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JP2015119594A - Drive control device for semiconductor device - Google Patents

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JP2015119594A
JP2015119594A JP2013262829A JP2013262829A JP2015119594A JP 2015119594 A JP2015119594 A JP 2015119594A JP 2013262829 A JP2013262829 A JP 2013262829A JP 2013262829 A JP2013262829 A JP 2013262829A JP 2015119594 A JP2015119594 A JP 2015119594A
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diode
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sense
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JP2013262829A
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祐来 山本
Yuki Yamamoto
祐来 山本
秀夫 山脇
Hideo Yamawaki
秀夫 山脇
真樹 早稲倉
Maki Wasekura
真樹 早稲倉
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Toyota Motor Corp
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a drive control device of a semiconductor device that allows improving determination accuracy whether a main diode is energized.SOLUTION: A drive control device of a semiconductor device includes: a transistor switching-driven by a gate signal inputted to a gate terminal; a main diode connected in reverse parallel to the transistor; a sense diode having a cathode terminal connected to a cathode terminal of the main diode; an operational amplifier having an inverting input terminal connected to an anode terminal of the sense diode, non-inverting input terminal connected to an anode terminal of the main diode, and an output terminal connected to the anode terminal of the sense diode via a sense resistor; and a first comparator outputting a signal indicating whether the main diode is energized by comparing an output voltage occurring at the output terminal of the operational amplifier with a first threshold voltage.

Description

本発明は、トランジスタとダイオードとが逆並列に接続される半導体装置の駆動制御装置に関する。   The present invention relates to a drive control device for a semiconductor device in which a transistor and a diode are connected in antiparallel.

トランジスタとダイオードとが逆並列に接続される半導体装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。この特許文献１記載の半導体装置は、メインダイオードに流れる電流を検出するためのセンスダイオード及びセンス抵抗を有している。このセンスダイオードは、メインダイオードのカソード端子と共通化されたカソード端子と、センス抵抗の一端に接続されたアノード端子と、を有している。センス抵抗の他端は、メインダイオードのアノード端子に接続されている。上記した半導体装置の駆動制御装置は、トランジスタのゲート信号がハイレベルあるときに、センス抵抗の両端に発生する電位差を検出し、その電位差に基づいてメインダイオードに電流が流れているか否かすなわちメインダイオードが通電中であるか否かを判定する。そして、メインダイオードが通電中であると判定すると、トランジスタをオフさせる。   A semiconductor device in which a transistor and a diode are connected in antiparallel is known (see, for example, Patent Document 1). The semiconductor device described in Patent Document 1 includes a sense diode and a sense resistor for detecting a current flowing through the main diode. This sense diode has a cathode terminal shared with the cathode terminal of the main diode, and an anode terminal connected to one end of the sense resistor. The other end of the sense resistor is connected to the anode terminal of the main diode. The drive control device for a semiconductor device described above detects a potential difference generated at both ends of the sense resistor when the gate signal of the transistor is at a high level, and determines whether a current flows through the main diode based on the potential difference. It is determined whether the diode is energized. If it is determined that the main diode is energized, the transistor is turned off.

特開２０１２−０１９５５０号公報JP 2012-019550 A

しかしながら、上記した特許文献１記載の駆動制御装置では、メインダイオードのアノード端子とセンスダイオードのアノード端子との間にセンス抵抗が介在するので、メインダイオードのオン電圧とセンスダイオードのオン電圧とが異なる。このため、上記した特許文献１記載の如き判定手法では、メインダイオードに流れる電流の大きさとセンスダイオードに流れる電流の大きさとが比例せず、センス抵抗の両端の電位差がメインダイオードに流れる電流の大きさを適切に表さないものとなるので、メインダイオードが通電しているか否かの判定精度が低下してしまう。   However, in the drive control device described in Patent Document 1, since the sense resistor is interposed between the anode terminal of the main diode and the anode terminal of the sense diode, the on-voltage of the main diode is different from the on-voltage of the sense diode. . For this reason, in the above-described determination method described in Patent Document 1, the magnitude of the current flowing through the main diode is not proportional to the magnitude of the current flowing through the sense diode, and the potential difference between both ends of the sense resistor is the magnitude of the current flowing through the main diode. Therefore, the accuracy of determining whether or not the main diode is energized decreases.

本発明は、上述の点に鑑みてなされたものであり、メインダイオードが通電しているか否かの判定精度を向上させることが可能な半導体装置の駆動制御装置を提供することを目的とする。   The present invention has been made in view of the above-described points, and an object of the present invention is to provide a drive control device for a semiconductor device that can improve the determination accuracy of whether or not a main diode is energized.

上記の目的は、ゲート端子に入力されるゲート信号によりスイッチング駆動されるトランジスタと、前記トランジスタに対して逆並列に接続されるメインダイオードと、カソード端子が前記メインダイオードのカソード端子に接続されたセンスダイオードと、反転入力端子が前記センスダイオードのアノード端子に接続され、非反転入力端子が前記メインダイオードのアノード端子に接続され、かつ、出力端子がセンス抵抗を介して前記センスダイオードのアノード端子に接続されたオペアンプと、前記オペアンプの前記出力端子に生ずる出力電圧を第１の閾値電圧と比較することで、前記メインダイオードが通電しているか否かを示す信号を出力する第１の比較器と、を備える半導体装置の駆動制御装置により達成される。   The above-described object is to provide a transistor that is switched and driven by a gate signal input to the gate terminal, a main diode that is connected in antiparallel to the transistor, and a sense that has a cathode terminal connected to the cathode terminal of the main diode. A diode and an inverting input terminal are connected to the anode terminal of the sense diode, a non-inverting input terminal is connected to the anode terminal of the main diode, and an output terminal is connected to the anode terminal of the sense diode via a sense resistor A first comparator that outputs a signal indicating whether or not the main diode is energized by comparing an output voltage generated at the output terminal of the operational amplifier with a first threshold voltage; This is achieved by a drive control device for a semiconductor device comprising:

本発明によれば、メインダイオードが通電しているか否かの判定精度を向上させることができる。   According to the present invention, it is possible to improve the accuracy of determining whether or not the main diode is energized.

