JP2018191272A - 送信装置、送信方法、受信装置、及び受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】シングルキャリアを用いたＭＩＭＯ通信における周波数ダイバーシチ効果を高めること。
【解決手段】送信装置が、第１のベースバンド信号と第２のベースバンド信号とにプリコーディング処理を施して、第１のプリコーデッド信号と第２のプリコーデッド信号とを生成するプリコーディング部と、第２のプリコーデッド信号を構成するシンボル系列の順序を反転させ、反転信号を生成する順序反転部と、第１のプリコーデッド信号と反転信号とを、それぞれ、異なるアンテナからシングルキャリアで送信する送信部と、を備える構成を採る。
【選択図】図２３

Description

本開示は、マルチアンテナを用いた通信を行う送信装置、送信方法、受信装置、及び受信方法に関する。

無線ＬＡＮ関連規格の１つであるＩＥＥＥ８０２．１１ａｄ規格は、６０ＧＨｚ帯のミリ波を用いる無線通信に関する規格である（非特許文献１）。ＩＥＥＥ８０２．１１ａｄ規格には、シングルキャリアによる送信が規定されている。

また、マルチアンテナを用いた通信技術の１つに、ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）がある（非特許文献２）。ＭＩＭＯを用いることにより、空間ダイバーシチ効果が高まり、受信品質が向上する。

IEEE802.11adTM -2012 2012年12月28日 "MIMO for DVB-NGH, the next generation mobile TV broadcasting," IEEE Commun. Mag., vol.57, no.7, pp.130-137, July 2013. IEEE802.11-16/0631r0 2016年5月15日 IEEE802.11-16/0632r0 2016年5月15日

しかしながら、シングルキャリアを用いたＭＩＭＯ通信では、周波数ダイバーシチ効果が十分に得られない場合がある。

本開示の非限定的な実施例は、シングルキャリアを用いたＭＩＭＯ通信における、周波数タイバーシチ効果を高めた送信装置、送信方法、受信装置及び受信方法の提供に資する。

本開示の一態様に係る送信装置は、第１のベースバンド信号と第２のベースバンド信号とにプリコーディング処理を施して、第１のプリコーデッド信号と第２のプリコーデッド信号とを生成するプリコーディング部と、前記第２のプリコーデッド信号を構成するシンボル系列の順序を反転させて、反転信号を生成する順序反転部と、前記第１のプリコーデッド信号と前記反転信号とを、それぞれ、異なるアンテナからシングルキャリアで送信する送信部と、を備える。

本開示の一態様に係る受信装置は、送信装置によってプリコーディング処理が施されたシングルキャリアの第１のプリコーデッド信号と、前記送信装置によって前記プリコーディング処理が施され、かつ、シンボル系列の順序が反転されたシングルキャリアの反転信号とを、それぞれ、異なるアンテナで受信する受信部と、前記反転信号を構成するシンボル系列の順序を反転させて、第２のプリコーデッド信号を生成する順序反転部と、前記第１のプリコーデッド信号と前記第２のプリコーデッド信号とに逆プリコーディング処理を施して、第１のベースバンド信号と第２のベースバンド信号とを生成する逆プリコーディング部と、を備える。

なお、これらの包括的または具体的な態様は、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラム、または、記録媒体で実現されてもよく、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。

本開示の一態様によれば、シングルキャリアを用いたＭＩＭＯ通信における、周波数ダイバーシチ効果を高めることができる。

本開示の一態様における更なる利点および効果は、明細書および図面から明らかにされる。かかる利点および／または効果は、いくつかの実施形態並びに明細書および図面に記載された特徴によってそれぞれ提供されるが、１つまたはそれ以上の同一の特徴を得るために必ずしも全てが提供される必要はない。

実施の形態１に係るＭＩＭＯ通信システムの構成の一例を示す図 周波数応答の振幅成分の例を示す図 実施の形態１に係る送信装置の構成の一例を示す図 シンボルインデックスが奇数であるπ／２−ＢＰＳＫのコンスタレーションの例を示す図 シンボルインデックスが偶数であるπ／２−ＢＰＳＫのコンスタレーションの例を示す図 プリコーディング部の出力データのコンスタレーションの例を示す図 ＧＩ付加方法の一例を示す図 プリコーデッドシンボルにＧＩが付加されたシンボルブロックをＤＦＴしたＤＦＴ信号の例を示す図 プリコーデッドシンボルにＧＩ^＊が付加されたシンボルブロックをＤＦＴしたときのＤＦＴ信号の例を示す図 シンボル順序反転部におけるシンボル順序反転処理の一例を示す図 シンボル順序反転部におけるシンボル順序反転処理の別の一例を示す図 プリコーデッドシンボルにＧＩが付加されたシンボルブロックをＤＦＴしたときのＤＦＴ信号の例を示す図 反転シンボルをＤＦＴしたときの反転ＤＦＴ信号の例を示す図 位相回転後シンボルをシンボルブロック毎にＤＦＴしたＤＦＴ信号を示す図 位相回転後シンボルをシンボルブロック毎にＤＦＴしたＤＦＴ信号を示す図 受信装置の構成の一例を示す図 ＤＦＴ部において受信データをＤＦＴブロックに分割する方法を示す図 実施の形態２に係る送信装置の構成を示す図 π／２−ＱＰＳＫ変調のコンスタレーションの一例を示す図 １６ＱＡＭ変調のコンスタレーションの一例を示す図 第１の送信ＲＦチェーン処理に係るＤＦＴ信号の例を示す図 第２の送信ＲＦチェーン処理に係るＤＦＴ信号の例を示す図 実施の形態３に係る送信装置の構成を示す図 プリコーディング部の出力シンボル系列の一例を示す図 プリコーデッドシンボル系列を、ＤＦＴウィンドウにおいてＤＦＴすることによって算出される、周波数領域信号を示す図 第２のプリコーディング方式タイプの場合における、データシンボルバッフの出力シンボル系列、及び、シンボル順序反転部の出力シンボル系列の一例を示す図 図１４Ａのシンボル系列を、ＤＦＴウィンドウにおいてＤＦＴすることによって算出される、周波数領域信号を示す図 複素共役部及びシンボル順序反転部がシンボル系列に対して行う処理を、時間領域において示すフローチャート 複素共役部及びシンボル順序反転部がシンボル系列に対して行う処理を、周波数領域において示すフローチャート 第１のプリコーディング方式タイプにおける、プリコーディング部の出力シンボル系列の一例を示す図 図１６Ａのシンボル系列を、ＤＦＴウィンドウにおいてＤＦＴすることによって算出される、周波数領域信号を示す図 実施の形態４に係る送信装置の構成を示す図 １ストリーム送信におけるプリコーディング行列の一例を示す図 ２ストリーム送信におけるプリコーディング行列の一例を示す図 変調方式がｐｉ／２−（ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ）の場合における、コンスタレーション点の一例を示す図 実施の形態２の変形例に係る送信装置の構成を示す図 実施の形態２の変形例に係るＧＩ付加方法の一例を示す図 実施の形態２の変形例に係るＧＩ付加方法の別の一例を示す図 実施の形態３の変形例に係る送信装置の構成を示す図 実施の形態３の変形例に係るＧＩ付加方法の一例を示す図 実施の形態３の変形例に係るＧＩ付加方法の別の一例を示す図 実施の形態４に係る送信装置の構成を示す図 実施の形態３の変形例に係る送信装置の構成を示す図

以下、本開示の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１は、ＭＩＭＯ通信システムの構成の一例を示す図である。送信装置は、複数の送信アンテナを備える。受信装置は、複数の受信アンテナを備える。

各送信アンテナと各受信アンテナとの間の無線伝搬路を、チャネルと呼ぶ。図１において、第１の送信アンテナと第１の受信アンテナとの間、第１の送信アンテナと第２の受信アンテナとの間、第２の送信アンテナと第１の受信アンテナとの間、及び、第２の送信アンテナと第２の受信アンテナとの間には、それぞれ、チャネルＨ_１１（ｋ）、チャネルＨ_１２（ｋ）、チャネルＨ_２１（ｋ）、及び、チャネルＨ_２２（ｋ）がある。各チャネルでは、例えば、直接波、反射波、回折波、及び／又は、散乱波が合成される。チャネルＨ_１１（ｋ）、Ｈ_１２（ｋ）、Ｈ_２１（ｋ）、Ｈ_２２（ｋ）の値は、各チャネルの周波数応答である。周波数応答は、周波数のインデックスｋにおける複素数である。

送信装置は、各送信アンテナから異なる送信データを同時に、つまり、Ｄ／Ａ変換器において同じサンプリングタイミングで送信する。受信装置は、複数の受信アンテナを備える。受信装置は、各受信アンテナにて受信データを同時に、つまり、Ａ／Ｄ変換器において同じサンプリングタイミングで受信する。ただし、各チャネルの遅延が異なるため、送信装置が同時に送信した送信データが受信装置で同時に受信されるとは限らない。

図２は、周波数応答の振幅成分の例を示す図である。図２には、チャネル毎の周波数応答が異なり、チャネル間の相関が低い状態の一例が示されている。

受信装置は、第１の送信アンテナからの送信データｘ_１（ｂ，ｎ）を受信する場合、例えば、次の処理を行う。すなわち、受信装置は、チャネルＨ_１１（ｋ）及びチャネルＨ_１２（ｋ）からの受信信号が強調され、チャネルＨ_２１（ｋ）及びチャネルＨ_２２（ｋ）からの受信信号が抑圧されるように、第１の受信アンテナの受信データと第２の受信アンテナの受信データとに複素数の重み係数を乗算し、データを加算する。重み係数は、例えば、後述するＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）法を用いて算出される。

図３は、送信装置１００の構成の一例を示す図である。図３において、送信装置１００は、ＭＡＣ部（ＭＡＣ回路）１０１、ストリーム生成部（ストリーム生成回路）１０２、符号化部（符号化回路）１０３ａ、１０３ｂ、データ変調部（データ変調回路）１０４ａ、１０４ｂ、プリコーディング部（プリコーディング回路）１０５、ＧＩ（Guard Interval）付加部（ＧＩ付加回路）１０６ａ、１０６ｂ、シンボル順序反転部（シンボル順序反転回路）１０７、データシンボルバッファ１０８ａ、１０８ｂ、位相回転部（位相反転回路）１０９、送信Ｆ／Ｅ回路（フィルタＤ／Ａ変換ＲＦ回路）１１０ａ、１１０ｂ、及び、送信アンテナ１１１ａ、１１１ｂを備える。

送信装置１００は、データ変調部１０４ａ、１０４ｂにおいてπ／２−ＢＰＳＫ変調を行い、送信アンテナ１１１ａ、１１１ｂから、それぞれ、異なるデータを送信する。

ＭＡＣ部１０１は、送信データを生成し、その生成した送信データをストリーム生成部１０２へ出力する。

ストリーム生成部１０２は、送信データを、第１のストリームデータと第２のストリームデータの２つに分割する。例えば、ストリーム生成部１０２は、送信データの奇数番目のビットを第１のストリームデータに割り当て、送信データの偶数番目のビットを第２のストリームデータに割り当てる。そして、ストリーム生成部１０２は、第１のストリームデータを符号化部１０３ａへ出力し、第２のストリームデータを符号化部１０３ｂへ出力する。ストリーム生成部１０２は、送信データのＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）を算出し、そのＣＲＣを送信データの最後に付加してからストリームデータを生成しても良い。

ストリーム生成部１０２から出力される第１のストリームデータに対する処理を、第１の送信ストリーム処理と呼ぶ。第１の送信ストリーム処理は、符号化部１０３ａ及びデータ変調部１０４ａによって行われる。

ストリーム生成部１０２から出力される第２のストリームデータに対する処理を、第２の送信ストリーム処理と呼ぶ。第２の送信ストリーム処理は、符号化部１０３ｂ及びデータ変調部１０４ｂによって行われる。

符号化部１０３ａ、１０３ｂは、各ストリームデータに対して誤り訂正符号化処理を行う。符号化部１０３ａ、１０３ｂは、誤り訂正符号化方式に、例えば、ＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）符号を用いて良い。

データ変調部１０４ａ、１０４ｂは、符号化部１０３ａ、１０３ｂによって誤り訂正符号化処理が行われた各ストリームデータに対して、変調処理を施す。データ変調部１０４ａ、１０４ｂは、データ変調方式に、例えば、π／２−ＢＰＳＫを用いる。

図４Ａは、シンボルインデックスｍが奇数である、π／２−ＢＰＳＫのコンスタレーションの例を示す。図４Ｂは、シンボルインデックスｍが偶数である、π／２−ＢＰＳＫのコンスタレーションの例を示す。データ変調部１０４ａが出力するデータ（「変調信号」とも呼ぶ）を、変調シンボルｓ_１（ｍ）と表す。また、データ変調部１０４ｂが出力するデータを、変調シンボルｓ_２（ｍ）と表す。ここで、ｍは、シンボルインデックスを表し、正の整数である。

データ変調部１０４ａがπ／２−ＢＰＳＫ変調を行う場合、変調シンボルｓ_１（ｍ）、ｓ_２（ｍ）は、以下の値となる。
・ｍが奇数の場合、ｓ_１（ｍ）及びｓ_２（ｍ）は、Ｉ軸上に配置され、＋１又は−１の何れかの値となる。
・ｍが偶数の場合、ｓ_１（ｍ）及びｓ_２（ｍ）は、Ｑ軸上に配置され、＋ｊ又は−ｊの何れかの値となる。ここで、ｊは虚数単位である。

プリコーディング部１０５は、式１に示すように、データ変調部１０４ａ、１０４ｂの変調シンボルｓ_１（ｍ）、ｓ_２（ｍ）に、２行２列の行列を乗算し、プリコーデッドシンボルｘ_１（ｍ）、ｘ_２（ｍ）を算出する。

