JP2015065724A

JP2015065724A - 非接触給電システム

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Publication number: JP2015065724A
Application number: JP2013196818A
Authority: JP
Inventors: 片岡　義範; Yoshinori Kataoka; 義範片岡
Original assignee: NIPPON TECMO CO Ltd
Current assignee: NIPPON TECMO CO Ltd
Priority date: 2013-09-24
Filing date: 2013-09-24
Publication date: 2015-04-09

Abstract

【課題】ギャップ変動や負荷電流の変化などに対して、受電共振回路の共振振幅拡大による回路素子の発熱および絶縁破壊を防止するとともに、出力電圧の安定した非接触給電システムを提供する。
【解決手段】非接触給電システムの受電側に、受電共振コイルと磁気結合したコントロールコイルを含む共振抑制回路を設け、出力電圧を監視して、コントロールコイルをスイッチにより短絡、開放する方法で共振動作を抑制することにより、出力電圧を設定値以下に抑えることができる。これにより、ギャップ変動や負荷電流変化などによる受電共振回路の振幅拡大によって生じる、共振回路素子の発熱、絶縁破壊や高電圧による出力回路素子や負荷装置の損傷を防止できる。
【選択図】図１

Description

この発明は非接触給電システム、詳しくは送電回路の送電コイルに高周波電流を流した際に生じる磁界を利用し、受電側に配置された共振コイルを共振させて出力回路の負荷に電力を送る非接触給電システムに関する。

非接触給電システムの有力なものとして、送電回路の送電コイルに高周波電流を流した際に生じる磁界を利用し、送電コイルから数１０ｃｍ離間した受電側に配置された受電共振コイルを共振させ、出力回路の出力コイルに電力を送る例えば電磁誘導共振方式のもの（本願特許出願人が先に出願した特許文献１など）、送電共振コイル（送電共鳴コイル）および受電共振コイル（受電共鳴コイル）を電磁場において共振（共鳴）させ、これにより送電コイルから数ｍ離間した出力回路の出力コイルに送電する磁界共鳴方式のもの（特許文献２など）が知られている。このうち、電磁誘導共振方式の非接触給電システムは、磁界共鳴方式のものでは必須の構成要素である送電共振コイルが不要で、そのため、送電コイルの形状を自由に、安価に構成できるもので、例えば、送電コイルを長円化して路面に埋め込むことにより、電気自動車の走行給電も可能になるなど、応用範囲が広いことが特徴である。

特開２０１１−１２５１８４号公報特開２０１０−２７３４４１号公報

しかしながら、電磁誘導共振方式でも、磁界共鳴方式でも同じであるが、伝送距離（エアギャップ）を大きくするために受電側に共振回路を使用した非接触給電システムでは、エアギャップの変動や負荷消費電力の変化で共振回路の共振電圧、電流の振幅が大きく変化する。これは、共振回路の共振周波数付近では回路インピーダンスが非常に高いことに起因するもので、使用に際しては必要なエアギャップで、必要な負荷電流を流した状態で、適切な共振振幅となるように共振回路の共振周波数を電源周波数とは少しずらして、回路インピーダンスの少し低い状態で使用する。ところが、エアギャップを大きくするためには、共振回路の共振周波数を電源周波数に近づける必要があり、エアギャップ、負荷の変動で共振電圧、電流の変動は避けられない。当然、磁気結合（トランス結合）した出力コイルの出力電圧も変動することとなる。
例えば、ギャップが狭くなった場合や負荷消費電力が減少（例えばバッテリー充電用途などで充電が完了して充電電流を遮断）した場合などでは共振振幅が大きくなり、大きな共振電流によって共振回路の発熱および高い共振電圧が生じて絶縁破壊を起こすことが危惧される。また、出力回路に発生する電圧も高まり、出力回路および後段の回路素子に損傷を与える恐れがある。

そこで、発明者は鋭意研究の結果、受電側に受電共振コイルと磁気結合した別のコイル（コントロールコイル）を設け、そのコイルの両端を短絡させれば、受電共振コイルの共振動作を停止または抑制可能なことを発見し、この発明を完成させた。

この発明は、ギャップ変動や負荷の消費電力変化による受電共振回路の共振振幅拡大を抑制することで、共振回路や出力回路および後段の負荷装置などの回路素子の発熱、および電圧上昇を原因とした損傷を防止することができ、ひいては、出力電圧に応じて共振動作をコントロール（オン、オフ）することにより、エアギャップ変動や負荷変動による出力電圧変動を一定範囲内に保つことができる、定電圧出力機能を有する非接触給電システムを提供することを目的としている。

