JP2015228761A

JP2015228761A - 電源装置および情報処理装置

Info

Publication number: JP2015228761A
Application number: JP2014113932A
Authority: JP
Inventors: 尚登細山; Naoto Hosoyama
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2014-06-02
Filing date: 2014-06-02
Publication date: 2015-12-17
Also published as: US9768692B2; US20150349639A1

Abstract

【課題】スペクトラム拡散スイッチングに伴う出力電圧の変動を簡易に低減する電源装置の実現。
【解決手段】ＰＷＭ信号に応じて動作するスイッチング電源部10と、ＰＷＭ信号を発生するコントローラ11と、を有し、コントローラは、周期が変化するスペクトラム拡散用信号を発生するスイッチング周波数制御部25と、出力電圧Voutを検出する出力電圧検出部21と、基準電圧Vrefを発生する基準電圧部22と、出力電圧と基準電圧の差分を算出する差演算部23と、スイッチング電源部の入力電圧、基準電圧、およびスペクトラム拡散用信号の周期から、補償値を生成する補償器24と、スペクトラム拡散用信号および補償値からＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成器26と、を有し、基準電圧部は、発生する基準電圧を、スペクトラム拡散用信号の周期の変化に応じて変化させる電源装置。
【選択図】図２

Description

本発明は、電源装置および情報処理装置に関する。

電源には高効率で大電力出力が求められてきており、これを実現するためにスイッチング電源装置が用いられている。スイッチング電源装置では、トランジスタをスイッチング信号でオン・オフ制御し、負荷にかかわらず出力電圧が一定になるように、スイッチング信号のデューティ比を変化させる。そのため、スイッチング信号は、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)信号と呼ばれる。具体的には、出力電圧と基準電圧の差分を求め、差分に応じてスイッチング信号のデューティ比を変化させることにより、出力電圧を基準電圧に近づける制御が行われる。

スイッチング電源装置は、スイッチング信号によるトランジスタのオン・オフ制御に応じて流れる電流の方向が切り換わり、非常に大きなスイッチングノイズを発生する。このスイッチングノイズは、さらに外部への電磁界放射ノイズとなり、周囲の電子機器での電磁障害を発生する原因となる。そのため、スイッチング電源装置は、ノイズの発生抑制が課題となっている。

ノイズの発生を抑制するために、スペクトラム拡散信号を使用することが知られている。スペクトラム拡散信号は、周期が数パーセント変動する信号であり、スペクトラム拡散クロックを発生する専用のスペクトラム拡散クロックジェネレータを含むＩＣなどが提供されている。

スイッチング電源装置において、スイッチング信号をスペクトラム拡散信号とし、スイッチング動作の周期を変動させることにより、スイッチング周波数におけるノイズ量を低減することが知られている。そこで、スペクトラム拡散クロックジェネレータを含む専用ＩＣを、スイッチング電源装置に搭載し、スペクトラム拡散スイッチング信号を発生することが考えられる。しかし、スペクトラム拡散クロックジェネレータを含む専用ＩＣは高価であり、スイッチング電源装置のコストが増加する。

そこで、スイッチング電源装置において制御を行うコントローラが、スペクトラム拡散スイッチング信号を発生させる処理を行うことが考えられる。しかし、スペクトラム拡散スイッチング信号は周期が変動するため、出力電圧と基準電圧の差分を求め、差分に応じてスイッチング信号のデューティ比を変化させると、スイッチング電源装置の出力電圧が変動するという問題が発生する。

特開２０１３−０３８９１６号公報特開２００９−１００６０７号公報

上記の出力電圧の変動を低減するようにデューティ比を補正することが考えられるが、スペクトラム拡散スイッチング信号の周期は、スイッチング周期ごとに変化するため、補正のための演算を頻繁に行う必要がある。このような演算を行うには高性能の高速演算回路が必要であり、スイッチング電源装置のコストが増加するという問題がある。

以下に説明する実施形態では、スペクトラム拡散スイッチングに伴う出力電圧の変動を簡易に低減する電源装置が開示される。

実施形態の第１の態様の電源装置は、ＰＷＭ信号に応じて動作するスイッチング電源と、ＰＷＭ信号を発生するコントローラと、を有する。コントローラは、スイッチング周波数制御部と、出力電圧検出部と、基準電圧部と、差演算部と、補償器と、ＰＷＭ生成器と、を有する。スイッチング周波数制御部は、周期が変化するスペクトラム拡散用信号を発生する。出力電圧検出部は、スイッチング電源の出力電圧を検出する。基準電圧部は、基準電圧を発生する。差演算部は、出力電圧と基準電圧の差分を算出する。補償器は、スイッチング電源の入力電圧、基準電圧、およびスペクトラム拡散用信号の周期から、補償値を生成する。ＰＷＭ生成器は、スペクトラム拡散用信号および補償値からＰＷＭ信号を生成する。基準電圧部は、発生する基準電圧を、スペクトラム拡散用信号の周期の変化に応じて変化させる。

