JP2017060208A - 負荷模擬装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 高いコストの掛からない簡易な構成で試験用インバータの評価を行う。【解決手段】 インバータ主回路４の交流端子は、インダクタＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗを介して試験用インバータ３の交流端子に接続される。インバータ制御部１００には、外部コントローラから電流振幅指令Ｉ＊と位相角指令φ＊が与えられる。インバータ制御部１００は、電流振幅指令Ｉ＊により指示された振幅を有するともに試験用インバータ３の出力電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに対して位相角指令φ＊により指示された位相角を有する交流電流を試験用インバータ３からインバータ主回路４に流すための制御を行う。【選択図】図１

Description

この発明は、インバータの試験技術に係り、特にインバータの試験の際にその対象であるインバータに所望の負荷を与える負荷模擬装置に関する。

図２は一般的なインバータの試験システムの構成を示すブロック図である。この試験システムにおいて、試験用インバータ２０２は、交流電源２０１から供給される交流電力を内蔵のＡＣ−ＤＣコンバータにより直流電力に変換し、さらにこの直流電力を交流電力に変換する。モータ２０３は、試験用インバータ２０２の駆動対象となるモータであり、試験用インバータ２０２からの交流電力が供給される。モータ２０３の機械軸にはトルクメータ、速度メータ等が取り付けられるとともに、負荷モータ２０４の機械軸が接続される。この負荷モータ２０４の駆動電圧入力端子には負荷制御用インバータ２０５の交流電圧出力端子が接続される。負荷モータ２０４のトルク、回転数は、この負荷制御用インバータ２０５によって制御される。回生コンバータ２０６は、交流電源２０１から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷制御用インバータ２０５に供給する一方、負荷制御用インバータ２０５において余剰な直流電力が発生する場合にはその直流電力を交流電力に変換して交流電源２０１に回生する。

この試験システムによれば、負荷制御用インバータ２０５により負荷モータ２０４からモータ２０３に与える負荷を各種変化させ、これにより試験用インバータ２０２にとっての負荷であるモータ２０３の状態を各種変化させ、試験用インバータ２０２の試験を行うことができる。

しかしながら、図２に示す試験システムは、試験用インバータ２０２とその駆動対象であるモータ２０３に加えて、モータ２０３の負荷となる負荷モータ２０４とその駆動制御を行う負荷制御用インバータ２０５が必要となる。このため、試験システムの規模が非常に大型化する問題がある。また、例えば試験用インバータ２０２とモータ２０３とを別々の製造業者で生産して納入する場合は、モータ２０３が完成してからでないと試験用インバータ２０２に実際の電流を流して試験することができず、開発期間が長くなる恐れがある。

そこで、試験用インバータ２０２側から見た電気的特性がモータ２０３と同一になるような模擬回路を試験用インバータ２０２の出力側に設けて、試験用インバータ２０２の試験を行う技術が例えば特許文献１に開示されている。図３はこの特許文献１に開示された試験システムの構成を示すブロック図である。また、図４は、同試験システムにおける試験用インバータ３０３の主回路３０３ＭとＰＷＭコンバータ３０５の主回路３０５Ｍの構成を示す回路図である。

図３において、整流器３０２は交流電源３０１から供給される交流電力を整流し、直流電力として試験用インバータ３０３に供給する。試験用インバータ３０３は、図４に示すように、３相の上アームスイッチング素子３０３１〜３０３３と３相の下アームスイッチング素子３０３４〜３０３６とからなる主回路３０３Ｍを有する。試験用インバータ３０３では、この上アームスイッチング素子３０３１〜３０３３と３相の下アームスイッチング素子３０３４〜３０３６のスイッチングが行われることにより、整流器３０２から供給される直流電力から３相の交流電圧ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗが生成される。電圧検出部３０６は、この３相の交流電圧ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗを検出する手段である。この３相の交流電圧ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗは、３相の絶縁トランス３０４と３相のインダクタＬ_ｕ、Ｌ_ｖ、Ｌ_ｗを各々介してＰＷＭコンバータ３０５の３相の交流端子に供給される。