請求項１に記載の発明は、送電側には高周波電源に接続された送電コイルを有し、前記送電側と空間を隔てた受電側には、前記送電コイルに磁気結合した受電共振コイルを含む受電共振回路と、前記受電共振コイルに磁気結合した出力コイルを含む出力回路とを有し、電磁誘導により前記送電側から受電側に電力を供給する非接触給電システムにおいて、前記受電側に、前記受電共振コイルと磁気結合し、かつ該受電共振コイルと電気的に絶縁された共振抑制用のコントロールコイルと、該コントロールコイルの両端をスイッチにより短絡して前記受電共振コイルの共振動作を抑制または停止する共振抑制回路とを設けた非接触給電システムである。

請求項１に記載の発明によれば、例えばエアギャップが狭くなって受電共振回路への磁束エネルギーが増えた場合や、バッテリーへの充電が完了し、充電電流を遮断するなどして負荷電流が減少した時には、受電共振回路の共振振幅が大きくなり、大きい共振電流によって受電共振回路（コイル、コンデンサ）の発熱や、高い共振電圧によって絶縁破壊を起こすことが危惧される。また、共振電圧に比例して出力回路に発生する電圧も高まり、後段の回路素子に損傷を与える恐れがある。
しかしながら、この発明では、出力回路に発生する電圧が設定された電圧を超えれば、コントロールコイルを短絡して共振動作を抑制または停止するため、共振電圧も、出力回路に発生する電圧も設定値以下に抑えられる。その結果、上述した受電共振コイルや回路素子の発熱、および、出力回路の電圧上昇を原因とした回路素子の損傷を防止することができる。

受電共振回路の共振動作を停止または抑制する手段としては、（１）受電共振回路の構成を解く手段（コイルとコンデンサの共振ループを解放するか、短絡する手段）、（２）共振周波数を変更する手段（コイルのインダクタンスまたはコンデンサの容量を、スイッチにより切り替える手段）、（３）受電共振コイルに供給される磁束を、遮断または抑制する手段、（４）（３）の手段の１つであるが、送電側の送電を停止する手段が考えられる。
このうち、（１）、（２）は受電共振回路内にスイッチを設ける必要があり、高電圧、大電流のスイッチ素子が要求される。それ以前に、受電共振回路の性能（非接触給電システムの性能）は共振ループの回路抵抗に大きく影響するため、例えばオン抵抗が数１０ｍΩのＭＯＳスイッチであっても、回路中に挿入することができない。また、（４）の送電側の送電を停止する方法は現在使用されているが、受電側から光信号などの通信手段により送電停止信号を送電側に送らなければならず、面倒でかつ高速の応答ができないなどの問題があった。

（３）の方法では、共振動作のエネルギー源が、受電共振コイルに供給される送電側の送電コイルからの磁束であることから、受電共振回路の共振動作を停止または抑制するためには、その磁束を遮断または減少させればよい。発明者はこの点に着目し、本発明では、受電共振コイルを通過する送電コイルからの磁束を、受電共振コイルと磁気結合された別コイル（コントロールコイル）によって消費する（打ち消す）方法を採用した。

共振コイルと同芯状に巻かれ、共振コイルと強く磁気結合（トランス結合）したコントロールコイルには、共振コイルとほぼ同じ磁束が通過し、コントロールコイルの両端には、共振電圧に対して共振コイルの巻き数との巻き数比分の開放電圧が発生する。コントロールコイルが開放している時は共振動作には全く影響しないが、コイル両端を短絡すれば、開放電圧とコイルの銅線抵抗でオームの法則により電流が流れる。この電流によって逆向きの磁束が発生し、共振コイルを通過する磁束は相殺されてほぼゼロとなり、共振動作は停止する。コントロールコイルに発生する電圧、電流もほぼゼロとなる。その効果は、コントロールコイルの巻き数を多くするほど高まるものの、コントロールコイルの巻き数が増える分だけ開放電圧も高まり、耐電圧の高いスイッチ素子が必要となり、コイル寸法も大きくなる。

非接触給電システムの用途は様々である。例えば、商用電源または各種の発電機により発生した電力の、電気自動車などのバッテリーへの充電を挙げることができる。また、回転機内の電気品への電力供給や、防水が要求される水中ロボットへの給電および充電などにも採用することができる。その他、防爆が要求される環境で使用する移動装置への給電など、今後ますます用途は広がっていくであろう。
本発明が適用される非接触給電システムは、受電側にのみ前記共振コイルを有する前記電磁誘導共振方式のものでも、送電側と受電側との両方に共振コイルを使用する前記磁界共鳴方式のものでもよい。

上記を含めて、「非接触給電システム」の種類としては、以下に示すI型〜IV型の非接触給電システムなどが挙げられる。
＜Ｉ型の非接触給電システム＞
これは、送電側に独立した共振コイルがなく、受電共振回路から電力を出力する方式の非接触給電システムである。
＜II型の非接触給電システム＞
これは、送電側に独立した共振コイルがなく、受電共振回路とは別の出力コイルから電力を出力する方式の非接触給電システムである。