実施形態の電源装置によれば、基準電圧を、簡易な演算に基づいて算出した基準電圧の変化量だけ変化させれば、スペクトラム拡散用信号の周期の変化に応じて発生するスイッチング電源装置の出力電圧の変動を抑制できる。

図１は、特許文献２に記載されたスイッチング電源装置の構成を示す図である。図２は、第１実施形態の電源装置の構成を示す図である。図３は、第１実施形態における、デジタルＰＷＭキャリア波の周期の変更と、基準電圧の電圧値の変更と、それに伴う比較値の変更と、ＰＷＭ信号の変化を示す図である。図４は、第１実施形態の電源装置の具体的な回路構成を示す図である。図５は、周波数（周期）制御部の構成を示す図である。図６は、周波数（周期）制御部の出力するデジタルＰＷＭキャリア波を示す図である。図７は、コントローラ１１Ａにおける処理を示すフローチャートである。図８は、第２実施形態における設定カウント値と基準電圧のデジタル値の関係を示す図である。図９は、第１または第２実施形態の電源装置を利用した情報処理装置の構成を示す図である。

実施形態を説明する前に、スペクトラム拡散スイッチング信号を使用した一般的なスイッチング電源装置、およびスイッチング信号の周波数を変化させる一般的なスイッチング電源装置について説明する。

電子機器は、電磁輻射ノイズが、各種の規格を満たすことが求められる。
前述のように、スイッチング電源装置では、スイッチングノイズの抑制が課題となっており、電子機器の輻射ノイズの主たる発生源となっており、輻射ノイズの低減が求められている。電子機器における輻射ノイズの低減策は、シールド材やフィルタなどのハードウエアを追加し、カットアンドトライで行われることが多く、電子機器のコスト増加につながる。

スイッチング電源装置は、単体であれば輻射ノイズが許容範囲内である場合でも、電源装置を電気機器に搭載し他の動作回路部分と接続することにより輻射ノイズが増加する場合などがある。そのため、スイッチング電源装置は、輻射ノイズのさらなる低減が求められている。

ノイズの発生を抑制するために、スペクトラム拡散信号を使用することが知られている。スペクトラム拡散信号は、周期が数パーセント変動する信号であり、スペクトラム拡散クロックを発生する専用のスペクトラム拡散クロックジェネレータを含むＩＣなどが提供されている。これを利用することにより輻射ノイズのピークを低減することが行われている。しかし、スペクトラム拡散クロックジェネレータを含む専用ＩＣは高価であり、このようなＩＣの搭載は、スイッチング電源装置の大きなコスト増の原因となる。

特許文献１は、スイッチング信号の周期を変更する時に、オン・オフのデューティ比を変更することにより、スイッチング周波数をスペクトラム拡散させた場合でも、出力電圧を安定にし、電磁ノイズを低減するスイッチング電源装置を開示している。しかし、このスイッチング電源装置のデジタル制御部における演算処理は、入力電圧、出力電圧、および出力電流のデータを使用した複雑なデジタル処理である。そのため、スペクトラム拡散させたスイッチング信号の周波数の変化に追従して出力電圧を安定にするには、演算速度の速い、高コストの演算器（ＣＰＵ、ＤＳＰ等）を用いることになり、やはりスイッチング電源装置の大きなコスト増の原因となる。

特許文献２は、スイッチング周波数をスペクトラム拡散させる装置ではないが、高い変換効率を維持するために、負荷に応じてスイッチング周波数を変化させ、スイッチング周波数変化時の出力電圧を安定化するスイッチング電源装置を開示している。

図１は、特許文献２に記載されたスイッチング電源装置の構成を示す図である。
図１の電源装置は、直流入力電源１０１と、スイッチング電源回路１００と、出力電圧および出力電流を検出するアンプ１０９および１１０と、デジタルコントローラ１１１と、を有する。スイッチング電源回路１００には、負荷１０２が接続される。デジタルコントローラ１１１は、出力電圧および出力電流をデジタルデータに変換するＡＤ変換器１１２、１１３と、基準電圧源１１４と、差分演算器１１５と、周波数制御部１１６と、補償器（ＰＩ制御部）１１７と、ＰＷＭ信号生成器１１８と、を有する。補償器（ＰＩ制御部）１１７は、差分演算器１１５の出力する基準電圧を出力電圧の差分の誤差量に対してＰＩ（比例・積分）演算を行う。ＡＤ変換器１１３および周波数制御部１１６を除く部分は、もっとも一般的なスイッチング電源装置のデジタルコントローラの構成と同じである。

