JP2018072014A

JP2018072014A - レーダ装置、信号処理装置及び信号処理方法

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Publication number: JP2018072014A
Application number: JP2016208483A
Authority: JP
Inventors: 幸生飯田; Yukio Iida; 研一川崎; Kenichi Kawasaki
Original assignee: Sony Semiconductor Solutions Corp
Current assignee: Sony Semiconductor Solutions Corp
Priority date: 2016-10-25
Filing date: 2016-10-25
Publication date: 2018-05-10
Also published as: US11852712B2; US11119203B2; WO2018079097A1; US20190235066A1; CN109923433B; CN109923433A; US20210356579A1

Abstract

【課題】TDMA FMCW MIMOレーダ装置において、移動物標のドップラ位相シフトを補償して方位推定精度を向上することが可能なことが可能なレーダ装置を提供する。【解決手段】基準時刻を中心としてアンテナ素子の番号が前後対称となるように順次切り替えて送信アンテナから送信を行い、基準時刻以前に受信アンテナが受信した第１のビート信号と、基準時刻以降に受信した第２のビート信号とから、基準時刻におけるビート信号を合成する、レーダ装置が提供される。【選択図】図１

Description

本開示は、レーダ装置、信号処理装置及び信号処理方法に関する。

自動車に搭載される車載レーダとして、TDMA（Time-Division Multiple-Access） FMCW（Frequency-Modulated Continuous-Wave） MIMO（Multiple-Input Multiple-Output）レーダ装置が用いられることがある。

FMCW方式とは、時間とともに周波数を線形に増加または減少させたチャープ信号を送信信号として送信アンテナから放出し、物標で反射して戻ってきたエコー信号を受信アンテナで捉え、送信信号と同じ周波数のローカル信号とエコー信号とをミキサで乗算するときに、送信された信号が物標で反射して戻ってくるまでの往復時間の間にローカル信号の周波数が変化して、物標までの距離に比例した周波数のビート信号が生じることを利用して測距をおこなう方式である。そしてTDMA FMCW MIMO方式とは、FMCW方式による測距に加えて、Ｍ素子の送信アレーアンテナから一つのアンテナを順次選択してチャープ信号をＭ回送信し、Ｎ素子の受信アレーアンテナで同時に受信することによりＭ＊Ｎ素子の仮想アレーアンテナで受信するレーダ装置とみなすことができることを利用して、方位分解能を向上させた測角をおこなう方式である。

TDMA FMCW MIMOレーダ装置は、物標とレーダ装置とが相対的に移動している場合に、ドップラ位相シフトによって測角精度が劣化することが知られている、そのため、例えば非特許文献１では、少なくともL箇所のアンテナ素子が重複するようにＭ＊Ｎ−Ｌ素子の仮想アレーアンテナを構成して、重複したアンテナ素子で受信したビート信号の位相差からドップラ位相シフトを求めて補償する技術が開示されている。

C. M. Schmid, R. Feger, C. Pfeffer, A. Stelzer. "Motion Compensation and Efficient Array Design for TDMA FMCW MIMO Radar Systems," Eucap 2012.

しかし非特許文献１で開示された方法では、重複させた数少ないアンテナ素子で受信したビート信号から仮想アレーアンテナ全体のドップラ位相シフトの補償をおこなうため僅かなノイズによって方位推定精度が大きく影響される。さらに、アンテナ素子を重複させたことで、仮想アレーアンテナの素子数が減少するため、方位分解能が低下する。

そこで本開示では、TDMA FMCW MIMOレーダ装置において、移動物標のドップラ位相シフトを補償して方位推定精度を向上することが可能なことが可能な、新規かつ改良されたレーダ装置、信号処理装置及び信号処理方法を提案する。

本開示によれば、Ｍ個（Ｍ≧２）の送信アンテナと、Ｎ個（Ｎ≧１）の受信アンテナと、ローカル信号を発振するローカル発振器と、前記ローカル信号に基づく送信信号をいずれか一つの前記送信アンテナを選択して送信する送信処理部と、前記受信アンテナが受信した、前記送信信号の物標での反射によるエコー信号と、前記ローカル信号とから、ビート信号を出力する受信処理部と、前記ビート信号に対する信号処理を行う信号処理部と、を備え、前記送信処理部は、基準時刻を中心としてアンテナ素子の番号が前後対称となるように順次切り替えて前記送信アンテナから送信を行い、前記信号処理部は、前記基準時刻以前に前記受信アンテナが受信した第１のビート信号と、前記基準時刻以降に受信した第２のビート信号とから、前記基準時刻におけるビート信号を合成する、レーダ装置が提供される。

また本開示によれば、Ｍ個（Ｍ≧２）の送信アンテナから送信された、ローカル信号に基づく送信信号の物標での反射によるエコー信号と、前記ローカル信号とから生成されるビート信号に対する信号処理を行う信号処理部を備え、前記信号処理部は、基準時刻を中心としてアンテナ素子の番号が前後対称となるように順次切り替えて前記送信アンテナから送信させ、前記基準時刻以前に前記受信アンテナが受信した第１のビート信号と、前記基準時刻以降に受信した第２のビート信号とから、前記基準時刻におけるビート信号を合成する、信号処理装置が提供される。

また本開示によれば、基準時刻を中心としてアンテナ素子の番号が前後対称となるように順次切り替えてＭ個（Ｍ≧２）の送信アンテナから、ローカル信号に基づく送信信号を送信させることと、前記送信アンテナから送信された前記送信信号の物標での反射によるエコー信号と、前記ローカル信号とから生成されるビート信号に対する信号処理を行うことと、を含み、前記信号処理を行うことは、前記基準時刻以前に前記受信アンテナが受信した第１のビート信号と、前記基準時刻以降に受信した第２のビート信号とから、前記基準時刻におけるビート信号を合成することを含む、信号処理方法が提供される。