＜III型の非接触給電システム（磁界共鳴方式）＞
これは、送電側に独立した共振コイルがあり、受電共振回路とは別の出力コイルから電力を出力する方式の非接触給電システムである。
＜IV型の非接触給電システム＞
これは、送電側には独立した共振コイルがあり、受電共振回路から電力を出力する方式の非接触給電システムである。
さらに、I、II型の、送電側に独立した共振回路を使用しない場合でも、送電コイルに、直接、コンデンサを直列または並列に接続し、送電コイルとの直列共振動作または並列共振動作により送電コイルの電流を増やし、送電電力を増やす方法も実施されている。これらに対して、本発明は受電側の共振動作を抑制する方法であり、送電側の回路形態には依存しない。また、受電側共振回路が出力回路から独立しているか、出力回路と兼用されているかにも関係なく、受電側に共振回路を備えたすべての非接触給電システムに有用である。

上記II型の非接触給電システム（送電側に独立した共振コイルがなく、受電側共振回路とは別の出力コイルから出力する方式の非接触給電システム）を例に、各部の詳細な説明を行う。
送電回路は、高周波電源および送電コイルにより構成され、高周波電源から発生する高周波電圧によって送電コイルを駆動し、交番磁界を発生する。この電力を電磁誘導によって空間を隔てた受電側に送電する。これを受電共振コイルで受け取り、受電共振回路で増幅されて、共振コイルと磁気結合した出力コイルから取り出され、出力回路の整流器と平滑コンデンサとによって負荷に必要な直流電力に変換する。出力回路には、例えばバッテリー充電器やモータなどの負荷機器（装置）が接続される。

受電共振回路は、受電共振コイルと受電共振コンデンサとにより構成され、送電コイルから送られる磁気エネルギーに共振し、電流増幅する。受電共振回路の共振周波数は、受電共振コイルのインダクタンスと、受電共振コンデンサの容量によって決定され、送電側から送られる電源周波数近傍に設定されるのが一般的である。
共振抑制回路は、受電共振コイルと電気的に絶縁され、かつ受電共振コイルと磁気結合したコントロールコイルと、そのコントロールコイルを短絡する交流スイッチと、交流スイッチを駆動する電気回路とにより構成される。
コントロールコイルの両端を交流スイッチにより短絡することで、共振動作を停止（抑制）することができる。交流スイッチとしては、メカリレーまたは半導体無接点リレーなどを採用することができる。

コントロールコイルは、受電共振コイルに比べて巻き数を少なくすることで、開放時の発生電圧を低くすることができる。実験では共振コイルの巻数の１０％程度で共振動作を停止させることができた。そのため、交流スイッチの耐圧は共振電圧の１／１０程度でよい。また、共振が停止した時の電流は小さいため、コントロールコイルは線径が小さいものでよく、交流スイッチの電流容量も小さいものでよい。
受電共振コイルの過剰共振は、出力回路の出力電圧を電圧比較器（コンパレータＩＣ）などによって監視することで、簡単に検出することができる。

また、請求項２に記載の発明は、前記共振抑制回路は、前記スイッチのオン操作を行う電圧比較器を含む電子回路を有し、前記出力回路の電圧が前記電圧比較器のしきい値を超えた時に、前記スイッチをオンにして前記コントロールコイルを短絡することで前記受電共振コイルの共振を停止または抑制し、前記スイッチとして、パワーＭＯＳＦＥＴを用いた請求項１に記載の非接触給電システムである。

請求項２に記載の発明によれば、出力回路の電圧を電圧比較器により監視し、設定されたしきい値を超えた時、コントロールコイルの両端を交流スイッチにより短絡し、コントロールコイルに流れる電流によって共振コイルを通過する磁束を打ち消し、共振動作を抑制する。この交流スイッチには、メカリレー（電磁開閉器）や交流信号用の半導体無接点リレーなどを使用できるが、本発明では例えばパワーＭＯＳＦＥＴを２個逆直列に接続し、交流信号に対応する半導体スイッチとして使用している（具体的には２個のパワーＭＯＳＦＥＴのソース（Ｓ）同士を接続し、２つのドレイン（Ｄ）を接点端子とする。操作信号は、ソース（Ｓ）と２つの接続されたゲート（Ｇ）間に電圧信号を加える）。

