JP2018019544A - 同期モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】同期モータにおいてインダクタンスを高精度に近似して高精度なトルク制御を達成する。【解決手段】同期モータ制御装置(10)は、電流センサ(33)によって検出された相電流を回転座標電流に変換する回転座標変換部(16)と、インダクタンス近似部(18)からインダクタンス近似値を取得してトルク指令値から回転座標電流指令値を決定するトルク/電流変換部(11)と、回転座標電流指令値に回転座標電流をフィードバックして回転座標電圧指令値を生成する電流フィードバック制御部(12)と、回転位相、回転座標電圧指令値を固定座標電圧指令値に変換する固定座標変換部(13)と、固定座標電圧指令値に基づいてPWM制御信号を生成するPWM制御部(14)と、PWM制御信号に従って同期モータ(1)に電力を供給するインバータ(15)と、回転座標電流から同期モータ(1)のインダクタンス近似値を算出するインダクタンス近似部(18)とを備える。【選択図】図８

Description

本発明は、同期モータの制御装置に関する。

同期モータの一例であるリラクタンスモータは、ロータに永久磁石やコイルがなく構造が簡単であることから、小型・軽量、安価、堅牢で耐久性が高い、高速回転が可能、高温環境下での使用が可能といったさまざまな特徴を有する。このような特徴を有するリラクタンスモータは電気自動車（ＥＶ）やハイブリッド車（ＨＥＶ）などの主電動機として採用されつつある。

一方、リラクタンスモータは、ロータに永久磁石を使用したＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータなどと比較すると出力密度が低いという欠点を有する。このため、リラクタンスモータでは、発生する磁束を限界まで引き上げ、また、逆起電圧によってコイルに電流が流せなくなるまで電圧を印加するといった制御を行うことで出力密度を向上させている。

一般にリラクタンスモータ制御では最もトルクが出るとされる矩形波が相電流波形として用いられる。典型的なリラクタンスモータ制御装置は、与えられたトルク指令値に対して目標電流を決定し、通電相を順次切り替えて各相に矩形波を通電するというものである。具体的には、各相の検出電流をフィードバックして電流指令値と検出電流との誤差に基づくＰＩ制御を行っている（例えば、特許文献１を参照）。

特開２００１−２６８９６１号公報

上述したようにリラクタンスモータは出力密度を上げるために磁束を限界まで引き上げて磁気飽和状態で使用されることがある。また、これはＩＰＭモータにおいても同様である。近年、低コスト・小スペースの観点から小型化の要求が高まっており、ある規定のモータサイズにおいて出力密度の向上を狙い磁気飽和状態が発生し易いモータが設計されるようになった。ここで問題となるのは、磁気飽和状態では相電流の大小に応じてインダクタンスが大きく変動するということである。このため、磁気飽和領域においてインダクタンスの近似精度が大きく低下して狙い通りのトルクが出力できないといった問題がある。磁気飽和によるインダクタンス変動はＩＰＭモータでも同様に起こり得る。

上記問題に鑑み、本発明は、リラクタンスモータやＩＰＭモータなどの同期モータにおいてインダクタンスを高精度に近似して高精度なトルク制御を達成する同期モータ制御装置を提供することを目的とする。

本発明の一局面に従った同期モータ制御装置は、同期モータの各相に流れる相電流を検出する電流センサと、電流センサによって検出された相電流をｄ軸電流およびｑ軸電流を含む回転座標電流に変換する回転座標変換部と、与えられたトルク指令値からｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を含む回転座標電流指令値を決定するトルク／電流変換部と、回転座標電流指令値に回転座標電流をフィードバックしてｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を含む回転座標電圧指令値を生成する電流フィードバック制御部と、回転座標電圧指令値を同期モータの各相電圧指令値からなる固定座標電圧指令値に変換する固定座標変換部と、固定座標電圧指令値に基づいてＰＷＭ制御信号を生成するＰＷＭ制御部と、ＰＷＭ制御信号に従って同期モータに電力を供給するインバータと、回転座標電流から同期モータのインダクタンス近似値を算出するインダクタンス近似部とを備え、トルク／電流変換部が、同期モータが磁気飽和領域で動作する場合にインダクタンス近似部からインダクタンス近似値を取得して回転座標電流指令値を決定するものである。

この構成によると、トルク指令値から回転座標電流指令値を決定し、また、同期モータの相電流を回転座標電流に変換して回転座標電流指令値にフィードバックすることで、同期モータを等価直流モータとして制御することができる。さらに、同期モータが磁気飽和領域で動作する場合にインダクタンス近似値に基づいてトルク指令値から回転座標電流指令値を決定することで、磁気飽和領域におけるインダクタンス変動の影響を受けにくくして高精度なトルク制御が可能になる。

例えば、インダクタンス近似部は、回転座標電流からリラクタンスモータの相電流実効値を算出する相電流実効値算出部と、相電流実効値に対応するインダクタンス直流成分およびインダクタンスｎ次成分をそれぞれ出力するインダクタンスマップとを有していてもよい。これにより、相電流の実効値に基づくインダクタンス各成分の近似が可能になり、ピーク値に基づくインダクタンス近似と比較してより高精度なインダクタンス近似ができる。