ＰＷＭコンバータ３０５は、図４に示すように、３相の上アームスイッチング素子３０５１〜３０５３と３相の下アームスイッチング素子３０５４〜３０５６とからなる主回路３０５Ｍを有する。このＰＷＭコンバータ３０５は、上アームスイッチング素子３０３１〜３０３３と３相の下アームスイッチング素子３０３４〜３０３６のスイッチング動作により、模擬対象モータが発生する逆起電力に相当する３相交流電圧を整流器３０２からの直流電力から生成し、３相のインダクタＬ_ｕ、Ｌ_ｖ、Ｌ_ｗおよび３相の絶縁トランス３０４を介して試験用インバータ３０３に供給する。また、ＰＷＭコンバータ３０５は、余剰な交流電力を直流電力に変換して整流器３０２の出力端子に回生する。電流検出部３０７は、３相のインダクタＬ_ｕ、Ｌ_ｖ、Ｌ_ｗを各々介してＰＷＭコンバータ３０５の３相の交流端子に出入りする３相の電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを検出する手段である。

図３に示す試験システムでは、図４に示す試験用インバータ３０３の主回路３０３ＭとＰＷＭコンバータ３０５の主回路３０５Ｍとの間に絶縁トランス３０４が介挿されている。この絶縁トランス３０４は、主回路３０３Ｍの交流出力端子と主回路３０５Ｍの交流出力端子とを直流的に絶縁、すなわち、両者間における交流電力の伝達のみを可能にし、直流電力の伝達を遮断するために設けられている。仮にこの絶縁トランス３０４がないとすると、図４に破線で例示するように、一方の主回路の高電位電源線から上アームスイッチング素子を通過して流れ、他方の主回路の下アームスイッチング素子を通過して低電位電源線に流れ込む短絡電流が発生する可能性がある。絶縁トランス３０４は、このような高電位電源線および低電位電源線間の短絡電流が発生するのを防止する役割を果たす。

図３において、電流指令演算回路３１０と、回転数演算回路３２０と、ゲート信号生成部３３０とからなる制御部３４０は、模擬対象モータの電気的特性をＰＷＭコンバータ３０５により実現するための制御を行う。この例において、模擬対象モータは誘導電動機である。

電流指令演算回路３１０は、所定のサンプリング時間間隔で電圧検出部３０６から３相交流電圧ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗの各電圧値を取り込むとともに、後述の回転数演算回路３２０によって演算される模擬対象モータの演算電気角速度ω_ｒを取り込み、模擬対象モータの固定子に流れるｄ軸電流予測値ｉ_ｄｓ（ｎ＋１）およびｑ軸電流予測値ｉ_ｑｓ（ｎ＋１）と、模擬対象モータの回転子に流れるｄ軸電流予測値ｉ_ｄｒ（ｎ＋１）およびｑ軸電流予測値ｉ_ｑｒ（ｎ＋１）と、相電流指令値ｉ_ｕ ^＊、ｉ_ｖ ^＊、ｉ_ｗ ^＊とを演算する。そして、電流指令演算回路３１０は、固定子のｄ軸電流予測値ｉ_ｄｓ（ｎ＋１）およびｑ軸電流予測値ｉ_ｑｓ（ｎ＋１）と、回転子のｄ軸電流予測値ｉ_ｄｒ（ｎ＋１）およびｑ軸電流予測値ｉ_ｑｒ（ｎ＋１）とを回転数演算回路３２０に供給するとともに、相電流指令値ｉ_ｕ ^＊、ｉ_ｖ ^＊、ｉ_ｗ ^＊をゲート信号生成部３３０に供給する。回転数演算回路３２０は、回転子のｄ軸電流予測値ｉ_ｄｒ（ｎ＋１）およびｑ軸電流予測値ｉ_ｑｒ（ｎ＋１）とに基づいて、模擬対象モータの演算電気角速度ω_ｒを演算する。ゲート信号生成部３３０は、ＰＷＭコンバータ３０５の主回路３０５Ｍの上アームスイッチング素子３０５１〜３０５３と下アームスイッチング素子３０５４〜３０５６に供給するゲート信号のＰＷＭ制御を行うことにより、ＰＷＭコンバータ３０５にインダクタＬ_ｕ、Ｌ_ｖ、Ｌ_ｗを介して出入りする電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを相電流指令値ｉ_ｕ ^＊、ｉ_ｖ ^＊、ｉ_ｗ ^＊に一致させる。

