JP2018125868A - 発振装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 発振周波数が制御不可な発振器、例えばＳＡＷ発振器を有する発振装置において、発振器から出力される信号の周波数を意図した周波数にシフトすることにある。
【解決手段】 本実施形態に係る発振装置９１０は、発振周波数が制御不可である発振器９１１と、周波数の異なる複数のチャンネル信号を選択的に出力するチャンネル信号出力部９１４と、発振器９１１から出力された一次信号にチャンネル信号出力部９１４から出力されたチャンネル信号を合成して二次信号を発生する信号合成部９１６とを具備する。
【選択図】 図１９

Description

本発明は、発振装置に関する。

携帯電話やスマートフォン、モバイルルータといった、モバイル端末による無線通信による通信量は、端末装置の高機能化や、動画像ファイルや楽曲ファイル等の配信コンテンツの充実などが進み、年々増加し続けている。そういった需要に対応するために、無線通信技術の開発も進んでいる。現在は、第４世代（４Ｇ）の通信規格に対応した種々の端末装置や基地局設備の普及が進み、一般に広く利用されている。

上記のような無線通信端末装置においてアンテナによって送受信する信号は、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号と呼ばれる、高い周波数を持つ信号である。そして、ＲＦ信号を受信した際には、ＲＦフロントエンド回路にて、ローカル発振器の出力信号と乗算することでダウンコンバートを行い、ベースバンドと呼ばれる、通信によってやり取りする情報そのものを含む帯域へと変換する。また、情報の送信を行う場合には、ベースバンド信号をローカル発振器の出力信号と乗算することでアップコンバートし、ＲＦ信号としてアンテナより送信する。

ローカル発振器として一般的にはＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ−Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ、電圧制御発振器）などの発振器が用いられる。ＶＣＯとは、入力する制御電圧によって出力周波数の制御を行う発振回路である。そして、通常は位相同期回路によって制御電圧を生成し、ＶＣＯの出力信号の周波数に種々の要因によって生じる誤差を補正し、ローカル発振器として用いる。

例えば、特許文献１には、ＶＣＯの出力をＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）へと入力し、変換後のデジタルデータによる位相比較を行い、それに基づいたＶＣＯの制御電圧を出力する構成とすることにより、周波数の安定化を行う位相同期回路が記載されている。

第４世代以降の通信においては２５６ＱＡＭ（２５６ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などの多値変調を使用するが、そのためにはローカル発振器の周波数を一定に保っておく必要がある。そのために、位相同期回路によるローカル発振器の周波数の安定化を行う。

また、上述した第４世代の通信規格においては、ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ、直行周波数分割多元接続）と呼ばれる、複数のサブキャリアを用いた通信を行うことで、周波数帯域の利用効率を高めている。高いスペクトル純度を持つローカル発振器を用いることで、サブキャリア間の干渉を防ぎ、より効率的に周波数帯域を利用して、通信の大容量化を図ることができる。

より高いスペクトル純度を持つ発振器としては、ＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）発振器が挙げられる。ＳＡＷ発振器についても、位相同期回路と組み合わせ、その出力周波数を安定化して利用される。ＳＡＷ発振器の周波数安定化には、バリキャップ（可変容量ダイオード）への印加電圧の調整による手法が主に用いられている。

また、無線通信の大容量化をするための技術として、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ ａｎｄ Ｍｕｌｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）が知られている。これは、無線通信に用いる送受信機の双方で、アンテナや変調器、復調器などによって構成される送受信系統を複数備え、それらを利用することにより、通信容量を大容量化するものである。

特開２０００−１３８５８１号公報

先に述べたように、現在の無線通信端末装置においては、ローカル発振器としてＶＣＯが一般的に用いられている。先に述べたように、通信の大容量化のための一つの手法として、ローカル発振器のスペクトル純度を高めることが挙げられるが、ＶＣＯのスペクトル純度を高めるには限界がある。ＳＡＷ発振器はＶＣＯよりも高いスペクトル純度を持つ発振器であるため、これをローカル発振器として用いることができるのならば、通信の大容量化を期待できる。しかし、ＳＡＷ発振器は外部衝撃や温度変動によって発振周波数が変動するという課題がある。携帯電話などのような無線通信装置に用いる場合には、先述したバリキャップによる周波数安定化では、周波数補正範囲を温度変動による周波数変動が逸脱してしまう場合には安定した出力周波数を得ることは不可能であるという問題があった。またＳＡＷ発振器は公称周波数が固定されていて、携帯電話端末のローカル発振器のような複数の周波数を発振させる用途には使用できないという問題があった。

そこで、本発明の目的の一つは、発振周波数が制御不可な発振器を用いた発振装置を提供することにある。発振周波数が不可な発振器としてＳＡＷ発振器を使用することを想定する。この発振装置は、発振器から出力される信号の周波数を意図した周波数にシフトした、高いスペクトル純度を有する発振信号を発生する。

本発明の一実施形態に係る発振装置は、発振周波数が制御不可である発振器と、周波数の異なる複数のチャンネル信号を選択的に出力するチャンネル信号出力部と、前記発振器から出力された一次信号に前記チャンネル信号出力部から出力されたチャンネル信号を合成して二次信号を発生する信号合成部とを具備する。

発振器の出力信号に対して、ＣＰＵ等のシステムから指示されたチャンネルに応じた周波数のチャンネル信号を合成する方法で、発振装置の出力信号の周波数を意図した周波数にシフトすることができる。それにより、発振装置は、複数のチャンネルに対応することができる。

本発明の第１実施形態に係る発振装置の構成を示すブロック図である。 図１の誤差周波数検出部の構成を示すブロック図である。 図１の補正信号発生部の構成と信号合成部の構成とを示すブロック図である。 図１のＢＰＦ通過前の二次信号の周波数スペクトルの一例を示す図である。 図１のＢＰＦ通過後の二次信号の周波数スペクトルの一例を示す図である。 図１のＢＰＦ通過前の二次信号の周波数スペクトルの他の例を示す図である。 図１のＢＰＦ通過後の二次信号の周波数スペクトルの他の例を示す図である。 図１の二次信号発生部による誤差周波数補正処理を示すフローチャートである。 本発明の第２実施形態に係る無線送受信回路の構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態に係る無線送受信回路によるデータの受信処理の手順を示すフローチャートである。 本発明の第２実施形態に係る無線送受信回路によるデータの送信処理の手順を示すフローチャートである。 本発明の第３実施形態に係る無線送受信回路の構成を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態における誤差周波数の検出処理の手順を示すフローチャートである。 本発明の第３実施形態に係る無線送受信回路によるデータの受信処理の手順を示すフローチャートである。 本発明の第３実施形態に係る無線送受信回路によるデータの送信処理の手順を示すフローチャートである。 本発明の第４実施形態に係る無線送受信回路の構成を示すブロック図である。 本発明の第４実施形態に係る無線送受信回路によるデータの受信処理の手順を示すフローチャートである。 本発明の第４実施形態に係る無線送受信回路によるデータの送信処理の手順を示すフローチャートである。 本発明の第５実施形態に係る発振装置の構成を示すブロック図である。

（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。図１は、第１実施形態に係る発振装置１０の構成を示すブロック図である。図２は、図１の誤差周波数検出部１２の構成を示すブロック図である。図３は、図１の補正信号発生部１４と信号合成部１６の構成を示すブロック図である。