式１において、ｓ_１（ｍ）、ｓ_２（ｍ）に乗算されている２行２列の行列を、プリコーディング行列（以下「Ｇ」と表す）と呼ぶ。つまり、プリコーディング行列Ｇは、式２で表現される。

ただし、式２のプリコーディング行列は一例であり、別の行列をプリコーディング行列Ｇに用いても良い。例えば、別のユニタリ行列をプリコーディング行列Ｇに用いても良い。ここで、ユニタリ行列とは、式２−１を満たす行列である。式２−１において、Ｇ^Ｈは行列Ｇの複素共役転置を表し、Ｉは単位行列を表す。

式２のプリコーディング行列Ｇは、式２−１を満たすので、ユニタリ行列の一例である。

式２のプリコーディング行列Ｇを用いた場合、ｘ_１（ｍ）、ｘ_２（ｍ）は式２−２の関係を満たす。なお、記号「＊」は、複素共役を表す。

次に、別のプリコーディング行列Ｇの例を、式２−３に示す。

式２−３のプリコーディング行列Ｇを用いた場合、ｘ_１（ｍ）、ｘ_２（ｍ）は、式２−４の関係を満たす。

次に、別のプリコーディング行列Ｇの例を、式２−５に示す。式２−５において、ａは実数、ｂは複素数の定数である。また、ρは位相シフト量を表す定数である。

式２−５のプリコーディング行列Ｇを用いた場合、ｘ_１（ｍ）、ｘ_２（ｍ）は、式２−６の関係を満たす。

式２−５において、ａ，ｂをいずれも１とし、ρを−π／４にした場合、式２−５は、式２と等しくなる。

図４Ｃは、プリコーディング部１０５の出力データｘ_１（ｍ）、ｘ_２（ｍ）のコンスタレーションの一例を示す図である。図４Ｃは、ＱＰＳＫ変調のコンスタレーションと同じである。すなわち、プリコーディング部１０５は、式１を用いて、π／２−ＢＰＳＫで変調された２つの変調シンボルｓ_１（ｍ）、ｓ_２（ｍ）を、ＱＰＳＫシンボルに相当する２つのプリコーデッドシンボルｘ_１（ｍ）、ｘ_２（ｍ）に変換する。

プリコーディング部１０５から出力されるプリコーデッドシンボルｘ_１（ｍ）に対する処理を、第１の送信ＲＦチェーン処理と呼ぶ。第１の送信ＲＦチェーン処理は、ＧＩ付加部１０６ａ、データシンボルバッファ１０８ａ、送信Ｆ／Ｅ（Front End）回路１１０ａ及び送信アンテナ１１１ａによって行われる。

プリコーディング部１０５から出力されるプリコーデッドシンボルｘ_２（ｍ）に対する処理を、第２の送信ＲＦチェーン処理と呼ぶ。第２の送信ＲＦチェーン処理は、複素共役ＧＩ付加部１０６ｂ、シンボル順序反転部１０７、データシンボルバッファ１０８ｂ、位相回転部１０９、送信Ｆ／Ｅ回路１１０ｂ及び送信アンテナ１１１ｂによって行われる。

図５Ａは、ＧＩ付加部１０６ａ、複素共役ＧＩ付加部１０６ｂにおけるＧＩ付加方法の一例を示す図である。

ＧＩ付加部１０６ａは、プリコーデッドシンボルｘ_１（ｍ）を、４４８シンボル毎のデータブロックに分割する。例えば、ｘ_１（ｍ）の最初の４４８シンボルを第１データブロック（ｘ_１（１，ｎ））に、その次の４４８シンボルを第２データブロック（ｘ_１（２，ｎ））に、・・・、ｂ番目の４４８シンボルを第ｂデータブロック（ｘ_１（ｂ，ｎ））に分割する。ここで、本実施の形態の場合、ｎは１以上かつ４４８以下の整数であり、ｂは正の整数である。すなわち、ｘ_１（ｂ，ｎ）は、第ｂデータブロック内におけるｎ番目のプリコーデッドシンボルを表している。なお、これらのシンボル数は一例であり、本実施の形態は、これら以外のシンボル数であってもよい。

ＧＩ付加部１０６ａは、各データブロックの前段に６４シンボルのＧＩを付加する。ＧＩは、既知の系列をπ／２−ＢＰＳＫ変調したシンボル系列である。さらに、ＧＩ付加部１０６ａは、最後のデータブロックの後段に６４シンボルのＧＩを付加する。これにより、図５Ａに示すような送信シンボルｕ_１が生成される。

同様に、複素共役ＧＩ付加部１０６ｂも、プリコーデッドシンボルｘ_２（ｍ）を、４４８シンボル毎のデータブロックに分割し、各データブロックの前段に６４シンボルのＧＩを付加し、最後のデータブロックの後段に６４シンボルのＧＩを付加する。ただし、複素共役ＧＩ付加部１０６ｂが付加するＧＩは、ＧＩ付加部１０６ａが付加するＧＩの複素共役である。これにより、図５Ａに示すような送信シンボルｕ_２が生成される。

ここで、ＧＩ付加部１０６ａが付加するＧＩのｐ番目のシンボルを、ＧＩ_１（ｐ）と表現する。また、複素共役ＧＩ付加部１０６ｂが付加するＧＩのｐ番目のシンボルを、ＧＩ_２（ｐ）と表現する。ｐは、本実施の形態の場合、１以上６４の以下の整数である。この場合、ＧＩ_１（ｐ）とＧＩ_２（ｐ）は、式３に示す関係にある。なお、記号「＊」は、複素共役を表す。

図５Ｂは、プリコーデッドシンボルｘ_１（ｂ，ｎ）にＧＩ（ｐ）が付加されたシンボルブロック（図５Ａの送信シンボルｕ_１を参照）をＤＦＴ（Discrete Fourier Transform、離散フーリエ変換）した後のＤＦＴ信号Ｘ_１（ｂ，ｋ）の例を示す。図５Ｃは、プリコーデッドシンボルｘ_２（ｂ，ｎ）にＧＩ^＊（ｐ）が付加されたシンボルブロック（図５Ａの送信シンボルｕ_２を参照）をＤＦＴした後のＤＦＴ信号Ｘ_２（ｂ，ｋ）の例を示す。次に、ＤＦＴ信号Ｘ_１（ｂ，ｋ）を用いて、ＧＩ付加部１０６ａから出力される信号の周波数特性を説明する。また、ＤＦＴ信号Ｘ_２（ｂ，ｋ）を用いて、複素共役ＧＩ付加部１０６ｂから出力される信号の周波数特性を説明する。

式２のプリコーディング行列Ｇを用いた場合、ｘ_２（ｂ，ｎ）及びＧＩ^＊（ｐ）は、ｘ_１（ｂ，ｎ）及びＧＩ（ｐ）の複素共役であるから、ＤＦＴ信号Ｘ_２（ｂ，ｋ）は、ＤＦＴ信号Ｘ_１（ｂ，ｋ）の複素共役を周波数反転し、周波数領域で位相回転を加えた信号となる。すなわち、Ｘ_２（ｂ，ｋ）は、式３−１で表される。

なお、次のように、式３−１における位相回転量（exp(j×2πk/N)）をＷと表す。

プリコーディング処理によって、２つの変調シンボルｓ_１（ｍ）、ｓ_２（ｍ）を織り交ぜて、２つの異なる送信アンテナを用いて送信することができる。これにより、空間ダイバーシチ効果が得られる。また、プリコーディング処理によって、２つの変調シンボルｓ_１（ｍ）、ｓ_２（ｍ）を織り交ぜて、２つの異なる周波数インデックスｋ，−ｋを用いて送信することができる。これにより、周波数ダイバーシチ効果が得られる。

なお、図５Ｂ及び図５Ｃにおいて、２つの異なる周波数インデックスｋ，−ｋの絶対値｜ｋ｜が小さい場合、２つの周波数が近接するため、周波数ダイバーシチ効果が減少する。以下では、このように２つの周波数が近接し、周波数ダイバーシチ効果が減少することを抑制する技術について説明する。

図６Ａは、シンボル順序反転部１０７におけるシンボル順序反転処理の一例を示す。

図６Ａに示すように、シンボル順序反転部１０７は、各シンボルブロックについて、プリコーデッドシンボルｘ_２（ｂ，ｎ）の順序を反転させ、当該プリコーデッドシンボルｘ_２（ｂ，ｎ）に付加されたＧＩ（ｐ）の順序を反転させる。説明をわかりやすくするため、順序が反転されたプリコーデッドシンボルｘ_２ ^{(time reversal)}（ｂ，ｎ）を、式４のように表わす。すなわち、順序が反転されたシンボル系列を、「−ｎ」で表す。

また、順序が反転されたＧＩ_２ ^{（time reversal）}（ｐ）を、式５のように表す。すなわち、順序が反転されたシンボル系列を、「−ｐ」で表す。

図６Ｃは、プリコーデッドシンボルｘ_１（ｂ，ｎ）にＧＩ（ｐ）が付加されたシンボルブロック（図５Ａの送信シンボルｕ_１を参照）をＤＦＴした後のＤＦＴ信号Ｘ_１（ｂ，ｋ）の例である。図６Ｃは、図５Ｂと同様である。また、図６Ｄは、反転シンボルｘ_２（−ｍ）をＤＦＴした後の反転ＤＦＴ信号Ｘ_２ｒ（ｂ，ｋ）の例である。ここで、反転シンボルｘ_２（−ｍ）は、シンボル順序反転後のプリコーデッドシンボル信号ｘ_２（ｂ，−ｎ）と、ＧＩの複素共役をシンボル順序反転したＧＩ^＊（−ｐ）とを含む。次に、反転ＤＦＴ信号Ｘ_２ｒ（ｂ，ｋ）を用いて、シンボル順序反転部１０７から出力される信号の周波数特性を説明する。

式２のプリコーディング行列Ｇを用いた場合、ｘ_２（ｂ，−ｎ）及びＧＩ^＊（−ｐ）は、ｘ_１（ｂ，ｎ）及びＧＩ（ｐ）の順序を反転したシンボルブロックの複素共役であるから、Ｘ_２ｒ（ｂ，ｋ）は、式５−２で表される。

反転ＤＦＴ信号Ｘ_２ｒ（ｂ，ｋ）は、ＤＦＴ信号Ｘ_１（ｂ，ｋ）の複素共役に位相回転を与えた信号である。また、式５−２において、Ｗに含まれるＮはＤＦＴサイズ（例えば、シンボルブロックの長さ「５１２」）である。

図６Ｃ、図６Ｄに示す例では、図５Ｂ、図５Ｃの場合と異なり、第１の送信ＲＦチェーン処理に係るＤＦＴ信号Ｘ_１（ｂ，ｋ）と、第２の送信ＲＦチェーン処理に係る反転ＤＦＴ信号Ｘ_２ｒ（ｂ，ｋ）＝Ｘ_１ ^＊（ｂ，ｋ）×Ｗとが、同じ周波数インデックスｋで送信される。したがって、空間ダイバーシチ効果が得られる。

図６Ｂは、シンボル順序反転部１０７におけるシンボル順序反転処理の別の一例を示す図である。

図６Ｂに示すように、シンボル順序反転部１０７は、各シンボルブロックについて、シンボルブロック全体のシンボル系列の順序（シンボル系列の並び）を反転させる。このとき、シンボル順序反転部１０７は、シンボル順序の反転前のシンボルブロックと、シンボル順序の反転後のシンボルブロックとの間でＧＩの位置を等しくするために、最後のデータブロックの後段に付加されたＧＩを取り除き、最初のデータブロックの前にシンボル順序を反転させたＧＩを付加しても良い。なお、シンボルブロックは、既出のとおり、例えば、６４シンボルのＧＩと４４８シンボルのデータブロックとを合わせた５１２シンボルのブロックである。

シンボル順序反転部１０７は、複素共役ＧＩ付加部１０６ｂが出力する送信シンボルｕ_２のうち、４４８シンボル分のデータシンボルを順次、データシンボルバッファ１０８ｂに保存し、当該データシンボルバッファ１０８ｂから保存時と異なる順序（逆の順序）でデータシンボルを読み出すことにより、シンボル順序の反転を実現してよい。すなわち、データシンボルバッファ１０８ｂは、ＬＩＦＯ（Last In, First Out）バッファに相当するものであってよい。なお、データシンボルバッファ１０８ｂは、メモリ、ＲＡＭ又はレジスタ等であって良い。

シンボル順序反転部１０７では、送信シンボルｕ_２のシンボル順序を反転させる処理が行われるため、入力データに対する出力データの遅延が発生する。そこで、データシンボルバッファ１０８ａを用いて、ＧＩ付加部１０６ａが出力する送信シンボルｕ_２のうち、データシンボル（例えばｘ_２（ｂ，ｎ））に対し、シンボル順序反転部１０７で発生する遅延と同じ時間の遅延を与える。これにより、ＧＩ付加部１０６ａが出力する送信シンボルｕ_１と複素共役ＧＩ付加部１０６ｂが出力する送信シンボルｕ_２とが同じタイミングで送信される。なお、以下の説明において、シンボル順序反転部１０７が送信シンボルｕ_２を反転させたシンボルブロックを、反転シンボルｕ_２ｒと表現する場合がある。

位相回転部１０９は、シンボル順序反転部１０７が出力した反転シンボルｕ２ｒのうち、データシンボル（例えばｘ_２（ｂ，ｎ））に対して、シンボル毎に異なる位相回転を与える。つまり、位相回転部１０９は、シンボル毎に異なる位相変更を施す。位相回転部１０９は、式６を用いて、データシンボル（例えばｘ_２（ｂ，ｎ））に位相回転を与え、式７を用いて、ＧＩ（例えばＧＩ_２（ｐ））に位相回転を与える。なお、式６、式７において、θは、位相回転量を表す。