同期モータは例えばリラクタンスモータであってもよく、回転座標変換部が、電流センサによって検出された相電流をｄ軸電流、ｑ軸電流および０軸電流からなる回転座標電流に変換するものであってもよく、トルク／電流変換部が、与えられたトルク指令値からｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値および０軸電流指令値からなる回転座標電流指令値を決定するものであってもよく、電流フィードバック制御部が、回転座標電流指令値に回転座標電流をフィードバックしてｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値および０軸電圧指令値からなる回転座標電圧指令値を生成するものであってもよい。

この構成によると、トルク指令値から回転座標電流指令値を決定し、また、リラクタンスモータの相電流を回転座標電流に変換して回転座標電流指令値にフィードバックすることで、リラクタンスモータを等価直流モータとして制御することができる。さらに、リラクタンスモータが磁気飽和領域で動作する場合にインダクタンス近似値に基づいてトルク指令値から回転座標電流指令値を決定することで、磁気飽和領域におけるインダクタンス変動の影響を受けにくくして高精度なトルク制御が可能になる。

リラクタンスモータ制御の場合、相電流実効値算出部は０軸電流に１／√２を乗じて相電流の実効値を算出してもよい。リラクタンスモータ制御において、ある条件下ではｄ軸電流、ｑ軸電流およびｄ軸電流が所定の関係にあるため（例えば、ｄ軸電流がゼロ、０軸電流がｑ軸電流の√２倍になるように制御する場合）、そのような条件下において相電流の実効値をより簡単に算出することができる。

本発明によると、同期モータにおいてインダクタンスを高精度に近似して高精度なトルク制御を達成することができる。

リラクタンスモータのＮ−Ｔ特性グラフに各動作点における理想の相電流波形を表示した図 電気角とインダクタンスとの関係を表すグラフ 電源電流またはトルクの周波数と振幅との関係を表すグラフ ｄ軸電流がゼロのときとゼロ以外のときの電流ベクトルおよび対応する正弦波波形を示す図 リラクタンスモータのＮ−Ｔ特性グラフに推定トルクと実トルクとの誤差率を重ねた図 一実施形態に係るリラクタンスモータの縦断面図 一実施形態に係るリラクタンスモータの主要部を示す平面図 一実施形態に係るリラクタンスモータ制御装置のブロック図 リラクタンスモータ制御装置におけるインバータの構成例を示す回路図 一例に係るインダクタンス近似部の構成図 相電流実効値の計算を説明するための電流ベクトルおよび対応する正弦波波形を示す図 別例に係るインダクタンス近似部の構成図 ０軸電流指令値への調整位相高調波信号の加算を模式的に表す図 従来構成および実施形態による電源電流、モータトルクおよびコイル電流を比較する図 リラクタンスモータのＮ−Ｔ特性グラフにインダクタンス近似値を参照して推定したトルクと実トルクとの誤差率を重ねた図

以下、適宜図面を参照しながら、実施の形態を詳細に説明する。ただし、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。これは、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするためである。

なお、発明者らは、当業者が本発明を十分に理解するために添付図面および以下の説明を提供するのであって、これらによって特許請求の範囲に記載の主題を限定することを意図するものではない。また、図面に描かれた各部材の寸法、厚み、細部の詳細形状などは実際のものとは異なることがある。

１．本発明の基礎となった知見
まず、リラクタンスモータ制御に関して、本発明の基礎となった知見について説明する。なお、ここではリラクタンスモータの相数が３であると想定している。

（１）トルクとリップルの個別制御
典型的なリラクタンスモータ制御は、与えられたトルク指令値に対して目標電流値を決定し、電気角１２０度ごとにＵ相→Ｖ相→Ｗ相→Ｕ相→・・・の順に通電相を切り替えて各相コイルに目標電流を通電するというものである。発明者らはトルクを維持しつつリップルを低減することができる理想の相電流波形がないかを検討したところ、図１に示したようにリラクタンスモータの各動作点（任意の回転数および任意のトルク）において好ましい相電流波形が異なっており、理想の相電流波形は一つに絞り込めないことがわかった。

この原因の一つに電流値に応じてインダクタンスが変化することが考えられる。図２は電気角とインダクタンスとの関係を表すグラフである。リラクタンスモータでは電気角に応じてインダクタンスが略三角波状に変化することが知られている。図２上側に示したように磁気飽和がない場合にはインダクタンス波形は一つに決まる。しかし磁気飽和があると、図２下側に示したように相電流の大小に応じてインダクタンス波形が大きく変化する。より詳細には、相電流が大きくなるにつれ電気角に対するインダクタンスの変化が小さくなる。

そこで発明者らは、相電流波形に含まれる各種周波数成分のうちトルクに利く成分とリップルに利く成分とを個別に制御することでトルクを維持しつつリップルを低減できるのではないかと考えた。

一般にリラクタンスモータ制御では最もトルクが出るとされる矩形波が相電流波形として用いられる。数式の明示は省略するが、矩形波をフーリエ級数展開すると矩形波は基本周波数成分と奇数次（３次、５次、７次、…）高調波成分との重ね合わせで表され、各周波数成分の振幅は次数の逆数になる。すなわち、矩形波において基本波（基本周波数成分）が最も支配的である。そこで基本波が矩形波と比べてどの程度トルクに寄与するか検証したところ、非磁気飽和領域ではトルク発生区間の相電流平均値については基本波で矩形波の９０．５％を達成でき、平均トルクについては基本波で矩形波の８３．２％を達成できることがわかった。また、磁気飽和領域ではトルク発生区間の相電流平均値については基本波で矩形波の９０．４％を達成でき、平均トルクについては基本波で矩形波の９３．３％を達成できることがわかった。このことから相電流波形に含まれる基本波を制御することでトルクを制御できると言える。