図１の電源装置では、周波数制御部１１６が負荷電流（出力電流）に応じてスイッチング周波数を変更し、それに応じてＡＤ変換器１１２、１１３のサンプリング周期も変更し、周期ごとにＰＷＭ信号生成を制御する。これにより、負荷電流の広い範囲にわたり、高効率でリプル電流が一定の出力電流が得られる。

しかし、図１の電源装置では、サンプリング周期ごとに出力電圧および出力電流を検出してＰＷＭ信号生成を制御するため、演算処理は、複雑で高速の処理が要求される。したがって、図１の電源装置でも、演算速度の速い、高コストの演算器（ＣＰＵ、ＤＳＰ等）を用いることになり、やはりスイッチング電源装置の大きなコスト増の原因となる。

以下に説明する実施形態のスイッチング電源装置は、スペクトラム拡散スイッチング信号を使用して輻射ノイズを低減すると共に、スイッチング周波数の変化に伴う出力電圧の変化を低減するためのデジタル処理のよる演算量を低減する。これにより、スイッチング電源装置のデジタルコントローラが、低コストの演算器で実現される。

図２は、第１実施形態の電源装置の構成を示す図である。
第１実施形態の電源装置１は、スイッチング電源部１０と、コントローラ１１と、を有する。スイッチング電源部１０は、外部から直流の入力電圧Ｖｉｎが供給され、コントローラ１１からのＰＷＭ信号にしたがってスイッチング動作を行い、直流の出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。コントローラ１１は、出力電圧Ｖｏｕｔを検出し、Ｖｏｕｔが所定の電圧値になるように、ＰＷＭ信号のデューティ比を変更させる。さらに、コントローラ１１は、ＰＷＭ信号の周期をスペクトラム拡散させ、スイッチング電源部１０における輻射ノイズの発生を低減する。コントローラ１１は、ＣＰＵ等のデジタル処理装置で実現され、Ｖｏｕｔが所定の電圧値に保持するための制御や、ＰＷＭ信号の周期をスペクトラム拡散させる処理を、すべてデジタル処理により行う。なお、後述するように、第１実施形態の電源装置１のコントローラ１１の演算処理量は前述の一般的な装置に比べて少なく、演算処理能力の比較的小さなＣＰＵ等、または他の処理も合わせて実行するＣＰＵの演算処理能力の一部を利用して実現できる。

コントローラ１１は、Ａ／Ｄ変換器２１と、基準電圧生成部２２と、差演算器（減算器）２３と、補償器（ＰＩ制御部）２４と、スイッチング周波数制御部２５と、ＰＷＭ発生器２６と、を有する。

Ａ／Ｄ変換器２１は、出力電圧Ｖｏｕｔをデジタルデータに変換する。基準電圧生成部２２は、基準電圧Ｖｒｅｆを生成して出力し、スイッチング周波数制御部２５からの制御信号にしたがって基準電圧Ｖｒｅｆの電圧値を変更する。差演算器（減算器）２３は、基準電圧ＶｒｅｆからＡ／Ｄ変換器２１の出力するＶｏｕｔのデジタルデータ値を減算し、ＶｒｅｆとＶｏｕｔの差分を出力する。補償器（ＰＩ制御部）２４は、ＰＷＭ発生器２６において、スイッチング周波数制御部２５からのノコギリ波状に変化するデジタルＰＷＭキャリア波と比較してデューティ幅を決定する比較値Ｕを生成する。

スイッチング周波数制御部２５は、メインクロックＣＬＫから、デジタルＰＷＭキャリア波を発生し、ＰＷＭ発生器２６に供給すると共に、デジタルＰＷＭキャリア波の周期を変更するスペクトラム拡散処理を行う。ＰＷＭ発生器２６は、デジタルＰＷＭキャリア波を比較値Ｕと比較し、ＰＷＭ信号を発生する。第１実施形態では、スイッチング周波数制御部２５は、デジタルＰＷＭキャリア波の周期を変更すると、それに応じて基準電圧生成部２２に対して、生成する基準電圧Ｖｒｅｆの電圧値を変更する制御信号を出力する。

