡散電圧は、前記周波数ソフトスタート電圧が前記第１基準電圧に到達した後に有効となることを特徴とする請求項３に記載の制御回路。
5. 前記スペクトラム拡散回路は有効、無効が切りかえ可能であることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の制御回路。
6. 前記電圧選択回路は、
   一端が前記周波数設定端子と接続される第１トランジスタと、
   一端が前記第１トランジスタの制御端子と接続され、他端が接地され、制御端子に前記第１基準電圧が印加される第２トランジスタと、
   一端が前記第１トランジスタの制御端子と接続され、他端が接地され、制御端子に前記スペクトラム拡散電圧が印加される第３トランジスタと、
   を含むことを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の制御回路。
7. 前記電圧選択回路は、
   一端が前記周波数設定端子と接続される第１トランジスタと、
   第１の非反転入力に前記スペクトラム拡散電圧を受け、第２の非反転入力に前記第１基準電圧を受け、反転入力が前記周波数設定端子と接続され、出力が前記第１トランジスタの制御端子と接続される第１エラーアンプと、
   を含むことを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の制御回路。
8. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時に、前記目標電圧は、時間とともに緩やかに上昇する出力ソフトスタート電圧と第２基準電圧のうち低い方に応じており、
   前記周波数ソフトスタート電圧と前記出力ソフトスタート電圧は比例関係にあることを特徴とする請求項３に記載の制御回路。
9. 前記パルス変調器は、第１の非反転入力に前記出力ソフトスタート電圧を受け、第２の非反転入力に前記第２基準電圧を受け、反転入力に前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記出力信号に応じたフィードバック電圧を受ける第２エラーアンプを含むことを特徴とする請求項８に記載の制御回路。
10. 前記電圧選択回路は、
    一端が前記周波数設定端子と接続される第１トランジスタと、
    一端が前記第１トランジスタの制御端子と接続され、他端が接地され、制御端子に前記第１基準電圧が印加される第２トランジスタと、
    一端が前記第１トランジスタの制御端子と接続され、他端が接地され、制御端子に前記スペクトラム拡散電圧が印加される第３トランジスタと、
    一端が前記第１トランジスタの制御端子と接続され、他端が接地され、制御端子に前記周波数ソフトスタート電圧が印加される第４トランジスタと、
    を含むことを特徴とする請求項８または９に記載の制御回路。
11. ＤＣ／ＤＣコンバータの制御回路であって、
    スイッチング周波数を規定する外部抵抗を接続すべき周波数設定端子と、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時に、時間とともに緩やかに上昇し、その後、時間とともに周期的に変動する周波数設定電圧を前記周波数設定端子に印加する周波数設定回路と、
    前記外部抵抗に流れる電流に応じた周波数で発振するオシレータと、
    前記オシレータが生成する発振信号に応じた周波数を有し、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力信号が目標電圧に近づくようにデューティ比が調節されるパルス信号を生成するパルス変調器と、
    を備えることを特徴とする制御回路。
12. 前記パルス変調器は、ピーク電流モードの変調器であることを特徴とする請求項１から１１のいずれかに記載の制御回路。
13. ひとつの半導体基板に一体集積化されることを特徴とする請求項１から１２のいずれかに記載の制御回路。
14. 請求項１から１３のいずれかに記載の制御回路を備えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
15. 請求項１４に記載のＤＣ／ＤＣコンバータを備えることを特徴とする車載電装機器。
16. ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法であって、
    スイッチング周波数を規定する抵抗に、第１基準電圧と時間とともに周期的に変動するスペクトラム拡散電圧のうち低い方に応じた周波数設定電圧を印加するステップと、
    前記抵抗に流れる電流に応じた周波数の発振信号を生成するステップと、
    前記発振信号に応じた周波数を有し、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力信号が目標電圧に近づくようにデューティ比が調節されるパルス信号を生成するステップと、
    前記パルス信号に応じて前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングトランジスタを駆動するステップと、
    を備えることを特徴とする制御方法。

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