以上説明したように本開示によれば、TDMA FMCW MIMOレーダ装置において、移動物標のドップラ位相シフトを補償して方位推定精度を向上することが可能なことが可能な、新規かつ改良されたレーダ装置、信号処理装置及び信号処理方法を提供することが出来る。

なお、上記の効果は必ずしも限定的なものではなく、上記の効果とともに、または上記の効果に代えて、本明細書に示されたいずれかの効果、または本明細書から把握され得る他の効果が奏されてもよい。

FMCWレーダ装置の構成例を示す説明図である。時間とともに変化する、FMCWレーダ装置１０が送信する送信信号の周波数、エコー信号の周波数、ビート信号の周波数の例を示す説明図である。 MIMOレーダ装置のアレーアンテナの構成例を示す説明図である。仮想アレーアンテナを示す説明図である。 FMCW TDMA MIMOレーダ装置の構成例を示す説明図である。 FMCW TDMA MIMOレーダ装置１００のローカル発振器によるチャープと、スイッチ１３１ａ、１３１ｂで送信アンテナ１４０ａ、１４０ｂを選択するタイミングとの関係を示す説明図である。物標の位置を座標軸上で示した説明図である。 FMCW TDMA MIMOレーダ装置１００のローカル発振器によるチャープと、スイッチ１３１ａ、１３１ｂで送信アンテナ１４０ａ、１４０ｂを選択するタイミングとの関係を示す説明図である。本開示の実施の形態に係るFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００の動作例を示す流れ図である。本開示の実施の形態の第１実施例の効果を説明する説明図である。本開示の実施の形態の第１実施例の効果を説明する説明図である。基準時刻を中心に前後対称になるような送信パターンの例を示す説明図である。基準時刻を中心に前後対称になるような送信パターンの例を示す説明図である。基準時刻を中心に前後対称になるような送信パターンの例を示す説明図である。基準時刻を中心に前後対称になるような送信パターンの例を示す説明図である。基準時刻を中心に前後対称になるような送信パターンの例を示す説明図である。基準時刻を中心に前後対称になるような送信パターンの例を示す説明図である。本開示の実施の形態に係るFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００の動作例を示す流れ図である。本開示の実施の形態に係るFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００の動作例を示す流れ図である。スイッチ１３１ａ、１３１ｂで送信アンテナ１４０ａ、１４０ｂを選択するタイミングの関係を示す説明図である。 FMCW TDMA MIMOレーダ装置１００ａ〜１００ｆが搭載されている車両２の例を示す説明図である。

以下に添付図面を参照しながら、本開示の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。

なお、説明は以下の順序で行うものとする。
１．本開示の実施の形態
１．１．概要
１．２．第１実施例
１．３．第２実施例
１．４．第３実施例
１．５．第４実施例
１．６．応用例
２．まとめ

＜１．本開示の実施の形態＞
［１．１．概要］
本開示の実施の形態について詳細に説明する前に、まず本開示の実施の形態の概要について説明する。

上述したように、自動車に搭載される車載レーダとして、TDMA FMCW MIMOレーダ装置が用いられることがある。まずはFMCW方式について説明する。

FMCW方式とは、時間とともに周波数を線形に増加または減少させたチャープ信号を送信信号として送信アンテナから放出し、物標で反射して戻ってきたエコー信号を受信アンテナで捉え、送信信号と同じ周波数のローカル信号とエコー信号とをミキサで乗算するときに、送信された信号が物標で反射して戻ってくるまでの往復時間の間にローカル信号の周波数が変化して、物標までの距離に比例した周波数のビート信号が生じることを利用して測距をおこなう方式である。

図１は、FMCWレーダ装置の構成例を示す説明図である。図１に示したようにFMCWレーダ装置１０において、ローカル発振器１２は、FMCWレーダ信号処理装置１１から送出されるチャープ制御信号に基づいて、時間とともに周波数が線形に増加または減少するローカル信号を出力する。ローカル発振器１２が出力したローカル信号は、パワーアンプ１３で増幅された後に、送信アンテナ１４から送信信号として放出される。

送信アンテナ１４から放出された送信信号は、物標１で反射される。受信アンテナ１５は、物標１で反射されて戻ってくるエコー信号を受信する。受信アンテナ１５が受信したエコー信号は、ローカル発振器１２が出力したローカル信号とミキサ１６で乗算されてビート信号となる。ビート信号は、FMCWレーダ信号処理装置１１に送られて、物標１までの測距に用いられる。

図２は、時間とともに変化する、FMCWレーダ装置１０が送信する送信信号の周波数、エコー信号の周波数、ビート信号の周波数の例を示す説明図である。送信信号の周波数は、図２に示した例では、ｆ_０からｆ_０＋ＢＷまで時間とともに線形に増加する。エコー信号は、送信信号が物標１で反射して戻ってくるまでの往復時間τだけ遅れている。ビート信号の周波数ｆ_Ｂは、送信信号が物標で反射して戻ってくるまでの往復時間τに比例する。従ってFMCW方式は、ビート信号の周波数ｆ_Ｂを知ることで、測定周期Ｔにおける物標１までの距離を知ることが出来る方式と言える。

そしてTDMA FMCW MIMO方式とは、FMCW方式による測距に加えて、Ｍ素子の送信アレーアンテナから一つのアンテナを順次選択してチャープ信号をＭ回送信し、Ｎ素子の受信アレーアンテナで同時に受信することによりＭ＊Ｎ素子の仮想アレーアンテナで受信するレーダ装置とみなすことができることを利用して、方位分解能を向上させた測角をおこなう方式である。