一方、図３は電源電流またはトルクの周波数と振幅との関係を表すグラフである。このように電源電流またはトルクに３ｎ次高調波が発生する原因として、矩形波の相電流波形に含まれる高調波成分、図２に示したインダクタンス波形に含まれる高調波成分、および通電相の切り替わりによって発生する３ｎ次高調波成分が考えられる。このことから、相電流波形に含まれる３次高調波を制御することでリップルを制御できると言える。

（２）逆起電圧
リラクタンスモータではロータの回転によってコイルに逆起電圧が発生し、コイルに指令通りの電圧が印加できなくなるという問題がある。そこで、指令電圧を逆起電圧分だけ嵩上げすることで、逆起電圧が発生してもコイルに指令電圧を印加することができる、すなわち、逆起電圧が実質的にキャンセルできると考えられる。そこで発明者らは、三相交流制御されるリラクタンスモータの電圧方程式を等価直流モータの電圧方程式に変換することでリラクタンスモータにおける逆起電圧を解明した。

まず、三相交流モータとしてのリラクタンスモータの電圧方程式は次式１のように表される。

ただし、Ｖは相電圧、Ｒは巻線抵抗、ｉは相電流、φは磁束である。

途中の計算式は省略するが、式１は最終的に次式２のような等価直流モータの電圧方程式に変換される。

ただし、［ｖ_ｄｑｏ］および［ｉ_ｄｑｏ］は等価直流モータのｄ軸、ｑ軸、０軸の各電圧および各電流を表す行列、［^ｄｑ０Ｃ_ｕｖｗ］および［^ｄｑ０Ｃ_ｕｖｗ］^−１は固定座標から回転座標への変換行列およびその逆行列、θは回転位相、ωは回転速度である。また、［Ｌ_ｕｖｗ］はＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各インダクタンス（Ｌ_ｕ，Ｌ_ｖ，Ｌ_ｗ）を表す行列であり、次式３のように表される。

ただし、Ｌ_ｄｃはインダクタンス直流成分、Ｌ_ｎはインダクタンスｎ次成分である。

式２は、リラクタンスモータを等価直流モータとして見たときのｄ軸、ｑ軸、０軸の各電圧が巻線抵抗に起因する電圧（右辺第１項）、インダクタンスに起因する電圧（右辺第２項）、およびロータの回転によってコイルに発生する逆起電圧（右辺第３項）の和として表されることを示している。したがって、リラクタンスモータ制御において指令電圧を式２の右辺第３項で表される逆起電圧分だけ嵩上げすることで、コイルに発生する逆起電圧を実質的にキャンセルしてコイルに指令電圧を印加することができる。この逆起電圧を［Ｅ_ｄｑｏ］とし、インダクタンスの３次成分まで考慮すると、［Ｅ_ｄｑｏ］は次式４のように表される。

（３）磁束を発生させる成分
リラクタンスモータは永久磁石を有しないため、意図的に磁束を発生させる必要がある。そこでリラクタンスモータではｄ軸電流ｉ_ｄで磁束を発生させ、ｑ軸電流ｉ_ｑでトルクを発生させる。

ここで式２に着目すると、右辺第２項はインダクタンスに起因する電圧、すなわちコイルの端子間電圧である。このコイルの端子間電圧を［Ｖ_ｃｏｉｌ］とし、インダクタンスの３次成分まで考慮すると、［Ｖ_ｃｏｉｌ］は次式５のように表される。

コイルの端子間電圧［Ｖ_ｃｏｉｌ］を積分するとリラクタンスモータにおいて発生する磁束φが次式６のように表される。

なお、交流成分の積分は直流成分の積分と一致することから式５において交流成分は除外している。

式５から、磁束φのｄ軸成分にはｄ軸電流ｉ_ｄ以外に０軸電流ｉ_０も利くことがわかる。すなわち、リラクタンスモータにおいてｄ軸電流ｉ_ｄをゼロにしても０軸電流ｉ_０によって磁束を発生させることができる。

ここでｉ_ｄ＝０のときとｉ_ｄ≠０のときの電流振幅について考える。図４はｉ_ｄ＝０のときとｉ_ｄ≠０のときの電流ベクトルおよび対応する正弦波波形を示す。図４右側はｉ_ｄ＝０のときの電流ベクトルおよび対応する正弦波波形、図４左側はｉ_ｄ≠０のときの電流ベクトルおよび対応する正弦波波形を示す。ｉ_ｄ＝０のときとｉ_ｄ≠０のときの正弦波波形を比較すると、前者の方が振幅が小さい、すなわち必要な電流が少ないことがわかる。また、ｉ_０＝√２×√（ｉ_ｑ ^２＋ｉ_ｄ ^２）のとき、正弦波波形の最小値がゼロになる。

以上のことから、最も効率よくリラクタンスモータを回転させることができる制御条件はｉ_ｄ＝０かつｉ_０＝√２×ｉ_ｑであることがわかる。なお、後述するように、弱め界磁制御を行う場合にはｉ_ｄはゼロではなく負値に制御する必要がある。