本発明の一実施例である半導体装置の駆動制御装置の構成図である。It is a block diagram of the drive control apparatus of the semiconductor device which is one Example of this invention. 本実施例の駆動制御装置における動作タイムチャートである。It is an operation | movement time chart in the drive control apparatus of a present Example. 本発明の変形例である半導体装置の駆動制御装置の構成図である。It is a block diagram of the drive control apparatus of the semiconductor device which is a modification of this invention.

以下、図面を用いて、本発明に係る半導体装置の駆動制御装置の保護装置の具体的な実施の形態について説明する。   Hereinafter, specific embodiments of a protection device for a drive control device of a semiconductor device according to the present invention will be described with reference to the drawings.

図１は、本発明の一実施例である半導体装置１０の駆動制御装置２０の構成図を示す。本実施例の半導体装置１０は、例えば、電気自動車やハイブリッド自動車に搭載された、電気負荷である駆動源としての三相モータとバッテリなどの直流電源との間で電圧変換を行うインバータモジュールなどの電力変換装置である。   FIG. 1 shows a configuration diagram of a drive control device 20 of a semiconductor device 10 according to an embodiment of the present invention. The semiconductor device 10 of the present embodiment is, for example, an inverter module that performs voltage conversion between a three-phase motor as a drive source that is an electric load and a DC power source such as a battery, which is mounted on an electric vehicle or a hybrid vehicle. It is a power converter.

半導体装置１０は、パワースイッチング素子１２を備えている。パワースイッチング素子１２は、例えば、上記の三相モータに対応した上下アームを構成する素子である。パワースイッチング素子１２は、例えばパワートランジスタである逆導通型ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やダイオード内蔵ＩＧＢＴである。パワースイッチング素子１２は、ＩＧＢＴ１４とダイオード１６とを有する。これらのＩＧＢＴ１４とダイオード１６とは、同一の半導体基板に形成されている。尚、パワースイッチング素子１２は、ＩＧＢＴ１４に代えて、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）などのスイッチング素子を有するものであってもよい。   The semiconductor device 10 includes a power switching element 12. The power switching element 12 is an element that constitutes an upper and lower arm corresponding to the above three-phase motor, for example. The power switching element 12 is, for example, a reverse conducting IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) which is a power transistor or a diode built-in IGBT. The power switching element 12 includes an IGBT 14 and a diode 16. The IGBT 14 and the diode 16 are formed on the same semiconductor substrate. The power switching element 12 may include a switching element such as a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) instead of the IGBT 14.

ＩＧＢＴ１４は、上記の如き電圧変換を行うべくオンとオフとにスイッチング駆動されるスイッチング素子である。ＩＧＢＴ１４のコレクタ端子は、負荷又は電源などに接続されている。また、ＩＧＢＴ１４のエミッタ端子は、接地されている。ＩＧＢＴ１４がオンされると、そのＩＧＢＴ１４のコレクタ端子−エミッタ端子間に電流が流れ、負荷などに所定方向の電流が流れる。   The IGBT 14 is a switching element that is switched on and off to perform voltage conversion as described above. The collector terminal of the IGBT 14 is connected to a load or a power source. The emitter terminal of the IGBT 14 is grounded. When the IGBT 14 is turned on, a current flows between the collector terminal and the emitter terminal of the IGBT 14, and a current in a predetermined direction flows through a load or the like.

また、ダイオード１６は、パワースイッチング素子１２に流れる負荷電流を転流させる逆並列ダイオードである。ダイオード１６は、ＩＧＢＴ１４のコレクタ端子−エミッタ端子間に並列に接続されたメイン用のダイオード（以下、メインダイオードと称す）１６ａを有している。メインダイオード１６ａは、そのアノード端子がＩＧＢＴ１４のエミッタ端子に接続されかつそのカソード端子がＩＧＢＴ１４のコレクタ端子に接続された構成を有している。メインダイオード１６ａは、ＩＧＢＴ１４での電流の流れとは逆向きの電流の流れ、すなわち、ＩＧＢＴ１４のエミッタ端子側からコレクタ端子側への電流（順方向電流）の流れを許容する。   The diode 16 is an antiparallel diode that commutates a load current flowing through the power switching element 12. The diode 16 includes a main diode (hereinafter referred to as a main diode) 16 a connected in parallel between the collector terminal and the emitter terminal of the IGBT 14. The main diode 16a has a configuration in which its anode terminal is connected to the emitter terminal of the IGBT 14 and its cathode terminal is connected to the collector terminal of the IGBT 14. The main diode 16a allows a current flow opposite to the current flow in the IGBT 14, that is, a current (forward current) flow from the emitter terminal side to the collector terminal side of the IGBT 14.

ＩＧＢＴ１４とダイオード１６のメインダイオード１６ａとは、互いに逆並列に接続されている。以下、パワースイッチング素子１２に流れる電流をＩｓｗとする。また、ＩＧＢＴ１４のコレクタ端子側からエミッタ端子側への電流Ｉｓｗの方向を正側とし、ＩＧＢＴ１４のエミッタ端子側からコレクタ端子側への電流Ｉｓｗの方向を負側とする。   The IGBT 14 and the main diode 16a of the diode 16 are connected in antiparallel to each other. Hereinafter, the current flowing through the power switching element 12 is assumed to be Isw. The direction of the current Isw from the collector terminal side to the emitter terminal side of the IGBT 14 is the positive side, and the direction of the current Isw from the emitter terminal side to the collector terminal side of the IGBT 14 is the negative side.

ダイオード１６は、また、メインダイオード１６ａに流れる順方向電流を検出するために設けられる電流検出用のダイオード（以下、センスダイオードと称す）１６ｂを有している。メインダイオード１６ａとセンスダイオード１６ｂとは、同一の半導体基板において同一の構造に形成されている。メインダイオード１６ａのカソード端子とセンスダイオード１６ｂのカソード端子とは、ＩＧＢＴ１４のコレクタ端子に接続されている。   The diode 16 also includes a current detection diode (hereinafter referred to as a sense diode) 16b provided for detecting a forward current flowing through the main diode 16a. The main diode 16a and the sense diode 16b are formed in the same structure on the same semiconductor substrate. The cathode terminal of the main diode 16 a and the cathode terminal of the sense diode 16 b are connected to the collector terminal of the IGBT 14.