図３は、第１実施形態における、デジタルＰＷＭキャリア波の周期の変更と、基準電圧Ｖｒｅｆの電圧値の変更と、それに伴う比較値Ｕの変更と、ＰＷＭ信号の変化を示す図である。

図３に示すように、デジタルＰＷＭキャリア波は、値がゼロから最高値までクロック周期でノコギリ波状に（実際には後述するように段階的に）変化する信号であり、スペクトラム拡散処理のために、周期が随時変更される。ここでは、クロック周期をΔで、クロック周期をＴで表す。周期の変更に応じて、デジタルＰＷＭキャリア波の最高値が変化することになる。

図３では、デジタルＰＷＭキャリア波の周期値が、Ｔ１からＴ２に変化し、Ｔ１の前の周期値はＴ０する。ここで、出力電圧Ｖｏｕｔは変化しないとして説明する。変更した基準電圧値は、次の周期の比較値Ｕに反映される。例えば、周期値がＴ０であるサイクルでは、基準電圧ＶｒｅｆはＶｒｅｆ１であり、それにより生成される比較値ＵはＵ１である。周期値Ｔ１の周期では、デジタルＰＷＭキャリア波の値がＵ１と比較され、オンの期間の長さがＵ１＊Δで、オフの期間の長さがＴ１−Ｕ１＊ΔのＰＷＭ信号が生成される。この時のデューティＤｕｔｙ（Ｔ１）＝Ｕ１＊Δ／Ｔ１である。同様に、周期値がＴ１であるサイクルでは、基準電圧ＶｒｅｆはＶｒｅｆ２であり、それにより生成される比較値ＵはＵ２であり、周期値Ｔ２の周期では、オンの期間の長さがＵ２＊Δで、オフの期間の長さがＴ２−Ｕ２＊ΔのＰＷＭ信号が生成される。この時のデューティＤｕｔｙ（Ｔ２）＝Ｕ２＊Δ／Ｔ２である。

周期値がＴ２であるサイクルで、比較値ＵがＵ１のままであれば、デジタルＰＷＭキャリア波の値がＵ１を超えるまでの期間は同様にＵ１＊Δであるが、周期がＴ２に変化しているので、Ｄｕｔｙ＝Ｕ１＊Δ／Ｔ２となり、デューティ比（Ｄｕｔｙ）が異なる。このように、Ｖｏｕｔが変化しなくても、デジタルＰＷＭキャリア波の周期が変化すると、デューティ比（Ｄｕｔｙ）が変化するが、デューティ比（Ｄｕｔｙ）は同じ値に維持されるべきである。そこで、上記のように、第１実施形態では、デジタルＰＷＭキャリア波の周期値がＴ１からＴ２に変化することが分かると、それに応じてＶｒｅｆをＶｒｅｆ２に変化させる。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔが変化しなくても差分が変化し、比較値ＵがＵ１からＵ２に変化し、デジタルＰＷＭキャリア波の値がＵ２を超えるまでの期間は同様にＵ２＊Δに変化し、Ｄｕｔｙ（Ｔ２）＝Ｕ２＊Δ／Ｔ２となる。ここで、Ｄｕｔｙが変化しないように、Ｕ１＊Δ／Ｔ１＝Ｕ２＊Δ／Ｔ２となるようにＵ２を決めればよい。すなわち、Ｕ２＝Ｕ１＊Ｔ２／Ｔ１となるように比較値をＵ１からＵ２に変化させればよい。

ここで、スイッチング電源部の入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔと誤差要因βを含めて、デジタルＰＷＭキャリア波の周期を変更した場合に、Ｖｒｅｆをどのように変化させるかについて説明する。

第１実施形態のようなスイッチング電源部を利用したＤＣ−ＤＣ変換における入力部および出力部における誤差要因をβで表す。出力電圧Ｖｏｕｔは、入力電圧ＶｉｎとＤｕｔｙ（スイッチング周期とスイッチ（トランジスタ）のオン時間の比）を用いて、次のように表される。

Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ＊Ｄｕｔｙ
したがって、
Ｄｕｔｙ＝１／β＊（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）

補償器（ＰＩ制御部）の出力Ｕは、スイッチング周期値をＴとすると、
Ｄｕｔｙ＝１／β＊（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）
したがって、比較値Ｕとして次の値が出力される。
Ｕ＝１／β＊（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）＊（Ｔ／Δ）…（１）

また、補償器は、次の周期で、基準電圧Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔの差分がゼロとなるように制御される。すなわち、
Ｖｒｅｆ−Ｖｏｕｔ＝０