第１実施形態に係る発振装置１０は、発振周波数が制御不可である発振器１１と、発振器１１の発振信号ＬＳ１（以下、一次信号ともいう）を、一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１の所定周波数に対する差に応じて周波数変換し、二次信号ＬＳ２を発生する二次信号発生部２０とを有する。発振周波数が制御不可である発振器１１とは、電圧に応じて発振周波数を可変可能なVCO（Voltage-Controlled Oscillator：電圧制御発振器）等ではなく、典型的にはＳＡＷ発振器である。以下、発振周波数が制御不可な発振器１１はＳＡＷ発振器１１とする。なお、発振周波数が制御不可である発振器１１は、サファイア、ダイヤモンド等を振動子とする発振器であってもよい。

既に述べたように、ＳＡＷ発振器１１の発振周波数ｆ１は物理的な衝撃等の種々の要因により、予め決められているＳＡＷ発振器１１の固有の周波数ｆ０に対してその周波数ｆ０の0.01%程度の範囲内で変動する（式（１））。ここでは、ＳＡＷ発振器１１の固有周波数ｆ０に対する、ＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１の誤差周波数をｆ_ｅｒｒと表記する。理想的には、誤差周波数ｆ_ｅｒｒはゼロである。

ｆ１=ｆ０+ｆ_ｅｒｒ （１）
これに対して、式（２）に示すように、目標周波数ｆ_ｔｇｔは、固有周波数ｆ０に対して周波数ｆｓシフトした周波数である。周波数ｆｓ（以下、シフト周波数ｆｓともいう）は、好適にはＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号の周波数ｆ１の±５％程度の範囲から選択された周波数である。なお、目標周波数ｆ_ｔｇｔは固有周波数ｆ０であってもよい。

ｆ_ｔｇｔ =ｆ０+ｆｓ （２）
二次信号発生部２０は、ＳＡＷ発振器１１の一次信号ＬＳ１に対してフィードフォワード処理を実行し、一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１又はそれに応じた周波数の基準周波数ｆ_ｒｅｆに対する誤差周波数ｆ_ｅｒｒを検出し、その誤差周波数ｆ_ｅｒｒに応じて一次信号ＬＳ１から目標周波数ｆ_ｔｇｔの二次信号ＬＳ２を発生する。

二次信号発生部２０は、一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１又はそれに応じた周波数の、ＳＡＷ発振器１１の固有周波数ｆ０に対する誤差周波数ｆ_ｅｒｒを検出する誤差周波数検出部１２、誤差周波数ｆ_ｅｒｒに応じた周波数の補正信号LScorを発生する補正信号発生部１４、一次信号ＬＳ１に補正信号LScorを合成する信号合成部１６、及び信号合成部１６の後段に設けられる、目標周波数ｆ_ｔｇｔを中心とした通過帯域を有するＢＰＦ１８を有する。誤差周波数検出部１２と補正信号発生部１４とは、デジタルシグナルプロセッサ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ：ＤＳＰ）等のデジタル信号処理を行うためのマイクロプロセッサに実装される。なお、ＤＳＰに代えてＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）などを用いるような構成としてもよい。ただし、発振装置１０は一次信号ＬＳ１に対するフィードフォワード処理がなされるため、誤差周波数検出部１２と補正信号発生部１４とには高速な処理が求められる。それに対応するためにＤＳＰを用いることが好ましい。

誤差周波数検出部１２は、アナログーデジタル変換部（ＡＤＣ）１２１、乗算器１２２、ＮＣＯ１２３、基準周波数出力部１２４、ローパスフィルタ(ＬＰＦ)１２５、及び誤差周波数演算部１２６を有する。誤差周波数検出部１２による誤差周波数ｆ_ｅｒｒの算出には、より具体的には、基準周波数ｆ_ｒｅｆのＮ倍（Ｎは任意の数）が固有周波数ｆ０となる、あるいは、基準周波数ｆ_ｒｅｆの周波数の１／Ｎが固有周波数ｆ０となる、といったように、基準周波数ｆ_ｒｅｆを利用する。

ＡＤＣ１２１は、ＳＡＷ発振器１１から出力される一次信号ＬＳ１をデジタル一次信号ＬＳ１´に変換する。なお、ＳＡＷ発振器１１の発振周波数ｆ０が後述の基準周波数ｆ_ｒｅｆより高いため、ＡＤＣ１２１はアンダーサンプリングにより一次信号ＬＳ１をデジタル一次信号ＬＳ１´に変換することを想定する。

基準周波数出力部１２４は、基準周波数ｆ_ｒｅｆの波形を示すデジタル基準信号LSrefを発生する。デジタル基準信号LSrefは、例えば水晶発振器の発振信号等をデジタル変換した信号である。なお、先に述べたように、発振装置１０は、無線送受信回路において用いられるローカル発振器出力信号を得ることを目的としている。そのため、発振装置１０の二次信号ＬＳ２の目標周波数ｆ_ｔｇｔは、数百メガヘルツから数ギガヘルツといった、高い周波数帯である。一方で、基準周波数ｆ_ｒｅｆは、目標周波数ｆ_ｔｇｔよりも低い、数十メガヘルツ程度でよい。数十メガヘルツ程度であれば、水晶発振器により基準周波数ｆ_ｒｅｆの発振信号を安定して出力することができる。基準周波数出力部１２４により発生されたデジタル基準信号LSrefはＮＣＯ１２３に入力される。

ＮＣＯ１２３は乗算器１２２とともに、ＡＤＣ１２１により変換されたデジタル一次信号ＬＳ１´に対してPLL回路を構成する。乗算器１２２は、デジタル一次信号ＬＳ１´とＮＣＯ１２３の出力信号とを乗算する。乗算器１２２の出力信号は、ＮＣＯ１２３とＬＰＦ１２５とに入力される。ＮＣＯ１２３は、基準周波数ｆ_ｒｅｆにより動作し、一次信号ＬＳ１の周波数と位相とを表す周波数信号を出力する。ＮＣＯ１２３は基準周波数ｆ_ｒｅｆにより動作し、発振器出力の周波数は基準周波数を元に検出される。

ＬＰＦ１２５は、乗算器１２２の後段に挿入される。ＬＰＦ１２５は、乗算器１２２から出力された周波数を示す値に含まれる高い周波数のノイズを除去する。一般的に、PLL回路のループ帯域はできるだけ広いほうが好ましい。ループ帯域が広いほどデジタルＮＣＯ１２３は忠実にＳＡＷ発振器１１の出力に追従する。ただし、ループ帯域を広くするほどＡＤＣ１２１の変換ノイズに起因してＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１に追従する一方で高いオフセット周波数にてノイズを生じる。従来の位相同期回路でも耐衝撃性を高めるためにループ帯域を広くすると高いオフセット周波数でノイズを生じる。ただし、従来の位相同期回路では高いオフセット周波数のノイズを除去するためにLPFを挿入することは難しい。従来の位相同期回路はフィードバック制御であり、LPF挿入により制御が不安定になる。