駆動制御装置２０は、パワースイッチング素子１２（具体的には、ＩＧＢＴ１４）のオン及びオフを制御する電子制御ユニットである。駆動制御装置２０は、マイクロコンピュータ（図示せず）を主体に構成されていると共に、ＡＮＤ回路２２と、ゲート駆動回路２４と、センス抵抗２６と、オペアンプ２８と、コンパレータ３０と、を備えている。   The drive control device 20 is an electronic control unit that controls on and off of the power switching element 12 (specifically, the IGBT 14). The drive control device 20 is configured mainly with a microcomputer (not shown), and includes an AND circuit 22, a gate drive circuit 24, a sense resistor 26, an operational amplifier 28, and a comparator 30. .

駆動制御装置２０のマイクロコンピュータは、予め定められた条件に従って駆動指令信号ｓを出力する処理を行い、具体的には、ＩＧＢＴ１４をオンすべきタイミングでハイレベルの駆動指令信号ｓを生成して出力し、また、ＩＧＢＴ１４をオフすべきタイミングでローレベルの駆動指令信号ｓを生成して出力する。   The microcomputer of the drive control device 20 performs a process of outputting the drive command signal s according to a predetermined condition. Specifically, the microcomputer generates the high-level drive command signal s at the timing when the IGBT 14 should be turned on and outputs it. In addition, a low-level drive command signal s is generated and output at a timing at which the IGBT 14 should be turned off.

ＡＮＤ回路２２の入力端子には、上記のマイクロコンピュータが接続されていると共に、コンパレータ３０の出力端子が接続されている。ＡＮＤ回路２２には、マイクロコンピュータからの駆動指令信号ｓが入力されると共に、コンパレータ３０の出力信号ｃｏｕｔ１が入力される。ＡＮＤ回路２２は、入力されるすべての信号がハイレベルであるときにハイレベルの信号を出力するロジック回路である。   The above microcomputer is connected to the input terminal of the AND circuit 22 and the output terminal of the comparator 30 is connected. The AND circuit 22 receives the drive command signal s from the microcomputer and the output signal cout1 of the comparator 30. The AND circuit 22 is a logic circuit that outputs a high level signal when all input signals are at a high level.

ＡＮＤ回路２２の出力端子には、ゲート駆動回路２４の入力端子が接続されている。ゲート駆動回路２４には、ＡＮＤ回路２２の出力信号が入力される。ゲート駆動回路２４は、入力されるＡＮＤ回路２２の出力信号に従って、パワースイッチング素子１２のＩＧＢＴ１４のゲート端子に印加すべきゲート電圧を生成してゲート信号ｇｉｎとして出力する回路である。ゲート駆動回路２４の出力端子には、ＩＧＢＴ１４のゲート端子が接続されている。ＩＧＢＴ１４は、ゲート駆動回路２４から供給されるゲート信号ｇｉｎに従ってオン及びオフされる。   The input terminal of the gate drive circuit 24 is connected to the output terminal of the AND circuit 22. An output signal from the AND circuit 22 is input to the gate drive circuit 24. The gate drive circuit 24 is a circuit that generates a gate voltage to be applied to the gate terminal of the IGBT 14 of the power switching element 12 according to the output signal of the AND circuit 22 and outputs the gate voltage gin. The gate terminal of the IGBT 14 is connected to the output terminal of the gate drive circuit 24. The IGBT 14 is turned on and off in accordance with a gate signal gin supplied from the gate drive circuit 24.

上記したセンスダイオード１６ｂのアノード端子は、センス抵抗２６の一端に接続されていると共に、オペアンプ２８の反転入力端子に接続されている。また、上記したメインダイオード１６ａのアノード端子は、オペアンプ２８の非反転入力端子に接続されている。センス抵抗２６の他端は、オペアンプ２８の出力端子（Ａ点）に接続されている。   The anode terminal of the sense diode 16b is connected to one end of the sense resistor 26 and to the inverting input terminal of the operational amplifier 28. The anode terminal of the main diode 16a is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 28. The other end of the sense resistor 26 is connected to the output terminal (point A) of the operational amplifier 28.

すなわち、オペアンプ２８は、反転入力端子がセンスダイオード１６ｂのアノード端子及びセンス抵抗２６の一端に接続され、非反転入力端子がメインダイオード１６ａのアノード端子（すなわち、ＩＧＢＴ１４のエミッタ端子）に接続され、かつ、出力端子がセンス抵抗２６の他端（すなわち、そのセンス抵抗２６を介してセンスダイオード１６ｂのアノード端子）に接続された構成を有している。オペアンプ２８は、反転入力端子及び非反転入力端子の２つの入力端子それぞれに入力される電圧を互いに一致させるように動作する。   That is, the operational amplifier 28 has an inverting input terminal connected to the anode terminal of the sense diode 16b and one end of the sense resistor 26, a non-inverting input terminal connected to the anode terminal of the main diode 16a (that is, the emitter terminal of the IGBT 14), and The output terminal is connected to the other end of the sense resistor 26 (that is, the anode terminal of the sense diode 16b via the sense resistor 26). The operational amplifier 28 operates so that the voltages input to the two input terminals of the inverting input terminal and the non-inverting input terminal are matched with each other.

センス抵抗２６の他端すなわちオペアンプ２８の出力端子は、コンパレータ３０の反転入力端子に接続されている。コンパレータ３０の反転入力端子には、オペアンプ２８の出力端子に生ずる出力電圧（Ａ点電圧）ＶＡが入力される。また、コンパレータ３０の非反転入力端子には、基準電圧Ｖ１が入力される。   The other end of the sense resistor 26, that is, the output terminal of the operational amplifier 28 is connected to the inverting input terminal of the comparator 30. An output voltage (point A voltage) VA generated at the output terminal of the operational amplifier 28 is input to the inverting input terminal of the comparator 30. The reference voltage V1 is input to the non-inverting input terminal of the comparator 30.

尚、上記の基準電圧Ｖ１は、メインダイオード１６ａにアノード端子側からカソード端子側への順方向電流が流れるか否かを判定するための閾値電圧である。具体的には、基準電圧Ｖ１は、センス抵抗２６にオペアンプ２８の出力端子側からセンスダイオード１６ｂのアノード端子側へ向けて所定の電流が流れた際にそのセンス抵抗２６の両端に生じる電位差であって、略ゼロ或いはゼロに極めて近似した正値に設定されている。   The reference voltage V1 is a threshold voltage for determining whether or not a forward current flows from the anode terminal side to the cathode terminal side through the main diode 16a. Specifically, the reference voltage V1 is a potential difference generated at both ends of the sense resistor 26 when a predetermined current flows through the sense resistor 26 from the output terminal side of the operational amplifier 28 toward the anode terminal side of the sense diode 16b. Thus, it is set to substantially zero or a positive value very close to zero.