（４）トルクと回転座標の目標電流との関係
フレミングの法則に従うと、力は電流ベクトルと磁束ベクトルの外積で与えられる。リラクタンスモータにおいてロータはステータに発生した力の反作用で回転し、また極数の数だけ力が発生することから、リラクタンスモータに発生する力Ｆは次式７で表される。

ただし、ｐは極数、ベクトル（→）ｉ_ｄはｄ軸電流ベクトル、ベクトル（→）ｉ_ｑはｑ軸電流ベクトル、ベクトル（→）φ_ｄはｄ軸磁束ベクトル、ベクトル（→）φ_ｑはｑ軸磁束ベクトルである。

途中の計算式は省略するが、式６で与えられるφ_ｄおよびφ_ｑを式７に代入すると、リラクタンスモータに発生するトルクＴは次式８で表される。

ただし、Ｌ_１はインダクタンス１次成分、Ｌ_２はインダクタンス２次成分である。

上述したようにリラクタンスモータにおいて最も効率のよい制御条件はｉ_ｄ＝０かつｉ_０＝√２×ｉ_ｑである。この条件と式８（以下、トルク計算式ともいう）から回転座標の目標電流を決定することができる。

（５）インダクタンス近似精度の向上
図５はリラクタンスモータのＮ−Ｔ特性グラフに推定トルクと実トルクとの誤差率を重ねた図である。推定トルクとはトルク計算式により推定したトルクである。図中の一点鎖線はリラクタンスモータのＮ−Ｔ特性を表す。図５および導出したトルク計算式から次の５点が確認できる。１）磁気飽和が大きくなるにつれ推定トルクと実トルクとの誤差率が大きくなる。２）電圧飽和領域においてもトルク計算式によるトルク推定は有効である。３）トルク計算式によるトルク推定は回転数の影響を受けない。４）力行トルクおよび回生トルクともにトルク計算式により推定できる。５）トルク計算式においてトルクの増加に影響を与えるのはインダクタンス１次成分Ｌ_１であり、トルクの減少に影響を与えるインダクタンス２次成分Ｌ_２である（弱め界磁制御ではＩ_ｄ＜０となるため）。

上記２点目および３点目の理由は、トルク計算式が逆起電圧の影響を受けないからである。トルク計算式の元となった式２ではコイル電圧（右辺第２項）と逆起電圧（右辺第３項）とが分離しており互いに干渉しない。また、回転数は逆起電圧に影響するところ、上述のようにコイル電圧が逆起電圧と分離されているため、トルク計算式によるトルク推定は回転数の影響を受けない。

上記５点目から、インダクタンスＬ_１を大きくし、インダクタンスＬ_２を小さくするようにモータを設計することでトルク密度を高めることができることがわかる。

一方、上記１点目の原因として、磁気飽和が進むにつれトルク計算式におけるインダクタンスＬ_１，Ｌ_２の近似がずれていくことだと考えられる。図２に示したように磁気飽和があると相電流の大小に応じてインダクタンスが大きく異なる。したがって、相電流の大きさに応じてインダクタンスの近似値を変更する仕組みを導入する必要がある。

２．実施形態
次に、上記知見を元に発明したリラクタンスモータ制御装置の実施形態について説明する。

（１）リラクタンスモータの構造
まず、制御対象であるリラクタンスモータの構造について図６および図７を参照しながら説明する。図６は一実施形態に係るリラクタンスモータの縦断面図であり、図７は一実施形態に係るリラクタンスモータの主要部を示す平面図である。本実施形態に係るリラクタンスモータ１は、互いに同軸に配置されたステータ２１およびロータ２５からなるモータ本体２を備えたスイッチトリラクタンスモータ（ＳＲＭ）である。

ステータ２１は、円筒状のヨーク２２の内側に径方向の内方に突出する複数（図例では８個）のステータ突極２３，２３，・・・を備えている。複数のステータ突極２３，２３，・・・は、等角度間隔に配置されているとともに、各ステータ突極２３，２３，・・・には、コイル２４，２４，・・・が設けられている。なお、コイル２４，２４，・・・は、回転軸Ｘを挟んで径方向に相対するコイル２４，２４同士が直列に接続されて組（同じ相）とされている。

ロータ２５は、円板状のコア２８の外側に径方向の外方に突出する複数（図例では６個）のロータ突極２６，２６，・・・を備えている。複数のロータ突極２６，２６，・・・は、等角度間隔に配置されている。ロータ２５は、出力軸であるシャフト２７に外嵌されていて、シャフト２７と一体的に回転軸Ｘ回りに回転する。

ステータ２１およびロータ２５は、モータハウジング２９に収容されており、ステータ２１はモータハウジング２９内で固定されている一方、ロータ２５は、シャフト２７がベアリング２７ａを介してモータハウジング２９に支持されることによって、ステータ２１の中心軸と同軸である回転軸Ｘ回りに回転可能にされている。なお、ステータ２１およびロータ２５はともに、磁性材料によって形成される。

モータハウジング２９内に、ステータ突極２３，２３，・・・の各コイル２４，２４，・・・の端部をモータハウジング２９の外部に引き出すための端子板３１が設けられている。また、モータハウジング２９内に、シャフト２７の回転位相を検出するための回転位相センサ３２が設けられている。