誤差周波数演算部１２６は、デジタル基準信号とデジタル一次信号とに基づいて、誤差周波数ｆ_ｅｒｒを演算する。具体的には、誤差周波数演算部１２６は、デジタル基準信号とデジタル一次信号に基づいて、一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１の値を特定し、固有周波数ｆ０の値に対して、特定した周波数の値を減算する。それにより、誤差周波数ｆ_ｅｒｒが演算される。式（３）に示すように、誤差周波数ｆ_ｅｒｒは、ＳＡＷ発振器１１の固有周波数ｆ０とＳＡＷ発振器１１から実際に出力された一次信号の周波数ｆ１との差である。ｆ_ｅｒｒ=ｆ０−ｆ１ (３)
また、誤差周波数演算部１２６は、誤差周波数ｆ_ｅｒｒとシフト周波数ｆｓとに基づいて、補正周波数ｆ_ｃｏｒを演算する。シフト周波数ｆｓは、目標周波数ｆ_ｔｇｔとＳＡＷ発振器１１の固有周波数ｆ０との差である。式（４）に示すように、補正周波数ｆ_ｃｏｒは、誤差周波数ｆ_ｅｒｒとシフト周波数ｆｓとの和である。つまり、補正周波数ｆ_ｃｏｒは、ＳＡＷ発振器１１から実際に出力された一次信号ＬＳ１の周波数の、目標周波数ｆ_ｔｇｔに対する差で表せる。誤差周波数ｆ_ｅｒｒは固有周波数ｆ０の0.01%程度であり、シフト周波数ｆｓは周波数ｆ０の5%程度である。周波数ｆ０が1ギガヘルツ程度のとき、補正周波数ｆ_ｃｏｒは、数十メガヘルツ程度である。ｆ_ｃｏｒ=ｆ_ｅｒｒ+ｆｓ=(ｆ０−ｆ１)+( ｆ_ｔｇｔ−ｆ０)= ｆ_ｔｇｔ−ｆ１
補正信号発生部１４は、基準周波数出力部１４１、デジタル補正信号発生部１４３及びデジタルーアナログ変換部１４５（ＤＡＣ１４５）を有する。なお、補正信号発生部１４の基準周波数出力部１４１は、誤差周波数検出部１２の基準周波数出力部１２４と共用されてもよい。デジタル補正信号発生部１４３は、誤差周波数ｆ_ｅｒｒに応じた周波数の波形を示すデジタル補正信号LScorを発生する。具体的には、デジタル補正信号発生部１４３は、誤差周波数ｆ_ｅｒｒとシフト周波数ｆｓとに基づいて計算された補正周波数ｆ_ｃｏｒの波形を示すデジタル補正信号LScorを発生する。ＤＡＣ１４５は、デジタル補正信号LScorをアナログ補正信号LScor´に変換する。

デジタル補正信号発生部１４３は、典型的にはNCOで構成される。デジタル補正信号発生部１４３は、基準周波数ｆ_ｒｅｆにより駆動し、補正周波数ｆ_ｃｏｒに応じたデジタル補正信号LScorを発生する。デジタル補正信号発生部１４３は、２つの出力端子を備える。デジタル補正信号発生部１４３は補正周波数ｆ_ｃｏｒに応じた、位相が９０度異なる２つの正弦波をそれぞれ示すデジタル補正信号LScor1、LScor2を出力する。

ＤＡＣ１４５は、ここでは２つのＤＡＣ１４６,１４７から構成される。ＤＡＣ１４６は、デジタル補正信号発生部１４３から出力されたデジタル補正信号LScor1をデジタルーアナログ変換し、アナログ補正信号LScor1´を発生する。ＤＡＣ１４７は、デジタル補正信号発生部１４３から出力されたデジタル補正信号LScor2をデジタルーアナログ変換し、アナログ補正信号LScor2´を発生する。

信号合成部１６は、９０度移相器１６１と乗算器１６３、１６５と加算器１６７とを有する。信号合成部１６は、典型的には直交変調器もしくはIQ変調器で提供される。９０度移相器１６１は、ＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１の位相を９０度変化させた一次信号ＬＳ１１を発生する。乗算器１６３は、ＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１とＤＡＣ１４６から出力されたアナログ補正信号LScor1´とを乗算し、乗算信号ＬＳ２１を発生する。乗算器１６５は、９０度移相器１６１から出力された９０度位相が変化された一次信号ＬＳ１１とＤＡＣ１４７から出力されたアナログ補正信号LScor2´とを乗算し、乗算信号ＬＳ２２を発生する。加算器１６７は、乗算器１６３から出力された乗算信号ＬＳ２１と乗算器１６５から出力された信号ＬＳ２２とを加算し、二次信号ＬＳ２を発生する。

例えば、デジタル補正信号発生部１４３により、位相0度のデジタル補正信号LScor1と、位相90度のデジタル補正信号LScor2とが発生されるよう設定したとき、信号合成部１６から出力された二次信号ＬＳ２は、図４に示すようなスペクトル分布を有する。すなわち信号合成部１６から出力された二次信号ＬＳ２の周波数ｆ２は、ＳＡＷ発振器１１の一次信号の周波数ｆ１よりも、補正周波数ｆ_ｃｏｒ分低い周波数にシフトされる。

一方、デジタル補正信号発生部１４３により、位相90度のデジタル補正信号LScor1と、位相0度のデジタル補正信号LScor2とが発生されるよう設定したとき、信号合成部１６から出力された二次信号ＬＳ２は、図６示すようなスペクトル分布を有する。すなわち信号合成部１６から出力された二次信号ＬＳ２の周波数ｆ２は、ＳＡＷ発振器１１の一次信号の周波数ｆ１よりも、補正周波数ｆ_ｃｏｒ分高い周波数にシフトされる。

なお、デジタル補正信号発生部１４３から信号合成部１6にかけて実行される処理により、二次信号ＬＳ２の周波数を一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１よりも高い周波数にシフトさせるか、又は一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１よりも低い周波数にシフトさせるかは、補正周波数ｆ_ｃｏｒの符号に従って選択される。補正周波数ｆ_ｃｏｒの符号が負のとき、デジタル補正信号発生部１４３から信号合成部１６にかけて実行される処理により、二次信号ＬＳ２の周波数ｆ２は、一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１よりも低い周波数にシフトさせる。補正周波数ｆ_ｃｏｒの符号が正のとき、デジタル補正信号発生部１４３から信号合成部１６にかけて実行される処理により、二次信号ＬＳ２の周波数ｆ２は一次信号の周波数ｆ１よりも高い周波数にシフトさせる。

ＢＰＦ１８は、ＳＡＷ発振器１１のローカルリーク信号と信号合成部１６により発生される二次信号ＬＳ２のイメージ信号とを減少する。これは、信号合成部１６、例えばI信号合成部（ＩＱ変調器）１６は製造誤差で、イメージ信号とローカルリーク信号と呼ばれる意図しない成分を出力する。これらはＳＡＷ発振器１１のスペクトル純度を劣化させる要因となる。そのため、信号合成部１６の後段にＢＰＦ１８を設け、信号合成部１６から出力された二次信号ＬＳ２をＢＰＦ１８を通過させる。ＢＰＦ１８通過後の二次信号ＬＳ２をＬＳ２´と表記する。これにより、例えば、図４に示すような周波数スペクトル分布を有する二次信号ＬＳ２は、ＢＰＦ１８を通過させることで、図５に示すような周波数スペクトル分布を示す。同様に、図６に示すような周波数スペクトル分布を有する二次信号ＬＳ２は、ＢＰＦ１８を通過させることで、図７に示すような周波数スペクトル分布を示す。第１実施形態のように、固有周波数が目標周波数ｆ_ｔｇｔとは異なるＳＡＷ発振器１１を用い、目標周波数ｆ_ｔｇｔとＳＡＷ発振器１１の固有周波数ｆ０との間のシフト周波数ｆｓと誤差周波数ｆ_ｅｒｒとの和で表される補正周波数ｆ_ｃｏｒを数十メガヘルツになるようにすることで、二次信号ＬＳ２の周波数ｆ２をローカルリーク信号の周波数とイメージ信号の周波数とに対して離間させ、これにより誘電体共振タイプのバンドパスフィルタで容易にローカルリークとイメージ周波数を除去できる。