コンパレータ３０は、Ａ点電圧ＶＡを基準電圧Ｖ１と比較するように動作し、その比較結果に応じた信号を出力する比較器である。コンパレータ３０は、Ａ点電圧ＶＡが基準電圧Ｖ１を上回る場合（すなわち、ＶＡ＞Ｖ１が成立する場合）に、メインダイオード１６ａが通電していることを示すローレベルの信号ｃｏｕｔ１を出力する。また、Ａ点電圧ＶＡが基準電圧Ｖ１以下である場合（すなわち、ＶＡ≦Ｖ１が成立する場合）に、メインダイオード１６ａが通電していないことを示すハイレベルの信号ｃｏｕｔ１を出力する。   The comparator 30 is a comparator that operates so as to compare the point A voltage VA with the reference voltage V1 and outputs a signal corresponding to the comparison result. The comparator 30 outputs a low-level signal cout1 indicating that the main diode 16a is energized when the point A voltage VA exceeds the reference voltage V1 (that is, when VA> V1 is established). Further, when the point A voltage VA is equal to or lower than the reference voltage V1 (that is, when VA ≦ V1 is established), a high level signal cout1 indicating that the main diode 16a is not energized is output.

駆動制御装置２０は、半導体装置１０であるインバータモジュールを構成する上アームのＩＧＢＴ１４と下アームのＩＧＢＴ１４とを交互にオン及びオフさせつつ三相の上下アームの位相を１２０°ずつずらすことにより、直流電源側の直流電圧と三相モータ側の交流電圧との間で電力変換を行う。   The drive control device 20 makes direct current by shifting the phases of the three-phase upper and lower arms by 120 ° while alternately turning on and off the upper arm IGBT 14 and the lower arm IGBT 14 constituting the inverter module which is the semiconductor device 10. Power conversion is performed between the DC voltage on the power supply side and the AC voltage on the three-phase motor side.

次に、図２を参照して、本実施例の半導体装置１０の駆動制御装置２０の動作について説明する。図２は、本実施例の駆動制御装置２０において電流Ｉｓｗ、Ａ点電圧ＶＡ、駆動指令信号ｓ、コンパレータ出力信号ｃｏｕｔ１、及びゲート信号ｇｉｎの時間変化を表した一例の動作タイムチャートを示す。   Next, the operation of the drive control device 20 of the semiconductor device 10 of this embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 2 is an operation time chart showing an example of changes over time of the current Isw, the point A voltage VA, the drive command signal s, the comparator output signal cout1, and the gate signal gin in the drive control device 20 of the present embodiment.

ところで、逆導通型ＩＧＢＴ或いはダイオード内蔵ＩＧＢＴであるパワースイッチング素子１２では、ダイオード１６（具体的には、メインダイオード１６ａ）の動作時（通電時）にＩＧＢＴ１４のゲートに入力されるゲート電圧ｇｉｎによってダイオード１６の順方向電圧が変化するゲート干渉が発生して、ダイオード１６での損失が増大する。従って、ダイオード１６での損失の増大を回避するうえでは、ＩＧＢＴ１４のオン中にメインダイオード１６ａが通電しているときはそのＩＧＢＴ１４をオフさせることが有効である。   By the way, in the power switching element 12 which is a reverse conducting IGBT or a diode built-in IGBT, the diode is generated by the gate voltage gin inputted to the gate of the IGBT 14 when the diode 16 (specifically, the main diode 16a) is operated (when energized). The gate interference in which the forward voltage of 16 changes occurs, and the loss in the diode 16 increases. Therefore, in order to avoid an increase in loss in the diode 16, it is effective to turn off the IGBT 14 when the main diode 16a is energized while the IGBT 14 is on.

本実施例において、マイクロコンピュータは、ＩＧＢＴ１４のオン及びオフを指令する駆動指令信号ｓを生成してＡＮＤ回路２２に向けて出力する。ＡＮＤ回路２２は、入力されるマイクロコンピュータからの駆動指令信号ｓがハイレベルであり、かつ、入力されるコンパレータ３０からの信号ｃｏｕｔ１がハイレベルであるとき、ハイレベルの信号をゲート駆動回路２４に向けて出力する。ゲート駆動回路２４は、入力されるＡＮＤ回路２２からの出力信号がハイレベルであるとき、ハイレベルのゲート信号ｇｉｎを生成してＩＧＢＴ１４のゲート端子に向けて出力する。ＩＧＢＴ１４は、ゲート端子にハイレベルのゲート信号ｇｉｎが入力された場合にオンされる。   In this embodiment, the microcomputer generates a drive command signal s that commands turning on and off of the IGBT 14 and outputs it to the AND circuit 22. The AND circuit 22 outputs a high level signal to the gate drive circuit 24 when the input drive command signal s from the microcomputer is at a high level and the input signal cout1 from the comparator 30 is at a high level. Output toward. The gate drive circuit 24 generates a high-level gate signal gin and outputs it toward the gate terminal of the IGBT 14 when the output signal from the AND circuit 22 that is input is at a high level. The IGBT 14 is turned on when a high level gate signal gin is input to the gate terminal.

一方、ＡＮＤ回路２２は、入力されるマイクロコンピュータからの駆動指令信号ｓがローレベルであるとき、又は、入力されるコンパレータ３０からの信号ｃｏｕｔ１がローレベルであるとき、ローレベルの信号をゲート駆動回路２４に向けて出力する。ゲート駆動回路２４は、入力されるＡＮＤ回路２２からの出力信号がローレベルであるとき、ローレベルのゲート信号ｇｉｎを生成してＩＧＢＴ１４のゲート端子に向けて出力する。ＩＧＢＴ１４は、ゲート端子にローレベルのゲート信号ｇｉｎが入力された場合にオフされる。   On the other hand, the AND circuit 22 gate-drives the low level signal when the input drive command signal s from the microcomputer is at the low level or when the input signal cout1 from the comparator 30 is at the low level. Output toward the circuit 24. The gate drive circuit 24 generates a low-level gate signal gin and outputs it toward the gate terminal of the IGBT 14 when the output signal from the AND circuit 22 that is input is at a low level. The IGBT 14 is turned off when a low level gate signal gin is input to the gate terminal.

