JP2017038444A - 交流回転電機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】トルク指令値に対する応答性を向上させることが可能な交流回転電機の制御装置を提供する。【解決手段】３相の相電流値について、電気角１／３周期以上且つ電気角１／３周期未満の所定範囲にわたる演算角における相電流値をそれぞれ選択する選択部と、３相のうちの１相を基準相とし、基準相における選択された相電流値に対して、他相における選択された相電流値を電気角１２０°ずらして重ね合わせ、重ね合わせた各相電流値を基準相の相電流値とする合成部と、演算角ごとに、基準相の各相電流値に基づく算出値を電気角１周期にわたって積算してフーリエ係数を算出する係数算出部と、算出されたフーリエ係数から１次電流値を算出する１次電流算出部と、算出された１次電流値を変換してｄｑ電流を算出するｄｑ電流算出部と、算出されたｄｑ電流に基づいた制御量が目標値に追従するようにインバータを操作する操作部と、を備える。【選択図】 図４

Description

本発明は、電流センサにより検出された相電流の検出値に基づいて交流回転電機の通電を制御する交流回転電機の制御装置に関する。

従来、交流回転電機の制御では、相電流値を検出し、検出した相電流値に基づいた制御量を目標値にフィードバックさせている。このようなフィードバック制御において、相電流に高次成分が重畳すると、フィードバック制御の結果であるインバータの各相のスイッチング素子に対する操作指令にも、高次成分が重畳する。その結果、スイッチングノイズ等の騒音成分にも高次成分が含まれ、静粛性の面で問題となる。また、相電流がオフセットすると、トルク変動や出力変動が生じるので望ましくない。

そのため、特許文献１に記載の交流電動機の制御装置は、相電流検出値を電気角の関数としてフーリエ級数展開し、相電流の１次成分である１次電流を検出し、検出した１次電流に基づいてフィードバック制御を実施している。具体的には、上記制御装置は、電気角ｋ周期をＮ個に分割して設定した積算角において、積算角における相電流検出値に基づく算出値を電気角１周期にわたって積算することにより、フーリエ係数を算出している。

特開２０１４−１３２８１５号公報

上記制御装置は、電気角１周期にわたる積算角における相電流検出値に基づいて、１次電流を検出している。よって、トルク指令値が変更された場合、トルク指令値が変更されてから電位角１周期が経過するまでの間、１次電流はトルク指令値変更前の相電流を引きずることになる。それゆえ、トルク指令値の変更時おける応答性の低下が問題となることがある。特に、低回転速度域は、高回転速度域よりも、１次電流がトルク指令値変更前の相電流を引きずる時間が長くなるため、トルク指令値の変更時における応答性の低下が問題となる。

本発明は、上記実情に鑑み、トルク指令値に対する応答性を向上させることが可能な交流回転電機の制御装置を提供することを主たる目的とする。

請求項１に記載の発明は、３相の交流回転電機と、前記交流回転電機を駆動するインバータと、前記交流回転電機の２相以上の相の相電流値をそれぞれ検出する電流センサと、を備える回転電機システムに適用される交流回転電機の制御装置であって、３相の電気角１周期をＮ個（Ｎは自然数）に分割して、同じタイミングで演算角を設定する演算角設定部と、前記３相の相電流値について、電気角１／３周期以上且つ電気角１／２周期未満の所定範囲にわたる前記演算角における前記相電流値をそれぞれ選択する選択部と、前記３相のうちの１相を基準相とし、前記基準相における選択された前記相電流値に対して、前記３相のうちの前記基準相以外の他相における選択された前記相電流値を、電気角１２０°ずらして重ね合わせ、重ね合わせた各前記相電流値を前記基準相の相電流値とする合成部と、前記演算角ごとに、前記基準相の各前記相電流値に基づく算出値を前記電気角１周期にわたって積算してフーリエ係数を算出する係数算出部と、算出された前記フーリエ係数の１次成分に基づいて、１次電流値を算出する１次電流算出部と、算出された前記１次電流値をｄｑ変換してｄ軸電流値及びｑ軸電流値を算出するｄｑ電流算出部と、算出された前記ｄ軸電流値及び前記ｑ軸電流値に基づいた制御量が、前記制御量の目標値に追従するように、前記インバータを構成する複数のスイッチング素子を操作する操作部と、を備える。

請求項１に記載の発明によれば、３相の電気角１周期がＮ個に分割されて演算角が設定される。また、３相の電流値について、電気角１／３周期以上且つ電気角１／２周期未満の所定範囲にわたる前記演算角における前記相電流値が選択される。そして、基準相における選択された相電流値に対して、基準相以外の他相における選択された相電流値が電気角１２０°ずらして重ね合わされ、重ね合された各相電流値が基準相の相電流値とされる。さらに、演算角ごとに、基準相の各相電流値に基づく算出値が電気角１周期にわたって積算され、フーリエ係数が算出される。算出されたフーリエ係数の１次成分に基づいて、各相の１次電流値が算出され、算出された１次電流値がｄｑ電流値に変換される。そして、ｄｑ電流値に基づいた制御量が目標値に追従するように、インバータのスイッチング素子が操作される。

各相の相電流値は、互いに電気角１２０°ずれた関係となっている。そのため、基準相の相電流値に対して、電気角１２０°ずらした他相の相電流値は、基準相の相電流値とみなすことができる。よって、電気角１／３周期以上且つ電気角１／２周期未満の所定範囲にわたる３相の相電流値から、基準相の電気角１周期にわたる相電流値を得ることができる。すなわち、電気角１／２周期未満の相電流値からフーリエ係数を算出することができる。そのため、トルク指令値が変更された際に、１次電流値がトルク指令値変更前の相電流値を引きずる期間を、電気角１周期にわたる相電流値の検出値からフーリエ係数を算出する場合よりも短縮することができる。したがって、トルク指令値に対する応答性を向上させることができる。

また、請求項２に記載の発明は、３相の交流回転電機と、前記交流回転電機を駆動するインバータと、前記交流回転電機の２相以上の相の相電流値をそれぞれ検出する電流センサと、を備える回転電機システムに適用される交流回転電機の制御装置であって、３相の電気角１周期をＮ個（Ｎは自然数）に分割して、同じタイミングで演算角を設定する演算角設定部と、前記３相の相電流値について、電気角１／６周期以上且つ電気角１／４周期未満の所定範囲にわたる前記演算角における前記相電流値をそれぞれ選択する選択部と、前記相電流値を、電気角１８０°ずらすとともに相電流の振幅方向の中心を通る中心軸に対して反転させる並進反転を行う並進反転部と、前記３相のうちの１相を基準相とし、前記基準相における選択された前記相電流値と、前記基準相における選択された前記相電流値を前記並進反転させた相電流値と、前記３相のうちの前記基準相以外の他相における選択された前記相電流値を電気角１２０°ずらした相電流値と、前記電気角１２０°ずらした相電流値を前記並進反転させた相電流値とを、前記基準相の相電流値とする合成部と、前記演算角ごとに、前記基準相の各相電流値に基づく算出値を前記電気角１周期にわたって積算してフーリエ係数を算出する係数算出部と、算出された前記フーリエ係数の１次成分に基づいて、１次電流値を算出する１次電流算出部と、算出された前記１次電流値をｄｑ変換してｄ軸電流値及びｑ軸電流値を算出するｄｑ電流算出部と、算出された前記ｄ軸電流値及び前記ｑ軸電流値に基づいた制御量が、前記制御量の目標値に追従するように、前記インバータを構成する複数のスイッチング素子を操作する操作部と、を備える。