送信装置１００は、プリコーディング部１０５が出力する送信シンボルのうち、ｘ１（ｂ，ｎ）には位相回転を与えず、ｘ２（ｂ，ｎ）には位相回転を与える。位相回転後の送信シンボルは、式８で表される。

なお、図３では、第２の送信ＲＦチェーン処理に位相回転部１０９を配置しているが、第１の送信ＲＦチェーン処理と第２の送信ＲＦチェーン処理の両方に位相回転部を配置してもよい。この配置の場合は、式９に示す位相回転の行列を用いることができる。

なお、式８において、ｎが１以上かつ４４８以下の場合はデータシンボルに関する式（例えば式６）とみなし、ｎが４４９以上かつ５１２以下の場合はＧＩに関する式（例えば式８のｎから４４８を減算した値をｐとした場合における式７）とみなしても良い。この場合、式８は、ｎが１以上かつ５１２以下となり、ｘ_１（ｂ，ｎ）及びｘ_２（ｂ，−ｎ）は、データシンボルとＧＩの両方を含む。

図６Ｅは、位相回転後シンボルｔ_１（ｂ，ｎ）をシンボルブロック毎にＤＦＴしたＤＦＴ信号Ｔ_１（ｂ，ｋ）を示す図である。図６Ｆは、位相回転後シンボルｔ_２（ｂ，ｎ）をシンボルブロック毎にＤＦＴしたＤＦＴ信号Ｔ_２（ｂ，ｋ）を示す図である。次に、Ｔ_１（ｂ，ｋ）、Ｔ_２（ｂ，ｋ）を用いて、位相回転後の信号の周波数特性を説明する。

式８より、Ｘ_１（ｂ，ｋ）とＴ_１（ｂ，ｋ）は等しい。つまり、図６Ｃと図６Ｅは、記号をＸ_１からＴ_１に置き換えた点を除き、同じである。

図６Ｆに示すＴ_２（ｂ，ｋ）は、Ｘ_２ｒ（ｂ，ｋ）に時間領域で位相回転を与えた信号である。式８を用いて時間領域で位相回転を与えた場合、周波数領域では、周波数インデックスが、式９−１によって算出される周波数ビンｄの分、シフトする。ＮはＤＦＴサイズ（例えば、シンボルブロックの長さ「５１２」）である。

したがって、Ｘ_１（ｂ，ｋ）は、式９−２により、Ｔ_１（ｂ，ｋ）、Ｔ_２（ｂ，ｋ＋ｄ）において、２つの送信アンテナ、及び、２つの周波数インデックスｋ、ｋ＋ｄを用いて送信される。すなわち、空間ダイバーシチ効果及び周波数ダイバーシチ効果が得られる。

送信装置１００は、位相回転量θをπラジアン（１８０度）又は−πラジアン（−１８０度）に近い値に設定することにより、周波数ダイバーシチ効果を高め、データスループットを高めることができる。

なお、送信装置１００は、位相回転量θをπラジアン（１８０度）と異なる値に設定してもよい。これにより、送信アンテナ１１１ａの送信信号と、送信アンテナ１１１ｂの送信信号との間の信号分離が容易になる。また、データスループットも高まる。

ＯＦＤＭにおける送信シンボルにπラジアンと異なる位相回転を与える方法は、非特許文献２において、ＰＨ（Phase Hopping）技術として開示されている。しかし、本開示の送信装置１００は、非特許文献２の場合とは異なり、シングルキャリア送信を用いており、第２の送信ストリーム処理においてシンボル順序反転を行っている。これにより、２つの送信信号の間の信号分離が容易になる。また、比較的高い周波数ダイバーシチ効果が得られる。

送信装置１００は、位相回転量θに、例えば、−７π／８ラジアン（ｄは−２２４）、−１５π／１６ラジアン（ｄは２４０）などの値を設定してもよい。

送信Ｆ／Ｅ回路１１０ａ、１１０ｂは、ディジタル及びアナログフィルタ、Ｄ／Ａ変換器、及び、ＲＦ（無線）回路を含む。送信Ｆ／Ｅ回路１１０ａは、データシンボルバッファ１０８ａから出力された送信データｖ_１（図８に示すＧＩ（ｐ）及びｔ_１（ｂ，ｎ）を含む信号）を無線信号に変換し、送信アンテナ１１１ａへ出力する。送信Ｆ／Ｅ回路１１０ｂは、位相回転部１０９から出力された送信データｖ_２（図８に示すＧＩ^＊（−ｐ）及びｔ_２（ｂ，−ｎ）を含む信号）を無線信号に変換し、送信アンテナ１１１ｂへ出力する。

送信アンテナ１１１ａは、送信Ｆ／Ｅ回路１１０ａから出力された無線信号を送信する。送信アンテナ１１１ｂは、送信Ｆ／Ｅ回路１１０ｂから出力された無線信号を送信する。すなわち、送信アンテナ１１１ａ及び１１１ｂは、それぞれ、異なる無線信号を送信する。

このように、送信装置１００は、２つの送信ストリームデータに対してプリコーディングを施した後、一方の送信ストリームデータに対して、シンボル順序反転及び位相回転を施す。これにより、空間ダイバーシチ効果と周波数ダイバーシチ効果が高まる。また、データ通信における誤り率が低下し、データスループットが向上する。

図７は、受信装置２００の構成を示す図である。

受信アンテナ２０１ａ、２０１ｂは、それぞれ、無線信号を受信する。受信アンテナ２０１ａに受信信号に対する処理を、第１の受信ＲＦチェーン処理と呼ぶ。第１の受信ＲＦチェーン処理は、受信Ｆ／Ｅ回路２０２ａ、時間領域同期部（時間領域同期回路）２０３ａ、及び、ＤＦＴ部（ＤＦＴ回路）２０５ａによって行われる。受信アンテナ２０１ｂの受信信号に対する処理を、第２の受信ＲＦチェーン処理と呼ぶ。第２の受信ＲＦチェーン処理は、受信Ｆ／Ｅ回路２０２ｂ、時間領域同期部２０３ｂ、及び、ＤＦＴ部２０５ｂによって行われる。

受信Ｆ／Ｅ回路２０２ａ、２０２ｂは、例えば、ＲＦ回路、Ａ／Ｄ変換器、ディジタルフィルタ、アナログフィルタ、及び、ダウンサンプル処理部を含み、無線信号をディジタルベースバンド信号に変換する。

時間領域同期部２０３ａ、２０３ｂは、受信パケットのタイミング同期を行う。なお、時間領域同期部２０３ａと時間領域同期部２０３ｂは、相互にタイミング情報を交換し、第１の受信ＲＦチェーン処理と第２の受信ＲＦチェーン処理との間のタイミング同期をとってもよい。

チャネル推定部（チャネル推定回路）２０４は、第１の受信ＲＦチェーン処理に係る受信信号と、第２の受信ＲＦチェーン処理に係る受信信号とを用いて、送信装置と受信装置との間の無線チャネルの周波数応答を算出する。つまり、図１のＨ_１１（ｋ）、Ｈ_１２（ｋ）、Ｈ_２１（ｋ）、Ｈ_２２（ｋ）を、周波数インデックスｋ毎に算出する。

ＤＦＴ部２０５ａ、２０５ｂは、受信データをＤＦＴブロックに分割して、ＤＦＴを行う。ＤＦＴブロックは、例えば、５１２シンボルである。図８は、ＤＦＴ部２０５ａ、２０５ｂにおいて受信データをＤＦＴブロックに分割する方法を示す図である。

第１の受信ＲＦチェーン処理に係る受信データ（ＤＦＴ部２０５ａへの入力データ）をｙ_１（ｎ）、第２の受信ＲＦチェーン処理に係る受信データ（ＤＦＴ部２０５ｂへの入力データ）をｙ_２（ｎ）とする。次に、図８を用いて、ｙ_１（ｎ）に係る処理を説明する。なお、ｙ_２（ｎ）に係る処理についても同様である。

前述の通り、送信装置１００は、２つの送信アンテナ１１１ａ、１１１ｂを用いて、２つの無線信号（図８に示す送信データｖ_１、送信データｖ_２）を送信する。また、２つの無線信号は、それぞれ、チャネルにおいて、直接波と複数の遅延波を発生させ、受信アンテナ２０１ａ及び２０１ｂへ到達する場合がある。

なお、受信信号は、それぞれ、直接波及び遅延波のほか、例えば、回折波及び散乱波を含んでも良い。

ＤＦＴ部２０５ａは、送信データｖ_１のデータブロックｔ_１（１，ｎ）、及び、送信データｖ_２のデータブロックｔ_２（１，ｎ）の直接波及び遅延波が含まれるように、第１のＤＦＴブロックの時間を決定する。第１のＤＦＴブロックのＤＦＴ計算結果をＹ_１（１，ｋ）と表す。ｋは、既出のとおり、周波数インデックスを示し、例えば、１以上かつ５１２以下の整数である。

同様に、ＤＦＴ部２０５ａ、２０５ｂにおける、第ｂのＤＦＴブロックのＤＦＴ計算結果を、それぞれ、Ｙ_１（ｂ，ｋ）、Ｙ_２（ｂ，ｋ）と表す（ｂは１以上の整数）。

受信装置２００は、ＭＭＳＥウェイト計算部（ＭＭＳＥウェイト計算回路）２０６、ＭＭＳＥフィルタ部（ＭＭＳＥフィルタ回路）２０７、逆位相回転部（逆回転回路）２０８、ＩＤＦＴ（逆ＤＦＴ）部（ＩＤＦＴ回路）２０９ａ、ＩＤＦＴ及びシンボル順序反転部（ＩＤＦＴ及びシンボル順序反転回路）２０９ｂ、及び、逆プリコーディング部（逆プリコーディング回路）２１０を用いて、送信された変調シンボルｓ_１（ｎ）、ｓ_２（ｎ）の推定値を算出する。次に、送信された変調シンボルｓ_１（ｎ）、ｓ_２（ｎ）の推定値を算出する方法について説明する。

受信装置２００のＤＦＴ部２０５ａ、２０５ｂの出力信号Ｙ_１（ｂ，ｋ）、Ｙ_２（ｂ，ｋ）は、チャネルの値を用いて、式１０のように表される。

ここで、Ｔ_１（ｂ，ｋ）は、送信装置１００のシンボルブロック（式８のｔ_１（ｂ，ｎ））をＤＦＴした信号である。Ｔ_２（ｂ，ｋ）は、送信装置１００のシンボルブロック（式８のｔ_２（ｂ，ｎ））をＤＦＴした信号である。Ｚ_１（ｂ，ｋ）は、第１のＲＦチェーン部におけるノイズをＤＦＴした信号である。Ｚ_２（ｂ，ｋ）は、第２のＲＦチェーン部におけるノイズをＤＦＴした信号である。

式１０を行列で表した場合、式１１になる。

式１１において、チャネル行列Ｈ_２ｘ２（ｋ）は、式１２のように定められる。

ＭＭＳＥウェイト計算部２０６は、式１２−１に基づき、ウェイト行列Ｗ_２ｘ２（ｋ）を算出する。

式１２−１において、Ｈ^Ｈは行列Ｈの複素共役転置を表す。また、σ^２はノイズＺ_１（ｂ，ｋ）、Ｚ_２（ｂ，ｋ）の分散である。また、Ｉ_２×２は２行２列の単位行列である。

ＭＭＳＥフィルタ部２０７は、式１２−２を用いて、Ｔ_１（ｂ，ｋ）、Ｔ_２（ｂ，ｋ）の推定値Ｔ^＾ _１（ｂ，ｋ）、Ｔ^＾ _２（ｂ，ｋ）を算出する。なお、推定値Ｔ^＾ _１（ｂ，ｋ）に対する処理を、第１の受信ストリーム処理といい、Ｔ^＾ _２（ｂ，ｋ）に対する処理を、第２の受信ストリーム処理という。

式１２−２の計算を、ＭＭＳＥ方式という。ＭＭＳＥフィルタ部２０７は、ＭＭＳＥ方式に基づいて、送信データｖ_１に含まれるｔ_１（ｂ，ｎ）と、送信データｖ_２に含まれるｔ_２（ｂ，ｎ）と、それぞれの直接波及び遅延波とが交じり合った受信データｙ１及びｙ２（図８参照）から、位相回転後のデータシンボルｔ_１（ｂ，ｎ）、ｔ_２（ｂ，ｎ）の推定値を得る。ただし、ＭＭＳＥフィルタ部２０７は、チャネル推定値（チャネルの周波数応答の推定値）Ｈ_１１（ｋ）、Ｈ_１２（ｋ）、Ｈ_２１（ｋ）、Ｈ_２２（ｋ）を活用し、計算を容易にするため、式１２−２に示すように、周波数領域信号に対して計算を行う。

逆位相回転部２０８は、図３の位相回転部１０９と逆の処理を行う。位相回転部１０９の処理は、周波数領域では、図６Ｆに示すように、周波数インデックスｋ，−ｋが、周波数ビンｄの分、シフトする処理に相当する。ここで、ｄは、式９−１より算出される。そこで、逆位相回転部２０８は、ＭＭＳＥフィルタ部２０７から出力される第２の受信ストリームの周波数領域信号を、−ｄの分、シフトする。すなわち、逆位相回転部２０８は、周波数領域において、式１２−３の処理を行う。