図３は、MIMOレーダ装置のアレーアンテナの構成例を示す説明図である。図３に示した例では、受信アレーアンテナはＮ素子で素子間隔がｄであり、送信アレーアンテナはＭ素子で素子間隔がＮ＊ｄである。物標は、Ｚ軸から角度θの方位にあり、図３では説明の便宜上アレーアンテナの近くに書いてあるが、実際は、車載レーダが使用する７７ＧＨｚ帯の波長３．９ｍｍに対して１０００倍以上の遠方に物標が位置している。従って、アレーアンテナと物標との間の電磁波の伝搬は平面波で近似することができる。

まず、送信アンテナＴＸ１から送信を行なうと、送信信号が波面１から物標までを伝搬し、エコー信号は物標から受信アンテナＲＸ１，ＲＸ２，ＲＸ３まで伝搬する。次に、送信アンテナＴＸ２から送信を行なうと、送信信号は波面２から物標まで伝搬し、エコー信号は物標から受信アンテナＲＸ１，ＲＸ２，ＲＸ３まで伝搬する。送信アンテナＴＸ２から送信した場合は、物標までの伝搬距離が、波面１と波面２との距離Ｎ＊ｄ＊ｓｉｎ（θ）だけ短くなる。図４は、仮想アレーアンテナを示す説明図であり、この波面１と波面２との距離は、図４に示すＲＸ１とＲＸ４の伝搬距離の差と同じである。つまり、送信アンテナＴＸ２から送信した場合は、送信アンテナＴＸ１から送信して受信アンテナＲＸ４，ＲＸ５，ＲＸ６で受信したことに等価になる。従って、送信アンテナＴＸ１，ＴＸ２からの送信で、受信アンテナＲＸ１，ＲＸ２，ＲＸ３，ＲＸ４，ＲＸ５，ＲＸ６からなる仮想アレーアンテナが構成される。

ここで，図３のＭ＝２，Ｎ＝３の場合に対応する送信アレーアンテナと受信アレーアンテナのモードベクトルを数式１と数式２に示す。ｆ_０は送信信号の周波数、ｄは受信アンテナの間、θは物標の方位、ｃ_０は光速である。また、数式３は図４に対応する仮想アレーアンテナのモードベクトルであり、送信モードベクトルと受信モードベクトルのクロネッカー積になる。

このように、送信アレーアンテナと受信アレーアンテナを用いて、複数の素子からなる仮想アレーアンテナを構成するレーダ装置がMIMOレーダ装置である。特に、複数の送信アンテナを時分割で切り替えてFMCW方式のチャープ信号を順次送信して測距と測角をおこなうレーダ装置がFMCW TDMA MIMOレーダ装置である。

図５は、FMCW TDMA MIMOレーダ装置の構成例を示す説明図である。図５に示したFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００は、FMCW TDMA MIMOレーダ信号処理装置１１０と。ローカル発振器１２０と、送信処理部１３０と、送信アンテナ１４０ａ、１４０ｂと、受信アンテナ１５０ａ、１５０ｂ、１５０ｃと、受信処理部１６０と、を含んで構成される。

FMCW TDMA MIMOレーダ信号処理装置１１０は、FMCW TDMA MIMOレーダ装置１００の動作に際し様々な信号処理を実施する装置である。例えばFMCW TDMA MIMOレーダ信号処理装置１１０は、ローカル発振器１２０に対してチャープ制御信号を送出したり、送信処理部１３０に対して送信信号の出力を制御するスイッチング制御信号を送出したりする。またFMCW TDMA MIMOレーダ信号処理装置１１０は、受信処理部１６０から出力されるビート信号を用いて物標までの測距を行う。

ローカル発振器１２０は、FMCW TDMA MIMOレーダ信号処理装置１１０から送出されるチャープ制御信号に基づいて、時間とともに周波数が線形に増加または減少するローカル信号を出力する。ローカル発振器１２０は、生成したローカル信号を送信処理部１３０及び受信処理部１６０に送る。

送信処理部１３０は、ローカル発振器１２０から送られたローカル信号を、送信アンテナ１４０ａ、１４０ｂから送信信号として送出させるための処理を行う。送信処理部１３０は、スイッチ１３１ａ、１３１ｂと、パワーアンプ１３２ａ、１３２ｂと、を含んで構成される、スイッチ１３１ａ、１３１ｂは、FMCW TDMA MIMOレーダ信号処理装置１１０からの信号に応じてオン、オフするスイッチである。すなわち、スイッチ１３１ａ、１３１ｂがオンされていると、ローカル信号はパワーアンプ１３２ａ、１３２ｂに送られる。パワーアンプ１３２ａ、１３２ｂは、ローカル発振器１２０から送られたローカル信号を所定量増幅させる。

送信アンテナ１４０ａ、１４０ｂは、それぞれ、パワーアンプ１３２ａ、１３２ｂで増幅されたローカル信号を、送信信号として空中に放出する。図５に示した例では２つの送信アンテナ１４０ａ、１４０ｂを示しており、送信処理部１３０におけるスイッチやパワーアンプの数は、この送信アンテナの数に対応している。

受信アンテナ１５０ａ、１５０ｂ、１５０ｃは、物標で反射して戻ってくるエコー信号を受信する。図５に示した例では３つの受信アンテナ１５０ａ、１５０ｂ、１５０ｃを示している。

受信処理部１６０は、受信アンテナ１５０ａ、１５０ｂ、１５０ｃが受信したエコー信号と、ローカル発振器１２０が出力したローカル信号とを乗算してビート信号を生成する。受信処理部１６０は、エコー信号と、ローカル信号とを乗算するミキサ１６１ａ、１６１ｂ、１６１ｃからなる。