請求項２に記載の発明によれば、３相の電気角１周期がＮ個に分割されて演算角が設定される。また、３相の電流値について、電気角１／６周期以上且つ電気角１／４周期未満の所定範囲にわたる前記演算角における前記相電流値が選択される。そして、基準相の選択された相電流値と、基準相の選択された相電流値が並進反転された相電流値と、他相の選択された相電流値が電気角１２０°ずらされた相電流値と、他相の電気角１２０°ずらされた相電流値が並進反転された相電流値とが、基準相の相電流値とされる。さらに、演算角ごとに、基準相の各相電流値に基づく算出値が電気角１周期にわたって積算され、フーリエ係数が算出される。算出されたフーリエ係数の１次成分に基づいて、各相の１次電流値が算出され、算出された１次電流値がｄｑ電流値に変換される。そして、ｄｑ電流値に基づいた制御量が目標値に追従するように、インバータのスイッチング素子が操作される。

各相の相電流は、互いに電気角１２０°ずれた関係となっている。そのため、基準相の相電流値に対して、電気角１２０°ずらした他相の相電流値は、基準相の相電流値とみなすことができる。また、交流回転電機に対する印加電圧の大きさが同じであれば、ある相電流値を並進反転させたものは、その相電流値から電気角１８０°ずれた演算角における相電流値とみなせる。よって、電気角１／６周期以上且つ電気角１／４周期未満の所定範囲にわたる３相の相電流値から、基準相の電気角１周期にわたる相電流値を得ることができる。すなわち、電気角１／４周期未満の相電流値からフーリエ係数を算出することができる。そのため、トルク指令値が変更された際に、１次電流値がトルク指令値変更前の相電流値を引きずる期間を、電気角１周期にわたる相電流値の検出値からフーリエ係数を算出する場合よりも短縮することができる。

各実施形態に係るモータシステムの概略構成を示す図。 交流モータの制御モードを説明する図。 交流モータの動作状態と制御モードとの対応関係を示す図。 第１実施形態に係るＰＷＭ制御モードに対応する交流モータの制御装置の構成を示すブロック図。 フーリエ係数の演算角の一例を示す図。 従来に係る（ａ）フーリエ係数の演算対象、及び（ｂ）算出された１次電流値を示す図。 第１実施形態に係る（ａ）フーリエ係数の演算対象、（ｂ）合成された１周期にわたる相電流値、及び（ｃ）算出された１次電流値を示す図。 （ａ）Ｖ相における選択された相電流値、（ｂ）Ｗ相における選択された相電流値、（ｃ）Ｕ相における選択された相電流値、（ｄ）合成した相電流値を示す図。 第１実施形態に係るｄｑ電流を算出する処理手順を示すフローチャート。 （ａ）時間に対する回転位置の特性、（ｂ）時間に対するＶ相の相電流の特性を示すタイムチャート。 第１実施形態に係る矩形波制御モードに対応する交流モータの制御装置の構成を示すブロック図。 第２実施形態に係るＰＷＭ制御モードに対応する交流モータの制御装置の構成を示すブロック図。 第２実施形態に係る矩形波制御モードに対応する交流モータの制御装置の構成を示すブロック図。 （ａ）電圧、（ｂ）相電流を示す図。 （ａ）Ｖ相における選択された相電流値、（ｂ）Ｗ相における選択された相電流値、（ｃ）Ｕ相における選択された相電流値、（ｄ）各相における選択された相電流値を合成した相電流値、（ｅ）合成した相電流値及び並進反転させた相電流値。 第２実施形態に係るｄｑ電流を算出する処理手順を示すフローチャート。 （ａ）Ｖ相における選択された相電流値、（ｂ）Ｗ相における選択された相電流値、（ｃ）Ｕ相における選択された相電流値、（ｄ）オフセット誤差がある場合に合成した相電流値を示す図。 オフセット誤差を含む相電流値の検出値示す図。（ｂ）オフセット誤差がある相電流値の検出値から推定した推定値を示す図。 オフセット誤差で相電流値を補正する機能を示すブロック図。 第３実施形態に係るｄｑ電流を算出する処理手順を示すフローチャート。

以下、交流回転電機の制御装置を具現化した各実施形態について図面を参照して説明する。各実施形態に係る交流回転電機の制御装置は、ハイブリッド自動車を駆動するモータシステムに適用されることを想定している。なお、以下の各実施形態において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付しており、同一符号の部分についてはその説明を援用する。

（第１実施形態）
まず、本実施形態に係るモータシステムについて、図１を参照して説明する。本実施形態に係るモータシステム（回転電機システム）は、モータ３０、インバータ２０、直流電源１０、電流センサ３１，３２、回転位置センサ３３、及び制御装置４０を備える。制御装置４０には、車両制御装置１００からトルク指令値Ｔｒｑ＊が入力される。

ＭＧ３０（交流回転電機）は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相のコイルが巻回された固定子と回転子とを含み、電動機としての機能及び発電機としての機能を有する３相のモータジェネレータである。ＭＧ３０は、ハイブリッド自動車の走行駆動源となる。なお、ＭＧ３０は、電動機としての機能のみを有する３相モータでもよい。

インバータ２０は、２個のスイッチング素子が上下に接続されている直列体が、３個並列に接続されているブリッジ回路である。スイッチング素子としては、例えばゲート駆動型のＩＧＢＴ、ＭＯＳトランジスタ等を採用できる。後述する制御装置４０から送信される操作信号ｇｕａ，ｇｕｂ，ｇｖａ，ｇｖｂ，ｇｗａ，ｇｗｂが、各スイッチング素子のゲート端子に入力されることにより、各スイッチング素子のオン・オフが操作される。その結果、ＭＧ３０の各相のコイルに交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが印加され、ＭＧ３０の駆動が制御される。

直流電源１０は、例えばリチウムイオンやニッケル水素の二次電池であり、インバータ２０を介して、ＭＧ３０と電力の授受を行う。直流電源１０の直流電圧が、インバータ２０に入力されるシステム電圧ＶＨとなる。直流電源１０とインバータ２０との間に、昇圧コンバータが接続されている場合には、昇圧コンバータにより昇圧された直流電圧が、インバータ２０に入力されるシステム電圧ＶＨとなる。

電流センサ３１は、Ｖ相のコイルに設けられており、Ｖ相の相電流Ｉｖを所定の周期で検出し、検出した相電流Ｉｖの値を制御装置４０へ送信する。また、電流センサ３２は、Ｗ相のコイルに設けられており、Ｗ相の相電流Ｉｗを所定の周期で検出し、検出した相電流Ｉｗの値を制御装置４０へ送信する。ここで、キルヒホッフの法則により３相の相電流の和は常にゼロであるから、Ｖ相の相電流Ｉｖ及びＷ相の相電流Ｉｗがわかれば、残りのＵ相の相電流Ｉｕは計算で求められる。本実施形態では、Ｖ相及びＷ相の２相に電流センサ３１，３２を設けているが、３相のうちのどの２相に電流センサ３１，３２を設けてもよい。

回転位置センサ３３は、ＭＧ３０の回転子の近くに設けられており、回転子の回転位置θを検出し、検出した回転位置θを制御装置４０へ送信する。回転位置θは、電気角で表される値であり、回転位置θからＭＧ３０の回転速度Ｎｒが算出される。回転位置センサ３３としては、レゾルバやエンコーダ等が採用できる。

車両制御装置１００は、制御装置４０よりも上位のハイブリッド車両全体を制御する制御装置であり、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ及びＩ／Ｏ等を備えたマイクロコンピュータを主体として構成されている。車両制御装置１００は、アクセルセンサやブレーキセンサ、シフトポジションセンサ等の各種センサの検出値に基づいて、車両の運転状態を検出する。そして、車両制御装置１００は、検出した車両の運転状態に応じたトルク指令値Ｔｒｑ＊を算出し、算出したトルク指令値Ｔｒｑ＊を制御装置４０へ送信する。

制御装置４０（交流回転電機の制御装置）は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、及びＩ／Ｏ等を備えたマイクロコンピュータを主体として構成されている。制御装置４０は、ＲＯＭに記憶されているプログラムをＣＰＵにより実行するソフトウェア処理や、専用の電気回路によるハードウェア処理により、後述する各種機能を実現し、ＭＧ３０の駆動を制御する。