ＩＧＢＴ１４が正常にオンすると、ＩＧＢＴ１４にコレクタ端子側からエミッタ端子側への電流が流れる一方、ダイオード１６のメインダイオード１６ａに順方向電流は流れない。メインダイオード１６ａに順方向電流が流れないときは、センス抵抗２６にオペアンプ２８の出力端子側からセンスダイオード１６ｂのアノード端子側への電流は流れないので、オペアンプ２８の出力側のＡ点電圧ＶＡがＩＧＢＴ１４のエミッタ端子の電圧を基準にして低くなり、基準電圧Ｖ１を上回らない。この場合は、コンパレータ３０がハイレベルの信号ｃｏｕｔ１を出力することで、ＡＮＤ回路２２がハイレベルの信号をゲート駆動回路２４に向けて出力し続け、ＩＧＢＴ１４のオンが継続する。   When the IGBT 14 is normally turned on, a current from the collector terminal side to the emitter terminal side flows through the IGBT 14, but no forward current flows through the main diode 16 a of the diode 16. When no forward current flows through the main diode 16a, no current flows from the output terminal side of the operational amplifier 28 to the anode terminal side of the sense diode 16b through the sense resistor 26. Therefore, the A point voltage VA on the output side of the operational amplifier 28 is It becomes low with reference to the voltage of the emitter terminal of the IGBT 14, and does not exceed the reference voltage V1. In this case, the comparator 30 outputs the high-level signal cout1, so that the AND circuit 22 continues to output the high-level signal toward the gate drive circuit 24, and the IGBT 14 is kept on.

一方、ダイオード１６のメインダイオード１６ａに順方向電流が流れているとき（図２に示す通電期間Ｔ）は、そのメインダイオード１６ａの電流に応じた電流が、センス抵抗２６にオペアンプ２８の出力端子側からセンスダイオード１６ｂのアノード端子側へ流れて、センスダイオード１６ｂに流れるので、オペアンプ２８の出力側のＡ点電圧ＶＡがＩＧＢＴ１４のエミッタ端子の電圧を基準にして高くなり、基準電圧Ｖ１を上回る。この場合は、コンパレータ３０がローレベルの信号ｃｏｕｔ１を出力することで、ＡＮＤ回路２２がローレベルの信号をゲート駆動回路２４に向けて出力して、ＩＧＢＴ１４がオフされる。   On the other hand, when a forward current flows through the main diode 16a of the diode 16 (the energization period T shown in FIG. 2), a current corresponding to the current of the main diode 16a is applied to the sense resistor 26 on the output terminal side of the operational amplifier 28. Therefore, the A point voltage VA on the output side of the operational amplifier 28 becomes higher with reference to the voltage at the emitter terminal of the IGBT 14 and exceeds the reference voltage V1. In this case, when the comparator 30 outputs the low level signal cout1, the AND circuit 22 outputs the low level signal to the gate drive circuit 24, and the IGBT 14 is turned off.

このように、本実施例の駆動制御装置２０によれば、ＩＧＢＴ１４と同一の半導体基板に形成されるダイオード１６のメインダイオード１６ａが順方向に通電されている際にそのＩＧＢＴ１４がオン駆動されることはない。また、ＩＧＢＴ１４のオン駆動時にメインダイオード１６ａが通電されるタイミングでそのＩＧＢＴ１４がオフ駆動される。従って、ダイオード１６の通電中にＩＧＢＴ１４とダイオード１６とのゲート干渉が発生することは回避される。このため、本実施例によれば、ダイオード１６の通電中にメインダイオード１６ａの順方向電圧が増大するのは回避されるので、メインダイオード１６ａでの損失の増大を防止することができる。   As described above, according to the drive control device 20 of the present embodiment, when the main diode 16a of the diode 16 formed on the same semiconductor substrate as the IGBT 14 is energized in the forward direction, the IGBT 14 is driven to turn on. There is no. Also, the IGBT 14 is turned off at the timing when the main diode 16a is energized when the IGBT 14 is turned on. Therefore, occurrence of gate interference between the IGBT 14 and the diode 16 while the diode 16 is energized is avoided. For this reason, according to the present embodiment, an increase in the forward voltage of the main diode 16a during the energization of the diode 16 is avoided, so that an increase in loss in the main diode 16a can be prevented.

また、本実施例においては、コンパレータ３０にてメインダイオード１６ａが順方向に通電されているか否かを判定するうえで、オペアンプ２８の出力端子に生ずるＡ点電圧ＶＡに基づいてセンス抵抗２６の両端に生じる電圧がモニタされる。センス抵抗２６は、一端がセンスダイオード１６ｂのアノード端子に接続され、他端がオペアンプ２８の出力端子に接続された抵抗である。また、オペアンプ２８は、反転入力端子がセンスダイオード１６ｂのアノード端子に接続され、非反転入力端子がメインダイオード１６ａのアノード端子に接続され、かつ、出力端子がセンス抵抗２６の他端に接続された構成を有している。オペアンプ２８は、メインダイオード１６ａのアノード端子の電圧とセンスダイオード１６ｂのアノード端子の電圧とを同電位に保つように動作する。   In this embodiment, the comparator 30 determines whether or not the main diode 16a is energized in the forward direction, and based on the point A voltage VA generated at the output terminal of the operational amplifier 28, both ends of the sense resistor 26 are used. The voltage generated at is monitored. The sense resistor 26 is a resistor having one end connected to the anode terminal of the sense diode 16 b and the other end connected to the output terminal of the operational amplifier 28. The operational amplifier 28 has an inverting input terminal connected to the anode terminal of the sense diode 16b, a non-inverting input terminal connected to the anode terminal of the main diode 16a, and an output terminal connected to the other end of the sense resistor 26. It has a configuration. The operational amplifier 28 operates so as to keep the voltage at the anode terminal of the main diode 16a and the voltage at the anode terminal of the sense diode 16b at the same potential.

このように、本実施例においては、オペアンプ２８の作用によりメインダイオード１６ａのアノード端子の電圧とセンスダイオード１６ｂのアノード端子の電圧とを同電位に保ちつつ、センス抵抗２６の両端に生じる電圧をモニタすることでメインダイオード１６ａの通電有無を判定する。   Thus, in this embodiment, the voltage generated at both ends of the sense resistor 26 is monitored while the voltage at the anode terminal of the main diode 16a and the voltage at the anode terminal of the sense diode 16b are kept at the same potential by the operation of the operational amplifier 28. Thus, it is determined whether or not the main diode 16a is energized.