図６は、FMCW TDMA MIMOレーダ装置１００のローカル発振器によるチャープと、スイッチ１３１ａ、１３１ｂで送信アンテナ１４０ａ、１４０ｂを選択するタイミングとの関係を示す説明図である。Ｔ_{Ｃｈｉｒｐ}はチャープの１周期、Ｔ_Ｒａｍｐはチャープのランプ時間、ｆ_０はチャープ開始周波数、Ｂはチャープ帯域幅、Ｎ_{Ｃｈｉｒｐ}はチャープの前後関係をあらわすインデックスである。またＴＸ１は送信アンテナ１４０ａに対応し、ＴＸ２は送信アンテナ１４０ｂに対応する。

一般に、物標が動いている場合は、ドップラ位相シフトが生じることが知られている。図７は、物標の位置を座標軸上で示した説明図である。図７の座標の原点はFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００の位置に相当する。図７に示すように、座標（Ｘ_０，Ｚ_０）、方位θ、距離Ｒ_０に一つの物標があり、θ方向から速度ＶでFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００に接近している場合を想定。この場合、FMCW TDMA MIMOレーダ装置１００の仮想アレーアンテナで受信されるビート信号は数式４になる。Ａはビート信号の振幅、ｆ_Ｒは数式５に示すように距離Ｒ_０に比例するビート周波数、ｆ_Ｄは数式６に示すように速度Ｖに比例するドップラ周波数である。

数式４における速度Ｖを含む項がドップラ位相シフトを表す項であり、ＴＸ１（送信アンテナ１４０ａ）とＴＸ２（送信アンテナ１４０ｂ）で送信をおこなう時間差であるＴ_{Ｃｈｉｒｐ}の間、物標が速度Ｖで移動し、伝搬距離がわずかに変化したことで生じた位相差を表している。

なお、数式５のｆ_Ｒにも速度Ｖを含む項があるが、仮に速度Ｖが１００ｍ／ｓ（＝３６０ｋｍ／ｈ）の高速であっても、Ｔ_{Ｃｈｉｒｐ}が１０ｕｓ程度の短時間の場合では往復距離の変化は僅か２ｍｍであり、FMCW TDMA MIMOレーダ装置１００の測距分解能に比べて非常に小さいため、この項は無視できる。

従って、数式４のドップラ位相シフトの項は、送信アレーアンテナのモードベクトルに移項して、数式７と数式８に示すように書き換えることができる。

この数式７と数式８から、FMCW TDMA MIMOレーダ装置は、物標が動いている場合に送信アレーアンテナのモードベクトルが速度に比例したドップラ位相シフトで変調されるため、方位の測角精度が劣化することが明らかである。

そのため、例えば非特許文献１では、少なくともL箇所のアンテナ素子が重複するようにＭ＊Ｎ−Ｌ素子の仮想アレーアンテナを構成して、重複したアンテナ素子で受信したビート信号の位相差からドップラ位相シフトを求めて補償する技術が開示されている。しかし非特許文献１で開示された方法では、重複させた数少ないアンテナ素子で受信したビート信号から仮想アレーアンテナ全体のドップラ位相シフトの補償をおこなうため僅かなノイズによって方位推定精度が大きく影響される。さらに、アンテナ素子を重複させたことで、仮想アレーアンテナの素子数が減少するため、方位分解能が低下する。

そこで本件開示者は、上述した点に鑑みて、FMCW TDMA MIMOレーダ装置において簡易にかつ精度を落とすことなく、物標の動きに基づいた影響を除外することが可能な技術について鋭意検討を行った。その結果、本件開示者は、以下で説明するように、FMCW TDMA MIMOレーダ装置において、基準時刻を中心として送信アレーアンテナのアンテナ素子の番号が前後対称となるように繰り返し送信をおこない、基準時刻以前のビート信号と基準時刻以降のビート信号から、基準時刻におけるビート信号を合成することで物標の動きに基づいた影響を除外することが可能な技術を考案するに至った。

以上、本開示の実施の形態の概要について説明した。続いて、本開示の実施の形態について詳細に説明する。

［１．２．第１実施例］
まず、本開示の実施の形態の第１実施例について説明する。第１実施例を説明するにあたり、FMCW TDMA MIMOレーダ装置の構成例は図５に示したものと同じものを用いる。

本開示の実施の形態の第１実施例では、FMCW TDMA MIMOレーダ信号処理装置１１０によるスイッチ１３１ａ、１３１ｂのオン、オフのタイミングを適切に設定することで、標の動きに基づいた影響を除外することを目的としている。より具体的には、基準時刻を中心として送信アレーアンテナのアンテナ素子の番号が前後対称となるように繰り返し送信をおこなうよう、FMCW TDMA MIMOレーダ信号処理装置１１０からスイッチ１３１ａ、１３１ｂのオン、オフのタイミングを設定する。

図８は、FMCW TDMA MIMOレーダ装置１００のローカル発振器によるチャープと、スイッチ１３１ａ、１３１ｂで送信アンテナ１４０ａ、１４０ｂを選択するタイミングとの関係を示す説明図である。Ｔ_{Ｃｈｉｒｐ}はチャープの１周期、Ｔ_Ｒａｍｐはチャープのランプ時間、ｆ_０はチャープ開始周波数、Ｂはチャープ帯域幅、Ｎ_{Ｃｈｉｒｐ}はチャープの前後関係をあらわすインデックスである。