制御装置４０は、図２に示すように、ＭＧ３０の制御モードとして、変調率ｍに応じて３つの制御モードのいずれかを選択して実施する。変調率ｍは、次の式（１）により定義される。Ｖｒは、回転座標平面上でのＭＧ３０に印加される電圧ベクトルの大きさである。

変調率ｍが０〜１．２７未満のとき、制御装置４０は、正弦波ＰＷＭ制御モード及び過変調ＰＷＭ制御モードを実施する。正弦波ＰＷＭ制御モードは、正弦波状の各相の電圧指令値と搬送波との比較に基づいて、インバータ２０の各相のスイッチング素子を制御するモードであり、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波の振幅以下の範囲で実施される。一方、過変調ＰＷＭ制御モードは、電圧指令の正弦波成分の振幅が搬送波の振幅よりも大きい範囲で、正弦波ＰＷＭ制御モードと同様のＰＷＭ制御を実施する。正弦波ＰＷＭ制御モード及び過変調ＰＷＭ制御モードでは、ＭＧ３０を流れる電流のフィードバックによって、ＭＧ２０に印加する電圧の振幅及び位相を制御する「電流フィードバック制御」を実施する。

また、変調率ｍ＝１．２７のとき、制御装置４０は、矩形波制御モードを実施する。矩形波制御モードは、一定期間内で、上アームのオン期間と下アームのオン期間との比を、１：１とする矩形波１パルスをＭＧ３０に印加するモードである。矩形波制御モードでは、ＭＧ３０に印加する電圧の振幅が固定されるため、トルク指令値Ｔｒｑ＊とトルク推定値Ｔｒｑｅとの偏差に基づいて、矩形波電圧パルスの位相を制御する「トルクフィードバック制御」を実施する。

図３に、ＭＧ３０の動作状態と各制御モードとの対応関係を示す。低回転速度域Ｉでは、正弦波ＰＷＭ制御モードが実施され、トルク変動が抑制される。ＭＧ３０の回転速度Ｎｒが上昇し、システム電圧ＶＨが最大値を超える中回転速度域ＩＩでは、制御モードを正弦波ＰＷＭ制御モードから過変調ＰＷＭ制御モードに切り替えて、中回転速度域ＩＩでの出力を上げる。さらに、ＭＧ３０の回転速度Ｎｒが上昇すると、過変調ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードへ切替えて、高回転速度域ＩＩＩでの出力を上げる。以下、正弦波ＰＷＭ制御及び過変調ＰＷＭ制御モードを含むＰＷＭ制御モードと、矩形波制御モードについてそれぞれ説明する。

＜ＰＷＭ制御＞
まず、ＰＷＭ制御モードについて説明する。ＰＷＭ制御モードでは、電流フィードバック制御を実施するため、フィードバックの制御量は電流値となる。図４に、ＰＷＭ制御モードに対応する制御装置４０の構成を示す。制御装置４０は、電流指令生成部４１、ＦＦ項演算部４２、偏差算出部４３，４４、ＰＩ制御部４５，４６、加算部４７，４８、２相３相変換部４９、ｒφ変換部５０、電圧ＤＵＴＹ変換部５１、及びＰＷＭ部５２の機能を備える。さらに、制御装置４０は、選択部５３、合成部５４、フーリエ係数算出部５５、１次電流算出部５６、ｄｑ電流算出部５７、及び演算角設定部７１の機能を備える。

電流指令生成部４１は、トルク指令値Ｔｒｑ＊と電流指令マップとに基づいて、回転座標系の電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を生成する。電流指令マップは、トルク指令値Ｔｒｑ＊と電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との対応を示すマップであり、予め記憶装置に記憶されている。なお、ＰＷＭ制御モードでは、電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊が、制御量の目標値に相当する。

ＦＦ項演算部４２は、生成された電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に基づいて、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値のフィードフォワード項Ｖｄ＿ｆｆ，Ｖｑ＿ｆｆを、それぞれ算出する（特開２０１４−１３２８１５号公報参照）。偏差算出部４３，４４は、生成された電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と、後述するｄｑ電流算出部５７により算出された回転座標系の実電流Ｉｄ，Ｉｑとの電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑを、それぞれ算出する。ＰＩ制御部４５，４６は、算出された電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑが０に収束するように、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値のフィードバック項Ｖｄ＿ｆｂ，Ｖｑ＿ｆｂを、それぞれ比例積分制御により算出する。加算部４７，４８は、フィードフォワード項Ｖｄ＿ｆｆ，Ｖｑ＿ｆｆと、フィードバック項Ｖｄ＿ｆｂ，Ｖｑ＿ｆｂとをそれぞれ加算して、回転座標系の電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊をそれぞれ算出する。なお、実電流Ｉｄ，Ｉｑ（実電流Ｉｄ，Ｉｑを合わせてｄｑ電流と称する）が制御量に相当する。

２相３相変換部４９は、回転位置センサ３３から受信した回転位置θを用いて、算出された回転座標系の電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、固定座標系の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。ｒφ変換部５０は、回転座標系の電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、回転座標平面上で大きさＶｒ且つｑ軸を基準とする位相φｑの指令電圧ベクトルに変換する。位相φｑは、ｑ軸から反時計まわり方向を正と定義する。

電圧ＤＵＴＹ変換部５１は、回転位置θ、算出された位相φｑ、及び変調率ｍに基づいて、各相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を指令デューティＤｕ，Ｄｖ，Ｄｗに変換する。変調率ｍは、算出されたベクトルＶｒの大きさ、システム電圧ＶＨ及び係数の乗算から算出される。ＰＷＭ部５２は、指令デューティＤｕ，Ｄｖ，Ｄｗに基づいて、操作信号ｇｕａ，ｇｕｂ，ｇｖａ，ｇｖｂ，ｇｗａ，ｇｗｂを生成し、生成した各操作信号をインバータ２０の各スイッチング素子へ送信する。各操作信号は、インバータ２０の各スイッチング素子のオン・オフを制御する信号である。ＰＷＭ制御モードでは、上述したＦＦ項演算部４２からＰＷＭ部５２までの機能が操作部に相当する。

各スイッチング素子のオン・オフが操作信号により制御されることで、ＭＧ３０の各相のコイルに３相の交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが印加される。３相の交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの印加に伴い、ＭＧ３０からトルク指令値Ｔｒｑ＊に応じたトルクが出力され、ＭＧ３０の各相のコイルには相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが流れる。

制御装置４０は、各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出して、実電流Ｉｄ，Ｉｑを算出し、実電流Ｉｄ，Ｉｑを電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に対してフィードバックさせる。このとき、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに高次成分が重畳していたり、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗがオフセットしていたりすることがある。高次成分が重畳した相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗから実電流Ｉｄ，Ｉｑを算出すると、指令デューティＤｕ，Ｄｖ，Ｄｗにも高次成分が重畳し、それに伴うインバータ２０のスイッチングノイズ等の騒音成分にも高次成分が含まれるようになる。特に、過変調ＰＷＭ制御モードでは、ＰＷＭパルスに高次成分が含まれるため、相電流値に高次成分が重畳しやすく、騒音が大きくなるという問題がある。また、相電流値がオフセットすると、トルク変動やパワー変動が生じる。

そこで、制御装置４０は、相電流値を回転位置θの関数としてフーリエ級数展開する。フーリエ級数展開の一般式を式（２），（３）に示す。式（２）は、ｃｏｓ関数のｎ次のフーリエ係数ａｎ、及びｓｉｎ関数のｎ次のフーリエ係数ｂｎを算出する式である。式（３）で示すｆ（θ）は、θを変数とする周期２πの周期関数であって、三角関数の和で表される。なお、式（２），（３）中の文字「ｎ」は、これらの式だけで独立して用いるものであり、他の箇所で用いる「ｎ」とは異なるものとする。