かかる構成においては、メインダイオード１６ａのオン電圧及びセンスダイオード１６ｂのオン電圧によらず、センス抵抗２６の両端に生じる電圧を検出することができるので、その電圧検出感度を高めることができる。また、センスダイオード１６ｂに接続されるセンス抵抗２６が設けられていても、オペアンプ２８の作用により、センスダイオード１６ｂに流れる電流をメインダイオード１６ａに流れる電流に精度よく比例させることができ、両電流の比を正確に保持させることができる。   In such a configuration, the voltage generated at both ends of the sense resistor 26 can be detected regardless of the on-voltage of the main diode 16a and the on-voltage of the sense diode 16b, so that the voltage detection sensitivity can be increased. Even if the sense resistor 26 connected to the sense diode 16b is provided, the current flowing through the sense diode 16b can be accurately proportional to the current flowing through the main diode 16a by the operation of the operational amplifier 28. The ratio can be accurately maintained.

従って、本実施例の駆動制御装置２０によれば、センスダイオード１６ｂに接続されるセンス抵抗２６の両端に生じる電圧すなわちそのセンス抵抗２６に流れる電流に基づくメインダイオード１６ａが通電中であるか否かの判定を精度よく行うことができ、その通電判定精度を向上させることができる。   Therefore, according to the drive control device 20 of the present embodiment, whether or not the main diode 16a based on the voltage generated across the sense resistor 26 connected to the sense diode 16b, that is, the current flowing through the sense resistor 26, is energized. Can be accurately determined, and the energization determination accuracy can be improved.

尚、上記の実施例においては、ＩＧＢＴ１４が特許請求の範囲に記載した「トランジスタ」として、メインダイオード１６ａが特許請求の範囲に記載した「メインダイオード」として、センスダイオード１６ｂが特許請求の範囲に記載した「センスダイオード」として、コンパレータ３０が特許請求の範囲に記載した「第１の比較器」として、コンパレータ３０の反転入力端子が特許請求の範囲に記載した「第１の入力端子」として、コンパレータ３０の非反転入力端子が特許請求の範囲に記載した「第２の入力端子」として、基準電圧Ｖ１が特許請求の範囲に記載した「第１の閾値電圧」として、ゲート駆動回路２４が特許請求の範囲に記載した「第１の駆動回路」として、それぞれ機能する。   In the above embodiment, the IGBT 14 is described as a “transistor” described in the claims, the main diode 16a is described as the “main diode” described in the claims, and the sense diode 16b is described in the claims. As the “sense diode”, the comparator 30 is the “first comparator” described in the claims, and the inverting input terminal of the comparator 30 is the “first input terminal” described in the claims. 30 non-inverting input terminals are claimed as “second input terminals” recited in the claims, and the reference voltage V1 is defined as “first threshold voltage” recited in the claims, and the gate drive circuit 24 is claimed. Each of these functions as the “first drive circuit” described in the range.

ところで、上記の実施例において、センス抵抗２６を用いてメインダイオード１６ａの通電有無を判定する。しかし、本発明はこれに限定されるものではなく、更に、同じセンス抵抗２６を用いてＩＧＢＴ１４の過電流有無を判定することとしてもよい。   By the way, in the above embodiment, the sense resistor 26 is used to determine whether or not the main diode 16a is energized. However, the present invention is not limited to this, and the presence or absence of overcurrent of the IGBT 14 may be determined using the same sense resistor 26.

すなわち、図３に示す如く、本変形例において、ＩＧＢＴ１４は、コレクタ端子−エミッタ端子間にメインダイオード１６ａが並列に接続されるメインのＩＧＢＴ（以下、メインＩＧＢＴと称す）１４ａと、そのメインＩＧＢＴ１４ａとは別に、そのメインＩＧＢＴ１４ａに流れる過電流を検出するために設けられる過電流検知用のＩＧＢＴ（以下、センスＩＧＢＴと称す）１４ｂと、を有している。メインＩＧＢＴ１４ａとセンスＩＧＢＴ１４ｂとは、同一の半導体基板において同一の構造に形成されている。メインＩＧＢＴ１４ａのエミッタ端子は、接地されている。また、センスＩＧＢＴ１４ｂのエミッタ端子は、センスダイオード１６ｂのアノード端子に接続されている。   That is, as shown in FIG. 3, in this modification, the IGBT 14 includes a main IGBT 14a (hereinafter referred to as a main IGBT) 14a in which a main diode 16a is connected in parallel between the collector terminal and the emitter terminal, and the main IGBT 14a. Separately, it has an overcurrent detection IGBT (hereinafter referred to as a sense IGBT) 14b provided to detect an overcurrent flowing through the main IGBT 14a. The main IGBT 14a and the sense IGBT 14b are formed in the same structure on the same semiconductor substrate. The emitter terminal of the main IGBT 14a is grounded. The emitter terminal of the sense IGBT 14b is connected to the anode terminal of the sense diode 16b.

また、駆動制御装置２０は、コンパレータ３０とは別のコンパレータ５０と、ＡＮＤ回路２２とは別のＡＮＤ回路５２と、を備えている。コンパレータ５０の非反転入力端子には、センス抵抗２６の他端すなわちオペアンプ２８の出力端子（Ａ点）が接続されており、オペアンプ２８の出力電圧（Ａ点電圧）ＶＡが入力される。また、コンパレータ５０の反転入力端子には、コンパレータ３０の非反転入力端子に入力される第１基準電圧Ｖ１とは異なる第２基準電圧Ｖ２が入力される。   Further, the drive control device 20 includes a comparator 50 that is different from the comparator 30 and an AND circuit 52 that is different from the AND circuit 22. The other end of the sense resistor 26, that is, the output terminal (point A) of the operational amplifier 28 is connected to the non-inverting input terminal of the comparator 50, and the output voltage (point A voltage) VA of the operational amplifier 28 is input. Further, a second reference voltage V2 different from the first reference voltage V1 input to the non-inverting input terminal of the comparator 30 is input to the inverting input terminal of the comparator 50.