パワーＭＯＳＦＥＴの特徴は、スイッチの操作が電圧のみで電流を必要としないため、スイッチ操作にパワーが必要ない、火花、ノイズなどが発生せず、高信頼性で、小型であり、高速動作が可能であるなどの優れた点を有している。しかしながら、パワーＭＯＳＦＥＴは半導体からなるため、接点回路（Ｄ）とスイッチ操作端子（Ｇ），（Ｓ）が電気的に導通しているという課題がある。そこで、本発明では、スイッチするコントロールコイルを、出力コイルとは絶縁された別コイルとして、出力コイルから得られる電源をそのまま使用できるように構成した。

電圧比較器は、基準電圧入力と電圧検出入力との２つの入力端子と、比較結果を出力するオープンコレクタのトランジスタ出力を有したコンパレータＩＣにより、電圧検出端子の電圧が基準電圧より高い時、出力のトランジスタをオン（“Ｌ” Ｌｏｗレベル）にし、低い時にオフ（“Ｈ” Ｈｉｇｈｔレベル）にする。電圧検出端子に、出力電圧をポテンショメータなどにより分圧した電圧を加えれば、検出しきい値を基準電圧より高い電圧に設定することができる。比較結果の“Ｌ”、“Ｈ”信号を、パワーＭＯＳスイッチの操作に必要な例えば８Ｖ程度の電圧に変換し、パワーＭＯＳスイッチのゲート、ソース間に加えてパワーＭＯＳスイッチをオン、オフする。
コントロールコイルを短絡するスイッチ素子にパワーＭＯＳＦＥＴを使用することで、省エネルギー、高信頼性で、なおかつ高速で共振動作のオン、オフ制御が可能となる。

パワーＭＯＳＦＥＴを交流スイッチ素子として使用する場合、スイッチされる回路（コントロールコイル）と、スイッチ素子をコントロールする回路の電源は、絶縁されている必要があるが、スイッチされるコントロールコイルを、出力回路の出力コイルから絶縁された独立のコイルとしたため、スイッチ素子をコントロールする電源として、出力回路の電源を採用することができる。
受電共振コイルに供給される磁束を遮断、抑制するには、出力コイルを短絡してもよい。しかしながら、出力コイルの巻き数（出力電圧）は、負荷装置に要求される電圧によって様々であるため、短絡するスイッチ素子に要求される耐圧が定まらないという問題が生じる。また、そのスイッチ素子をコントロールする電源に出力電源を使用できないため、出力電源とは絶縁された電源を別途準備する必要がある。その点、出力コイルと絶縁され、巻き数を固定したコントロールコイルを設けた方が有利となる。

請求項３に記載の発明は、前記共振抑制回路の電圧比較器に、ヒステリシス回路により上下２つのしきい値を設け、前記受電側の前記出力回路の電圧が前記上しきい値を超えた時に、前記スイッチをオンにして前記コントロールコイルを短絡し、前記受電共振コイルの共振を停止または抑制して前記出力回路の電圧を下げる一方、前記出力回路の電圧が前記下しきい値以下となれば、前記スイッチをオフにして前記受電共振コイルの共振の停止または抑制を解除し、前記出力回路の電圧を上げるという操作を繰り返すことで、該出力回路の電圧を前記上下２つのしきい値の範囲内に制御する請求項２の非接触給電システムである。

請求項３に記載の発明によれば、共振抑制回路の電圧比較器に、ヒステリシス回路により上下２つのしきい値を設けているため、出力回路の電圧が電圧比較器の上しきい値を超えた時には、スイッチ（パワーＭＯＳＦＥＴ）をオンにしてコントロールコイルを短絡し、受電共振コイルの共振を停止または抑制して出力回路の電圧を下げる。一方、出力回路の電圧が電圧比較器の下しきい値以下の時には、スイッチをオフにして受電共振コイルの共振の停止または抑制を解除し、出力回路の電圧を上げる。この操作を半導体スイッチによって高速で行うことにより、出力回路の電圧を上下２つのしきい値の範囲内に制御することができる。

請求項４に記載の発明は、前記出力回路の出力コイルは前記共振抑制回路のコントロールコイルを兼用し、前記共振抑制回路のスイッチによって前記出力コイルの両端を短絡することで、前記受電共振コイルの共振動作を抑制または停止する請求項１〜３のうち、何れか１項に記載の非接触給電システムである。

請求項４に記載の発明によれば、出力コイルがコントロールコイルを兼用する構成であるため、受電側のコイルを簡略化することができる。

出力コイルがコントロールコイルを兼用する場合には、例えば、出力回路の整流回路にブリッジ回路を採用し、かつスイッチにパワーＭＯＳＦＥＴを採用することで、スイッチのソース端子を電源アースと共通にすることができる。この構成では、コントロール信号を出力電源から絶縁する必要がない。