式（３）において、０次成分であるａ０／２は、直流成分であり、電流０（Ａ）に対する電流振幅の中心のオフセット量に相当する。２次以上の成分は高次成分に相当する。よって、制御装置４０は、相電流の１次成分のみを抽出し、抽出した相電流の１次成分である１次電流値から実電流Ｉｄ，Ｉｑを算出して、電流フィードバック制御を実施する。

一般に、フーリエ係数は、電気角１周期をＮ個（Ｎは自然数）に分割して設定した演算角におけるＮ個の相電流値に基づいて算出される。例えば、図５に示すように、電気角１周期を１２個に分割して演算角を設定した場合、ある演算角では、その演算角及びその演算角の直前の１１個の演算角における１２個の相電流値に基づいて、フーリエ係数を算出する。各演算角は、フーリエ係数の演算開始タイミングとなる。本実施形態では、電流センサ３１，３２による相電流Ｉｖ，Ｉｗの検出タイミングは、演算開始タイミングである演算角と同期しているとする。

図６（ａ）に、従来のフーリエ係数の演算処理において、演算対象となる相電流値の範囲を示す。時点ｔ０，ｔ１，ｔ２，ｔ３は、隣接する時点との間隔が電気角半周期となっている。従来、式（２）に基づき、電気角１周期にわたる演算角における相電流値に基づく算出値を、電気角１周期にわたって積算して、フーリエ係数を算出している。図６（ｂ）は、算出したフーリエ係数の１次成分から算出した１次電流値を示す。

従来、トルク指令値Ｔｒｑ＊が変更された場合、トルク指令値Ｔｒｑ＊が変更されてから電気角１周期が経過するまでの間、フーリエ係数ひいては１次電流値は、トルク指令値Ｔｒｑ＊変更前の相電流値の影響を受ける。例えば、図６（ａ）に示すように、時点ｔ１でトルク指令値Ｔｒｑ＊が変更され、時点ｔ２におけるｄｑ電流を算出する場合、指令値変更前の時点ｔ０から時点ｔ１における相電流値と、指令値変更後の時点ｔ１から時点ｔ２における相電流値とに基づいて、１次電流値を算出することになる。よって、算出された１次電流値は、時点ｔ２における実際の１次電流値に対して誤差が比較的大きくなる。その結果、トルク指令値Ｔｒｑ＊に対する実トルクの応答性が低下する。

図６（ａ）において、時点ｔ１で指令値が変更された場合、時点ｔ３におけるｄｑ電流を算出するまでの間、算出された１次電流値は指令値変更前の相電流値を引きずることになる。特に、低回転速度域では、高回転速度域よりも、回転子が電気角１周期分回転するのに要する時間が長くなるため、トルク指令値Ｔｒｑ＊の変更時において、１次電流値が指令値変更前の相電流値を引きずる時間が長くなる。そのため、特に低回転速度域では、トルク指令値Ｔｒｑ＊の変更時における応答性の低下が問題となり、トルク指令値の変更時における応答性の向上が望まれる。

ここで、相の相電流は、互いに電気角１２０°ずれた関係となっている。例えばＶ相の相電流Ｉｖに対して、Ｕ相の相電流Ｉｕは進角方向に電気角１２０°ずれ、Ｗ相の相電流Ｉｗは遅角方向に１２０°ずれているとする。この場合、Ｕ相の相電流Ｉｕを遅角方向に１２０°ずらしたものはＶ相の相電流Ｉｖと等しくなり、Ｗ相の相電流Ｉｗを進角方向に１２０°ずらしたものはＶ相の相電流Ｉｖと等しくなる。

そこで、制御装置４０は、各相において、電気角１／３周期にわたる演算角における相電流値Ｉｖｓ，Ｉｗｓ，Ｉｕｓをそれぞれ選択する。そして、制御装置４０は、３相のうちのＶ相を基準相とし、基準相において選択した相電流値Ｉｖｓに対して、他の２相において選択した相電流値Ｉｕｓ，Ｉｗｓを電気角１２０°ずらして重ね合せることにした。電気角１／３周期にわたる演算角は、３相で同じタイミングの演算角とする。図７（ａ）に、本実施形態に係るフーリエ係数の演算処理において、演算対象として選択する各相の相電流値の範囲を示し、図７（ｂ）に、選択した３相の相電流値を合成した相電流値を示す。基準相に重ね合わせた各相電流値は、基準相の電気角１周期にわたる相電流値とみなすことができる。図７（ｃ）は、合成した基準相の電気角１周期にわたる相電流値に基づいて算出した１次電流値を示す。

このように、各相の電気角１／３周期にわたる相電流値を合成して、基準相の電気角１周期にわたる相電流値を算出することにより、トルク指令値Ｔｒｑ＊の変更時において、１次電流値がトルク指令値Ｔｒｑ＊の変更前の相電流値を引きずる期間が従来の１／３に短縮される。例えば、図７（ａ）に示すように、時点ｔ１でトルク指令値Ｔｒｑ＊が変更され、時点ｔ２におけるｄｑ電流を算出する場合、時点ｔ２から１／３周期前までの期間における各相の相電流値に基づいて、１次電流値を算出することになる。よって、時点ｔ２におけるｄｑ電流の算出時には、１次電流値が指令値変更前の相電流値を引きずっていない。したがって、本実施形態では、従来と比較して、トルク指令値Ｔｒｑ＊の変更時におけるトルク指令値Ｔｒｑ＊に対する実トルクの応答性の低下が抑制される。以下、本実施形態における１次電流値の算出手法について説明する。本実施形態では、Ｖ相を基準相として説明するが、基準相はどの相にしてもよい。

演算角設定部７１は、３相の相電流の電気角１周期をＮ個（Ｎは自然数）に分割して、同じタイミングで演算角を設定する。

選択部５３は、３相の相電流値について、電気角１／３周期にわたる演算角における相電流値をそれぞれ選択する。図８（ａ）〜（ｃ）に、電気角０°〜１２０°にわたる演算角における相電流値を選択した図を示す。Ｖ相における選択した相電流値を黒丸で示し、選択していない相電流値を白丸で示す。Ｗ相における選択した相電流値を黒四角で示し、選択していない相電流値を白四角で示す。また、Ｕ相における選択した相電流値を黒三角で示し、選択していない相電流値を白三角で示す。

合成部５４は、Ｖ相を基準相とし、Ｖ相において選択した相電流値Ｉｖｓに対して、Ｕ相において選択した相電流値Ｉｕｓを遅角方向に電気角１２０°ずらして重ね合わせるとともに、Ｗ相において選択した相電流値Ｉｗｓを進角方向に電気角１２０°ずらして重ね合わせる。そして、Ｖ相を基準として合成した３相分の相電流値を、Ｖ相の電気角１周期における相電流値とする。図８（ｄ）は、図８（ａ）に示すＶ相の選択した相電流値に対して、図８（ｂ），（ｃ）に示すＷ相及びＵ相の選択した相電流値を、それぞれ進角方向及び遅角方向に電気角１２０°ずらして合成した図である。

フーリエ係数算出部５５（係数算出部）は、演算角ごとに、合成部５４により合成された基準相の各相電流値に基づく算出値を、電気角１周期にわたって積算してフーリエ係数を算出する。

１次電流算出部５６は、フーリエ係数算出部５５により算出されたフーリエ係数に基づいて、各相の１次電流値Ｉｕ＿１，Ｉｖ＿１，Ｉｗ＿１を算出する。具体的には、算出されたフーリエ係数の１次係数ａ１，ｂ１からＶ相の１次電流値Ｉｖ＿１を算出する。そして、Ｖ相の１次電流値Ｉｖ＿１を進角方向に１２０°ずらしてＵ相の１次電流値Ｉｕ＿１算出するとともに、Ｖ相の１次電流値Ｉｖ＿１を遅角方向に１２０°ずらしてＷ相の１次電流値Ｉｗ＿１を算出する。なお、フーリエ係数の算出及び各相の１次電流値の算出の詳細は後述する。