図８に示したように、FMCW TDMA MIMOレーダ信号処理装置１１０は、ある基準時刻が中心となるように、送信アンテナ１４０ｂ、１４０ａ、１４０ａ、１４０ｂの順に選択して送信するようにスイッチ１３１ａ、１３１ｂのオン、オフを制御する。このように基準時刻を中心として送信アレーアンテナのアンテナ素子の番号が前後対称となるように繰り返し送信をおこなうことで、物標の動きに基づいた影響を除外することができることを説明する。

はじめに、基準時刻以前のＮ_{Ｃｈｉｒｐ}＝−３／２と、Ｎ_{Ｃｈｉｒｐ}＝−１／２の２回の送信で構成された仮想アレーアンテナで受信したビート信号を第１のビート信号Ｓ_Ｂ１とする。第１のビート信号Ｓ_Ｂ１および第１のビート信号Ｓ_Ｂ１の送信アレーアンテナのモードベクトルは、それぞれ数式９と数式１０になる。Ａ１は振幅を表す。

次に、基準時刻以降のＮ_{Ｃｈｉｒｐ}＝１／２とＮ_{Ｃｈｉｒｐ}＝３／２の２回の送信で構成された仮想アレーアンテナで受信したビート信号を第２のビート信号Ｓ_Ｂ２とする。第２のビート信号Ｓ_Ｂ２および第２のビート信号Ｓ_Ｂ２の送信アレーアンテナのモードベクトルは、それぞれ数式１１と数式１２になる。Ａ２は振幅を表す。

FMCW TDMA MIMOレーダ信号処理装置１１０は、第１のビート信号ＳＢ１及び第２のビート信号ＳＢ２を用いて、基準時刻におけるビート信号を合成する信号処理を行う。具体的には、FMCW TDMA MIMOレーダ信号処理装置１１０は、数式１３に示すように、送信アンテナ毎に第１のビート信号Ｓ_Ｂ１と第２のビート信号Ｓ_Ｂ２の振幅の平均と、第１のビート信号Ｓ_Ｂ１と第２のビート信号Ｓ_Ｂ２の和の位相から、基準時刻におけるビート信号を合成する信号処理をおこなう。

第１のビート信号Ｓ_Ｂ１と第２のビート信号Ｓ_Ｂ２の振幅の平均と、第１のビート信号Ｓ_Ｂ１と第２のビート信号Ｓ_Ｂ２の和の位相から、基準時刻におけるビート信号を合成することで物標の動きの影響が除外される理由を説明する。

数式１３のＳ_Ｂ１とＳ_Ｂ２に、数式９と数式１１をそれぞれ代入して整理すると、数式１４および数式１５になる。

ここで数式１５に含まれる振幅Ａ１、Ａ２は、短時間では変化しないために等しいとみなすことができる。そして、数式１０と数式１２は複素共役である。従って、数式１６に示すように２つのモードベクトルの和をとると、ドップラ位相の虚部はキャンセルされて実部のコサイン成分だけが振幅に残る。

数式１６のコサイン成分がゼロよりも大きければ、数式１５の演算が可能である。従って、数式１７に示す速度領域であれば、本実施形態に係るFMCW TDMA MIMOレーダ信号処理装置１１０は、ドップラ位相を補償することができる。

図９は、本開示の実施の形態に係るFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００の動作例を示す流れ図である。以下、図９を用いて本開示の実施の形態に係るFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００の動作例について説明する。

まず、FMCW TDMA MIMOレーダ装置１００は、送信アンテナの番号が、基準時刻を中心に前後対象となるように送信する（ステップＳ１０１）。この送信処理は、送信処理部１３０がFMCW TDMA MIMOレーダ信号処理装置１１０からのスイッチング制御信号を受けて実行する。

続いてFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００は、基準時刻以前の送信から仮想アレーアンテナを構成して、第１のビート信号Ｓ_Ｂ１を求める（ステップＳ１０２）。またFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００は、基準時刻以降の送信から仮想アレーアンテナを構成して、第２のビート信号Ｓ_Ｂ２を求める（ステップＳ１０３）。第１のビート信号Ｓ_Ｂ１と第２のビート信号Ｓ_Ｂ２を求める順序はもちろん逆でも良い。

続いてFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００は、第１のビート信号Ｓ_Ｂ１の振幅と第２のビート信号Ｓ_Ｂ２の振幅を平均して、基準時刻におけるビート信号の振幅を求める（ステップＳ１０４）。またFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００は、第１のビート信号Ｓ_Ｂ１と第２のビート信号Ｓ_Ｂ２の和の位相から、基準時刻におけるビート信号の位相を求める（ステップＳ１０５）。基準時刻におけるビート信号の振幅と位相を求める順序はもちろん逆でも良い。

本開示の実施の形態に係るFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００は、このような一連の動作を実行することで、ドップラ位相の補償を行って物標の動きの影響を除外することができる。

以下の表１に示したパラメータを用いて、第１実施例の効果を説明する。図１０、図１１は、本開示の実施の形態の第１実施例の効果を説明する説明図である。図１０は、ドップラ位相の補償が無い場合の方位スペクトルを示したものであり、図１１は、本開示の実施の形態に係るFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００がドップラ位相の補償を行った場合の方位スペクトルを示したものである。

図１０に示したように、ドップラ位相の補償が無い場合では、方位スペクトルの波形が乱れているのに対し、図１１に示したように、ドップラ位相の補償がある場合では、方位スペクトルの波形が乱れていないのが分かる。従って、本開示の実施の形態に係るFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００は、ドップラ位相の補償を行って物標の動きの影響を除外することが出来る。