請求項１に記載の発明によれば、例えばエアギャップが狭くなって受電共振回路への磁束エネルギーが増えた場合や、バッテリーへの充電完了後に充電電流を遮断するなどして負荷電流が減少した時には、受電共振コイルの共振振幅が大きくなり、大きい共振電流によって受電共振回路（コイル、コンデンサ）の発熱や、高い共振電圧によって絶縁破壊を起こすことが危惧される。また、共振電圧に比例して出力回路に発生する電圧も高まり、後段の回路素子に損傷を与える恐れがある。
しかしながら、この発明では、出力回路に発生する電圧が設定された電圧を超えれば、コントロールコイルを短絡して共振動作を抑制または停止するため、共振電圧も、出力回路に発生する電圧も設定値以下に抑えられる。その結果、上述した受電共振コイルや回路素子の発熱、および、出力回路の電圧上昇を原因とした回路素子の損傷を防止することができる。

特に、請求項２に記載の発明によれば、出力回路の電圧を電圧比較器により監視し、しきい値を超えた時、コントロールコイルの両端を交流スイッチにより短絡し、受電共振回路の共振が抑制されて、出力電圧が設定されたしきい値電圧以下に抑えられる。この電圧比較器に、高速のコンパレータＩＣを、コントロールコイル短絡用の交流スイッチに高速動作が可能なたとえばパワーＭＯＳＦＥＴの半導体スイッチを使用したことにより、低コスト、高信頼性で高速動作が可能となる。

また、請求項３に記載の発明によれば、共振抑制回路の電圧比較器に、ヒステリシス回路により上下２つのしきい値を設けているため、出力回路の電圧が電圧比較器の上しきい値を超えた時には、パワーＭＯＳスイッチをオンにしてコントロールコイルを短絡し、受電共振コイルの共振を停止または抑制して出力回路の電圧を下げる。また、出力回路の電圧が電圧比較器の下しきい値以下の時には、パワーＭＯＳスイッチをオフにして受電共振コイルの共振の停止または抑制を解除し、出力回路の電圧を上げる。これにより、出力回路の電圧を上下２つのしきい値の範囲内に制御することができ、後段で安定化電源が不要となる。

この発明の実施例１に係る非接触給電システムの回路図である。図１の回路図中の電気品１１を抵抗器／１５０Ωとした場合の各部（ＣＨ１〜ＣＨ４）の電圧波形を示すグラフである。図１の回路図中の電気品１１を抵抗器／５０Ωとした場合の各部（ＣＨ１〜ＣＨ４）の電圧波形を示すグラフである。この発明の実施例２に係る非接触給電システムの要部回路図である。この発明の実施例３に係る非接触給電システムの要部回路図である。この発明の実施例４に係る非接触給電システムの要部回路図である。

以下、この発明の実施例を具体的に説明する。ここでは、商用電源を非接触給電によりバッテリーに充電するとともに、電気品を作動させるものを例とする。ただし、これに限定されない。

図１において、１０はこの発明の実施例１に係る非接触給電システムで、この非接触給電システム１０は、回転機内の電気品１１に必要な電力を非接触で供給するものであって、停電などの給電停止時のバックアップ電源として、キャパシタ蓄電素子１２を使用する電源システムである。
以下、非接触給電システム１０を具体的に説明する。
図１に示すように、この非接触給電システム１０は、その送電側に送電回路１３が配設されている一方、その受電側には、受電共振回路１４と、出力回路１５と、共振抑制回路１６とが配設されている。送電側と受電側とのエアギャップＧは１０ｃｍである。受電側出力回路１５にはキャパシタ蓄電素子１２、電気品１１を含む負荷機器（二点鎖線）が接続されている。

送電回路１３は、商用電源から入力されたＡＣ１００Ｖ（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）の交流電力を４８ｋＨｚの高周波電力に変換する高周波電源（コンバータ）１９と、高周波電源１９からの高周波電流を流すことで高周波磁界を発生させる前記送電コイル１７とを有している。
送電コイル１７は、直径が１０ｃｍ、巻き数が２０Ｔのインダクタである。なお、図１中の送電回路１３では、二点鎖線で示すように、送電コイル１７にコンデンサ５０を直列（または並列）に接続し、送電コイル１７との直列共振動作（または並列共振動作）により送電コイル１７の電流を増やし、送電する磁束密度を高めてもよい。

また、送電側には、送電コイル１７と同芯に巻かれて磁気結合した送電共振コイル（送電共鳴コイル）５１と、送電共振コンデンサ（送電共鳴コンデンサ）５２とを有する送電共振回路（送電共鳴回路）５３を設け、磁界共鳴により送電共振コイル５１から受電共振コイル１８に電力を伝えてもよい（図１中の二点鎖線）。
受電共振回路１４は、エアギャップＧで送電コイル１７と磁気結合した受電共振コイル１８と、これに接続された受電共振コンデンサ２１とで構成され、送電コイル１７からの高周波磁界により共振する。ここでの受電共振コイル１８の直径は１０ｃｍ、巻き数は２８Ｔである。また、受電共振コイル１８は、受電共振回路１４により増幅された共振電流によって、この受電共振コイル１８と同芯に巻かれて磁気結合（トランス結合）した直径１０ｃｍ、巻き数２Ｔの出力コイル２０に、電磁誘導作用により電力を伝える。