したがって、
Ｖｒｅｆ＝Ｖｏｕｔ
となるように、比較値Ｕが制御される。上記の式（１）から、周期値がＴ１のある周期の補償器の出力をＵ１とすると、次の周期値がＴ２の周期の補償器の出力をＵ２とすると、Ｕ１およびＵ２は次のように表される。
Ｕ１＝１／β＊（Ｖｒｅｆ／Ｖｉｎ）＊（Ｔ１／Δ）…（２）
Ｕ２＝１／β＊（Ｖｒｅｆ／Ｖｉｎ）＊（Ｔ２／Δ）…（３）

さらに、周期値がＴ１の周期のＤｕｔｙ（Ｔ１）および周期値がＴ２の周期のＤｕｔｙ（Ｔ２）は、次のように表される。
Ｄｕｔｙ（Ｔ１）＝Ｕ１＊（Δ／Ｔ１）＝１／β＊（Ｖｒｅｆ／Ｖｉｎ）…（４）
Ｄｕｔｙ（Ｔ２）＝Ｕ２＊（Δ／Ｔ２）＝１／β＊（Ｖｒｅｆ／Ｖｉｎ）＊（Ｔ１／Ｔ２）…（５）

したがって、次の式が得られる。
Ｄｕｔｙ（Ｔ２）＝Ｄｕｔｙ（Ｔ１）＊（Ｔ１／Ｔ２）…（６）
したがって、基準電圧Ｖｒｅｆが一定であれば、周波数（周期）を変化させると、その前後でデューティＤｕｔｙが変化し、出力電圧Ｖｏｕｔが変動する。

この変動が生じないようにするには、比較値Ｕを周波数（周期）の変化にしたがって変化させることが考えられるが、それにはＤｕｔｙ（Ｔ２）がＤｕｔｙ（Ｔ１）に一致するように、上記の式（３）にしたがって比較値Ｕの演算を行う必要があり、周期ごとに大きな演算量の演算を行うことになる。

そこで、第１実施形態では、比較値Ｕに対する補正を行うのではなく、周期ごとに次の周期値に応じて基準電圧値Ｖｒｅｆを変化させる。
上記のように、変更した基準電圧値は、次の周期の比較値Ｕに反映される。例えば、第０周期から第２周期の周期長がＴ０〜Ｔ２で、基準電圧値がＶｒｅｆ１〜Ｖｒｅｆ３であるとすると、上記の式（２）から、Ｕ１＝１／β＊（Ｖｒｅｆ１／Ｖｉｎ）＊（Ｔ０／Δ）となる。さらに、式（４）から、Ｄｕｔｙ（Ｔ１）＝Ｕ１＊（Δ／Ｔ１）＝１／β＊（Ｖｒｅｆ／Ｖｉｎ）となる。さらに、Ｕ２およびＤｕｔｙ（Ｔ２）は、次のようになる。

Ｕ２＝１／β＊（Ｖｒｅｆ２／Ｖｉｎ）＊（Ｔ１／Δ）…（７）
Ｄｕｔｙ（Ｔ２）＝Ｕ２＊（Δ／Ｔ２）＝１／β＊（Ｖｒｅｆ２／Ｖｉｎ）…（８）
ここで、基準電圧値Ｖｒｅｆ２は、Ｖｒｅｆ１に対して次のように決定する。
Ｖｒｅｆ２＝Ｖｒｅｆ１＊（Ｔ２／Ｔ１）…（９）

上記の式（７）において、式（９）のＶｒｅｆ２を代入すると、次のようになる。
Ｕ２＝１／β＊（Ｖｒｅｆ１＊（Ｔ２／Ｔ１）／Ｖｉｎ）＊（Ｔ１／Δ）
＝１／β＊（Ｖｒｅｆ１／Ｖｉｎ）＊（Ｔ２／Δ）…（１０）

よって、基準電圧値変更後のＤｕｔｙ（Ｔ２）は次のようになる。
Ｄｕｔｙ（Ｔ２）＝Ｕ２＊（Δ／Ｔ２）
＝１／β＊（Ｖｒｅｆ１／Ｖｉｎ）
よって、Ｄｕｔｙ（Ｔ２）＝Ｄｕｔｙ（Ｔ１）となり、周波数変更の前後で電圧変動は発生しない。