回転数演算回路３２０により演算された模擬対象モータの演算電気角速度ω_ｒは、電流指令演算回路３１０と試験用インバータ３０３に供給される。試験用インバータ３０３内の制御回路（図示略）は、模擬対象モータの演算電気角速度ω_ｒと試験用インバータ３０３の３相出力電流の電流値に基づいて、試験用インバータ３０３が模擬対象モータを駆動している場合と同様なＰＷＭ制御を主回路３０３Ｍに対するゲート信号について行う。

特開２０００−２２４８６６号公報

ところで、上述した特許文献１に開示の技術では、電流指令演算回路３１０および回転数演算回路３２０により模擬対象モータの等価回路の挙動を求める演算を行う。この演算を行うためには高速の演算装置が必要であり、コストが嵩む問題がある。一方、試験用インバータに関しては、例えば模擬対象モータの駆動時における試験用インバータの効率、発熱量等のみの評価を行う場合があり、そのような評価に高いコストが必要になるのは適切でない。

この発明は、以上説明した事情に鑑みてなされたものであり、高いコストの掛からない簡易な構成で試験用インバータの評価を行うことができる負荷模擬装置を提供することを目的としている。

この発明は、試験用インバータの交流端子に対してインダクタを介して交流端子が接続されるインバータ主回路と、電流振幅指令により指示された振幅を有するとともに前記試験用インバータの出力電圧に対して位相角指令により指示された位相角を有する交流電流を前記試験用インバータから前記インバータ主回路に流す前記インバータ主回路の制御を行うインバータ制御部とを具備することを特徴とする負荷模擬装置を提供する。

この発明によれば、インバータ制御部による制御の下、電流振幅指令により指示された振幅を有するともに試験用インバータの出力電圧に対して位相角指令により指示された位相角を有する交流電流が試験用インバータからインバータ主回路に出力される。このインバータ制御部による制御は低コストの簡易な演算手段により実現可能である。従って、この発明によれば、高いコストの掛からない簡易な構成で、試験用インバータの効率や発熱量等の評価を行うことが可能になる。

この発明の一実施形態による負荷模擬装置を利用した試験システムの構成を示すブロック図である。 従来のインバータの試験システムの構成を示すブロック図である。 従来の負荷模擬装置を用いた試験システムの構成を示すブロック図である。 同試験システムにおける試験用インバータおよびＰＷＭコンバータの主回路の構成を示す回路図である。

以下、図面を参照しつつ、この発明の実施形態について説明する。
図１は、この発明の一実施形態である負荷模擬装置１０を利用したインバータの試験システムの構成を示すブロック図である。図１において、交流電源１が出力する３相交流電力は絶縁トランス２を介して試験用インバータ３に与えられる。試験用インバータ３は、絶縁トランス２を介して供給される交流電力を内蔵のコンバータにより直流電力に変換し、この直流電力を３相交流電力に変換して出力する。

試験用インバータ３が出力する３相交流電力はインダクタＬ_ｕ、Ｌ_ｖ、Ｌ_ｗを各々介してインバータ主回路４の３相交流端子に供給される。ここで、インダクタＬ_ｕ、Ｌ_ｖ、Ｌ_ｗは、模擬対象モータの固定子巻線に介在するインダクタを模擬したものである。本実施形態における模擬対象モータは、誘導電動機であってもよく、同期電動機であってもよい。

インバータ主回路４は、インバータ制御部１００による制御の下、回生コンバータ５から供給される直流電力のスイッチングを行い、模擬対象モータが発生する逆起電力に相当する３相交流電圧を３相交流端子に発生する。回生コンバータ５は、交流電源１から供給される３相交流電力を直流電力に変換してインバータ主回路４に供給する一方、インバータ主回路４において発生する余剰な交流電力を交流電源１に回生する。