受電側の出力回路１５は、送電側から送られた電磁エネルギーを電力（必要な電圧、電流）として取り出す主回路で、受電共振コイル１８とトランス結合された前記出力コイル２０と、出力コイル２０に発生する高周波交流電力を、負荷機器に必要な直流電力に変換する整流器２２と、平滑用コンデンサ（電解コンデンサ）２３とを有している。
実施例１での負荷機器は、電源電圧ＤＣ１２Ｖを必要とする所定の電気品１１と、バックアップ用の１０Ｖ、２５０Ｆのキャパシタ蓄電素子１２と、定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータ５５および充電回路５６を含む充電部２４と、給電停止時（定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータ５５からの電力供給がない場合）自動的にキャパシタ電源に切り替えるためのダイオード３１と、電気品１１に必要なＤＣ１２Ｖを出力する昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ２５とを有している。

出力回路１５の無負荷時の出力電圧は、受電共振コイル１８とトランス結合した出力コイル２０に発生する電圧によって決定されるため、受電共振コイル１８と出力コイル２０との巻き数比で概略以下の式（１）によって決まる。
＜数１＞
出力電圧＝共振電圧×（出力コイルの巻き数／受電共振コイルの巻き数）（１）

この式（１）に、共振電圧１０００Ｖ、出力コイル２０の巻き数２Ｔ、受電共振コイル１８の巻き数２８Ｔを代入する（出力電圧＝１０００Ｖ×２Ｔ／２８Ｔ）ことで、出力電圧約７０Ｖが求められる。
負荷電流が最大時にも出力電圧ＤＣ４３Ｖを維持するためには、無負荷時の出力電圧は十分高く設定することが望ましい。
定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータ５５の出力電圧は、ｍａｘ充電電圧ＤＣ１０Ｖのキャパシタ蓄電素子１２を充電するため、ＤＣ１４Ｖとしている。給電時定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータ５５の出力電圧ＤＣ１４Ｖを負荷側の電気品１１に必要なＤＣ１２Ｖにするため、また停電時には、キャパシタ蓄電素子１２のｍａｘＤＣ１０Ｖ（放電により蓄電量が下がれば、比例して電圧も下がり、完全に放電すれば０Ｖとなる）〜４．５Ｖの電圧からでもＤＣ１２Ｖで一定にするため、入力電圧範囲がＤＣ４．５Ｖ〜３６Ｖの前記昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ２５を採用している。

共振抑制回路１６は、コントロールコイル２６と、そのコイル両端を短絡するための一対のＭＯＳスイッチ（スイッチ、パワーＭＯＳＦＥＴ）２７とを有している。
共振抑制回路１６には、電圧検出用の電圧比較器（コンパレータＩＣ）２８と、電圧比較器２８の電源および電圧検出用の基準電圧を得る電源回路３４と、一対のＭＯＳスイッチ２７のゲート、ソース間にオン操作用電圧を印加するトランジスタ回路２９とを有したコントロール回路が電気的に接続されている。

以下、コントロール回路を具体的に説明する。
電源回路３４は、出力回路１５の平滑コンデンサ２３に接続され、電源ＩＣ３５で電圧比較器２８用とＭＯＳスイッチ駆動用の電源Ｖcc８Ｖを作り、さらに抵抗３８と定電圧ダイオード３７で基準電圧Ｖref２．５Ｖを作っている。

トランジスタ回路２９は、電圧比較器２８の出力によって、Ｖccの電圧をＭＯＳスイッチのゲート、ソース間に加える反転スイッチとして働く。電圧比較器２８の出力が“Ｌ”（Ｌｏｗレベル）のとき、トランジスタはＯＮし、Ｖccの電圧がゲート、ソース間に加わる。電圧比較器２８の出力が“Ｈ”（Ｈｉｇｈレベル）のとき、トランジスタはＯＦＦとなって、ゲート、ソース間は０Ｖとなる。