尚、上記の第２基準電圧Ｖ２は、メインＩＧＢＴ１４ａにコレクタ端子側からエミッタ側へ向けて過電流が流れるか否かを判定するための閾値電圧である。具体的には、第２基準電圧Ｖ２は、上記の過電流が流れた際にセンス抵抗２６の両端に生じる電位差であって、ゼロよりも低い負値に設定されている。   The second reference voltage V2 is a threshold voltage for determining whether or not an overcurrent flows from the collector terminal side to the emitter side in the main IGBT 14a. Specifically, the second reference voltage V2 is a potential difference generated across the sense resistor 26 when the above-described overcurrent flows, and is set to a negative value lower than zero.

コンパレータ５０は、Ａ点電圧ＶＡを第２基準電圧Ｖ２と比較するように動作し、その比較結果に応じた信号を出力する比較器である。コンパレータ５０は、Ａ点電圧ＶＡが第２基準電圧Ｖ２以上である場合（すなわち、ＶＡ≧Ｖ２が成立する場合）に、メインＩＧＢＴ１４ａに過電流が流れていないことを示すハイレベルの信号ｃｏｕｔ２を出力し、また、Ａ点電圧ＶＡが第２基準電圧Ｖ２を下回る場合（すなわち、ＶＡ＜Ｖ２が成立する場合）に、メインＩＧＢＴ１４ａに過電流が流れていることを示すローレベルの信号ｃｏｕｔ２を出力する。   The comparator 50 is a comparator that operates to compare the point A voltage VA with the second reference voltage V2 and outputs a signal corresponding to the comparison result. The comparator 50 outputs a high-level signal cout2 indicating that no overcurrent flows through the main IGBT 14a when the point A voltage VA is equal to or higher than the second reference voltage V2 (that is, when VA ≧ V2 is established). In addition, when the point A voltage VA is lower than the second reference voltage V2 (that is, when VA <V2 is established), a low level signal cout2 indicating that an overcurrent flows through the main IGBT 14a is output. .

コンパレータ３０の出力端子及びコンパレータ５０の出力端子には、ＡＮＤ回路５２の入力端子が接続されている。ＡＮＤ回路５２には、コンパレータ３０の出力信号ｃｏｕｔ１及びコンパレータ５０の出力信号ｃｏｕｔ２が入力される。ＡＮＤ回路５２は、入力されるすべての信号がハイレベルであるときにハイレベルの信号を出力するロジック回路である。ＡＮＤ５２の出力端子には、ＡＮＤ回路２２の入力端子が接続されている。ＡＮＤ回路２２には、マイクロコンピュータからの駆動指令信号ｓが入力されると共に、ＡＮＤ回路２２の出力信号が入力される。ＡＮＤ回路２２は、入力されるすべての信号がハイレベルであるときにハイレベルの信号を出力するロジック回路である。   The input terminal of the AND circuit 52 is connected to the output terminal of the comparator 30 and the output terminal of the comparator 50. The AND circuit 52 receives the output signal cout1 of the comparator 30 and the output signal cout2 of the comparator 50. The AND circuit 52 is a logic circuit that outputs a high level signal when all input signals are at a high level. The output terminal of the AND 52 is connected to the input terminal of the AND circuit 22. The AND circuit 22 receives the drive command signal s from the microcomputer and the output signal of the AND circuit 22. The AND circuit 22 is a logic circuit that outputs a high level signal when all input signals are at a high level.

上記した変形例の構成において、ＩＧＢＴ１４のメインＩＧＢＴ１４ａに過電流が流れると、そのメインＩＧＢＴ１４ａの過電流に応じた電流が、センス抵抗２６にセンスＩＧＢＴ１４ｂのエミッタ端子側からオペアンプ２８の出力端子側へ流れるので、オペアンプ２８の出力側のＡ点電圧ＶＡがＩＧＢＴ１４（具体的には、センスＩＧＢＴ１４ｂ）のエミッタ端子の電圧を基準にして低くなり、第２基準電圧Ｖ２を下回る。この場合は、コンパレータ５０がローレベルの信号ｃｏｕｔ２を出力するので、ＡＮＤ回路５２がローレベルの信号ｃｏｕｔ２を出力し、ＡＮＤ回路２２がローレベルの信号をゲート駆動回路２４に向けて出力することとなり、ＩＧＢＴ１４がオフされる。   In the configuration of the above-described modification, when an overcurrent flows through the main IGBT 14a of the IGBT 14, a current corresponding to the overcurrent of the main IGBT 14a flows from the emitter terminal side of the sense IGBT 14b to the output terminal side of the operational amplifier 28. Therefore, the point A voltage VA on the output side of the operational amplifier 28 becomes low with reference to the voltage of the emitter terminal of the IGBT 14 (specifically, the sense IGBT 14b) and falls below the second reference voltage V2. In this case, since the comparator 50 outputs the low-level signal cout2, the AND circuit 52 outputs the low-level signal cout2, and the AND circuit 22 outputs the low-level signal toward the gate drive circuit 24. , IGBT 14 is turned off.

従って、本変形例の駆動制御装置２０によれば、ＩＧＢＴ１４のメインＩＧＢＴ１４ａに過電流が流れた場合に、コンパレータ５０にてその過電流をセンス抵抗２６の両端に生じる電圧（具体的には、オペアンプ２８の出力端子に生ずるＡ点電圧ＶＡ）に基づいて検知して、そのメインＩＧＢＴ１４ａをオフ駆動させることができる。この点、本変形例によれば、同じセンス抵抗２６を用いてダイオード１６の通電有無を判定すると共にかつＩＧＢＴ１４の過電流有無を判定することができる。   Therefore, according to the drive control device 20 of the present modification, when an overcurrent flows through the main IGBT 14a of the IGBT 14, the voltage generated by the comparator 50 at the both ends of the sense resistor 26 (specifically, the operational amplifier) The main IGBT 14a can be driven off by detecting based on the A point voltage VA) generated at the 28 output terminals. In this regard, according to the present modification, it is possible to determine whether or not the diode 16 is energized and to determine whether or not the IGBT 14 is overcurrent using the same sense resistor 26.