電圧検出部６は、試験用インバータ３が出力する３相の交流電圧の電圧値ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗを検出する回路である。また、電流検出部７は、インダクタＬ_ｕ、Ｌ_ｖ、Ｌ_ｗを介してインバータ主回路４の３相交流端子に供給される３相の交流電流の電流値ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを検出する回路である。

試験用インバータ３は、前掲図４の試験用インバータの主回路３０３Ｍと同様な主回路を有する。また、インバータ主回路４は、前掲図４の主回路３０５Ｍと同様な構成の主回路である。

前掲図３の試験システムでは、試験用インバータ３０３の主回路３０３ＭとＰＷＭコンバータ３０５の主回路３０５Ｍとを電気的に絶縁するために、試験用インバータ３０３とＰＷＭコンバータ３０５との間に絶縁トランス３０４が設けられていた。しかし、本実施形態では、試験用インバータ３とインバータ主回路４との間に絶縁トランスは設けられていない。その代わりに本実施形態では、交流電源１および回生コンバータ５を試験用インバータ３から電気的に絶縁する絶縁トランス２が設けられている。

本実施形態では、交流電源１および回生コンバータ５を試験用インバータ３から電気的に絶縁する絶縁トランス２を設けることにより、試験用インバータ３の主回路の高電位電源線および低電位電源線に電力を供給する直流電源と、インバータ主回路４の高電位電源線および低電位電源線に電力を供給する直流電源の両方をフローティング状態としている。従って、上述した短絡電流が発生することはない。なお、絶縁トランス２は、図１において破線で示すように、回生コンバータ５の３相交流端子と交流電源１の３相交流端子との間に設けてもよい。

図１において、インバータ主回路４、インダクタＬ_ｕ、Ｌ_ｖ、Ｌ_ｗ、電圧検出部６、電流検出部７およびインバータ制御部１００は、本実施形態による負荷模擬装置１０を構成している。ここで、インバータ制御部１００は、インバータ主回路４とインダクタＬ_ｕ、Ｌ_ｖ、Ｌ_ｗとにより、模擬対象モータの電気的特性を実現するためのインバータ主回路４の制御を行う手段である。以下、インバータ制御部１００の詳細について説明する。

インバータ制御部１００には、電流振幅指令Ｉ^＊および位相角指令φ^＊が図示しない外部コントローラ等から入力される。ここで、電流振幅指令Ｉ^＊は、インバータ主回路４の３相交流端子に流れ込む３相交流電流の電流値を指示する指令値である。また、位相角指令φ^＊は、インバータ主回路４の３相交流端子に発生する３相交流電圧とインバータ主回路４の３相交流端子に流れ込む３相交流電流との間の位相角を指示する指令値である。インバータ制御部１００は、電流振幅指令Ｉ^＊により指示された振幅を有するともに試験用インバータ３の出力電圧に対して位相角指令φ^＊により指示された位相角を有する交流電流を試験用インバータ３からインバータ主回路４に流すためのインバータ主回路４の制御を行う。

このインバータ制御部１００において、三角関数演算部１０１は、位相角指令φ^＊から余弦値ｃｏｓφ^＊と正弦値ｓｉｎφ^＊を算出する。成分分離部１０２は、電流振幅指令Ｉ^＊および位相角指令φ^＊により定まる電流ベクトルを模擬対象モータのｄ軸（回転子の磁極方向の軸）方向の成分と、ｑ軸（ｄ軸に直交する方向の軸）の成分に分離し、ｄ軸方向の成分を指示するｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊とｑ軸方向の成分を指示するｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊を出力する。

減算部１０３ｄは、ｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊から後述する座標変換部１０８が出力するｄ軸電流値ｉ_ｄを減算し、両者の差分値を出力する。また、減算部１０３ｑは、ｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊から後述する座標変換部１０８が出力するｑ軸電流値ｉ_ｑを減算し、両者の差分値を出力する。