（２）リラクタンスモータ制御装置
次にリラクタンスモータ制御装置について説明する。図８は一実施形態に係るリラクタンスモータ制御装置のブロック図である。本実施形態に係るリラクタンスモータ制御装置１０は、トルク／電流変換部１１と、電流フィードバック（Ｆ／Ｂ）制御部１２と、固定座標変換部１３と、ＰＷＭ制御部１４と、インバータ１５と、回転座標変換部１６と、逆起電圧制御部１７と、インダクタンス近似部１８と、高調波制御部１９と、回転位相センサ３２と、電流センサ３３と、微分器３４とを備えている。

回転位相センサ３２は、リラクタンスモータ制御装置１０によって制御されるリラクタンスモータ１の出力軸であるシャフト２７の回転位相θを検出する。回転位相センサ３２として、レゾルバ、磁気センサ、ホール素子を用いた磁気エンコーダ、ロータリエンコーダなどが使用可能である。

微分器３４は、回転位相θを微分して回転速度ωを算出する。

トルク／電流変換部１１は、与えられたトルク指令値Ｔ_ｒｅｆからｄ軸電流指令値ｉ_ｄ＊、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ＊および０軸電流指令値ｉ_０＊からなる回転座標電流指令値を決定する。上述したようにリラクタンスモータにおいて最も効率のよい制御条件はｉ_ｄ＝０かつｉ_０＝√２×ｉ_ｑである。また、トルクと各電流指令値との関係は式８で表される。よってトルク／電流変換部１１は当該制御条件および式８に従ってｄ軸電流指令値ｉ_ｄ＊、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ＊および０軸電流指令値ｉ_０＊をそれぞれ決定することができる。

式８におけるリラクタンスモータ１の極数ｐ、インダクタンス１次成分Ｌ_１およびインダクタンス２次成分Ｌ_２といったモータパラメータは固定値にしてもよいし、図略のレジスタから取得できるようにして制御対象のリラクタンスモータ１のモータパラメータに応じて切り替えるようにしてもよい。また、上述したように磁気飽和領域では相電流の大小に応じてインダクタンスが大きく異なるため、トルク／電流変換部１１は、リラクタンスモータ１が磁気飽和領域で動作する場合にインダクタンス近似部１８からインダクタンス１次成分Ｌ_１およびインダクタンス２次成分Ｌ_２の近似値を取得するようにしてもよい。

上記のようにトルク／電流変換部１１は式８に従って演算により各電流指令値を決定してもよいし、あらかじめ解析した結果からトルク指令値Ｔ_ｒｅｆと各電流指令値とをひもづけたマップを参照して各電流指令値を決定するようにしてもよい。

また、トルク／電流変換部１１は、リラクタンスモータ１の動作点が電圧飽和領域にある場合においてリラクタンスモータ１の回転数を伸ばすために弱め界磁制御を行うこともできる。具体的には、トルク／電流変換部１１は回転速度ωに応じてｄ軸電流指令値ｉ_ｄ＊を適当な負値に決定する。トルク／電流変換部１１は弱め界磁制御を行う場合において所定の計算式に従って演算によりｄ軸電流指令値ｉ_ｄ＊を決定してもよいし、あらかじめ解析した結果から回転速度とｄ軸電流指令値とをひもづけたマップを参照してｄ軸電流指令値ｉ_ｄ＊を決定するようにしてもよい。

電流フィードバック制御部１２は、トルク／電流変換部１１からｄ軸電流指令値ｉ_ｄ＊、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ＊および０軸電流指令値ｉ_０＊を受け、また、回転座標変換部１６からｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑおよび０軸電流ｉ_０を受け、ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ＊、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ＊および０軸電圧指令値ｖ_０＊からなる回転座標電圧指令値を生成する。より詳細には、電流フィードバック制御部１２はｄ−ｑ−０の各軸電流ごとに電流指令値と実際の電流値との誤差に基づくＰＩ制御を行う。

固定座標変換部１３は、ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ＊、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ＊および０軸電圧指令値ｖ_０＊をリラクタンスモータ１のＵ相電圧指令値ｖ_ｕ＊、Ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ＊およびＷ相電圧指令値ｖ_ｗ＊からなる固定座標電圧指令値に変換する。具体的には、固定座標変換部１３は、回転位相センサ３２から回転位相θを受けて、次式９の変換行列［^ｄｑ０Ｃ_ｕｖｗ］^−１を用いて電圧指令値の回転座標から固定座標への変換を行う。

ＰＷＭ制御部１４は、固定座標変換部１３によって変換されたＵ相電圧指令値ｖ_ｕ＊、Ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ＊およびＷ相電圧指令値ｖ_ｗ＊に基づいてリラクタンスモータ１の各相への通電を制御するためのＰＷＭ制御信号を生成する。

インバータ１５は、ＰＷＭ制御部１４によって生成されたＰＷＭ制御信号に従って、直流電源１００から供給される電力をリラクタンスモータ１に供給する。図９はインバータ１５の構成例を示す回路図である。直流電源１００の正極にスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３（より詳細にはコレクタ端子）が接続され、負極にスイッチ素子Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６（より詳細にはエミッタ端子）が接続されている。スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ６は例えばＮＰＮバイポーラトランジスタであり、ＰＷＭ制御部１４から出力されるＰＷＭ制御信号をベース端子に受けてそれぞれオン／オフ制御される。