尚、上記の変形例においては、メインＩＧＢＴ１４ａが特許請求の範囲に記載した「トランジスタ」として、センスＩＧＢＴ１４ｂが特許請求の範囲に記載した「センストランジスタ」として、コンパレータ５０が特許請求の範囲に記載した「第２の比較器」として、コンパレータ５０の非反転入力端子が特許請求の範囲に記載した「第３の入力端子」として、コンパレータ５０の反転入力端子が特許請求の範囲に記載した「第４の入力端子」として、第２基準電圧Ｖ２が特許請求の範囲に記載した「第２の閾値電圧」として、ゲート駆動回路２４が特許請求の範囲に記載した「第２の駆動回路」として、それぞれ機能する。   In the above modification, the main IGBT 14a is described as the “transistor” described in the claims, the sense IGBT 14b is the “sense transistor” described in the claims, and the comparator 50 is described in the claims. As the “second comparator”, the non-inverting input terminal of the comparator 50 is described in the claims as the “third input terminal”, and the inverting input terminal of the comparator 50 is described in the claims as “the fourth comparator”. The second reference voltage V2 is the “second threshold voltage” described in the claims, and the gate drive circuit 24 is the “second drive circuit” described in the claims. Function.

１０ 半導体装置
１２ パワースイッチング素子
１４ ＩＧＢＴ
１４ａ メインＩＧＢＴ
１４ｂ センスＩＧＢＴ
１６ ダイオード
１６ａ メインダイオード
１６ｂ センスダイオード
２０ 駆動制御装置
２２，５２ ＡＮＤ回路
２４ ゲート駆動回路
２６ センス抵抗
２８ オペアンプ
３０，５０ コンパレータ DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Semiconductor device 12 Power switching element 14 IGBT
14a Main IGBT
14b Sense IGBT
16 diode 16a main diode 16b sense diode 20 drive control device 22, 52 AND circuit 24 gate drive circuit 26 sense resistor 28 operational amplifier 30, 50 comparator

Claims (6)

ゲート端子に入力されるゲート信号によりスイッチング駆動されるトランジスタと、
前記トランジスタに対して逆並列に接続されるメインダイオードと、
カソード端子が前記メインダイオードのカソード端子に接続されたセンスダイオードと、
反転入力端子が前記センスダイオードのアノード端子に接続され、非反転入力端子が前記メインダイオードのアノード端子に接続され、かつ、出力端子がセンス抵抗を介して前記センスダイオードのアノード端子に接続されたオペアンプと、
前記オペアンプの前記出力端子に生ずる出力電圧を第１の閾値電圧と比較することで、前記メインダイオードが通電しているか否かを示す信号を出力する第１の比較器と、
を備えることを特徴とする半導体装置の駆動制御装置。 A transistor that is switched and driven by a gate signal input to the gate terminal;
A main diode connected in anti-parallel to the transistor;
A sense diode having a cathode terminal connected to the cathode terminal of the main diode;
An operational amplifier having an inverting input terminal connected to the anode terminal of the sense diode, a non-inverting input terminal connected to the anode terminal of the main diode, and an output terminal connected to the anode terminal of the sense diode via a sense resistor When,
A first comparator that outputs a signal indicating whether the main diode is energized by comparing an output voltage generated at the output terminal of the operational amplifier with a first threshold voltage;
A drive control device for a semiconductor device, comprising: 前記第１の比較器は、前記出力電圧が入力される第１の入力端子と、第１の閾値電圧が入力される第２の入力端子と、前記第１の入力端子に入力される前記出力電圧が前記第２の入力端子に入力される前記第１の閾値電圧を上回る場合に前記メインダイオードが通電していることを示す信号が出力される出力端子と、を有することを特徴とする請求項１記載の半導体装置の駆動制御装置。   The first comparator includes a first input terminal to which the output voltage is input, a second input terminal to which a first threshold voltage is input, and the output that is input to the first input terminal. And an output terminal that outputs a signal indicating that the main diode is energized when the voltage exceeds the first threshold voltage input to the second input terminal. Item 8. A drive control apparatus for a semiconductor device according to Item 1. 前記第１の比較器から出力される前記メインダイオードが通電していることを示す信号が入力された場合に、ローレベルの前記ゲート信号を生成して出力する第１の駆動回路を備えることを特徴とする請求項１又は２記載の半導体装置の駆動制御装置。   A first drive circuit that generates and outputs the low-level gate signal when a signal indicating that the main diode output from the first comparator is energized is input; 3. The drive control device for a semiconductor device according to claim 1, wherein the drive control device is a semiconductor device. エミッタ端子が前記センスダイオードのアノード端子に接続された、前記トランジスタに流れる電流を検出するためのセンストランジスタと、
前記オペアンプの前記出力端子に生ずる出力電圧を第２の閾値電圧と比較することで、前記トランジスタに過電流が流れているか否かを示す信号を出力する第２の比較器と、
を備えることを特徴とする請求項１乃至３の何れか一項記載の半導体装置の駆動制御装置。 A sense transistor for detecting a current flowing in the transistor, the emitter terminal of which is connected to the anode terminal of the sense diode;
A second comparator that outputs a signal indicating whether or not an overcurrent flows through the transistor by comparing an output voltage generated at the output terminal of the operational amplifier with a second threshold voltage;
The drive control apparatus for a semiconductor device according to claim 1, further comprising: 前記第２の比較器は、前記出力電圧が入力される第３の入力端子と、第２の閾値電圧が入力される第４の入力端子と、前記第３の入力端子に入力される前記出力電圧が前記第４の入力端子に入力される前記第２の閾値電圧を下回る場合に前記トランジスタに過電流が流れていることを示す信号が出力される出力端子と、を有することを特徴とする請求項４記載の半導体装置の駆動制御装置。   The second comparator includes a third input terminal to which the output voltage is input, a fourth input terminal to which a second threshold voltage is input, and the output that is input to the third input terminal. An output terminal that outputs a signal indicating that an overcurrent flows through the transistor when a voltage is lower than the second threshold voltage input to the fourth input terminal. 5. The drive control apparatus for a semiconductor device according to claim 4. 前記第２の比較器から出力される前記トランジスタに過電流が流れていることを示す信号が入力された場合に、ローレベルの前記ゲート信号を生成して出力する第２の駆動回路を備えることを特徴とする請求項４又は５記載の半導体装置の駆動制御装置。   A second drive circuit configured to generate and output the low-level gate signal when a signal indicating that an overcurrent flows to the transistor output from the second comparator; 6. The drive control device for a semiconductor device according to claim 4, wherein the drive control device is a semiconductor device.
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