電流制御部１０４は、減算部１０３ｄおよび１０３ｑが出力する各差分値をゼロにするｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊およびｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊を生成する。具体的には、電流制御部１０４は、ＰＩ制御器により、減算部１０３ｄおよび１０３ｑが出力する各差分値からｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊およびｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊を各々生成する。

座標変換部１０５には、後述する角度検出部１０７から出力電圧位相角θが供給される。この出力電圧位相角θは、試験用インバータ３の３相交流端子の出力電圧の位相角である。本実施形態では、試験用インバータ３の３相交流端子の出力電圧の位相に同期して模擬対象モータの回転子が回転することを前提としている。従って、出力電圧位相角θは、模擬対象モータの回転子の角度の推定値としての役割を果たす。そこで、座標変換部１０５は、この出力電圧位相角θに基づいて、ｄ軸およびｑ軸を有する２軸座標系からｕ軸、ｖ軸、ｗ軸を有する３軸座標系への座標変換処理をｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊およびｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊に施す。この座標変換処理により、模擬対象モータの固定子のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各巻線に供給すべき相電圧を指示する相電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊が生成される。

ゲート信号生成部１０６は、相電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊を用いて、インバータ主回路４の上アームスイッチング素子に供給するゲート信号Ｓ_ｕ１、Ｓ_ｖ１、Ｓ_ｗ１と、下アームスイッチング素子に供給するゲート信号Ｓ_ｕ２、Ｓ_ｖ２、Ｓ_ｗ２のパルス幅変調を行う。

角度検出部１０７には、電圧検出部６が検出した試験用インバータ３の出力電圧値ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗが供給される。角度検出部１０７は、出力電圧値ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗに基づき、上述した出力電圧位相角θを検出する。出力電圧位相角θの検出方法には各種の方法が考えられるが、例えばＵ相の出力電圧値ｖ_ｕの波形のゼロクロス点に同期した鋸歯状波等の周期波形をＰＬＬ（位相同期ループ）により生成し、この周期波形の波形値から出力電圧位相角θを算出してもよい。あるいはＵ相出力電圧ｖ_ｕに対してπ／２だけ位相の進んだ信号（Ｕ相出力電圧ｖ_ｕがｓｉｎθである場合にｃｏｓθに相当）を生成し、この信号とＵ相出力電圧ｖ_ｕとの比からｔａｎθを求め、θ＝ｔａｎ^−１（ｔａｎθ）なる演算により出力電圧位相角θを算出してもよい。角度検出部１０７は、このようにして得た出力電圧位相角θを上述した座標変換部１０５と座標変換部１０８に供給する。

座標変換部１０８には、インダクタＬ_ｕ、Ｌ_ｖ、Ｌ_ｗを介してインバータ主回路４に供給されるＵ、Ｖ、Ｗの各相の電流値ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗが電流検出部７から供給される。座標変換部１０８は、出力電圧位相角θに基づいて、Ｕ軸、Ｖ軸、Ｗ軸を有する３軸座標系からｄ軸およびｑ軸を有する２軸座標系への座標変換処理をＵ、Ｖ、Ｗの各相の電流値ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗに施し、ｄ軸電流値ｉ_ｄおよびｑ軸電流値ｉ_ｑを生成する。そして、座標変換部１０８は、このｄ軸電流値ｉ_ｄおよびｑ軸電流値ｉ_ｑを上述した減算部１０３ｄおよび１０３ｑに各々供給する。
以上がインバータ制御部１００の詳細である。

本実施形態では、負荷模擬装置１０の電流制御性能を試験用インバータ３の電流制御性能よりも高くしている。これには２つの理由がある。第１の理由は、制御で用いる出力電圧位相角θを高速に演算しなければ、試験用インバータ３の出力電圧変動に出力電流を追従させることができなくなるからである。第２の理由は、インダクタＬ_ｕ、Ｌ_ｖ、Ｌ_ｗに流れる電流のリプルが大きくなると、制御が不安定になる恐れがあるからである。目安として、試験用インバータ３のスイッチング周波数がｆｉ、試験用インバータ３の制御周期が１／ｆｉである場合に、負荷模擬装置１０のインバータ主回路４のスイッチング周波数を２ｆｉ以上とし、制御周期を１／２ｆｉ以下とする。このように、負荷模擬装置１０のインバータ主回路４のスイッチング周波数を試験用インバータ３のスイッチング周波数の倍以上とすることにより、試験システムでは、ナイキスト周波数による折り返し雑音の影響を受けることなく、制御系を安定させ、インダクタＬ_ｕ、Ｌ_ｖ、Ｌ_ｗに流れる電流のリプル等の影響を防止することができる。
以上が本実施形態の詳細である。