図１２Ａ〜１２Ｆは、送信アレーアンテナが２素子と３素子の場合に、基準時刻を中心に前後対称になるような送信パターンの例を示す説明図である。図１２Ａ〜１２Ｄは送信アンテナが２素子の場合の送信パターンの例で有り、図１２Ｅ〜１２Ｆは送信アンテナが３素子の場合の送信パターンの例で有る。もちろん、送信パターンは図１２Ａ〜１２Ｆに示したものに限定されるものでは無い。また、図１２Ａ〜１２Ｂ、図１２Ｅ〜１２Ｆに示したように、基準時刻を跨いでいずれかの送信アンテナから送信される送信パターンであってもよく、図１２Ｃ〜１２Ｄに示したように基準時刻においてはいずれの送信アンテナからも送信されていないような送信パターンであってもよい。

［１．３．第２実施例］
続いて第２実施例について説明する。第１実施例で示したドップラ位相を除去する信号処理は、ビート信号Ｓ_Ｂ１、Ｓ_Ｂ２を時間信号としているが、この信号処理は周波数スペクトルでも同様におこなうことが可能である。FMCWレーダ装置では、一般的な手順としてビート信号を離散フーリエ変換して周波数スペクトルに変換することが行われているので、周波数領域でドップラ位相を除去することは非常に好適である。

周波数領域でドップラ位相を除去する場合、下記の数式１８に示すようにビート信号Ｓ_Ｂ１、Ｓ_Ｂ２を離散フーリエしてから信号処理を行う。

図１３は、本開示の実施の形態に係るFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００の動作例を示す流れ図である。以下、図１３を用いて本開示の実施の形態に係るFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００の動作例について説明する。

まず、FMCW TDMA MIMOレーダ装置１００は、送信アンテナの番号が、基準時刻を中心に前後対象となるように送信する（ステップＳ１１１）。この送信処理は、送信処理部１３０がFMCW TDMA MIMOレーダ信号処理装置１１０からのスイッチング制御信号を受けて実行する。

続いてFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００は、基準時刻以前の送信から仮想アレーアンテナを構成して、第１のビート信号Ｓ_Ｂ１を求め、さらに離散フーリエ変換をおこなって周波数スペクトルに変換する（ステップＳ１１２）。またFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００は、基準時刻以降の送信から仮想アレーアンテナを構成して、第２のビート信号Ｓ_Ｂ２を求め、さらに離散フーリエ変換をおこなって周波数スペクトルに変換する（ステップＳ１１３）。第１のビート信号Ｓ_Ｂ１と第２のビート信号Ｓ_Ｂ２を求める順序はもちろん逆でも良い。

続いてFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００は、第１のビート信号Ｓ_Ｂ１の振幅と第２のビート信号Ｓ_Ｂ２の周波数スペクトルの振幅を平均して、基準時刻におけるビート信号の周波数スペクトルの振幅を求める（ステップＳ１１４）。またFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００は、第１のビート信号Ｓ_Ｂ１と第２のビート信号Ｓ_Ｂ２の周波数スペクトルの和の位相から、基準時刻におけるビート信号の周波数スペクトルの位相を求める（ステップＳ１１５）。基準時刻におけるビート信号の周波数スペクトルの振幅と位相を求める順序はもちろん逆でも良い。

本開示の実施の形態に係るFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００は、このような一連の動作を実行することで、周波数領域でドップラ位相の補償を行って物標の動きの影響を除外することができる。

［１．４．第３実施例］
第１実施例で示した信号処理は、数式１６のコサイン成分がゼロになる場合に、数式１５の角度を求める演算が不可能になり、基準時刻におけるビート信号を合成できなくなる。そこで第３実施例では、第１のビート信号Ｓ_Ｂ１と第２のビート信号Ｓ_Ｂ２を平均して第３のビート信号Ｓ_Ｂ３を求めて、この第３のビート信号Ｓ_Ｂ３の振幅と第１のビート信号Ｓ_Ｂ１の振幅を比較して、振幅比が所定の閾値以下（例えば１／１０以下）に小さくなる場合は信号処理をおこなわないことにする。

図１４は、本開示の実施の形態に係るFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００の動作例を示す流れ図である。以下、図１４を用いて本開示の実施の形態に係るFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００の動作例について説明する。

まず、FMCW TDMA MIMOレーダ装置１００は、送信アンテナの番号が、基準時刻を中心に前後対象となるように送信する（ステップＳ１２１）。この送信処理は、送信処理部１３０がFMCW TDMA MIMOレーダ信号処理装置１１０からのスイッチング制御信号を受けて実行する。

続いてFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００は、基準時刻以前の送信から仮想アレーアンテナを構成して、第１のビート信号Ｓ_Ｂ１を求める（ステップＳ１２２）。またFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００は、基準時刻以降の送信から仮想アレーアンテナを構成して、第２のビート信号Ｓ_Ｂ２を求める（ステップＳ１２３）。第１のビート信号Ｓ_Ｂ１と第２のビート信号Ｓ_Ｂ２を求める順序はもちろん逆でも良い。

続いてFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００は、第１のビート信号Ｓ_Ｂ１と第２のビート信号Ｓ_Ｂ２を平均して第３のビート信号Ｓ_Ｂ３を求める（ステップＳ１２４）。

続いてFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００は、第３のビート信号Ｓ_Ｂ３の振幅が、第１のビート信号Ｓ_Ｂ１の振幅のＸ倍（Ｘは所定の閾値）以下かどうか判断する（ステップＳ１２５）。

ステップＳ１２５の判断の結果、続いて第３のビート信号Ｓ_Ｂ３の振幅が、第１のビート信号Ｓ_Ｂ１の振幅のＸ倍（Ｘは所定の閾値）以下でなければ（ステップＳ１２５、Ｎｏ）、続いてFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００は、第１のビート信号Ｓ_Ｂ１の振幅と第２のビート信号Ｓ_Ｂ２の振幅を平均して、基準時刻におけるビート信号の振幅を求める（ステップＳ１２６）。またFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００は、第１のビート信号Ｓ_Ｂ１と第２のビート信号Ｓ_Ｂ２の和の位相から、基準時刻におけるビート信号の位相を求める（ステップＳ１２７）。基準時刻におけるビート信号の振幅と位相を求める順序はもちろん逆でも良い。