以上説明したように、第１実施形態の電源装置１では、スイッチング周波数制御部２５が、スペクトラム拡散のためにスイッチング信号の周波数を変更する時に、次に変更する周波数に応じて基準電圧Ｖｒｅｆを変更する。この基準電圧Ｖｒｅｆを変更は、上記の式（９）に示す通り、変更するスイッチング信号の周期の比を演算し、その比を前の基準電圧値に乗じる簡単な演算であり、演算量が少ない。したがって、スペクトラム拡散のためにスイッチング信号の周波数を変更する時に出力電圧Ｖｏｕｔが変動しないように制御する制御部を、演算能力の高くない低コストのＣＰＵ、または他のＣＰＵの演算機能の一部を利用して実現できる。

図４は、第１実施形態の電源装置の具体的な回路構成を示す図である。
第１実施形態の電源装置は、スイッチング電源部１０Ａと、コントローラ１１Ａと、を有する。スイッチング電源部１０Ａは、コントローラ１１Ａにより制御され、直流電源３０Ａから入力電圧３０Ａの直流電力が供給され、所定の出力電圧Ｖｏｕｔの直流電力を負荷Ｒに供給するＤＣＤＣコンバータである。電圧検出回路３１Ａは、スイッチング電源部１０Ａの出力電圧Ｖｏｕｔを検出する回路である。

スイッチング電源部１０Ａは、ＭＯＳトランジスタＴｒと、ダイオードＤと、インダクタンス素子（チョークコイル）Ｌと、容量（平滑用コンデンサ）Ｃと、を有する。スイッチング電源部１０Ａでは、トランジスタＴｒがコントローラ１１Ａから供給されるＰＷＭ信号に応じてオン・オフし、容量Ｃを充電する動作を繰り返す。スイッチング電源の動作については広く知られているので、これ以上の説明は省略する。電圧検出回路３１Ａは、スイッチング電源部１０Ａの出力電圧Ｖｏｕｔを検出する回路である。

コントローラ１１Ａは、ＣＰＵ等で実現されるデジタルコントローラであり、後述するように実行する演算量が小さいので、低コストのＣＰＵや、他の制御にも利用されるＣＰＵを利用して実現される。コントローラ１１Ａは、Ａ／Ｄ変換器２１Ａと、基準電圧生成部２２Ａと、差演算器２３Ａと、補償器（ＰＩ制御部）２４Ａと、周波数（周期）制御部２５Ａと、デジタルＰＷＭ回路２６Ａと、メインクロック源２７Ａと、を有する。Ａ／Ｄ変換器２１Ａ、基準電圧生成部２２Ａ、差演算器２３Ａおよび補償器（ＰＩ制御部）２４Ａは、図２の同じ数字の要素に対応する。周波数（周期）制御部２５ＡおよびデジタルＰＷＭ回路２６Ａは、図２のスイッチング周波数制御部２５およびＰＷＭ発生器２６に対応する。メインクロック源２７Ａは、メインクロックＣＬＫを発生する発振器であり、コントローラ１１Ａの外部に設けてもよい。

図５は、周波数（周期）制御部２５Ａの構成を示す図である。
図６は、周波数（周期）制御部２５Ａの出力するデジタルＰＷＭキャリア波を示す図である。

周波数（周期）制御部２５Ａは、カウンタ４１と、カウンタ制御部４２と、を有する。カウンタ制御部４２は、カウンタ４１からのカウント値（デジタルＰＷＭキャリア波）を受けて、カウント値が設定カウント値になるとリセット信号を出力する。カウンタ４１は、リセット信号に応じてカウント値がゼロになった後、メインクロックＣＬＫをカウントし、カウント値をデジタルＰＷＭキャリア波として出力する。カウンタ制御部４２は、カウント値が設定カウント値になってリセット信号を出力する時に、設定カウント値を次の値に設定する。カウンタ制御部４２は、設定カウント値を、例えば、下限値から上限値まで１ずつ増加させ、上限値になると再び下限値に設定する動作を繰り返す。さらに、カウンタ制御部４２は、リセット信号を出力すると同時に次の設定カウント値を設定すると共に、基準電圧生成部２２Ａに対して、その次に設定する設定カウント値に対応する基準電圧値を指示する。

図６は、デジタルＰＷＭキャリア波と、基準電圧値の変化例を示す図である。
図６に示すように、カウンタ４１からのカウント値は、ゼロから設定カウント値まで１ずつ増加し、設定カウント値になるとゼロに戻る。従って、ゼロから設定カウント値になるまでの間値が階段状に増加する動作を繰り返す。例えば、設定カウント値がＴｃｎｔｒであれば、この時間はＴｃｎｔｒ＊Δ（ＣＬＫの１周期長）である。このカウント値がゼロから設定カウント値にまで到達する時間がＰＷＭ信号の１周期に相当する。