電圧比較器２８は、大小２つの抵抗３１，３２およびダイオード３９を含むヒステリシス回路３０によって２つのしきい値を有するように構成されている。電圧比較器２８の出力が“Ｈ”のとき、ダイオード３９は逆バイアスでＯＦＦとなり、基準電圧Ｖrefがそのまま電圧比較器２８のプラス端子に加わる。電圧比較器２８の出力が“Ｌ”のときには、ダイオード３９がＯＮ（導通）し、基準電圧Ｖrefを抵抗３１，３２で分圧した電圧ＶL（ＶL＜Ｖref）が電圧比較器２８のプラス端子に加わる。
一方、電圧比較器２８のマイナス端子は、出力電圧（平滑コンデンサ２３の電圧）をポテンショメータ５４で分圧した電圧が加えられている。ポテンショメータ５４は出力電圧が４３ＶのときＶrefと同じ電圧となるように設定されている（出力電圧が３７Ｖのときは、ＶLとなる）。
よって、電圧比較器２８は４３Ｖと３７Ｖとの２つのしきい値を有する電圧検出器として動作する。出力電圧（平滑コンデンサ２３の電圧）が４３Ｖを超えた際、電圧比較器２８の出力は“Ｌ”となり、トランジスタ回路２９をオンにしてＭＯＳＦＥＴのゲート、ソース間にＶcc電圧８Ｖを印加することで、一対のＭＯＳスイッチ２７をオン（導通状態）とし、コントロールコイル２６を短絡する。これにより、受電共振コイル１８の共振が停止（抑制）し、出力電圧は下がっていく。その後、出力電圧が３７Ｖ以下に達したとき、電圧比較器２８の出力は反転して“Ｈ”となり、トランジスタ回路２９をオフにしてゲート電圧を０Ｖとし、ＭＯＳスイッチ２７をオフにして共振を再開する。この動作を繰り返すことで出力電圧（平滑コンデンサ２３の電圧）は３７Ｖと４３Ｖとの間で上下動する。

負荷機器により消費する電力が大きいほど出力電圧は急激に下がるため、出力電圧の上下周期は速くなる。また、エアギャップＧが狭くなって共振電圧が高まれば、出力コイル２０の電圧も高くなり、平滑コンデンサ２３への充電電流が増大し、出力電圧の上昇速度が速くなる。すなわち、ギャップ変動や負荷電流の変化に対して、出力電圧の振動周期は変化するが、電圧は４３Ｖを超えることはない。よって、共振動作も抑制され、連続する大電流により共振素子が異常に発熱することも、出力電圧が異常に高まって後続の負荷機器に損傷を与えることもない。

ここで、図１の電気回路、図２および図３のグラフを参照し、（１）負荷機器の電気品１１を抵抗Ｒ_Ｌ＝１５０Ωとした場合、および（２）その抵抗Ｒ_Ｌ＝５０Ωとした場合において図１の電気回路中のＣＨ（Ｃｈａｎｎｅｌ）１〜ＣＨ４位置での各電圧波形を説明する。
ＣＨ１：送電回路１３の高周波電源１９の出力電圧。
ＣＨ２：出力回路１５の平滑コンデンサ２３の電圧。
ＣＨ３：受電共振回路１４の共振電圧。
ＣＨ４：負荷機器の定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータ５５の出力電圧。

負荷抵抗Ｒ_Ｌ＝１５０Ω（消費電力Ｐ＝０．９６Ｗ、図２のグラフ）：
ＣＨ１の送電回路１３の出力電圧は±５０Ｖで周波数４８．１９ｋＨｚの連続信号である。ＣＨ２の出力回路１５の平滑コンデンサの電圧は４３Ｖと３７Ｖとの間で上下動している。ＣＨ３の受電共振回路が電圧±１０００Ｖで共振しているとき、ＣＨ２の平滑コンデンサが充電され電圧が上昇する。４３Ｖに達すると共振が停止し、負荷抵抗での電力消費によって、電圧は下降する。３７Ｖまで下がると、共振が再開されて平滑コンデンサが再び充電される。これが周期５００ｍｓで繰り返され、平滑コンデンサの電圧は４３Ｖと３７Ｖとの間で上下動する。その電圧を定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータ５５で１４Ｖ一定にしたのがＣＨ４の波形である。
負荷抵抗Ｒ_Ｌ＝５０Ω（消費電力Ｐ＝２．８８Ｗ、図３のグラフ）：
負荷抵抗Ｒ_Ｌを５０Ωとして負荷電流を増した場合の各部の波形である。負荷電流が増えた分、平滑コンデンサの電圧の下降スピードが増し、共振のＯＮ、ＯＦＦの周期が２００ｍｓと速くなる。しかし、上下動する平滑コンデンサの電圧幅には変化が無く、定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータ５５の出力電圧も１４Ｖと一定である。すなわち、送電側から連続して送られてくる電力を、負荷で必要な電力分だけ共振回路を働かせて受け取っていることになり、効率的なシステムである。