なお、受信装置２００は、ＩＤＦＴ部２０９ａ、ＩＤＦＴ及びシンボル順序反転部２０９ｂと、逆位相回転部２０８とを入れ替え、ＭＭＳＥフィルタ部からの出力をＩＤＦＴした後、逆位相回転を与えてもよい。この場合、逆位相回転部２０８は、時間領域において、式１２−４の処理を行う。

つまり、逆位相回転部２０８は、第２の受信ストリームデータに対して逆位相回転を与えるが、ＩＤＦＴ及びシンボル順序反転部２０９ｂでシンボル順序が反転されるため、式９に定める行列Ｐの乗算と同じ処理を行う。

ＩＤＦＴ部２０９ａは、逆位相回転部２０８から出力される第１の受信ストリームデータに対し、ＩＤＦＴを行う。また、ＩＤＦＴ及びシンボル順序反転部２０９ｂは、逆位相回転部２０８から出力される第２の受信ストリームデータに対して、ＩＤＦＴを行い、各ＤＦＴブロックについてシンボル順序を反転させる。

逆プリコーディング部２１０は、図３のプリコーディング部１０５が用いたプリコーディング行列Ｇの逆行列を、第１の受信ストリームデータ及び第２の受信ストリームデータに対して乗算し、ｓ_１（ｂ，ｎ）、ｓ_２（ｂ，ｎ）の推定値を算出する。逆プリコーディング部２１０の処理を、式１２−５に示す。

データ復調部２１１ａ、２１１ｂは、逆プリコーディング部２１０から出力されるｓ_１（ｂ，ｎ）、ｓ_２（ｂ，ｎ）の推定値をデータ復調し、ビットデータの推定値を算出する。

復号部２１２ａ、２１２ｂは、ビットデータの推定値に対し、ＬＤＰＣ符号による誤り訂正処理を行う。

ストリーム統合部２１３は、第１の受信ストリームデータと第２の受信ストリームデータを統合し、受信データとしてＭＡＣ部２１５に通知する。

ヘッダデータ抽出部２１４は、受信データからヘッダデータを抽出し、例えばＭＣＳ（Modulation and Coding Scheme）、図３の位相回転部１０９で用いる位相回転量θを決定する。また、ヘッダデータ抽出部２１４は、逆プリコーディング部２１０に適用するプリコーディング行列Ｇ、ＩＤＦＴ及びシンボル順序反転部２０９ｂにおけるシンボル反転処理の有無、及び、逆位相回転部２０８が用いる位相回転量θを制御しても良い。

受信装置２００では、ＭＭＳＥフィルタ部２０７が、第２の送信ストリームデータが周波数シフトされた送信信号Ｔ_１（ｂ，ｋ）、Ｔ_２（ｂ，ｋ）を用いて推定を行うため、より高い周波数ダイバーシチ効果が得られる。また、受信誤り率が低下し、データスループットが向上する。

＜実施の形態１の効果＞
実施の形態１では、送信装置１００は、第２のプリコーデッドシンボルに対して、第１のプリコーデッドシンボルに付加するＧＩの複素共役を付加し、シンボル順序を反転し、位相回転（位相変更）を与える。

これにより、ＭＩＭＯチャネルにおいて、高い周波数ダイバーシチ効果が得られる。また、通信データの誤り率が低下し、データスループットが向上する。

（実施の形態２）
実施の形態１では、送信装置１００が、データ変調部１０４ａ、１０４ｂにおいてπ／２−ＢＰＳＫ変調を行うことによって、ＭＩＭＯ送信を行う場合について説明した。実施の形態２では、送信装置３００（図９参照）が、データ変調部１０４ａ、１０４ｂにおいて、複数のデータ変調方式（例えばπ／２−ＢＰＳＫ変調とπ／２−ＱＰＳＫ変調）を切り替えてＭＩＭＯ送信を行う場合について説明する。

図９は、実施の形態２に係る送信装置３００の構成を示す図である。なお、図９において、図３と同じ構成要素については、同じ番号を付与し、説明を省略する。

データ変調部１０４ｃ、１０４ｄは、符号化部１０３ａ、１０３ｂが出力する符号化データに対し、ＭＡＣ部１０１の制御に応じたデータ変調を行う。

次に、プリコーディング部１０５ａが、π／２−ＢＰＳＫ変調とπ／２−ＱＰＳＫ変調とによってプリコーディング処理を切り替える例について説明する。

図１０Ａは、π／２−ＱＰＳＫ変調のコンスタレーションの一例を示す図である。データ変調部１０４ｃ、１０４ｄから出力される変調シンボルｓ_１（ｍ）及びｓ_２（ｍ）は、それぞれ、＋１，−１，＋ｊ、−ｊのいずれかの値となる。なお、π／２−ＢＰＳＫ変調のコンスタレーションは、図４Ａに示した通りである。

プリコーディング部１０５ａは、データ変調部１０４ｃ、１０４ｄにおいて使用されるデータ変調方式に応じてプリコーディング行列を変更し、式１３に示すプリコーディング処理を行う。

データ変調部１０４ｃ、１０４ｄにおいてπ／２−ＢＰＳＫが使用される場合、プリコーディング部１０５ａは、例えば、式２、式２−３、又は式２−５に示すプリコーディング行列Ｇを用いる。

データ変調部１０４ｃ、１０４ｄにおいてπ／２−ＱＰＳＫが使用される場合、プリコーディング部１０５ａは、例えば、式１４に示すプリコーディング行列Ｇを用いる。

プリコーディング部１０５ａが、π／２−ＢＳＰＫシンボルに対して、式２を用いてプリコーディングを行う場合、コンスタレーションは、π／２−ＱＰＳＫと同様となる（図４Ｃを参照）。また、プリコーディング部１０５ａが、π／２−ＱＳＰＫシンボル（図１０Ａ参照）に対して、式１４を用いてプリコーディングを行う場合、コンスタレーションは、１６ＱＡＭと同様となる（図１０Ｂを参照）。

π／２−ＢＰＳＫのシンボル候補点の数は２、π／２−ＱＰＳＫのシンボル候補点の数は４、π／２−１６ＱＡＭのシンボル候補点の数は１６である。つまり、プリコーディングを行うことにより、コンスタレーションにおけるシンボル候補点の数が増加する。

第２の送信ＲＦチェーン処理は、変調方式及びプリコーディング行列Ｇの種類により異なる。データ変調部１０４ｃ、１０４ｄにおいてπ／２−ＢＰＳＫが使用され、プリコーディング部１０５ａにおいて式２、式２−３又は式２−５に示すプリコーディング行列Ｇが使用される場合、送信装置３００は、図３の送信装置１００と同様に、複素共役ＧＩ付加部１０６ｂ及びシンボル順序反転部１０７を用いて、第２の送信ＲＦチェーン処理を行う。

複素共役ＧＩ付加部１０６ｂは、プリコーディング部１０５ａの出力ｘ_２（ｍ）に対し、ＧＩの複素共役を付加する。シンボル順序反転部１０７は、ＧＩの複素共役が付加された出力ｘ_２（ｎ）に対して、シンボル順序反転処理を行う。

データ変調部１０４ｃ、１０４ｄにおいてπ／２−ＱＰＳＫが使用され、プリコーディング部１０５ａにおいて式１４に示すプリコーディング行列Ｇが使用される場合、送信装置３００は、図３の送信装置１００と異なり、ＧＩ付加部１０６ｃを用いて、第２の送信ＲＦチェーン処理を行う。

ＧＩ付加部１０６ｃは、プリコーディング部１０５ａの出力ｘ_２（ｍ）に対し、第１のＲＦチェーン処理においてＧＩ付加部１０６ａが付加するＧＩと同じＧＩを付加する。

なお、ＧＩ付加部１０６ｃは、ＧＩ付加部１０６ａが付加するＧＩ（ＧＩ１）と異なるＧＩ（ＧＩ_２）を付加してもよい。ＧＩ_１とＧＩ_２に、相互に直交する系列（相互相関が０）が用いられても良い。例えば、ＧＩ_１には、１１ａｄ規格（非特許文献１を参照）に規定されるＧａ６４系列が用いられても良く、ＧＩ_２には、１１ａｄ規格に規定されるＧｂ６４系列が用いられても良い。

π／２−ＢＰＳＫ変調と、式２、式２−３又は式２−５のプリコーディング行列Ｇとの組み合わせを、第１のプリコーディング方式タイプと呼ぶ。π／２−ＱＰＳＫ変調と、式１４のプリコーディング行列Ｇとの組み合わせを、第２のプリコーディング方式タイプと呼ぶ。なお、第１のプリコーディング方式タイプと第２のプリコーディング方式タイプの判別方法については、後述する。

第１のプリコーディング方式タイプの場合、選択部１１２ａは、データシンボルバッファ１０８ａの出力を選択し、選択部１１２ｂは、シンボル順序反転部１０７の出力を選択する。

第２のプリコーディング方式タイプの場合、選択部１１２ａは、ＧＩ付加部１０６ａからの出力を選択し、選択部１１２ｂは、ＧＩ付加部１０６ｃからの出力を選択する。

なお、選択部１１２ａは、ＧＩ付加部１０６ａの後段に配置されても良い。また、選択部１１２ｂは、プリコーディング部１０５ａの後段に配置されても良い。

次に、送信装置３００が、プリコーディング方式に応じて第２の送信ＲＦチェーン処理を変更する理由について説明する。

第１のプリコーディング方式タイプでは、式２−２、式２−４又は式２−６のように、ｘ_１（ｂ，ｎ）とｘ_２（ｂ，ｎ）とは、複素共役の関係にあり、さらに、定数倍された関係にある。したがって、図５Ｂ及び図５Ｃに示したように、周波数領域において、第２の送信ＲＦチェーン処理の信号は、第１の送信ＲＦチェーン処理の信号の周波数を反転したものであり、第１の送信ＲＦチェーン処理の信号と複素共役の関係にある。

一方、第２のプリコーディング方式タイプでは、ｘ_１（ｂ，ｎ）とｘ_２（ｂ，ｎ）とは、複素共役の関係に無い。したがって、図１１Ａ及び図１１Ｂに示すように、周波数領域において、第１の送信ＲＦチェーン処理の信号と第２の送信ＲＦチェーン処理の信号とは、同一の周波数で送信される。例えば、Ｘ_１（ｂ，ｋ）とＸ_２（ｂ，ｋ）とは同一の周波数で送信され、Ｘ_１（ｂ，−ｋ）とＸ_２（ｂ，−ｋ）とは同一の周波数で送信される。

式１５を満たす複素数ｂが存在する場合は、第１のプリコーディング方式タイプに該当する。

以上の考察から、送信装置３００は、第１のプリコーディング方式タイプでは、第２の送信ＲＦチェーン処理において複素共役のＧＩを付加し、シンボル順序を反転する。つまり、選択部１１２ｂは、シンボル順序反転部１０７からの出力を選択する。一方、第２のプリコーディング方式タイプでは、第２のＲＦチェーン処理において、第１のＲＦチェーン処理と同じＧＩを付加し、シンボル順序の反転を行わない。つまり、選択部１１２ｂは、ＧＩ付加部１０６ｃからの出力を選択する。

これにより、送信装置３００は、データ変調方式及びプリコーディング行列の種類に関わらず、図６Ｅ、図６Ｆに示すように、位相回転部１０９が与える位相回転θ（及び、θから式９−１を用いて換算されるｄ）に応じた周波数ダイバーシチ効果を実現できる。

π／２−ＢＰＳＫでは、式２のプリコーディング行列を用いることにより、プリコーディング後のコンスタレーションは、ＱＰＳＫと同等となる（図４Ｂを参照）。この場合は、第１のプリコーディング方式タイプが該当する。また、π／２−ＱＰＳＫでは、式１４のプリコーディング行列を用いることにより、プリコーディング後のコンスタレーションは、１６ＱＡＭと同等となる（図１０Ｂを参照）。この場合は、第２のプリコーディング方式タイプが該当する。

なお、選択部１１２ａ、１１２ｂは、π／２−ＢＰＳＫ変調では、プリコーディング方式のタイプに応じて、入力データを選択してもよい。

また、送信装置３００は、プリコーディングを行わない送信時におけるπ／２−ＱＰＳＫ及びπ／２−１６ＱＡＭと同じ送信パラメータを用いて送信してもよい。送信パラメータは、例えば、送信Ｆ／Ｅ回路１１０ａ、１１０ｂのＲＦアンプのバックオフの設定値を含む。すなわち、送信装置３００は、変調方式に応じて、式２又は式１４のいずれかを用いてプリコーディングを行ってもよい。これにより、送信Ｆ／Ｅ回路１１０ａ、１１０ｂの構成を変更することなく送信できる。以下、その理由を説明する。

一般的なミリ波通信では、送信Ｆ／Ｅ回路におけるＲＦアンプのバックオフの設定値は、送信コンスタレーション配置（図１０Ａ，図１０Ｂなど）に応じて適切に設定及び変更される。例えば、図１０Ｂのような１６ＱＡＭでは、平均電力に対するピーク電力（ＰＡＰＲ）が大きくなるため、ＲＦアンプのバックオフを大きくし、ＲＦアンプにて信号が飽和しないように設定される。また、プリコーディング処理を施すことによって送信信号のコンスタレーションの配置が変わるため、送信Ｆ／Ｅ回路の設定は変更される。

これに対して、本実施の形態に係る送信装置３００では、例えば式２及び式１４を用いることで、プリコーディング処理を施すことによって、プリコーディング処理の前のコンスタレーション配置とは異なるが、既知の変調と同じコンスタレーション配置となる。すなわち、プリコーディング処理の有無にかかわらず、送信信号は、既知のコンスタレーション配置となるので、送信Ｆ／Ｅ回路の構成及び設定の変更が不要となり、制御が容易となる。