なお、ローカルリーク信号の信号強度とイメージ信号の信号強度とが二次信号ＬＳ２の信号強度に対して十分小さい場合や、ローカルリーク信号の周波数とイメージ信号の周波数とが二次信号ＬＳ２の周波数ｆ２に対して十分離間されているような場合など、信号合成部１６から発生されるローカルリーク信号とイメージ信号とを無視してもよい場合は、ＢＰＦ１８は省略してもよい。

図８は、二次信号発生部２０によるＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１の補正処理を示すフローチャートである。ステップＳ１１において、ＡＤＣ１２１により、ＳＡＷ発振器から出力された一次信号ＬＳ１がデジタル一次信号ＬＳ１´に変換される。ステップＳ１２において、デジタル一次信号ＬＳ１´と基準周波数信号LSrefとに基づいて、誤差周波数ｆ_ｅｒｒが検出される。ステップＳ１３において、誤差周波数ｆ_ｅｒｒに応じた、具体的には誤差周波数ｆ_ｅｒｒとシフト周波数ｆｓとに基づいて計算された補正周波数ｆ_ｃｏｒの波形を示すデジタル補正信号LScorがデジタル補正信号発生部１４３により発生される。ステップＳ１４において、ＤＡＣ１４５により、デジタル補正信号LScorがアナログ補正信号LScor´に変換される。ステップＳ１５において、信号合成部１６により、ＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１に対して、アナログ補正信号LScor´が合成される。ステップＳ１５の処理の結果、ＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１から二次信号ＬＳ２が発生される。二次信号ＬＳ２は、目標周波数ｆ_ｔｇｔを持つものとなる。

以上のようにして、第１実施形態に係る発振装置１０は、ＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１に補正周波数ｆ_ｃｏｒの補正信号を合成し、それにより目標周波数ｆ_ｔｇｔを持つ二次信号ＬＳ２を出力することができる。第１実施形態に係る二次信号発生部２０による処理により、ＳＡＷ発振器１１のもつスペクトル純度を活かしながら周波数を安定化させることができる。

また、第１実施形態係る発振装置１０の二次信号発生部２０は、ＳＡＷ発振器１１のような周波数を意図して可変させることが困難な発振器の発振周波数を、シフト周波数ｆｓを変化させることで、意図して可変することを実現する回路といえる。その周波数可変幅が大きいとき、ＳＡＷ発振器１１の発振信号のスペクトル純度が補正信号発生部１４で発生される補正信号により悪化する。そのため、シフト周波数ｆｓは、発振器の固有周波数の±５％程度の範囲が適用である。しかしながら、シフト周波数ｆｓは、この範囲内でしか可変させてはいけない訳ではなく、ＳＡＷ発振器１１のスペクトル純度を大きく劣化させてもよいのであれば、上記範囲よりも大きな可変幅で使用してもよい。

（第２実施形態）
第２実施形態に係る無線送受信回路は、ローカル発振器として第１実施形態に係る発振装置１０を備える。第２実施形態に係る無線送受信回路では、第１実施形態に係る発振装置１０により発生された二次信号とベースバンド出力信号とを乗算し、送信信号を生成する。また、第１実施形態に係る発振装置１０により発生された二次信号と受信信号とを乗算し、ベースバンド入力信号を生成する。

図９は、第２実施形態に係る無線送受信回路の構成を示すブロック図である。第２実施形態に係る無線送受信回路は、無線信号の送受信を行うアンテナ７０とＲＦフロントエンド回路３０とベースバンド処理部４０とを備える。ＲＦフロントエンド回路３０は、アンテナ７０によって受信した受信信号ＲＳ_ｒｃｖをベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎに変換し、また、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔをアンテナ７０によって送信する送信信号ＲＳ_ｓｎｄに変換する。ベースバンド処理部４０は、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎを復調しシステム７１への入力データＤ_ｉｎを生成する。また、ベースバンド処理部４０は、システム７１から出力された出力データＤ_ｏｕｔを変調し、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔを生成する。

ＲＦフロントエンド回路３０は、ＳＡＷ発振器１１と、二次信号発生部２０と、アンテナ７０による送受信を切り替える送受信切り替えスイッチ３９と、受信信号ＲＳ_ｒｃｖより必要な周波数帯の信号を抽出するバンドパスフィルタ３１と、発振装置１０から出力された二次信号ＬＳ２とバンドパスフィルタ３１の処理後の受信信号ＲＳ_ｒｃｖとを乗算し、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎを生成する乗算器３３と、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎをデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換部（ＡＤＣ）３５と、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔをアナログ信号に変換するデジタル−アナログ変換部（ＤＡＣ）３４と、発振装置１０から出力された二次信号ＬＳ２とアナログ信号に変換されたベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔとを乗算し、送信信号ＲＳ_ｓｎｄを生成する乗算器３２とを有する。

ベースバンド処理部４０は、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎを復調し、システム７１への入力データＤ_ｉｎを出力する復調部４１と、システム７１からの出力データＤ_ｏｕｔを変調し、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔを出力する変調部４２とを有する。

ここで、システム７１は、無線通信によるデータの送受信を要求する、任意のシステムである。例えば、第２実施形態に係る無線送受信回路を携帯電話やスマートフォン端末などに用いる場合には、システム７１は、ＯＳ（Ｏｐｅｒａｔｉｎｇ ７１ｔｅｍ、基本ソフトウェア）による入出力や、それを介した種々のアプリケーションプログラムであり得る。あるいは、第２実施形態に係る無線送受信回路を携帯電話等の基地局に用いる場合には、それを管理するシステムであり得る。また、二次信号ＬＳ２は、先に説明したように、ＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１を補正し、安定化させた、目標周波数ｆ_ｔｇｔを持つ信号である。

図１０は、第２実施形態に係る無線送受信回路によるＲＦ信号の受信処理の手順を示すフローチャートである。図１０では、アンテナ７０により受信した受信信号ＲＳ_ｒｃｖを復調し、入力データＤ_ｉｎを得るまでの処理手順が記されている。まず、ステップＳ２１で、受信信号ＲＳ_ｒｃｖにバンドパスフィルタ３１を適用することにより、受信信号ＲＳ_ｒｃｖより必要な周波数帯の信号のみが抽出される。そして、ステップＳ２２に進み、乗算器３３によってバンドパスフィルタ適用後の受信信号ＲＳ_ｒｃｖと二次信号ＬＳ２とが乗算され、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎが生成される。ステップＳ２３でベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎがデジタル信号に変換される。そして、ステップＳ２４で、デジタル信号に変換されたベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎが復調され、システム７１への入力データＤ_ｉｎが生成される。以上のようにして、第２実施形態に係る無線送受信回路によって、受信信号ＲＳ_ｒｃｖの復調処理を行い、システム７１への入力データＤ_ｉｎを得ることができる。