設定カウント値は、下限値Ｔｃｎｔｒから１ずつ増加し、上限値Ｔｃｎｔｒ＋Ｎまで変化するように設定される。これに応じて、カウンタ４１のカウント値がゼロから設定カウント値にまで到達する時間が１Δずつ長くなる。設定カウント値はＴｃｎｔｒからＴｃｎｔｒ＋Ｎまで１ずつ増加し、Ｔｃｎｔｒ＋Ｎになると再びＴｃｎｔｒに戻るように設定されるので、ＰＷＭ信号の周期は、Ｔｃｎｔｒ＊Δから（Ｔｃｎｔｒ＋Ｎ）＊Δまで変化し、再びＴｃｎｔｒ＊Δに戻る動作を繰り返す。従って、スイッチング電源部１０Ａのスイッチング周波数は、１周期ごとに変化し、スペクトラム拡散が行われる。

前述のように、変更した基準電圧Ｖｒｅｆ値は、次の周期の比較値Ｕに反映されるので、基準電圧Ｖｒｅｆは、１つ前の周期で変化される。

図７は、コントローラ１１Ａにおける処理を示すフローチャートである。
ステップＳ１１では、周波数（周期）制御部２５Ａは、ＰＷＭ信号の周波数（周期長）を変更した後、ＰＷＭ信号の次の周期の周波数（周期長）Ｔ２を取得する。
ステップＳ１２では、周波数（周期）制御部２５Ａは、ＰＷＭ信号の現在の周期長Ｔ１と、それに対応する（直前の周期に設定した）基準電圧値Ｖｒｅｆ１と、上記のＴ２から、前述の式（９）にしたがって、変更する基準電圧Ｖｒｅｆ２を決定する。基準電圧生成部２２Ａは、基準電圧をＶｒｅｆ２に設定する。

ステップＳ１３では、Ａ／Ｄ変換器２１ＡからＶｏｕｔを検出する（読み出す）。
ステップＳ１４では、差演算器２３Ａが、Ｖｒｅｆ２とＶｏｕｔの差分を算出する。
ステップＳ１５では、補償器（ＰＩ制御部）２４Ａが、Ｖｒｅｆ２とＶｏｕｔの差分から比較値（補償値）Ｕを算出する。

ステップＳ１６では、デジタルＰＷＭ回路２６Ａが、周波数（周期）制御部２５Ａの出力するＰＷＭキャリア波と比較値（補償値）Ｕを比較し、ＰＷＭ信号（オンの期間）を生成する。
以上のようにして、ＰＷＭ信号が生成され、スイッチング電源部１０ＡのＭＯＳＴｒに供給される。

以上説明した通り、第１実施形態において、スペクトラム拡散ＰＷＭ信号が生成され、ＰＷＭ信号の周波数（周期）を変更しても出力電圧Ｖｏｕｔを一定に維持するための演算は、式（９）に示すような演算量の小さな演算である。

次に、第２実施形態の電源装置を説明する。
第２実施形態の電源装置は、図２および図４に示した第１実施形態の電源装置と同じ構成を有し、類似の動作を行うが、ＰＷＭキャリア波の変化と基準電圧値の変化を対応させることにより、演算量をさらに低減することが異なる。

第１実施形態では、スイッチングの度に、すなわちＰＷＭ信号の周期ごとに、式（９）の演算を行う必要がある。実施形態でのスペクトラム拡散を行う目的は、不要な輻射ノイズを抑制することであるため、スイッチング信号の周波数（周期）の変動割合が一定である必要はない。そこで、第２実施形態では、基準電圧の変更を、ＰＷＭキャリア波の発生処理と対応付けることにより、さらに単純化する。

上記のように、スペクトラム拡散ＰＷＭ信号の周波数切り替えは、スイッチング（ＰＷＭ信号）周期ごとに、設定カウント値を＋１（または−１）することにより実現する。設定カウント値は、下限値から上限値間で１ずつ増加し、再度下限値に戻る動作を繰り返す。

図８は、第２実施形態における設定カウント値と基準電圧のデジタル値の関係を示す図である。
第２実施形態では、基準電圧のデジタル値を、設定カウント値のα倍（整数倍）になるように設定する。すなわち、Ｖｒｅｆ＝α×Ｔｃｎｔｒとする。これにより、設定カウント値を１だけ加算（または減算）するのに合わせて、基準電圧も固定値αを加算（または減算）することで実現でき、演算が加算のみになる。