＜実施の形態２の効果＞
実施の形態２では、送信装置３００は、第１のプリコーデッドシンボルと第２のプリコーデッドシンボルとが複素共役の関係にある場合、第２のプリコーデッドシンボルに対して、第１のプリコーデッドシンボルに付加するＧＩの複素共役を付加し、シンボル順序を反転し、位相回転（位相変更）を与える。

これにより、ＭＩＭＯチャネルにおいて、複数のデータ変調方式を切り替えることができる。よって、高い周波数ダイバーシチ効果が得られる。また、通信データの誤り率が低下し、データスループットが向上する。

（実施の形態３）
実施の形態３では、複数のデータ変調方式（例えばπ／２−ＢＰＳＫ変調とπ／２−ＱＰＳＫ変調）を切り替えてＭＩＭＯ送信を行う、実施の形態２とは別の方法について説明する。

図１２は、実施の形態３における送信装置４００の構成を示す図である。なお、図１２において、図９と同じ構成要素には、同じ番号を付与し、説明を省略する。

プリコーディング部１０５ａは、送信ＲＦ（Radio Frequency）チェーン２のためのデータシンボル（ｘ_２）を、複素共役部１１３及び選択部１１２ｃへ出力する。複素共役部１１３は、そのデータシンボル（ｘ_２）について複素共役を計算する。

選択部（選択回路）１１２ｃは、プリコーディング部１０５ａが第１のプリコーディング方式タイプのプリコーディングを行う場合、プリコーディング部１０５ａからの出力を選択する。選択部１１２ｃは、プリコーディング部１０５ａが第２のプリコーディング方式タイプのプリコーディングを行う場合、複素共役部１１３からの出力を選択する。このため、送信装置４００は、第２のプリコーディング方式タイプを選択する場合、プリコーディング部１０５ａが出力する送信ＲＦチェーン２のデータシンボル（ｘ_２）について、複素共役を計算する。

シンボル順序反転部１０７ａは、ＧＩ及びデータシンボルの順序を反転する（図６Ａ、図６Ｂを参照）。送信装置４００は、プリコーディング方式タイプに関わらず、シンボル順序反転部１０７ａを用いて、シンボル順序を反転する。

シンボル遅延部１０８ｃは、データシンボルバッファ１０８ａからの出力シンボルに、１シンボル時間以上の遅延を加える。すなわち、シンボル遅延部１０８ｃは、送信ＲＦチェーン１の送信シンボルが、送信ＲＦチェーン２の送信シンボルに対して遅れて送信されるようにする。

例えば、シンボル遅延部１０８ｃは、１シンボルの遅延を付加する。これにより、送信ＲＦチェーン１の第１シンボルと、送信ＲＦチェーン２の第２シンボルとが、同時刻に送信される。

シンボル遅延部１０８ｃは、１シンボルの遅延を付加する場合、送信ＲＦチェーン２の第１シンボルを送信するのと同時刻に、送信ＲＦチェーン１に対して、あらかじめ定められたダミーシンボルを出力しても良い。シンボル遅延部１０８ｃは、ダミーシンボルに、例えば、ＧＩの最終シンボルを用いても良い。例えば、シンボル遅延部１０８ｃは、３シンボルの遅延を付加する場合、ＧＩの最終３シンボルを、ダミーシンボルに用いても良い。

なお、シンボル遅延部１０８ｃは、送信ＲＦチェーン１に含められる代わりに、送信ＲＦチェーン２に含められてもよい。例えば、シンボル遅延部１０８ｃは、シンボル順序反転部１０７ａと送信Ｆ／Ｅ回路１１０ｂとの間に挿入されてもよい。

図１３Ａは、プリコーディング部１０５ａの出力シンボル系列（プリコーデッドシンボル系列ｘ_１，ｘ_２）の一例を示す図である。プリコーデッドシンボル系列は、プリコーデッドシンボルの系列と、ＧＩのシンボルの系列とを含む系列である。

図１３Ａにおいて、ｘ_１（ｂ，ｎ）及びｘ_２（ｂ，ｎ）は、送信ＲＦチェーン１及び送信ＲＦチェーン２の第ｂシンボルブロックのｎ番目のプリコーデッドシンボルを表す。ＧＩ（ｎ）は、ＧＩ付加部１０６ａが出力するＧＩである。

図１３Ａにおいて、ＤＦＴウィンドウのサイズ（シンボル数）をＮ＿ＤＦＴ、ＤＦＴウィンドウ内のデータのシンボル数をＮ＿ＣＢＰＢ、ＧＩのＧＩ長（シンボル数）をＮ＿ＧＩと表す。一例では、Ｎ＿ＤＦＴは５１２シンボル、Ｎ＿ＣＢＰＢは４４８シンボル、Ｎ＿ＧＩは６４シンボルである。

本実施の形態において、プリコーデッドシンボルを表すｘ_１（ｂ，ｎ）及びｘ_２（ｂ，ｎ）におけるｎの値は、０以上Ｎ＿ＣＢＰＢ未満の整数である。また、ＧＩのシンボルを表すＧＩ（ｎ）におけるｎの値は、Ｎ＿ＣＢＰＢ以上Ｎ＿ＤＦＴ未満の整数である。

例えば、データシンボル数（Ｎ＿ＣＢＰＢ）が４４８、ＧＩ長（Ｎ＿ＣＢ）が６４である場合、データシンボルｘ_１（１，ｎ）におけるｎの値は、０以上かつ４４８未満、ＧＩ（ｎ）におけるｎの値は、４４８以上かつ５１２未満である。

図１３Ｂは、プリコーデッドシンボル系列ｘ_１及びｘ_２を、ＤＦＴウィンドウ１においてＤＦＴすることによって算出される、ｘ_１及びｘ_２の周波数領域信号を示す図である。ここで、ＤＦＴウィンドウ１は、Ｎ＿ＤＦＴシンボルの幅を持ち、先頭のシンボル（ｎ＝０の位置）はｘ_１（ｂ，０）及びｘ_２（ｂ，０）であり、最終のシンボル（ｎ＝５１１の位置）は、ＧＩ（５１１）である。

プリコーデッドシンボル系列ｘ_１の周波数領域信号は、プリコーデッドシンボルｘ_１（ｂ，ｎ）（ｎは０以上Ｎ＿ＣＢＰＢ未満の整数）をＤＦＴした信号成分（Ｘ_１（ｂ，ｋ）、ｋは０以上Ｎ＿ＤＦＴ未満の整数）と、ＧＩ（ｎ）（ｎは、Ｎ＿ＣＢＰＢ以上かつＮ＿ＤＦＴ未満の整数）をＤＦＴした信号成分（Ｇ（ｋ）、ｋは０以上Ｎ＿ＤＦＴ未満の整数）を加算した信号である。

プリコーデッドシンボルｘ_１（ｂ，ｎ）をＤＦＴした信号Ｘ_１（ｂ，ｋ）とは、ＤＦＴウィンドウ１において、ＧＩ部分の値を０に置き換えてＤＦＴした信号である。また、ＧＩ（ｎ）をＤＦＴした信号Ｇ（ｋ）とは、ＤＦＴウィンドウ１において、ＧＩ以外の部分の値を０に置き換えてＤＦＴした信号である。

同様に、プリコーデッドシンボル系列ｘ_２の周波数領域信号は、プリコーデッドシンボルｘ_２（ｂ，ｎ）（ｎは０以上かつＮ＿ＣＢＰＢ未満の整数）をＤＦＴした信号成分（Ｘ_２（ｂ，ｋ）、ｋは０以上かつＮ＿ＤＦＴ未満の整数）と、ＧＩ（ｎ）（ｎはＮ＿ＣＢＰＢ以上かつＮ＿ＤＦＴ未満の整数）をＤＦＴした信号成分（Ｇ（ｋ）、ｋは０以上かつＮ＿ＤＦＴ未満の整数）を加算した信号である。

図１４Ａは、第２のプリコーディング方式タイプの場合における、データシンボルバッファ１０８ａの出力シンボル系列（ｗ_１）、及び、シンボル順序反転部１０７ａの出力シンボル系列（ｗ_２）の一例を示す図である。

シンボル系列ｗ_１及びｗ_２のＧＩのシンボルは、ＧＩ^＊（−ｎ）である。ここで、ＧＩ^＊（−ｎ）は、ＧＩ（ｎ）の複素共役を時間反転したシンボル系列である。ＧＩ^＊（−ｎ）は、ＧＩ（Ｎ＿ＤＦＴ−ｎ＋Ｎ＿ＣＢＰＣ−１）の複素共役に等しい。例えば、Ｎ＿ＤＦＴの値が５１２、Ｎ＿ＣＢＰＢの値が４４８、Ｎ＿ＧＩの値が６４の場合、ＧＩ^＊（−５１１）は、ＧＩ（４４８）の値の複素共役に等しい。

シンボル系列ｗ_１のデータシンボルｗ_１（ｂ，ｎ）は、ｘ_１（ｂ，ｎ）の値と等しく、式１６−１で表される。また、シンボル系列ｗ_２のデータシンボルｗ_２（ｂ，ｎ）は、ｘ_２を複素共役及びシンボル順序反転したシンボル系列であり、式１６−２で表される。

図１４Ｂは、図１４Ａのシンボル系列ｗ_１、ｗ_２を、ＤＦＴウィンドウ１においてＤＦＴすることによって算出される、ｗ_１及びｗ_２の周波数領域信号（Ｗ_１及びＷ_２）を示す図である。Ｗ１（ｂ，ｋ）及びＷ２（ｂ，ｋ）は、式１７及び式１８で表される。

次に、図１５Ａ及び図１５Ｂを用いて、シンボル系列ｗ_２の周波数領域信号Ｗ２（ｂ，ｎ）が、式１８で表される理由について説明する。図１５Ａは、複素共役部１１３及びシンボル順序反転部１０７ａがシンボル系列ｘ_２に対して行う処理を、時間領域において示すフローチャートである。図１５Ｂは、複素共役部１１３及びシンボル順序反転部１０７ａがシンボル系列ｘ_２に対して行う処理を、周波数領域において示すフローチャートである。

複素共役部１１３及びＧＩ付加部１０６ｂは、シンボル系列ｘ_２であるプリコーデッドシンボルｘ２（ｂ，ｎ）及びＧＩ（ｎ）の複素共役の値を算出し、それぞれ、ｘ_２ ^＊（ｂ，ｎ）及びＧＩ^＊（ｎ）を得る（図１５ＡのステップＳ１０１）。

シンボル順序反転部１０７ａは、まず、ＤＦＴウィンドウ１内でシンボル順序を反転する。シンボル順序反転部１０７ａは、先頭のシンボル（ｘ_２ ^＊（ｂ，０））の位置を変更せず、他のシンボルの順序を変更する（図１５ＡのステップＳ１０２）。例えば、シンボル順序反転部１０７ａは、シンボル位置ｎ＝０，１，２，３，．．．，５１１を、シンボル位置ｎ＝０，５１１，５１０，５０９，．．．，２，１に移動する。

図１５ＡのステップＳ１０２で得られたシンボル系列をＤＦＴした信号は、プリコーデッドシンボル系列ｘ_２の周波数領域信号の複素共役である。送信装置４００は、ステップＳ１０１及びステップＳ１０２の処理を行うことにより、プリコーデッドシンボル系列を、周波数領域において複素共役の関係にある信号に変換する（図１５ＢのステップＳ１０１ｆ）。なお、送信装置４００は、図１５ＡのステップＳ１０１及びステップＳ１０２の処理を行う代わりに、ＤＦＴ、複素共役及び逆ＤＦＴを行うことにより、図１５ＢのステップＳ１０１ｆの処理を行ってもよい。

シンボル順序反転部１０７ａは、図１５ＡのステップＳ１０２で得られた信号に巡回シフトを行い、プリコーデッドシンボル系列ｘ_１のＧＩの位置と、シンボル系列ｗ_２のＧＩの位置とを合わせる（図１５ＡのステップＳ１０３）。シンボル順序反転部１０７ａは、ステップＳ１０２で得られた信号を、Ｎ＿ＧＩ＋１シンボル（例えば６５シンボル）ぶん左（負の方向）へ巡回シフトする。ステップＳ１０３において得られた信号が、シンボル系列ｗ_２である。

時間領域におけるＮ＿ＧＩ＋１シンボルの巡回シフトは、周波数領域における位相回転係数（ｅｘｐ（ｊπ（Ｎ＿ＧＩ＋１）／Ｎ＿ＤＦＴ））の乗算に相当する（図１５ＢのステップＳ１０３ｆ）。

以上、シンボル系列ｗ_２のデータシンボルｗ_２（ｂ，ｎ）が式１８で表されることについて説明した。

式１７及び式１８によれば、送信装置４００が、プリコーデッドシンボルｘ_１には周波数領域における位相回転を施さず、プリコーデッドシンボルｘ_２には周波数領域における位相回転を施すことに等しい。これは、複素共役部１１３及びシンボル順序反転部１０７ａが、周波数領域において、以下の式１９に示す、周波数ビン番号ｋに応じたプリコーディングを施すことに等しい。

プリコーディング部１０５ａが行うプリコーディングの行列Ｇとあわせると、これは、送信装置４００が、Ｇｒ（ｋ）×Ｇのプリコーディングを行って送信することに等しい。

図１６Ａは、第１のプリコーディング方式タイプにおける、プリコーディング部１０５ａの出力シンボル系列（プリコーデッドシンボル系列ｘ_１，ｘ_２）の一例を示す図である。また、図１６Ｂは、図１６Ａのシンボル系列ｗ_１、ｗ_２を、ＤＦＴウィンドウ１においてＤＦＴすることによって算出される、ｗ_１及びｗ_２の周波数領域信号を示す図である。