図１１は、第２実施形態に係る無線送受信回路によるＲＦ信号の送信処理の手順を示すフローチャートである。図１１では、システム７１の出力データＤ_ｏｕｔを変調し、送信信号ＲＳ_ｓｎｄを得るまでの処理手順が記されている。ステップＳ３１で、システム７１から出力された出力データＤ_ｏｕｔが変調され、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔが生成される。ステップＳ３２で、ＤＡＣ３４によってベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔがアナログ信号に変換される。ステップＳ３３で、アナログ信号へと変換されたベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔと、発振装置１０から出力された二次信号ＬＳ２とが乗算器３２により乗算され、アンテナ７０からの送信信号ＲＳ_ｓｎｄが生成される。以上のようにして、第２実施形態に係る無線送受信回路によって、システム７１からの出力データＤ_ｏｕｔの変調処理を行い、送信信号ＲＳ_ｓｎｄを得ることができる。なお、図１０の受信処理と、図１１に示す送信処理は、送受信切り替えスイッチ３９を切り替えることによってそれぞれ行うことができる。

このように、第１実施形態に係る発振装置１０を組み込んだ無線送受信回路を構成することができる。これにより、第１実施形態に係る発振装置１０の効果を得られ、例えばＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号の周波数が、外部からの衝撃や温度変化によって変動した場合であっても、二次信号発生部２０のフィードフォワード処理により、その変動分を補正し、高いスペクトル純度を持つというＳＡＷ発振器の利点を活かすことができる。

（第３実施形態）
第３実施形態に係る無線送受信回路は、第１実施形態に係る発振装置１０の構成を利用して、第２実施形態に係る無線送受信回路の回路構成の規模を縮小したものである。
図１２は、第３実施形態に係る無線送受信回路の構成を示すブロック図である。なお、同実施形態において、第２実施形態と基本的に同一の構成要素については、同一符号を付してその説明を簡略化する。

第３実施形態に係る無線送受信回路は、無線信号の送受信を行うアンテナ７０とＲＦフロントエンド回路５０とベースバンド処理部６０とを備える。ＲＦフロントエンド回路５０は、アンテナ７０によって受信した受信信号ＲＳ_ｒｃｖをベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎに変換し、また、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔをアンテナ７０によって送信する送信信号ＲＳ_ｓｎｄに変換する。ベースバンド処理部６０は、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎを復調しシステム７１への入力データＤ_ｉｎを生成する。また、ベースバンド処理部４０は、システム７１から出力された出力データＤ_ｏｕｔを変調し、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔを生成する。

ＲＦフロントエンド回路５０は、ＳＡＷ発振器１１と、アンテナ７０による送受信を切り替える送受信切り替えスイッチ３９と、受信信号ＲＳ_ｒｃｖより必要な周波数帯の信号を抽出するバンドパスフィルタ３１と、ＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１とバンドパスフィルタ３１の処理後の受信信号ＲＳ_ｒｃｖとを乗算し、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎを生成する乗算器３３と、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎをデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換部（ＡＤＣ）３５と、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔをアナログ信号に変換するデジタル−アナログ変換部（ＤＡＣ）３４と、ＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１とアナログ信号に変換されたベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔとを乗算し、送信信号ＲＳ_ｓｎｄを生成する乗算器３２とを有する。

ベースバンド処理部６０は、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎを復調し、システム７１への入力データＤ_ｉｎを出力する復調部４１と、システム７１からの出力データＤ_ｏｕｔを変調し、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔを出力する変調部４２とを有する。

更に、ベースバンド処理部６０は、ＳＡＷ発振器１１の固有周波数ｆ０とＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１との誤差である、誤差周波数ｆ_ｅｒｒを検出する誤差周波数検出部４３と、誤差周波数ｆ_ｅｒｒとシフト周波数ｆｓとに基づいて計算された補正周波数ｆ_ｃｏｒに応じたデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒを生成するデジタル補正信号発生部４５と、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎにデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒを合成するデジタル信号合成部４６と、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔにデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒを合成するデジタル信号合成部４７とを備える。デジタル信号合成部４６は、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎとデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒとを合成するために乗算器とフィルタとで構成される。式（５）、（６）に示すように、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎとデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒとを乗算した信号には、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎの周波数とデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒの周波数との差で表される周波数成分とベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎの周波数とデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒの周波数との和で表される周波数成分との２つの周波数成分が含まれる。２つの周波数成分のうち一方が、フィルタにより除去又は信号レベルが低下される。ＢＳ_ｉｎ − ＬＳ_ｃｏｒ （５）ＢＳ_ｉｎ + ＬＳ_ｃｏｒ （６）
デジタル信号合成部４７は第１実施形態に係る発振装置１０の信号合成部１６をデジタル演算で実現したものであり、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔの周波数を補正周波数ｆ_ｃｏｒだけ低い周波数にシフトさせるか、又は補正周波数ｆ_ｃｏｒだけ高い周波数にシフトさせるかを容易に変更、選択することができる。これにより、後にステップＳ６４にてベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔと一次信号ＬＳ１とを合成した際に、誤差周波数ｆ_ｅｒｒを補正した上で、必要であれば周波数シフトさせた送信信号ＲＳ_ｓｎｄを得ることができる。

目標周波数ｆ_ｔｇｔは、送受信を行う周波数帯域に応じてローカル発振器に要求される周波数であり、無線送受信回路によって送受信を行う周波数帯に応じて、予め決定された値である。一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１と目標周波数ｆ_ｔｇｔは、ＳＡＷ発振器１１にかかる外部衝撃や温度変化等の影響と通信を行いたい周波数の変化に応じて、差が生じる。

第３実施形態において、ＲＦフロントエンド回路５０でＳＡＷ発振器１１から出力される一次信号ＬＳ１の周波数を補正せず、そのままローカル発振器の出力として用いる。そして、ベースバンド処理部６０内において、デジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒが復調処理前の信号に合成され、また変調処理後の信号にも合成される。

図１３は、第３実施形態に係る無線送受信回路による誤差検出処理の手順を示すフローチャートである。図１３のフローチャートでは、ＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１と固有周波数ｆ０との間に発生する誤差を検出する手順を記している。ステップＳ４１で、誤差周波数検出部４３により、ＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１がデジタル変換される。ステップＳ４２で、誤差周波数検出部４３により、デジタル信号に変換された一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１と、通信したい周波数帯に応じて要求されローカル発振器の周波数、との間の周波数差ｆ_ｃｏｒが検出される。周波数差ｆ_ｃｏｒが補正信号の周波数（補正周波数）となる。ステップＳ４３で、デジタル補正信号発生部４５により、周波数差ｆ_ｃｏｒに応じた周波数の正弦波を示すデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒが生成される。なお、第３実施形態に係る無線送受信回路による誤差検出処理は、第１実施形態に係る発振装置１０の二次信号発生部２０により、一次信号からデジタル補正信号を生成するまでの処理と同様である。このようにして生成したデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒは、後に説明する復調処理及び変調処理における補正処理に利用する。