例えば、メインクロックＣＬＫを１００ＭＨｚ（周期１０ｎｓ）とし、ベーススイッチング周波数１００ｋＨｚ（周期１０μｓ）とすると、下限の設定カウンタ値Ｔｃｎｔｒは１０００となる。上限の設定カウンタ値Ｔｃｎｔｒ＋Ｎを１０５０(95.2380952kHz)とし、下限の基準電圧値＝１０Ｖ、上限の基準電圧値＝１０．５０Ｖとする。そして、α＝２とし、下限の基準電圧値１０Ｖのデジタル値を２０００、上限の基準電圧値１０．５０Ｖのデジタル値を２１００とする。

これにより、周波数切り替えごとの周期の比と、基準電圧の比が常に同じであるため、スイッチング周波数（周期）切り替え前後のデューティＤｕｔｙは、常に一定に維持される。すなわち、スイッチング周波数（周期）切り替えに伴う電圧の変動は発生しない。
上記の例では、カウンタ４１のカウント値をアップする例を示したが、ダウンする場合も同様である。

以上説明したように、第２実施形態において、スペクトラム拡散ＰＷＭ信号が生成され、ＰＷＭ信号の周波数（周期）を変更しても出力電圧Ｖｏｕｔを一定に維持するための演算は、加減算のみとなり、演算量を一層低減できる。

図９は、第１または第２実施形態の電源装置を利用した情報処理装置の構成を示す図である。
この情報処理装置６０は、電源装置６１と、電源装置６１から直流（ＤＣ）の電力供給を受けて動作する動作回路部６２と、を有する。電源装置６１は、例えば情報処理装置６０に搭載された電池から直流（ＤＣ）電力を受けて、動作回路部６２の動作電圧に変換する。

以上、実施形態を説明したが、ここに記載したすべての例や条件は、発明および技術に適用する発明の概念の理解を助ける目的で記載されたものである。特に記載された例や条件は発明の範囲を制限することを意図するものではなく、明細書のそのような例の構成は発明の利点および欠点を示すものではない。発明の実施形態を詳細に記載したが、各種の変更、置き換え、変形が発明の精神および範囲を逸脱することなく行えることが理解されるべきである。

１電源装置
１０スイッチング電源部
１１コントローラ
２１Ａ／Ｄ変換器
２２基準電圧生成部
２３差演算器（減算器）
２４補償器（ＰＩ制御部）
２５スイッチング周波数制御部２５
２６ＰＷＭ発生器２６

Claims

ＰＷＭ信号に応じて動作するスイッチング電源部と、
前記ＰＷＭ信号を発生するコントローラと、を備え、
前記コントローラは、
周期が変化するスペクトラム拡散用信号を発生するスイッチング周波数制御部と、
前記スイッチング電源部の出力電圧を検出する出力電圧検出部と、
基準電圧を発生する基準電圧部と、
前記出力電圧と前記基準電圧の差分を算出する差演算部と、
前記スイッチング電源部の入力電圧、前記基準電圧、および前記スペクトラム拡散用信号の周期から、補償値を生成する補償器と、
前記スペクトラム拡散用信号および前記補償値から前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成器と、を備え、
前記基準電圧部は、発生する前記基準電圧を、前記スペクトラム拡散用信号の周期の変化に応じて変化させることを特徴とする電源装置。
前記コントローラは、メインクロックに応じて動作するデジタル演算回路である請求項１に記載の電源装置。
前記基準電圧部は、前記基準電圧を、前記スペクトラム拡散用信号の周期の変化の前後で、前記出力電圧を一定に保持する前記ＰＷＭ信号が生成されるように、変化させる請求項２に記載の電源装置。
前記基準電圧部は、発生する前記基準電圧を、前記スペクトラム拡散用信号の周期の変化に比例して変化させる請求項３に記載の電源装置。
電源装置と、前記電源装置から供給される直流電源で動作する動作回路部と、を備え、
前記電源装置は、
ＰＷＭ信号に応じて動作するスイッチング電源部と、
前記ＰＷＭ信号を発生するコントローラと、を備え、
前記コントローラは、
周期が変化するスペクトラム拡散用信号を発生するスイッチング周波数制御部と、
前記スイッチング電源部の出力電圧を検出する出力電圧検出部と、
基準電圧を発生する基準電圧部と、
前記出力電圧と前記基準電圧の差分を算出する差演算部と、
前記スイッチング電源部の入力電圧、前記基準電圧、および前記スペクトラム拡散用信号の周期から、補償値を生成する補償器と、
前記スペクトラム拡散用信号および前記補償値から前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成器と、を備え、
前記基準電圧部は、発生する前記基準電圧を、前記スペクトラム拡散用信号の周期の変化に応じて変化させることを特徴とする情報処理装置。