直流電源１００の正負極間には平滑コンデンサ１０１が接続されている。スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ４の間にリラクタンスモータ１のＵ相コイル１ｕが接続され、スイッチ素子Ｑ２とスイッチ素子Ｑ５の間にリラクタンスモータ１のＶ相コイル１ｖが接続され、スイッチ素子Ｑ３とスイッチ素子Ｑ６の間にリラクタンスモータ１のＷ相コイル１ｗが接続されている。さらにスイッチ素子Ｑ４とＵ相コイル１ｕとの接続点と直流電源１００の正極との間にフライホイールダイオードＤ１が接続され、スイッチ素子Ｑ１とＵ相コイル１ｕとの接続点と直流電源１００の負極との間にフライホイールダイオードＤ４が接続されている。またスイッチ素子Ｑ５とＶ相コイル１ｖとの接続点と直流電源１００の正極との間にフライホイールダイオードＤ２が接続され、スイッチ素子Ｑ２とＶ相コイル１ｖとの接続点と直流電源１００の負極との間にフライホイールダイオードＤ５が接続されている。またスイッチ素子Ｑ６とＷ相コイル１ｗとの接続点と直流電源１００の正極との間にフライホイールダイオードＤ３が接続され、スイッチ素子Ｑ３とＷ相コイル１ｗとの接続点と直流電源１００の負極との間にフライホイールダイオードＤ６が接続されている。上記構成により、リラクタンスモータ１の各相コイル１ｕ，１ｖ，１ｗには図中の矢印で示したように一方向にしか相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗが流れないようになっている。

図８へ戻り、電流センサ３３はリラクタンスモータ１の各相に流れる相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを検出する。

回転座標変換部１６は、電流センサ３３によって検出されたＵ相電流ｉ_ｕ、Ｖ相電流ｉ_ｖおよびＷ相電流ｉ_ｗをｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑおよび０軸電流ｉ_０からなる回転座標電流に変換する。具体的には、回転座標変換部１６は、回転位相センサ３２から回転位相θを受けて、次式１０の変換行列［^ｄｑ０Ｃ_ｕｖｗ］を用いて検出電流の固定座標から回転座標への変換を行う。

逆起電圧制御部１７は、回転位相センサ３３から回転位相θを受け、微分器３４から回転速度ωを受け、回転座標変換部１６からｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑおよび０軸電流ｉ_０を受け、これら入力からｄ軸逆起電圧Ｅ_ｄ、ｑ軸逆起電圧Ｅ_ｑおよび０軸逆起電圧Ｅ_０からなる回転座標逆起電圧を算出し、電流フィードバック部１２から出力される回転座標電圧指令値に回転座標逆起電圧を加算する。すなわち、ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ＊にｄ軸逆起電圧Ｅ_ｄが加算され、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ＊にｑ軸逆起電圧Ｅ_ｑが加算され、０軸電圧指令値ｖ_０＊に０軸逆起電圧Ｅ_０が加算される。具体的には、逆起電圧制御部１７は式４に従って回転座標逆起電圧を算出する。式４におけるインダクタンス直流成分Ｌ_ｄｃ、インダクタンス１次成分Ｌ_１、インダクタンス２次成分Ｌ_２およびインダクタンス３次成分Ｌ_３はインダクタンス近似部１８から与えられる。

式４により表される逆起電圧［Ｅ_ｄｑ０］はリラクタンスモータ１において発生している逆起電圧の推定値に相当する。したがって、電流フィードバック部１２から出力される回転座標電圧指令値に逆起電圧［Ｅ_ｄｑ０］を加算することで、回転座標電圧指令値がリラクタンスモータ１において発生する逆起電圧分だけ嵩上げされる。これにより、リラクタンスモータ１において発生する逆起電圧が実質的にキャンセルされ、リラクタンスモータ１において逆起電圧の影響を受けにくくしてコイルに狙い通りの電圧を印加することができる。

インダクタンス近似部１８は、回転座標変換部１６からｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑおよび０軸電流ｉ_０を受け、リラクタンスモータ１のインダクタンス近似値を算出する。図１０は一例に係るインダクタンス近似部１８の構成図である。インダクタンス近似部１８は、ｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑおよび０軸電流ｉ_０からリラクタンスモータ１の相電流実効値Ｉ_ｕｒｍｓを算出する相電流実効値算出部１８１と、相電流実効値Ｉ_ｕｒｍｓに対応するインダクタンス直流成分Ｌ_ｄｃ、インダクタンス１次成分Ｌ_１、インダクタンス２次成分Ｌ_２およびインダクタンス３次成分Ｌ_３をそれぞれ出力するインダクタンスマップ１８２，１８３，１８４，１８５とを備えている。

図１１は相電流実効値の計算を説明するための電流ベクトルおよび対応する正弦波波形を示す図である。いまｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑが合成されて生成される正弦波波形の振幅をＩ_ＡＣ、０軸電流ｉ_０によるオフセット量をＩ_ＤＣ、正弦波波形のピーク値をＩ_ｕとする。このとき、正弦波波形の実効値Ｉ_ｕｒｍｓは次式１１で表される。

相電流実効値算出部１８１は式１１に従ってリラクタンスモータ１の相電流実効値Ｉ_ｕｒｍｓを算出することができる。

各インダクタンスマップ１８２〜１８５は、あらかじめ解析した結果から相電流実効値Ｉ_ｕｒｍｓと各インダクタンス値とをひもづけたマップである。各インダクタンスマップ１８２〜１８５は、相電流実効値算出部１８１から相電流実効値Ｉ_ｕｒｍｓが与えられることで対応するインダクタンス値を出力する。