一方、ステップＳ１２５の判断の結果、続いて第３のビート信号Ｓ_Ｂ３の振幅が、第１のビート信号Ｓ_Ｂ１の振幅のＸ倍（Ｘは所定の閾値）以下であれば（ステップＳ１２５、Ｙｅｓ）、FMCW TDMA MIMOレーダ装置１００は、第１のビート信号Ｓ_Ｂ１または第２のビート信号Ｓ_Ｂ２のいずれかを、基準時刻におけるビート信号として処理を進める（ステップＳ１２８）。

［１．５．第４実施例］
第１実施例で示した信号処理は、例えば図８に示すように４回の送信で基準時刻におけるビート信号が得られる。一方、従来のFMCW TDMA MIMOレーダ装置は、図６に示したように２回の送信でビート信号が得られる。従って、第１実施例で示した信号処理は従来の信号処理に比べて２倍の時間を必要とする。

そこで、この第４実施例では、信号処理に要する時間を短縮する例を示す。図１５は、スイッチ１３１ａ、１３１ｂで送信アンテナ１４０ａ、１４０ｂを選択するタイミングの関係を示す説明図である。図１５に示すように、FMCW TDMA MIMOレーダ装置１００は、Ｎ_{Ｃｈｉｒｐ}＝０，１，２，３から基準時刻０におけるビート信号を合成し、続いてＮ_{Ｃｈｉｒｐ}＝２，３，４，５から基準時刻１におけるビート信号を合成し、さらに続いてＮ_{Ｃｈｉｒｐ}＝４，５，６，７から基準時刻２におけるビート信号を合成する。

このようにことでビート信号を合成することで、本開示の実施の形態に係るFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００は、従来と同じ時間間隔でビート信号を出力することが可能になる。

［１．６．応用例］
本開示の実施の形態に係るFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００は、物標の動きに基づいた影響を除外することができるため、高い精度での測距が求められる、自動車の安全な走行を支援するシステムのレーダ装置に好適に適用することが可能である。

図１６は、FMCW TDMA MIMOレーダ装置１００ａ〜１００ｆが搭載されている車両２の例を示す説明図である。図１６に示したFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００ａ〜１００ｆは、上述した本開示の実施の形態に係るFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００のいずれかであるとする。FMCW TDMA MIMOレーダ装置１００ａ〜１００ｆは、短距離、中距離、長距離用のいずれかのレーダ装置であり、車両２の周囲の物体などの検知に用いられる。

このような、自動車の安全な走行を支援するシステムのレーダ装置として、本開示の実施の形態に係るFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００を適用することで、上記システムの高性能化に寄与することができる。

＜２．まとめ＞
以上説明したように本開示の実施の形態によれば、所定の基準時刻を中心として送信アレーアンテナのアンテナ素子の番号が前後対称となるように繰り返し送信をおこない、基準時刻以前のビート信号と基準時刻以降のビート信号から、基準時刻におけるビート信号を合成することで物標の動きに基づいた影響を除外することが可能なFMCW TDMA MIMOレーダ装置１００を提供することが出来る。

本明細書の各装置が実行する処理における各ステップは、必ずしもシーケンス図またはフローチャートとして記載された順序に沿って時系列に処理する必要はない。例えば、各装置が実行する処理における各ステップは、フローチャートとして記載した順序と異なる順序で処理されても、並列的に処理されてもよい。

また、各装置に内蔵されるＣＰＵ、ＲＯＭおよびＲＡＭなどのハードウェアを、上述した各装置の構成と同等の機能を発揮させるためのコンピュータプログラムも作成可能である。また、該コンピュータプログラムを記憶させた記憶媒体も提供されることが可能である。また、機能ブロック図で示したそれぞれの機能ブロックをハードウェアまたはハードウェア回路で構成することで、一連の処理をハードウェアまたはハードウェア回路で実現することもできる。

以上、添付図面を参照しながら本開示の好適な実施形態について詳細に説明したが、本開示の技術的範囲はかかる例に限定されない。本開示の技術分野における通常の知識を有する者であれば、特許請求の範囲に記載された技術的思想の範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、これらについても、当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。

また、本明細書に記載された効果は、あくまで説明的または例示的なものであって限定的ではない。つまり、本開示に係る技術は、上記の効果とともに、または上記の効果に代えて、本明細書の記載から当業者には明らかな他の効果を奏しうる。