ｄｑ電流算出部５７は、算出された３相の１次電流値Ｉｕ＿１，Ｉｖ＿１，Ｉｗ＿１を、回転座法系の実電流Ｉｄ（ｄ軸電流値）と実電流Ｉｑ（ｑ軸電流値）に変換する。

次に、相電流値の検出値からｄｑ電流を算出する手法について、図９のフローチャート及び図１０のタイムチャートを参照して説明する。

図１０（ａ）は時間に対する回転位置θの特性を示し、図１０（ｂ）は時間に対するＶ相の相電流Ｉｖ（θ）の特性を示す。図１０（ａ）において、回転位置θは、０〜３６０°の範囲で時間に比例して直線的に増加し、３６０°に到達すると同時に０°に戻る鋸波型に時間変化している。縦軸には、（ｎ−１）番目、ｎ番目、（ｎ＋１）番目の演算角θ[ｎ−１]、θ[ｎ]、θ[ｎ＋１]を示している。連続する演算角の間隔であるサンプル間隔は、Δθ＝３６０／Ｎで一定であり、電気角１周期をＮ等分割した間隔となる。よって、電気角１周期では、演算角θ[１]からθ[Ｎ]（＝θ[０]）の演算角が設定される。連続する電気角１周期において、後の周期の演算角θ[０]は前の周期の演算角θ[Ｎ]と同じ回転位置θとなる。電気角１周期分の演算角としては、Ｎ個の演算角が設定される。

以下、本実施形態に係る相電流値の検出値からｄｑ電流を算出する処理手順について、図９のフローチャートを参照して説明する。本処理手順は、制御装置４０が、演算角ごとに繰り返し実行する。

まず、ｎの値を、前回の処理時のｎの値から１増やす（Ｓ１０）。続いて、ｎがＮよりも大きいか否か判定する（Ｓ１１）。ｎがＮ以下の場合は（Ｓ１１：ＮＯ）、そのままＳ１３の処理に進む。ｎがＮよりも大きい場合は（Ｓ１１：ＹＥＳ）、ｎ＝１として（Ｓ１２）、Ｓ１３の処理に進む。

続いて、電流センサ３１により検出されたＶ相の相電流値Ｉｖ（θ[ｎ]）、及び電流センサ３２により検出されたＷ相の相電流値Ｉｗ（θ[ｎ]）を取得する（Ｓ１３）。相電流値Ｉｖ（θ[ｎ]）及び相電流値Ｉｗ（θ[ｎ]）は、それぞれ演算角θ[ｎ]におけるＶ相の相電流値及びＷ相の相電流値である。

続いて、Ｓ１３で取得した相電流値Ｉｖ（θ[ｎ]）及び相電流値Ｉｗ（θ[ｎ]）を用いて、キルヒホッフの法則により、演算角θ[ｎ]におけるＵ相の相電流値Ｉｕ（θ[ｎ]）を算出する（Ｓ１４）。

続いて、各相の電気角１／３周期にわたる相電流値を選択する（Ｓ１５）。具体的には、演算角θ[ｎ]以前の直近の電気角１／３周期にわたる演算角θ[ｎ]，θ[ｎ−１]，θ[ｎ−２]…における各相の相電流値を選択する。

続いて、Ｖ相を基準相とし、Ｖ相において選択した相電流値に対して、Ｗ相において選択した相電流値及びＵ相において選択した相電流値を、それぞれ進角方向及び遅角方向に電気角１２０°ずらして合成する（Ｓ１６）。

続いて、Ｓ１６で合成した電気角１周期にわたるＶ相の相電流値に対して、図９に示す式を用いて、１次のフーリエ係数ａ１及びｂ１を算出する。図９に示す式は、式（２）及び式（３）を離散化した式となっている。相電流Ｉｖ（θ[ｎ]）（ｎ＝１，２，…Ｎ）は、Ｖ相における選択した相電流値と、Ｖ相に合成したＵ相の相電流値と、Ｖ相に合成したＷ相の相電流値とを合わせたものとなる。演算角θ[ｎ]（ｎ＝１，２，…Ｎ）は、電気角１／３周期にわたる選択した演算角θ[ｎ]と、選択した演算角θ[ｎ]±１２０°と、を順に並べたものとなる。Ｉｖ（θ[ｎ]）・ｃｏｓθ[ｎ]・（θ[ｎ]−θ[ｎ−１]）をｎ＝１からＮまで積算して、フーリエ係数ａ１を算出する。また、Ｉｖ（θ[ｎ]）・ｓｉｎθ[ｎ]・（θ[ｎ]−θ[ｎ−１]）をｎ＝１からＮまで積算して、フーリエ係数ｂ１を算出する。そして、算出したフーリエ係数ａ１及びｂ１から、Ｖ相の１次電流値Ｉｖ＿１（θ[ｎ]）を算出する（Ｓ１７）。

なお、本実施形態において、Ｉｖ（θ[ｎ]）（ｎ＝１，２，…Ｎ）が基準相の各相電流値に相当する。また、Ｉｖ（θ[ｎ]）・ｃｏｓθ[ｎ]・（θ[ｎ]−θ[ｎ−１]）、及びＩｖ（θ[ｎ]）・ｓｉｎθ[ｎ]・（θ[ｎ]−θ[ｎ−１]）が、基準相の各相電流値に基づく算出値に相当する。

続いて、Ｓ１７で算出したＶ相の１次電流Ｉｖ＿１（θ[ｎ]）を、進角方向に電気角１２０°ずらしてＵ相の１次電流Ｉｖ＿１（θ[ｎ]）を算出する。また、Ｖ相の１次電流Ｉｖ＿１（θ[ｎ]）を、遅角方向に電気角１２０°ずらしてＷ相の１次電流Ｉｗ＿１（θ[ｎ]）を算出する（Ｓ１８）。

続いて、Ｓ１８で算出した、３相の１次電流値Ｉｕ＿１（θ[ｎ]），Ｉｖ＿１（θ[ｎ]），Ｉｗ＿１（θ[ｎ]）を、図９に示す行列により回転座標系の実電流Ｉｄ，Ｉｑに変換する（Ｓ１９）。以上で本処理を終了する。なお、Ｖ相の１次電流値Ｉｖ＿１から、Ｕ相の１次電流値Ｉｕ＿１又はＷ相の１次電流値Ｉｗ＿１を算出し、算出した２相の１次電流値とキルヒホッフの法則と図９に示す行列とから、実電流Ｉｄ，Ｉｑを算出してもよい。

＜矩形波制御＞
次に、矩形波制御モードについて説明する。矩形波制御モードでは、トルクフィードバック制御を実施するため、フィードバックの制御量はトルクとなる。図１１に、矩形波制御モードに対応する制御装置４０の構成を示す。制御装置４０は、偏差算出部６１、ＰＩ制御部６２、矩形パルス生成部６３、及び信号生成部６４の機能を備える。さらに、制御装置４０は、選択部５３、合成部５４、フーリエ係数算出部５５、１次電流算出部５６、ｄｑ電流算出部５７、トルク推定部６５、及び演算角設定部７１の機能を備える。選択部５３、合成部５４、フーリエ係数算出部５５、１次電流算出部５６、ｄｑ電流算出部５７及び演算角設定部７１の機能は、ＰＷＭ制御モードと同様であるから説明を省略する。

偏差算出部６１は、トルク指令値Ｔｒｑ＊と、後述するトルク推定部６５により推定されたトルク推定値Ｔｒｑｅとのトルク偏差ΔＴｒｑを算出する。トルク推定値Ｔｒｑｅは、実トルクの推定値である。ＰＩ制御部６２は、トルク推定値Ｔｒｑｅをトルク指令値Ｔｒｑ＊に追従させるべく、トルク偏差ΔＴｒｑが０に収束するように、電圧位相指令値φｑ＊を比例積分制御により算出する。なお、矩形波制御モードでは、トルク推定値Ｔｒｑｅが制御量に相当し、トルク指令値Ｔｒｑ＊が制御量の目標値に相当する。