第１のプリコーディング方式タイプでは、プリコーデッドシンボルｘ_１，ｘ_２は、式２−２、式２−４又は式２−６の関係を満たす。ここで、一例として、ｘ_２（ｂ，ｎ）がｘ１（ｂ，ｎ）の複素共役である場合、つまり式２−２を満たす場合について説明する。

図１６Ａは、図１４Ａにおけるｘ_２をｘ_１に置き換えた場合と等しい。よって、シンボル系列ｗ_１及びｗ_２の時間領域信号は、式２０及び式２１で表され、シンボル系列ｗ_１及びｗ_２の周波数領域信号は、式２２及び式２３で表される。

第２のプリコーディング方式タイプと同様に、式２２及び式２３より、送信装置４００は、第１のプリコーディング方式タイプにおいて、式１９に示すプリコーディング行列の演算結果を得ることができる。

このように、送信装置４００は、プリコーデッドシンボルｘ_２に対して、プリコーディング方式タイプに応じて複素共役の処理を行い、シンボル順序反転処理を行う。これにより、送信装置４００は、周波数ビン番号ｋに応じたプリコーディングを施すことに等しい結果を得て、周波数ビン番号ｋ毎にプリコーディング行列を変えて送信できる。よって、周波数ダイバーシチ効果が得られ、通信性能が向上する。

図７の受信装置２００は、図１２に示す送信装置４００からの送信信号を受信する場合、逆位相回転部２０８において、式１９による位相回転を除去しても良い。また、受信装置２００は、ＭＭＳＥウェイト計算部２０６において、式１９による位相回転をチャネル行列に乗算し、ＭＭＳＥフィルタ部２０７の出力から、式１９による位相回転を除去してもよい。また、受信装置２００は、ＩＤＦＴ及びシンボル順序反転部２０９ｂにおいて、受信シンボル系列に対して、図１５ＡのステップＳ１０３と逆方向のシフトを行い、式１９による位相回転を除去しても良い。

なお、図１２のプリコーディング部１０５ａは、第１のプリコーディング方式タイプのプリコーディング行列を、第２のプリコーディング方式タイプのプリコーディング行列に変換してプリコーディングを行ってもよい。この場合、送信装置４００は、変調方式に関わらず複素共役部１１３を用いるので、選択部１１２ｃを備えなくても良い。よって、送信装置４００における回路規模を削減できる。

式２４は、式２のプリコーディング行列を第２のプリコーディング方式タイプに変換したプリコーディング行列の一例を示す。

図１２のシンボル遅延部１０８ｃは、シンボル系列ｗ_１に、あらかじめ定められたシンボル数の遅延（ｄシンボル（ｄは整数））を加える。これにより、送信ＲＦチェーン１と送信ＲＦチェーン２との間の送信信号タイミングが変化する。

シンボル遅延部１０８ｃが遅延ｄを加えた場合における、シンボル系列の時間軸信号ｖ_１及びｖ_２を、式２５及び式２６に表す。また、シンボル系列ｖ_１及びｖ_２の周波数領域信号Ｖ１及びＶ２を、式２７及び式２８に表す。

式１８（遅延を加えない場合）と式２８とを比較すると、式２８は、式１８と比べて位相回転量が大きい。そこで、送信装置４００は、送信ＲＦチェーン１のシンボル系列に遅延を加える。これにより、ダイバーシチ効果が増大し、通信品質が向上し得る。

また、Ｎ＿ＧＩ及びＮ＿ＤＦＴが偶数である場合、シンボル遅延部１０８ｃは、遅延量ｄを奇数にしてもよい。これにより、式２８の位相回転量の係数に含まれる（Ｎ＿ＧＩ＋ｄ＋１）／Ｎ＿ＤＦＴの値が通分され、式２９が満たされる。このため、周波数ビンｋと周波数ビンｋ＋Ｎ＿ＤＦＴ／２との位相回転量が等しい。

式２９より、受信装置２００の逆位相回転部２０８は、周波数ビンｋと周波数ビンｋ＋Ｎ＿ＤＦＴ／２のいずれかの位相回転量を計算する。これにより、位相回転量の計算が半分に減るため、回路規模を削減できる。

また、シンボル遅延部１０８ｃは、Ｎ＿ＤＦＴの値が４の倍数である場合に、遅延量ｄの値を、Ｎ＿ＧＩ＋ｄ＋１が４の倍数となる値に定める。これにより、４つの周波数ビンｋ、ｋ＋Ｎ＿ＤＦＦＴ／４、ｋ＋Ｎ＿ＤＦＦＴ／２、ｋ＋Ｎ＿ＤＦＦＴ＊３／４において位相回転量が等しくなる。よって、受信装置２００における計算量をさらに削減できる。

同様に、シンボル遅延部１０８ｃは、Ｎ＿ＤＦＴが２のべき乗の倍数である場合に、遅延量ｄを、Ｎ＿ＧＩ＋ｄ＋１が２のべき乗の倍数となる値に定める。これにより、受信装置２００における回路規模を削減できる。

遅延量ｄが大きくなることによって、送信ＲＦチェーン１と送信ＲＦチェーン２のＧＩの位置のずれが増大するため、ｄの値は、ＧＩのシンボル数より小さいことが望ましい。シンボル遅延部１０８ｃは、ＧＩ長に応じて遅延量ｄの値を定めても良い。シンボル遅延部１０８ｃは、例えば、ＧＩ長が６４である場合、ｄの値を、１，３，７，１５のいずれかに定めて良い。また、シンボル遅延部１０８ｃは、例えば、ＧＩ長が１２８である場合、ｄの値を、３，７，１５，３１のいずれかに定めて良い。

なお、送信装置４００は、送信ＲＦチェーン１にシンボル遅延部１０８ｃを挿入する代わりに、送信ＲＦチェーン２にシンボル遅延部１０８ｃを挿入しても良い。シンボル系列ｖ_２の周波数領域信号Ｖ２は、式２９の代わりに、式３０のようになる。

Ｎ＿ＧＩ及びＮ＿ＤＦＴが偶数である場合、シンボル遅延部１０８ｃは、遅延量ｄを、奇数にすることにより、受信装置２００における回路規模を削減できる。また、Ｎ＿ＤＦＴが２のべき乗の値である場合、シンボル遅延部１０８ｃは、遅延量ｄを、Ｎ＿ＧＩ−ｄ＋１の値が２のべき乗となる値に定めることにより、受信装置２００における回路規模を削減できる。

＜実施の形態３の効果＞
実施の形態３では、送信装置４００は、プリコーデッドシンボルｘ_２に対して、プリコーディング方式タイプに応じて複素共役を行い、シンボル順序反転処理を行う。これにより、送信装置４００は、周波数ビン番号ｋに応じたプリコーディングを施すことに等しい結果を得る。

よって、ＭＩＭＯチャネルにおいて、高い周波数ダイバーシチ効果が得られる。また、通信データの誤り率が下がり、データスループットが向上する。

（実施の形態４）
実施の形態４では、複数のデータ変調方式（例えばπ／２−ＢＰＳＫ変調とπ／２−ＱＰＳＫ変調）を切り替えてＭＩＭＯ送信を行う、実施の形態２とは別の方法について説明する。

図１７は、実施の形態４における送信装置５００の構成を示す図である。なお、図１７において、図９と同じ構成要素については、同じ番号を付与し、説明を省略する。

ストリーム生成部１０２ａは、図９のストリーム生成部１０２と異なり、ＭＡＣ部１０１からの指示に応じて、２つの送信ストリームを出力する場合と、１つの送信ストリームを出力する場合とを切り替えて動作する。

ストリーム生成部１０２ａが２つの送信ストリームを出力する場合（「２ストリーム送信」という）、送信装置５００は、図９に示す送信装置３００と同様の動作を行う。よって、ここでは説明を省略する。

次に、ストリーム生成部１０２ａが１つの送信ストリームを出力する場合（１ストリーム送信という）について説明する。なお、この場合、符号化部１０３ｂ及びデータ変調部１０４ｄは、動作を停止しても良い。

プリコーディング部１０５ｂは、１つのシンボルに対して、２つのプリコーデッドシンボルｘ_１、ｘ_２を出力する。プリコーディング部１０５ｂが行うプリコーディングの例を式３１に示す。

式３１のプリコーディングでは、プリコーデッドシンボルｘ_１とｘ_２とは、同じ値を有する。プリコーディング部１０５ｂは、１つのシンボルを２つの送信アンテナ（送信ＲＦチェーン）に対して均等に送信エネルギーを分配する。これにより、空間ダイバーシチ効果が得られる。

プリコーディング部１０５ｂは、式３２のプリコーディングを行ってもよい。プリコーディング部１０５ｂは、２つの送信ＲＦチェーンに送信エネルギーを分配し、Ｉ，Ｑ軸上でシンボルを直交させて送信する。これにより、ダイバーシチ効果が高まる。

ストリーム生成部１０２ａが１つの送信ストリームを出力する場合、第２のプリコーディング方式タイプと同様に、選択部１１２ｄは、ＧＩ付加部１０６ａの出力を選択し、選択部１１２ｅは、ＧＩ付加部１０６ｃの出力を選択する。

なお、式３１及び式３２のプリコーディング行列は、２つのプリコーデッドシンボルの間に複素共役の関係が無いため、第２のプリコーディング方式タイプに分類される。

受信装置２００が、１つの送信ストリームを含む信号を受信した場合、ＭＭＳＥフィルタ部２０７は、１つの送信ストリームを出力する動作を切り替える。これにより、計算量が削減され、消費電力が低減する。

送信装置５００が１ストリーム送信を行う場合、空間−周波数ダイバーシチ効果によって通信性能が向上する。また、受信装置２００における消費電力が低減する。

なお、送信装置５００は、２ストリーム送信を行う場合、異なるプリコーデッドシンボルｘ_１及びｘ_２を送信する。したがって、１ストリーム送信と比べて、空間−周波数ダイバーシチ効果がさらに高まり、通信性能が向上する。

また、送信装置５００は、スループットに応じて、１ストリーム送信と２ストリーム送信とを切り替えてもよい。これにより、受信装置２００における消費電力が低減し、空間−周波数ダイバーシチ効果が高まり、通信性能が向上する。

図１８Ａは、１ストリーム送信におけるプリコーディング行列の一例を示す。Nssはストリーム数、Rateは１送信シンボルあたりの送信ビット数、Modulationは変調方式、Precoderはプリコーディング行列、Typeはプリコーディング方式タイプを表す。また、Modulationにおいて、ｐｉ／２−ＢＰＳＫは、π／２シフトＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）、ｐｉ／２−ＱＰＳＫは、π／２シフトＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）、ｐｉ／２−１６ＱＡＭは、π／２シフト１６ＱＡＭ（１６点Quadrature Amplitude Modulation）、ｐｉ／２−６４ＱＡＭは、π／２シフト６４ＱＡＭ（６４点Quadrature Amplitude Modulation）である。

このため、送信装置５００は、１ストリーム送信において、変調方式によらず、式３１のプリコーディング行列を用いる。

図１８Ｂは、２ストリーム送信におけるプリコーディング行列の一例を示す。Modulationにおいて、ｐｉ／２−（ＢＰＳＫ，ＢＰＳＫ）は、送信ストリーム１及び送信ストリーム２において、π／２シフトＢＰＳＫを用いることを表す。ｐｉ／２−（ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ）は、送信ストリーム１においてπ／２シフトＱＰＳＫを用い、送信ストリーム２においてπ／２シフト１６ＱＡＭを用いることを表す。

送信装置５００は、２ストリーム送信において、変調方式がｐｉ／２−（ＢＰＳＫ，ＢＰＳＫ）の場合、式３３のプリコーディング行列を用いる。式３３のプリコーディング行列は、式２のプリコーディング行列と同等の性能を有する。送信Ｆ／Ｅ回路１１０ａ及び１１０ｂにおける送信シンボルは、π／２シフトＱＰＳＫと同等のコンスタレーション点を有する（図４Ｃを参照）。

送信装置５００は、変調方式がｐｉ／２−（ＱＰＳＫ，ＱＰＳＫ）である場合、式３４のプリコーディング行列を用いる。式３４のプリコーディング行列は、式１４と同等の性能を有し、位相回転を加えることにより、π／２シフト１６ＱＡＭと同等のコンスタレーション点を有する。

送信装置５００は、変調方式がｐｉ／２−（ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ）である場合、式３５のプリコーディング行列を用いる。

なお、式３５のプリコーディング行列は、２つのプリコーディング行列Ｇ１、Ｇ２の積で表される。

プリコーディング行列Ｇ１は、ｐｉ／２−ＱＰＳＫ変調された送信ストリーム１と、ｐｉ／２−１６ＱＡＭ変調された送信ストリーム２との電力を調整し、ＭＩＭＯチャネル容量を最大化するために用いられてもよい。また、プリコーディング行列Ｇ２は、電力調整後の送信ストリーム１と送信ストリーム２とを、送信ＲＦチェーン１と送信ＲＦチェーン２とに、電力が均等となるように分配し、空間ダイバーシチを得るために用いられてもよい。

図１９は、変調方式がｐｉ／２−（ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ）の場合における、コンスタレーション点の一例を示す。図１９は、π／２シフト６４ＱＡＭにおいてシンボル点間隔を変更したコンスタレーションに相当する。

送信装置５００は、変調方式がｐｉ／２−（１６ＱＡＭ，１６ＱＡＭ）である場合、式３８のプリコーディング行列を用いる。式３８のプリコーディング行列は、π／２シフト２５６ＱＡＭ（２５６点ＱＡＭ）と同等のコンスタレーション点を有する。