図１２は一例に係るインダクタンス近似部１８の構成図である。上述したリラクタンスモータにおいて最も効率のよい制御条件であるｉ_ｄ＝０かつｉ_０＝√２×ｉ_ｑを考慮すると、数１１は簡略化されてＩ_ｕｒｍｓ＝１／√２×ｉ_０となる。したがって、相電流実効値算出部１８１を、入力信号を１／√２倍する演算器１８１ａで実現して、演算器１８１ａに０軸電流ｉ_０を入力するようにしてもよい。これにより、相電流の実効値の演算がより簡単になる。

上記のようにインダクタンス近似部１８においてリラクタンスモータ１の相電流実効値Ｉ_ｕｒｍｓに基づいてインダクタンスの各次成分を近似することで、常に変動しているインダクタンス値を平均的に捉えることができ、インダクタンスの近似精度が向上する。

図８へ戻り、高調波制御部１９は、リラクタンスモータ１の電源電流またはトルクに含まれる３次高調波成分と同周期の高調波信号を発生させて、リラクタンスモータ制御装置１０における所定箇所に当該高調波信号の位相を調整した調整位相高調波信号を加算する。調整位相高調波信号の位相は回転位相センサ３２から与えられる回転位相θとあらかじめ解析した結果に基づいて決定することができる。調整位相高調波信号の振幅はあらかじめ解析した結果に基づいて決定することができる。

リラクタンスモータ制御装置１０において調整位相高調波信号はさまざまな箇所に加算することができる。例えば、高調波制御部１９は、トルク／電流変換部１１から出力される０軸電流指令値ｉ_０＊に調整位相高調波信号１９ａを加算することができる。あるいは、高調波制御部１９は、電流フィードバック部１２から出力される０軸電圧指令値ｖ_０＊に調整位相高調波信号１９ｂを加算することができる。あるいは、高調波制御部１９は、回転座標変換部１６から出力される０軸電流ｉ_０に調整位相高調波信号１９ｃを加算することができる。あるいは、高調波制御部１９は、固定座標変換部１３から出力されるＵ相電圧指令値ｖ_ｕ＊、Ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ＊およびＷ相電圧指令値ｖ_ｗ＊に調整位相高調波信号１９ｄを加算することができる。

図１３は０軸電流指令値ｉ_０＊への調整位相高調波信号の加算を模式的に表す図である。トルク／電流変換部１１によって生成される０軸電流指令値ｉ_０＊は一定値であるが、調整位相高調波信号を加算して０軸電流指令値ｉ_０＊に意図的にリップルを生じさせる。この結果、リラクタンスモータ１の相電流に歪みが生じるが、その歪みが３次高調波と打ち消し合ってリラクタンスモータ１に発生するリップルを低減することができる。

（３）効果
次に本実施形態の効果について説明する。

図１４は従来構成および実施形態による電源電流、モータトルクおよびコイル電流を比較する図である。図１４左側は従来構成のリラクタンスモータ制御装置における電源電流、モータトルクおよびコイル電流を示す。図１４右側は本実施形態に係るリラクタンスモータ制御装置１０における電源電流（直流電源１００の電流）、モータトルクおよびコイル電流を示す。電源電流を比較すると、従来構成ではおよそ２００［Ａ］のリップルが発生しているのに対して、実施形態ではリップルが６０［Ａ］程度に抑制されている。また、モータトルクを比較すると、従来構成および実施形態ともに１８．４［Ｎ・ｍ］の平均トルクを達成している。このように、本実施形態に係るリラクタンスモータ制御装置１０によるとトルクを維持しつつリップルを低減することができる。

図１５はリラクタンスモータのＮ−Ｔ特性グラフにインダクタンス近似値を参照して推定したトルクと実トルクとの誤差率を重ねた図である。図中の一点鎖線はリラクタンスモータのＮ−Ｔ特性を表す。図５と比較すると磁気飽和領域における誤差率が著しく改善されている。このように、インダクタンス近似部１８において計算されるインダクタンス近似値を参照することで高精度なトルク制御を達成することができる。

（４）変形例
上記の実施形態ではリラクタンスモータ制御装置１０は三相リラクタンスモータ（リラクタンスモータ１）を制御するとしたが、本発明に係るリラクタンスモータ制御装置の制御対象は三相リラクタンスモータに限定されない。すなわち、制御対象のリラクタンスモータの相数は２または４以上であってもよい。制御対象のリラクタンスモータの相数をｎとすると、固定座標変換部１３はｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ＊、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ＊および０軸電圧指令値ｖ_０＊をｎ相分の電圧指令値に変換し、ＰＷＭ制御部１４は当該ｎ相分の電圧指令値に基づいてｎ相分の各ＰＷＭ制御信号を生成し、インバータ１５は当該ｎ相分のＰＷＭ制御信号に従ってリラクタンスモータの各相に電力を供給し、電流センサ３３はリラクタンスモータのｎ相分の相電流を検出し、回転座標変換部１６はｎ相分の相電流をｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑおよび０軸電流ｉ_０に変換し、高調波制御部１９はリラクタンスモータの電源電流またはトルクに含まれるｎ次高調波成分を打ち消すように位相を調整した調整位相高調波信号を発生させるように変更すればよい。