次に、図４を参照して、この発明の実施例２に係る非接触給電システムを説明する。
これは、先に述べた＜I型の非接触給電システム＞である。
図４に示すように、実施例２の非接触給電システム１０Ａの特徴は、送電側に独立した共振コイルを有さず、かつ受電共振回路１４Ａから電力を直接出力する方式を採用したことによって、受電側回路のコンパクト化および低コスト化を図った点である。
これにより、送電コイル１７から受電共振コイル１８に伝送された電磁エネルギーは、受電側の出力回路１５の整流器２２に直接入力される。
その他の構成、作用および効果は実施例１と同様であるため、説明を省略する。

次に、図５を参照して、この発明の実施例３に係る非接触給電システムを説明する。
これは、先に述べた＜IV型の非接触給電システム＞である。
図５に示すように、実施例３の非接触給電システム１０Ｂの特徴は、送電側に送電共振コイル５１を有する送電共振回路５３を設け、かつ実施例２と同じように受電共振回路１４Ａから電力を直接出力する方式を採用した点である。
その他の構成、作用および効果は、実施例１および実施例２から推測可能な範囲であるため、説明を省略する。

次に、図６を参照して、この発明の実施例４に係る非接触給電システムを説明する。
図６に示すように、実施例４の非接触給電システム１０Ｃの特徴は、受電側に配設されたコイルを簡略化（削減）するため、受電側の出力コイル２０が共振抑制回路１６のコントロールコイル２６を兼用し、出力コイル２０の両端を一対のＭＯＳスイッチ２７によって短絡することで、受電共振コイル１８の共振動作を抑制（停止）する方式を採用した点である。
また、出力回路１５の整流器２２としてブリッジ回路を採用し、このようにスイッチとしてＭＯＳスイッチ（パワーＭＯＳＦＥＴ）２７を採用したため、ＭＯＳスイッチ２７のソース端子における電位と、出力電源のアースの電位とが同一となり、これらを共通化できる。その結果、コントロール信号を出力電源から絶縁する必要はなくなる。
その他の構成、作用および効果は、実施例１から推測可能な範囲であるため、説明を省略する。

従来より、エアギャップの拡大要求から受電側に共振回路を使用した非接触給電システムが各種提案されているが、受電側で出力電圧を安定させる方法が無かったため、応用範囲がエアギャップが一定で負荷電力変動も小さい用途に限定されていた。
しかし、本発明により受電側のみで出力電圧を目的に応じて一定に保つことが可能となり、本発明は、車両など輸送機器や産業設備はもとより、一般の家電品等の非接触給電化も可能となり、安全な給電方式として普及していくであろう。

１０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ非接触給電システム、
１４，１４Ａ受電共振回路、
１５出力回路、
１６共振抑制回路、
１７送電コイル、
１８受電共振コイル、
１９高周波電源、
２０出力コイル、
２６コントロールコイル、
２７ＭＯＳスイッチ、
２８電圧比較器、
３０ヒステリシス回路。

Claims

送電側には高周波電源に接続された送電コイルを有し、前記送電側と空間を隔てた受電側には、前記送電コイルに磁気結合した受電共振コイルを含む受電共振回路と、前記受電共振コイルに磁気結合した出力コイルを含む出力回路とを有し、電磁誘導により前記送電側から受電側に電力を供給する非接触給電システムにおいて、
前記受電側に、前記受電共振コイルと磁気結合し、かつ該受電共振コイルと電気的に絶縁された共振抑制用のコントロールコイルと、該コントロールコイルの両端をスイッチにより短絡して前記受電共振コイルの共振動作を抑制または停止する共振抑制回路とを設けた非接触給電システム。
前記共振抑制回路は、前記スイッチのオン操作を行う電圧比較器を含む電子回路を有し、前記出力回路の電圧が前記電圧比較器のしきい値を超えた時に、前記スイッチをオンにして前記コントロールコイルを短絡することで前記受電共振コイルの共振を停止または抑制し、
前記スイッチとして、パワーＭＯＳＦＥＴを用いた請求項１に記載の非接触給電システム。
前記共振抑制回路の電圧比較器に、ヒステリシス回路により上下２つのしきい値を設け、
前記受電側の前記出力回路の電圧が前記上しきい値を超えた時に、前記スイッチをオンにして前記コントロールコイルを短絡し、前記受電共振コイルの共振を停止または抑制して前記出力回路の電圧を下げる一方、前記出力回路の電圧が前記下しきい値以下となれば、前記スイッチをオフにして前記受電共振コイルの共振の停止または抑制を解除し、前記出力回路の電圧を上げるという操作を繰り返すことで、該出力回路の電圧を前記上下２つのしきい値の範囲内に制御する請求項２の非接触給電システム。
前記出力回路の出力コイルは前記共振抑制回路のコントロールコイルを兼用し、前記共振抑制回路のスイッチによって前記出力コイルの両端を短絡することで、前記受電共振コイルの共振動作を抑制または停止する請求項１〜３のうち、何れか１項に記載の非接触給電システム。