本実施形態によれば、インバータ制御部１００による制御の下、電流振幅指令Ｉ^＊により指示された振幅を有するともに試験用インバータ３の出力電圧に対して位相角指令φ^＊により指示された位相角を有する交流電流が試験用インバータ３からインバータ主回路４に出力される。このインバータ制御部１００による制御は、制御のための演算量が少なく、低コストの簡易な演算手段により実現可能である。従って、本実施形態によれば、高いコストの掛からない簡易な構成で、試験用インバータ３の効率や発熱量等の評価を行うことが可能になる。

また、本実施形態では、負荷模擬装置１０のスイッチング周波数を試験用インバータ３のスイッチング周波数の倍以上としているので、試験システムの制御系を安定させ、インダクタＬ_ｕ、Ｌ_ｖ、Ｌ_ｗに流れる電流のリプル等の影響を防止することができる。

また、本実施形態では、絶縁トランス２を交流電源１と試験用インバータ３との間または交流電源１と回生コンバータ５との間に設けるので、絶縁トランス２として、交流電源１の交番周波数付近の周波数帯域に対応した安価な絶縁トランスを使用することが可能である。従って、試験システムを安価にすることができる。

１……交流電源、２……絶縁トランス、３……試験用インバータ、４……インバータ主回路、５……回生コンバータ、６……電圧検出部、７……電流検出部、Ｌ_ｕ，Ｌ_ｖ，Ｌ_ｗ……インダクタ、１０……負荷模擬装置、１００……インバータ制御部、１０１……三角関数演算部、１０２……成分分離部、１０３ｄ，１０３ｑ……減算部、１０４……電流制御部、１０５，１０８……座標変換部、１０６……ゲート信号生成部、１０７……角度検出部。

Claims (3)

1. 試験用インバータの交流端子に対してインダクタを介して交流端子が接続されるインバータ主回路と、
   電流振幅指令により指示された振幅を有するとともに前記試験用インバータの出力電圧に対して位相角指令により指示された位相角を有する交流電流を前記試験用インバータから前記インバータ主回路に流す前記インバータ主回路の制御を行うインバータ制御部と
   を具備することを特徴とする負荷模擬装置。
2. 前記インダクタに流れる電流を検出する電流検出部と、
   前記試験用インバータの出力電圧を検出する電圧検出部とを具備し、
   前記インバータ制御部は、
   前記出力電圧の位相角を検出する角度検出部と、
   前記電流振幅指令により指示された振幅と前記位相角指令により指示された位相角を有する電流を直交２軸の成分に分離する成分分離部と、
   前記角度検出部により検出される位相角に基づき、前記電流検出部により検出された電流を前記直交２軸の成分に変換する第１の座標変換部と、
   前記成分分離部により得られた直交２軸の成分と前記第１の座標変換部により得られた直交２軸の成分との差分に基づいて、前記直交２軸の電圧指令を生成する電流制御部と、
   前記角度検出部により検出された位相角に基づき、前記直交２軸の電圧指令を前記インバータ主回路の出力電圧を指示する電圧指令に変換する第２の座標変換部と、
   前記第２の座標変換部により得られた電圧指令に基づいて、前記インバータ主回路をスイッチング駆動するゲート信号を生成するゲート信号生成部と
   を具備することを特徴とする請求項１に記載の負荷模擬装置。
3. 前記試験用インバータのスイッチング周波数より高いスイッチング周波数で前記インバータ主回路のスイッチング駆動を行うことを特徴とする請求項２に記載の負荷模擬装置。

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