図１４は、第３実施形態に係る無線送受信回路によるＲＦ信号の受信処理の手順を示すフローチャートである。図１４では、アンテナ７０により受信した受信信号ＲＳ_ｒｃｖを復調し、入力データＤ_ｉｎを得るまでの処理手順が記されている。ステップＳ５１で、受信信号ＲＳ_ｒｃｖにバンドパスフィルタ３１を適用することにより、受信信号ＲＳ_ｒｃｖより必要な周波数帯の信号のみが抽出される。ステップＳ５２で、乗算器３３によってバンドパスフィルタ適用後の受信信号ＲＳ_ｒｃｖと一次信号ＬＳ１とが合成され、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎが生成される。なお、一次信号ＬＳ１を受信信号ＲＳ_ｒｃｖのダウンコンバートに用いているため、この時点においては、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎには、一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１と目標周波数ｆ_ｔｇｔとの間に生じる誤差成分が含まれている。ステップＳ５３でベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎがデジタル信号に変換される。ステップＳ５４で、デジタル信号合成部４６により、デジタル信号に変換されたベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎとデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒとが合成される。これにより、一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１と目標周波数ｆ_ｔｇｔとの間に生じる誤差成分が補正される。そして、ステップＳ５５で、デジタル信号合成部４６から出力されたデジタル信号が復調部４１により復調され、システム７１への入力データＤ_ｉｎが生成される。

図１５は、第３実施形態に係る無線送受信回路によるＲＦ信号の送信処理の手順を示すフローチャートである。図１５では、システム７１の出力データＤ_ｏｕｔを変調し、送信信号ＲＳ_ｓｎｄを得るまでの処理手順が記されている。ステップＳ６１で、システム７１から出力された出力データＤ_ｏｕｔが変調され、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔが生成される。なお、この時点においては、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔには、一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１と目標周波数ｆ_ｔｇｔとの間の誤差周波数が含まれていない。ステップＳ６２で、デジタル信号合成部４７により、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔとデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒとが合成される。これにより、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔに誤差周波数に応じた補正信号が含められる。具体的には、一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１が目標周波数ｆ_ｔｇｔよりも小さかった場合（ｆ_ｔｇｔ＞ｆ１）には、デジタル信号合成部４７の乗算処理により、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔの周波数は補正周波数ｆ_ｃｏｒだけ高い周波数にシフトされる。一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１が目標周波数ｆ_ｔｇｔよりも大きかった場合（ｆ_ｔｇｔ＜ｆ１）には、デジタル信号合成部４７の乗算処理により、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔの周波数は補正周波数ｆ_ｃｏｒだけ低い周波数にシフトされる。

そして、ステップＳ６３で、ＤＡＣ３４によってベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔがアナログ信号に変換される。ステップＳ６４で、アナログ信号へと変換されたベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔと一次信号ＬＳ１とが乗算器３２により乗算され、アンテナ７０からの送信信号ＲＳ_ｓｎｄが生成される。一次信号ＬＳ１に含まれる誤差周波数が、ステップＳ６２においてベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔに含められたデジタル補正信号により補正され、送信信号ＲＳ_ｓｎｄは誤差の影響を受けないものとなる。なお、図１４の受信処理と、図１５に示す送信処理は、送受信切り替えスイッチ３９を切り替えることによってそれぞれ行うことができる。

以上のように、第３実施形態における無線送受信を用いることにより、ＳＡＷ発振器１１をそのままローカル発振器として用いても、ベースバンド処理部６０内におけるデジタル演算によって、ＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号に含まれる誤差周波数を補正した上で、必要であれば周波数をシフトさせることができる。

第３実施形態に係る無線送受信回路は、第２実施形態に係る無線送受信回路に用いられた発振装置１０のアナログ処理部とデジタル処理部とを分離し、それぞれをＲＦフロントエンド回路５０とベースバンド処理部６０とに含めた構成である。このような構成にすることで、発振装置１０においてデジタル補正信号をアナログ信号に変換するＤＡＣと、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔをアナログ信号に変換するためのＤＡＣとを単一のＤＡＣで兼用させることができる。それにより、第３実施形態に係る無線送受信回路は、第２実施形態に比べて、回路の小規模化や省電力化ができる。

また、ベースバンド処理部６０はＤＳＰによって実現され、デジタル演算を行う。そのため、ベースバンド処理部６０内に誤差補正用のデジタル信号合成部４６、４７などの機能の追加を、ＤＳＰ内の論理的な処理ブロックの追加によって簡単に実現できる。そのため、アナログ素子としての乗算器などを追加する場合と比較して、回路規模や消費電力、生産コストの増加を抑えることができる。

また、乗算器３２、３３、ＡＤＣ３５、ＤＡＣ３４、復調部４１、変調部４２、誤差周波数検出部４３などを単一のＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ、集積回路）として構成すれば、無線送受信回路を更に小規模化することができる。

なお、第３実施形態においても、システム７１は無線通信によるデータの送受信を要求する、任意のシステムであってよく、第３実施形態に係る無線送受信回路は、携帯電話やスマートフォン端末などのような端末装置から、携帯電話等の基地局のような設備まで、種々の無線通信機器に用いることができる。

（第４実施形態）
第４実施形態に係る無線送受信回路は、２系統の送受信回路を備え、ＭＩＭＯ技術に対応する。それにより、第４実施形態に係る無線送受信回路は、１系統の送受信回路を用いる場合よりも通信容量を大容量化することができるものである。

図１６は、第４実施形態に係る無線送受信回路を示すブロック図である。なお第４実施形態において、第２、第３実施形態と基本的に同一の構成要素については、同一符号を付してその説明を簡略化する。

図１６に示すように、第４実施形態に係る無線送受信回路は、無線信号の送受信を行う２つのアンテナ４００、５００と、ＲＦフロントエンド回路２００と、ベースバンド処理部３００とを有する。ＲＦフロントエンド回路２００は、アンテナ４００，５００で受信した受信信号ＲＳ_ｒｃｖ１、ＲＳ_ｒｃｖ２をそれぞれベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎ１、ＢＳ_ｉｎ２に変換する。また、ＲＦフロントエンド回路２００は、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔ１、ＢＳ_ｏｕｔ２をアンテナ４００、５００によって送信する送信信号ＲＳ_ｓｎｄ１、ＲＳ_ｓｎｄ２に変換する。ベースバンド処理部３００は、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎ１、ＢＳ_ｉｎ２を復調し、それぞれのデータを統合することによりシステム６００への入力データＤ_ｉｎを生成する。また、ベースバンド処理部３００は、システム６００から出力された出力データＤ_ｏｕｔを分割し、分割したそれぞれのデータを変調することにより、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔ１、ＢＳ_ｏｕｔ２を生成する。

ＲＦフロントエンド回路２００において、ＳＡＷ発振器２１０は第１、第２送受信系統で共用される。ＲＦフロントエンド回路２００は、２つの送受信系統で共用するＳＡＷ発振器２１０以外の構成を、２つの送受信系統でそれぞれ利用するために、２つずつ有している。