なお、以下のような構成も本開示の技術的範囲に属する。
（１）
Ｍ個（Ｍ≧２）の送信アンテナと、
Ｎ個（Ｎ≧１）の受信アンテナと、
ローカル信号を発振するローカル発振器と、
前記ローカル信号に基づく送信信号をいずれか一つの前記送信アンテナを選択して送信する送信処理部と、
前記受信アンテナが受信した、前記送信信号の物標での反射によるエコー信号と、前記ローカル信号とから、ビート信号を出力する受信処理部と、
前記ビート信号に対する信号処理を行う信号処理部と、
を備え、
前記送信処理部は、基準時刻を中心としてアンテナ素子の番号が前後対称となるように順次切り替えて前記送信アンテナから送信を行い、
前記信号処理部は、前記基準時刻以前に前記受信アンテナが受信した第１のビート信号と、前記基準時刻以降に受信した第２のビート信号とから、前記基準時刻におけるビート信号を合成する、レーダ装置。
（２）
前記信号処理部は、前記第１のビート信号の振幅と前記第２のビート信号の振幅とを平均して前記基準時刻におけるビート信号の振幅を求め、前記第１のビート信号の位相と前記第２のビート信号の位相とを加算して前記基準時刻におけるビート信号の位相を求める、前記（１）に記載のレーダ装置。
（３）
前記信号処理部は、前記第１のビート信号を離散フーリエ変換した第１の周波数スペクトルと、前記第２のビート信号を離散フーリエ変換した第２の周波数スペクトルとから、前記基準時刻におけるビート信号の周波数スペクトルを合成する、前記（１）に記載のレーダ装置。
（４）
前記信号処理部は、前記第１のビート信号の振幅と前記第２のビート信号の振幅との平均が所定値以下であれば、前記第１のビート信号または前記第２のビート信号を前記基準時刻におけるビート信号とする、前記（１）〜（３）のいずれかに記載のレーダ装置。
（５）
前記所定値は、前記第１のビート信号の振幅または前記第２のビート信号の振幅の所定の割合である、前記（４）に記載のレーダ装置。
（６）
車両に搭載される、前記（１）〜（５）のいずれかに記載のレーダ装置。
（７）
Ｍ個（Ｍ≧２）の送信アンテナから送信された、ローカル信号に基づく送信信号の物標での反射によるエコー信号と、前記ローカル信号とから生成されるビート信号に対する信号処理を行う信号処理部を備え、
前記信号処理部は、基準時刻を中心としてアンテナ素子の番号が前後対称となるように順次切り替えて前記送信アンテナから送信させ、
前記基準時刻以前に前記受信アンテナが受信した第１のビート信号と、前記基準時刻以降に受信した第２のビート信号とから、前記基準時刻におけるビート信号を合成する、信号処理装置。
（８）
基準時刻を中心としてアンテナ素子の番号が前後対称となるように順次切り替えてＭ個（Ｍ≧２）の送信アンテナから、ローカル信号に基づく送信信号を送信させることと、
前記送信アンテナから送信された前記送信信号の物標での反射によるエコー信号と、前記ローカル信号とから生成されるビート信号に対する信号処理を行うことと、
を含み、
前記信号処理を行うことは、前記基準時刻以前に前記受信アンテナが受信した第１のビート信号と、前記基準時刻以降に受信した第２のビート信号とから、前記基準時刻におけるビート信号を合成することを含む、信号処理方法。

１００ FMCW TDMA MIMOレーダ装置

Claims

Ｍ個（Ｍ≧２）の送信アンテナと、
Ｎ個（Ｎ≧１）の受信アンテナと、
ローカル信号を発振するローカル発振器と、
前記ローカル信号に基づく送信信号をいずれか一つの前記送信アンテナを選択して送信する送信処理部と、
前記受信アンテナが受信した、前記送信信号の物標での反射によるエコー信号と、前記ローカル信号とから、ビート信号を出力する受信処理部と、
前記ビート信号に対する信号処理を行う信号処理部と、
を備え、
前記送信処理部は、基準時刻を中心としてアンテナ素子の番号が前後対称となるように順次切り替えて前記送信アンテナから送信を行い、
前記信号処理部は、前記基準時刻以前に前記受信アンテナが受信した第１のビート信号と、前記基準時刻以降に受信した第２のビート信号とから、前記基準時刻におけるビート信号を合成する、レーダ装置。
前記信号処理部は、前記第１のビート信号の振幅と前記第２のビート信号の振幅とを平均して前記基準時刻におけるビート信号の振幅を求め、前記第１のビート信号の位相と前記第２のビート信号の位相とを加算して前記基準時刻におけるビート信号の位相を求める、請求項１に記載のレーダ装置。
前記信号処理部は、前記第１のビート信号を離散フーリエ変換した第１の周波数スペクトルと、前記第２のビート信号を離散フーリエ変換した第２の周波数スペクトルとから、前記基準時刻におけるビート信号の周波数スペクトルを合成する、請求項１に記載のレーダ装置。
前記信号処理部は、前記第１のビート信号の振幅と前記第２のビート信号の振幅との平均が所定値以下であれば、前記第１のビート信号または前記第２のビート信号を前記基準時刻におけるビート信号とする、請求項１に記載のレーダ装置。
前記所定値は、前記第１のビート信号の振幅または前記第２のビート信号の振幅の所定の割合である、請求項４に記載のレーダ装置。
車両に搭載される、請求項１に記載のレーダ装置。
Ｍ個（Ｍ≧２）の送信アンテナから送信された、ローカル信号に基づく送信信号の物標での反射によるエコー信号と、前記ローカル信号とから生成されるビート信号に対する信号処理を行う信号処理部を備え、
前記信号処理部は、基準時刻を中心としてアンテナ素子の番号が前後対称となるように順次切り替えて前記送信アンテナから送信させ、
前記基準時刻以前に前記受信アンテナが受信した第１のビート信号と、前記基準時刻以降に受信した第２のビート信号とから、前記基準時刻におけるビート信号を合成する、信号処理装置。
基準時刻を中心としてアンテナ素子の番号が前後対称となるように順次切り替えてＭ個（Ｍ≧２）の送信アンテナから、ローカル信号に基づく送信信号を送信させることと、
前記送信アンテナから送信された前記送信信号の物標での反射によるエコー信号と、前記ローカル信号とから生成されるビート信号に対する信号処理を行うことと、
を含み、
前記信号処理を行うことは、前記基準時刻以前に前記受信アンテナが受信した第１のビート信号と、前記基準時刻以降に受信した第２のビート信号とから、前記基準時刻におけるビート信号を合成することを含む、信号処理方法。