矩形パルス生成部６３は、上述した位相φｑの指令値である電圧位相指令値φｑ＊と回転位置θとに基づいて矩形波を生成し、各相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成する。信号生成部６４は、各相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊及び変調率ｍに基づき、操作信号ｇｕａ，ｇｕｂ，ｇｖａ，ｇｖｂ，ｇｗａ，ｇｗｂを生成し、生成した各操作信号をインバータ２０の各スイッチング素子へ送信する。矩形波制御モードでは、上述した偏差算出部６１から信号生成部６４までの機能が操作部に相当する。

トルク推定部６５は、ｄｑ電流算出部５７により算出された実電流Ｉｄ，Ｉｑと、トルクマップ又は数式に基づいて、トルク推定値Ｔｒｑｅを算出する。トルクマップは、実電流Ｉｄ，Ｉｑと実トルクとの対応を示すマップであり、予め記憶装置に記憶されている。

なお、制御装置４０の構成として、ＰＷＭ制御モードに対応する構成と、矩形波制御モードに対応する構成とをそれぞれ示したが、制御装置４０は、ＰＷＭ制御モードと矩形波制御モードの両方に対応する構成であってもよい。すなわち、制御装置４０は、電流指令生成部４１からＰＷＭ部５２までのＰＷＭ制御に対応する機能と、偏差算出部６１から信号生成部６４までの矩形波制御に対応する機能とをそれぞれ有し、変調率ｍに応じて、ＰＷＭ制御に対応する機能と矩形波制御に対応する機能とを切替えてもよい。

以上説明した第１実施形態によれば、以下の効果を奏する。

・３相の相電流値を重ね合わせることにより、各相の電気角１／３周期にわたる相電流値の検出値があれば、基準相の電気角１周期にわたる相電流値を得ることができる。よって、トルク指令値が変更された際に、１次電流値がトルク指令値変更前の相電流値を引きずる期間を、電気角１周期の相電流値の検出値からフーリエ係数を算出する場合と比較して、１／３にすることができる。したがって、トルク指令値に対する応答性を向上させることができる。

・算出されたフーリエ係数から基準相の１次電流が算出でき、基準相の１次電流を進角方向及び遅角方向にそれぞれ電気角１２０度ずらすことにより、他の２相の１次電流を算出することができる。

（第２実施形態）
次に、第２実施形態に係る制御装置４０について、第１実施形態と異なる点を図１２〜図１６を参照して説明する。図１２は、第２実施形態に係るＰＷＭ制御モードに対応する制御装置４０の構成を示し、図１３は、第２実施形態に係る矩形波制御モードに対応する制御装置４０の構成を示す。第２実施形態に係る制御装置４０は、選択部５３による各相の相電流値の選択範囲が異なるとともに、並進反転部５８の機能を更に有する。

トルク指令値Ｔｒｑ＊が一定の場合、図１４（ａ）に示すように、電気角１周期において、電気角０°〜１８０°における所定相の電圧指令値の大きさと、電気角１８０°〜３６０°における所定相の電圧指令値の大きさが等しくなる。この場合、図１４（ｂ）に示すように、電気角０°〜１８０°における相電流値は、電気角１８０°〜３６０°における相電流値を電気角１８０°ずらすとともに、相電流の振幅方向の中心を通る中心軸に対して反転させた値となる。ここでは、相電流値を電気角１８０°ずらすとともに中心軸に対して反転させることを並進反転と称する。並進反転を行うことにより、トルク指令値Ｔｒｑ＊が一定の場合には、電気角１８０°ずれた演算角における相電流値が高精度に推定される。また、トルク指令値Ｔｒｑ＊の変更時には、１次電流値がトルク指令値Ｔｒｑ＊の変更前の相電流値を引きずる期間が短縮される。

本実施形態に係る制御装置４０は、各相で選択した相電流値の合成及び相電流値の並進反転の両方を実施して、電気角１周期にわたる基準相の相電流値を算出する。これにより、第１実施形態と比較して、各相において選択する相電流値を半分の電気角周期における相電流値とすることができる。ひいては、第１実施形態よりも、さらにトルク指令値Ｔｒｑ＊に対する実トルクの応答性を向上させることができる。以下、詳しく説明する。

選択部５３は、各相の相電流値について、電気角１／６周期にわたる演算角における相電流値をそれぞれ選択する。図１５（ａ）〜（ｃ）に、電気角０°〜６０°にわたる演算角における相電流値を選択した図を示す。Ｖ相における選択した相電流値を黒丸で示し、選択していない相電流値を白丸で示す。Ｗ相における選択した相電流値を黒四角で示し、選択していない相電流値を白四角で示す。また、Ｕ相における選択した相電流値を黒三角で示し、選択していない相電流値を白三角で示す。

合成部５４は、Ｖ相を基準相とし、Ｖ相における選択した相電流値Ｉｖｓに対して、Ｕ相における選択した相電流値Ｉｕｓを遅角方向に電気角１２０°ずらして重ね合わせるとともに、Ｗ相における選択した相電流値Ｉｗｓを進角方向に電気角１２０°ずらして重ね合わせる。図１５（ｄ）は、図１５（ａ）に示すＶ相における選択した相電流値に対して、図１５（ｂ），（ｃ）に示すＷ相及びＵ相における選択した相電流値を、それぞれ進角方向及び遅角方向に電気角１２０°ずらして合成した図である。３相において選択した相電流値を合成したものは、電気角半周期分の相電流値となる。

並進反転部５８は、３相において選択した相電流値を合成した相電流値を並進反転させる。そして、合成部５４は、合成した相電流値と、合成した相電流値を並進反転させた相電流値とを合わせて、電気角１周期にわたる基準相の相電流値とする。すなわち、合成部５４は、Ｖ相における選択した相電流値と、Ｖ相における選択した相電流値を並進反転させた相電流値と、Ｗ相及びＵ相における選択した相電流値を進角方向及び遅角方向にそれぞれ電気角１２０°ずらした相電流値と、進角方向及び遅角方向に電気角１２０°ずらした相電流値をそれぞれ並進反転させた相電流値とを、電気角１周期にわたるＶ相の相電流値とする。図１５（ｅ）に、このようにして算出した電気角１周期にわたるＶ相の相電流値を示す。白丸は、Ｖ相における選択した相電流値を並進反転させた相電流値を示す。白四角は、Ｗ相における選択した相電流値を進角方向に電気角１２０°ずらすとともに、並進反転させた相電流値を示す。また、白三角は、Ｕ相における選択した相電流値を遅角方向に電気角１２０°ずらすとともに、並進反転させた相電流値を示す。

なお、相ごとに、各相において選択した相電流値を並進反転させた相電流値をそれぞれ算出した後、各相において選択した相電流値と、各相において選択した相電流値を並進反転させた相電流値とを合成して、電気角１周期における基準相の相電流値を算出してもよい。

次に、本実施形態に係る相電流値の検出値からｄｑ電流を算出する処理手順について、図１６のフローチャートを参照して説明する。本処理手順は、制御装置４０が、演算角ごとに繰り返し実行する。

まず、Ｓ３０〜Ｓ３４では、Ｓ１０〜Ｓ１４と同様の処理を行う。続いて、各相の電気角１／６周期にわたる相電流値を選択する（Ｓ３５）。具体的には、演算角θ[ｎ]以前の直近の電気角１／６周期にわたる演算角θ[ｎ]，θ[ｎ−１]，θ[ｎ−２]…における各相の相電流値を選択する。

続いて、Ｖ相を基準相とし、Ｖ相において選択した相電流値に対して、Ｗ相において選択した相電流値及びＵ相において選択した相電流値を、それぞれ進角方向及び遅角方向に電気角１２０°ずらして合成する（Ｓ３６）。