具体的には、ＲＦフロントエンド回路２００の第１送受信系統は、アンテナ４００による送受信を切り替える送受信切り替えスイッチ２０１と、受信信号ＲＳ_ｒｃｖ１より必要な周波数帯の信号を抽出するバンドパスフィルタ２７１と、ＳＡＷ発振器２１０から出力された一次信号ＬＳ_ｏｕｔ１とバンドパスフィルタ２７１による処理後の受信信号ＲＳ_ｒｃｖ１とを乗算し、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎ１を出力する乗算器２３１と、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎをデジタル信号に変換するＡＤＣ２５１と、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔ１をアナログ信号に変換するＤＡＣ２６１と、ＳＡＷ発振器２１０から出力された一次信号ＬＳ_ｏｕｔとアナログ信号に変換されたベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔ１とを乗算する乗算器２４１とを有する。

同様に、ＲＦフロントエンド回路２００の第２送受信系統は、アンテナ５００による送受信を切り替える送受信切り替えスイッチ２０２と、受信信号ＲＳ_ｒｃｖ２より必要な周波数帯の信号を抽出するバンドパスフィルタ２７２と、ＳＡＷ発振器２１０から出力された一次信号ＬＳ_ｏｕｔ２とバンドパスフィルタ２７２による処理後の受信信号ＲＳ_ｒｃｖ２とを乗算し、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎ２を出力する乗算器２３２と、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎ２をデジタル信号に変換するＡＤＣ２５２と、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔ２をアナログ信号に変換するＤＡＣ２６２と、ＳＡＷ発振器２１０から出力された一次信号ＬＳ_ｏｕｔとアナログ信号に変換されたベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔ２とを乗算する乗算器２４２とを有する。

ベースバンド処理部３００において、デジタル補正信号を生成するための誤差周波数検出部３３０とデジタル補正信号発生部３４０とは、第１、第２送受信系統で共用される。誤差周波数検出部３３０は、ＳＡＷ発振器２１０の固有周波数ｆ０と一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１との間の誤差である、誤差周波数ｆ_ｅｒｒを検出し、さらに誤差周波数ｆ_ｅｒｒにシフト周波数を加算して補正周波数ｆ_ｃｏｒを算出する。デジタル補正信号発生部３４０は、補正周波数ｆ_ｃｏｒに応じた周波数の波形を示すデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒを生成する。第３実施形態と同様に、図１３を参照して説明した手順に従って、一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１と目標周波数ｆ_ｔｇｔとの誤差の検出及びデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒの生成がなされる。そして、生成されたデジタル補正ＬＳ_ｃｏｒは、後に説明する復調処理及び変調処理における補正処理に利用される。

なお、ここで、目標周波数ｆ_ｔｇｔとは、送受信を行う周波数帯域に応じてローカル発振器に要求される周波数であり、無線送受信回路によって送受信を行う周波数帯に応じて、予め決定された値である。一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１と目標周波数ｆ_ｔｇｔは、ＳＡＷ発振器１１にかかる外部衝撃や温度変化等の影響と通信を行いたい周波数の変化に応じて、差が生じる。ベースバンド処理部３００は、２つの送受信系統で共用する誤差周波数検出部３３０とデジタル補正信号発生部３４０と以外の構成を、２つの送受信系統でそれぞれ利用するために、２つずつ有している。

具体的には、ベースバンド処理部３００の第１送受信系統は、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎ１を復調し、入力データＤ_ｉｎ１を生成する復調部３１１と、出力データＤ_ｏｕｔ１を変調し、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔ１を生成する変調部３２１と、デジタル信号に変換されたベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎ１にデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒを合成するデジタル信号合成部３６１と、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔ１にデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒを合成するデジタル信号合成部３７１とを有する。

同様に、ベースバンド処理部３００の第２送受信系統は、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎ２を復調し、入力データＤ_ｉｎ２を生成する復調部３１２と、出力データＤ_ｏｕｔ２を変調し、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔ２を生成する変調部３２２と、デジタル信号に変換されたベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎ２にデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒを合成するデジタル信号合成部３６２と、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔ２にデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒを合成するデジタル信号合成部３７２とを有する。

ベースバンド処理部３００は、アンテナ４００、５００によって発生した混信による影響を取り除くために、復調部３１１、３１２によって復調された入力データＤ_ｉｎ１、Ｄ_ｉｎ２の入力を受け付け、それぞれの入力データから混信データを分離する混信データ分離部３８０と、混信データ分離部３８０から出力された混信による影響を排した入力データＤ_ｉｎ１、Ｄ_ｉｎ２を統合し、システム６００への入力データＤ_ｉｎを生成するデータ統合部３９０と、システム６００からの出力データＤ_ｏｕｔを２つの出力データＤ_ｏｕｔ１、Ｄ_ｏｕｔ２に分割するデータ分割部３１０とを有する。

第４実施形態では、第３実施形態と同様に、ＲＦフロントエンド回路２００でＳＡＷ発振器２１０から出力される一次信号ＬＳ１の周波数を補正せず、そのままローカル発振器の出力として用いる。一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１とＳＡＷ発振器２１０の固有周波数ｆ０との間の誤差周波数ｆ_ｅｒｒと固有周波数ｆ０と目標周波数ｆ_ｔｇｔとの間のシフト周波数ｆｓとを補正するデジタル補正信号ＬＳｃｏｒは、ベースバンド処理部３００内において、復調処理前の信号と変調処理後の信号とに合成される。ＲＦ信号の受信処理において、ベースバンド処理部３００のデジタル信号合成部３６１，３６２の段階で、一次信号の周波数が補正される。また、ＲＦ信号の送信処理において、ベースバンド処理部３００内のデジタル信号合成部３７１，３７２の段階で、補正信号が含められ、補正信号が含められたベースバンド出力信号に一次信号を合成した段階で、一次信号の周波数が補正される。

図１７は、第４実施形態に係る無線送受信回路のＲＦ信号の受信処理の手順を示すフローチャートである。図１７では、アンテナ４００，５００でＲＦ信号を受信し、受信信号ＲＳ_ｒｃｖ１、ＲＳ_ｒｃｖ２を復調し、復調した受信信号ＲＳ_ｒｃｖ１、ＲＳ_ｒｃｖ２を統合し、入力データＤ_ｉｎを得るまでの手順が記されている。

ステップＳ７１では、第１送受信系統により、アンテナ４００によって受信した受信信号ＲＳ_ｒｃｖ１の入力データＤ_ｉｎ１が復調される。ステップＳ７１の受信処理は、第３実施形態の図１６を参照して説明した処理と同様の処理を、バンドパスフィルタ２７１、乗算器２３１、ＡＤＣ２５１、デジタル信号合成部３６１、復調部３１１を用いて行うものである。なお、ここでの復調処理は、図１４を参照して説明したように、ベースバンド処理部３００へと入力されたベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎ１とデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒとを乗算した後に行われる。これにより、ＳＡＷ発振器２１０から出力された一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１と目標周波数ｆ_ｔｇｔとの誤差に影響されず、入力データＤ_ｉｎ１を生成することができる。

ステップＳ７２では、第１送受信系統によるステップＳ７１と同様の処理が第２の送受信系統によりなされる。アンテナ５００によって受信した受信信号ＲＳ_ｒｃｖ２の入力データＤ_ｉｎ２への復調処理が、バンドパスフィルタ２７２、乗算器２３２、ＡＤＣ２５２、デジタル信号合成部３６２、復調部３１２を用いて行われる。
そして、ステップＳ７３で、ステップＳ７１とステップＳ７２とで生成された入力データＤ_ｉｎ１、入力データＤ_ｉｎ２が混信データ分離部３８０に入力され、アンテナ４００、５００による混信の影響が排される。