以上のように、プリコーディング部１０５ｂが２ストリームのプリコーディングを行う場合、送信シンボルのコンスタレーションが、π／２シフトＢＰＳＫ、π／２シフトＱＰＳＫ、π／２シフト１６ＱＡＭ、π／２シフト６４ＱＡＭ、π／２シフト２５６ＱＡＭと同等となる。よって、送信装置５００は、低いＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）で送信を行える。

また、送信装置５００において、式３４及び式３８のプリコーディング行列を用いることは、送信ストリーム１と送信ストリーム２との電力比を、送信ＲＦチェーン１と送信ＲＦチェーン２とにおいて異なる値に設定して送信することに相当する。これにより、送信装置５００は、空間ダイバーシチ効果を高めることができる。

なお、本実施の形態における送信装置５００は、図９の送信装置３００を、１ストリーム送信と２ストリーム送信とを切り替えて用いる構成にしたことに相当する。同様に、図１２の送信装置４００を、１ストリーム送信と２ストリーム送信とを切り替えて用いる構成にしても良い。１ストリーム送信において、プリコーディング行列は、第２のプリコーディング方式タイプに分類される。この場合、送信装置４００における選択部１１２ｃは、複素共役部１１３からの出力を選択する。

なお、送信装置４００は、１ストリーム送信では、送信ＲＦチェーン２の信号に複素共役とシンボル順序反転とを行う。よって、式１９における位相回転の効果により、周波数ダイバーシチ効果が得られ、通信性能が向上する。

＜実施の形態４の効果＞
実施の形態４では、送信装置５００は、２つの送信ストリームを出力する場合と、１つの送信ストリームを出力する場合とを切り換える。また、送信装置５００は、第１のプリコーデッドシンボルと第２のプリコーデッドシンボルとが複素共役の関係にある場合、第２のプリコーデッドシンボルに対して、第１のプリコーデッドシンボルに付加するＧＩの複素共役を付加し、シンボル順序を反転し、位相回転（位相変更）を与える。

これにより、ＭＩＭＯチャネルにおいて、複数のデータ変調方式を切り替えることができる。よって、高い周波数ダイバーシチ効果が得られる。また、通信データの誤り率が低下し、データスループットが向上する。

（実施の形態２の変形例）
実施の形態２では、送信装置３００が、π／２−ＢＰＳＫ変調の場合、シンボル順序反転部１０７においてデータシンボル及びＧＩのシンボルにシンボル順序反転を行うＭＩＭＯ送信について説明した。実施の形態２の変形例では、送信装置６００（図２０参照）が、ＧＩ付加部１０６ｄ、１０６ｅにおいて、ストリーム毎に異なる系列（例えば直交する系列）を付加するＭＩＭＯ送信について説明する。

図２０は、実施の形態２の変形例に係る送信装置６００の構成を示す図である。なお、図２０において、図９と同じ構成要素については、同じ番号を付与し、説明を省略する。

ＧＩ付加部１０６ｄ、１０６ｅは、選択部１１２ａ、１１２ｂ及び位相回転部１０９よりも後段に配置される。図９の送信装置３００と異なり、送信装置６００は、変調方式に関わらずストリーム毎に定められたＧＩシンボルを付加しても良い。

図２１及び図２２は、送信装置６００のＧＩ付加部１０６ｄ、１０６ｅから出力（ｖ_３、ｖ_４）される送信シンボルフォーマットの一例を示す図である。図２１はデータシンボルの変調がπ／２−ＢＰＳＫ変調である場合、図２２はデータシンボルの変調がπ／２−ＢＰＳＫ変調以外である場合を示す。

ＧＩ付加部１０６ｄは、プリコーデッドシンボルｘ_１（ｍ）を、４４８シンボル毎のデータブロックに分割し、各データブロックの前段に６４シンボルのＧＩ（ＧＩ_１（ｐ））を付加する。ＧＩは、既知の系列をπ／２−ＢＰＳＫ変調したシンボル系列である。さらに、ＧＩ付加部１０６ｄは、最後のデータブロックの後段に６４シンボルのＧＩを付加する。これにより、図２１及び図２２に示すような送信シンボルｖ_３が生成される。なお、これらのシンボル数は一例であり、本実施の形態は、これら以外のシンボル数であってもよい。

同様に、ＧＩ付加部１０６ｅも、プリコーデッドシンボルｘ_２（ｍ）を、４４８シンボル毎のデータブロックに分割し、各データブロックの前段に６４シンボルのＧＩ（ＧＩ_２（ｐ））を付加し、最後のデータブロックの後段に６４シンボルのＧＩを付加する。これにより、図２１及び図２２に示すような送信シンボルｖ_４が生成される。ＧＩ付加部１０６ｅが付加するＧＩは、ＧＩ付加部１０６ｄが付加するＧＩと異なる系列であっても良い。

受信装置２００は、図２１及び図２２のフォーマットを有する、送信装置６００からの送信信号を受信した場合、実施の形態１に示したように、式１２−２を用いてＭＭＳＥ等化を行い、受信処理を行ってもよい。

受信装置２００は、ＭＭＳＥ等化されたＧＩシンボル（ＭＭＳＥフィルタ部２０７の出力のうちＧＩに係る部分）と、既知のＧＩシンボルとを比較し、チャネル推定行列の誤差を検出してチャネル推定行列の補正を行ってもよい。ＧＩ_１（ｐ）とＧＩ_２（ｐ）が直交系列である場合、ＭＭＳＥ等化により推定されたＧＩ_１（ｐ）と、既知のＧＩ_１（ｐ）との相関を算出する。この算出では、ＭＭＳＥ等化の残留誤差が軽減され、例えば位相ずれの値が高精度に算出される。よって、チャネル推定行列を高精度に補正し、受信性能を改善できる。

次に、受信装置２００のＭＭＳＥフィルタ部２０７が、図２１及び図２２のフォーマットを有する、送信装置６００からの送信信号を受信する、別の方法について説明する。

受信装置２００は、ＧＩ_１（ｐ）及びＧＩ_２（ｐ）のレプリカ信号を、式３９により生成する。ここで、レプリカ信号とは、既知パターン（例えばＧＩ_１（ｐ）及びＧＩ_２（ｐ））を送信した場合に、受信アンテナで受信される信号の推定値であり、既知パターンにチャネル行列（式１２参照）を乗算することによって算出される。

式３９において、Ｘ_Ｇ１（ｋ）及びＸ_Ｇ２（ｋ）は、ＧＩ時間領域信号（シンボル）ＧＩ_１（ｐ）及びＧＩ_２（ｐ）をＤＦＴした信号（ＧＩの周波数領域信号）である。また、Ｙ_Ｇ１（ｋ）及びＹ_Ｇ２（ｋ）は、ＧＩ_１（ｐ）及びＧＩ_２（ｐ）を受信装置２００が受信した場合の周波数領域信号である。Ｙ_Ｇ１（ｋ）及びＹ_Ｇ２（ｋ）に記号「＾」を付与することにより、推定値であることを示す。

受信装置２００は、式４０により、受信信号Ｙ_１（ｂ，ｋ）からＹ＾_Ｇ１（ｋ）を差し引いて受信信号に含まれるデータ信号成分Ｙ＾_Ｄ１（ｋ）を推定し、Ｙ_２（ｂ，ｋ）からＹ＾_Ｇ２（ｋ）を差し引いてデータ信号成分Ｙ＾_Ｄ２（ｋ）を推定する。

受信装置２００は、推定したデータ信号成分Ｙ＾_Ｄ１（ｋ）及びＹ＾_Ｄ２（ｋ）を入力としてＭＭＳＥ等化を行うことにより、送信データシンボルの推定値Ｔ＾_Ｄ１（ｋ）及びＴ＾_Ｄ２（ｋ）を算出する。

式４１で行う計算処理は式１２−２と同様であるが、式１２−２の入力Ｙ_１（ｂ，ｋ）及びＹ_２（ｂ，ｋ）はデータ及びＧＩの信号成分を含むのに対し、式１８の入力Ｙ＾_Ｄ１（ｋ）及びＹ＾_Ｄ２（ｋ）はＧＩの信号成分が差し引かれたデータの信号成分を含む点が異なる。

ＭＭＳＥフィルタ部２０７は、送信装置６００の送信信号を受信する場合、ストリーム毎のＧＩは複素共役及び時間順序反転の関係ではないため、ＧＩのシンボルの復調において、実施の形態１と同様の周波数ダイバーシチ効果を得ることは困難である。よって、ＧＩのシンボルからデータシンボルへのシンボル間干渉がＭＭＳＥ等化後に残留し、受信性能が低下する場合がある。

ここで、ＭＭＳＥフィルタ部２０７は、送信装置６００の送信信号を受信する場合、式３９、式４０及び式４１を用いてＧＩのシンボルレプリカを受信信号から差し引いてＭＭＳＥ等化を行う。すなわち、ＧＩの影響を軽減してデータシンボルのＭＭＳＥ等化を行う。

受信装置２００は、ＭＭＳＥフィルタ部２０７が式４１を用いて生成した送信データシンボルの推定値Ｔ＾_Ｄ１（ｋ）及びＴ＾_Ｄ２（ｋ）に対して、逆位相回転及び逆プリコーディングを含む実施の形態１及び実施の形態２と同様の受信処理を行う。

＜実施の形態２の変形例の効果＞
実施の形態２の変形例では、送信装置６００は、第１のプリコーデッドシンボルと第２のプリコーデッドシンボルとが複素共役の関係にある場合、第２のプリコーデッドシンボルに対して、シンボル順序を反転し、位相回転（位相変更）を与える。また、第１のプリコーデッドシンボルと第２のプリコーデッドシンボルに異なるＧＩを挿入する。

これにより、ＭＩＭＯチャネルにおいて、複数のデータ変調方式を切り替えることができる。よって、高い周波数ダイバーシチ効果が得られる。また、通信データの誤り率が低下し、データスループットが向上する。

（実施の形態３の変形例）
実施の形態３では、送信装置４００が、シンボル順序反転部１０７ａにおいてデータシンボル及びＧＩのシンボルにシンボル順序反転を行うＭＩＭＯ送信について説明した。実施の形態３の変形例では、送信装置７００（図２３参照）が、ＧＩ付加部１０６ｄ、１０６ｅにおいて、ストリーム毎に異なる系列（例えば直交する系列）を付加するＭＩＭＯ送信について説明する。

図２３は、実施の形態３の変形例に係る送信装置７００の構成を示す図である。なお、図２３において、図１２、図２０と同じ構成要素については、同じ番号を付与し、説明を省略する。

ＧＩ付加部１０６ｄ、１０６ｅは、データシンボルバッファ１０８ａ、シンボル遅延部１０８ｃ、選択部１１２ｃ、及びシンボル順序反転部１０７ａよりも後段に配置される。図１２の送信装置４００と異なり、送信装置７００は、変調方式に関わらず、ストリーム毎に定められたＧＩシンボルを付加しても良い。

図２４及び図２５は、送信装置７００のＧＩ付加部１０６ｄ、１０６ｅから出力（ｖ_５、ｖ_６）される送信シンボルフォーマットの一例を示す図である。図２４はデータシンボルの変調がπ／２−ＢＰＳＫ変調である場合、図２５はデータシンボルの変調がπ／２−ＢＰＳＫ変調以外である場合を示す。

ＧＩ付加部１０６ｄは、プリコーデッドシンボルｘ_１（ｍ）を、４４８シンボル毎のデータブロックに分割し、各データブロックの前段に６４シンボルのＧＩ（ＧＩ_１（ｐ））を付加する。ＧＩは、既知の系列をπ／２−ＢＰＳＫ変調したシンボル系列である。さらに、ＧＩ付加部１０６ｄは、最後のデータブロックの後段に６４シンボルのＧＩを付加する。これにより、図２４及び図２５に示すような送信シンボルｖ_５が生成される。なお、これらのシンボル数は一例であり、本実施の形態は、これら以外のシンボル数であってもよい。

同様に、ＧＩ付加部１０６ｅも、プリコーデッドシンボルｘ_２（ｍ）を、４４８シンボル毎のデータブロックに分割し、各データブロックの前段に６４シンボルのＧＩ（ＧＩ_２（ｐ））を付加し、最後のデータブロックの後段に６４シンボルのＧＩを付加する。これにより、図２４及び図２５に示すような送信シンボルｖ_６が生成される。ＧＩ付加部１０６ｅが付加するＧＩは、ＧＩ付加部１０６ｄが付加するＧＩと異なる系列であっても良い。

受信装置２００は、図２４及び図２５のフォーマットを有する、送信装置７００からの送信信号を受信した場合、実施の形態３に示したように、式１２−２を用いてＭＭＳＥ等化を行い、受信処理を行ってもよい。

受信装置２００は、ＭＭＳＥ等化されたＧＩシンボル（ＭＭＳＥフィルタ部２０７の出力のうちＧＩに係る部分）と、既知のＧＩシンボルとを比較し、チャネル推定行列の誤差を検出してチャネル推定行列の補正を行ってもよい。ＧＩ_１（ｐ）とＧＩ_２（ｐ）が直交系列である場合、ＭＭＳＥ等化により推定されたＧＩ_１（ｐ）と、既知のＧＩ_１（ｐ）との相関を算出する。この算出では、ＭＭＳＥ等化の残留誤差が軽減され、例えば位相ずれの値が高精度に算出される。よって、チャネル推定行列を高精度に補正し、受信性能を改善できる。

また、受信装置２００のＭＭＳＥフィルタ部２０７が、図２４及び図２５のフォーマットを有する、送信装置７００からの送信信号を受信する場合、実施の形態２の変形例と同様に、式３９、式４０及び式４１を用いてＧＩのシンボルレプリカを受信信号から差し引いて、ＭＭＳＥ等化を行ってもよい。これにより、ＧＩの影響を軽減してデータシンボルのＭＭＳＥ等化を行うことができ、受信性能を改善できる。