続いて、合成したＶ相の相電流値と、合成したＶ相の相電流値を並進反転させた相電流値とから、電気角１周期にわたるＶ相の相電流値を算出する（Ｓ３７）。

続いて、Ｓ３７で算出した電気角１周期にわたるＶ相の相電流値に対して、Ｓ１７の処理と同様に、１次のフーリエ係数ａ１及びｂ１を算出する。相電流Ｉｖ（θ[ｎ]）（ｎ＝１，２，…Ｎ）は、Ｖ相における選択した相電流値と、Ｖ相における選択した相電流値を並進反転させた相電流値と、Ｗ相及びＵ相における選択した相電流値を進角方向及び遅角方向にそれぞれ電気角１２０°ずらした相電流値と、進角方向及び遅角方向に電気角１２０°ずらした相電流値をそれぞれ並進反転させた相電流値と、を合わせたものとなる。演算角θ[ｎ]（ｎ＝１，２，…Ｎ）は、電気角１／６周期にわたる選択した演算角θ[ｎ]と、選択した演算角θ[ｎ]＋１８０°と、選択した演算角θ[ｎ]±１２０°と、選択した演算角θ[ｎ]±１２０°＋１８０°と、を順に並べたものとなる。

続いて、Ｓ３９及びＳ４０では、Ｓ１８及びＳ１９と同様の処理を行う。以上で本処理を終了する。

以上説明した第２実施形態によれば、以下の効果を奏する。

・３相の相電流値を重ね合わせるとともに並進反転させることにより、各相の電気角１／６周期にわたる相電流値の検出値があれば、基準相の電気角１周期にわたる相電流値を得ることができる。よって、トルク指令値が変更された際に、１次電流値がトルク指令値変更前の相電流値を引きずる期間を、電気角１周期の相電流値の検出値からフーリエ係数を算出する場合と比較して、１／６にすることができる。したがって、トルク指令値に対する応答性を向上させることができる。

（第３実施形態）
次に、第３実施形態に係る制御装置４０について、第１実施形態及び第２実施形態と異なる点を図１７〜図２０を参照して説明する。第３実施形態に係る制御装置４０は、図１９に示すように、オフセット誤差算出部７２，７３及び補正部７４，７５の機能を備える。なお、図１９は、ＭＧ３０から選択部５３までの間の制御装置４０の機能のみを示す。図１９で示す部分以外の制御装置４０の構成は、図４，１１〜１３のいずれかと同様である。

上述したように、ＭＧ３０の相電流値は、１次成分を主成分とし、０次成分であるオフセット誤差ａ０／２と高次成分が重畳した信号である。式（３）に示すように、相電流値をフーリエ級数展開し、１次成分を抽出することで、オフセット誤差や高次成分を含まない相電流値を得ることができる。しかしながら、３相の相電流値を重ね合わせて１相の相電流値を算出する場合、例えば、Ｗ相だけにオフセット誤差が含まれていると、合成した相電流値に含まれるオフセット誤差を除去することができない。また、所定範囲にわたる相電流値を選択し、選択した相電流値を並進反転させて電気角１周期にわたる相電流値を推定する場合も、相電流値に含まれるオフセット誤差を除去することができない。

図１７（ａ）にＶ相における相電流値を黒丸で示す。図１７（ｂ）に、Ｗ相におけるオフセット誤差を含む相電流値を黒四角で示し、オフセット誤差を含まない相電流値を実線で示す。図１７（ｃ）に、Ｕ相における相電流値を黒三角で示す。図１７（ｄ）に、各相で選択した電気角０°〜１２０°にわたる相電流値を、Ｖ相を基準として合成した相電流値を示す。合成した相電流値は、元々Ｗ相の相電流値であった電気角１２０°〜２４０°における相電流値にオフセット誤差が含まれる。

図１８（ａ）にオフセット誤差を含む相電流値を黒四角で示し、オフセット誤差を含まない相電流値を実線で示す。また、図１８（ｂ）に、電気角半周期にわたるオフセット誤差を含む相電流値を黒四角で示し、その相電流値を並進反転させた相電流値を白四角で示す。図１８（ａ），（ｂ）に示すように、選択した相電流値に正の方向にオフセットするオフセット誤差が含まれている場合、選択した相電流値を並進反転させた相電流値には、負の方向にオフセットするオフセット誤差が含まれることになる。

図１７（ｂ）や図１８（ａ）に示すように、電気角１周期にわたって均等なオフセット誤差が含まれていないと、フーリエ級数展開しても、正しくオフセット誤差を算出できない。そのため、３相に均等にオフセット誤差が含まれていない場合は、合成した相電流値をフーリエ級数展開しても、正しくオフセット誤差を算出して、オフセット誤差を除去することができない。ひいては、抽出した１次成分にも誤差が含まれることになる。

また、３相に均等にオフセット誤差が含まれていたとしても、オフセット誤差が含まれた相電流値を並進反転させた場合、合成した相電流値には不均等にオフセット誤差が含まれるため、正しくオフセット誤差を算出して、オフセット誤差を除去することができない。ひいては、抽出した１次成分にも誤差が含まれることになる。

そこで、オフセット誤差算出部７２，７３は、電気角半周期にわたるＶ相，Ｗ相の相電流値から推定した電気角１周期にわたる相電流値ではなく、電気角１周期にわたるＶ相，Ｗ相の相電流値の検出値に基づいてＶ相，Ｗ相のオフセット誤差を算出する。ただし、電気角１周期にわたる相電流値の検出値に基づいてオフセット誤差を算出すると、上述したように、トルク指令値Ｔｒ＊の変更時に、トルク指令値Ｔｒ＊変更前及び変更後における相電流値の検出値の両方を用いて、オフセット誤差を算出することになる。そのため、トルク指令値Ｔｒ＊の変更時に、オフセット誤差の算出誤差が大きくなり、高応答化を損なうおそれがある。ここで、一般にオフセット誤差は、トルク指令値Ｔｒ＊の変更前後で大きく変化することはない。

よって、オフセット誤差算出部７２，７３は、所定期間におけるトルク指令値Ｔｒ＊の変化量が閾値以下である場合、すなわちトルク指令値Ｔｒ＊が変更されていない場合には、オフセット誤差を算出したオフセット誤差に更新する。また、オフセット誤差算出部７２，７３は、上記変化量が閾値を超える場合、すなわちトルク指令値Ｔｒ＊が変更された場合には、オフセット誤差を前回の演算時におけるオフセット誤差の値に維持する。これにより、トルク指令値Ｔｒ＊変更前及び変更後における相電流値の検出値の両方に基づいて算出された、算出誤差の大きいオフセット誤差を用いることがない。なお、トルク指令値Ｔｒ＊の代わりにトルク推定値Ｔｒｅの変化量を用いてもよい。

補正部７４，７５は、オフセット誤差算出部７２，７３により算出されたＶ相，Ｗ相のオフセット誤差を用いて、Ｖ相，Ｗ相の相電流値の検出値を補正する。詳しくは、補正部７４，７５は、Ｖ相，Ｗ相の相電流値の検出値にそれぞれオフセット誤差を加算して補正する。推定部５３は、補正した後の電気角半周期にわたる相電流値の検出値を並進反転させて、電気角１周期にわたる相電流値を算出する。

次に、第３実施形態に係る相電流値の検出値からｄｑ電流を算出する手法について、図１８のフローチャートを参照して説明する。本処理手順は、制御装置４０が、演算角ごとに繰り返し実行する。本処理手順は、第２実施形態にオフセット誤差算出部７２，７３及び補正部７４，７５を適用した場合の処理手順となっているが、同様に、第１実施形態にオフセット誤差算出部７２，７３及び補正部７４，７５を適用してもよい。

まず、Ｓ５０〜Ｓ５３では、Ｓ３０〜Ｓ３３と同様の処理を行う。続いて、図２０に示す式を用いて、電気角１周期にわたるＶ相の相電流の検出値Ｉｖｄ及びＷ相の相電流の検出値Ｉｗｄから、Ｖ相のオフセット誤差ａＶ０／２、及びＷ相のオフセット誤差ａＷ０／２を算出する（Ｓ５４）。なお、Ｉｖｄ（θ[ｎ]）・（θ[ｎ]−θ[ｎ−１]）、及びＩｗｄ（θ[ｎ]）・（θ[ｎ]−θ[ｎ−１]）が、Ｖ相及びＷ相の相電流値の検出値に基づく算出値に相当する。