ステップＳ７４で、ステップＳ７３で混信データ分離部３８０から出力された混信の影響が排された入力データＤ_ｉｎ１、入力データＤ_ｉｎ２がデータ統合部３９０により統合され、システム６００への入力データＤ_ｉｎが生成される。生成された入力データＤ_ｉｎはシステム６００に入力される。

図１８は、第４実施形態に係る無線送受信回路によるＲＦ信号の送信処理の手順を示すフローチャートである。図１８では、システム６００から出力された出力データＤ_ｏｕｔを分割、変調し、送信信号ＲＳ_ｓｎｄ１、ＲＳ_ｓｎｄ２を得るまでの手順が記されている。

ステップＳ８１で、データ分割部３１０により、システム６００から出力された出力データＤ_ｏｕｔが第１送受信系統より出力するための出力データＤ_ｏｕｔ１と、第２送受信系統より出力するための出力データＤ_ｏｕｔ２へと分割される。

ステップＳ８２で、第１送受信系統により、出力データＤ_ｏｕｔ１がアンテナ４００による送信信号ＲＳ_ｓｎｄ１に変調される。ステップＳ８２の送信処理は、第３実施形態で図１５を参照して説明した処理と同様の処理を、変調部３２１、デジタル信号合成部３７１、ＤＡＣ２６１、乗算器２４１を用いて行うものである。なお、ここでの変調処理においては、図１５を参照して説明したように、変調部３２２によって出力データＤ_ｏｕｔ２が変調された後に、その変調後の出力データＤ_ｏｕｔ２とデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒとを乗算することによって、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔに予め一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１を補正する補正信号成分を含めておく。これにより、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔとローカル発振器の出力としての一次信号ＬＳ１とを乗算した際に、誤差周波数を補正した上で、必要であれば周波数をシフトさせることができる。

ステップＳ８３では、第１送受信系統によるステップＳ８２と同様の処理が第２送受信系統によりなされる。第２送受信系統により、出力データＤ_ｏｕｔ２のアンテナ５００からの送信信号ＲＳ_ｏｕｔ２への変調処理が、変調部３２２、デジタル信号合成部３７２、ＤＡＣ２６２、乗算器２４２を用いて行われる。

図１７に示したような受信処理と、図１８に示したような送信処理は、送受信切り替えスイッチ２０１，２０２を切り替えることによってそれぞれ行うことができる。

以上のように、第４実施形態に係る無線送受信回路を用いることにより、ＳＡＷ発振器の高いスペクトル純度を用いることによる通信の大容量化に加え、複数の送受信系統を用いることによる通信の大容量化を図ることができる。

第４実施形態においては２つの送受信系統を有する構成を例示したが、無線送受信回路が更に多くの送受信系統を備える構成としてもよい。これにより、通信容量をより大容量にすることができる。

なお、第４実施形態においても、システム６００は無線通信によるデータの送受信を要求する、任意のシステムであってよく、第４実施形態に係る無線送受信回路は、携帯電話やスマートフォン端末などのような端末装置から、携帯電話等の基地局のような設備まで、種々の無線通信機器に用いることができる。

また、変調部３２１、３２２において位相の制御を行い、アンテナ４００、５００から電波を送信する方向や距離などを制御する、ビームフォーミングが可能な構成としてもよい。このような構成とすれば、第４実施形態に係る無線送受信回路を携帯電話等の基地局設備に適用した場合にも、より効果的に電波を搬送することができる。

（第５実施形態）
第１実施形態に係る発振装置１０では、目標周波数ｆ_ｔｇｔと周波数が異なる固有周波数ｆ０のＳＡＷ発振器１１を用いることができる。目標周波数ｆ_ｔｇｔと周波数が異なる固有周波数ｆ０のＳＡＷ発振器１１を用いることで、目標周波数ｆ_ｔｇｔのＳＡＷ発振器１１を用いる場合に比べて、補正周波数fcorを意図的に大きくし、一次信号ＬＳ１と補正信号LScorとの合成後の二次信号ＬＳ２に含まれるローカルリーク信号の周波数とイメージ信号の周波数とを目標周波数ｆ_ｔｇｔから離間させることができる。それにより、二次信号にローカルリーク信号とイメージ信号とが含まれた状態であっても、二次信号ＬＳ２の周波数スペクトルの純度の劣化を抑制することができる。また、安価なＢＰＦ１８でも、二次信号ＬＳ２からローカルリーク信号とイメージ信号とを除去することが期待できる。このように、あえて目標周波数ｆ_ｔｇｔと周波数が異なる固有周波数ｆ０のＳＡＷ発振器１１を用いることで、安価なＢＰＦ１８を使用でき、又はＢＰＦ１８を省略することができる。

しかしながら、第１実施形態に係る発振装置１０は、目標周波数ｆ_ｔｇｔを可変可能なローカル発振器として使用することもできる。発振器から出力される信号の周波数と固有周波数との間の誤差を補正しなくてもよい場合、例えばそれほど高いスペクトル純度の発振信号が要求されない場合であれば、第１実施形態に係る発振装置１０の構成は簡略化されてもよい。

図１９は、第５実施形態に係る発振装置９１０の構成を示すブロック図である。第５実施形態に係る発振装置９１０は、発振周波数が制御不可である発振器９１１と二次信号発生部９２０とを有する。ここでは、発振周波数が制御不可である発振器９１１はＳＡＷ発振器とする。ＳＡＷ発振器９１１は一次信号を出力する。二次信号発生部９２０は、ＳＡＷ発振器９１１から出力された一次信号から二次信号を発生する。二次信号の周波数は、一次信号のそれとは異なる。

二次信号発生部９２０は、チャンネル信号出力部９１４と信号合成部９１６とを有する。チャンネル信号出力部９１４は、周波数の異なる複数のチャンネル信号を選択的に出力する。チャンネル信号出力部９１４は、第１実施形態の補正信号発生部１４と同様の構成を備える。すなわち、チャンネル信号出力部９１４は、ＣＰＵ等のシステムから指示されたチャンネルに応じた周波数とＳＡＷ発振器９１１の固有周波数との間の周波数差を示すデジタルチャンネル信号を生成し、生成したデジタルチャンネル信号をアナログチャンネル信号に変換する。信号合成部９１６は、ＳＡＷ発振器９１１から出力された一次信号とチャンネル信号出力部９１４から出力されたアナログチャンネル信号とを合成し、二次信号を発生する。信号合成部９１６により発生された二次信号の周波数は、システムから指示されたチャンネルに対応する周波数を有する。

以上説明した第５実施形態に係る発振装置９１０により、発振周波数が制御不可であった発振器、例えばＳＡＷ発振器から出力される信号の周波数を意図した周波数にシフトすることができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

１０…発振装置、１１…ＳＡＷ発振器、１２…誤差周波数検出部、１４…補正信号発生部、１６…信号合成部、１８…ＢＰＦ２０…二次信号発生部。

Claims (1)

1. 発振周波数が制御不可である発振器と、
   周波数の異なる複数のチャンネル信号を選択的に出力するチャンネル信号出力部と、
   前記発振器から出力された一次信号に前記チャンネル信号出力部から出力されたチャンネル信号を合成して二次信号を発生する信号合成部と、
   を具備することを特徴とする発振装置。

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