＜実施の形態３の変形例の効果＞
実施の形態３の変形例では、送信装置７００は、プリコーデッドシンボルｘ_２に対して、プリコーディング方式タイプに応じて複素共役を行い、シンボル順序反転処理を行う。これにより、送信装置７００は、周波数ビン番号ｋに応じたプリコーディングを施すことに等しい結果を得る。また、第１のプリコーデッドシンボルと第２のプリコーデッドシンボルに異なるＧＩを挿入する。

これにより、ＭＩＭＯチャネルにおいて、高い周波数ダイバーシチ効果が得られる。また、通信データの誤り率が低下し、データスループットが向上する。

（実施の形態４の変形例）
実施の形態４では、送信装置５００が、１ストリーム送信と２ストリーム送信を切り替える機能を有し、２ストリーム送信の場合であって、プリコーディング行列が第１のプリコーディング方式タイプである場合に、シンボル順序反転を行うＭＩＭＯ送信について説明した。実施の形態４の変形例では、送信装置８００（図２６参照）が、ＧＩ付加部１０６ｄ、１０６ｅにおいて、ストリーム毎に異なる系列（例えば直交する系列）を付加するＭＩＭＯ送信について説明する。

図２６は、実施の形態４の変形例に係る送信装置８００の構成を示す図である。なお、図２６において、図１７と同じ構成要素については、同じ番号を付与し、説明を省略する。

ＧＩ付加部１０６ｄ、１０６ｅは、選択部１１２ｄ、１１２ｅ及び位相回転部１０９よりも後段に配置される。図１７の送信装置５００と異なり、送信装置８００は、変調方式に関わらず、ストリーム毎に定められたＧＩシンボルを付加しても良い。

送信装置８００の送信信号は、送信装置５００の送信信号のＧＩを、ＧＩ付加部１０６ｄ及び１０６ｅが出力するＧＩに置き換えた信号である。ＧＩ付加部１０６ｄ及び１０６ｅが出力するＧＩを含む信号の受信及び復調方法は、実施の形態２の変形例における受信装置２００の動作として説明した。

実施の形態２の変形例に説明した場合と同様に、送信装置８００は、ＧＩを置き換えた場合であっても、ＧＩを置き換えない場合（実施の形態４）と同様に、シンボル順序反転及び位相回転を行うことによるダイバーシチ効果を得ることができる。

なお、本実施の形態４の変形例の送信装置９００は、図２０の送信装置６００を、１ストリーム送信と２ストリーム送信とを切り替えて用いる構成にしたことに相当する。同様に、図２３の送信装置７００を、１ストリーム送信と２ストリーム送信とを切り替えて用いる構成にしても良い。１ストリーム送信において、プリコーディング行列は、第２のプリコーディング方式タイプに分類される。この場合、送信装置７００における選択部１１２ｃは、複素共役部１１３からの出力を選択する。

なお、送信装置７００は、１ストリーム送信では、送信ＲＦチェーン２の信号に複素共役とシンボル順序反転とを行う。よって、式１９における位相回転の効果により、周波数ダイバーシチ効果が得られ、通信性能が向上する。

＜実施の形態４の変形例の効果＞
実施の形態４の変形例では、送信装置８００は、２つの送信ストリームを出力する場合と、１つの送信ストリームを出力する場合とを切り換える。また、送信装置８００は、第１のプリコーデッドシンボルと第２のプリコーデッドシンボルとが複素共役の関係にある場合、第２のプリコーデッドシンボルに対して、シンボル順序を反転し、位相回転（位相変更）を与える。また、第１のプリコーデッドシンボルと第２のプリコーデッドシンボルに異なるＧＩを挿入する。

これにより、ＭＩＭＯチャネルにおいて、高い周波数ダイバーシチ効果が得られる。また、通信データの誤り率が低下し、データスループットが向上する。

なお、図３（送信装置１００）、図９（送信装置３００）、図１２（送信装置４００）、図１７（送信装置５００）、図２０（送信装置６００）、図２３（送信装置７００）、図２６（送信装置８００）の各送信装置は、ストリーム生成部１０２又は１０２ａが送信データをストリームに分割した後、符号化部１０３ａ及び１０３ｂが各ストリームを符号化し、データ変調部１０４ａ及び１０４ｂ、又は、データ変調部１０４ｃ及び１０４ｄがストリーム毎にデータ変調を行う構成としたが、送信データを符号化した後、ストリームに分割しても良い。

例えば、図２７に示すように、まず、符号化部１０３が送信データを符号化し、次に、ストリーム生成部１０２ａがその符号化された送信データからストリームを生成し、データ変調部１０４ｃ及び１０４ｄへ出力してもよい。このような図２７に示す構成においても、図３、図９、図１２、図１７、図２０、図２３、又は図２６に示す構成と、同様の効果が得られる。

＜その他＞
上述した実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、又は、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用してもよい。

さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてあり得る。

＜本開示のまとめ＞
本開示における送信装置は、第１のベースバンド信号と第２のベースバンド信号とにプリコーディング処理を施して、第１のプリコーデッド信号と第２のプリコーデッド信号とを生成するプリコーディング部と、前記第２のプリコーデッド信号を構成するシンボル系列の順序を反転させて、反転信号を生成する順序反転部と、前記第１のプリコーデッド信号と前記反転信号とを、それぞれ、異なるアンテナからシングルキャリアで送信する送信部と、を備える。

本開示における送信装置は、前記プリコーディング部において生成された第１のプリコーデッド信号、又は、前記順序反転部において生成された第２の反転信号の何れか一方を遅延させる遅延部、をさらに備える。

本開示における送信装置は、前記プリコーディング部において生成された第２のプリコーデッド信号を複素共役の信号に変換する複素共役部、をさらに備える。

本開示における送信装置は、前記第１のプリコーデッド信号及び前記第２のプリコーデッド信号に、それぞれ、既知信号を付加する付加部、をさらに備える。

本開示における送信装置は、送信データに対して符号化処理を行う符号化部と、前記符号化処理された送信データから、第１の送信データと第２の送信データとを生成するストリーム生成部と、前記第１の送信データから前記第１のベースバンド信号を生成し、前記第２の送信データから前記第２のベースバンド信号を生成する、変調部と、をさらに備える。

本開示における送信装置は、送信データから、第１の送信データと第２の送信データとを生成するストリーム生成部と、前記第１の送信データ及び前記第２の送信データに対して、それぞれ、符号化処理を行う符号化部と、前記符号化処理された第１の送信データから前記第１のベースバンド信号を生成し、前記符号化処理された第２の送信データから前記第２のベースバンド信号を生成する、変調部と、をさらに備える。

本開示における送信方法は、第１のベースバンド信号と第２のベースバンド信号とにプリコーディング処理を施して、第１のプリコーデッド信号と第２のプリコーデッド信号とを生成し、前記第２のプリコーデッド信号を構成するシンボル系列の順序を反転させ、第２の反転信号を生成し、前記第１のプリコーデッド信号と前記第２の反転信号とを、それぞれ、異なるアンテナからシングルキャリアで送信する。

本開示における受信装置は、送信装置によってプリコーディング処理が施されたシングルキャリアの第１のプリコーデッド信号と、前記送信装置によって前記プリコーディング処理が施され、かつ、シンボル系列の順序が反転されたシングルキャリアの反転信号とを、それぞれ、異なるアンテナで受信する受信部と、前記反転信号を構成するシンボル系列の順序を反転させて、第２のプリコーデッド信号を生成する順序反転部と、前記第１のプリコーデッド信号と前記第２のプリコーデッド信号とに逆プリコーディング処理を施して、第１のベースバンド信号と第２のベースバンド信号とを生成する逆プリコーディング部と、を備える。

本開示における受信方法は、送信装置によってプリコーディング処理が施されたシングルキャリアの第１のプリコーデッド信号と、前記送信装置によって前記プリコーディング処理が施され、かつ、シンボル系列の順序が反転されたシングルキャリアの反転信号とを、それぞれ、異なるアンテナで受信し、前記反転信号を構成するシンボル系列の順序を反転させて、第２のプリコーデッド信号を生成し、前記第１のプリコーデッド信号と前記第２のプリコーデッド信号とに逆プリコーディング処理を施して、第１のベースバンド信号と第２のベースバンド信号とを生成する。

本開示は、マルチアンテナを用いた通信を行う送信装置、送信方法、受信装置及び受信方法に好適である。

１００、３００、４００、５００、６００、７００、８００、９００ 送信装置
２００ 受信装置
１０１ ＭＡＣ部
１０２、１０２ａ、ストリーム生成部
１０３、１０３ａ、１０３ｂ 符号化部
１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃ、１０４ｄ データ変調部
１０５、１０５ａ、１０５ｂ プリコーディング部
１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃ、１０６ｄ、１０６ｅ ＧＩ付加部
１０７、１０７ａ シンボル順序反転部
１０８ａ、１０８ｂ データシンボルバッファ
１０８ｃ シンボル遅延部
１０９ 位相回転部
１１０ａ、１１０ｂ 送信Ｆ／Ｅ回路
１１１ａ、１１１ｂ 送信アンテナ
１１２ａ、１１２ｂ、１１２ｃ、１１２ｄ、１１２ｅ 選択部
１１３ 複素共役部
２０１ａ、２０１ｂ 受信アンテナ
２０２ａ、２０２ｂ 受信Ｆ／Ｅ回路
２０３ａ、２０３ｂ 時間領域同期部
２０４ チャネル推定部
２０５ａ、２０５ｂ ＤＦＴ部
２０６ ＭＭＳＥウェイト計算部
２０７ ＭＭＳＥフィルタ部
２０８ 逆位相回転部
２０９ａ ＩＤＦＴ部
２０９ｂ ＩＤＦＴ及びシンボル順序反転部
２１０ 逆プリコーディング部
２１１ａ、２１１ｂ データ復調部
２１２ａ、２１２ｂ 復号部
２１３ ストリーム統合部
２１４ ヘッダデータ抽出部
２１５ ＭＡＣ部

Claims (9)

1. 第１のベースバンド信号と第２のベースバンド信号とにプリコーディング処理を施して、第１のプリコーデッド信号と第２のプリコーデッド信号とを生成するプリコーディング部と、
   前記第２のプリコーデッド信号を構成するシンボル系列の順序を反転させて、反転信号を生成する順序反転部と、
   前記第１のプリコーデッド信号と前記反転信号とを、それぞれ、異なるアンテナからシングルキャリアで送信する送信部と、
   を備える送信装置。
2. 前記プリコーディング部において生成された第１のプリコーデッド信号、又は、前記順序反転部において生成された第２の反転信号の何れか一方を遅延させる遅延部、
   をさらに備える、請求項１に記載の送信装置。
3. 前記プリコーディング部において生成された第２のプリコーデッド信号を複素共役の信号に変換する複素共役部、
   をさらに備える、請求項１又は２に記載の送信装置。
4. 前記第１のプリコーデッド信号及び前記第２のプリコーデッド信号に、それぞれ、既知信号を付加する付加部、
   をさらに備える、請求項１から３の何れか１項に記載の送信装置。
5. 送信データに対して符号化処理を行う符号化部と、
   前記符号化処理された送信データから、第１の送信データと第２の送信データとを生成するストリーム生成部と、
   前記第１の送信データから前記第１のベースバンド信号を生成し、前記第２の送信データから前記第２のベースバンド信号を生成する、変調部と、
   をさらに備える、請求項１から４の何れか１項に記載の送信装置。
6. 送信データから、第１の送信データと第２の送信データとを生成するストリーム生成部と、
   前記第１の送信データ及び前記第２の送信データに対して、それぞれ、符号化処理を行う符号化部と、
   前記符号化処理された第１の送信データから前記第１のベースバンド信号を生成し、前記符号化処理された第２の送信データから前記第２のベースバンド信号を生成する、変調部と、
   をさらに備える、請求項１から４の何れか１項に記載の送信装置。
7. 第１のベースバンド信号と第２のベースバンド信号とにプリコーディング処理を施して、第１のプリコーデッド信号と第２のプリコーデッド信号とを生成し、
   前記第２のプリコーデッド信号を構成するシンボル系列の順序を反転させ、第２の反転信号を生成し、
   前記第１のプリコーデッド信号と前記第２の反転信号とを、それぞれ、異なるアンテナからシングルキャリアで送信する、
   送信方法。
8. 送信装置によってプリコーディング処理が施されたシングルキャリアの第１のプリコーデッド信号と、前記送信装置によって前記プリコーディング処理が施され、かつ、シンボル系列の順序が反転されたシングルキャリアの反転信号とを、それぞれ、異なるアンテナで受信する受信部と、
   前記反転信号を構成するシンボル系列の順序を反転させて、第２のプリコーデッド信号を生成する順序反転部と、
   前記第１のプリコーデッド信号と前記第２のプリコーデッド信号とに逆プリコーディング処理を施して、第１のベースバンド信号と第２のベースバンド信号とを生成する逆プリコーディング部と、
   を備える受信装置。
9. 送信装置によってプリコーディング処理が施されたシングルキャリアの第１のプリコーデッド信号と、前記送信装置によって前記プリコーディング処理が施され、かつ、シンボル系列の順序が反転されたシングルキャリアの反転信号とを、それぞれ、異なるアンテナで受信し、
   前記反転信号を構成するシンボル系列の順序を反転させて、第２のプリコーデッド信号を生成し、
   前記第１のプリコーデッド信号と前記第２のプリコーデッド信号とに逆プリコーディング処理を施して、第１のベースバンド信号と第２のベースバンド信号とを生成する、
   受信方法。

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