続いて、所定期間内におけるトルク指令値Ｔｒｑ＊の変化量が閾値以内か否か判定する（Ｓ５５）。変化量が閾値以内の場合は（Ｓ５５：ＹＥＳ）、オフセット誤差を更新する（Ｓ５６）。一方、変化量が閾値を超えている場合は（Ｓ５５：ＮＯ）、オフセット誤差を前回の処理時における値に維持する（Ｓ５７）。

続いて、Ｓ５９〜Ｓ６５では、Ｓ３４〜Ｓ４０と同様の処理を行う。以上で、本処理を終了する。

以上説明した第３実施形態によれば、第１実施形態又は第２実施形態の効果を奏するとともに、以下の効果を奏する。

・選択した所定範囲にわたる相電流値の検出値にオフセット誤差が含まれている場合でも、精度良くオフセット誤差を算出して、オフセット誤差を除去することができる。ひいては、高精度な１次電流を算出することができる。

・所定期間におけるトルク指令値＊の変化量が閾値を超えている場合には、オフセット誤差を更新しないため、１次電流算出の高応答化を損なうおそれがない。

（他の実施形態）
・第１実施形態において、複数相の相電流値を合成する際に、一部分の相電流値が重なってもよい。具体的には、３相の相電流値を合成する場合、各相において、電気角１／３周期以上且つ電気角１／２周期未満の所定範囲にわたる演算角における相電流値を選択すればよい。複数相の相電流値が重なった部分については、いずれか１相の相電流値を基準相の相電流値として選択すればよい。

・第２実施形態では、複数相の相電流値を合成するとともに並進反転させる際に、一部分の相電流値が重なってもよい。具体的には、３相の相電流値を合成するとともに並進反転させる場合、各相において、電気角１／６周期以上且つ電気角１／４周期未満の所定範囲にわたる演算角における相電流値を選択すればよい。複数相の相電流値や並進反転した相電流値が重なった部分については、いずれか１つの相電流値を基準相の相電流値として選択すればよい。

・電流センサにより３相の相電流値をそれぞれ検出してもよい。この場合、図９及び図１６のフローチャートにおいて、Ｓ１３及びＳ３３の処理で、３相の相電流の検出値をそれぞれ取得し、Ｓ１４及びＳ３４の処理を省略する。

・電流センサ３１，３２による相電流値の検出タイミングと、演算角とは同期していなくてもよい。この場合、検出された相電流値を線形補完して、演算角のタイミングにおける相電流値を算出し、フーリエ係数の演算に用いればよい。

２０…インバータ、３０…ＭＧ、３１，３２…電流センサ、４０…制御装置。

Claims (6)

1. ３相の交流回転電機（３０）と、前記交流回転電機を駆動するインバータ（２０）と、前記交流回転電機の２相以上の相の相電流値をそれぞれ検出する電流センサ（３１，３２）と、を備える回転電機システムに適用される交流回転電機の制御装置（４０）であって、
   ３相の電気角１周期をＮ個（Ｎは自然数）に分割して、同じタイミングで演算角を設定する演算角設定部と、
   前記３相の相電流値について、電気角１／３周期以上且つ電気角１／２周期未満の所定範囲にわたる前記演算角における前記相電流値をそれぞれ選択する選択部と、
   前記３相のうちの１相を基準相とし、前記基準相における選択された前記相電流値に対して、前記３相のうちの前記基準相以外の他相における選択された前記相電流値を、電気角１２０°ずらして重ね合わせ、重ね合わせた各前記相電流値を前記基準相の相電流値とする合成部と、
   前記演算角ごとに、前記基準相の各前記相電流値に基づく算出値を前記電気角１周期にわたって積算してフーリエ係数を算出する係数算出部と、
   算出された前記フーリエ係数の１次成分に基づいて、１次電流値を算出する１次電流算出部と、
   算出された前記１次電流値をｄｑ変換してｄ軸電流値及びｑ軸電流値を算出するｄｑ電流算出部と、
   算出された前記ｄ軸電流値及び前記ｑ軸電流値に基づいた制御量が、前記制御量の目標値に追従するように、前記インバータを構成する複数のスイッチング素子を操作する操作部と、
   を備える交流回転電機の制御装置。
2. ３相の交流回転電機（３０）と、前記交流回転電機を駆動するインバータ（２０）と、前記交流回転電機の２相以上の相の相電流値をそれぞれ検出する電流センサ（３１，３２）と、を備える回転電機システムに適用される交流回転電機の制御装置（４０）であって、
   ３相の電気角１周期をＮ個（Ｎは自然数）に分割して、同じタイミングで演算角を設定する演算角設定部と、
   前記３相の相電流値について、電気角１／６周期以上且つ電気角１／４周期未満の所定範囲にわたる前記演算角における前記相電流値をそれぞれ選択する選択部と、
   前記相電流値を、電気角１８０°ずらすとともに相電流の振幅方向の中心を通る中心軸に対して反転させる並進反転を行う並進反転部と、
   前記３相のうちの１相を基準相とし、前記基準相における選択された前記相電流値と、前記基準相における選択された前記相電流値を前記並進反転させた相電流値と、前記３相のうちの前記基準相以外の他相における選択された前記相電流値を電気角１２０°ずらした相電流値と、前記電気角１２０°ずらした相電流値を前記並進反転させた相電流値とを、前記基準相の相電流値とする合成部と、
   前記演算角ごとに、前記基準相の各相電流値に基づく算出値を前記電気角１周期にわたって積算してフーリエ係数を算出する係数算出部と、
   算出された前記フーリエ係数の１次成分に基づいて、１次電流値を算出する１次電流算出部と、
   算出された前記１次電流値をｄｑ変換してｄ軸電流値及びｑ軸電流値を算出するｄｑ電流算出部と、
   算出された前記ｄ軸電流値及び前記ｑ軸電流値に基づいた制御量が、前記制御量の目標値に追従するように、前記インバータを構成する複数のスイッチング素子を操作する操作部と、
   を備える交流回転電機の制御装置。
3. 前記検出する電流センサは２相であり、残り１相を前記２相から演算し、
   前記選択部は、前記３相の相電流値について、電気角１／３周期以上且つ電気角１／２周期未満の所定範囲にわたる前記演算角における前記相電流値をそれぞれ選択し、
   前記合成部は、前記基準相の選択された前記相電流値に対して、前記基準相以外の他の２相の選択された前記相電流値を、それぞれ進角方向と遅角方向に電気角１２０°ずらして重ね合わせる請求項１に記載の交流回転電機の制御装置。
4. 前記１次電流算出部は、算出された前記フーリエ係数から前記基準相の１次電流を算出するとともに、算出した前記基準相の１次電流を進角方向及び遅角方向にそれぞれ電気角１２０度ずらすことにより、他の２相の前記１次電流を算出する請求項１〜３のいずれか１項に記載の交流回転電機の制御装置。
5. 前記電気角１周期にわたる前記演算角における前記相電流値の検出値に基づく算出値を積算して０次成分のフーリエ係数を算出し、算出した０次成分のフーリエ係数に基づいて、前記相電流値の検出値のオフセット誤差を算出するオフセット誤差算出部と、
   前記電流センサにより検出された前記相電流値を、算出された前記オフセット誤差を用いて補正する補正部と、を備える請求項１〜４のいずれか１項に記載の交流回転電機の制御装置。
6. 前記オフセット誤差算出部は、所定期間における前記交流回転電機のトルクの変化量が閾値以下である場合には、前記オフセット誤差を算出した前記オフセット誤差に更新し、前記変化量が閾値を超える場合には、前記オフセット誤差を前回の演算時の値に維持する請求項５に記載の交流回転電機の制御装置。

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