また、上記実施形態に係るリラクタンスモータ制御装置１０は、リラクタンスモータ以外にもＩＰＭモータなどの他の同期モータを制御する同期モータ制御装置として使用可能である。ただし、リラクタンスモータ以外では０軸電流がゼロになるため、トルク／電流変換部１１から０軸電流指令値ｉ_０＊の出力を省略し、電流フィードバック制御部１２から０軸電圧指令値ｖ_０＊の出力を省略し、回転座標変換部１６はＵ相電流ｉ_ｕ、Ｖ相電流ｉ_ｖおよびＷ相電流ｉ_ｗをｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑに変換するように変更すればよい。

以上のように、本発明における技術の例示として、実施の形態を説明した。そのために、添付図面および詳細な説明を提供した。

したがって、添付図面および詳細な説明に記載された構成要素の中には、課題解決のために必須な構成要素だけでなく、上記技術を例示するために、課題解決のためには必須でない構成要素も含まれ得る。そのため、それらの必須ではない構成要素が添付図面や詳細な説明に記載されていることをもって、直ちに、それらの必須ではない構成要素が必須であるとの認定をするべきではない。

また、上述の実施の形態は、本発明における技術を例示するためのものであるから、特許請求の範囲またはその均等の範囲において種々の変更、置き換え、付加、省略などを行うことができる。

１ リラクタンスモータ（同期モータ）
１１ トルク／電流変換部
１２ 電流フィードバック部
１３ 固定座標変換部
１４ ＰＷＭ制御部
１５ インバータ
１６ 回転座標変換部
１７ 逆起電圧制御部
１８ インダクタンス近似部
１８１ 相電流実効値算出部
１８２〜１８５ インダクタンスマップ
１９ 高調波制御部
１９ａ〜１９ｄ 調整位相高調波信号
３３ 電流センサ
Ｔ_ｒｅｆ トルク指令値
ｉ_ｄ＊ ｄ軸電流指令値
ｉ_ｑ＊ ｑ軸電流指令値
ｉ_０＊ ０軸電流指令値
ｉ_ｄ ｄ軸電流
ｉ_ｑ ｑ軸電流
ｉ_０ ０軸電流
ｖ_ｄ＊ ｄ軸電圧指令値
ｖ_ｑ＊ ｑ軸電圧指令値
ｖ_０＊ ０軸電圧指令値
ｖ_ｕ＊ Ｕ相電圧指令値（各相電圧指令値）
ｖ_ｖ＊ Ｖ相電圧指令値（各相電圧指令値）
ｖ_ｗ＊ Ｗ相電圧指令値（各相電圧指令値）
ｉ_ｕ Ｕ相電流（各相電流）
ｉ_ｖ Ｖ相電流（各相電流）
ｉ_ｗ Ｗ相電流（各相電流）
Ｅ_ｄ ｄ軸逆起電圧
Ｅ_ｑ ｑ軸逆起電圧
Ｅ_０ ０軸逆起電圧
θ 回転位相
ω 回転速度

Claims (5)

1. 同期モータの各相に流れる相電流を検出する電流センサと、
   前記電流センサによって検出された相電流をｄ軸電流およびｑ軸電流を含む回転座標電流に変換する回転座標変換部と、
   与えられたトルク指令値からｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を含む回転座標電流指令値を決定するトルク／電流変換部と、
   前記回転座標電流指令値に前記回転座標電流をフィードバックしてｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を含む回転座標電圧指令値を生成する電流フィードバック制御部と、
   前記回転座標電圧指令値を同期モータの各相電圧指令値からなる固定座標電圧指令値に変換する固定座標変換部と、
   前記固定座標電圧指令値に基づいてＰＷＭ制御信号を生成するＰＷＭ制御部と、
   前記ＰＷＭ制御信号に従って同期モータに電力を供給するインバータと、
   前記回転座標電流から同期モータのインダクタンス近似値を算出するインダクタンス近似部とを備え、
   前記トルク／電流変換部が、同期モータが磁気飽和領域で動作する場合に前記インダクタンス近似部から前記インダクタンス近似値を取得して前記回転座標電流指令値を決定するものである同期モータ制御装置。
2. 前記インダクタンス近似部が、前記回転座標電流から同期モータの相電流実効値を算出する相電流実効値算出部と、前記相電流実効値に対応するインダクタンス直流成分およびインダクタンスｎ次成分をそれぞれ出力するインダクタンスマップとを有する、請求項１に記載の同期モータ制御装置。
3. 前記同期モータがリラクタンスモータであり、
   前記回転座標変換部が、前記電流センサによって検出された相電流をｄ軸電流、ｑ軸電流および０軸電流からなる回転座標電流に変換するものであり、
   前記トルク／電流変換部が、与えられたトルク指令値からｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値および０軸電流指令値からなる回転座標電流指令値を決定するものであり、
   前記電流フィードバック制御部が、前記回転座標電流指令値に前記回転座標電流をフィードバックしてｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値および０軸電圧指令値からなる回転座標電圧指令値を生成するものである、請求項１に記載の同期モータ制御装置。
4. 前記インダクタンス近似部が、前記回転座標電流から同期モータの相電流実効値を算出する相電流実効値算出部と、前記相電流実効値に対応するインダクタンス直流成分およびインダクタンスｎ次成分をそれぞれ出力するインダクタンスマップとを有する、請求項３に記載の同期モータ制御装置。
5. 前記相電流実効値算出部が前記０軸電流に１／√２を乗じて前記相電流の実効値を算出するものである、請求項４に記載の同期モータ制御装置。